JP2010251889A - Acoustic wave resonator and ladder type filter using the same - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、弾性波共振器及びこれを用いたラダー型フィルタに関する。 The present invention relates to an acoustic wave resonator and a ladder type filter using the same.
従来の弾性波共振器として、図１０に示すごとく、共振周波数の異なる弾性波共振子Ｅ、Ｆ、Ｇを並列に接続する構成を採用していた。この構成とすることにより、通過帯域幅を拡大させることができた。 As a conventional elastic wave resonator, as shown in FIG. 10, a configuration in which elastic wave resonators E, F, and G having different resonance frequencies are connected in parallel has been adopted. With this configuration, the pass bandwidth could be expanded.
なお、この出願の発明に関する先行技術文献としては、例えば、特許文献１が知られている。 For example, Patent Document 1 is known as a prior art document relating to the invention of this application.
従来の弾性波共振器では、スプリアスによりロスが大きいことが問題となっていた。 In the conventional acoustic wave resonator, there is a problem that a loss is large due to spurious.
すなわち、交差幅の等しい弾性波共振子Ｅ、Ｆ、Ｇを並列接続すると、弾性波共振子Ｅ、Ｆ、Ｇそれぞれに横モードスプリアスが発生した場合、それらは図１１、図１２に示すごとく各弾性波共振子Ｅ、Ｆ、Ｇにおいて同じ周波数に現れるため、各弾性波共振子Ｅ、Ｆ、Ｇの横モードスプリアスが強め合い、弾性波共振器の通過域におけるロスが大きくなる。 That is, when elastic wave resonators E, F, and G having the same crossing width are connected in parallel, when transverse mode spurious occurs in each of the elastic wave resonators E, F, and G, they are as shown in FIGS. Since the elastic wave resonators E, F, and G appear at the same frequency, the transverse mode spurs of the elastic wave resonators E, F, and G strengthen each other, and the loss in the pass band of the elastic wave resonator increases.
そこで、本発明は、弾性波共振器のロスの発生を抑制することを目的とする。 Accordingly, an object of the present invention is to suppress the occurrence of loss in an acoustic wave resonator.
この課題を解決するために、本発明の弾性波共振器は、圧電基板上に設けられた第１のインターディジタルトランスデューサ電極を有する第１の弾性波共振子と、圧電基板上に設けられた第２のインターディジタルトランスデューサ電極を有する第２の弾性波共振子とを備え、第１の弾性波共振子と前記第２の弾性波共振子とは電気的に接続され、第１の弾性波共振子を構成する複数の櫛歯電極の交差幅をＬ１とすると、第２の弾性波共振子を構成する複数の櫛歯電極の交差幅であるＬ２は、以下の式を満たすことを特徴とする。 In order to solve this problem, an acoustic wave resonator according to the present invention includes a first acoustic wave resonator having a first interdigital transducer electrode provided on a piezoelectric substrate, and a first acoustic wave resonator provided on the piezoelectric substrate. A second elastic wave resonator having two interdigital transducer electrodes, wherein the first elastic wave resonator and the second elastic wave resonator are electrically connected, and the first elastic wave resonator is provided. When the intersection width of the plurality of comb-tooth electrodes constituting the second acoustic wave resonator is L1, the intersection width of the plurality of comb-tooth electrodes constituting the second acoustic wave resonator satisfies the following expression.
Ｌ２≠Ｌ１＋ｎＳ
ただし、ｎは整数を表し、Ｓは前記第１の弾性波共振子において、同一周波数に横モードスプリアスが発生する交差幅の変化量を表す。
L2 ≠ L1 + nS
Here, n represents an integer, and S represents the change amount of the crossing width in which the transverse mode spurious is generated at the same frequency in the first elastic wave resonator.
この構成により、弾性波共振器が備えるそれぞれの弾性波共振子に発生する横モードスプリアスが同一周波数に重なることがないので、弾性波共振器の通過域におけるロスを抑圧することができる。 With this configuration, since the transverse mode spurious generated in each acoustic wave resonator included in the acoustic wave resonator does not overlap with the same frequency, loss in the passband of the acoustic wave resonator can be suppressed.
このような構成により、横モードスプリアスの影響の少ない低ロスな弾性波共振器を実現することができる。 With such a configuration, it is possible to realize a low-loss acoustic wave resonator that is less affected by transverse mode spurious.
以下、本発明の実施の形態を図面を参照しながら説明する。なお、本発明は、これら実施の形態によって限定されるものではない。 Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. The present invention is not limited to these embodiments.
（実施の形態１）
本実施の形態に示す弾性波共振器は、図１に示すごとく、ニオブ酸リチウムからなる圧電基板１と、前記圧電基板１上方に設けられた第１、第２の弾性波共振子Ａ、Ｂを備えている。弾性波共振子Ａと弾性波共振子Ｂは電気的に並列接続されている。
(Embodiment 1)
As shown in FIG. 1, the acoustic wave resonator shown in the present embodiment includes a piezoelectric substrate 1 made of lithium niobate and first and second acoustic wave resonators A and B provided above the piezoelectric substrate 1. It has. The elastic wave resonator A and the elastic wave resonator B are electrically connected in parallel.
第１の弾性波共振子Ａはインターディジタルトランスデューサ電極Ａ１とグレーティング反射器Ａ２、Ａ３を備えている。このグレーティング反射器Ａ２、Ａ３は、インターディジタルトランスデューサ電極Ａ１を弾性波伝搬方向に挟むように配置されている。 The first acoustic wave resonator A includes an interdigital transducer electrode A1 and grating reflectors A2 and A3. The grating reflectors A2 and A3 are disposed so as to sandwich the interdigital transducer electrode A1 in the elastic wave propagation direction.
インターディジタルトランスデューサ電極Ａ１は、バスバーＡ１１と、このバスバーＡ１１に電気的に接続された複数本の櫛形電極Ａ１２と、バスバーＡ１４と、このバスバーＡ１４に電気的に接続された複数本の櫛形電極Ａ１３とからなる。また、櫛形電極Ａ１２と櫛形電極Ａ１３は交差しており、その交差幅はＬ１である。バスバーＡ１１は入力端子２に電気的に接続されており、バスバーＡ１４は出力端子３に電気的に接続されている。 The interdigital transducer electrode A1 includes a bus bar A11, a plurality of comb electrodes A12 electrically connected to the bus bar A11, a bus bar A14, and a plurality of comb electrodes A13 electrically connected to the bus bar A14. Consists of. Further, the comb electrode A12 and the comb electrode A13 intersect each other, and the width of the intersection is L1. The bus bar A11 is electrically connected to the input terminal 2, and the bus bar A14 is electrically connected to the output terminal 3.
グレーティング反射器Ａ２、Ａ３は、バスバーＡ２１、Ａ３１に電気的に接続された周期がＰ１／２の櫛形電極Ａ２２、Ａ３２からなる。 The grating reflectors A2 and A3 include comb-shaped electrodes A22 and A32 having a period of P1 / 2 and electrically connected to the bus bars A21 and A31.
第２の弾性波共振子Ｂはインターディジタルトランスデューサ電極Ｂ１とグレーティング反射器Ｂ２、Ｂ３を備えている。このグレーティング反射器Ｂ２、Ｂ３は、インターディジタルトランスデューサ電極Ｂ１を弾性波伝播方向に挟むように配置されている。 The second elastic wave resonator B includes an interdigital transducer electrode B1 and grating reflectors B2 and B3. The grating reflectors B2 and B3 are arranged so as to sandwich the interdigital transducer electrode B1 in the elastic wave propagation direction.
インターディジタルトランスデューサ電極Ｂ１は、バスバーＢ１１と、このバスバーＢ１１に電気的に接続された複数本の櫛型電極Ｂ１２と、バスバーＢ１４と、このバスバーＢ１４に電気的に接続された複数本の櫛型電極Ｂ１３とからなる。また、櫛形電極Ｂ１２と櫛形電極Ｂ１３は交差しており、その交差幅はＬ２である。なお、この交差幅Ｌ２は、第１の弾性波共振子Ａの交差幅Ｌ１よりも小さい。バスバーＢ１１は入力端子２に電気的に接続されており、バスバーＢ１４は出力端子３に電気的に接続されている。 The interdigital transducer electrode B1 includes a bus bar B11, a plurality of comb electrodes B12 electrically connected to the bus bar B11, a bus bar B14, and a plurality of comb electrodes electrically connected to the bus bar B14. B13. Further, the comb electrode B12 and the comb electrode B13 intersect each other, and the width of the intersection is L2. The intersection width L2 is smaller than the intersection width L1 of the first elastic wave resonator A. The bus bar B11 is electrically connected to the input terminal 2, and the bus bar B14 is electrically connected to the output terminal 3.
グレーティング反射器Ｂ２、Ｂ３は、バスバーＢ２１、Ｂ３１に電気的に接続された周期がＰ２／２の櫛形電極Ｂ２２、Ｂ３２からなる。 The grating reflectors B2 and B3 are composed of comb-shaped electrodes B22 and B32 having a period of P2 / 2 and electrically connected to the bus bars B21 and B31.
このように弾性波共振子Ａをなす櫛形電極Ａ１２と櫛形電極Ａ１３との交差幅Ｌ１と、弾性波共振子Ｂをなす櫛形電極Ｂ１２と櫛形電極Ｂ１３との交差幅Ｌ２とを異ならせることによって、横モードスプリアスの影響の少ない低ロスな弾性波共振器を実現することができる。以下、交差幅と横モードスプリアスの関係について説明する。 Thus, by making the intersection width L1 between the comb electrode A12 and the comb electrode A13 forming the acoustic wave resonator A different from the intersection width L2 between the comb electrode B12 and the comb electrode B13 forming the acoustic wave resonator B, It is possible to realize a low-loss acoustic wave resonator with little influence of transverse mode spurious. Hereinafter, the relationship between the intersection width and the transverse mode spurious will be described.
横モードスプリアスとは、弾性波伝搬方向と直交する方向に定在波が立つことに起因して通過帯域内に生じるスプリアスである。特に、圧電基板としてニオブ酸リチウムを用いた場合には、横モードスプリアスが顕著に発生するため、弾性波共振子の共振性能を劣化させる原因の１つとなっている。 The transverse mode spurious is spurious generated in the pass band due to standing waves standing in a direction orthogonal to the elastic wave propagation direction. In particular, when lithium niobate is used as the piezoelectric substrate, transverse mode spurious is remarkably generated, which is one of the causes of deterioration of the resonance performance of the acoustic wave resonator.
ここで、複数の弾性波共振子を並列又は直列に接続した従来の弾性波共振器は、単一の弾性波共振子と比べて、通過帯域内に生じるスプリアスが大きいという課題があった。解析の結果、この課題は、各弾性波共振子にそれぞれ発生する横モードスプリアスの周波数が一致していることに起因していることが分かった。すなわち、各弾性波共振子に発生する横モードスプリアスが互いに強め合った結果、通過帯域内に深いスプリアスを生じさせていた。 Here, the conventional acoustic wave resonator in which a plurality of acoustic wave resonators are connected in parallel or in series has a problem that spurious generated in the passband is larger than that of a single acoustic wave resonator. As a result of analysis, it has been found that this problem is caused by the fact that the frequencies of the transverse mode spurious generated in the respective acoustic wave resonators coincide with each other. That is, as a result of the transverse mode spurs generated in the respective acoustic wave resonators strengthening each other, deep spurs are generated in the passband.
図２は、交差幅と横モードスプリアスの発生周期の関係を解析した結果である。このグラフにおいて、横軸は交差幅を示し、縦軸は位相速度（＝周波数×櫛型電極のピッチ）を表している。例えば、交差幅がＬａ（＝１０Ｗ／ｌａｍｂｄａ）の場合、黒丸で示した各ポイントに対応する位相速度ＰＶ１〜ＰＶ６に横モードスプリアスが発生する。このグラフより、交差幅を調整することにより、横モードスプリアスが発生する位相速度を調整できることが分かる。すなわち、交差幅と櫛型電極のピッチを調整することにより、横モードスプリアスが発生する周波数を調整することができる。 FIG. 2 shows the result of analysis of the relationship between the intersection width and the transverse mode spurious generation period. In this graph, the horizontal axis represents the crossing width, and the vertical axis represents the phase velocity (= frequency × pitch of comb electrodes). For example, when the intersection width is La (= 10 W / lambda), transverse mode spurious occurs at the phase velocities PV1 to PV6 corresponding to the points indicated by black circles. From this graph, it can be seen that the phase velocity at which the transverse mode spurious is generated can be adjusted by adjusting the intersection width. That is, the frequency at which the transverse mode spurious is generated can be adjusted by adjusting the intersection width and the pitch of the comb electrodes.
本実施の形態では、この関係を利用し、同一ピッチの弾性波共振子Ａ、Ｂにおいて、弾性波共振子Ａをなす櫛形電極Ａ１２と櫛形電極Ａ１３との交差幅Ｌ１と、弾性波共振子Ｂをなす櫛形電極Ｂ１２と櫛形電極Ｂ１３との交差幅Ｌ２とを異ならせている。この構成により、弾性波共振子Ａ及びＢにそれぞれ生じる横モードスプリアスの発生周波数を分散させることができ、弾性波共振器の低ロス化を実現することができる。 In the present embodiment, by utilizing this relationship, in the acoustic wave resonators A and B having the same pitch, the intersection width L1 between the comb electrode A12 and the comb electrode A13 forming the acoustic wave resonator A, and the acoustic wave resonator B The crossing width L2 between the comb-shaped electrode B12 and the comb-shaped electrode B13 is made different. With this configuration, it is possible to disperse the frequency of occurrence of transverse mode spurious generated in the elastic wave resonators A and B, and to realize a reduction in loss of the elastic wave resonator.
なお、弾性波共振子ＡのピッチＰ１と弾性波共振子ＢのピッチＰ２を等しくし、弾性波共振子の共振周波数を一致させることにより、ロスを最小に抑えることができる。逆に、Ｐ１とＰ２を異ならしめることにより、通過帯域、及び減衰帯域の帯域幅を広げることが可能となり、設計自由度を大きくすることができる。この場合には、ピッチＰ１、Ｐ２も考慮した上で交差幅Ｌ１、Ｌ２を設計すればよい。 Note that the loss can be minimized by making the pitch P1 of the acoustic wave resonator A equal to the pitch P2 of the acoustic wave resonator B and making the resonance frequencies of the acoustic wave resonators coincide. On the contrary, by making P1 and P2 different, it becomes possible to widen the bandwidth of the pass band and the attenuation band, and the degree of design freedom can be increased. In this case, the intersection widths L1 and L2 may be designed in consideration of the pitches P1 and P2.
ここで、図２から分かるように、交差幅を変えた場合であっても、同一の周波数に横モードスプリアスが発生してしまうことがある。例えば、弾性波共振子Ａの交差幅Ｌ１をＬａ（１０Ｗ／ｌａｍｂｄａ）とし、弾性波共振子Ｂの交差幅Ｌ２をＬｂ（約１３Ｗ／ｌａｍｂｄａ）とした場合には、弾性波共振子Ａ、Ｂともに位相速度ＰＶ３の位置に横モードスプリアスが発生する。その結果、この位置の横モードスプリアスが互いに強め合い、弾性波共振器の通過帯域内のロスが大きくなってしまう。 Here, as can be seen from FIG. 2, even if the crossing width is changed, transverse mode spurious may occur at the same frequency. For example, when the cross width L1 of the elastic wave resonator A is La (10 W / lamda) and the cross width L2 of the elastic wave resonator B is Lb (about 13 W / lamda), the elastic wave resonators A and B In both cases, transverse mode spurious occurs at the position of the phase velocity PV3. As a result, the transverse mode spurs at this position strengthen each other, and the loss in the passband of the acoustic wave resonator increases.
従って、弾性波共振子Ａ、Ｂにそれぞれ発生する横モードスプリアスが同一周波数に重ならないようにするためには、以下の（数１）の関係を満たすように、交差幅Ｌ１、Ｌ２を設計すればよい。ただし、ｎは整数を表し、Ｓは弾性波共振子Ａにおいて、同一周波数に横モードスプリアスが発生する交差幅の周期を表す。 Therefore, in order to prevent the transverse mode spurious generated in the elastic wave resonators A and B from overlapping the same frequency, the intersection widths L1 and L2 should be designed so as to satisfy the following relationship (Equation 1). That's fine. However, n represents an integer, and S represents the period of the cross width in which the transverse mode spurious is generated at the same frequency in the elastic wave resonator A.
（数１）Ｌ２≠Ｌ１＋ｎＳ
さらに、以下の（数２）の関係を満たすように、交差幅Ｌ１、Ｌ２を設計することにより、より効果的に横モードスプリアスを効果的に分散させることができる。
(Expression 1) L2 ≠ L1 + nS
Furthermore, the transverse mode spurious can be more effectively dispersed by designing the intersection widths L1 and L2 so as to satisfy the following relationship (Equation 2).
（数２）Ｌ２＝Ｌ１＋（ｎ＋１／２）Ｓ
なお、（数１）又は（数２）において、交差幅Ｌ２はＳに対して２０％程度の幅を有してもよい。弾性波共振器の通過帯域内において、Ｓは２０％程度の幅があるため、この範囲内であれば、横モードスプリアスの分散効果を生じるからである。
(Expression 2) L2 = L1 + (n + 1/2) S
In (Equation 1) or (Equation 2), the intersection width L2 may have a width of about 20% with respect to S. This is because S has a width of about 20% within the passband of the acoustic wave resonator, and if within this range, a transverse mode spurious dispersion effect is produced.
以上のように、弾性波共振器が備える弾性波共振子の交差幅を（数１）又は（数２）の関係を満たすように設計することにより、弾性波共振器の通過帯域におけるロスを低減することができる。 As described above, the loss in the passband of the acoustic wave resonator is reduced by designing the crossing width of the acoustic wave resonator included in the acoustic wave resonator to satisfy the relationship of (Equation 1) or (Equation 2). can do.
図３及び図４は、本実施の形態における弾性波共振器の特性を示している。図３に示す本実施の形態における構成におけるアドミタンスの周波数特性と、図１１に示す従来構成におけるアドミタンスの周波数特性とを比較すると、本実施の形態の構成により、共振周波数Ａと反共振周波数Ｂとの間に見られた横モードスプリアスが分散され、１つ当たりの絶対値が低減されていることがわかる。さらに、図４に示す本実施の形態における損入損失の周波数特性と、図１２に示す従来の構成における損入損失の周波数特性とを比較すると、本実施の形態の構成により、スプリアスが分散され、１つ当たりの絶対値が低減されていることがわかる。 3 and 4 show the characteristics of the acoustic wave resonator according to the present embodiment. Comparing the frequency characteristics of the admittance in the configuration of the present embodiment shown in FIG. 3 with the frequency characteristics of the admittance in the conventional configuration shown in FIG. 11, the configuration of the present embodiment shows that the resonance frequency A and the anti-resonance frequency B are It can be seen that the transverse mode spurious seen during the period is dispersed and the absolute value per unit is reduced. Further, comparing the frequency characteristics of the loss loss in the present embodiment shown in FIG. 4 with the frequency characteristics of the loss loss in the conventional configuration shown in FIG. 12, the spurious is dispersed by the configuration of the present embodiment. It can be seen that the absolute value per one is reduced.
ここで交差幅Ｌ１＜交差幅Ｌ２とすることにより、弾性波共振子Ａ、Ｂの静電容量Ｃ１、Ｃ２は静電容量Ｃ１＜静電容量Ｃ２となる。そこで弾性波共振子Ａ、Ｂの対数Ｎ１、Ｎ２に対し対数Ｎ２＜対数Ｎ１とすることでＣ１とＣ２の比を緩和させることが望ましい。 Here, by setting the intersecting width L1 <intersecting width L2, the electrostatic capacitances C1 and C2 of the acoustic wave resonators A and B satisfy electrostatic capacitance C1 <capacitance C2. Therefore, it is desirable to reduce the ratio of C1 and C2 by setting the logarithm N2 <the logarithm N1 to the logarithms N1 and N2 of the acoustic wave resonators A and B.
なお、本構成は１個のインターディジタルトランスデューサ電極の両側を２個のグレーティング反射器で挟んだ弾性波共振子のみならず、２個以上のインターディジタルトランスデューサ電極を伝搬路上に配置した構成においても横モードスプリアスの抑圧に有効である。 In this configuration, not only the elastic wave resonator in which both sides of one interdigital transducer electrode are sandwiched by two grating reflectors but also a configuration in which two or more interdigital transducer electrodes are arranged on the propagation path. Effective for suppressing mode spurious.
なお、本実施の形態では、弾性波共振子Ａ、Ｂを並列接続した構成について説明していたが、３個以上の弾性波共振子を並列接続することもできる。 In this embodiment, the configuration in which the acoustic wave resonators A and B are connected in parallel has been described. However, three or more acoustic wave resonators can be connected in parallel.
なお、本実施の形態では、弾性波共振子Ａ、Ｂを並列接続した構成について説明していたが、図５のように、弾性波共振子Ａ、Ｂを直列接続することもできる。これにより、弾性波共振子１つあたりに印加される電圧を低減することができ、弾性波共振器の耐電圧性能を向上させることができるとともに、交差幅を（数１）又は（数２）の関係とすることにより、横モードスプリアスを抑圧することができる。 In the present embodiment, the configuration in which the acoustic wave resonators A and B are connected in parallel has been described. However, the acoustic wave resonators A and B can also be connected in series as shown in FIG. As a result, the voltage applied per elastic wave resonator can be reduced, the withstand voltage performance of the elastic wave resonator can be improved, and the crossing width can be set to (Equation 1) or (Equation 2). With this relationship, transverse mode spurious can be suppressed.
なお、本発明による弾性波共振器を用いて弾性波フィルタを構成した場合、通過帯域内に生じる横モードスプリアスを効果的に抑制することができ低ロス化が可能となる。 When an elastic wave filter is configured using the elastic wave resonator according to the present invention, it is possible to effectively suppress the transverse mode spurious generated in the pass band and to reduce the loss.
なお、図１に示す圧電基板１の回転Ｙ板のカット角を−３０°〜＋３０°程度とすることが望ましい。カット角をこの範囲とすることにより、広帯域な弾性波フィルタを実現することができる。 The cut angle of the rotating Y plate of the piezoelectric substrate 1 shown in FIG. 1 is preferably about −30 ° to + 30 °. By setting the cut angle within this range, a broadband elastic wave filter can be realized.
なお、インターディジタルトランスデューサ電極Ａ１、Ｂ１の内少なくとも一方を弾性波の波長の１５％以上の厚みのＳｉＯ2薄膜で覆うことで、弾性波のロスを低減できるとともに、温度特性をも改善することができる。 By covering at least one of the interdigital transducer electrodes A1 and B1 with a SiO 2 thin film having a thickness of 15% or more of the wavelength of the elastic wave, the loss of the elastic wave can be reduced and the temperature characteristics can be improved. it can.
なお、本構成を用いて送信フィルタと受信フィルタを構成することで低ロスである弾性波アンテナ共用器を構成することができる。 Note that an elastic wave antenna duplexer with low loss can be configured by configuring a transmission filter and a reception filter using this configuration.
（実施の形態２）
実施の形態２の特徴部分について、実施の形態１の差異を中心に説明する。
(Embodiment 2)
The characteristic part of the second embodiment will be described focusing on the differences from the first embodiment.
図６に示すごとく、弾性波共振子Ｃは、圧電基板１の上にインターディジタルトランスデューサ電極Ｃ１１、Ｃ１２、Ｃ１３、Ｃ１４、Ｃ１５とグレーティング反射器Ｃ１６、Ｃ１７を備えている。また、インターディジタルトランスデューサ電極Ｃ１１、Ｃ１２、Ｃ１３、Ｃ１４、Ｃ１５は弾性波伝搬路上に配置されており、グレーティング反射器Ｃ１６、Ｃ１７はインターディジタルトランスデューサ電極Ｃ１１、Ｃ１２、Ｃ１３、Ｃ１４、Ｃ１５を挟むように配置されている。また、インターディジタルトランスデューサ電極Ｃ１１、Ｃ１２、Ｃ１３、Ｃ１４、Ｃ１５の交差幅はＬ１である。また、インターディジタルトランスデューサ電極Ｃ１１、Ｃ１３、Ｃ１５は入力電極４に電気的に接続され、インターディジタルトランスデューサ電極Ｃ１２、Ｃ１４は出力電極５に電気的に接続されている。 As shown in FIG. 6, the acoustic wave resonator C includes interdigital transducer electrodes C11, C12, C13, C14, and C15 and grating reflectors C16 and C17 on the piezoelectric substrate 1. The interdigital transducer electrodes C11, C12, C13, C14, and C15 are disposed on the elastic wave propagation path, and the grating reflectors C16 and C17 sandwich the interdigital transducer electrodes C11, C12, C13, C14, and C15. Has been placed. The cross width of the interdigital transducer electrodes C11, C12, C13, C14, and C15 is L1. The interdigital transducer electrodes C11, C13, and C15 are electrically connected to the input electrode 4, and the interdigital transducer electrodes C12 and C14 are electrically connected to the output electrode 5.
弾性波共振子Ｄは、圧電基板１の上にインターディジタルトランスデューサ電極Ｄ１１、Ｄ１２、Ｄ１３、Ｄ１４、Ｄ１５とグレーティング反射器Ｄ１６、Ｄ１７を備えている。また、インターディジタルトランスデューサ電極Ｄ１１、Ｄ１２、Ｄ１３、Ｄ１４、Ｄ１５は弾性波伝搬路上に配置されており、グレーティング反射器Ｄ１６、Ｄ１７はインターディジタルトランスデューサ電極Ｄ１１、Ｄ１２、Ｄ１３、Ｄ１４、Ｄ１５を挟むように配置されている。また、インターディジタルトランスデューサ電極Ｄ１１、Ｄ１２、Ｄ１３、Ｄ１４、Ｄ１５の交差幅はＬ２である。また、インターディジタルトランスデューサ電極Ｄ１１、Ｄ１３、Ｄ１５は入力電極４に電気的に接続され、インターディジタルトランスデューサ電極Ｄ１２、Ｄ１４は出力電極６に電気的に接続されている。 The acoustic wave resonator D includes interdigital transducer electrodes D11, D12, D13, D14, and D15 and grating reflectors D16 and D17 on the piezoelectric substrate 1. The interdigital transducer electrodes D11, D12, D13, D14, and D15 are arranged on the elastic wave propagation path, and the grating reflectors D16 and D17 sandwich the interdigital transducer electrodes D11, D12, D13, D14, and D15. Has been placed. The cross width of the interdigital transducer electrodes D11, D12, D13, D14, and D15 is L2. The interdigital transducer electrodes D11, D13, and D15 are electrically connected to the input electrode 4, and the interdigital transducer electrodes D12 and D14 are electrically connected to the output electrode 6.
ここで、第２の弾性波共振子Ｄの交差幅Ｌ２は第１の弾性波共振子Ｃの交差幅Ｌ１よりも小さい構成となっている。この交差幅Ｌ１、Ｌ２の関係を、（数１）を満たすようにすることにより、図７に示すごとく、横モードスプリアスを分散させることができる。また、（数２）を満たすようにすることにより、さらに効果的に横モードスプリアスを分散させることができる。 Here, the cross width L2 of the second elastic wave resonator D is smaller than the cross width L1 of the first elastic wave resonator C. By making the relationship between the intersection widths L1 and L2 satisfy (Equation 1), the transverse mode spurious can be dispersed as shown in FIG. Further, by satisfying (Equation 2), the transverse mode spurious can be more effectively dispersed.
また、実施の形態２では、各々５個のインターディジタルトランスデューサ電極を持つ弾性波共振子について述べたが、インターディジタルトランスデューサ電極の数は５個に限らずスプリアス抑制効果は得られる。 In the second embodiment, the acoustic wave resonator having five interdigital transducer electrodes has been described. However, the number of interdigital transducer electrodes is not limited to five, and a spurious suppression effect can be obtained.
なお、弾性波共振子Ｃのインターディジタルトランスデューサ電極Ｃ１１、Ｃ１２、Ｃ１３、Ｃ１４、Ｃ１５の交差幅を全て等しくすることで損失の少ない弾性波共振器を構成することができる。またインターディジタルトランスデューサ電極Ｃ１１、Ｃ１２、Ｃ１３、Ｃ１４、Ｃ１５の交差幅を異ならしめることにより、さらに横モードスプリアスを分散させることができる。これは第２の弾性波共振子Ｄのインターディジタルトランスデューサ電極Ｄ１１、Ｄ１２、Ｄ１３、Ｄ１４、Ｄ１５の交差幅においても同様である。 In addition, by making all the cross widths of the interdigital transducer electrodes C11, C12, C13, C14, and C15 of the elastic wave resonator C equal, an elastic wave resonator with less loss can be configured. Further, by making the cross widths of the interdigital transducer electrodes C11, C12, C13, C14, and C15 different, it is possible to further disperse the transverse mode spurious. The same applies to the cross widths of the interdigital transducer electrodes D11, D12, D13, D14, and D15 of the second acoustic wave resonator D.
なお、弾性波共振子ＣのピッチＰ８、Ｐ９、Ｐ１０、Ｐ１１、Ｐ１２と弾性波共振子ＤのピッチＰ３、Ｐ４、Ｐ５、Ｐ６、Ｐ７を等しくすることにより、弾性波共振子の共振周波数を一致させることができる。これにより、弾性波共振器のロスを最小に抑えることができる。逆に、ピッチＰ８とＰ３、ピッチＰ９とＰ４、ピッチＰ１０とＰ５、ピッチＰ１１とＰ６、ピッチＰ１２とＰ７の内の少なくとも１組を異ならしめることにより、弾性波共振子Ｃと弾性波共振子Ｄとのバランス度を調整することができる。 By making the pitches P8, P9, P10, P11, and P12 of the elastic wave resonator C equal to the pitches P3, P4, P5, P6, and P7 of the elastic wave resonator D, the resonance frequencies of the elastic wave resonators are matched. Can be made. Thereby, the loss of an elastic wave resonator can be suppressed to the minimum. Conversely, by making at least one of pitch P8 and P3, pitch P9 and P4, pitch P10 and P5, pitch P11 and P6, and pitch P12 and P7 different, elastic wave resonator C and elastic wave resonator D And the degree of balance can be adjusted.
なお、本実施の形態では、弾性波共振子Ａ、Ｂを並列接続した構成について説明していたが、３個以上の弾性波共振子を並列接続することもできる。 In this embodiment, the configuration in which the acoustic wave resonators A and B are connected in parallel has been described. However, three or more acoustic wave resonators can be connected in parallel.
なお、本発明による弾性波共振器を用いて弾性波フィルタを構成した場合、通過帯域内に生じる横モードスプリアスを効果的に抑制することができ低ロス化が可能となる。 When an elastic wave filter is configured using the elastic wave resonator according to the present invention, it is possible to effectively suppress the transverse mode spurious generated in the pass band and to reduce the loss.
なお、図６に示す圧電基板１の回転Ｙ板のカット角を−３０°〜＋３０°程度とすることが望ましい。カット角をこの範囲とすることにより、広帯域な弾性波フィルタを実現することができる。 Note that the cut angle of the rotating Y plate of the piezoelectric substrate 1 shown in FIG. 6 is preferably about −30 ° to + 30 °. By setting the cut angle within this range, a broadband elastic wave filter can be realized.
なお、弾性波共振子Ｃ、Ｄのインターディジタルトランスデューサ電極（Ｃ１１、Ｃ１２、Ｃ１３、Ｃ１４、Ｃ１５）、（Ｄ１１、Ｄ１２、Ｄ１３、Ｄ１４、Ｄ１５）の内少なくとも一方を弾性波の波長の１５％以上の厚みのＳｉＯ2薄膜で覆うことで、弾性波のロスを低減できるとともに、温度特性も改善できる。 At least one of the interdigital transducer electrodes (C11, C12, C13, C14, C15) and (D11, D12, D13, D14, D15) of the elastic wave resonators C and D is 15% or more of the wavelength of the elastic wave. By covering with an SiO 2 thin film having a thickness of, it is possible to reduce loss of elastic waves and improve temperature characteristics.
なお、本構成を用いて送信フィルタと受信フィルタを構成することで低ロスである弾性波アンテナ共用器を構成することができる。 Note that an elastic wave antenna duplexer with low loss can be configured by configuring a transmission filter and a reception filter using this configuration.
（実施の形態３）
実施の形態３の特徴部分について、実施の形態１の差異を中心に説明する。
(Embodiment 3)
The characteristic part of the third embodiment will be described focusing on the differences from the first embodiment.
図８に示すごとく、ラダー型フィルタ８は、直列腕の弾性波共振器Ｅ及びＦと、並列腕の弾性波共振器Ｇ、Ｈ、Ｉとを備えている。なお、図８はラダー型フィルタの一例として示したものであり、直列腕に３つ以上の弾性波共振器を配置した場合や、並列腕に２つ或いは４つ以上の弾性波共振器を配置した場合であっても以下に説明する効果を奏する。 As shown in FIG. 8, the ladder-type filter 8 includes series arm elastic wave resonators E and F, and parallel arm elastic wave resonators G, H, and I. FIG. 8 shows an example of a ladder filter. When three or more elastic wave resonators are arranged on the series arm, or two or four or more elastic wave resonators are arranged on the parallel arm. Even if it is a case, there exists an effect demonstrated below.
ラダー型フィルタ８において、直列腕の弾性波共振器Ｅ及びＦの共振周波数と、並列腕の弾性波共振器Ｇ、Ｈ及びＩの反共振周波数をほぼ一致させることでバンドパス特性を得ることができる。 In the ladder filter 8, bandpass characteristics can be obtained by substantially matching the resonance frequencies of the elastic wave resonators E and F of the series arm and the antiresonance frequencies of the elastic wave resonators G, H, and I of the parallel arm. it can.
弾性波共振器Ｅは、弾性波共振子Ｅ１と弾性波共振子Ｅ２が並列に接続されている。ここで、弾性波共振子Ｅ１の交差幅ＥＬ１は、弾性波共振子Ｅ２の交差幅ＥＬ２よりも小さく形成されている。さらに、交差幅ＥＬ１、ＥＬ２の関係を（数１）又は（数２）を満たすようにすることにより、横モードスプリアスを分散させることができる。 In the elastic wave resonator E, an elastic wave resonator E1 and an elastic wave resonator E2 are connected in parallel. Here, the intersection width EL1 of the acoustic wave resonator E1 is formed to be smaller than the intersection width EL2 of the acoustic wave resonator E2. Further, the transverse mode spurious can be dispersed by satisfying (Equation 1) or (Equation 2) between the intersection widths EL1 and EL2.
弾性波共振器Ｇは、弾性波共振子Ｇ１と弾性波共振子Ｇ２が並列に接続されている。ここで、弾性波共振子Ｇ１の交差幅ＧＬ１は、弾性波共振子Ｇ２の交差幅ＧＬ２よりも小さく形成されている。さらに、交差幅ＧＬ１、ＧＬ２の関係を（数１）又は（数２）を満たすようにすることにより、横モードスプリアスを分散させることができる。 In the elastic wave resonator G, an elastic wave resonator G1 and an elastic wave resonator G2 are connected in parallel. Here, the cross width GL1 of the elastic wave resonator G1 is formed to be smaller than the cross width GL2 of the elastic wave resonator G2. Further, the transverse mode spurious can be dispersed by satisfying (Equation 1) or (Equation 2) for the relationship between the intersection widths GL1 and GL2.
さらに、交差幅ＥＬ１、ＥＬ２、ＧＬ１、ＧＬ２を全て異ならせることにより、全ての弾性波共振子に発生する横モードスプリアスの周波数を分散させることができ、効果的に通過帯域の低ロス化を図ることができる。 Further, by making all the intersection widths EL1, EL2, GL1, and GL2 different, the frequency of the transverse mode spurious generated in all the acoustic wave resonators can be dispersed, and the loss of the passband is effectively reduced. be able to.
さらに、交差幅ＥＬ１、ＥＬ２、ＧＬ１、ＧＬ２の任意の２つの組合せの関係が（数１）又は（数２）を満たすようにすることにより、ラダー型フィルタ８は直列腕及び並列腕で生じる横モードスプリアスが同一周波数に重なることを確実に防ぐことができ、効果的に通過帯域の低ロス化を図ることができる。 Further, the ladder type filter 8 can be generated by the series arm and the parallel arm by making the relationship of any two combinations of the intersection widths EL1, EL2, GL1, and GL2 satisfy (Equation 1) or (Equation 2). It is possible to reliably prevent the mode spurious from overlapping the same frequency, and to effectively reduce the loss of the passband.
交差幅ＥＬ１と交差幅ＥＬ２との差の絶対値｜ＥＬ１−ＥＬ２｜は、交差幅ＧＬ１と交差幅ＧＬ２との差の絶対値｜ＧＬ１−ＧＬ２｜よりも大きくすることが望ましい。図２のグラフによると、位相速度が大きくなるほど（すなわち、周波数が高くなるほど）、横モードスプリアスの発生周期Ｓが小さくなっていることが分かる。すなわち、周波数が高くなるほど、交差幅への依存性が大きくなっている。ここで、ラダー型フィルタ８において、直列腕の弾性波共振器Ｅ及びＦの共振周波数と、並列腕の弾性波共振器Ｇ、Ｈ及びＩの反共振周波数をほぼ一致させるために、直列腕の弾性波共振器Ｅ及びＦの共振周波数を比較的低くし、並列腕の弾性波共振器Ｇ、Ｈ及びＩの共振周波数を比較的高くしている。従って、共振周波数が比較的低い直列腕の弾性波共振器Ｅ及びＦにおいては、弾性波共振子の交差幅の差の絶対値｜ＥＬ１−ＥＬ２｜を比較的大きくし、共振周波数が比較的高い並列腕の弾性波共振器Ｇ、Ｈ及びＩにおいては、弾性波共振子の交差幅の差の絶対値｜ＧＬ１−ＧＬ２｜を比較的小さくすることにより、容易に横モードスプリアスの発生位置を分散させることができる。 The absolute value | EL1-EL2 | of the difference between the intersection width EL1 and the intersection width EL2 is desirably larger than the absolute value | GL1-GL2 | of the difference between the intersection width GL1 and the intersection width GL2. According to the graph of FIG. 2, it can be seen that as the phase velocity increases (that is, the frequency increases), the transverse mode spurious generation period S decreases. That is, the higher the frequency, the greater the dependency on the intersection width. Here, in the ladder filter 8, in order to make the resonance frequency of the elastic wave resonators E and F of the series arm substantially coincide with the anti-resonance frequency of the elastic wave resonators G, H, and I of the parallel arm, The resonance frequencies of the elastic wave resonators E and F are made relatively low, and the resonance frequencies of the elastic wave resonators G, H, and I of the parallel arm are made relatively high. Accordingly, in the elastic wave resonators E and F of the series arm having a relatively low resonance frequency, the absolute value | EL1-EL2 | of the difference between the crossing widths of the elastic wave resonators is relatively large, and the resonance frequency is relatively high. In the parallel-arm elastic wave resonators G, H, and I, by making the absolute value | GL1-GL2 | of the difference between the crossing widths of the elastic wave resonators relatively small, the occurrence positions of the transverse mode spurious are easily dispersed. Can be made.
なお、本実施の形態では、弾性波共振器Ｅ、Ｇにおいて、２つの弾性波共振子を並列接続した構成について説明していたが、３個以上の弾性波共振子を並列接続することもできる。 In the present embodiment, the configuration in which two acoustic wave resonators are connected in parallel in the acoustic wave resonators E and G has been described. However, three or more acoustic wave resonators can be connected in parallel. .
なお、本実施の形態では、弾性波共振子Ｅ、Ｇにおいて、弾性波共振子を並列接続した構成について説明していたが、図９のように、弾性波共振子を直列接続することもできる。これにより、弾性波共振子１つあたりに印加される電圧を低減することができ、弾性波共振器の耐電圧性能を向上させることができるとともに、交差幅を（数１）又は（数２）の関係とすることにより、横モードスプリアスを抑圧することができる。 In the present embodiment, the configuration in which the acoustic wave resonators E and G are connected in parallel has been described, but the acoustic wave resonators may be connected in series as shown in FIG. . As a result, the voltage applied per elastic wave resonator can be reduced, the withstand voltage performance of the elastic wave resonator can be improved, and the crossing width can be set to (Equation 1) or (Equation 2). With this relationship, transverse mode spurious can be suppressed.
なお、弾性波共振子Ｅ１のピッチＥＰ１と弾性波共振子Ｅ２のピッチＥＰ２を等しくし、弾性波共振子の共振周波数を一致させることにより、ロスを最小に抑えることができる。逆に、ＥＰ１とＥＰ２を異ならしめることにより、通過帯域、及び減衰帯域の帯域幅を広げることが可能となり、設計自由度を大きくすることができる。この場合には、ピッチＥＰ１、ＥＰ２も考慮した上で交差幅ＥＬ１、ＥＬ２を設計すればよい。弾性波共振子Ｇ１のピッチＧＰ１と弾性波共振子Ｇ２のピッチＧＰ２についても同様である。 Note that the loss can be minimized by making the pitch EP1 of the elastic wave resonator E1 equal to the pitch EP2 of the elastic wave resonator E2 and matching the resonance frequency of the elastic wave resonator. On the contrary, by making EP1 and EP2 different, it becomes possible to widen the bandwidth of the pass band and the attenuation band, and the degree of freedom in design can be increased. In this case, the intersection widths EL1 and EL2 may be designed in consideration of the pitches EP1 and EP2. The same applies to the pitch GP1 of the elastic wave resonator G1 and the pitch GP2 of the elastic wave resonator G2.
なお、これら弾性波共振子の下方に形成される圧電基板の回転Ｙ板のカット角を−３０°〜＋３０°程度とすることが望ましい。カット角をこの範囲とすることにより、広帯域な弾性波フィルタを実現することができる。 The cut angle of the rotating Y plate of the piezoelectric substrate formed below these acoustic wave resonators is preferably about −30 ° to + 30 °. By setting the cut angle within this range, a broadband elastic wave filter can be realized.
なお、これら弾性波共振子が備えるインターディジタルトランスデューサ電極の内少なくとも一つを弾性波の波長の１５％以上の厚みのＳｉＯ2薄膜で覆うことで、弾性波のロスを低減できるとともに、温度特性をも改善することができる。 In addition, by covering at least one of the interdigital transducer electrodes included in these elastic wave resonators with a SiO 2 thin film having a thickness of 15% or more of the wavelength of the elastic wave, loss of the elastic wave can be reduced and temperature characteristics can be reduced. Can also be improved.
なお、本構成を用いて送信フィルタと受信フィルタを構成することで低ロスである弾性波アンテナ共用器を構成することができる。 Note that an elastic wave antenna duplexer with low loss can be configured by configuring a transmission filter and a reception filter using this configuration.
本発明にかかるフィルタは、弾性波フィルタのロスの発生を抑制することができるという効果を有し、携帯電話等の各種通信機器において有用である。 The filter according to the present invention has an effect that the loss of the elastic wave filter can be suppressed, and is useful in various communication devices such as a mobile phone.
１ 圧電基板
Ａ 第１の弾性波共振子
Ａ１ インターディジタルトランスデューサ電極
Ｂ 第２の弾性波共振子
Ｂ１ インターディジタルトランスデューサ電極
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Piezoelectric substrate A 1st elastic wave resonator A1 interdigital transducer electrode B 2nd elastic wave resonator B1 interdigital transducer electrode
Claims (7)
前記圧電基板上に設けられた第２のインターディジタルトランスデューサ電極を有する第２の弾性波共振子とを備えた弾性波共振器であって、
前記第１の弾性波共振子と前記第２の弾性波共振子とは電気的に接続され、
前記第１の弾性波共振子を構成する複数の櫛歯電極の交差幅をＬ１とすると、
前記第２の弾性波共振子を構成する複数の櫛歯電極の交差幅であるＬ２は、以下の式を満たすことを特徴とする弾性波共振器。
Ｌ２≠Ｌ１＋ｎＳ
ただし、ｎは整数を表し、Ｓは前記第１の弾性波共振子において、同一周波数に横モードスプリアスが発生する交差幅の変化量を表す。 A first acoustic wave resonator having a first interdigital transducer electrode provided on a piezoelectric substrate;
An elastic wave resonator comprising a second elastic wave resonator having a second interdigital transducer electrode provided on the piezoelectric substrate,
The first elastic wave resonator and the second elastic wave resonator are electrically connected;
When the intersection width of the plurality of comb electrodes constituting the first elastic wave resonator is L1,
The elastic wave resonator according to claim 2, wherein L2 that is an intersection width of the plurality of comb electrodes constituting the second elastic wave resonator satisfies the following expression.
L2 ≠ L1 + nS
Here, n represents an integer, and S represents the change amount of the crossing width in which the transverse mode spurious is generated at the same frequency in the first elastic wave resonator.
前記圧電基板上に設けられた第２のインターディジタルトランスデューサ電極を有する第２の弾性波共振子とを備えた弾性波共振器であって、
前記第１の弾性波共振子と前記第２の弾性波共振子とは接続された弾性波共振器であって、
前記第１の弾性波共振子を構成する複数の櫛歯電極の交差幅をＬ１とすると、
前記第２の弾性波共振子を構成する複数の櫛歯電極の交差幅であるＬ２は、以下の式を満たすことを特徴とする弾性波共振器。
Ｌ２＝Ｌ１＋（ｎ＋１／２）Ｓ
ただし、ｎは整数を表し、Ｓは前記第１の弾性波共振子において、同一周波数に横モードスプリアスが発生する交差幅の変化量を表す。 A first acoustic wave resonator having a first interdigital transducer electrode provided on a piezoelectric substrate;
An elastic wave resonator comprising a second elastic wave resonator having a second interdigital transducer electrode provided on the piezoelectric substrate,
The first elastic wave resonator and the second elastic wave resonator are connected elastic wave resonators,
When the intersection width of the plurality of comb electrodes constituting the first elastic wave resonator is L1,
The elastic wave resonator according to claim 2, wherein L2 that is an intersection width of the plurality of comb electrodes constituting the second elastic wave resonator satisfies the following expression.
L2 = L1 + (n + 1/2) S
Here, n represents an integer, and S represents the change amount of the crossing width in which the transverse mode spurious is generated at the same frequency in the first elastic wave resonator.
請求項１又は請求項２に記載の弾性波共振器を並列腕に接続した第２の弾性波共振器とを有するラダー型フィルタであって、
前記第１の弾性波共振器が備える第１の弾性波共振子の交差幅をＥＬ１とし、
前記第１の弾性波共振器が備える第２の弾性波共振子の交差幅をＥＬ２とし、
前記第２の弾性波共振器が備える第１の弾性波共振子の交差幅をＧＬ１とし、
前記第２の弾性波共振器が備える第２の弾性波共振子の交差幅をＧＬ２とすると、
ＥＬ１、ＥＬ２、ＧＬ１及びＧＬ２は全て異なるとともに、
ＥＬ１、ＥＬ２、ＧＬ１及びＧＬ２から選択した任意の２つの交差幅のうち、小さい方をＬ１、大きい方をＬ２とすると、以下の式を満たすことを特徴とするラダー型フィルタ。
Ｌ２≠Ｌ１＋ｎＳ
ただし、ｎは整数を表し、Ｓは交差幅がＬ１の弾性波共振子において、同一周波数に横モードスプリアスが発生する交差幅の変化量を表す。 A first acoustic wave resonator in which the acoustic wave resonator according to claim 1 or 2 is connected to a series arm;
A ladder type filter having a second acoustic wave resonator in which the acoustic wave resonator according to claim 1 or 2 is connected to a parallel arm,
The intersection width of the first acoustic wave resonator included in the first acoustic wave resonator is EL1,
The intersection width of the second acoustic wave resonator provided in the first acoustic wave resonator is EL2,
The intersection width of the first acoustic wave resonator included in the second acoustic wave resonator is GL1,
When the intersection width of the second elastic wave resonator provided in the second elastic wave resonator is GL2,
EL1, EL2, GL1 and GL2 are all different,
Of the two intersecting widths selected from EL1, EL2, GL1, and GL2, a ladder type filter characterized by satisfying the following expression, where L1 is the smaller one and L2 is the larger one.
L2 ≠ L1 + nS
However, n represents an integer, and S represents a change amount of the crossing width in which the transverse mode spurious is generated at the same frequency in the elastic wave resonator having the crossing width L1.
請求項１又は請求項２に記載の弾性波共振器を並列腕に接続した第２の弾性波共振器とを有するラダー型フィルタであって、
前記第１の弾性波共振器が備える第１の弾性波共振子の交差幅をＥＬ１とし、
前記第１の弾性波共振器が備える第２の弾性波共振子の交差幅をＥＬ２とし、
前記第２の弾性波共振器が備える第１の弾性波共振子の交差幅をＧＬ１とし、
前記第２の弾性波共振器が備える第２の弾性波共振子の交差幅をＧＬ２とすると、
ＥＬ１、ＥＬ２、ＧＬ１及びＧＬ２は全て異なるとともに、
ＥＬ１、ＥＬ２、ＧＬ１及びＧＬ２から選択した任意の２つの交差幅のうち、小さい方をＬ１、大きい方をＬ２とすると、以下の式を満たすことを特徴とするラダー型フィルタ。
Ｌ２＝Ｌ１＋（ｎ＋１／２）Ｓ
ただし、ｎは整数を表し、Ｓは交差幅がＬ１の弾性波共振子において、同一周波数に横モードスプリアスが発生する交差幅の変化量を表す。 A first acoustic wave resonator in which the acoustic wave resonator according to claim 1 or 2 is connected to a series arm;
A ladder filter having a second acoustic wave resonator in which the acoustic wave resonator according to claim 1 or 2 is connected to a parallel arm,
The intersection width of the first acoustic wave resonator included in the first acoustic wave resonator is EL1,
The intersection width of the second acoustic wave resonator provided in the first acoustic wave resonator is EL2,
The intersection width of the first acoustic wave resonator included in the second acoustic wave resonator is GL1,
When the intersection width of the second elastic wave resonator provided in the second elastic wave resonator is GL2,
EL1, EL2, GL1 and GL2 are all different,
Of the two intersecting widths selected from EL1, EL2, GL1, and GL2, a ladder type filter characterized by satisfying the following expression, where L1 is the smaller one and L2 is the larger one.
L2 = L1 + (n + 1/2) S
However, n represents an integer, and S represents a change amount of the crossing width in which the transverse mode spurious is generated at the same frequency in the elastic wave resonator having the crossing width L1.
請求項１又は請求項２に記載の弾性波共振器を並列腕に接続した第２の弾性波共振器とを有するラダー型フィルタであって、
前記第１の弾性波共振器が備える第１の弾性波共振子の交差幅をＥＬ１とし、
前記第１の弾性波共振器が備える第２の弾性波共振子の交差幅をＥＬ２とし、
前記第２の弾性波共振器が備える第１の弾性波共振子の交差幅をＧＬ１とし、
前記第２の弾性波共振器が備える第２の弾性波共振子の交差幅をＧＬ２とすると、
ＥＬ１とＥＬ２との差の絶対値｜ＥＬ１−ＥＬ２｜は、ＧＬ１とＧＬ２との差の絶対値｜ＧＬ１−ＧＬ２｜よりも大きいことを特徴とするラダー型フィルタ。 A first acoustic wave resonator in which the acoustic wave resonator according to claim 1 or 2 is connected to a series arm;
A ladder filter having a second acoustic wave resonator in which the acoustic wave resonator according to claim 1 or 2 is connected to a parallel arm,
The intersection width of the first acoustic wave resonator included in the first acoustic wave resonator is EL1,
The intersection width of the second acoustic wave resonator provided in the first acoustic wave resonator is EL2,
The intersection width of the first acoustic wave resonator included in the second acoustic wave resonator is GL1,
When the intersection width of the second elastic wave resonator provided in the second elastic wave resonator is GL2,
A ladder type filter characterized in that an absolute value | EL1-EL2 | of a difference between EL1 and EL2 is larger than an absolute value | GL1-GL2 | of a difference between GL1 and GL2.
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