JP2010171683A - Filter device, reception device, and signal processing method - Google Patents

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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To effectively prevent the interruption of sound arising from a pilot enhanced distortion while at the same time effectively eliminating a multipath distortion. <P>SOLUTION: A digital filter section 132 extracts a signal Y<SB>0</SB>(T) from a signal X<SB>0</SB>(T) that has been extracted by an RF processing unit and amplitude-adjusted by an AGC section 131. A signal Y'(T) obtained by eliminating a pilot component from the signal Y<SB>0</SB>(T) is generated by a pilot eliminating section 133. Meanwhile, an error calculating section 242 calculates an error ERR(T) that is a difference between a detection result for an envelope detection result Y<SB>ENV</SB>(T) of the signal Y<SB>0</SB>(T) and a reference value. A coefficient updating section 244 performs an estimation operation for a filter characteristic of the digital filter section 132 based on the signal X<SB>0</SB>(T), signal Y'(T), and error ERR(T). Based on the estimation operation results, each tap coefficient of the digital filter section 132 is updated. <P>COPYRIGHT: (C)2010,JPO&amp;INPIT

Description

本発明は、フィルタ装置、受信装置、信号処理方法、信号処理プログラム、及び、当該信号処理プログラムが記録された記録媒体に関する。   The present invention relates to a filter device, a receiving device, a signal processing method, a signal processing program, and a recording medium on which the signal processing program is recorded.

従来から、音声の放送方式としてＦＭ（Frequency Modulation）方式が多く採用されている。こうしたＦＭ方式の放送では、受信波のマルチパス歪みによる受信障害が重要な問題である。このマルチパス歪みは、周囲における建物による反射等による電波の多重伝搬によって、位相及び電界強度が異なる到来電波が相互に干渉しあうマルチパス現象に伴って発生する。   Conventionally, an FM (Frequency Modulation) system has been widely used as a sound broadcasting system. In such FM broadcasting, reception failure due to multipath distortion of the received wave is an important problem. This multipath distortion occurs due to a multipath phenomenon in which incoming radio waves having different phases and electric field strengths interfere with each other due to multiple propagation of radio waves due to reflections by buildings around the surroundings.

こうしたマルチパス現象が発生すると、本来は振幅が一定であるはずのＦＭ信号の振幅が変動してしまい、再生音声の音質を劣化させる一因となる。特に、受信装置が車両等の移動体に搭載される場合には、移動体の移動とともに、受信状態が変化するので、激しい振幅変動を伴うマルチパス歪みが生じる場合がある。   When such a multipath phenomenon occurs, the amplitude of the FM signal, which should have a constant amplitude, fluctuates, which causes a deterioration in the sound quality of the reproduced sound. In particular, when the receiving device is mounted on a moving body such as a vehicle, the reception state changes as the moving body moves, so that multipath distortion accompanied by severe amplitude fluctuations may occur.

このため、マルチパス歪みを除去するために様々な技術が提案されている。こうした技術の中で、ＣＭＡ（Constant Modulus Algorithm）と呼ばれるアルゴリズムを利用して適応制御を行うことで、マルチパス歪みを除去するデジタルフィルタを実現する技術が注目されている（特許文献１〜３参照：以下、「従来例１〜３」と呼ぶ）。これらの従来例１〜３の技術では、車両等の移動による受信状態の変化に対応するため、適応制御を適正に行うことができる技術が提案されている。   For this reason, various techniques have been proposed to remove multipath distortion. Among these techniques, attention is paid to a technique for realizing a digital filter that removes multipath distortion by performing adaptive control using an algorithm called CMA (Constant Modulus Algorithm) (see Patent Documents 1 to 3). : Hereinafter referred to as “conventional examples 1 to 3”). In the techniques of the conventional examples 1 to 3, a technique capable of appropriately performing adaptive control has been proposed in order to cope with a change in reception state due to movement of a vehicle or the like.

特開２００５−６４６１６号公報JP-A-2005-64616 特開２００５−６４６１８号公報JP 2005-64618 A 特開２００５−１６７７１７号公報JP 2005-167717 A

上述した従来例１〜３のＣＭＡを用いる技術では、本来は振幅が一定であるはずのＦＭ信号の特性に着目して、マルチパス歪みを除去する。すなわち、従来例１〜３のＣＭＡを用いる技術では、デジタルフィルタの通過信号の包絡線と基準値との誤差が最小となるように、デジタルフィルタのタップ係数を更新し、収束させることで、マルチパス歪みを除去するようになっている。   In the technique using the CMAs of the above-described conventional examples 1 to 3, the multipath distortion is removed by paying attention to the characteristic of the FM signal whose amplitude should be constant. That is, in the technologies using the CMAs of the conventional examples 1 to 3, the tap coefficients of the digital filter are updated and converged so that the error between the envelope of the passing signal of the digital filter and the reference value is minimized. It is designed to remove path distortion.

ところで、マルチパス歪みの態様は様々である。こうしたマルチパス歪みの態様として、ＦＭ信号におけるパイロット信号に対応する周波数成分が強調され、それ以外の周波数成分が低減してしまう態様（以下、「パイロット強調歪み」と呼ぶ）も存在する。   By the way, there are various modes of multipath distortion. As an aspect of such multipath distortion, there is an aspect (hereinafter referred to as “pilot enhancement distortion”) in which the frequency component corresponding to the pilot signal in the FM signal is enhanced and the other frequency components are reduced.

かかるパイロット強調歪みが発生すると、ＣＭＡを利用する適応フィルタでは、パイロット信号に対応する周波数成分を一定とし、その他の周波数成分をキャンセルするようにタップ係数が収束することになる。そして、こうした収束が一度なされると、その後にパイロット強調歪みが解消した後も、しばらくは、パイロット信号の重点的な抽出が継続することになる。   When such pilot-enhanced distortion occurs, in the adaptive filter using CMA, the tap coefficient converges so that the frequency component corresponding to the pilot signal is constant and the other frequency components are cancelled. Once such convergence has been made, the pilot signal will continue to be extracted for a while after the pilot enhancement distortion has been eliminated.

したがって、パイロット強調歪みが発生していないにもかかわらず、適応フィルタの通過信号の検波結果の主な成分が直流成分である状態が、しばらくの間継続することになる。この結果、パイロット強調歪みが解消した後も、しばらくの間、聴取者は音切れを感じることになる。   Therefore, the state in which the main component of the detection result of the passing signal of the adaptive filter is a DC component continues for a while despite the absence of pilot enhancement distortion. As a result, even after the pilot emphasis distortion is resolved, the listener feels that the sound is cut for a while.

このため、マルチパス歪みを有効に除去できるとともに、パイロット強調歪みの発生後における音切れを防止することができる技術が望まれている。かかる要請に応えることが、本発明が解決すべき課題の一つとして挙げられる。   Therefore, there is a demand for a technique that can effectively remove multipath distortion and can prevent sound interruption after the occurrence of pilot-enhanced distortion. Meeting this requirement is one of the problems to be solved by the present invention.

本発明は、上記の事情を鑑みてなされたものであり、マルチパス歪みを有効に除去しつつ、パイロット強調歪みの発生に伴う音切れを有効に防止することができるフィルタ装置、受信装置及び信号処理方法を提供することを目的とする。   The present invention has been made in view of the above-described circumstances, and is a filter device, a receiving device, and a signal that can effectively prevent sound interruption due to the occurrence of pilot-enhanced distortion while effectively removing multipath distortion. An object is to provide a processing method.

請求項１に記載の発明は、ＦＭ信号を含む入力信号におけるマルチパスによる歪み成分を除去するフィルタリング手段と；前記フィルタリング手段を介した信号からパイロット信号成分を除去したパイロット除去信号を生成するパイロット除去手段と；前記パイロット除去信号を参照して、前記フィルタリング手段の前記歪み成分の除去特性を制御する制御手段と；を備えることを特徴とするフィルタ装置である。   According to the first aspect of the present invention, there is provided filtering means for removing a distortion component due to multipath in an input signal including an FM signal; and pilot removal for generating a pilot removal signal obtained by removing the pilot signal component from the signal via the filtering means. And a control means for controlling a removal characteristic of the distortion component of the filtering means with reference to the pilot removal signal.

請求項４に記載の発明は、請求項１〜３のいずれか一項に記載のフィルタ装置と；受信信号から、ＦＭ信号を含む指定物理チャンネルの周波数帯の信号の周波数変換を行って、前記フィルタ装置に入力させるチューナ手段と；を備えることを特徴とする受信装置である。   According to a fourth aspect of the present invention, the filter device according to any one of the first to third aspects of the present invention includes: performing frequency conversion of a signal in a frequency band of a designated physical channel including an FM signal from a received signal; And a tuner means for inputting to the filter device.

請求項７に記載の発明は、ＦＭ信号を含む入力信号におけるマルチパスによる歪み成分を除去するフィルタリング手段を備えるフィルタ装置において使用される信号処理方法であって、前記フィルタリング手段を介した信号からパイロット信号成分を除去したパイロット除去信号を生成するパイロット除去工程と；前記パイロット除去信号を参照して、前記フィルタリング手段の前記歪み成分の除去特性を制御しつつ、前記入力信号に含まれるマルチパスによる歪み成分を除去するフィルタリング工程と；を備えることを特徴とする信号処理方法である。   The invention according to claim 7 is a signal processing method used in a filter device including a filtering unit that removes distortion components due to multipath in an input signal including an FM signal, and a pilot is obtained from a signal that passes through the filtering unit. A pilot removal step of generating a pilot removal signal from which signal components have been removed; and distortion caused by multipath included in the input signal while controlling a removal characteristic of the distortion component of the filtering means with reference to the pilot removal signal And a filtering process for removing components.

請求項８に記載の発明は、請求項７に記載の信号処理方法を演算手段に実行させる、ことを特徴とする信号処理プログラムである。   According to an eighth aspect of the present invention, there is provided a signal processing program that causes a calculation means to execute the signal processing method according to the seventh aspect.

請求項９に記載の発明は、請求項８に記載の信号処理プログラムが、演算手段により読み取り可能に記録されている、ことを特徴とする記録媒体である。   The invention according to claim 9 is a recording medium in which the signal processing program according to claim 8 is recorded so as to be readable by a calculation means.

本発明の一実施形態に係る受信装置の構成を概略的に示すブロック図である。It is a block diagram which shows roughly the structure of the receiver which concerns on one Embodiment of this invention. 図１のＲＦ処理ユニットの構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of RF processing unit of FIG. 図１のフィルタ装置の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the filter apparatus of FIG. 図３のデジタルフィルタ部の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the digital filter part of FIG. 図３のパイロット除去部の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the pilot removal part of FIG. 図５のパイロット除去部の特性の例を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the example of the characteristic of the pilot removal part of FIG. 図３のフィルタ特性制御部の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the filter characteristic control part of FIG. 図７の係数更新部の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the coefficient update part of FIG. 図１の再生処理ユニットの構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the reproduction | regeneration processing unit of FIG. 図１のアナログ処理ユニットの構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the analog processing unit of FIG. フィルタ特性制御部の変形例の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the modification of a filter characteristic control part.

以下、本発明の一実施形態を、図１〜図１０を参照して説明する。なお、本実施形態においては、車両に搭載されたＦＭラジオ受信装置を例示して説明する。また、以下の説明及び図面においては、同一又は同等の要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。   Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. In the present embodiment, an FM radio receiver mounted on a vehicle will be described as an example. In the following description and drawings, the same or equivalent elements are denoted by the same reference numerals, and redundant description is omitted.

［構成］
図１には、一実施形態に係る受信装置１００の概略的な構成がブロック図にて示されている。この図１に示されるように、受信装置１００は、アンテナ１１０と、チューナ手段としてのＲＦ処理ユニット１２０とを備えている。また、受信装置１００は、フィルタ装置１３０と、再生処理ユニット１４０と、アナログ処理ユニット１５０とを備えている。さらに、受信装置１００は、スピーカユニット１６０と、操作入力ユニット１７０と、制御ユニット１９０とを備えている。 [Constitution]
FIG. 1 is a block diagram illustrating a schematic configuration of a receiving device 100 according to an embodiment. As shown in FIG. 1, the receiving device 100 includes an antenna 110 and an RF processing unit 120 as tuner means. In addition, the receiving apparatus 100 includes a filter device 130, a reproduction processing unit 140, and an analog processing unit 150. Furthermore, the receiving device 100 includes a speaker unit 160, an operation input unit 170, and a control unit 190.

上記のアンテナ１１０は、放送波を受信する。アンテナ１１０による受信結果は、受信信号ＲＦＳとして、ＲＦ処理ユニット１２０へ送られる。   The antenna 110 receives a broadcast wave. A reception result by the antenna 110 is sent to the RF processing unit 120 as a reception signal RFS.

上記のＲＦ処理ユニット１２０は、制御ユニット１９０からの選局指令ＣＳＬに従って、選択すべき物理チャンネルの信号を受信信号ＲＦＳから抽出する選局処理を行い、所定の中間周波数帯の成分を有する中間周波信号ＩＦＤを、フィルタ装置１３０へ送る。このＲＦ処理ユニット１２０は、図２に示されるように、入力フィルタ１２１と、高周波増幅器（ＲＦ−ＡＭＰ：Radio Frequency-Amplifier）１２２と、バンドパスフィルタ（以下、「ＲＦフィルタ」とも呼ぶ）１２３とを備えている。また、ＲＦ処理ユニット１２０は、ミキサ（混合器）１２４と、中間周波フィルタ（以下、「ＩＦフィルタ」とも呼ぶ）１２５と、ＡＤ（Analogue to Digital）変換器（ＡＤＣ）１２６とを備えている。さらに、ＲＦ処理ユニット１２０は、局部発振回路（ＯＳＣ）１２７を備えている。   The RF processing unit 120 performs channel selection processing for extracting the signal of the physical channel to be selected from the received signal RFS in accordance with the channel selection command CSL from the control unit 190, and performs an intermediate frequency having a component in a predetermined intermediate frequency band. The signal IFD is sent to the filter device 130. As shown in FIG. 2, the RF processing unit 120 includes an input filter 121, a radio frequency amplifier (RF-AMP) 122, a bandpass filter (hereinafter also referred to as “RF filter”) 123, and It has. The RF processing unit 120 includes a mixer (mixer) 124, an intermediate frequency filter (hereinafter also referred to as “IF filter”) 125, and an AD (Analogue to Digital) converter (ADC) 126. Further, the RF processing unit 120 includes a local oscillation circuit (OSC) 127.

上記の入力フィルタ１２１は、アンテナ１１０からの受信信号ＲＦＳの低周波成分を遮断するハイパスフィルタである。上記の高周波増幅器１２２は、入力フィルタ１２１を通過した信号を増幅する。   The input filter 121 is a high-pass filter that blocks low frequency components of the reception signal RFS from the antenna 110. The high frequency amplifier 122 amplifies the signal that has passed through the input filter 121.

上記のＲＦフィルタ１２３は、高周波増幅器１２２から出力された信号のうち、高周波数帯の信号を選択的に通過させる。上記のミキサ１２４は、ＲＦフィルタ１２３を通過した信号と、局部発振回路１２７から供給された局部発振信号ＣＦとを混合する。上記のＩＦフィルタ１２５は、ミキサ１２４から出力された信号のうち、予め定められた中間周波数範囲の信号を選択して通過させる。   The RF filter 123 selectively passes a signal in a high frequency band among signals output from the high frequency amplifier 122. The mixer 124 mixes the signal that has passed through the RF filter 123 and the local oscillation signal CF supplied from the local oscillation circuit 127. The IF filter 125 selects and passes a signal in a predetermined intermediate frequency range among the signals output from the mixer 124.

上記のＡＤＣ１２６は、ＩＦフィルタ１２５を通過した信号をデジタル信号に変換する。この変換結果は、中間周波信号ＩＦＤとして、フィルタ装置１３０へ向けて出力される。   The ADC 126 converts the signal that has passed through the IF filter 125 into a digital signal. This conversion result is output to the filter device 130 as an intermediate frequency signal IFD.

上記の局部発振回路１２７は、電圧制御等により発振周波数の制御が可能な発振器等を備えて構成される。この局部発振回路１２７は、制御ユニット１９０から供給された選局指令ＣＳＬに従って、選局すべき物理チャンネルに対応する周波数の局部発振信号ＣＦを生成し、ミキサ１２４へ供給する。   The local oscillation circuit 127 includes an oscillator that can control the oscillation frequency by voltage control or the like. The local oscillation circuit 127 generates a local oscillation signal CF having a frequency corresponding to the physical channel to be selected in accordance with the channel selection command CSL supplied from the control unit 190, and supplies the local oscillation signal CF to the mixer 124.

図１に戻り、上記のフィルタ装置１３０は、ＲＦ処理ユニット１２０からの中間周波信号ＩＦＤを受ける。そして、フィルタ装置１３０は、いわゆるマルチパスの発生による受信信号の歪みを除去するためのフィルタリング処理を行う。かかる機能を有するフィルタ装置１３０は、図３に示されるように、自動利得制御（ＡＧＣ）部１３１と、フィルタリング手段としてのデジタルフィルタ部１３２とを備えている。また、フィルタ装置１３０は、パイロット除去手段としてのパイロット除去部１３３と、制御手段としてのフィルタ特性制御部１３４とを備えている。   Returning to FIG. 1, the filter device 130 receives the intermediate frequency signal IFD from the RF processing unit 120. Then, the filter device 130 performs a filtering process for removing distortion of the received signal due to the so-called multipath. As shown in FIG. 3, the filter device 130 having such a function includes an automatic gain control (AGC) unit 131 and a digital filter unit 132 as filtering means. Further, the filter device 130 includes a pilot removal unit 133 as a pilot removal unit and a filter characteristic control unit 134 as a control unit.

上記のＡＧＣ部１３１は、ＲＦ処理ユニット１２０からの中間周波信号ＩＦＤを受ける。そして、ＡＧＣ部１３１は、中間周波信号ＩＦＤの信号レベルを検出し、その検出結果に基づいて中間周波信号ＩＦＤを増幅することにより、中間周波信号ＩＦＤの信号レベルにかかわらず、常に安定した振幅の中間周波数帯の信号ＧＣＤを生成する。こうして生成された信号ＧＣＤは、デジタルフィルタ部１３２及びフィルタ特性制御部１３４へ向けて送られる。   The AGC unit 131 receives the intermediate frequency signal IFD from the RF processing unit 120. Then, the AGC unit 131 detects the signal level of the intermediate frequency signal IFD, and amplifies the intermediate frequency signal IFD based on the detection result, so that it always has a stable amplitude regardless of the signal level of the intermediate frequency signal IFD. A signal GCD in the intermediate frequency band is generated. The signal GCD generated in this way is sent to the digital filter unit 132 and the filter characteristic control unit 134.

上記のデジタルフィルタ部１３２は、本実施形態では、ＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタとして構成されている。このデジタルフィルタ部１３２は、ＡＧＣ部１３１からの信号ＧＣＤを受ける。そして、デジタルフィルタ部１３２は、フィルタ特性制御部１３４からの係数指定ＣＥＦに従って、フィルタリング演算を行う。かかる機能を有するデジタルフィルタ部１３２は、図４に示されるように、（Ｍ−１）個の遅延器２３１1〜２３１M-1と、Ｍ個の係数倍器２３２0〜２３２M-1と、加算器２３３とを備えている。 In the present embodiment, the digital filter unit 132 is configured as a FIR (Finite Impulse Response) filter. The digital filter unit 132 receives the signal GCD from the AGC unit 131. Then, the digital filter unit 132 performs a filtering operation according to the coefficient designation CEF from the filter characteristic control unit 134. As shown in FIG. 4, the digital filter unit 132 having such a function includes (M−1) delay units 231 1 to 231 M−1 and M coefficient multipliers 232 0 to 232 M−1 . And an adder 233.

上記の遅延器２３１m（ｍ＝１〜Ｍ−１）のそれぞれは、入力した信号Ｘm-1（Ｔ）を単位遅延時間τだけ遅延させ、信号Ｘm（Ｔ）として出力する。ここで、信号Ｘ0（Ｔ）が、ＡＧＣ部１３１からの信号ＧＣＤとなっている。この結果、信号Ｘm（Ｔ）と信号Ｘ0（Ｔ）との関係は、次の（１）式で表される。
Ｘm（Ｔ）＝Ｘ0（Ｔ−ｍ・τ） …（１） Each of the delay devices 231 m (m = 1 to M−1) delays the input signal X m−1 (T) by a unit delay time τ and outputs it as a signal X m (T). Here, the signal X 0 (T) is the signal GCD from the AGC unit 131. As a result, the relationship between the signal X m (T) and the signal X 0 (T) is expressed by the following equation (1).
X m (T) = X 0 (T−m · τ) (1)

遅延器２３１mにより生成された信号Ｘm（Ｔ）は、係数倍器２３２mへ向けて送られる。なお、係数倍器２３２0へは、信号Ｘ0（Ｔ）が送られるようになっている。 The signal X m (T) generated by the delay unit 231 m is sent to the coefficient multiplier 232 m . A signal X 0 (T) is sent to the coefficient multiplier 232 0 .

上記の係数倍器２３２m（ｍ＝０〜Ｍ−１）のそれぞれは、信号Ｘm（Ｔ）、及び、フィルタ特性制御部１３４からの係数指定ＣＥＦにおけるタップ係数Ｋm（Ｔ）を受ける。そして、係数倍器２３２mは、信号Ｘm（Ｔ）とタップ係数Ｋm（Ｔ）とを乗算する。この乗算の結果は、加算器２３３へ送られる。 Each of the coefficient multipliers 232 m (m = 0 to M−1) receives the signal X m (T) and the tap coefficient K m (T) in the coefficient designation CEF from the filter characteristic control unit 134. The coefficient multiplier 232 m multiplies the signal X m (T) by the tap coefficient K m (T). The result of the multiplication is sent to the adder 233.

上記の加算器２３３は、係数倍器２３２0〜２３２M-1による乗算結果［Ｘ0（Ｔ）・Ｋ0（Ｔ）］〜［ＸM-1（Ｔ）・ＫM-1（Ｔ）］を受ける。そして、加算器２３３は、次の（２）式により、信号Ｙ0（Ｔ）を算出する。
Ｙ0（Ｔ）＝Ｘ0（Ｔ）・Ｋ0（Ｔ）＋…＋ＸM-1（Ｔ）・ＫM-1（Ｔ） …（２） The above adder 233, coefficient multiplier 232 0 ~232 M-1 by the multiplication result [X 0 (T) · K 0 (T)] ~ [X M-1 (T) · K M-1 (T) ]. Then, the adder 233 calculates the signal Y 0 (T) by the following equation (2).
Y 0 (T) = X 0 (T) · K 0 (T) +... + X M-1 (T) · K M-1 (T) (2)

こうして算出された信号Ｙ0（Ｔ）が、信号ＦＬＤとして、パイロット除去部１３３、フィルタ特性制御部１３４及び再生処理ユニット１４０へ送られる。 The signal Y 0 (T) calculated in this way is sent as a signal FLD to the pilot removing unit 133, the filter characteristic control unit 134, and the reproduction processing unit 140.

なお、本実施形態では、遅延器２３１mのそれぞれは、周期τの不図示の基準クロックに同期して信号Ｘm-1（Ｔ）をサンプリングして、信号Ｘm（Ｔ）として出力する。このため、単位遅延時間τの間、サンプリング結果が遅延器２３１nに保持されて、出力されるようになっている。ここで、単位遅延時間τは、信号Ｘ0（Ｔ）の信号周期の１／４となっている。 In the present embodiment, each of the delay units 231 m samples the signal X m−1 (T) in synchronization with a reference clock (not shown) having a period τ and outputs the signal X m (T). For this reason, during the unit delay time τ, the sampling result is held in the delay unit 231 n and output. Here, the unit delay time τ is ¼ of the signal period of the signal X 0 (T).

図３に戻り、上記のパイロット除去部１３３は、本実施形態では、ＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタとして構成されている。このパイロット除去部１３３は、デジタルフィルタ部１３２からの信号ＦＬＤを受ける。そして、パイロット除去部１３３は、パイロット成分を除去するフィルタリング演算を行う。かかる機能を有するパイロット除去部１３３は、図５に示されるように、（Ｎ−１）個の遅延器２５１1〜２５１N-1と、Ｎ個の係数倍器２５２0〜２５２N-1と、加算器２５３とを備えている。 Returning to FIG. 3, the pilot removing unit 133 is configured as an FIR (Finite Impulse Response) filter in the present embodiment. The pilot removing unit 133 receives the signal FLD from the digital filter unit 132. Then, the pilot removing unit 133 performs a filtering operation for removing the pilot component. As shown in FIG. 5, the pilot removing unit 133 having such a function includes (N−1) delay units 251 1 to 251 N−1 , N coefficient multipliers 252 0 to 252 N−1, and And an adder 253.

上記の遅延器２５１n（ｎ＝１〜Ｎ−１）のそれぞれは、上述した遅延器２３１mと同様に構成され、入力した信号Ｙn-1（Ｔ）を単位遅延時間τだけ遅延させ、信号Ｙn（Ｔ）として出力する。ここで、信号Ｙ0（Ｔ）が、デジタルフィルタ部１３２からの信号ＦＬＤとなっている。この結果、信号Ｙn（Ｔ）と信号Ｙ0（Ｔ）との関係は、次の（３）式で表される。
Ｙn（Ｔ）＝Ｙ0（Ｔ−ｎ・τ） …（３） Each of the delay units 251 n (n = 1 to N−1) is configured in the same manner as the delay unit 231 m described above, and delays the input signal Y n−1 (T) by a unit delay time τ. Output as signal Y n (T). Here, the signal Y 0 (T) is the signal FLD from the digital filter unit 132. As a result, the relationship between the signal Y n (T) and the signal Y 0 (T) is expressed by the following equation (3).
Y n (T) = Y 0 (Tn · τ) (3)

なお、本実施形態では、遅延器２５１nのそれぞれは、遅延器２３１mの場合と同様に周期τの不図示の基準クロックに同期して信号Ｙn-1（Ｔ）をサンプリングして、信号Ｙn（Ｔ）として出力する。このため、単位遅延時間τの間、サンプリング結果が遅延器２５１nに保持されて、出力されるようになっている。 In the present embodiment, each of the delay units 251 n samples the signal Y n-1 (T) in synchronization with a reference clock (not shown) having a period τ, as in the case of the delay unit 231 m. Output as Y n (T). Therefore, during the unit delay time τ, the sampling result is held in the delay unit 251 n and output.

遅延器２５１nにより生成された信号Ｘn（Ｔ）は、係数倍器２５２nへ向けて送られる。なお、係数倍器２５２0へは、信号Ｙ0（Ｔ）が送られるようになっている。 The signal X n (T) generated by the delay unit 251 n is sent to the coefficient multiplier 252 n . A signal Y 0 (T) is sent to the coefficient multiplier 252 0 .

上記の係数倍器２５２n（ｎ＝０〜Ｎ−１）のそれぞれは、信号Ｙn（Ｔ）を受ける。そして、係数倍器２５２nは、信号Ｙn（Ｔ）と、予め固定的に定められたタップ係数Ｗnとを乗算する。この乗算の結果は、加算器２５３へ送られる。ここで、タップ係数Ｗnは、パイロット成分に対応する周波数帯の信号成分を選択的に遮断する観点から、予め定められる。 Each of the coefficient multipliers 252 n (n = 0 to N−1) receives a signal Y n (T). The coefficient multiplier 252 n multiplies the signal Y n (T) by a tap coefficient W n that is fixedly determined in advance. The result of this multiplication is sent to the adder 253. Here, the tap coefficient W n is determined in advance from the viewpoint of selectively blocking the signal component in the frequency band corresponding to the pilot component.

上記の加算器２５３は、係数倍器２５２0〜２５２N-1による乗算結果［Ｙ0（Ｔ）・Ｗ0］〜［ＹN-1（Ｔ）・ＷN-1］を受ける。そして、加算器２５３は、次の（４）式により、信号Ｙ’（Ｔ）を算出する。
Ｙ’（Ｔ）＝Ｙ0（Ｔ）・Ｗ0＋…＋ＹN-1（Ｔ）・ＷN-1 …（４） The adder 253 receives the multiplication results [Y 0 (T) · W 0 ] to [Y N-1 (T) · W N-1 ] by the coefficient multipliers 252 0 to 252 N−1 . Then, the adder 253 calculates the signal Y ′ (T) by the following equation (4).
Y ′ (T) = Y 0 (T) · W 0 +... + Y N-1 (T) · W N-1 (4)

こうして算出された信号Ｙ’（Ｔ）が、信号ＰＲＤとして、フィルタ特性制御部１３４へ送られる。   The signal Y ′ (T) calculated in this way is sent to the filter characteristic control unit 134 as the signal PRD.

なお、以上のように構成されたパイロット除去部１３３の通過率の周波数特性の例が、図６に示されている。   FIG. 6 shows an example of the frequency characteristic of the pass rate of the pilot removing unit 133 configured as described above.

図３に戻り、上記のフィルタ特性制御部１３４は、ＡＧＣ部１３１からの信号ＧＣＤ（＝Ｘ0（Ｔ））と、パイロット除去部１３３からの信号ＰＲＤ（＝Ｙ’（Ｔ））と、デジタルフィルタ部１３２からの信号ＦＬＤ（＝Ｙ0（Ｔ））とを受ける。そして、フィルタ特性制御部１３４は、これらの信号Ｘ0（Ｔ），Ｙ’（Ｔ），Ｙ0（Ｔ）に基づいて、係数指定ＣＥＦを生成する。かかる機能を有するフィルタ特性制御部１３４は、図７に示されるように、包絡線検波部２４１と、誤差算出手段としての誤差算出部２４２と、係数更新手段としての係数更新部２４４とを備えている。 Returning to FIG. 3, the filter characteristic control unit 134 includes a signal GCD (= X 0 (T)) from the AGC unit 131, a signal PRD (= Y ′ (T)) from the pilot removal unit 133, and digital The signal FLD (= Y 0 (T)) from the filter unit 132 is received. Then, the filter characteristic control unit 134 generates a coefficient designation CEF based on these signals X 0 (T), Y ′ (T), Y 0 (T). As shown in FIG. 7, the filter characteristic control unit 134 having such a function includes an envelope detection unit 241, an error calculation unit 242 as an error calculation unit, and a coefficient update unit 244 as a coefficient update unit. Yes.

上記の包絡線検波部２４１は、不図示の遅延器、乗算器、加算器等を備えて構成される。ここで、遅延器は、上述した遅延器２３１mと同様に構成されている。 The envelope detector 241 includes a delay unit, a multiplier, an adder, and the like (not shown). Here, the delay unit is configured in the same manner as the delay unit 231 m described above.

この包絡線検波部２４１は、デジタルフィルタ部１３２からの信号Ｙ0（Ｔ）を受ける。そして、包絡線検波部２４１は、信号Ｙ0（Ｔ）に関する包絡線検波を行う。なお、本実施形態では、包絡線検波部２４１は、次の（５）式の演算を行うことにより、信号Ｙ0（Ｔ）に関する包絡線検波を行う。
ＹENV（Ｔ）＝［Ｙ0（Ｔ）］2＋［Ｙ0（Ｔ−τ）］2 …（５） The envelope detection unit 241 receives the signal Y 0 (T) from the digital filter unit 132. Then, the envelope detector 241 performs envelope detection on the signal Y 0 (T). In the present embodiment, the envelope detector 241 performs envelope detection on the signal Y 0 (T) by performing the calculation of the following equation (5).
Y ENV (T) = [Y 0 (T)] 2 + [Y 0 (T−τ)] 2 (5)

包絡線検波部２４１による包絡線検波結果は、信号ＹENV（Ｔ）として、誤差算出部２４２へ送られる。 The envelope detection result by the envelope detection unit 241 is sent to the error calculation unit 242 as a signal Y ENV (T).

上記の誤差算出部２４２は、不図示の減算器を備えるとともに、基準値ＹTHが記憶されている。この誤差算出部２４２は、包絡線検波部２４１からの信号ＹENV（Ｔ）を受ける。そして、誤差算出部２４２は、次の（６）式により、信号ＹENV（Ｔ）の基準値ＹTHからの誤差を算出する。
ＥＲＲ（Ｔ）＝ＹENV（Ｔ）−ＹTH …（６） The error calculation unit 242 includes a subtracter (not shown) and stores a reference value YTH . The error calculator 242 receives the signal Y ENV (T) from the envelope detector 241. Then, the error calculation unit 242 calculates an error of the signal Y ENV (T) from the reference value Y TH by the following equation (6).
ERR (T) = Y ENV (T) −Y TH (6)

誤差算出部２４２による誤差算出結果は、信号ＥＲＲ（Ｔ）として、係数更新部２４４へ送られる。なお、基準値ＹTHは、実験、シミュレーション、経験等に基づき、上述したＡＧＣ部１３１における自動利得制御特性とともに、予め定められる。 The error calculation result by the error calculation unit 242 is sent to the coefficient update unit 244 as a signal ERR (T). The reference value Y TH is determined in advance together with the automatic gain control characteristic in the AGC unit 131 described above based on experiments, simulations, experiences, and the like.

上記の係数更新部２４４は、ＡＧＣ部１３１からの信号ＧＣＤ（＝Ｘ0（Ｔ））と、パイロット除去部１３３からの信号ＰＲＤ（＝Ｙ’（Ｔ））と、誤差算出部２４２からの信号ＥＲＲ（Ｔ）とを受ける。そして、係数更新部２４４は、これらの信号Ｘ0（Ｔ），Ｙ’（Ｔ），ＥＲＲ（Ｔ）に基づいて、係数指定ＣＥＦを生成する。かかる機能を有する係数更新部２４４は、図８に示されるように、１個の遅延部２４７と、Ｍ個の遅延部２４８1〜２４８Mと、Ｍ個の個別係数算出部２４９0〜２４９M-1とを備えている。 The coefficient updating unit 244 described above includes the signal GCD (= X 0 (T)) from the AGC unit 131, the signal PRD (= Y ′ (T)) from the pilot removing unit 133, and the signal from the error calculation unit 242. Receive ERR (T). Then, the coefficient updating unit 244 generates a coefficient designation CEF based on these signals X 0 (T), Y ′ (T), and ERR (T). As shown in FIG. 8, the coefficient updating unit 244 having such a function includes one delay unit 247, M delay units 248 1 to 248 M , and M individual coefficient calculation units 249 0 to 249 M. With -1 .

上記の遅延部２４７は、上述した遅延器２３１mと同様に構成され、入力した信号Ｙ’（Ｔ）を単位遅延時間τだけ遅延させ、信号Ｙ’（Ｔ−τ）として出力する。信号Ｙ’（Ｔ），Ｙ’（Ｔ−τ）は、個別係数算出部２４９0〜２４９M-1へ送られる。 The delay unit 247 is configured in the same manner as the delay unit 231 m described above, delays the input signal Y ′ (T) by the unit delay time τ, and outputs the signal Y ′ (T−τ). The signals Y ′ (T) and Y ′ (T−τ) are sent to the individual coefficient calculation units 249 0 to 249 M−1 .

上記の遅延器２４８j（ｊ＝１〜Ｍ）のそれぞれは、上述した遅延器２３１mと同様に構成され、入力した信号Ｘj-1（Ｔ）を単位遅延時間τだけ遅延させ、信号Ｘj（Ｔ）として出力する。この結果、信号Ｘj（Ｔ）と信号Ｘ0（Ｔ）との関係は、次の（７）式で表される。
Ｘj（Ｔ）＝Ｘ0（Ｔ−ｊ・τ） …（７） Each of the delay devices 248 j (j = 1 to M) is configured in the same manner as the delay device 231 m described above, and delays the input signal X j−1 (T) by the unit delay time τ, and the signal X j Output as (T). As a result, the relationship between the signal X j (T) and the signal X 0 (T) is expressed by the following equation (7).
X j (T) = X 0 (T−j · τ) (7)

遅延器２４８jにより生成された信号Ｘj（Ｔ）は、個別係数算出部２４９j-1，２４９jへ向けて送られる。なお、個別係数算出部２４９0へは、信号Ｘ0（Ｔ）、及び、遅延器２４８1により生成された信号Ｘ1（Ｔ）が送られるようになっている。また、遅延器２４８Mにより生成された信号ＸM（Ｔ）は、個別係数算出部２４９M-1へのみ送られるようになっている。 The signal X j (T) generated by the delay unit 248 j is sent to the individual coefficient calculation units 249 j−1 and 249 j . The individual coefficient calculator 249 0 is supplied with the signal X 0 (T) and the signal X 1 (T) generated by the delay unit 248 1 . The signal X M (T) generated by the delay unit 248 M is sent only to the individual coefficient calculation unit 249 M−1 .

上記の個別係数算出部２４９m（ｍ＝０〜Ｍ−１）のそれぞれは、不図示の乗算器、加算器、減算器等を備えて構成される。この個別係数算出部２４９mは、信号Ｘm（Ｔ），Ｘm+1（Ｔ）（＝Ｘm（Ｔ―τ）），Ｙ’（Ｔ），Ｙ’（Ｔ−τ），ＥＲＲ（Ｔ）を受ける。そして、個別係数算出部２４９mは、次の（８）及び（９）式により、タップ係数Ｋm（Ｔ＋τ）を算出する。
Ｋm（Ｔ＋τ）＝Ｋm（Ｔ）−α・ＥＲＲ（Ｔ）・Ｐm（Ｔ） …（８）
Ｐm（Ｔ）＝Ｘm（Ｔ）・Ｙ’（Ｔ）＋Ｘm（Ｔ−τ）・Ｙ’（Ｔ―τ） …（９）
ここで、αは、タップ係数Ｋmの収束強度の観点から、予め定められた正の値である。 Each of the individual coefficient calculation units 249 m (m = 0 to M−1) includes a multiplier, an adder, a subtractor, and the like (not shown). The individual coefficient calculation unit 249 m generates signals X m (T), X m + 1 (T) (= X m (T−τ)), Y ′ (T), Y ′ (T−τ), ERR ( T). Then, the individual coefficient calculation unit 249 m calculates the tap coefficient K m (T + τ) by the following equations (8) and (9).
K m (T + τ) = K m (T) −α · ERR (T) · P m (T) (8)
P m (T) = X m (T) · Y ′ (T) + X m (T−τ) · Y ′ (T−τ) (9)
Here, α is a positive value determined in advance from the viewpoint of the convergence strength of the tap coefficient K m .

こうして算出されたタップ係数Ｋ0（Ｔ＋τ）〜ＫM-1（Ｔ＋τ）が、係数指定ＣＥＦとしてデジタルフィルタ部１３２へ送られる。より詳しくは、タップ係数Ｋm（Ｔ＋τ）が、更新されたタップ係数として、上述した係数倍器２３２mへ送られる。この結果、係数倍器２３２mに供給されるタップ係数が更新される。 The tap coefficients K 0 (T + τ) to K M-1 (T + τ) calculated in this way are sent to the digital filter unit 132 as coefficient designation CEF. More specifically, the tap coefficient K m (T + τ) is sent to the coefficient multiplier 232 m described above as an updated tap coefficient. As a result, the tap coefficient supplied to the coefficient multiplier 232 m is updated.

図１に戻り、上記の再生処理ユニット１４０は、フィルタ装置１３０からの信号ＦＬＤを受ける。そして、再生処理ユニット１４０は、信号ＦＬＤに対して検波処理を施した後に、検波結果に対して復調処理を施す。かかる機能を有する再生処理ユニット１４０は、図９に示されるように、検波部１４１と、ステレオ復調部１４２とを備えている。   Returning to FIG. 1, the reproduction processing unit 140 receives the signal FLD from the filter device 130. The reproduction processing unit 140 performs a demodulation process on the detection result after performing a detection process on the signal FLD. As shown in FIG. 9, the reproduction processing unit 140 having such a function includes a detection unit 141 and a stereo demodulation unit 142.

上記の検波部１４１は、フィルタ装置１３０からの信号ＦＬＤに対して、所定方式でデジタル検波処理を施してコンポジット信号である検波信号ＤＡＤを生成する。こうして生成された検波信号ＤＡＤは、ステレオ復調部１４２へ送られる。   The detection unit 141 performs digital detection processing on the signal FLD from the filter device 130 by a predetermined method to generate a detection signal DAD that is a composite signal. The detection signal DAD generated in this way is sent to the stereo demodulation unit 142.

上記のステレオ復調部１４２は、検波部１４１からの検波信号ＤＡＤに対してステレオ復調処理を施し、信号ＤＭＤを生成する。生成された信号ＤＭＤは、アナログ処理ユニット１５０へ送られる。   The stereo demodulation unit 142 performs stereo demodulation processing on the detection signal DAD from the detection unit 141 to generate a signal DMD. The generated signal DMD is sent to the analog processing unit 150.

なお、本実施形態では、フィルタ装置１３０及び再生処理ユニット１４０においては、デジタル信号処理が行われるようになっている。   In the present embodiment, the filter device 130 and the reproduction processing unit 140 perform digital signal processing.

図１に戻り、上記のアナログ処理ユニット１５０は、再生処理ユニット１４０からの信号ＤＭＤを受ける。そして、アナログ処理ユニット１５０は、制御ユニット１９０による制御のもとで、出力音声信号ＡＯＳを生成し、スピーカユニット１６０へ送る。かかる機能を有するアナログ処理ユニット１５０は、図１０に示されるように、ＤＡ（Digital to Analogue）変換部１５１と、音量調整部１５２と、パワー増幅部１５３とを備えている。   Returning to FIG. 1, the analog processing unit 150 receives the signal DMD from the reproduction processing unit 140. Then, the analog processing unit 150 generates an output audio signal AOS under the control of the control unit 190 and sends it to the speaker unit 160. As shown in FIG. 10, the analog processing unit 150 having such a function includes a DA (Digital to Analogue) conversion unit 151, a volume adjustment unit 152, and a power amplification unit 153.

上記のＤＡ変換部１５１は、再生処理ユニット１４０からの信号ＤＭＤを受ける。そして、ＤＡ変換部１５１は、信号ＤＭＤをアナログ信号に変換する。このＤＡ変換部１５１は、信号ＤＭＤに含まれるレフトチャンネル（以下、「Ｌチャンネル」）信号及びライトチャンネル（以下、「Ｒチャンネル」）信号に対応して、互いに同様に構成された２個のＤＡ（Digital to Analogue）変換器を備えている。ＤＡ変換部１５１による変換結果であるアナログ信号ＡＣＳは、音量調整部１５２へ送られる。   The DA converter 151 receives the signal DMD from the reproduction processing unit 140. Then, the DA conversion unit 151 converts the signal DMD into an analog signal. The DA converter 151 includes two DAs configured in the same manner corresponding to a left channel (hereinafter “L channel”) signal and a right channel (hereinafter “R channel”) signal included in the signal DMD. (Digital to Analogue) converter. The analog signal ACS, which is the conversion result by the DA conversion unit 151, is sent to the volume adjustment unit 152.

上記の音量調整部１５２は、ＤＡ変換部１５１からのアナログ信号ＡＣＳを受ける。そして、音量調整部１５２は、制御ユニット１９０からの音量調整指令ＶＬＣに従って、アナログ信号ＡＣＳに対して音量調整処理を施す。この音量調整部１５２は、アナログ信号ＡＣＳに含まれるＬチャンネル信号及びＲチャンネル信号に対応して、互いに同様に構成された２個の電子ボリューム素子等を備えて構成されている。音量調整部１５２による調整結果であるアナログ信号ＶＣＳは、パワー増幅部１５３へ送られる。   The volume adjustment unit 152 receives the analog signal ACS from the DA conversion unit 151. Then, the volume adjustment unit 152 performs volume adjustment processing on the analog signal ACS in accordance with the volume adjustment command VLC from the control unit 190. The volume adjusting unit 152 is configured to include two electronic volume elements that are configured in the same manner, corresponding to the L channel signal and the R channel signal included in the analog signal ACS. The analog signal VCS, which is the adjustment result by the volume adjustment unit 152, is sent to the power amplification unit 153.

上記のパワー増幅部１５３は、音量調整部１５２からのアナログ信号ＶＣＳを受ける。そして、パワー増幅部１５３は、アナログ信号ＶＣＳをパワー増幅する。このパワー増幅部１５３は、アナログ信号ＶＣＳに含まれるＬチャンネル信号及びＲチャンネル信号に対応して、互いに同様に構成された２個のパワー増幅器を備えている。パワー増幅部１５３による増幅結果である出力音声信号ＡＯＳは、スピーカユニット１６０へ送られる。   The power amplification unit 153 receives the analog signal VCS from the volume adjustment unit 152. The power amplification unit 153 power-amplifies the analog signal VCS. The power amplifying unit 153 includes two power amplifiers configured in the same manner corresponding to the L channel signal and the R channel signal included in the analog signal VCS. An output audio signal AOS that is an amplification result by the power amplifier 153 is sent to the speaker unit 160.

図１に戻り、上記のスピーカユニット１６０は、Ｌチャンネルスピーカ及びＲチャンネルスピーカを備えている。このスピーカユニット１６０は、アナログ処理ユニット１５０からの出力音声信号ＡＯＳに従って、音声を再生出力する。   Returning to FIG. 1, the speaker unit 160 includes an L channel speaker and an R channel speaker. The speaker unit 160 reproduces and outputs sound in accordance with the output sound signal AOS from the analog processing unit 150.

上記の操作入力ユニット１７０は、受信装置１００の本体部に設けられたキー部、あるいはキー部を備えるリモート入力装置等により構成される。ここで、本体部に設けられたキー部としては、不図示の表示ユニットに設けられたタッチパネルを用いることができる。また、キー部を有する構成に代えて、音声入力する構成を採用することもできる。操作入力ユニット１７０への操作入力結果は、操作入力データＩＰＤとして制御ユニット１９０へ送られる。   The operation input unit 170 is configured by a key unit provided in the main body of the receiving device 100 or a remote input device including the key unit. Here, as a key part provided in the main body, a touch panel provided in a display unit (not shown) can be used. Moreover, it can replace with the structure which has a key part, and the structure which inputs voice can also be employ | adopted. The result of operation input to the operation input unit 170 is sent to the control unit 190 as operation input data IPD.

上記の制御ユニット１９０は、操作入力ユニット１７０からの操作入力データＩＰＤを解析する。そして、操作入力データＩＰＤの内容が、物理チャンネルを含む選局指定であった場合には、制御ユニット１９０は、指定された物理チャンネルに対応する選局指令ＣＳＬを生成して、ＲＦ処理ユニット１２０へ送る。また、操作入力データＩＰＤの内容が、音量調整態様を含む音量調整指定であった場合には、制御ユニット１９０は、指定された音量調整態様に対応する音量調整指令ＶＬＣを生成して、アナログ処理ユニット１５０へ送る。   The control unit 190 analyzes the operation input data IPD from the operation input unit 170. When the content of the operation input data IPD is channel selection including a physical channel, the control unit 190 generates a channel selection command CSL corresponding to the specified physical channel, and the RF processing unit 120. Send to. When the content of the operation input data IPD is a volume adjustment designation including a volume adjustment mode, the control unit 190 generates a volume adjustment command VLC corresponding to the specified volume adjustment mode, and performs analog processing. Send to unit 150.

［動作］
以上のようにして構成された受信装置１００の動作について、フィルタ装置１３０における適応制御に主に着目して説明する。 [Operation]
The operation of the receiving apparatus 100 configured as described above will be described mainly focusing on adaptive control in the filter apparatus 130.

前提として、操作入力ユニット１７０には既に利用者により選局指定が入力されており、指定された物理チャンネルに対応する選局指令ＣＳＬが、ＲＦ処理ユニット１２０へ送られているものとする。また、操作入力ユニット１７０には既に利用者により音量調整指定が入力されており、指定された音量調整態様に対応する音量調整指令ＶＬＣが、アナログ処理ユニット１５０へ送られているものとする（図１参照）。   As a premise, it is assumed that channel selection is already input to the operation input unit 170 by the user, and a channel selection command CSL corresponding to the specified physical channel is sent to the RF processing unit 120. Further, it is assumed that a volume adjustment designation has already been input by the user to the operation input unit 170, and a volume adjustment command VLC corresponding to the designated volume adjustment mode has been sent to the analog processing unit 150 (FIG. 1).

こうした状態で、アンテナ１１０で放送波を受信すると、受信信号ＲＦＳが、アンテナ１１０からＲＦ処理ユニット１２０へ送られる。そして、ＲＦ処理ユニット１２０において、選択すべき物理チャンネルの信号を受信信号ＲＦＳから抽出する選局処理が行われる。この選局処理の結果として、所定の中間周波数帯の成分を有する中間周波信号ＩＦＤが、フィルタ装置１３０へ送られる（図１参照）。   In this state, when a broadcast wave is received by the antenna 110, a reception signal RFS is transmitted from the antenna 110 to the RF processing unit 120. Then, the RF processing unit 120 performs channel selection processing for extracting the signal of the physical channel to be selected from the received signal RFS. As a result of this channel selection processing, an intermediate frequency signal IFD having a component in a predetermined intermediate frequency band is sent to the filter device 130 (see FIG. 1).

フィルタ装置１３０では、ＡＧＣ部１３１が、中間周波信号ＩＦＤを受ける。中間周波信号ＩＦＤを受けたＡＧＣ部１３１は、中間周波信号ＩＦＤの信号レベルを検出し、その検出結果に基づいて中間周波信号ＩＦＤを増幅する。この結果、中間周波信号ＩＦＤの信号レベルにかかわらず、安定した振幅の中間周波数帯の信号ＧＣＤが生成される。こうして生成された信号ＧＣＤは、デジタルフィルタ部１３２及びフィルタ特性制御部１３４へ向けて送られる（図３参照）。   In filter device 130, AGC unit 131 receives intermediate frequency signal IFD. Receiving the intermediate frequency signal IFD, the AGC unit 131 detects the signal level of the intermediate frequency signal IFD, and amplifies the intermediate frequency signal IFD based on the detection result. As a result, an intermediate frequency band signal GCD having a stable amplitude is generated regardless of the signal level of the intermediate frequency signal IFD. The signal GCD generated in this way is sent to the digital filter unit 132 and the filter characteristic control unit 134 (see FIG. 3).

信号ＧＣＤ（＝Ｘ0（Ｔ））を受けたデジタルフィルタ部１３２は、その時点（すなわち、時刻Ｔ）におけるＸ0（Ｔ）〜ＸM-1（Ｔ）と、タップ係数Ｋ0（Ｔ）〜ＫM-1（Ｔ）とに基づいて、上述した（２）式を用いた算出により、信号ＦＬＤ（＝Ｙ0（Ｔ））を生成する。そして、信号ＦＬＤ（＝Ｙ0（Ｔ））が、パイロット除去部１３３、フィルタ特性制御部１３４及び再生処理ユニット１４０へ送られる（図４参照）。 Upon receiving the signal GCD (= X 0 (T)), the digital filter unit 132 receives X 0 (T) to X M-1 (T) at that time (ie, time T) and the tap coefficient K 0 (T). Based on ˜K M−1 (T), a signal FLD (= Y 0 (T)) is generated by calculation using the above-described equation (2). Then, the signal FLD (= Y 0 (T)) is sent to the pilot removing unit 133, the filter characteristic control unit 134, and the reproduction processing unit 140 (see FIG. 4).

信号ＦＬＤ（＝Ｙ0（Ｔ））を受けたパイロット除去部１３３は、その時点（すなわち、時刻Ｔ）におけるＹ0（Ｔ）〜ＹN-1（Ｔ）と、予め固定的に定められたタップ係数Ｗ0〜ＷN-1とに基づいて、上述した（４）式を用いた算出により、信号ＦＬＤ（＝Ｙ0（Ｔ））からパイロット成分が除去された信号ＰＲＤ（＝Ｙ’（Ｔ））を生成する。そして、信号ＰＲＤ（＝Ｙ’（Ｔ））が、フィルタ特性制御部１３４へ送られる（図５参照）。 The pilot removal unit 133 that has received the signal FLD (= Y 0 (T)) is fixed in advance as Y 0 (T) to Y N-1 (T) at that time (ie, time T). Based on the tap coefficients W 0 to W N−1 , the signal PRD (= Y ′ (= Y ′ () where the pilot component is removed from the signal FLD (= Y 0 (T)) by the calculation using the above-described equation (4). T)). Then, the signal PRD (= Y ′ (T)) is sent to the filter characteristic control unit 134 (see FIG. 5).

フィルタ特性制御部１３４では、上述のように、包絡線検波部２４１が、信号ＦＬＤ（＝Ｙ0（Ｔ））を受ける。そして、信号ＦＬＤ（＝Ｙ0（Ｔ））を受けた包絡線検波部２４１は、上述した（５）式を用いた算出により包絡線検波を行って、信号ＹENV（Ｔ）を生成し、誤差算出部２４２へ送る（図７参照）。 In the filter characteristic control unit 134, as described above, the envelope detection unit 241 receives the signal FLD (= Y 0 (T)). Then, the envelope detector 241 that has received the signal FLD (= Y 0 (T)) performs envelope detection by calculation using the above-described equation (5) to generate the signal Y ENV (T), The error is sent to the error calculation unit 242 (see FIG. 7).

信号ＹENV（Ｔ）を受けた誤差算出部２４２は、上述した（６）式を用いた算出を行うことにより、誤差算出を行う。この誤差算出の結果は、信号ＥＲＲ（Ｔ）として、係数更新部２４４へ送られる（図７参照）。 The error calculation unit 242 that has received the signal Y ENV (T) performs error calculation by performing calculation using the above-described equation (6). The result of this error calculation is sent to the coefficient updating unit 244 as a signal ERR (T) (see FIG. 7).

係数更新部２４４は、上記のように、ＡＧＣ部１３１からの信号ＧＣＤ（＝Ｘ0（Ｔ））と、パイロット除去部１３３からの信号ＰＲＤ（＝Ｙ’（Ｔ））と、誤差算出部２４２からの信号ＥＲＲ（Ｔ）とを受ける。この係数更新部２４４では、上述のようにして、遅延部２４７が、信号Ｙ’（Ｔ）に基づいて、信号Ｙ’（Ｔ−τ）を生成するとともに、遅延部２４８1〜２４８Mが、信号Ｘ0（Ｔ）に基づいて、信号Ｘ1（Ｔ）〜ＸM（Ｔ）を生成する（図８参照）。そして、個別係数算出部２４９m（ｍ＝０〜Ｍ−１）のそれぞれが、信号Ｘm（Ｔ），Ｘm（Ｔ−τ）（＝Ｘm+1（Ｔ）），Ｙ’（Ｔ），Ｙ’（Ｔ−τ），ＥＲＲ（Ｔ）及び定数αに基づいて、上述した（８）式及び（９）式の算出を行って、新たなタップ係数Ｋm（Ｔ＋τ）を算出する。こうして算出された新たなタップ係数Ｋ0（Ｔ＋τ）〜ＫM-1（Ｔ＋τ）が、係数指定ＣＥＦとして、デジタルフィルタ部１３２へ供給されることにより、デジタルフィルタ部１３２における係数倍器２３２mに供給されるタップ係数が更新される（図４参照）。 As described above, the coefficient updating unit 244, the signal GCD (= X 0 (T)) from the AGC unit 131, the signal PRD (= Y ′ (T)) from the pilot removing unit 133, and the error calculating unit 242 Signal ERR (T). In the coefficient update unit 244, as described above, the delay unit 247 generates the signal Y ′ (T−τ) based on the signal Y ′ (T), and the delay units 248 1 to 248 M Based on the signal X 0 (T), signals X 1 (T) to X M (T) are generated (see FIG. 8). Each of the individual coefficient calculation units 249 m (m = 0 to M−1) is converted into signals X m (T), X m (T−τ) (= X m + 1 (T)), Y ′ (T ), Y ′ (T−τ), ERR (T), and constant α, the above-described equations (8) and (9) are calculated to calculate a new tap coefficient K m (T + τ). . The new tap coefficients K 0 (T + τ) to K M-1 (T + τ) calculated in this way are supplied to the digital filter unit 132 as the coefficient designating CEF, so that the coefficient multiplier 232 m in the digital filter unit 132 receives the tap coefficients K 0 (T + τ) to K M-1 (T + τ). The supplied tap coefficient is updated (see FIG. 4).

かかる更新が繰り返されるＣＭＡ方式による適応制御が行われることにより、フィルタ装置１３０からは、信号ＥＲＲ（Ｔ）におけるパイロット除去信号である信号Ｙ’（Ｔ）に対応する部分が最小とされた信号ＦＬＤが出力されることになる。このため、選択された物理チャンネルの放送波のパイロット強調歪みの発生の有無にかかわらず、当該放送波における音声成分が適切な振幅で抽出される。したがって、パイロット強調歪みが発生し、その後に、当該パイロット強調歪みが解消した場合であっても、音切れの発生が防止される。   By performing adaptive control by the CMA method in which such updating is repeated, the signal FLD from the filter device 130 in which the portion corresponding to the signal Y ′ (T) that is the pilot removal signal in the signal ERR (T) is minimized. Will be output. For this reason, the audio component in the broadcast wave is extracted with an appropriate amplitude regardless of the occurrence of pilot-enhanced distortion of the broadcast wave of the selected physical channel. Therefore, even if pilot enhancement distortion occurs and thereafter the pilot enhancement distortion is eliminated, the occurrence of sound interruption is prevented.

さて、フィルタ装置１３０から信号ＦＬＤを受けた再生処理ユニット１４０では、検波部１４１が信号ＦＬＤに対して検波処理を施した後に、検波結果に対して、ステレオ復調部１４２がステレオ復調処理を施す。この結果が、信号ＤＭＤとして、アナログ処理ユニット１５０へ送られる（図９参照）。   Now, in the reproduction processing unit 140 that has received the signal FLD from the filter device 130, after the detection unit 141 performs detection processing on the signal FLD, the stereo demodulation unit 142 performs stereo demodulation processing on the detection result. The result is sent to the analog processing unit 150 as a signal DMD (see FIG. 9).

再生処理ユニット１４０からの信号ＤＭＤを受けたアナログ処理ユニット１５０では、まず、ＤＡ変換部１５１が、信号ＤＭＤをアナログ信号ＡＣＳに変換する。引き続き、音量調整部１５２が、制御ユニット１９０からの音量調整指令ＶＬＣに従って、アナログ信号ＡＣＳに対して音量調整処理を施し、アナログ信号ＶＣＳとして、パワー増幅部１５３へ送る（図１０参照）。   In the analog processing unit 150 that has received the signal DMD from the reproduction processing unit 140, first, the DA conversion unit 151 converts the signal DMD into an analog signal ACS. Subsequently, the volume adjustment unit 152 performs volume adjustment processing on the analog signal ACS in accordance with the volume adjustment command VLC from the control unit 190, and sends the analog signal VCS to the power amplification unit 153 (see FIG. 10).

アナログ信号ＶＣＳを受けたパワー増幅部１５３は、アナログ信号ＶＣＳをパワー増幅して、出力音声信号ＡＯＳを生成し、スピーカユニット１６０へ送る（図１０参照）。そして、スピーカユニット１６０が、アナログ処理ユニット１５０からの出力音声信号ＡＯＳに従って、音声を再生出力する。   Upon receiving the analog signal VCS, the power amplifier 153 power-amplifies the analog signal VCS to generate an output audio signal AOS and sends it to the speaker unit 160 (see FIG. 10). Then, the speaker unit 160 reproduces and outputs sound in accordance with the output sound signal AOS from the analog processing unit 150.

以上説明したように、本実施形態では、マルチパス歪みの除去を、ＣＭＡ方式を利用した適応制御を行うフィルタ装置１３０を用いて行う。そして、本実施形態では、この適応制御におけるデジタルフィルタのタップ係数の算出に際して、デジタルフィルタの出力信号Ｙ（Ｔ）に代えて、当該出力信号からパイロット成分を除去したパイロット除去信号Ｙ’（Ｔ）を使用する。この結果、デジタルフィルタのタップ係数は、誤差ＥＲＲ（Ｔ）におけるパイロット除去信号Ｙ’（Ｔ）に対応する部分が最小となるように決定される。   As described above, in the present embodiment, multipath distortion is removed using the filter device 130 that performs adaptive control using the CMA method. In this embodiment, when calculating the tap coefficient of the digital filter in this adaptive control, instead of the output signal Y (T) of the digital filter, the pilot removal signal Y ′ (T) obtained by removing the pilot component from the output signal. Is used. As a result, the tap coefficient of the digital filter is determined so that the portion corresponding to the pilot removal signal Y ′ (T) in the error ERR (T) is minimized.

したがって、本実施形態によれば、マルチパス歪みを有効に除去しつつ、パイロット強調歪みの発生に伴う音切れを有効に防止することができる。   Therefore, according to the present embodiment, it is possible to effectively prevent sound interruption caused by the occurrence of pilot enhancement distortion while effectively removing multipath distortion.

［実施形態の変形］
本発明は、上記の実施形態に限定されるものではなく、様々な変形が可能である。 [Modification of Embodiment]
The present invention is not limited to the above-described embodiment, and various modifications are possible.

例えば、上記の実施形態では、包絡線検波に際しては、デジタルフィルタ部１３２の出力信号の包絡線を求めるようにし、包絡線と基準値との誤差を参照して、デジタルフィルタ部１３２用のタップ係数を算出するようにした。これに対し、上記の実施形態におけるフィルタ特性制御部１３４に代えて、図１１に示される構成のフィルタ特性制御部１３４Ｂを採用し、包絡線検波に際しても、パイロット除去信号Ｙ’（Ｔ）の包絡線を求めるようにしてもよい。この場合には、デジタルフィルタのタップ係数は、パイロット除去信号Ｙ’（Ｔ）の基準値に対する誤差ＥＲＲ（Ｔ）が最小となるように決定される。   For example, in the above-described embodiment, when detecting the envelope, the envelope of the output signal of the digital filter unit 132 is obtained, and the tap coefficient for the digital filter unit 132 is referred to by referring to the error between the envelope and the reference value. Was calculated. On the other hand, instead of the filter characteristic control unit 134 in the above embodiment, the filter characteristic control unit 134B having the configuration shown in FIG. 11 is adopted, and the envelope of the pilot removal signal Y ′ (T) is also used in envelope detection. A line may be obtained. In this case, the tap coefficient of the digital filter is determined so that the error ERR (T) with respect to the reference value of the pilot removal signal Y ′ (T) is minimized.

かかるフィルタ特性制御部１３４Ｂを採用した場合にも、上記の実施形態の場合と同様に、マルチパス歪みを有効に除去しつつ、パイロット強調歪みの発生に伴う音切れを有効に防止することができる。   Even when such a filter characteristic control unit 134B is employed, as in the case of the above-described embodiment, it is possible to effectively prevent sound interruption caused by the occurrence of pilot-enhanced distortion while effectively removing multipath distortion. .

また、上記の実施形態では、デジタルフィルタ部１３２及びパイロット除去部１３３をＦＩＲフィルタとして構成したが、これらのうちの少なくとも一方を、出力信号を入力信号と加算するＩＩＲ（Infinite Impulse Response）フィルタとして構成することもできる。   In the above embodiment, the digital filter unit 132 and the pilot removal unit 133 are configured as FIR filters, but at least one of them is configured as an IIR (Infinite Impulse Response) filter that adds the output signal to the input signal. You can also

また、上記の実施形態では、中間周波数の帯域を特に明示しなかったが、ベースバンド帯域を含め、任意の周波数帯域を中間周波数の帯域とすることできる。   In the above-described embodiment, the intermediate frequency band is not particularly specified. However, any frequency band including the baseband band can be used as the intermediate frequency band.

また、上記の実施形態では、１アンテナ及び１ＲＦ処理ユニットの構成の場合に、本発明を適用したが、いわゆる合成ダイバシチ方式を採用する複数アンテナ及び複数ＲＦ処理ユニットの構成の場合にも、本発明を適用することができる。この場合には、複数のＲＦ処理ユニットごとにデジタルフィルタ部を設け、各デジタルフィルタ部からの出力信号の和と、上記の実施形態における信号Ｙ（Ｔ）として利用するようにすればよい。   In the above embodiment, the present invention is applied to the configuration of one antenna and one RF processing unit. However, the present invention is also applied to the configuration of a plurality of antennas and a plurality of RF processing units employing a so-called synthetic diversity method. Can be applied. In this case, a digital filter unit may be provided for each of the plurality of RF processing units, and the sum of the output signals from each digital filter unit and the signal Y (T) in the above embodiment may be used.

また、上記の実施形態では、タップ係数Ｋm（Ｔ＋τ）を（８）及び（９）式により算出したが、従来例１の場合と同様に、以下の（１０）〜（１３）式により算出するようにしてもよい。 Further, in the above embodiment, the tap coefficient K m (T + τ) is calculated by the equations (8) and (9). However, as in the case of the conventional example 1, it is calculated by the following equations (10) to (13). You may make it do.

Ｋm（Ｔ＋τ）＝Ｋm（Ｔ）−α（Ｔ）・ＥＲＲ（Ｔ）・Ｒm（Ｔ） …（１０）
Ｐm（Ｔ）＝Ｘm（Ｔ）・Ｙ（Ｔ）＋Ｘm（Ｔ−τ）・Ｙ（Ｔ―τ） …（１１）
Ｒm（Ｔ）＝ＳＩＧＮ{Ｐm（Ｔ）}・｜Ｐm（Ｔ）｜1/2 …（１２）
但し、
ＳＩＧＮ{Ｐm（Ｔ）}＝［１（Ｐm（Ｔ）＞０），
０（Ｐm（Ｔ）＝０），
−１（Ｐm（Ｔ）＜０）］ …（１３） K m (T + τ) = K m (T) −α (T) · ERR (T) · R m (T) (10)
Pm (T) = Xm (T) .Y (T) + Xm (T-.tau.). Y (T-.tau.) (11)
R m (T) = SIGN {P m (T)} · | P m (T) | 1/2 (12)
However,
SIGN {P m (T)} = [1 (P m (T)> 0),
0 (P m (T) = 0),
−1 (P m (T) <0)] (13)

また、上記の実施形態では、誤差ＥＲＲ（Ｔ）算出を（６）式により算出したが、従来例２の場合と同様に、以下の（１４）及び（１５）式により算出するようにしてもよい。   In the above embodiment, the error ERR (T) is calculated by the equation (6). However, as in the case of the conventional example 2, it may be calculated by the following equations (14) and (15). Good.

ＥＲＲ（Ｔ）＝ＹENV（Ｔ）−ＸENV（Ｔ） …（１４）
ＸENV（Ｔ）＝［Ｘ0（Ｔ）］2＋［Ｘ0（Ｔ−τ）］2 …（１５） ERR (T) = Y ENV (T) −X ENV (T) (14)
X ENV (T) = [X 0 (T)] 2 + [X 0 (T−τ)] 2 (15)

また、上記の実施形態では、誤差ＥＲＲ（Ｔ）算出を（６）式により算出し、係数更新部２４４へ供給するようにしたが、従来例３の場合と同様に、（６）式における基準値ＹTH代えて、ＡＧＣ部１３１からの出力される信号ＧＣＤの包絡線の検波結果を平滑化した信号を基準信号として、デジタルフィルタ部１３２からの出力信号Ｙ（ｔ）と、当該基準信号との差を誤差として採用することもできる。この場合には、当該誤差の直流成分を監視し、当該直流成分の値が所定値よりも大きくなった場合には、当該誤差の大きさを抑制した補正誤差が、係数更新部２４４へ供給される。 In the above embodiment, the error ERR (T) calculation is calculated by the equation (6) and supplied to the coefficient updating unit 244. However, as in the case of the conventional example 3, the reference in the equation (6) is used. Instead of the value Y TH , an output signal Y (t) from the digital filter unit 132 and a reference signal obtained by smoothing the detection result of the envelope of the signal GCD output from the AGC unit 131 and the reference signal It is also possible to adopt the difference between the two as an error. In this case, the DC component of the error is monitored, and when the value of the DC component exceeds a predetermined value, a correction error that suppresses the magnitude of the error is supplied to the coefficient update unit 244. The

なお、上記の実施形態におけるフィルタ装置１３０、再生処理ユニット１４０及び制御ユニット１９０を、中央処理装置（ＣＰＵ：Central Processing Unit）、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）等を備えた演算手段としてのコンピュータとして構成し、予め用意されたプログラムを当該コンピュータで実行することにより、上記の実施形態における処理の一部又は全部を実行するようにしてもよい。このプログラムはハードディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ等のコンピュータで読み取り可能な記録媒体に記録され、当該コンピュータによって記録媒体から読み出されて実行される。また、このプログラムは、ＣＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ等の可搬型記録媒体に記録された形態で取得されるようにしてもよいし、インターネットなどのネットワークを介した配信の形態で取得されるようにしてもよい。   In addition, the filter device 130, the regeneration processing unit 140, and the control unit 190 in the above embodiment are configured as a computer as a calculation unit including a central processing unit (CPU), a DSP (Digital Signal Processor), and the like. A part or all of the processing in the above embodiment may be executed by executing a program prepared in advance on the computer. This program is recorded on a computer-readable recording medium such as a hard disk, CD-ROM, or DVD, and is read from the recording medium and executed by the computer. The program may be acquired in a form recorded on a portable recording medium such as a CD-ROM or DVD, or may be acquired in a form distributed via a network such as the Internet. Also good.

１００ … 受信装置
１２０ … ＲＦ処理ユニット（チューナ手段）
１３０ … フィルタ装置
１３２ … デジタルフィルタ部（フィルタリング手段）
１３３ … パイロット除去部（パイロット除去手段）
１３４，１３４Ｂ … フィルタ特性制御部（制御手段）
２４２ … 誤差算出部（誤差算出手段）
２４４ … 係数更新部（係数更新手段） DESCRIPTION OF SYMBOLS 100 ... Receiver 120 ... RF processing unit (tuner means)
130: Filter device 132: Digital filter unit (filtering means)
133 ... Pilot removal part (pilot removal means)
134, 134B ... Filter characteristic control unit (control means)
242 ... Error calculation section (error calculation means)
244 ... Coefficient updating unit (coefficient updating means)

Claims (9)

ＦＭ信号を含む入力信号におけるマルチパスによる歪み成分を除去するフィルタリング手段と；
前記フィルタリング手段を介した信号からパイロット信号成分を除去したパイロット除去信号を生成するパイロット除去手段と；
前記パイロット除去信号を参照して、前記フィルタリング手段の前記歪み成分の除去特性を制御する制御手段と；
を備えることを特徴とするフィルタ装置。 Filtering means for removing multipath distortion components in the input signal including the FM signal;
Pilot removal means for generating a pilot removal signal obtained by removing a pilot signal component from the signal passed through the filtering means;
Control means for controlling the distortion component removal characteristics of the filtering means with reference to the pilot removal signal;
A filter device comprising: 前記フィルタリング手段は、デジタルフィルタを備え、
前記制御手段は、
前記デジタルフィルタからの出力信号の振幅値と基準値との誤差を算出する誤差算出手段と；
前記算出された誤差と前記パイロット除去信号とを受け、前記誤差において前記パイロット除去信号に対応する部分が最小となる前記デジタルフィルタのフィルタ特性を予測演算し、前記予測演算の結果に基づいて、前記デジタルフィルタの各タップ係数を更新する係数更新手段と；を備える、
ことを特徴とする請求項１に記載のフィルタ装置。 The filtering means includes a digital filter,
The control means includes
Error calculating means for calculating an error between an amplitude value of an output signal from the digital filter and a reference value;
Receiving the calculated error and the pilot removal signal, predicting a filter characteristic of the digital filter that minimizes a portion corresponding to the pilot removal signal in the error, and based on a result of the prediction calculation, Coefficient updating means for updating each tap coefficient of the digital filter;
The filter device according to claim 1. 前記フィルタリング手段は、デジタルフィルタを備え、
前記制御手段は、
前記パイロット除去信号の振幅値と基準値との誤差を算出する誤差算出手段と；
前記算出された誤差と前記パイロット除去信号とを受け、前記誤差が最小となる前記デジタルフィルタのフィルタ特性を予測演算し、前記予測演算の結果に基づいて、前記デジタルフィルタの各タップ係数を更新する係数更新手段と；を備える、
ことを特徴とする請求項１に記載のフィルタ装置。 The filtering means includes a digital filter,
The control means includes
Error calculating means for calculating an error between an amplitude value of the pilot removal signal and a reference value;
Receiving the calculated error and the pilot removal signal, predicting the filter characteristic of the digital filter that minimizes the error, and updating each tap coefficient of the digital filter based on the prediction calculation result A coefficient update means;
The filter device according to claim 1. 請求項１〜３のいずれか一項に記載のフィルタ装置と；
受信信号から、ＦＭ信号を含む指定物理チャンネルの周波数帯の信号の周波数変換を行って、前記フィルタ装置に入力させるチューナ手段と；
を備えることを特徴とする受信装置。 A filter device according to any one of claims 1 to 3;
Tuner means for performing frequency conversion of a signal in a frequency band of a designated physical channel including an FM signal from a received signal and inputting the signal to the filter device;
A receiving apparatus comprising: 前記抽出された信号は、前記ＦＭ信号のベースバンド信号である、ことを特徴とする請求項４に記載の受信装置。   The receiving apparatus according to claim 4, wherein the extracted signal is a baseband signal of the FM signal. 移動体に搭載される、ことを特徴とする請求項４又は５に記載の受信装置。   The receiving apparatus according to claim 4, wherein the receiving apparatus is mounted on a moving body. ＦＭ信号を含む入力信号におけるマルチパスによる歪み成分を除去するフィルタリング手段を備えるフィルタ装置において使用される信号処理方法であって、
前記フィルタリング手段を介した信号からパイロット信号成分を除去したパイロット除去信号を生成するパイロット除去工程と；
前記パイロット除去信号を参照して、前記フィルタリング手段の前記歪み成分の除去特性を制御しつつ、前記入力信号に含まれるマルチパスによる歪み成分を除去するフィルタリング工程と；
を備えることを特徴とする信号処理方法。 A signal processing method used in a filter device including filtering means for removing distortion components due to multipath in an input signal including an FM signal,
A pilot removal step of generating a pilot removal signal obtained by removing a pilot signal component from the signal via the filtering means;
A filtering step for removing distortion components due to multipath included in the input signal while controlling the distortion component removal characteristics of the filtering means with reference to the pilot removal signal;
A signal processing method comprising: 請求項７に記載の信号処理方法を演算手段に実行させる、ことを特徴とする信号処理プログラム。   A signal processing program for causing a calculation means to execute the signal processing method according to claim 7. 請求項８に記載の信号処理プログラムが、演算手段により読み取り可能に記録されている、ことを特徴とする記録媒体。   9. A recording medium, wherein the signal processing program according to claim 8 is recorded so as to be readable by an arithmetic means.
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