JP2010158084A

JP2010158084A - Power unit

Info

Publication number: JP2010158084A
Application number: JP2008333361A
Authority: JP
Inventors: Eiji Nishimori; 英二西森
Original assignee: Fujitsu Semiconductor Ltd
Current assignee: Fujitsu Semiconductor Ltd
Priority date: 2008-12-26
Filing date: 2008-12-26
Publication date: 2010-07-15
Anticipated expiration: 2028-12-26
Also published as: JP5340721B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a power unit which is small, high-speed and low-cost and is stable of operation by enabling use of a smoothing capacitance which has an ESR with a small resistance value. <P>SOLUTION: It has the first switch element 1, which is provided between the first power line PSL and one end of a coil 3, the smoothing capacitance 4, which is connected between the other end of the coil and the second power line GND, a coil-current-equivalent wave generating circuit 7, which generates wave form equivalent to a current flowing to the coil, an adder 8, which adds the output signal of the coil-current-equivalent wave generating circuit to the output voltage, and a comparator 5, which controls the switching of the first switch element by comparing the output signal of the adder with a reference voltage. <P>COPYRIGHT: (C)2010,JPO&INPIT

Description

この出願は、電源装置に関する。 This application relates to a power supply device.

近年、携帯端末を始めとして様々な電子機器において、一定の電源電圧を所望の電源電圧に変換して出力するＤＣ−ＤＣコンバータ（電源装置）が幅広く利用されている。 2. Description of the Related Art In recent years, DC-DC converters (power supply devices) that convert a constant power supply voltage to a desired power supply voltage and are output are widely used in various electronic devices including portable terminals.

ＤＣ−ＤＣコンバータとしては、例えば、ＰＦＭ（Pulse Frequency Modulation）方式およびＰＷＭ（Pulse Width Modulation）方式等が知られている。 As the DC-DC converter, for example, a PFM (Pulse Frequency Modulation) method, a PWM (Pulse Width Modulation) method, and the like are known.

ＰＦＭ方式のＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチング動作の１サイクルにおいてコイルに電圧を印加する期間（オン期間）を固定とし、この固定期間の繰り返し周期を調整して出力電圧を制御する。 In the PFM type DC-DC converter, a period during which a voltage is applied to the coil (on period) in one cycle of the switching operation is fixed, and an output voltage is controlled by adjusting a repetition period of the fixed period.

すなわち、ＰＦＭ方式のものは、例えば、出力電圧と固定された基準電圧をコンパレータで比較し、出力電圧が基準電圧のレベル以下となったとき、一定幅のパルスを出力して出力電圧を制御している。 That is, in the PFM system, for example, the output voltage and a fixed reference voltage are compared by a comparator, and when the output voltage falls below the reference voltage level, a pulse with a certain width is output to control the output voltage. ing.

また、ＰＷＭ方式のＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチング動作の周期を固定とし、繰り返し周期内におけるオン期間のパルス幅（デューティ比）を調整して出力電圧を制御する。 The PWM DC-DC converter controls the output voltage by fixing the period of the switching operation and adjusting the pulse width (duty ratio) of the ON period within the repetition period.

すなわち、ＰＷＭ方式のものは、例えば、プルアップトランジスタを、クロックでオンし、エラーアンプの出力と一定振幅の鋸歯状波（三角波形状）のコイルに流れる電流波形とが一致した点、或いは、単に基準電圧とが合致した点でオフして出力電圧を制御する。 That is, in the PWM method, for example, the pull-up transistor is turned on with a clock, and the output of the error amplifier coincides with the current waveform flowing through the coil of a sawtooth wave (triangular wave shape) having a constant amplitude, or simply The output voltage is controlled by turning off at the point where the reference voltage matches.

図１は従来の電源装置の一例を示すブロック図であり、ＰＦＭ方式のコンパレータを使用したＤＣ−ＤＣコンバータの例を示すものである。 FIG. 1 is a block diagram showing an example of a conventional power supply device, and shows an example of a DC-DC converter using a PFM type comparator.

図１に示されるように、従来のＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチ素子１０１，ダイオード素子１０２，コイル１０３，平滑容量１０４，コンパレータ１０５，モノマルチ回路（ＭＭ）１０６および等価直列抵抗（ＥＳＲ）１０７を有する。 As shown in FIG. 1, a conventional DC-DC converter includes a switch element 101, a diode element 102, a coil 103, a smoothing capacitor 104, a comparator 105, a mono multi circuit (MM) 106, and an equivalent series resistance (ESR) 107. Have.

スイッチ素子１０１は、電源電圧Ｖinを供給する高電位電源線ＰＳＬとコイル１０３の一端との間に設けられ、また、ダイオード素子１０２は、コイル１０３の一端ＬＸと接地線ＧＮＤとの間に設けられている。 The switch element 101 is provided between the high-potential power supply line PSL for supplying the power supply voltage Vin and one end of the coil 103, and the diode element 102 is provided between the one end LX of the coil 103 and the ground line GND. ing.

ここで、スイッチ素子１０１は、コンパレータ１０５の比較結果によるモノマルチ回路１０６からのワンショットパルス出力に応じてオンするプルアップ側の出力トランジスタに対応する。 Here, the switch element 101 corresponds to an output transistor on the pull-up side that is turned on in response to the one-shot pulse output from the mono-multi circuit 106 based on the comparison result of the comparator 105.

また、ダイオード素子１０２は、スイッチ素子（第１スイッチ素子）１０１がオンするときにオフし、スイッチ素子１０１がオフするときにオンするプルダウン側の出力トランジスタ（スイッチ素子）に対応する。なお、ＥＳＲ１０７は、平滑容量１０４の寄生抵抗に相当し、ＥＳＲ１０７で発生する電圧は、平滑容量１０４に流れる電流によるもので，ほぼコイル電流に相当する。 The diode element 102 corresponds to an output transistor (switch element) on the pull-down side that is turned off when the switch element (first switch element) 101 is turned on and turned on when the switch element 101 is turned off. The ESR 107 corresponds to the parasitic resistance of the smoothing capacitor 104, and the voltage generated in the ESR 107 is due to the current flowing through the smoothing capacitor 104 and substantially corresponds to the coil current.

図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータは、コンパレータ１０５で固定された基準電圧Ｖrefの値と出力電圧Ｖout（Ｖo）を比較するため、出力電圧Ｖoutに生じるリップルにより制御されている。 The DC-DC converter shown in FIG. 1 is controlled by a ripple generated in the output voltage Vout in order to compare the value of the reference voltage Vref fixed by the comparator 105 with the output voltage Vout (Vo).

すなわち、図１のＤＣ−ＤＣコンバータは、高速応答が可能であるが、リップルを得るために大きな抵抗値のＥＳＲ１０７を有する平滑容量１０４を使う必要がある。 That is, although the DC-DC converter of FIG. 1 can respond at high speed, it is necessary to use the smoothing capacitor 104 having the ESR 107 having a large resistance value in order to obtain a ripple.

ところで、従来、ヒステリシス特性を有するＤＣ／ＤＣコンバータを制御するランプ信号を生成するために、出力分圧回路にランプ信号生成容量を接続することが提案されている。 Conventionally, it has been proposed to connect a ramp signal generation capacitor to an output voltage dividing circuit in order to generate a ramp signal for controlling a DC / DC converter having hysteresis characteristics.

特開２００７−１７４７７２号公報JP 2007-174772 A 米国特許第６１４７４７８号明細書US Pat. No. 6,147,478

上述したように、図１に示す従来のＤＣ−ＤＣコンバータは、平滑容量１０４のＥＳＲ１０７に発生するリップル電圧により制御されており、ＥＳＲ１０７の抵抗値が小さいと不安定になる欠点があった。 As described above, the conventional DC-DC converter shown in FIG. 1 is controlled by the ripple voltage generated in the ESR 107 of the smoothing capacitor 104, and has a drawback that it becomes unstable when the resistance value of the ESR 107 is small.

すなわち、図１の従来例では、抵抗値の大きなＥＳＲ１０７を有する有機電解コンデンサ等の平滑容量１０４を使用する必要があり、例えば、ＥＳＲの抵抗値が小さいセラミックコンデンサをそのまま平滑容量１０４として使用することはできなかった。或いは、セラミックコンデンサを平滑容量１０４として使用するには、ＥＳＲ１０７として機能する固定抵抗を別に設けなければならなかった。 That is, in the conventional example of FIG. 1, it is necessary to use a smoothing capacitor 104 such as an organic electrolytic capacitor having an ESR 107 having a large resistance value. For example, a ceramic capacitor having a small ESR resistance value is used as the smoothing capacitor 104 as it is. I couldn't. Alternatively, in order to use a ceramic capacitor as the smoothing capacitor 104, a fixed resistor that functions as the ESR 107 must be provided separately.

そのため、図１に示す従来のコンパレータを使用したＰＷＭ方式のＤＣ−ＤＣコンバータは、小型化および低コスト化の面で問題があった。 Therefore, the PWM DC-DC converter using the conventional comparator shown in FIG. 1 has problems in terms of miniaturization and cost reduction.

一方、エラーアンプを用いたＰＷＭ方式のものは、系を安定化させるためエラーアンプ部の帯域幅をスイッチング周波数の１／１０以下程度にする必要があり、応答が遅くなるため平滑容量を大きくしなければならず、機器の小型化や低コスト化に不利であった。 On the other hand, in the PWM method using an error amplifier, it is necessary to reduce the bandwidth of the error amplifier section to about 1/10 or less of the switching frequency in order to stabilize the system. This is disadvantageous in reducing the size and cost of the equipment.

この出願は、上述した課題に鑑み、小さな抵抗値のＥＳＲを有する平滑容量を使用可能として、小型化，高速化，低コスト化および安定した動作の電源装置の提供を目的とする。 In view of the above-described problems, an object of this application is to provide a power supply device that can use a smoothing capacitor having an ESR with a small resistance value, and that can be downsized, increased in speed, reduced in cost, and stably operated.

第１実施形態によれば、第１電源線とコイルの一端との間に設けられた第１スイッチ素子と、平滑容量と、コイル電流相当波形生成回路と、加算回路と、コンパレータと、を有することを特徴とする電源装置が提供される。 According to the first embodiment, the first switch element provided between the first power supply line and one end of the coil, the smoothing capacitor, the coil current equivalent waveform generation circuit, the addition circuit, and the comparator are included. A power supply device is provided.

平滑容量は、コイルの他端と第２電源線との間に接続され、また、コイル電流相当波形生成回路は、コイルに流れる電流に相当する波形を生成する。 The smoothing capacitor is connected between the other end of the coil and the second power supply line, and the coil current equivalent waveform generation circuit generates a waveform corresponding to the current flowing through the coil.

加算回路は、出力電圧に対してコイル電流相当波形生成回路の出力信号を加算し、また、コンパレータは、加算回路の出力電圧と基準電圧を比較して第１スイッチ素子をスイッチング制御する。 The adder circuit adds the output signal of the coil current equivalent waveform generation circuit to the output voltage, and the comparator compares the output voltage of the adder circuit with the reference voltage to control switching of the first switch element.

各実施形態によれば、小さな抵抗値のＥＳＲを有する平滑容量を使用可能として、小型化，高速化，低コスト化および安定した動作の電源装置を提供することができる。 According to each embodiment, it is possible to use a smoothing capacitor having an ESR with a small resistance value, and it is possible to provide a power supply device that can be reduced in size, increased in speed, reduced in cost, and stably operated.

まず、電源装置の実施形態を、図２を参照して概略的に説明する。本明細書において、本実施形態の電源装置は、降圧スイッチング電源として説明するが、降圧／昇圧スイッチング電源および昇圧スイッチング電源に対しても適用することが可能である。 First, an embodiment of a power supply apparatus will be schematically described with reference to FIG. In the present specification, the power supply device according to the present embodiment is described as a step-down switching power supply, but can be applied to a step-down / step-up switching power supply and a step-up switching power supply.

図２は本実施形態の電源装置を概略的に示すブロック図である。
図２に示されるように、第１実施例のＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチ素子１，ダイオード素子２，コイル３，平滑容量４，コンパレータ５，モノマルチ回路（ＭＭ）６，コイル電流相当波形生成回路７および加算回路８を有する。 FIG. 2 is a block diagram schematically showing the power supply device of the present embodiment.
As shown in FIG. 2, the DC-DC converter of the first embodiment includes a switch element 1, a diode element 2, a coil 3, a smoothing capacitor 4, a comparator 5, a mono multi-circuit (MM) 6, and a coil current equivalent waveform generation. A circuit 7 and an adder circuit 8 are included.

スイッチ素子１は、電源電圧Ｖinを供給する高電位電源線（第１電源線）ＰＳＬとコイル３の一端との間に設けられ、また、ダイオード素子２は、コイル３の一端ＬＸと接地線（第２電源線）ＧＮＤとの間に設けられている。 The switch element 1 is provided between a high-potential power supply line (first power supply line) PSL that supplies the power supply voltage Vin and one end of the coil 3, and the diode element 2 includes one end LX of the coil 3 and a ground line ( The second power supply line (GND) is provided.

ここで、スイッチ素子１は、コンパレータ５の比較結果によるモノマルチ回路６からのワンショットパルス出力に応じてオンするプルアップ側の出力トランジスタに対応する。 Here, the switch element 1 corresponds to a pull-up side output transistor that is turned on in response to a one-shot pulse output from the mono-multi circuit 6 based on a comparison result of the comparator 5.

また、ダイオード素子２は、スイッチ素子（第１スイッチ素子）１がオンするときにオフし、スイッチ素子１がオフするときにオンするプルダウン側の出力トランジスタ（第２スイッチ素子）に対応する。 The diode element 2 corresponds to a pull-down output transistor (second switch element) that is turned off when the switch element (first switch element) 1 is turned on and turned on when the switch element 1 is turned off.

コイル電流相当波形生成回路７は、コイル３の一端ＬＸおよび接地線ＧＮＤ、並びに、コイル３の他端および平滑容量４の一端が接続する電圧出力ノード（第１接続ノード）Ｎ１に接続され、コイル３に流れる電流ＩＬに相当する波形を生成する。 The coil current equivalent waveform generation circuit 7 is connected to one end LX and the ground line GND of the coil 3, and to a voltage output node (first connection node) N1 to which the other end of the coil 3 and one end of the smoothing capacitor 4 are connected. 3 is generated.

加算回路８は、電圧出力ノードの出力電圧Ｖoutに対してコイル電流相当波形生成回路７の出力電圧を加算し，その電圧Ｖoをコンパレータ５の反転入力（負入力）に供給する。なお、コンパレータ５の非反転入力（正入力）には、所定の基準電圧Ｖrefが印加されている。 The adder circuit 8 adds the output voltage of the coil current equivalent waveform generation circuit 7 to the output voltage Vout of the voltage output node, and supplies the voltage Vo to the inverting input (negative input) of the comparator 5. A predetermined reference voltage Vref is applied to the non-inverting input (positive input) of the comparator 5.

そして、コンパレータ５は、その負入力に供給された信号の電圧Ｖoをその正入力に印加された基準電圧Ｖrefと比較し、その比較結果に対応したモノマルチ回路６からのワンショットパルスによりスイッチ素子１をオン／オフ制御する。 The comparator 5 compares the voltage Vo of the signal supplied to the negative input with the reference voltage Vref applied to the positive input, and the switch element by a one-shot pulse from the mono-multi circuit 6 corresponding to the comparison result. 1 is turned on / off.

なお、スイッチ素子１は、プルアップ側の出力トランジスタに対応し、また、ダイオード素子２は、スイッチ素子１がオンするときにオフし、スイッチ素子１がオフするときにオンするプルダウン側の出力トランジスタに対応する。 The switch element 1 corresponds to an output transistor on the pull-up side, and the diode element 2 is turned off when the switch element 1 is turned on and is turned on when the switch element 1 is turned off. Corresponding to

このように、本実施形態の電源装置において、コイル電流相当波形生成回路７および加算回路８は、前述した図１における等価直列抵抗（ＥＳＲ）１０７による出力電圧Ｖoutのリップルを再現する機能を有している。 As described above, in the power supply device of this embodiment, the coil current equivalent waveform generation circuit 7 and the addition circuit 8 have a function of reproducing the ripple of the output voltage Vout due to the equivalent series resistance (ESR) 107 in FIG. ing.

そして、本実施形態の電源装置によれば、ＥＳＲの抵抗値が小さい小型の容量やセラミックコンデンサをそのまま平滑容量として使用することが可能になる。 And according to the power supply device of this embodiment, it becomes possible to use a small capacity | capacitance with small ESR resistance value or a ceramic capacitor as a smoothing capacity as it is.

すなわち、例えば、セラミックコンデンサは、低コストのため電源装置の低コスト化を図ることができ、また、資源の有効利用の面でも好ましいものである。さらに、ＥＳＲが小さい平滑容量を使用することで出力電圧Ｖoutのリップルが小さくなり、ノイズが少なく安定した電源装置を提供することが可能になる。 That is, for example, a ceramic capacitor can reduce the cost of the power supply device because of its low cost, and is also preferable in terms of effective use of resources. Further, by using a smoothing capacitor having a small ESR, the ripple of the output voltage Vout is reduced, and it is possible to provide a stable power supply device with less noise.

これにより、本実施形態の電源装置によれば、小さな抵抗値のＥＳＲを有する平滑容量が使用可能となり、小型化，高速化，低コスト化および安定した動作の電源装置を提供することができる。なお、上記の効果は、後述する各実施例でも同様に得られる。 Thereby, according to the power supply device of the present embodiment, a smoothing capacitor having an ESR with a small resistance value can be used, and a power supply device that can be downsized, increased in speed, reduced in cost, and stably operated can be provided. In addition, said effect is acquired similarly in each Example mentioned later.

以下、電源装置の各実施例を、添付図面を参照して詳述する。
図３は第１実施例の電源装置を概略的に示すブロック図である。 Hereinafter, embodiments of the power supply device will be described in detail with reference to the accompanying drawings.
FIG. 3 is a block diagram schematically showing the power supply device of the first embodiment.

図３と上述した図２との比較から明らかなように、本第１実施例の電源装置において、コイル電流相当波形生成回路７は、抵抗素子（第１抵抗素子）Ｒ１および容量素子（第１容量素子）Ｃ１を有する。 As is clear from a comparison between FIG. 3 and FIG. 2 described above, in the power supply device of the first embodiment, the coil current equivalent waveform generation circuit 7 includes the resistor element (first resistor element) R1 and the capacitor element (first element). (Capacitance element) C1.

第１抵抗素子Ｒ１は、その一端がコイル３の一端ＬＸに接続され、また、第１容量素子Ｃ１は、その一端が接地線ＧＮＤに接続されている。そして、第１抵抗素子Ｒ１の他端は、第２接続ノードＮ２において第１容量素子Ｃ１の他端に接続されている。すなわち、ローパスフィルタ（第１ローパスフィルタ）は、第１抵抗素子Ｒ１および第１容量素子Ｃ１を有している。 One end of the first resistance element R1 is connected to one end LX of the coil 3, and one end of the first capacitance element C1 is connected to the ground line GND. The other end of the first resistor element R1 is connected to the other end of the first capacitor element C1 at the second connection node N2. That is, the low-pass filter (first low-pass filter) includes the first resistance element R1 and the first capacitance element C1.

加算回路８は、第２および第３の２つの抵抗素子Ｒ２，Ｒ３を有する。第２抵抗素子Ｒ２は、その一端が第１接続ノードＮ１に接続され、また、第３抵抗素子Ｒ３は、その一端が第２接続ノードＮ２に接続され、第２および第３抵抗素子Ｒ２，Ｒ３の他端は、共通接続されている。さらに、第２および第３抵抗素子Ｒ２，Ｒ３の共通接続ノードは、コンパレータ５の負入力に接続されている。 The adding circuit 8 has second and third resistance elements R2 and R3. One end of the second resistance element R2 is connected to the first connection node N1, and one end of the third resistance element R3 is connected to the second connection node N2, and the second and third resistance elements R2, R3 The other ends of these are commonly connected. Further, the common connection node of the second and third resistance elements R 2 and R 3 is connected to the negative input of the comparator 5.

ここで、コイル電流ＩＬは、スイッチ素子１がオンのときコイル３に印加される電圧Ｖin−Ｖoutに比例して増加し、また、スイッチ素子１がオフのときは、Ｖoutに比例して減少する。 Here, the coil current IL increases in proportion to the voltage Vin−Vout applied to the coil 3 when the switch element 1 is on, and decreases in proportion to Vout when the switch element 1 is off. .

従って、それぞれに比例した電流で第１容量素子Ｃ１を充放電することにより、コイル電流ＩＬに相当する波形が得られる。また、コイル電流ＩＬが不連続となる軽負荷の場合、第１容量素子Ｃ１への電流を遮断すればよい。なお、コイル電流が不連続となる場合であっても、接続ノードＬＸ点の電圧は、リンギングの影響を無視できれば、第１容量素子Ｃ１の端子電圧とほぼ同一であるので、遮断しなくてもよい。 Therefore, a waveform corresponding to the coil current IL is obtained by charging / discharging the first capacitive element C1 with a current proportional to each. In the case of a light load where the coil current IL is discontinuous, the current to the first capacitor element C1 may be cut off. Even when the coil current is discontinuous, the voltage at the connection node LX is almost the same as the terminal voltage of the first capacitor element C1 if the influence of ringing can be ignored. Good.

上記コイル電流ＩＬの波形は、コイル３とスイッチ素子１との接続ノードＬＸを抵抗素子Ｒ１および第１容量素子Ｃ１によるローパスフィルタ７で得られた電圧と、出力電圧Ｖoutの目標電圧である基準電圧Ｖrefとの差によって得ることができる。このとき、コイル電流ＩＬが不連続になると、出力電圧Ｖoutとなり、平均電圧（ノードＮ２の電圧）もほぼ出力電圧Ｖoutと等しいため、単純に出力電圧Ｖoutと混合すればよいことになる。 The waveform of the coil current IL includes a voltage obtained at the connection node LX between the coil 3 and the switch element 1 by the low-pass filter 7 using the resistor element R1 and the first capacitor element C1, and a reference voltage that is a target voltage of the output voltage Vout. It can be obtained by the difference from Vref. At this time, when the coil current IL becomes discontinuous, the output voltage Vout is obtained, and the average voltage (the voltage at the node N2) is substantially equal to the output voltage Vout. Therefore, it is only necessary to simply mix with the output voltage Vout.

すなわち、本第１実施例の電源装置では、図１の電源装置におけるＥＳＲ１０７にコイル電流ＩＬが流れた場合に発生する電圧（コイル電流相当波形）に相当する信号が出力電圧Ｖoutに加算され、コンパレータ５の負入力に電圧Ｖoとして供給される。 That is, in the power supply device of the first embodiment, a signal corresponding to the voltage (coil current equivalent waveform) generated when the coil current IL flows through the ESR 107 in the power supply device of FIG. 1 is added to the output voltage Vout, and the comparator 5 is supplied as a voltage Vo to the negative input.

そして、コンパレータ５は、その負入力に供給された信号波形の電圧Ｖoをその正入力に印加された基準電圧Ｖrefと比較し、モノマルチ回路６に対して比較結果を出力する。 The comparator 5 compares the voltage Vo of the signal waveform supplied to the negative input with the reference voltage Vref applied to the positive input, and outputs a comparison result to the mono-multi circuit 6.

モノマルチ回路６は、コンパレータ５の負入力に供給された電圧Ｖoが基準電圧Ｖrefよりも低い場合には、そのコンパレータ５の比較結果に応じて、ワンショットパルスを出力してスイッチ素子１を所定時間オンし、入力電圧Ｖinをコイル３に印加する。 When the voltage Vo supplied to the negative input of the comparator 5 is lower than the reference voltage Vref, the mono-multi circuit 6 outputs a one-shot pulse according to the comparison result of the comparator 5 to set the switch element 1 in a predetermined manner. The input voltage Vin is applied to the coil 3 for a time period.

なお、スイッチ素子１はプルアップ側の出力トランジスタに対応し、また、ダイオード素子２はプルダウン側の出力トランジスタに対応するのは前述した通りである。 As described above, the switch element 1 corresponds to the output transistor on the pull-up side, and the diode element 2 corresponds to the output transistor on the pull-down side.

ここで、実際の回路設計においては、コンパレータ５の正入力に印加された基準電圧Ｖrefに対して、その負入力に供給される電圧Ｖoのレベルを調整するために、例えば、第１容量素子Ｃ１と並列に第４抵抗素子Ｒ４を設けてもよい。 Here, in actual circuit design, for example, in order to adjust the level of the voltage Vo supplied to the negative input with respect to the reference voltage Vref applied to the positive input of the comparator 5, for example, the first capacitive element C1. A fourth resistance element R4 may be provided in parallel.

図４は図３の電源装置の動作を従来例と比較して説明するための波形図である。
まず、図４の最上段（一段目）に示されるように、スイッチ素子１およびコイル３の接続ノードＬＸにおける波形は、コンパレータ５の出力に対応したタイミングで出力されるモノマルチ回路６による所定のパルス幅Ｐだけ電源電圧Ｖinのレベルになる。 FIG. 4 is a waveform diagram for explaining the operation of the power supply device of FIG. 3 in comparison with the conventional example.
First, as shown in the uppermost stage (first stage) in FIG. 4, the waveform at the connection node LX of the switch element 1 and the coil 3 is predetermined by the mono-multi circuit 6 output at a timing corresponding to the output of the comparator 5. The level of the power supply voltage Vin is equal to the pulse width P.

これにより、図４の二段目に示されるように、コイル３を流れるコイル電流ＩＬは、ノードＬＸの波形に応じて三角波形状の信号となる。 Thereby, as shown in the second stage of FIG. 4, the coil current IL flowing through the coil 3 becomes a triangular wave-shaped signal in accordance with the waveform of the node LX.

ここで、図４の三段目に示されるように、上述したローパスフィルタ７を設けずにＥＳＲが小さい平滑容量４だけを使用した場合の出力電圧Ｖoutの波形Ｌａ１は、非常に小さな振幅の信号となる。比較のために、前述した図１の電源装置のようなＥＳＲが大きい平滑容量１０４を使用した場合のコンパレータ１０５の負入力の信号波形（出力電圧Ｖout（Ｖo）の波形）Ｌａ２を、図４の三段目に破線として重ねて示す。 Here, as shown in the third stage of FIG. 4, the waveform La1 of the output voltage Vout when only the smoothing capacitor 4 having a small ESR is used without providing the low-pass filter 7 described above is a signal having a very small amplitude. It becomes. For comparison, the negative input signal waveform (waveform of output voltage Vout (Vo)) La2 of the comparator 105 when the smoothing capacitor 104 having a large ESR such as the power supply device of FIG. 1 is used is shown in FIG. It is shown as a broken line in the third row.

このように、ＥＳＲが大きい平滑容量１０４を使用した場合、コンパレータ１０５の負入力の信号波形Ｌａ２は、ＥＳＲが小さい平滑容量４のみを使用した場合の波形Ｌａ１よりも遥かに大きな振幅（例えば、数１０ｍＶ）の波形となることが分かる。 As described above, when the smoothing capacitor 104 having a large ESR is used, the signal waveform La2 of the negative input of the comparator 105 has a much larger amplitude (for example, several times) than the waveform La1 when only the smoothing capacitor 4 having a small ESR is used. It can be seen that the waveform is 10 mV).

図４の四段目に示されるように、第１抵抗素子Ｒ１および第１容量素子Ｃ１の接続ノードＮ２は、出力電圧Ｖoutにほぼ合致した平均電圧を持つ電圧波形となっている。ここで、ノードＮ２における電圧波形の振幅は、例えば、１００ｍＶ程度である。なお、図４では、図３における第４抵抗素子Ｒ４の影響は無視している。 As shown in the fourth stage of FIG. 4, the connection node N2 of the first resistor element R1 and the first capacitor element C1 has a voltage waveform having an average voltage substantially matching the output voltage Vout. Here, the amplitude of the voltage waveform at the node N2 is, for example, about 100 mV. In FIG. 4, the influence of the fourth resistance element R4 in FIG. 3 is ignored.

そして、図４の最下段（四段目）に示されるように、本第１実施例の電源装置において、コンパレータ５の負入力の信号波形Ｌａ３は、信号波形Ｌａ１とノードＮ２の信号の混合波形となる。従って、上述したＥＳＲが大きい平滑容量１０４を使用したときの信号波形Ｌａ２と同等の波形とすることができるのが分かる。 As shown in the lowermost stage (fourth stage) in FIG. 4, in the power supply device of the first embodiment, the negative input signal waveform La3 of the comparator 5 is a mixed waveform of the signal waveform La1 and the signal of the node N2. It becomes. Therefore, it can be seen that a waveform equivalent to the signal waveform La2 when the smoothing capacitor 104 having a large ESR is used can be obtained.

すなわち、ＥＳＲが小さい平滑容量４を使用した場合でも、第１抵抗素子Ｒ１および第１容量素子Ｃ１を含むコイル電流相当波形生成回路７、並びに、第２および第３抵抗素子Ｒ２，Ｒ３を含む加算回路８を設けることで信号波形Ｌａ２を再現することができる。 That is, even when the smoothing capacitor 4 having a small ESR is used, the coil current equivalent waveform generation circuit 7 including the first resistor element R1 and the first capacitor element C1, and the addition including the second and third resistor elements R2 and R3. By providing the circuit 8, the signal waveform La2 can be reproduced.

図５は第１実施例の電源装置の変形例を示す回路図である。なお、図５における参照符号Ｉoは、出力電圧Ｖoutが印加される負荷を流れる電流を示している。 FIG. 5 is a circuit diagram showing a modification of the power supply device of the first embodiment. Note that reference symbol Io in FIG. 5 indicates a current flowing through a load to which the output voltage Vout is applied.

図５と上述した図３との比較から明らかなように、本第１実施例の変形例の電源装置において、加算回路８は、図３のような第２および第３抵抗素子Ｒ２，Ｒ３ではなく、電圧依存電圧源とされている。 As is clear from the comparison between FIG. 5 and FIG. 3 described above, in the power supply device of the modified example of the first embodiment, the adder circuit 8 includes the second and third resistance elements R2 and R3 as shown in FIG. It is not a voltage-dependent voltage source.

すなわち、電圧依存電圧源８は、第１容量素子Ｃ１および第１抵抗素子Ｒ１の接続ノードＮ２の電位（ローパスフィルタ７の出力電圧）を、例えば、１／１００倍して出力電圧Ｖoutに加算するようになっている。このように、加算回路８は、抵抗素子により加算するだけでなく様々な回路を適用することができる。 That is, the voltage-dependent voltage source 8 multiplies the potential of the connection node N2 of the first capacitor element C1 and the first resistor element R1 (output voltage of the low-pass filter 7) by, for example, 1/100 and adds it to the output voltage Vout. It is like that. As described above, the adding circuit 8 can apply various circuits as well as adding by the resistance element.

なお、出力電圧Ｖoutに加算するローパスフィルタ７の出力電圧は、１／１００倍に限定されるものではなく、適宜その利得を調整してコンパレータ５の動作を最適化することができる。 The output voltage of the low-pass filter 7 added to the output voltage Vout is not limited to 1/100 times, and the operation of the comparator 5 can be optimized by adjusting the gain as appropriate.

また、モノマルチ回路６は、ＡＮＤゲート６１，６７、フリップフロップ６２、電圧依存電流源６３、スイッチ素子６４、容量６５、コンパレータ６６およびインバータ６８を有する。 The mono-multi circuit 6 includes AND gates 61 and 67, a flip-flop 62, a voltage dependent current source 63, a switch element 64, a capacitor 65, a comparator 66, and an inverter 68.

コンパレータ６６の正入力には、基準電圧Ｖrが印加され、その負入力に接続された容量６５がオンパルス幅（Ｐ）を規定する。また、オフ時には、スイッチ素子６４がオンとなって容量６５に蓄えられた電荷を放電する。 A reference voltage Vr is applied to the positive input of the comparator 66, and a capacitor 65 connected to the negative input defines an on-pulse width (P). When the switch is off, the switch element 64 is turned on to discharge the charge stored in the capacitor 65.

なお、図５に示す電源装置は、異なる電源電圧Ｖinに対しても、スイッチング周波数が変化せず、所定の出力電圧Ｖoutを安定して出力できるようになっている。 Note that the power supply apparatus shown in FIG. 5 can output a predetermined output voltage Vout stably even when the power supply voltage Vin is different from the switching frequency.

すなわち、例えばモノマルチ回路６の電圧依存電流源６３は、電源電圧Ｖinが異なる場合、同一電圧を出力するためにデューティ比を変化させる必要があるが、電源電圧に追従してオンパルス幅（Ｐ）を変化させてスイッチング周波数を固定するようになっている。 That is, for example, the voltage-dependent current source 63 of the mono-multi circuit 6 needs to change the duty ratio in order to output the same voltage when the power supply voltage Vin is different, but the on-pulse width (P) follows the power supply voltage. The switching frequency is fixed by changing.

図６は図５の電源装置の動作を従来例と比較して説明するための波形図であり、負荷を流れる電流Ｉoが２Ａ〜０．５Ａのときの動作を従来例と比較して示すシミュレーション波形図である。 FIG. 6 is a waveform diagram for explaining the operation of the power supply device of FIG. 5 in comparison with the conventional example. The simulation shows the operation when the current Io flowing through the load is 2 A to 0.5 A in comparison with the conventional example. It is a waveform diagram.

図６において、横軸Ｘは、時間［μsec］を示し、また、縦軸Ｙ１は、電圧Ｖout，Ｖoの電圧値［Ｖ］を示し、そして、縦軸Ｙ２は、コイル電流ＩＬの電流値［Ａ］を示す。 In FIG. 6, the horizontal axis X indicates time [μsec], the vertical axis Y1 indicates the voltage values [V] of the voltages Vout and Vo, and the vertical axis Y2 indicates the current value of the coil current IL [ A].

なお、図６において、参照符号ＳＳはスイッチ素子１（１０１）をオン／オフ制御するためのモノマルチ回路６（１０６）の出力信号を示す。 In FIG. 6, reference symbol SS indicates an output signal of the mono-multi circuit 6 (106) for on / off control of the switch element 1 (101).

また、曲線Ｌｂ１およびＬｃ１は、図５の電源装置におけるコイル３に流れるコイル電流ＩＬおよびコンパレータ５の負入力に供給される信号電圧Ｖoを示し、さらに、曲線Ｌｃ３は、図５の電源装置における出力電圧Ｖoutを示す。 Curves Lb1 and Lc1 indicate the coil current IL flowing through the coil 3 and the signal voltage Vo supplied to the negative input of the comparator 5 in the power supply device of FIG. 5, and the curve Lc3 indicates the output of the power supply device of FIG. The voltage Vout is shown.

そして、曲線Ｌｂ２およびＬｃ２は、図１の従来の電源装置において、５０ｍΩの抵抗値のＥＳＲを有する平滑容量１０４を使用したときのコイル１０３を流れるコイル電流ＩＬおよびコンパレータ１０５の負入力に供給する信号電圧Ｖo（出力電圧Ｖout）を示す。 Curves Lb2 and Lc2 are signals supplied to the coil current IL flowing through the coil 103 and the negative input of the comparator 105 when the smoothing capacitor 104 having an ESR of 50 mΩ in the conventional power supply device of FIG. 1 is used. The voltage Vo (output voltage Vout) is shown.

すなわち、曲線Ｌｂ１，Ｌｃ１およびＬｃ３は、ＥＳＲを持たない平滑容量４を使用し、出力電圧Ｖoutに対してコイル電流相当波形生成回路７の出力電圧を加算した電圧Ｖoをコンパレータ５の負入力に供給した電源装置におけるシミュレーション波形である。 That is, the curves Lb1, Lc1, and Lc3 use the smoothing capacitor 4 having no ESR, and supply the voltage Vo obtained by adding the output voltage of the coil current equivalent waveform generation circuit 7 to the output voltage Vout to the negative input of the comparator 5 It is a simulation waveform in the power supply device.

なお、コイル電流相当波形生成回路７の出力電圧は、電圧依存電圧源（加算回路）８により１／５０倍して出力電圧Ｖoutに加算され、その加算された信号電圧Ｖoがコンパレータ５の負入力に入力される。 The output voltage of the coil current equivalent waveform generation circuit 7 is multiplied by 1/50 by the voltage dependent voltage source (adder circuit) 8 and added to the output voltage Vout, and the added signal voltage Vo is the negative input of the comparator 5. Is input.

図６の曲線Ｌｂ１およびＬｂ２に示されるように、コイル電流ＩＬは、スイッチ素子１（１０１）をオン状態に制御するモノマルチ回路６（１０６）の出力信号ＳＳに対応した三角波として約２Ａから約０．５Ａへと負荷の急激な変動に応じて変化している。 As shown by the curves Lb1 and Lb2 in FIG. 6, the coil current IL is about 2A to about 3A as a triangular wave corresponding to the output signal SS of the mono-multi circuit 6 (106) that controls the switch element 1 (101) to be in the ON state. It has changed to 0.5 A in response to a sudden change in load.

このとき、曲線Ｌｂ１およびＬｂ２は、コイル電流ＩＬのレベルが変化する前後の時間１００μsec〜１０４μsec並びに１１０μsec〜１１３μsec辺りで多少のずれが観察されるが、ほぼ同様に変化している。 At this time, the curves Lb1 and Lb2 are observed to change slightly in the same manner, although some deviations are observed around 100 μsec to 104 μsec and 110 μsec to 113 μsec before and after the level of the coil current IL changes.

さらに、図６から明らかなように、図５のコンパレータ５の負入力の電圧Ｖo（曲線Ｌｃ１）と図１のコンパレータ１０５の負入力の電圧Ｖout（曲線Ｌｃ２）とは、コイル電流ＩＬのずれに対応した多少の相違は見られるが、ほぼ同様に変化している。 Further, as is apparent from FIG. 6, the negative input voltage Vo (curve Lc1) of the comparator 5 in FIG. 5 and the negative input voltage Vout (curve Lc2) of the comparator 105 in FIG. There are some corresponding differences, but they are almost the same.

また、図１の電源装置の出力電圧Ｖout（曲線Ｌｃ２）には大きなリップル波形が含まれているが、図５の電源装置の出力電圧Ｖout（曲線Ｌｃ３）には大きなリップル波形は含まれていない。 Further, the output voltage Vout (curve Lc2) of the power supply device of FIG. 1 includes a large ripple waveform, but the output voltage Vout (curve Lc3) of the power supply device of FIG. 5 does not include a large ripple waveform. .

なお、曲線Ｌｃ３から明らかなように、図５の電源装置の出力電圧Ｖoutは、コイル電流ＩＬの変動に伴い、出力電流により出力電圧が若干変化する。すなわち、負荷が急変する１００μsec〜１１２μsec辺りで出力電圧Ｖoutの電位が若干上昇する。 As is apparent from the curve Lc3, the output voltage Vout of the power supply device of FIG. 5 slightly changes depending on the output current as the coil current IL varies. That is, the potential of the output voltage Vout slightly increases around 100 μsec to 112 μsec when the load changes suddenly.

すなわち、本第１実施例の電源装置において、通常の負荷が安定している場合の出力電圧Ｖoutは、大きなリップル波形を含まずに安定した波形となっており、また、負荷が急変した場合でも若干の電位変化はあるが許容し得る範囲のものである。 That is, in the power supply device of the first embodiment, the output voltage Vout when the normal load is stable is a stable waveform without including a large ripple waveform, and even when the load suddenly changes. Although there is some potential change, it is within an acceptable range.

このように、本第１実施例によれば、ＥＳＲを持たない（ＥＳＲの抵抗値が小さい）小型の容量やセラミックコンデンサ等を平滑容量４として使用しても、コンパレータ５の負入力にはリップルを有する信号電圧を与えてスイッチ素子１の制御を行うことができる。 As described above, according to the first embodiment, even if a small capacitor or ceramic capacitor having no ESR (ESR resistance value is small) is used as the smoothing capacitor 4, a ripple is applied to the negative input of the comparator 5. The switch element 1 can be controlled by applying a signal voltage having

さらに、平滑容量４がＥＳＲを持たないため、出力電圧Ｖoutのリップルは小さく、ノイズの少ない安定した電源装置を提供することが可能になる。 Further, since the smoothing capacitor 4 does not have ESR, it is possible to provide a stable power supply device with small ripple of the output voltage Vout and less noise.

図７は第２実施例の電源装置を示すブロック図である。
図７と前述した図５（図３）との比較から明らかなように、本第２実施例の電源装置において、コイル電流相当波形生成回路７は、第１ローパスフィルタ７１および第２ローパスフィルタ７２を有する。ここで、第１ローパスフィルタ７１は、図５の電源装置におけるローパスフィルタ７に相当する。 FIG. 7 is a block diagram showing the power supply device of the second embodiment.
As is clear from a comparison between FIG. 7 and FIG. 5 (FIG. 3) described above, in the power supply device of the second embodiment, the coil current equivalent waveform generation circuit 7 includes the first low-pass filter 71 and the second low-pass filter 72. Have Here, the first low-pass filter 71 corresponds to the low-pass filter 7 in the power supply device of FIG.

すなわち、図７に示す第２実施例の電源装置では、図５に示す第１実施例の電源装置に対して、第１抵抗素子Ｒ１および第１容量素子Ｃ１の接続ノード（第２接続ノード）Ｎ２と接地線ＧＮＤとの間に第２ローパスフィルタ７２を設けるようになっている。 That is, in the power supply device of the second embodiment shown in FIG. 7, compared to the power supply device of the first embodiment shown in FIG. 5, the connection node (second connection node) of the first resistance element R1 and the first capacitance element C1. A second low-pass filter 72 is provided between N2 and the ground line GND.

第２ローパスフィルタ７２は、一端が第２接続ノードＮ２に接続された第５抵抗素子Ｒ５と、一端が第５抵抗素子Ｒ５の他端に接続され、他端が接地線ＧＮＤに接続された第２容量素子Ｃ２を有する。ここで、第２ローパスフィルタ７２は、第１ローパスフィルタ７１の１／１０程度のより低い帯域幅を有している。 The second low-pass filter 72 has a fifth resistance element R5 having one end connected to the second connection node N2, a first end connected to the other end of the fifth resistance element R5, and the other end connected to the ground line GND. A two-capacitance element C2 is included. Here, the second low-pass filter 72 has a lower bandwidth of about 1/10 of that of the first low-pass filter 71.

さらに、本第２実施例の電源装置において、加算回路８は、第２抵抗素子Ｒ２、並びに、第１ｇｍアンプ８２を有する。 Furthermore, in the power supply device according to the second embodiment, the adder circuit 8 includes a second resistance element R2 and a first gm amplifier 82.

第２ｇｍアンプ８１の入力は、第５抵抗素子Ｒ５および第２容量素子Ｃ２の接続ノード（第３接続ノード）Ｎ３に接続され、第２ｇｍアンプ８１の出力は、第１ｇｍアンプ８２の入力に接続され、反転増幅により接続ノードＮ２点の低周波変動を抑圧している。なお、第１および第２ｇｍアンプ８２および８１には、基準電圧Ｖrefが印加されている。 The input of the second gm amplifier 81 is connected to the connection node (third connection node) N3 of the fifth resistor element R5 and the second capacitor element C2, and the output of the second gm amplifier 81 is connected to the input of the first gm amplifier 82. The low frequency fluctuation at the connection node N2 is suppressed by the inverting amplification. A reference voltage Vref is applied to the first and second gm amplifiers 82 and 81.

そして、第１ｇｍアンプ８２の出力は、一端が第１接続ノードＮ１に接続された第２抵抗素子Ｒ２の他端に接続されて出力電圧Ｖoutに加算され、その加算された信号電圧Ｖoがコンパレータ５の負入力に供給される。 The output of the first gm amplifier 82 is connected to the other end of the second resistance element R2 whose one end is connected to the first connection node N1, and added to the output voltage Vout. The added signal voltage Vo is the comparator 5 Is supplied to the negative input.

すなわち、第１および第２ｇｍアンプ８２，８１は、基準電圧Ｖrefとの差を電流に変換して、帰還および第２抵抗素子Ｒ２の電圧降下により出力電圧Ｖoutにリップル波形を重畳した信号電圧Ｖoがコンパレータ５の負入力に供給されるようになっている。 That is, the first and second gm amplifiers 82 and 81 convert the difference from the reference voltage Vref into a current, and the signal voltage Vo obtained by superimposing the ripple waveform on the output voltage Vout due to the voltage drop of the feedback and the second resistance element R2 is obtained. The negative input of the comparator 5 is supplied.

本第２実施例は、図６を参照して説明した第１実施例における負荷が急変した場合の出力電圧Ｖoutの電位変化（図６の曲線Ｌｃ３の１００μsec〜１１２μsec辺りでの電位上昇）を低減するために第２ローパスフィルタ７２を追加したものに相当する。なお、この第２実施例の電源装置は、第２ローパスフィルタおよび第２ｇｍアンプ８１が無ければ、第１実施例と等価な動作となる。 This second embodiment reduces the potential change of the output voltage Vout (potential rise around 100 μsec to 112 μsec of the curve Lc3 in FIG. 6) when the load in the first embodiment described with reference to FIG. 6 changes suddenly. Therefore, the second low-pass filter 72 is added. Note that the power supply device of the second embodiment has an operation equivalent to that of the first embodiment unless the second low-pass filter and the second gm amplifier 81 are provided.

ここで、初段の第１ローパスフィルタ７１は、リップル波形の再現と高速応答を可能とするために、例えば、スイッチング周波数（ＳＳ）の１／１０程度に設定される。また、２段目の第２ローパスフィルタ７２は、直流成分を抽出するために、例えば、第１ローパスフィルタ７１の１／１０〜１／１００程度の時定数に設定される。 Here, the first-stage first low-pass filter 71 is set to, for example, about 1/10 of the switching frequency (SS) in order to enable the reproduction of the ripple waveform and the high-speed response. The second-stage second low-pass filter 72 is set to a time constant of about 1/10 to 1/100 of the first low-pass filter 71, for example, in order to extract a direct current component.

そして、２段目の第２ローパスフィルタ７２の出力を初段の第１ローパスフィルタ７１に帰還することで、すなわち、第２ｇｍアンプ８１の出力を第２接続ノードＮ２に接続することで、初段の出力はリップル分のみで低周波成分の変動が抑圧されることになる。これにより、コイル３を流れる電流ＩＬの波形に対して、容量４の電流波形に準じた波形を再現することが可能になる。 Then, by feeding back the output of the second low-pass filter 72 in the second stage to the first low-pass filter 71 of the first stage, that is, by connecting the output of the second gm amplifier 81 to the second connection node N2, the output of the first stage The fluctuation of the low frequency component is suppressed only by the ripple component. Thereby, it is possible to reproduce a waveform according to the current waveform of the capacitor 4 with respect to the waveform of the current IL flowing through the coil 3.

すなわち、本第２実施例の電源装置は、第１ローパスフィルタ７１の出力（第２接続ノードＮ２）から、より低い通過帯域幅を持つ第２ローパスフィルタ７２で低周波成分を取り出して第１ローパスフィルタ７１の出力に帰還するようになっている。これにより、負荷変動の影響を抑えて、より一層安定した出力電圧Ｖoutを供給することが可能になる。 In other words, the power supply apparatus of the second embodiment extracts the low frequency component from the output (second connection node N2) of the first low pass filter 71 by the second low pass filter 72 having a lower pass bandwidth, and extracts the first low pass component. The output is fed back to the output of the filter 71. As a result, it becomes possible to supply a more stable output voltage Vout while suppressing the influence of the load fluctuation.

図８は図７の電源装置の出力電圧を従来および第１実施例と比較して示す波形図であり、図６と同様の動作条件における出力電圧Ｖoutのシミュレーション波形を示すものである。 FIG. 8 is a waveform diagram showing the output voltage of the power supply device of FIG. 7 in comparison with the prior art and the first embodiment, and shows the simulation waveform of the output voltage Vout under the same operating conditions as in FIG.

図８において、横軸Ｘは、時間［μsec］を示し、また、縦軸Ｙは、出力電圧Ｖoutの電圧値［Ｖ］を示す。 In FIG. 8, the horizontal axis X represents time [μsec], and the vertical axis Y represents the voltage value [V] of the output voltage Vout.

なお、図８における曲線Ｌｃ２およびＬｃ３は図６と同様のものであり、曲線Ｌｃ２は、５０ｍΩの抵抗値のＥＳＲを有する平滑容量１０４を使用した従来の電源装置における出力電圧Ｖoutを示し、曲線Ｌｃ３は図５の電源装置による出力電圧Ｖoutを示す。そして、曲線Ｌｃ４は、図７に示す第２実施例の電源装置による出力電圧Ｖoutを示している。 The curves Lc2 and Lc3 in FIG. 8 are the same as those in FIG. 6, and the curve Lc2 shows the output voltage Vout in the conventional power supply device using the smoothing capacitor 104 having the ESR of the resistance value of 50 mΩ, and the curve Lc3 Indicates the output voltage Vout by the power supply device of FIG. A curve Lc4 shows the output voltage Vout by the power supply device of the second embodiment shown in FIG.

ここで、曲線Ｌｃ４は、図７の電源装置において、第２ローパスフィルタ７２の帯域幅を第１ローパスフィルタ７１の帯域幅より１／１０程度の低く設定して得られたシミュレーション結果である。 Here, the curve Lc4 is a simulation result obtained by setting the bandwidth of the second low-pass filter 72 to be about 1/10 lower than the bandwidth of the first low-pass filter 71 in the power supply device of FIG.

図８の曲線Ｌｃ４とＬｃ３の比較から明らかなように、第１ローパスフィルタ７１（ローパスフィルタ７）に加えて第２ローパスフィルタ７２を設けた本第２実施例によれば、負荷変動の影響を抑えてより一層安定した電源電圧Ｖoutを出力することが可能である。 As is clear from the comparison between the curves Lc4 and Lc3 in FIG. 8, according to the second embodiment in which the second low-pass filter 72 is provided in addition to the first low-pass filter 71 (low-pass filter 7), the influence of the load fluctuation is reduced. It is possible to output a more stable power supply voltage Vout.

図９は第２実施例の変形例の電源装置を示すブロック図である。
図９と図７との比較から明らかなように、図９の変形例では、コイル電流相当波形生成回路７において、第２ローパスフィルタ７２が第１ローパスフィルタ７１と並列に、スイッチ素子１およびコイル３の接続ノードＬＸと接地線ＧＮＤとの間に接続されている。 FIG. 9 is a block diagram showing a power supply device according to a modification of the second embodiment.
As is apparent from a comparison between FIG. 9 and FIG. 7, in the modification of FIG. 9, in the coil current equivalent waveform generation circuit 7, the second low-pass filter 72 is in parallel with the first low-pass filter 71. 3 is connected between the connection node LX and the ground line GND.

なお、図９に示されるように、第２接続ノードＮ２と接地線ＧＮＤとの間には第６抵抗素子Ｒ６が設けられ、また、第５抵抗素子Ｒ５および第２容量素子Ｃ２との第３接続ノードＮ３と接地線ＧＮＤとの間には第７抵抗素子Ｒ７が設けられている。 As shown in FIG. 9, a sixth resistance element R6 is provided between the second connection node N2 and the ground line GND, and the third resistance element R5 and the third capacitance element C2 are third. A seventh resistance element R7 is provided between the connection node N3 and the ground line GND.

さらに、加算回路８において、第１ｇｍアンプ８２の出力と接地線ＧＮＤとの間に第４抵抗素子Ｒ４が設けられている。これらの抵抗素子Ｒ６，Ｒ７，Ｒ４は、それぞれ抵抗素子Ｒ１，Ｒ５，Ｒ２との分圧回路を構成している。これにより、出力電圧と異なる任意の基準電圧Ｖrefが設定でき、電源装置の動作をより一層安定化させることが可能になる。 Further, in the adder circuit 8, a fourth resistance element R4 is provided between the output of the first gm amplifier 82 and the ground line GND. These resistance elements R6, R7, and R4 constitute voltage dividing circuits with the resistance elements R1, R5, and R2, respectively. Thereby, an arbitrary reference voltage Vref different from the output voltage can be set, and the operation of the power supply apparatus can be further stabilized.

図７および図９に示すように、第２ローパスフィルタ７２は、第１ローパスフィルタ７１（第２接続ノードＮ２）と加算回路８（第２ｇｍアンプ８１の入力）との間に設けてもよく、また、第１ローパスフィルタ７１と並列に設けてもよい。 As shown in FIGS. 7 and 9, the second low-pass filter 72 may be provided between the first low-pass filter 71 (second connection node N2) and the adder circuit 8 (input of the second gm amplifier 81). Further, it may be provided in parallel with the first low-pass filter 71.

図１０は第３実施例の電源装置を示すブロック図である。
図１０と図７との比較から明らかなように、図１０の第３実施例では、コイル電流相当波形生成回路７において、第２ローパスフィルタ７２が第２接続ノードＮ２とコイル３の他端（第１接続ノードＮ１）との間に設けられている。 FIG. 10 is a block diagram showing the power supply device of the third embodiment.
As apparent from the comparison between FIG. 10 and FIG. 7, in the third embodiment of FIG. 10, in the coil current equivalent waveform generation circuit 7, the second low-pass filter 72 is connected to the second connection node N <b> 2 and the other end of the coil 3 ( And the first connection node N1).

すなわち、図７の電源装置において接地線ＧＮＤに接続されていた第２容量素子Ｃ２の他端を、出力電圧Ｖoutを出力する第１接続ノードＮ１に接続するようになっている。 That is, the other end of the second capacitive element C2 connected to the ground line GND in the power supply device of FIG. 7 is connected to the first connection node N1 that outputs the output voltage Vout.

さらに、加算回路８において、第１ｇｍアンプ８２の極性を図７の第２実施例とは逆にして、第１ｇｍアンプ８２の出力を、第８抵抗素子Ｒ８を介してコンパレータ５の正入力に供給するようになっている。 Further, in the adding circuit 8, the polarity of the first gm amplifier 82 is reversed from that of the second embodiment of FIG. 7, and the output of the first gm amplifier 82 is supplied to the positive input of the comparator 5 via the eighth resistance element R8. It is supposed to be.

なお、コンパレータ５の負入力は、第１接続ノードＮ１に接続され、出力電圧Ｖoutを受け取るようになっている。また、コンパレータ５の正入力には、第９抵抗素子Ｒ９を介して基準電圧Ｖrefが印加されている。 The negative input of the comparator 5 is connected to the first connection node N1, and receives the output voltage Vout. The reference voltage Vref is applied to the positive input of the comparator 5 through the ninth resistance element R9.

ところで、出力電圧Ｖoutの低下は、コイル電流ＩＬの増加を招くが、平滑容量４では放電状態となって、従来の電源装置におけるＥＳＲ（１０７）に流れる電流は負の方向になる。 By the way, although the decrease in the output voltage Vout causes an increase in the coil current IL, the smoothing capacitor 4 is in a discharge state, and the current flowing through the ESR (107) in the conventional power supply device is in the negative direction.

この状態は、出力電圧Ｖoutの変化が支配的な場合、出力電圧Ｖoutに対してコイル電流ＩＬの要素を加算することで再現できるが、例えば、図７の電源装置では、リップル電流取り出しのため、コイル電流ＩＬの増加が支配的となる。 This state can be reproduced by adding the element of the coil current IL to the output voltage Vout when the change of the output voltage Vout is dominant. For example, in the power supply device of FIG. The increase in the coil current IL becomes dominant.

そこで、図１０に示す本第３実施例の電源装置では、このコイル電流ＩＬの増加を抑え、従来の電源装置におけるＥＳＲに流れる負の電流を再現するために、コイル電流ＩＬを抽出するローパスフィルタの基準電位を出力電圧Ｖoutのノードから取るようにする。これにより、例えば、急峻な出力電圧低下に対する応答を改善することが可能になる。 Therefore, in the power supply device of the third embodiment shown in FIG. 10, in order to suppress the increase of the coil current IL and reproduce the negative current flowing in the ESR in the conventional power supply device, a low-pass filter that extracts the coil current IL. Is taken from the node of the output voltage Vout. Thereby, for example, the response to a steep output voltage drop can be improved.

すなわち、本第３実施例の電源装置では、第２ローパスフィルタ７２の基準電圧を出力電圧Ｖoutとすることで、より一層安定性を改善することができる。また、第１ｇｍアンプ８２の極性を反転し、その出力信号をコンパレータ５の基準電圧（Ｖref）側に加えることで、出力点（第１接続ノードＮ１）に生じるノイズの影響も抑えることができる。 That is, in the power supply device of the third embodiment, the stability can be further improved by setting the reference voltage of the second low-pass filter 72 to the output voltage Vout. In addition, by inverting the polarity of the first gm amplifier 82 and applying the output signal to the reference voltage (Vref) side of the comparator 5, the influence of noise generated at the output point (first connection node N1) can be suppressed.

図１１は第３実施例の変形例の電源装置を示すブロック図である。
図１１と図９との比較から明らかなように、図１１の変形例は、コイル電流相当波形生成回路７において、第２ローパスフィルタ７２がコイル３の一端（ノードＬＸ）とコイル３の他端（第１接続ノードＮ１）との間に設けられている。 FIG. 11 is a block diagram showing a power supply device according to a modification of the third embodiment.
As is apparent from a comparison between FIG. 11 and FIG. 9, in the modified example of FIG. 11, in the coil current equivalent waveform generation circuit 7, the second low-pass filter 72 has one end of the coil 3 (node LX) and the other end of the coil 3. (First connection node N1).

すなわち、図９の電源装置において接地線ＧＮＤに接続されていた第２容量素子Ｃ２の他端を、出力電圧Ｖoutを出力する第１接続ノードＮ１に接続するようになっている。なお、加算回路８の構成は、図９の電源装置におけるものと同様である。 That is, the other end of the second capacitive element C2 connected to the ground line GND in the power supply device of FIG. 9 is connected to the first connection node N1 that outputs the output voltage Vout. The configuration of the adder circuit 8 is the same as that in the power supply device of FIG.

本第３実施例の変形例の電源装置においても、第２ローパスフィルタ７２の基準電圧を出力電圧Ｖoutとすることで、より一層安定性を改善することができる。 Also in the power supply device of the modified example of the third embodiment, the stability can be further improved by setting the reference voltage of the second low-pass filter 72 to the output voltage Vout.

以上、詳述したように、各実施例の電源装置によれば、ＥＳＲの抵抗値が小さい小型のセラミックコンデンサをそのまま平滑容量として使用することが可能になる。さらに、ＥＳＲが小さい平滑容量を使用することで出力電圧Ｖoutのリップルが小さくなる。 As described above in detail, according to the power supply device of each embodiment, a small ceramic capacitor having a small ESR resistance value can be used as it is as a smoothing capacitor. Further, the ripple of the output voltage Vout is reduced by using a smoothing capacitor having a small ESR.

これにより、各実施例の電源装置によれば、小さな抵抗値のＥＳＲを有する平滑容量を使用可能として、小型化，高速化，低コスト化および安定した動作の電源装置を提供することができる。 Thereby, according to the power supply device of each Example, the smoothing capacitor which has ESR of small resistance value can be used, and the power supply device of size reduction, high speed, cost reduction, and the stable operation | movement can be provided.

以上、詳述したように、各実施例の電源装置によれば、ＥＳＲの抵抗値が小さい小型の容量やセラミックコンデンサをそのまま平滑容量として使用することが可能になる。さらに、ＥＳＲが小さい平滑容量を使用することで出力電圧Ｖoutのリップルが小さくなる。これにより、各実施例の電源装置によれば、小さな抵抗値のＥＳＲを有する平滑容量を使用可能として、小型化，高速化，低コスト化および安定した動作の電源装置を提供することができる。 As described above in detail, according to the power supply device of each embodiment, it is possible to use a small capacity or ceramic capacitor having a small ESR resistance value as a smoothing capacity as it is. Further, the ripple of the output voltage Vout is reduced by using a smoothing capacitor having a small ESR. Thereby, according to the power supply device of each Example, the smoothing capacitor which has ESR of small resistance value can be used, and the power supply device of size reduction, high speed, cost reduction, and the stable operation | movement can be provided.

なお、上述した第１〜第３実施例は、降圧スイッチング電源だけでなく、降圧／昇圧スイッチング電源および昇圧スイッチング電源に対しても適用することが可能である。すなわち、第１〜第３実施例は、単なる例であり、具体的な回路構成等は様々に変形することができるのはいうまでもない。また、各ローパスフィルタの時定数（通過帯域幅）、並びに、出力電圧Ｖoutに加算するコイル電流相当波形生成回路７の出力電圧の調整度合も、回路設計等に応じて様々な値に設定することができる。 The first to third embodiments described above can be applied not only to a step-down switching power supply but also to a step-down / step-up switching power supply and a step-up switching power supply. That is, the first to third embodiments are merely examples, and it goes without saying that the specific circuit configuration and the like can be variously modified. In addition, the time constant (pass bandwidth) of each low-pass filter and the adjustment degree of the output voltage of the coil current equivalent waveform generation circuit 7 to be added to the output voltage Vout should be set to various values according to the circuit design and the like. Can do.

以上の実施例を含む実施形態に関し、さらに、以下の付記を開示する。 Regarding the embodiment including the above examples, the following supplementary notes are further disclosed.

（付記１）
第１電源線とコイルの一端との間に設けられた第１スイッチ素子と、
前記コイルの他端と第２電源線との間に接続された平滑容量と、
前記コイルに流れる電流に相当する波形を生成するコイル電流相当波形生成回路と、
前記出力電圧に対して前記コイル電流相当波形生成回路の出力信号を加算する加算回路と、
該加算回路の出力信号と基準電圧を比較して前記第１スイッチ素子をスイッチング制御するコンパレータと、を有することを特徴とする電源装置。 (Appendix 1)
A first switch element provided between the first power line and one end of the coil;
A smoothing capacitor connected between the other end of the coil and the second power supply line;
A coil current equivalent waveform generation circuit for generating a waveform corresponding to a current flowing through the coil;
An addition circuit for adding the output signal of the coil current equivalent waveform generation circuit to the output voltage;
A power supply apparatus comprising: a comparator that compares the output signal of the adder circuit with a reference voltage to control the switching of the first switch element.

（付記２）
付記１に記載の電源装置において、さらに、
前記コンパレータの前記出力信号を受け取って所定幅のパルス信号を出力するモノマルチ回路と、
前記コイルの前記一端と前記第２電源線との間に設けられたダイオード素子または同期整流を行う第２スイッチ素子と、を有し、
前記第１スイッチ素子は、前記モノマルチ回路からの出力パルス信号によりスイッチング制御され、前記ダイオード素子または前記第２スイッチ素子は、前記第１スイッチ素子がオンするときにオフし、前記第１スイッチ素子がオフするときにオンすることを特徴とする電源装置。 (Appendix 2)
In the power supply device according to appendix 1,
A mono-multi circuit that receives the output signal of the comparator and outputs a pulse signal of a predetermined width;
A diode element provided between the one end of the coil and the second power supply line or a second switch element for performing synchronous rectification,
The first switch element is switching-controlled by an output pulse signal from the mono-multi circuit, and the diode element or the second switch element is turned off when the first switch element is turned on, and the first switch element is turned on. A power supply device that is turned on when the power is turned off.

（付記３）
付記１または２に記載の電源装置において、
前記コイル電流相当波形生成回路は、前記コイルの前記一端と前記第２電源線との間に設けられた第１ローパスフィルタを有することを特徴とする電源装置。 (Appendix 3)
In the power supply device according to appendix 1 or 2,
The coil current equivalent waveform generation circuit includes a first low-pass filter provided between the one end of the coil and the second power supply line.

（付記４）
付記３に記載の電源装置において、
前記第１ローパスフィルタは、一端が前記コイルの前記一端に接続された第１抵抗素子、および、一端が前記第１抵抗素子の他端に接続され，他端が前記第２電源線に接続された第１容量素子を有することを特徴とする電源装置。 (Appendix 4)
In the power supply device according to attachment 3,
The first low-pass filter has one end connected to the one end of the coil, a first resistance element connected to the other end of the first resistance element, and the other end connected to the second power line. A power supply apparatus comprising the first capacitor element.

（付記５）
付記４に記載の電源装置において、
前記加算回路は、一端が前記コイルの前記他端に接続された第２抵抗素子と、一端が前記第１抵抗素子の前記他端に接続された第３抵抗素子と、を有し、
前記第２抵抗素子の他端および前記第３抵抗素子の他端を接続して前記コンパレータの一端に信号を供給することを特徴とする電源装置。 (Appendix 5)
In the power supply device according to attachment 4,
The adding circuit includes a second resistance element having one end connected to the other end of the coil, and a third resistance element having one end connected to the other end of the first resistance element,
A power supply apparatus, wherein the other end of the second resistance element and the other end of the third resistance element are connected to supply a signal to one end of the comparator.

（付記６）
付記５に記載の電源装置において、
前記加算回路は、さらに、
前記第２抵抗素子の前記他端と前記第２電源線との間に接続された第４抵抗素子を有することを特徴とする電源装置。 (Appendix 6)
In the power supply device according to attachment 5,
The adding circuit further includes:
A power supply apparatus comprising: a fourth resistance element connected between the other end of the second resistance element and the second power supply line.

（付記７）
付記３に記載の電源装置において、前記コイル電流相当波形生成回路は、さらに、
前記第１抵抗素子の前記他端と前記加算回路との間に、前記第１ローパスフィルタと直列に設けられた第２ローパスフィルタを有することを特徴とする電源装置。 (Appendix 7)
In the power supply device according to attachment 3, the coil current equivalent waveform generation circuit further includes:
A power supply apparatus comprising: a second low-pass filter provided in series with the first low-pass filter between the other end of the first resistance element and the adding circuit.

（付記８）
付記３に記載の電源装置において、前記コイル電流相当波形生成回路は、さらに、
前記コイルの前記一端と前記第２電源線との間に、前記第１ローパスフィルタと並列に設けられた第２ローパスフィルタを有することを特徴とする電源装置。 (Appendix 8)
In the power supply device according to attachment 3, the coil current equivalent waveform generation circuit further includes:
A power supply device comprising: a second low-pass filter provided in parallel with the first low-pass filter between the one end of the coil and the second power supply line.

（付記９）
付記３に記載の電源装置において、前記コイル電流相当波形生成回路は、さらに、
前記第１抵抗素子の前記他端と前記コイルの前記他端との間に直列に設けられた第２ローパスフィルタを有することを特徴とする電源装置。 (Appendix 9)
In the power supply device according to attachment 3, the coil current equivalent waveform generation circuit further includes:
A power supply device comprising a second low-pass filter provided in series between the other end of the first resistance element and the other end of the coil.

（付記１０）
付記３に記載の電源装置において、前記コイル電流相当波形生成回路は、さらに、
前記コイルの前記一端と前記コイルの前記他端との間に、前記コイルと並列に設けられた第２ローパスフィルタを有することを特徴とする電源装置。 (Appendix 10)
In the power supply device according to attachment 3, the coil current equivalent waveform generation circuit further includes:
A power supply device comprising: a second low-pass filter provided in parallel with the coil between the one end of the coil and the other end of the coil.

（付記１１）
付記７〜１０のいずれか１項に記載の電源装置において、
前記第２ローパスフィルタは、前記第１ローパスフィルタよりも低い帯域幅を有することを特徴とする電源装置。 (Appendix 11)
In the power supply device according to any one of appendices 7 to 10,
The power supply apparatus, wherein the second low-pass filter has a lower bandwidth than the first low-pass filter.

（付記１２）
付記７に記載の電源装置において、
前記第２ローパスフィルタは、一端が前記第１抵抗素子の前記他端に接続された第５抵抗素子、および、一端が前記第５抵抗素子の他端に接続され，他端が前記第２電源線に接続された第２容量素子を有し、
前記加算回路は、一端が前記コイルの前記他端に接続された第２抵抗素子、入力が前記第５抵抗素子の前記他端に接続された第２ｇｍアンプ、入力が前記第２ｇｍアンプの出力および前記第１抵抗素子の前記他端に接続された第１ｇｍアンプを有し、
前記第２抵抗素子の他端および前記第１ｇｍアンプの出力を接続して前記コンパレータの一端に信号を供給することを特徴とする電源装置。 (Appendix 12)
In the power supply device according to appendix 7,
The second low-pass filter has one end connected to the other end of the first resistance element, one end connected to the other end of the fifth resistance element, and the other end connected to the second power source. A second capacitive element connected to the line;
The adding circuit includes a second resistance element having one end connected to the other end of the coil, a second gm amplifier having an input connected to the other end of the fifth resistance element, and an input being an output of the second gm amplifier. A first gm amplifier connected to the other end of the first resistance element;
A power supply apparatus comprising: connecting the other end of the second resistance element and the output of the first gm amplifier to supply a signal to one end of the comparator.

（付記１３）
付記８に記載の電源装置において、
前記第２ローパスフィルタは、一端が前記コイルの前記一端に接続された第５抵抗素子、および、一端が前記第５抵抗素子の他端に接続され，他端が前記第２電源線に接続された第２容量素子を有し、
前記加算回路は、一端が前記コイルの前記他端に接続された第２抵抗素子、入力が前記第５抵抗素子の前記他端に接続された第２ｇｍアンプ、入力が前記第２ｇｍアンプの出力および前記第１抵抗素子の前記他端に接続された第１ｇｍアンプを有し、
前記第２抵抗素子の他端および前記第１ｇｍアンプの出力を接続して前記コンパレータの一端に信号を供給することを特徴とする電源装置。 (Appendix 13)
In the power supply device according to attachment 8,
The second low-pass filter has one end connected to the one end of the coil, a fifth resistance element, one end connected to the other end of the fifth resistance element, and the other end connected to the second power supply line. A second capacitive element,
The adder circuit includes a second resistance element having one end connected to the other end of the coil, a second gm amplifier having an input connected to the other end of the fifth resistance element, and an input being an output of the second gm amplifier. A first gm amplifier connected to the other end of the first resistance element;
A power supply apparatus comprising: connecting the other end of the second resistance element and the output of the first gm amplifier to supply a signal to one end of the comparator.

（付記１４）
付記１３に記載の電源装置において、
前記コイル電流相当波形生成回路は、さらに、前記第１抵抗素子の前記他端と前記第２電源線との間に設けられた第６抵抗素子、および、前記第５抵抗素子の前記他端と前記第２電源線との間に設けられた第７抵抗素子を有し、
前記加算回路は、さらに、前記第２抵抗素子の前記他端と前記第２電源線との間に接続された第４抵抗素子を有することを特徴とする電源装置。 (Appendix 14)
In the power supply device according to attachment 13,
The coil current equivalent waveform generation circuit further includes a sixth resistance element provided between the other end of the first resistance element and the second power supply line, and the other end of the fifth resistance element. A seventh resistance element provided between the second power supply line and
The adder circuit further includes a fourth resistance element connected between the other end of the second resistance element and the second power supply line.

（付記１５）
付記９に記載の電源装置において、
前記第２ローパスフィルタは、一端が前記第１抵抗素子の前記他端に接続された第５抵抗素子、および、一端が前記第５抵抗素子の他端に接続され，他端が前記コイルの前記他端に接続された第２容量素子を有し、
前記加算回路は、入力が前記第５抵抗素子の前記他端に接続された第２ｇｍアンプ、入力が前記第２ｇｍアンプの出力および前記第１抵抗素子の前記他端に接続されると共に極性が反転された第１ｇｍアンプ、一端が前記第１ｇｍアンプの出力に接続された第８抵抗素子、および、一端に前記基準電圧が印加された第９抵抗素子を有し、
前記コンパレータの一端を前記コイルの前記他端に接続すると共に、前記第８抵抗素子の他端および前記第９抵抗素子の他端を接続して前記コンパレータの他端に信号を供給することを特徴とする電源装置。 (Appendix 15)
In the power supply device according to attachment 9,
The second low-pass filter has one end connected to the other end of the first resistance element, one end connected to the other end of the fifth resistance element, and the other end connected to the coil. A second capacitive element connected to the other end;
The adding circuit has a second gm amplifier whose input is connected to the other end of the fifth resistance element, an input which is connected to the output of the second gm amplifier and the other end of the first resistance element, and the polarity is inverted. The first gm amplifier, the eighth resistance element having one end connected to the output of the first gm amplifier, and the ninth resistance element having the reference voltage applied to one end,
One end of the comparator is connected to the other end of the coil, and the other end of the eighth resistance element and the other end of the ninth resistance element are connected to supply a signal to the other end of the comparator. Power supply.

（付記１６）
付記１０に記載の電源装置において、
前記第２ローパスフィルタは、一端が前記コイルの前記一端に接続された第５抵抗素子、および、一端が前記第５抵抗素子の他端に接続され，他端が前記コイルの前記他端に接続された第２容量素子を有し、
前記加算回路は、一端が前記コイルの前記他端に接続された第２抵抗素子、入力が前記第５抵抗素子の前記他端に接続された第２ｇｍアンプ、入力が前記第２ｇｍアンプの出力および前記第１抵抗素子の前記他端に接続された第１ｇｍアンプを有し、
前記第２抵抗素子の他端および前記第１ｇｍアンプの出力を接続して前記コンパレータの一端に信号を供給することを特徴とする電源装置。 (Appendix 16)
In the power supply device according to attachment 10,
The second low-pass filter has one end connected to the one end of the coil, a fifth resistance element, one end connected to the other end of the fifth resistance element, and the other end connected to the other end of the coil. A second capacitor element,
The adder circuit includes a second resistance element having one end connected to the other end of the coil, a second gm amplifier having an input connected to the other end of the fifth resistance element, and an input being an output of the second gm amplifier. A first gm amplifier connected to the other end of the first resistance element;
A power supply apparatus comprising: connecting the other end of the second resistance element and the output of the first gm amplifier to supply a signal to one end of the comparator.

（付記１７）
付記３〜１６のいずれか１項に記載の電源装置において、
前記第１ローパスフィルタは、スイッチング周波数よりも低い帯域幅を有することを特徴とする電源装置。 (Appendix 17)
In the power supply device according to any one of appendices 3 to 16,
The first low-pass filter has a bandwidth that is lower than a switching frequency.

従来の電源装置の一例を示すブロック図である。It is a block diagram which shows an example of the conventional power supply device. 本実施形態の電源装置を概略的に示すブロック図である。It is a block diagram which shows roughly the power supply device of this embodiment. 第１実施例の電源装置を概略的に示すブロック図である。It is a block diagram which shows roughly the power supply device of 1st Example. 図３の電源装置の動作を従来例と比較して説明するための波形図である。It is a wave form diagram for demonstrating operation | movement of the power supply device of FIG. 3 compared with a prior art example. 第１実施例の電源装置の変形例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the modification of the power supply device of 1st Example. 図５の電源装置の動作を従来例と比較して説明するための波形図である。It is a wave form diagram for demonstrating operation | movement of the power supply device of FIG. 5 compared with a prior art example. 第２実施例の電源装置を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the power supply device of 2nd Example. 図７の電源装置の出力電圧を従来および第１実施例と比較して示す波形図である。FIG. 8 is a waveform diagram showing an output voltage of the power supply device of FIG. 7 in comparison with the conventional example and the first embodiment. 第２実施例の変形例の電源装置を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the power supply device of the modification of 2nd Example. 第３実施例の電源装置を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the power supply device of 3rd Example. 第３実施例の変形例の電源装置を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the power supply device of the modification of 3rd Example.

Explanation of symbols

１，１０１スイッチ素子（第１スイッチ素子：プルアップ側の出力トランジスタ）
２，１０２ダイオード素子（第２スイッチ素子：プルダウン側の出力トランジスタ）
３，１０３コイル
４，１０４平滑容量
５，１０５コンパレータ
６，１０６モノマルチ回路（ＭＭ）
７コイル電流相当波形生成回路
８加算回路
７１第１ローパスフィルタ
７２第２ローパスフィルタ
１０７平滑容量の等価直列抵抗（ＥＳＲ） 1,101 switch element (first switch element: output transistor on the pull-up side)
2,102 Diode element (second switch element: pull-down output transistor)
3,103 Coil 4,104 Smoothing capacity 5,105 Comparator 6,106 Mono multi circuit (MM)
7 coil current equivalent waveform generation circuit 8 addition circuit 71 first low-pass filter 72 second low-pass filter 107 equivalent series resistance (ESR) of smoothing capacitor

Claims

A first switch element provided between the first power line and one end of the coil;
A smoothing capacitor connected between the other end of the coil and the second power supply line;
A coil current equivalent waveform generation circuit for generating a waveform corresponding to a current flowing through the coil;
An addition circuit for adding the output signal of the coil current equivalent waveform generation circuit to the output voltage;
A power supply apparatus comprising: a comparator that controls switching of the first switch element by comparing an output signal of the adder circuit with a reference voltage.

The power supply device according to claim 1, further comprising:
A mono-multi circuit that receives the output signal of the comparator and outputs a pulse signal of a predetermined width;
A diode element provided between the one end of the coil and the second power supply line or a second switch element for performing synchronous rectification,
The first switch element is switching-controlled by an output pulse signal from the mono-multi circuit, and the diode element or the second switch element is turned off when the first switch element is turned on, and the first switch element is turned on. A power supply device that is turned on when the power is turned off.

The power supply device according to claim 1 or 2,
The coil current equivalent waveform generation circuit includes a first low-pass filter provided between the one end of the coil and the second power supply line.

The power supply device according to claim 3, wherein the coil current equivalent waveform generation circuit further includes:
A power supply apparatus comprising: a second low-pass filter provided in series with the first low-pass filter between the other end of the first resistance element and the adding circuit.

The power supply device according to claim 3, wherein the coil current equivalent waveform generation circuit further includes:
A power supply device comprising: a second low-pass filter provided in parallel with the first low-pass filter between the one end of the coil and the second power supply line.