JP2010109957A - チャープｚ変換によるｏｆｄｍ信号伝送方式 - Google Patents

Abstract

【課題】従来ＯＦＤＭ伝送に主として用いられて来たＦＦＴ方式には演算量が大きく携帯型端末の実現が困難である事と個々のサブチャネルを独立に用いることができないという問題がある。それを解決するために提案されたＳＡＷチャープフィルタを用いる方式は受信にしか適用できないという限界がある。本発明は受信にも送信にも適用でき且つ特性改善が可能なＯＦＤＭ伝送方式を実現せむとする。
【解決手段】本発明はチャープＺ変換によって受信ＯＦＤＭをＴＤＭ信号に変換し、ＴＤＭ信号を後置波形整形フィルタ６に入力する。後置整形フィルタはＯＦＤＭ信号のＧＩ（Ｇｕａｒｄ Ｉｎｔｅｒｖａｌ）に相当する部分の周波数成分を除去する。その際後置波形整形フィルタをナイキスト特性にする事により符号間干渉を大幅に低減できる。上のチャープＺ変換の逆変換回路によってＯＦＤＭ送信装置も実現できる。それによって携帯端末も可能になると共にＦＤＭ−ＣＤＭＡが可能になり応用範囲が拡大される。
【選択図】図１

Description

本発明は地上ディジタル放送やＡＤＳＬ，無線ＬＡＮ，次世代高速移動通信などに広く用いられる直交周波数多重（ＯＦＤＭ）信号の通信方式に関する。

直交周波数多重（ＯＦＤＭ）方式は地上波ディジタル放送、無線ＬＡＮ，ＡＤＳＬなどに広く応用されているが、更に次世代高速移動通信に対しても有力な信号伝送技術として注目されている。その詳細は文献［５］モバイルＩＴフォーラム ４Ｇ技術調査報告書（Ｖｅｒ．１．１）（モバイルＩＴフォーラム 第四世代モバイル部会 システム専門委員会システムインフラストラクチャＷＧ）に譲るが一つの問題点は次世代高速データ伝送の為には高速フーリエ変換（ＦＦＴ）にかかる処理量が大きい事が上げられる。例えばＢｏ＝１０ＭＨｚの帯域幅を用いてＮ＝１，０００点ＦＦＴを行うには４００ＭＩＰＳの演算量が必要となり、特に小型携帯端末の実現は困難である。

上の問題を解決する為にＳＡＷ（Ｓｕｒｆａｃｅ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｗａｖｅ，弾性表面波）素子のチャープフィルタを用いたＯＦＤＭ受信方式が提案されている。詳細は文献［２］Ｍ．Ｈｅｕｍｅｒ他の“ＳＡＷＢＡＳＥＤ ＣＨＩＲＰ ＦＯＵＲＩＥＲ ＴＲＡＮＳＦＯＲＭ ＦＯＲ ＯＦＤＭ ＳＹＳＴＥＭＳ”１９９９ ＩＥＥＥ Ｕｌｔｒａｓｏｎｉｃｓ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ ｐｐ３７３−３７６ に譲るがＳＡＷチャープフィルタを用いたＯＦＤＭ受信方式は確かに演算量の問題は解決できるが、この方式ではＯＦＤＭ送信装置の実現が不可能である。またＯＦＤＭ信号のＧＩ（Ｇｕａｒｄ Ｉｎｔｅｒｖａｌ）の時間比率は伝播状況に応じて異なる値に設定するのが望ましいが、本公知例はすべてのサブチャネルに固定的なＧＩ時間率しか適用できない限界がある。

従来のＯＦＤＭ通信装置の構成を図５，６，７に示す。図５において１１は直列／並列（Ｓ／Ｐ）変換回路．１２はＮ点逆ＦＦＴ回路、１３はＧＩ（Ｇｕａｒｄ Ｉｎｔｅｒｖａｌ）挿入回路である。図６において１４はＧＩ除去回路、１５はＦＦＴ回路、１６は並列／直列（Ｐ／Ｓ）変換回路である。図７は送信部におけるＧＩの挿入と受信部におけるその除去によってＯＦＤＭが電波伝搬路で生じる遅延分散の影響を除去する仕組みを図示している。

ＯＦＤＭの動作については文献［１］に詳述されているのでここではその概略を述べる。送信部においては送信データ列を回路１１のＳ／Ｐ変換によりＮ（自然数）並列化してＦＦＴ回路１２に入力する。ＦＦＴ回路１２のＮ点の出力はＧＩ挿入回路１３において図示するごとくＧ（自然数）個のＧＩサンプルが加えられて全体でＮ＋Ｇ個の標本のブロックを構成しＧＩ部分から順に読み出されて出力される。
受信部においてはＧＩ除去回路１４においてシフトレジスタに読み込まれた−ブロックの標本のうち先頭のＧ個の標本はＧＩとして捨てられ残りのＮ個の標本がＦＦＴ回路１５直列に入力される。ＦＦＴ回路１５の出力はＰ／Ｓ変換回路１６により直列化されて出力される。

上のＧＩの挿入と除去によりＧＩの時間長よりも短い電波伝搬路で生じる遅延分散の影響が除去される事は図７より明らかであろう。上のＯＦＤＭ伝送は送信側のＩＦＦＴと受信側のＦＦＴが対となって並列化された各サブチャネルが多重、分離される。上のデータ伝送速度を１／Ｔ（ｓａｍｐｌｅｓ／ｓｅｃ）とするとＧＩの挿入によりＲＦ部において伝送速度は（Ｇ＋Ｎ）／Ｎ倍される。これを周波数帯域幅に換算して内部帯域幅Ｂｉ＝１／Ｔ（Ｈｚ），外部帯域幅Ｂｏ＝（１＋Ｇ／Ｎ）・Ｂｉと呼ぶ事にする。

従来のＯＦＤＭ通信装置の別な例を図８に示す。１はチャープフィルタであり、２はミキサ、４はチャープ信号発生器、９は差動復号器である。これは文献［２］，［３］の方式を示したものである。本方式の動作については後述する。

移動通信において符号分割多元接続（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ，ＣＤＭＡ）方式は隣接セル間で同じ周波数を用いることができる上に移動体がセル間の境界を移動する時のハンドオーバー制御が簡単になるという特長がある。通常は時間軸上で発生した高速の擬似雑音（ＰＮ）信号を低速の送信データ信号に乗算してスペクトル拡散を行い、受信側で受信信号に上記拡散符号と同じＰＮ信号を乗算することにより逆拡散を行い低速のデータ信号を再生する。このとき技術的な困難は受信側において拡散符号と同じＰＮ信号のタイミング同期を達成することである。拡散符号の長さが長いほど同期確立に時間がかかる。そこで時間軸ではなく周波数軸上でスペクトル拡散のための乗算処理を行うＦＤＭ−ＣＤＭＡが考案された。その送信部の構成を図１０に、受信部の構成を図１１に示す。２１はＯＦＤＭしくはＴＭＵＸ（Ｔｒａｎｓ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｒ）等の周波数分割多重（ＦＤＭ）装置である。２２は上記ＦＤＭ装置の第ｉ番目のサブチャネルに＋１，または−１なる値を取る符号Ｃ［ｉ］を乗ずる事によりＰＮ符号｛Ｃ［０］，Ｃ［１］，，，，Ｃ［Ｎ−１］｝によるスペクトル拡散を行う拡散回路である。２３はＯＦＤＭ受信装置またはＴＤＵＸ（Ｔｒａｎｓ Ｄｅ−ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｒ）などの周波数分割多元接続（ＦＤＭ）信号のサブチャネル分離を行う受信装置である。２４は各サブチャネルについて送信側と同じ拡散符号による乗算を受けた信号の総和をとる事により逆拡散を行うための加算器である。ＦＤＭ−ＣＤＭＡの詳細については文献［４］に譲るが、その特長は拡散符号が各サブチャネルに一対一に割り当てられているため、受信側でサブチャネル分離が確立すると直ちに逆拡散を行って通信が開始できる事である。

従来ＯＦＤＭ伝送に用いられて来たのは主として前述のＦＦＴ方式であるが次の問題がある。
問題１；データの高速化に伴いＦＦＴの演算量が大きくなる。例えばＢｉ＝１０（Ｍｓａｍｐｌｅｓ／ｓ）の伝送速度をＮ＝１２７点ＦＦＴを用いて伝送するにはＦＦＴの処理速度はＢｉ・ｌｏｇ２（Ｎ）＝７Ｂｉ＝７０ＭＩＰＳの複素乗算、即ち実乗算では２８０ＭＩＰＳ（Ｍｅｇａ Ｉｎｓｔｒｕｃｔｉｏｎｓ ｐｅｒ ｓｅｃｏｎｄ）が必要となる。
問題２；ＩＦＦＴとＦＦＴは全チャネルを一括処理するため個々のサブチャネルを独立に用いることができない。
上の問題１，２は少容量通信で十分な携帯型通信端末の実現を困難にする。
そこで図８に示すＳＡＷ Ｃｈｉｒｐ ｆｉｌｔｅｒを用いた方法が提案された。文献［２］，［３］に示されるようにチャープフィルタとしてはＳＡＷ素子が用いられる。この方法は上の問題１，２を解決できるが受信にのみ適用でき、送信には適用できない。従って問題を半分しか解決していない。完全な問題解決には送信にも適用できる完全なチャープＺ変換方式のＯＦＤＭ信号伝送技術が必要である。
また前述のＦＤＭ−ＣＤＭＡは周波数分割多元接続（ＦＤＭ）送受信装置が前提となるが上述の問題から従来の技術では実現困難となる。

本発明は以上の問題を解決するためにＦＤＭチャネルの多重と分離に必要な演算量を根本的に低減する事ができ、個別のサブチャネル単位の回線割り当てが可能で受信だけでなく送信においても適用可能なＯＦＤＭ通信方式を実現する目的から生まれた。またそれにより直ちにＦＤＭ−ＣＤＭＡ装置も実用可能となる。

本発明のＯＦＤＭ受信装置の構成を図１にその動作を図２に示す。１はチャープフィルタ、２，３はミキサ、４，５はチャープ信号発生器、６は後置波形整形フィルタである。
本発明のＯＦＤＭ送信装置を図３に、その動作を図４に示す。７は初期位相設定のための移相器、８は前置波形整形フィルタである。

本発明のＯＦＤＭ受信装置の動作を図２によって詳細に説明する。この図は横軸に時間ｔ、縦軸に周波数ｆを取り、その中で信号の所在を線で表すｔ−ｆ図である。先ず受信信号はＦＤＭ信号である。そのうちのサブチャネルｋの信号は周波数ｆｋなる位置でブロック時間Ｔｓだけ所定の正弦波が持続するので横軸に平行な線分で表示される。矢印の根元がブロックの始まりであり、矢の部分が終わりである。これらがｋ＝０．１．２．，，，Ｎ−１のＮ個合わさったのが受信ＯＦＤＭ信号である。次のブロックでは次の信号が継続するがここでは各部の動作の説明のために一つのブロックの入力信号のみに着目して記述する。
第一チャープ信号は各ブロックタイミングの初めに所定の低い開始周波数から時間ｔに比例して高い方向に周波数が変化しブロックの終わりのタイミングで最高周波数に到り、次のブロックの始まりで再び開始周波数に戻る。周波数が上がる方向に変化するのでこれをＵｐ Ｃｈｉｒｐという。
第一ミキサ２において受信ＦＤＭ信号は第一チャープ信号と乗算され周波数加算されるため第一ミキサ２の出力信号はすべてのサブチャネルが一斉にＵｐ Ｃｈｉｒｐされ、チャープフィルタ１に入力される。ここでチャープフィルタ１は第一チャープ信号とは逆特性のＤｏｗｎ Ｃｈｉｒｐ特性を持っている。即ちそのインパルス応答は先に高周波成分が出力され、時間に比例して出力周波数が低くなるものである。言い換えればチャープフィルタ１は高周波に対する群遅延（Ｇｒｏｕｐ Ｄｅｌａｙ）が小さく低周波になるほど群遅延が大きい分散遅延線フィルタである。周波数変化に対する群遅延の変化は一定であり、その比μ＝Δｆ／Δｔをチャープ率と呼ぶ。今の場合第一チャープ信号のチャープ率はμ１＝Ｂｏ／Ｔｓであり、チャープフィルタ１のチャープ率はμｆ＝−Ｂｏ／Ｔｓである。
チャープフィルタ１の内部においては早く入力された低周波ほど大きな遅延が生じ、前述の正負のチャープ率が打ち消しあってチャープフィルタ１の出力において各サブチャネルは時間的に分離された信号、即ちＴＤＭ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）信号に変換される。
上記ＴＤＭ信号は図２に示すように全体的にＤｏｗｎ Ｃｈｉｒｐされているのでチャープ率μ２＝μｆを有する第二チャープ信号発生器の出力により第二ミキサ３により周波数減算を行えばすべてのＴＤＭ信号が同一周波数に変換される。
なお上の場合はチャープフィルタ１がＤｏｗｎ ｃｈｉｒｐ，第一チャープ信号がＵｐ ｃｈｉｒｐの場合を示したがｃｈｉｒｐ率の極性が反対の場合でも同様の動作が得られる。

ここで第二ミキサ３の出力における各ＴＤＭ信号の帯域幅はＢｏである。ＴＤＭ信号間の時間間隔はもとのＦＤＭ信号の周波数間隔Δｆ＝Ｂｏ／Ｎがチャープ率μ＝Δｆ／Δｔ＝Ｂｏ／Ｔｓにより時間間隔に変換されるのであるからΔｔ＝Δｆ／μ＝Ｔｓ／Ｎとなる。即ちブロック時間Ｔｓの中で均等に各信号パルスが分布する。

次に後置波形整形フィルタ６により不要な周波数部分を除去する。それはＧＩ（Ｇｕａｒｄ Ｉｎｔｅｒｖａｌ）の部分、即ち受信信号の各ブロックの始めの部分である。ここで受信信号のＧＩ部分はブロック時間長Ｔｓのうち最初のＴｇ＝Ｇ／（Ｇ＋Ｎ）・Ｔｓである。それは後置波形整形フィルタ６の入力においては各ＴＤＭ信号の低周波部分の帯域Ｂｇ＝Ｇ／（Ｇ＋Ｎ）・Ｂｏに相当する。この部分を除去すると後置波形整形フィルタの出力において得られる信号は帯域幅がＢｉ＝Ｎ／（Ｇ＋Ｎ）・Ｂｏの信号となる。

後置整形フィルタ６の出力信号の時間波形はフーリエ逆変換により
ｖ（ｔ）＝［−Ｂｉ／２，Ｂｉ／２］∫ｅ＾（ｊ２πｆ・ｔ）ｄｆ＝Ｂｉ・ｓｉｎ（πＢｉ・ｔ）／（πＢｉ・ｔ）となる。この波形はｔ＝０でｖ（０）＝Ｂｉ，ｔ＝＋ｎ／Ｂｉ，−ｎ／Ｂｉ（ｎ＝１，２，３，，，，）においてｖ（ｔ）＝０となる。ところがＯＦＤＭ信号を発生するＮ点ＥＦＴの性質からＢｉ．Ｔｓ＝Ｎであるから１／Ｂｉ＝Ｔｓ／Ｎ＝Δｔとなる。即ち後置波形整形フィルタの出力において各ＴＤＭ信号は相互に干渉がゼロとなり、各サブチャネルが独立に分離される。ここで用いた後置波形整形フィルタの周波数特性を図１２に示す。

上で用いた特性のフィルタの他に一般的にロールオフ率αのナイキスト特性を用いた後置波形整形フィルタの構成を図１３に示す。実は図１２の特性はロールオフ率が０となる特殊な場合として一般的なナイキスト特性に含まれている。また図１３に示す直線ロールオフ型の他にもＲａｉｓｅｄ Ｃｏｓｉｎｅ等の多種多様なナイキスト特性が存在するが何れの型を用いても同様の特性が得られる。
図１３に示すナイキスト特性を用いると後置波形整形フィルタの出力は次式で与えられる。
ｖ’（ｔ）＝Ｂｉ・ｓｉｎ（πＢｉ・ｔ）／（πＢｉ・ｔ）・ｓｉｎ（α・πＢｉ・ｔ）／（α・πＢｉ・ｔ）
＝ｖ（ｔ）・ｓｉｎ（α・πＢｉ・ｔ）／（α・πＢｉ・ｔ）
となる。すなわちロールオフ率０の場合の出力波形ｖ（ｔ）に更にｓｉｎ（ｘ）／ｘ（ｘ＝απＢｉ・ｔ）なる抑制がかかる特性になる。ここでｔ＝０でｖ’（０）＝Ｂｉ，ｔ＝＋ｎ／Ｂｉ，−ｎ／Ｂｉ（ｎ＝１，２，３，，，，）においてｖ’（ｔ）＝０となるＯＦＤＭの直交条件は全く同じく満たされている。更にＴＤＭ波形は時間ｔに対して１／ｔ＾２の形で減衰する。即ちロールオフ率が０の場合の１／ｔに比べて遥かに速やかに減衰するため、ＴＤＭ信号の符号間干渉を大幅に低減する事ができる。

本発明のＯＦＤＭ送信装置の構成と動作を図３と第四４によって説明する。チャープフィルタ１からチャープ信号発生回路５までの回路と動作は前述の受信装置と同様である。
まず初期位相設定回路７について説明する。ＯＦＤＭ送信装置の出力信号はある一つのブロック内について見ると ｙ（ｔ）＝［ｋ＝Ｏ，４Ｎ−１］ΣＣ（ｋ）・ｅ＾（ｊ２π・ｋΔｆ・ｔ） （Ｏ＜ｔ＜Ｔｓ）となる。ここでΔｆ＝Ｂｏ／Ｎである。即ち第ｋチャネルは周波数ｋ・Δｆの位置に送信される。ここで既

ルが位相０に揃わなくてはならない。
すなわちＣ（ｋ）・ｅ＾（ｊ２π・ｋΔｆ・Ｔｇ）＝１，故にＣ（ｋ）＝ｅ＾（−ｊ２π・ｋΔｆ・Ｔｇ）なる初期位相設定を行う必要が生じる。次に前置波形整形フィルタ８は図４に示すように信号を帯域幅Ｂｏに整形する。入力信号がＢｏよりも充分広帯域である、即ち時間的には充分短いパルスである時には前置波形整形フィルタは図１４に示すような帯域幅Ｂｏの矩形フィルタとなる。

ここで前述の受信装置の後置波形整形フィルタをナイキスト特性にする場合に関連して送信装置の前置波形整形フィルタをもナイキスト特性にする事ができる。特に送信と受信装置のフィルタを整合させて全体としてナイキスト特性を持たせる時に最良の信号検出特性を得る事ができる。この時各波形整形フィルタは√ナイキスト特性に設定する。図１５に直線型ナイキスト特性の√フィルタの周波数特性を示す。総合特性として１／２になる周波数（ナイキスト周波数）において√ナイキストフィルタの特性は１／√（２）となる。実際の運用においては送受信フィルタを整合させるために受信部において正確なタイミングの再生が必要となる。

ここで本発明とＳＡＷチャープフィルタを用いる図８に示す従来のＯＦＤＭ受信装置との違いを説明する。この公知例は文献［２］，［３］によるものである。図９において実線は本発明、点線は公知例の動作を示す。同図に示すように本発明と公知例の違いは次の諸点にある。
（１）第一のチャープ信号は本発明においては０＜ｔ＜Ｔｓの全区間において動作するのに対して公知例ではＴｇ＜ｔ＜Ｔｓの区間（Ｔｕ）のみにおいて動作する。
（２）周波数掃引幅は本発明も公知例も同じくＢｏである。従ってチャープ率は本発明がＢｏ／Ｔｓであるのに対して公知例ではＢｏ／（Ｔｓ−Ｔｇ）となり本発明より大きくなる。
（３）チャープフィルタの出力において本発明はブロック全体０＜ｔ＜Ｔｓに亘って均等にＴＤＭ信号が出現するのに対して公知例ではＧＩの時間を除いたＴｇ＜ｔ＜Ｔｓの部分にしかＴＤＭ信号が現れない。またＴＤＭ信号の時間間隔はチャープ率の大きさに逆比例して本発明よりも間隔が短くなる。
（４）公知例では本発明の後置波形整形フィルタは想定されていない。即ちＯＦＤＭのＧＩ部の除去が公知例では第一チャープ信号によって時間軸上で行われるのに対して本発明では前述の後置波形整形フィルタによって周波数軸上で行われる点が根本的に異なる。
（５）以上より公知例の設計思想ではＯＦＤＭの送信装置が発想できないのは明らかである。
（６）当然ながら送受で整合したナイキスト型の信号伝送は公知例の方法では不可能である。
（７）更に実用上の違いは公知例では同じシステム内で異なるＧＩの比率のＯＦＤＭ信号を受信する事はできないが、本発明においては後置波形整形フィルタの切り替えによって異なるＧＩ比率のＯＦＤＭ信号の受信が可能となる。

本発明は次世代高速移動通信に適用可能である。移動通信は基地局を中心とする一つの地域（セル）に存在する利用者端末に対して無線通信機能を提供する星状網が一般的な構成である。基地局から送信される下り回線信号はすべての移動端末によって受信される。その信号は前述のＮチャネルが周波数多重されたＯＦＤＭ信号である。移動端末は下り回線ＯＦＤＭ信号を受信して回線同期を確立すると共に通信時には自局あての信号を受信する。移動端末から基地局への上り回線は通信を要求する端末に対して通常−または少数のサブチャネルを割り当てるＯＦＤＭＡ方式が一般的である。ＯＦＤＭＡ回線は全体としてはＯＦＤＭに等価な信号となるように基地局と移動局が制御信号を交換してタイミング同期を行う。移動端末から高速データ通信を行う事も多数またはすべてのサブチャネルを割り当てる事によって実行できる。

本発明のＯＦＤＭ信号伝送方式は次のような形態の実施が可能となる。
（１）基地局も移動局も共に本発明のＯＦＤＭ送信及び受信装置を用いる事により装置規模を小型化、低電力化できる。
（２）特に移動局は本発明により、携帯端末が実現可能となる。
（３）本発明のチャープＺ変換回路は受信も送信も同じ回路を用いる事ができるので、ＴＤＤ通信方式（基地局と移動局が送受の時間を交互に交代するＳｉｍｐｌｅｘ方式）が採用されるシステムでは端末は更に小型化が可能となる。
（４）基地局の近傍に存在する移動局は多数のサブチャネルを割り当てて高速通信を行い、遠方の移動局には一つ、もしくは少数のサブチャネルを割り当ててチャネル当たりの送信電力を高めて伝搬損失を補い安定な通信を行う事ができる。即ち通信量に応じた柔軟なチャネル割り当てが可能である。
（５）またＯＦＤＭのサブチャネルを幾つかのグループに分け、基地局の近傍にいる移動局のグループにはＧＩの時間比を小さくして通信速度を上げ、遠方にいる移動局のグループには大きな時間比のＧＩを設定して伝搬路で生じる遅延分散の影響を除去する事ができる。
即ちＧＩの時間比率を柔軟に設定できる。
（６）本発明は送受ＯＦＤＭ機能を有する携帯端末の実現によってＦＤＭ−ＣＤＭＡが可能となる。ＦＤＭ−ＣＤＭＡは近隣のセルにおいて同一周波数の使用を可能にしてシステム全体としての通信容量を上げる事ができる。更には端末がセル間を移動する場合にソフトハンドオフが可能になるという特長に加えてＦＤＭ−ＣＤＭＡは初期同期補足の問題が無いので特に有効である。
（７）更にはＯＦＤＭ通信とＦＤＭ−ＣＤＭＡ通信の混在共用が可能である。即ちＦＤＭ−ＣＤＭＡ信号がＯＦＤＭ信号よりも充分低電力であればＯＦＤＭ信号に大した劣化を与えない。またＦＤＭ−ＣＤＭＡ信号は受信部における逆拡散により処理利得の分Ｃ／Ｉを改善して安定に通信を行う事ができる。例えばサブチャネル数Ｎ＝１，０００の場合、処理利得は３０ｄＢであるから基地局における受信端でＯＦＤＭに対してＦＤＭ−ＣＤＭＡの電力を−２０ｄＢに設定すればＦＤＭ−ＣＤＭＡが１０台以下ならば相互に大した劣化を生ずる事無く混在共用が可能となる。具体的には基地局の近くの端末はＯＦＤＭで遠方、特に隣接セルとの境界付近にいる端末はＦＤＭ−ＣＤＭＡで通信を行う事ができる。
（８）ＯＦＤＭとＦＤＭ−ＣＤＭＡの共用性を活かして地上のセルラー通信と移動体衛星通信の共用が可能となる。既存の移動体衛星通信に対してＦＤＭ−ＣＤＭＡにより充分低い電力で送信すれば既存のシステムに性能劣化を生ずる事なく通信が可能となる。
（９）以上より、基地局の近傍ではＯＦＤＭにより高速通信を行い、基地局の遠方ではＦＤＭ−ＣＤＭＡによる遠方通信を行い、更に遠方の地上通信網の範囲を越える場所では移動体衛星通信を行う携帯型の汎用移動通信網が実現可能となる。

発明の効果

本発明により次の効果が得られる。
（１）直交周波数多重（ＯＦＤＭ）信号の受信及び送信装置の小型化が可能となる。
（２）特に受信ばかりでなく送信も可能なＯＦＤＭ移動端末が実現可能となる。
（３）ＴＤＤシステムにおいてはチャープＺ変換回路の送受共用により更に小型化が可能となる。
（４）従来のＯＦＤＭ信号受信においてナイキストフィルタを用いる事により符号間干渉を低減できる。即ち従来のＯＦＤＭシステムと互換性を保ち、同時に大幅な特性改善が可能である。
（５）ＯＦＤＭ送信と受信装置の波形整形フィルタの整合により最適のＳ／Ｎ特性の伝送方式を実現できる。即ちＯＦＤＭシステムを理論的最良特性を実現するように改良する事も可能である。
（６）基地局からの距離や所要伝送速度に応じて移動局毎の柔軟なチャネル割り当てが可能である。即ちチャネル単位の回線運用が可能である。
（７）基地局からの距離に応じたグループ分けにより異なるＧＩを設定する事ができる。
（８）送受ＯＦＤＭ機能を有する携帯端末の実現によってＦＤＭ−ＣＤＭＡが可能となる。
（９）ＯＦＤＭ通信とＦＤＭ−ＣＤＭＡ通信の混在共用が可能であり、両者の利点を活用できる。
（１０）更には地上のセルラー通信と移動体衛星通信を共用する携帯型の汎用移動通信が実現可能となる。

引用文献
［１］市吉 修“次世代高速移動通信へのＴＭＵＸの応用”
電子情報通信学会 信学技報ＩＥＩＣＥ Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ Ｒｅｐｏｒｔ ＳＡＴ ２００８−１１（２００８−７）ｐｐ２５−３０
［２］Ｍ．Ｈｅｕｍｅｒ，Ａ．Ｋｏｐｐｌｅｒ，Ｃ．Ｃ．Ｗ．Ｒｕｐｐｅｌ，Ｌ．Ｒｅｉｎｄｌ，Ａ．Ｓｐｒｉｎｆｅｒ，Ｒ．Ｗｅｉｇｅｌ，
“ＳＡＷ ＢＡＳＥＤ ＣＨＩＲＰ ＦＯＵＲＩＥＲ ＴＲＡＮＳＦＯＲＭ ＦＯＲ ＯＦＤＭ ＳＹＳＴＥＭＳ”
１９９９ ＩＥＥＥ Ｕｌｔｒａｓｏｎｉｃｓ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ ｐｐ３７３−３７６
［３］Ｍ．Ｈｅｕｍｅｒ，Ｃ．Ｃ．Ｗ．Ｒｕｐｐｅｌ，Ｌ．Ｒｅｉｎｄｌ，Ａ．Ｓｐｒｉｎｆｅｒ，Ｒ．Ｗｅｉｇｅｌ，
“Ａ ＮＥＷ ＳＡＷ ＢＡＳＥＤ ＯＦＤＭ ＲＥＣＥＩＶＥＲ ＣＯＮＣＥＰＴ”
０−７８０３−５１３５−５／９９／＄１０．００（ｃ）１９９９ ＩＥＥＥ
［４］市吉 修“ＦＤＭ−ＣＤＭＡ送信方法、ＦＤＭ−ＣＤＭＡ受信方法及びそれらの装置”
特許出願２０００−１３８１８１
［５］モバイルＩＴフォーラム ４Ｇ技術調査報告書（Ｖｅｒ．１．１）
モバイルＩＴフォーラム 第四世代モバイル部会 システム専門委員会
システムインフラストラクチャＷＧ

図１は本発明のＯＦＤＭ受信装置の構成を示す。１はチャープフィルタ、２，３はミキサ、４，５はチャープ信号発生器、６は後置波形整形フィルタである。
図２は図１の装置の動作を示す。
図３は本発明のＯＦＤＭ送信装置の構成を示す。７は初期位相設定を行う移相器、８は前置波形整形フィルタである。
図４は図３の装置の動作を示す。
図５は従来のＯＦＤＭ送信装置の構成を示す。１１は直列信号から並列信号への変換を行うＳ／Ｐ変換器、１２はＮ点逆高速フーリエ変換器（ＩＦＦＴ），１３はＧＩ（Ｇｕａｒｄ Ｉｎｔｅｒｖａｌ）挿入回路である。
図６は従来のＯＦＤＭ受信装置の構成を示す。１４はＧＩ除去回路、１５は高速フーリエ変換（ＦＦＴ）回路、１６は並列信号を直列に変換するＰ／Ｓ変換器である。
図７はＧＩの挿入と除去により多重伝搬路で生じる分散遅延の影響を除去する機構を図説する。
図８はＳＡＷ Ｃｈｉｒｐ ｆｉｌｔｅｒを用いるＯＦＤＭ受信装置の従来例の構成を示す。９は差動復号器である。
図９は図８に示す従来法と本発明の違いを示す。
図１０はＦＤＭ−ＣＤＭＡ送信装置の構成を示す。２１はＯＦＤＭ送信装置やＴＭＵＸ（Ｔｒａｎｓ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｒ）などの周波数分割多重（ＦＤＭ）装置である。２２は擬似雑音信号｛Ｃ［ｉ］；ｉ＝０，１，２，，，，Ｎ−１｝の各符号の乗算を行う符号拡散回路である。
図１１はＦＤＭ−ＣＤＭＡ受信装置の構成を示す。２３はＯＦＤＭ受信装置やＴＤＵＸ（Ｔｒａｎｓ Ｄｅｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｒ）などのＦＤＭ信号分離装置である。２４は加算器であり擬似雑音信号｛Ｃ［ｉ］；ｉ＝０，１，２，，，，Ｎ−１｝の各符号の乗算を行う乗算回路２２と共に受信の符号逆拡散回路を構成する。
図１２は本発明のＯＦＤＭ受信装置の後置波形整形フィルタの特性としてロールオフ率０の場合の周波数特性を示す。
図１３は後置波形整形フィルタとして有限なロールオフ率αを用いる場合の周波数特性を示す。
図１４は本発明のＯＦＤＭ送信装置によって従来と同じＯＦＤＭ信号を発生する場合の前置波形整形フィルタの周波数特性を示す。
図１５は本発明のＯＦＤＭ送信装置と受信装置間で整合型のナイキスト波形伝送を行う場合の波形整形フィルタの√ナイキスト周波数特性を示す。

符号の説明

１はチャープフィルタ、２，３はミキサ、４，５はチャープ信号発生器、６は後置波形整形フィルタである。
７は初期位相設定を行う移相器、８は前置波形整形フィルタである。９は差動復号器である。
１１は直列信号から並列信号への変換を行うＳ／Ｐ変換器、１２はＮ点逆高速フーリエ変換器（ＩＦＦＴ），１３はＧＩ（Ｇｕａｒｄ Ｉｎｔｅｒｖａｌ）挿入回路である。
１４はＧＩ除去回路、１５は高速フーリエ変換（ＦＦＴ）回路、１６は並列信号を直列に変換するＰ／Ｓ変換器である。
２１はＯＦＤＭ送信装置やＴＭＵＸ（Ｔｒａｎｓ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｒ）などの周波数分割多重（ＦＤＭ）装置である。２２は擬似雑音信号｛Ｃ［ｉ］；ｉ＝０，１．２，，，，Ｎ−１｝の各符号の乗算を行う符号拡散回路である。
２３はＯＦＤＭ受信装置やＴＤＵＸ（Ｔｒａｎｓ Ｄｅｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｒ）などのＦＤＭ信号分離装置である。２４は加算器であり擬似雑音信号｛Ｃ［ｉ］；ｉ＝０，１，２，，，，Ｎ−１｝の各符号の乗算を行う乗算回路２２と共に受信の符号逆拡散回路を構成する。

Claims (6)

1. 直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を受信してＦＤＭ／ＴＤＭ変換を行い、上記ＯＦＤＭ信号の各チャネル信号を時間軸上に時分割多重（ＴＤＭ）信号列として得る事を目的として、時間に比例して周波数が一定のチャープ率（μ）で変化する正弦波を一定時間（Ｔｆ）発生するインパルス応答を有するチャープフィルタと外部より加えられる開始信号によって上記チャープフィルタと同じ変化速度で逆方向に周波数が変化する（チャープ率が−μ）正弦波を発生する第一のチャープ信号発生回路と外部より加えられる開始信号によって前記チャープフィルタと同じチャープ率の正弦波を発生する第二のチャープ信号発生器を有し、前記受信ＯＦＤＭ信号と前記第一のチャープ信号発生回路の出力との乗算を行う第一のミキサを有し、上記第一のミキサの出力を前記チャープフィルタに入力し、上記チャープフィルタの出力と前記第二のチャープ信号発生器の出力との乗算を行う第二のミキサを有し、上記第二のミキサの出力を受けて所定の帯域制限を行う後置波形整形フィルタを有し、上記後置波形整形フィルタの出力において前記目的の時間軸上に分離されたチャネルのＴＤＭ信号列を得る事を特徴とするＯＦＤＭ受信装置
2. 時分割多重（ＴＤＭ）信号列を受けてＴＤＭ／ＦＤＭ変換を行い、上記ＴＤＭ信号の各チャネル信号が周波数軸上に直交周波数分割多重されたＯＦＤＭ信号を得る事を目的として、前記チャープフィルタと、上記チャープフィルタと逆極性のチャープ率の第一のチャープ信号発生器と、前記チャープフィルタと同極性のチャープ率を有する第二のチャープ信号発生器を有し、前記ＴＤＭ信号列を受けて上記各信号に所定の初期位相を与える移相器と上記移相器の出力を受けて所定の信号を発生する前置波形整形フィルタを有し、上記前置波形整形フィルタの出力と前記第一のチャープ信号発生器の出力との乗算を行う第一のミキサと、上記第一のミキサの出力を前記チャープフィルタに入力し、上記チャープフィルタの出力と前記第二のチャープ信号発生器の出力との乗算を行う第二のミキサを有し、上記第二のミキサの出力において目的とするＯＦＤＭ信号を得る事を特徴とするＯＦＤＭ送信装置。
3. 請求項１において前記後置波形整形フィルタとしては前記ＯＦＤＭのＧＩ（Ｇｕａｒｄ Ｉｎｔｅｒｖａｌ）に相当する周波数部分を除去するために所定のロールオフ率（０〜１００％）のナイキスト特性のフィルタを用いる事。
4. 請求項２において前記前置波形整形フィルタとしては前記ＯＦＤＭ信号の全帯域に亘って平坦な特性、もしくは所定のロールオフ率（０〜１００％）のナイキスト特性のフィルタを用いる事。
5. 請求項３，４において前記ＯＦＤＭ送信装置と受信装置においてナイキスト伝送方式を用いる場合には前記前置波形整形フィルタと後置波形整形フィルタは整合条件を満足するように各々ルートナイキスト特性の周波数特性を有する事。
6. 送信部においては請求項２において同一データを前記ＴＤＭ信号の各信号に入力し、上記ＴＤＭされた各信号にその順番ｉに応じた＋１，または−１の値を有する拡散符号Ｃ［ｉ］を乗じることにより拡散動作を行い、上記拡散されたＴＤＭ信号列を前述の方法でＯＦＤＭ信号に変換して送信し、受信部においては請求項１に記述されたＦＤＭ／ＴＤＭ変換によって出力として得られる前記出力ＴＤＭ信号の第ｉ番目の信号に前記拡散符号Ｃ［ｉ］を乗じ、上記乗算結果をすべてのｉについて加算することにより逆拡散動作を行うＦＤＭ−ＣＤＭＡシステム。

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