JP2010103362A - Semiconductor device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、半導体装置内の各モジュールに供給される電源電圧を管理する技術に関し、特に、動作状態において各モジュールに供給される電源電圧をプログラミング可能な半導体装置に関する。 The present invention relates to a technique for managing a power supply voltage supplied to each module in a semiconductor device, and more particularly to a semiconductor device capable of programming a power supply voltage supplied to each module in an operating state.
近年、携帯電話を中心としたモバイル機器のシステム性能が著しく向上し、これに対応するための半導体デバイスにおける微細化技術も同様に進展している。このような半導体デバイスの微細化によって、半導体デバイスにおけるリーク電流の低減が困難になり、電源電圧のスケーリングがなされなくなってきている。そのため、従来のムーアの法則のトレンドから乖離した形となっている。 In recent years, system performance of mobile devices such as mobile phones has been remarkably improved, and miniaturization technology in semiconductor devices to cope with this has been developed as well. Such miniaturization of the semiconductor device makes it difficult to reduce the leakage current in the semiconductor device, and the power supply voltage is not scaled. Therefore, it has become a form that deviates from the conventional Moore's Law trend.
モバイルシステムの高性能化を実現するためには、回路、システム設計技術と半導体デバイス(プロセス)技術とをリンクさせることで、半導体デバイスの微細化における上記問題点を回避する必要がある。その代表的な技術の1つとして、パワーマネジメント技術がある。 In order to realize high performance of a mobile system, it is necessary to avoid the above-mentioned problems in miniaturization of semiconductor devices by linking circuit and system design technologies with semiconductor device (process) technologies. One of the representative technologies is power management technology.
パワーマネジメント技術は、大きくパワーゲーティング、DVS/DVFS(Dynamic Voltage Scaling/Dynamic Voltage Frequency Scaling)、バックゲートバイアス制御、仮想電源に分類することができる。以下、これらの技術について簡単に説明する。 The power management technology can be broadly classified into power gating, DVS / DVFS (Dynamic Voltage Scaling / Dynamic Voltage Frequency Scaling), back gate bias control, and virtual power supply. Hereinafter, these techniques will be briefly described.
パワーゲーティングとは、対象モジュールが非活性のときに、その電源をオフするものである。これによって、非活性の対象モジュールのリーク電流をゼロにすることができる。しかしながら、パワーオン/パワーオフの制御のための電源立ち上げ時間や電源シャットダウン時間による制限を守る必要がある。また、非活性のモジュールと、他の活性化されているモジュールとの間の電源ラインを切り離すための機構、対象モジュール間でやり取りされる信号によってフローティングノードや電流リークパスを生じさせないための機構などが必要となる。 Power gating is to turn off the power when the target module is inactive. Thereby, the leakage current of the inactive target module can be made zero. However, it is necessary to observe the restrictions due to the power-on time and power-down time for power-on / power-off control. In addition, there is a mechanism for disconnecting the power line between the inactive module and other active modules, a mechanism for preventing floating nodes and current leak paths from being generated by signals exchanged between the target modules, etc. Necessary.
DVS/DVFSとは、対象モジュールがデータ保持状態になっている場合や、動作周波数を低くしてもよい場合に、対象モジュールの電源電圧やバックゲートバイアスを動的に制御して、動作時電力やリーク電流を低減するものである。この技術においても、上述のパワーゲーティングと同様に、電源電圧の遷移時間の制限や、他のモジュールとの間の信号のやり取りで発生する電流リークパスを阻止するための機構が必要である。 DVS / DVFS is the power consumption during operation by dynamically controlling the power supply voltage and back gate bias of the target module when the target module is in a data holding state or when the operating frequency may be lowered. And the leakage current is reduced. In this technique, similarly to the power gating described above, a mechanism for limiting the transition time of the power supply voltage and preventing a current leak path generated by exchanging signals with other modules is necessary.
バックゲートバイアス制御とは、対象モジュールが非活性のときに、そのバックゲートバイアス電圧を深くしてトランジスタのリーク電流を抑えるものである。また、対象モジュールの動作時には、バックゲートバイアス電圧を浅くしてトランジスタのしきい値電圧を下げ、動作スピードを速くする。動作スピードと電源電圧とのトレードオフにより、電源電圧の最適値を選択することが可能となる。これにより、通常動作時の電源電圧を下げることができ、動作時電力を削減することができる。 In the back gate bias control, when the target module is inactive, the back gate bias voltage is deepened to suppress the leakage current of the transistor. Further, during the operation of the target module, the back gate bias voltage is made shallow to lower the threshold voltage of the transistor, thereby increasing the operation speed. The optimum value of the power supply voltage can be selected by a trade-off between the operation speed and the power supply voltage. As a result, the power supply voltage during normal operation can be reduced, and the power during operation can be reduced.
仮想電源とは、バックゲートバイアス電圧を深くするかわりに、対象モジュールの電源・GNDレベルを少し浅くすることにより仮想化を行なう。そして、対象モジュールの非活性時に負電圧ゲートバイアス状態にすることにより、トランジスタのしきい値電圧を元の値よりも高く設定することができ、上述のバックゲートバイアス制御と同様の効果を得ることができる。 The virtual power supply is virtualized by slightly reducing the power supply / GND level of the target module instead of increasing the back gate bias voltage. Then, by setting the negative voltage gate bias state when the target module is inactive, the threshold voltage of the transistor can be set higher than the original value, and the same effect as the back gate bias control described above can be obtained. Can do.
上述のパワーゲーティング、DVS/DVFS、バックゲートバイアス制御を行なうためには、電源・GNDの階層化が必要となる。また、バックゲートバイアス制御を行なうためには、さらにバックゲートバイアス電源の階層化が必要となる。下記の非特許文献1は、これらの技術を採用した技術を開示している。また、下記の非特許文献2は、メモリなどで使用される仮想電源技術を開示している。
上述のように、従来、半導体デバイスの微細化技術により高性能システムの提供を実現してきたが、今後の半導体デバイスに要求されるものとして高信頼システムの提供を可能にすることが挙げられる。特に、超高信頼性システムにおいては、セキュリティ、コンテンツ保護、機能安全などの実現がキーとなる。 As described above, the provision of a high-performance system has been realized conventionally by the miniaturization technology of a semiconductor device. However, as a requirement for a future semiconductor device, it is possible to provide a highly reliable system. In particular, in an ultra-high reliability system, the realization of security, content protection, functional safety, etc. is the key.
従来の半導体デバイスにおいては、マイコンを中心としたROM(Read Only Memory)との組み合わせのハードウェア上でソフトウェアを実行させることにより、システムを構成してきた。ソフトウェア処理では性能が不足している部分については、専用のハードウェアを搭載することによりその性能不足を補っていた。このような開発は、主にLSI(Large Scale Integrated circuit)メーカ、システムメーカなどの開発サイドで行なわれてきた。 In a conventional semiconductor device, a system is configured by executing software on hardware in combination with a ROM (Read Only Memory) centering on a microcomputer. For parts that lacked performance in software processing, the lack of performance was compensated by installing dedicated hardware. Such development has been carried out mainly on the development side of LSI (Large Scale Integrated circuit) manufacturers, system manufacturers, and the like.
しかしながら、LSIがカスタマであるユーザの手に渡った後に業界標準仕様が変更されたり、使用環境条件が変更となるなどして、ハードウェアのフィールドでの変更が必要となってきた。これに対応するために、プログラマブルハードウェアが用いられるようになってきている。 However, it has become necessary to make changes in the hardware field because the industry standard specifications are changed after the LSI is in the hands of the user who is a customer or the use environment conditions are changed. In order to cope with this, programmable hardware has been used.
プログラマブルハードウェアとして、リコンフィギャラブルプロセッサ、ダイナミックリコンフィギャラブルプロセッサ、組み込み用プログラマブルアレイなどがあり、これらをプログラムすることで各機能モジュールを構成することができる。 As programmable hardware, there are a reconfigurable processor, a dynamic reconfigurable processor, an embedded programmable array, and the like, and each functional module can be configured by programming them.
このように、LSIに搭載される各機能モジュールが、固定されたハードウェアからプログラマブルモジュールに置き換わった場合、上述のようなパワーマネジメント技術だけでは対応することができない。 As described above, when each functional module mounted on the LSI is replaced by a programmable module from fixed hardware, it cannot be handled only by the power management technique as described above.
本発明は、上記問題点を解決するためになされたものであり、その目的は、各機能モジュールに供給される電源電圧をプログラムによって変更可能な半導体装置を提供することである。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to provide a semiconductor device in which a power supply voltage supplied to each functional module can be changed by a program.
本発明の一実施例によれば、複数のプログラマブル機能モジュールを搭載した半導体装置が提供される。DC/DCコンバータは、複数の電源電圧を生成してプログラマブルパワースイッチ(以下、プログラマブルPSWまたはPPSWとも称する。)に出力する。プログラマブルPSWは、DC/DCコンバータによって生成された複数の電源電圧のいずれかを、プログラマブル機能モジュールに選択的に接続する。 According to one embodiment of the present invention, a semiconductor device having a plurality of programmable function modules is provided. The DC / DC converter generates a plurality of power supply voltages and outputs them to a programmable power switch (hereinafter also referred to as a programmable PSW or PPSW). The programmable PSW selectively connects any of the plurality of power supply voltages generated by the DC / DC converter to the programmable function module.
この実施例によれば、プログラマブルPSWが、DC/DCコンバータによって生成された複数の電源電圧のいずれかを、プログラマブル機能モジュールに選択的に接続するので、プログラマブル機能モジュールに供給される電源電圧をプログラムによって変更することが可能となる。また、プログラマブルDC/DCコンバータとプログラマブルPSWとの組み合わせにより自由度の高い電源設定が可能となる。 According to this embodiment, the programmable PSW selectively connects one of the plurality of power supply voltages generated by the DC / DC converter to the programmable function module, so that the power supply voltage supplied to the programmable function module is programmed. It becomes possible to change by. In addition, a combination of a programmable DC / DC converter and a programmable PSW enables power setting with a high degree of freedom.
(前提技術)
図1は、パワーゲーティング機能を搭載した携帯電話用のベースバンド・アプリケーションプロセッサ統合チップの一例を示す図である。図1において、C5はシステム全体の制御を行なうシステムコントローラなどが配置されるブロックである。CPDは、後述するコモンパワードメイン(Common Power Domain)が配置されるブロックである。
(Prerequisite technology)
FIG. 1 is a diagram showing an example of a baseband application processor integrated chip for a mobile phone equipped with a power gating function. In FIG. 1, C5 is a block in which a system controller for controlling the entire system is arranged. The CPD is a block in which a common power domain (Common Power Domain) described later is arranged.
BG1、BW2、BA2は、ベースバンド部分のGSM(Global System for Mobile communications)、W−CDMA(Wideband-Code Division Multiple Access)、CPU(Central Processing Unit)などが配置されるブロックである。A1A、A1R、A2、A4U1は、アプリケーション部分の各種モジュールが配置されるブロックである。 BG1, BW2, and BA2 are blocks in which baseband GSM (Global System for Mobile communications), W-CDMA (Wideband-Code Division Multiple Access), CPU (Central Processing Unit), and the like are arranged. A1A, A1R, A2, and A4U1 are blocks in which various modules of the application part are arranged.
図1においては、C5およびCPDが各ブロックの電源電圧の管理を行なうことを示している。この携帯電話用のベースバンド・アプリケーションプロセッサ統合チップにおいては、電源管理システムとして複数のドメインに分離されており、パワーゲーティング、仮想電源の構成を採っている。 FIG. 1 shows that C5 and CPD manage the power supply voltage of each block. This baseband application processor integrated chip for mobile phones is separated into a plurality of domains as a power management system, and has a power gating and virtual power supply configuration.
図2は、図1に示す携帯電話用のベースバンド・アプリケーションプロセッサ統合チップ内の各電源ドメインの管理状態を示すツリー図である。この階層構成においては、上位側のモジュールが下位側のモジュールの電源を管理する構成となっており、アプリケーション部分およびベースバンド部分の電源がそれぞれ独立して管理される。 FIG. 2 is a tree diagram showing a management state of each power domain in the baseband application processor integrated chip for the mobile phone shown in FIG. In this hierarchical configuration, the higher module manages the power of the lower module, and the power of the application part and the baseband part are managed independently.
この半導体チップの完全停止状態においては、すべてのモジュールの電源がオフとなっている。この半導体チップに電源が供給されると、まず、C5ブロックの電源がオンとなる。C5ブロックは、チップ全体の制御を行なうためのシステムコントローラと、IO部(PAD部)を制御するPADコントローラとを含む。 In the complete stop state of the semiconductor chip, all modules are turned off. When power is supplied to the semiconductor chip, first, the power of the C5 block is turned on. The C5 block includes a system controller for controlling the entire chip and a PAD controller for controlling the IO unit (PAD unit).
次に、C5ブロックの制御によって、C4ブロックの電源がオンとなる。C4ブロックは、リピータと、クロック生成部と、データ保持用のフリップフロップとを含む。これらは、CPDとも呼ばれるが、その詳細は後述する。 Next, the power of the C4 block is turned on by the control of the C5 block. The C4 block includes a repeater, a clock generation unit, and a data holding flip-flop. These are also referred to as CPD, and details thereof will be described later.
以下同様にして、アプリケーション部分およびベースバンド部分のそれぞれにおいて、独立して電源が管理される。図2においては、矢印の先のモジュールの電源がオンでなければ、矢印の根元のモジュールにも電源が供給されないことを示している。これは、一方通行である。 Similarly, the power source is independently managed in each of the application part and the baseband part. FIG. 2 shows that power is not supplied to the module at the base of the arrow unless the power of the module at the end of the arrow is on. This is a one-way street.
アプリケーション部分においては、C4の下位層としてLCDC(Liquid Crystal Display Controller)、VRAM(Video Random Access Memory)およびレジスタ(Reg)が配置され、その下位層としてアプリケーション部分のPLL(Phase Locked Loop)回路が配置され、その下位層としてモバイルビデオインタフェースが配置される。さらに、その下位層としてメモリコントローラおよびシリアルI/O(Input/Output)が配置され、その下位層としてシステムCPUおよびリアルタイムCPUが配置される。 In the application part, LCDC (Liquid Crystal Display Controller), VRAM (Video Random Access Memory) and register (Reg) are arranged as the lower layer of C4, and PLL (Phase Locked Loop) circuit of the application part is arranged as the lower layer. The mobile video interface is arranged as a lower layer. Further, a memory controller and serial I / O (Input / Output) are arranged as lower layers, and a system CPU and a real-time CPU are arranged as lower layers.
ベースバンド部分においては、C4の下位層としてメモリコントローラ、RAMおよびDMAC(Direct Memory Access Controller)が配置され、その下位層としてベースバンド部分のPLL回路が配置され、その下位層としてベースバンドCPU、W−CDMAおよびGSMが配置される。さらに、その下位層としてDFT、W−CDMAおよびGSMが配置され、その下位層としてW−CDMAおよびGSMが配置される。 In the baseband portion, a memory controller, a RAM, and a DMAC (Direct Memory Access Controller) are arranged as lower layers of C4, a PLL circuit of the baseband portion is arranged as a lower layer, and a baseband CPU, W -CDMA and GSM are deployed. Further, DFT, W-CDMA and GSM are arranged as lower layers, and W-CDMA and GSM are arranged as lower layers.
また、この電源管理ツリーは、パワーゲーティングだけでなく、DVS/DVFSにも適用できる。すなわち、下位のモジュールの電源電圧のレベルが、その上位のモジュールによって管理される。 The power management tree can be applied not only to power gating but also to DVS / DVFS. That is, the power supply voltage level of the lower module is managed by the higher module.
ここで問題となるのは、下位モジュールで生成される信号を上位モジュールに与える場合である。一般に、CMOS(Complementary Metal Oxide Semiconductor)回路においては、入力される信号の振幅を電源電圧と同じにする必要がある。電源電圧よりも振幅が小さい信号が入力されると、その信号を受けるCMOSバッファで貫通電流が流れるからである。これを回避するために、CMOS回路の前段にレベル変換回路を挿入し、信号の振幅を電源電圧と同じにしてCMOSバッファに入力する必要がある。このレベル変換回路として、後述のCPD構成が用いられる。 The problem here is when a signal generated by the lower module is given to the upper module. In general, in a complementary metal oxide semiconductor (CMOS) circuit, the amplitude of an input signal needs to be the same as a power supply voltage. This is because when a signal having an amplitude smaller than the power supply voltage is input, a through current flows in the CMOS buffer that receives the signal. In order to avoid this, it is necessary to insert a level conversion circuit in the previous stage of the CMOS circuit and make the signal amplitude the same as the power supply voltage and input it to the CMOS buffer. A CPD configuration described later is used as the level conversion circuit.
図3は、システム稼動時におけるベースバンド・アプリケーションプロセッサ統合チップの各モジュールの電源遮断の一例を示す図である。図3においては、斜線を施したモジュールが電源オン状態であり、それ以外のモジュールが電源オフ状態である。 FIG. 3 is a diagram illustrating an example of power-off of each module of the baseband application processor integrated chip during system operation. In FIG. 3, the shaded modules are in the power-on state, and the other modules are in the power-off state.
図3(a)は、W−CDMA方式のテレビ電話使用時における各モジュールの電源状態を示している。ベースバンド部分およびアプリケーション部分のほぼすべてのモジュールの電源がオンとなっている。 FIG. 3A shows the power state of each module when the W-CDMA videophone is used. Almost all modules in the baseband part and application part are powered on.
図3(b)は、W−CDMA方式の音声通信時における各モジュールを示している。ベースバンド部分のほぼすべてのモジュールの電源がオンとなっている。また、アプリケーション部分のうちシステムCPUを中心としたシステムドメインがオンとなり、リアルタイムCPUを中心としたリアルタイムドメインがオフとなっている。 FIG. 3B shows each module at the time of W-CDMA voice communication. Almost all modules in the baseband part are turned on. In the application portion, the system domain centered on the system CPU is turned on, and the real-time domain centered on the real-time CPU is turned off.
図3(c)は、待ち受け時における各モジュールの電源状態を示している。ベースバンド部分およびアプリケーション部分のほぼすべてのモジュールの電源がオフとなっている。 FIG. 3C shows the power supply state of each module during standby. Almost all modules in the baseband part and application part are turned off.
図4は、CPDの構成例を示す図である。CPDは、図4(a)〜図4(c)に示すように、3つの形態がある。図4(a)は、CPDの1番目の形態であるグローバルクロックバッファを示している。斜線を施した部分がグローバルクロックバッファである。レベル変換回路(μIO)は、PLL回路によって生成されたクロックを受け、そのクロックが供給される系の中で最も高い電源電圧と同じ振幅を有するグローバルクロックを生成し、ローカルクロックとして各モジュールに供給する。なお、CTL信号によってグローバルクロックの出力を制御することも可能である。 FIG. 4 is a diagram illustrating a configuration example of the CPD. As shown in FIGS. 4A to 4C, the CPD has three forms. FIG. 4A shows a global clock buffer which is the first form of CPD. The hatched portion is the global clock buffer. The level conversion circuit (μIO) receives the clock generated by the PLL circuit, generates a global clock having the same amplitude as the highest power supply voltage in the system to which the clock is supplied, and supplies it as a local clock to each module To do. Note that the output of the global clock can be controlled by the CTL signal.
図4(b)は、CPDの2番目の形態であるリピータを示している。斜線を施した部分がリピータである。レベル変換回路(μIO)は、信号(Sig1)を受け、長距離配線を駆動するために、その信号を増幅(レベル変換)してモジュールに供給する。なお、CTL信号によってその信号の出力を制御することも可能である。 FIG. 4B shows a repeater which is the second form of CPD. The hatched part is a repeater. The level conversion circuit (μIO) receives the signal (Sig1), amplifies (level converts) the signal, and supplies it to the module in order to drive the long-distance wiring. Note that the output of the signal can be controlled by the CTL signal.
図4(c)は、CPDの3番目の形態であるバックアップラッチを示している。斜線を施した部分がバックアップラッチであり、待機時にデータを保持するためのバックアップ用フリップフロップである。CPDは待機時においても電源電圧がオンとなっており、バックアップラッチは、電源電圧がオフとなる下位層のモジュール(オリジナルFF)のデータを受け、それを保持する。その下位層のモジュールの電源がオンとなった後に、バックアップラッチは保持するデータをそのモジュールに復帰させる。なお、CTL信号によって保持するデータをクリアすることも可能である。 FIG. 4C shows a backup latch which is a third form of CPD. The hatched portion is a backup latch, which is a backup flip-flop for holding data during standby. The power supply voltage of the CPD is on even during standby, and the backup latch receives and holds data of the lower layer module (original FF) whose power supply voltage is off. After the power supply of the lower layer module is turned on, the backup latch restores the retained data to the module. It is also possible to clear the data held by the CTL signal.
図5は、半導体チップにおけるCPDの物理的配置例を示す図である。斜線を施した部分が、CPDが配置されるブロックであり、必要に応じて図4(a)〜図4(c)に示す3つの形態のCPDが適宜配置される。 FIG. 5 is a diagram illustrating an example of a physical arrangement of CPDs in a semiconductor chip. The shaded portion is a block in which CPD is arranged, and three forms of CPD shown in FIGS. 4A to 4C are appropriately arranged as necessary.
図6は、階層電源レイアウトの一例を示す図である。図6(a)は、電源ラインの配線例を示している。最上位の電源(VDD、VSS)およびそれに次ぐCPDの電源(VSSM_CPD)がグローバル配線として各モジュール上に配線される。そして、モジュールPDw上には電源VSSM_PDwがローカル配線として配線される。また、モジュールPDe上には電源VSSM_PDeがローカル配線として配線される。 FIG. 6 is a diagram illustrating an example of a hierarchical power supply layout. FIG. 6A shows a wiring example of the power supply line. The uppermost power supply (VDD, VSS) and the power supply (VSSM_CPD) of CPD subsequent thereto are wired on each module as global wiring. A power supply VSSM_PDw is wired as a local wiring on the module PDw. A power supply VSSM_PDe is wired as a local wiring on the module PDe.
図6(b)は、グローバル配線とローカル配線との間に配置されるスイッチトランジスタの一例を示す図である。斜線を施した部分がパワースイッチ(PSW)であるスイッチトランジスタを示しており、グローバル配線VSSとローカル配線VSSM_PDwとの間、またはグローバル配線VSSとローカル配線VSSM_PDeとの間に配置され、電源管理信号によって電源電圧の供給が制御される。このスイッチトランジスタとして、ゲートリーク電流が少ない、IO用のゲート酸化膜が厚いトランジスタが用いられる。 FIG. 6B is a diagram illustrating an example of a switch transistor disposed between the global wiring and the local wiring. A hatched portion indicates a switch transistor that is a power switch (PSW), which is arranged between the global wiring VSS and the local wiring VSSM_PDw or between the global wiring VSS and the local wiring VSSM_PDe, and is controlled by a power management signal. Supply of power supply voltage is controlled. As the switch transistor, a transistor having a small gate leakage current and a thick IO gate oxide film is used.
以上説明したそれぞれの技術を前提として、本発明の各実施の形態における半導体装置について以下に詳細に説明する。 Based on the respective technologies described above, the semiconductor device in each embodiment of the present invention will be described in detail below.
(第1の実施の形態)
図7は、本発明の第1の実施の形態における半導体装置で使用されるプログラマブル電源システムの構成例を示す図である。このプログラマブル電源システムは、外部電源に接続されるグローバル配線と、グローバル配線に接続されるDC/DCコンバータ11と、DC/DCコンバータ11とセミグローバル配線との間に配置されるプログラマブルPSW12と、セミグローバル配線とローカル配線との間に配置されるプログラマブルPSW13と、電源電圧が供給される機能モジュール14とを含む。
(First embodiment)
FIG. 7 is a diagram illustrating a configuration example of a programmable power supply system used in the semiconductor device according to the first embodiment of the present invention. This programmable power supply system includes a global wiring connected to an external power supply, a DC /
DC/DCコンバータ11は、シリーズレギュレータ、スイッチングレギュレータなどによって構成され、外部電源電圧(Ext.Vdd)よりも低い直流電圧を発生してプログラマブルPSW12に与える。このDC/DCコンバータ11は、定電圧バイアス発生回路、コンパレータなどによって構成される。コンパレータは、定電圧バイアス発生回路によって生成された内部電源電圧と、設定電圧であるリファレンス電圧とを比較する。そして、定電圧バイアス発生回路は、コンパレータによる比較結果に応じて常に一定の設定電圧となるように電圧を維持する。
The DC /
図7においては、システムで要求されるリファレンス電圧と内部電源電圧とが4種類(Vdda、Vddb、Vddc、Vddd)の場合を示している。なお、DC/DCコンバータ11が外部電源電圧を降圧して出力する場合について説明したが、チャージポンプ回路やスイッチングレギュレータによって外部電源電圧を昇圧して、内部電源とするようにしてもよい。
FIG. 7 shows a case where there are four types (Vdda, Vddb, Vddc, Vddd) of reference voltages and internal power supply voltages required by the system. Although the case where the DC /
プログラマブルPSW12は、DC/DCコンバータ11から出力される電源電圧を制御するためのパワースイッチであり、セミグローバル配線を介して4種類の内部電源電圧(Int.Vdda、Int.Vddb、Int.Vddc、Int.Vddd)として出力する。
The
プログラマブルPSW13は、セミグローバル配線を介して供給される内部電源電圧を制御するためのパワースイッチであり、パワーゲーティング制御信号に応じて電源電圧を制御し、ローカル電源配線を介して機能モジュール14に電源電圧を供給する。
The
プログラマブルPSWとして、プログラマブルPSW12とプログラマブルPSW13とを記載しているが、プログラマブルPSW12は必須の構成ではなくプログラマブルPSW13のみの構成でもよい。ただし、この場合には、DC/DCコンバータ11から出力される電源電圧の数に応じたセミグローバル配線が必要となる。
Although the
図8は、図7に示すプログラマブル電源システムが適用される半導体装置の構成例を示す図である。この半導体装置1は、DC/DCコンバータ11と、プログラマブルPSW(以下、PPSWとも呼ぶ。)13−0〜13−Nと、メモリ0〜N(15−0〜15−N)と、ロジック0〜M(16−0〜16−M)とを含む。なお、図8においては、メモリ0〜N(15−0〜15−N)に供給される電源電圧をPPSW13−0〜13−Nによって制御する構成となっているが、ロジック0〜M(16−0〜16−M)についても同様にPPSWによって電源電圧が制御されるものとする。
FIG. 8 is a diagram illustrating a configuration example of a semiconductor device to which the programmable power supply system illustrated in FIG. 7 is applied. The
DC/DCコンバータ11は、上述のように外部電源電圧Ext.Vddから内部電源電圧を生成する。なお、プログラマブルDC/DCコンバータは、複数の固定された内部電源電圧を供給するのではなく、リファレンス電圧を制御することにより、生成する内部電圧を制御してもよい。
As described above, the DC /
PPSW13−0〜13−Nはそれぞれ、DC/DCコンバータ11からの3種類の内部電源電圧(Vdd0、Vdd1、Vdd2)と2種類のGND(GND−P、GND)(GND:基準電圧)とが接続され、そのいずれかをメモリ0〜N(15−0〜15−N)に接続する。PPSW13−0〜13−Nは、PPSW13Aに示すような電源スイッチと制御レジスタとから構成され、制御レジスタの設定値により電源のON/OFFが制御される。この制御レジスタは、フラッシュメモリやMRAMなどの不揮発性メモリによって構成してもよい。なお、図8に記載のプログラマブルPSW12も、同様にPPSW13Aに示す構成である。
Each of the PPSWs 13-0 to 13-N has three types of internal power supply voltages (Vdd0, Vdd1, and Vdd2) from the DC /
メモリ0〜N(15−0〜15−N)およびロジック0〜M(16−0〜16−M)は、データパス17を介して接続されており、プログラマブル機能モジュールによって構成される。たとえば、メモリ0〜N(15−0〜15−N)は、語構成、動作電圧、動作周波数などの外部動作条件をプログラミング可能な複数のモジュールによって構成される。また、ロジック0〜M(16−0〜16−M)は、FPGAなどのような論理機能をプログラミング可能な複数のロジックモジュールによって構成される。なお、データパス17は、データバス、アドレスバス、制御信号群などを含んでおり、上述のCPDによって信号の振幅が制御されて各プログラマブル機能モジュールの電源電圧に対応した振幅の信号に変換される。
The
プログラマブル機能モジュールの機能を設定するためのプログラミング情報と、プログラマブル電源システムの電源電圧を制御するためのプログラミング情報とが連動して設定され、プログラマブルなパワーゲーティング機能やDVS/DVFS機能が実現される。 Programming information for setting the function of the programmable function module and programming information for controlling the power supply voltage of the programmable power supply system are set in conjunction with each other, thereby realizing a programmable power gating function and a DVS / DVFS function.
図9は、図8に示す半導体装置1の物理的なレイアウトの構成例を示す図である。各プログラマブル機能モジュール(Block−A〜Block−I)には、ローカル電源を供給するためのPPSW13が隣接して配置される。このPPSW13によって、上述のようにパワーゲーティング制御が行なわれる。
FIG. 9 is a diagram showing a configuration example of a physical layout of the
また、CPD27は、各プログラマブル機能モジュール(Block−A〜Block−I)間に配置され、データパス17の各種信号の振幅の制御などを行なう。これによって、任意のプログラマブル機能モジュール間の信号制御が可能になる。
The
また、DC/DCコンバータ11は、複数のプログラマブル機能モジュール毎に配置され、任意のプログラマブル電源ネットワークの構築を可能にする。なお、図9においては、3種類の電源電圧を供給するDC/DCコンバータ11が1つだけ記載されているが、複数のプログラマブル機能モジュール毎に配置されているものとする。
Moreover, the DC /
図10は、図9に示す半導体装置1の各電源ドメインの管理状態を示すツリー図である。図10(a)〜図10(c)は、図9に示すプログラマブル機能モジュール(A〜I)の電源の階層構成を示しており、図2と同様に、上位側のモジュールが下位側のモジュールの電源を管理する構成となっている。
FIG. 10 is a tree diagram showing the management state of each power domain of the
図10(a)は、第1の電源階層構成例を示しており、CPDの下位層にモジュールAが配置され、その下位層にモジュールB、DおよびEが配置され、その下位層にモジュールC、F、GおよびIが配置されている。モード1においては、モジュールAの電源のみがオンとなっている。モード2においては、モジュールA、B、C、EおよびIの電源がオンとなっている。また、モード3においては、モジュールA、B、C、E、F、HおよびIの電源がオンとなっている。これらは、図2を用いて説明したように、矢印の先のモジュール(上位層のモジュール)の電源がオンでなければ、矢印の根元のモジュール(下位層のモジュール)にも電源が供給されないという規則に則っている。
FIG. 10A shows a first power supply hierarchical configuration example, in which module A is arranged in the lower layer of CPD, modules B, D and E are arranged in the lower layer, and module C is arranged in the lower layer. , F, G and I are arranged. In
図10(b)は、第2の電源階層構成例を示しており、CPDの下位層にモジュールEが配置され、その下位層にモジュールB、D、FおよびHが配置され、その下位層にモジュールA、G、CおよびIが配置されている。モード1においては、モジュールEの電源のみがオンとなっている。モード2においては、モジュールA、B、E、HおよびIの電源がオンとなっている。また、モード3においては、モジュールC、D、E、FおよびGの電源がオンとなっている。
FIG. 10B shows a second power supply hierarchical configuration example, in which the module E is arranged in the lower layer of the CPD, the modules B, D, F and H are arranged in the lower layer, and in the lower layer. Modules A, G, C and I are arranged. In
図10(c)は、第3の電源階層構成例を示しており、CPDの下位層にモジュールBが配置され、その下位層にモジュールA、EおよびCが配置され、その下位層にモジュールG、D、H、FおよびIが配置されている。モード1においては、モジュールBの電源のみがオンとなっている。モード2においては、モジュールB、D、E、FおよびHの電源がオンとなっている。また、モード3においては、モジュールB、CおよびIの電源がオンとなっている。
FIG. 10C shows a third power supply hierarchical configuration example, where module B is arranged in the lower layer of CPD, modules A, E and C are arranged in the lower layer, and module G is arranged in the lower layer. , D, H, F and I are arranged. In
図7〜図9に示すプログラマブル電源ネットワークは、PPSWのレジスタを制御することにより、図10(a)〜図10(c)に示すように仮想的に任意の電源階層構成を定義し、電源制御することが可能となる。 The programmable power supply network shown in FIGS. 7 to 9 controls a PPSW register to virtually define an arbitrary power supply hierarchy configuration as shown in FIGS. 10 (a) to 10 (c) and control the power supply. It becomes possible to do.
ここで本実施の形態では、電源制御対象としてメモリを例に説明した。このメモリとしては、たとえばSRAMにおける書込み/読出しマージン確保のため、またはフラッシュメモリなどの絶縁膜の経年劣化に伴う書込み/消去特性の劣化を補償することに適用できる。また、電源制御対象はメモリに限定されずロジックを対象としてもよい。 Here, in the present embodiment, a memory is described as an example of a power supply control target. This memory can be applied, for example, to secure a write / read margin in an SRAM or to compensate for deterioration in write / erase characteristics due to aging deterioration of an insulating film such as a flash memory. Further, the power control target is not limited to the memory, and may be logic.
以上説明したように、本実施の形態における半導体装置1によれば、PPSW13が、DC/DCコンバータ11から出力される複数の電源電圧のいずれかをモジュールの電源ラインに接続するようにしたので、プログラマブルな電源管理システムを実現することが可能となった。
As described above, according to the
また、プログラマブル機能モジュールの機能を設定するためのプログラミング情報と、プログラマブル電源システムの電源電圧を制御するためのプログラミング情報とを連動して設定するようにしたので、プログラマブルなパワーゲーティング機能やDVS/DVFS機能を実現することが可能となった。 Since the programming information for setting the function of the programmable function module and the programming information for controlling the power supply voltage of the programmable power supply system are set in conjunction with each other, the programmable power gating function and DVS / DVFS are set. It became possible to realize the function.
また、モジュール間にCPDを配置することにより、電源遮断や異電源電圧モジュール間の通信を行なうことができ、フレキシブルなプログラマブル電源システムを実現することが可能となった。 In addition, by disposing the CPD between the modules, it is possible to perform power shut-off and communication between different power supply voltage modules, thereby realizing a flexible programmable power supply system.
(第2の実施の形態)
図11は、PPSWの内部構成を示す図である。半導体装置全体の構成については、図8に示す半導体装置1と同様であるのでここでは説明を省略する。このPPSWは、不揮発レジスタ21と、デコーダ(DEC)22と、PチャネルMOSトランジスタ23〜25と、NチャネルMOSトランジスタ26とを含む。不揮発レジスタ21は、MRAM(Magnetoresistive Random Access Memory)とフリップフロップ(FF)とによって構成され、PPSWのオン/オフを制御するためのプログラム情報を記憶する。この不揮発レジスタ21の詳細は後述する。
(Second Embodiment)
FIG. 11 is a diagram illustrating the internal configuration of the PPSW. Since the configuration of the entire semiconductor device is the same as that of the
PチャネルMOSトランジスタ23〜25はそれぞれ、VDDA〜VDDCとモジュールの電源ラインとの間に接続され、かつそのゲートがDEC22からの出力信号に接続されている。また、NチャネルMOSトランジスタ26は、GNDとモジュールの電源ラインとの間に接続されており、かつそのゲートがDEC22からの出力信号に接続されている。
P-
DEC22は、不揮発レジスタ21から出力されるプログラム情報をデコードし、デコード結果をトランジスタ23〜26に出力する。DEC22は、デコード結果に応じて電源スイッチ23〜26のいずれか1つをONにする。たとえば、PチャネルMOSトランジスタ23のゲートに接続される信号が“0”となってトランジスタ23がオンになると、他のPチャネルMOSトランジスタ24および25、NチャネルMOSトランジスタ26がオフとなり、モジュールの電源ラインにVDDAが接続される。
The
なお、不揮発レジスタ21に記憶されるプログラム情報のビット数を減らすためにデコーダを用いているが、不揮発メモリ21から出力されるプログラム情報の各ビットを直接トランジスタ23〜26に接続するようにしてもよい。
Although a decoder is used to reduce the number of bits of program information stored in the
図12は、不揮発レジスタ21の内部構成の一例を示す図である。この不揮発レジスタ21は、制御部30と、TMR(Tunnel Magneto Resistance)素子40−0〜40−3および41−0〜41−3と、選択トランジスタ42−0〜42−3および43−0〜43−3と、センスアンプ44−0〜44−3と、ラッチ回路(Latch)45−0〜45−3と、マルチプレクサ(MUX)46−0〜46−3と、フリップフロップ(FF)回路47−0〜47−3と、ライトドライバ48−0〜48−3および49−0〜49−3とを含む。
FIG. 12 is a diagram illustrating an example of the internal configuration of the
また、制御部30は、遅延回路31と、ラッチ回路32〜34と、AND回路35〜37および50と、OR回路38と、インバータ39とを含む。なお、ラッチ回路32〜34は、CK端子に入力される信号が“1”のときにDATA端子に入力される値を保持し、CK端子に入力される信号が“0”のときDATA端子に入力される値をスルーする。ここで、制御部30に入力される各種信号について説明する。
CSCは、不揮発レジスタ21が選択されたことを示すブロックイネーブル信号である。RECALLは、TMR素子(MRAM素子)からFF回路にデータを読み出すことを示すイネーブル信号である。
CSC is a block enable signal indicating that the
STOREは、FF回路に記憶されるデータをMRAM素子に書き込むことを示すイネーブル信号である。SIは、外部からFF回路にシリアルでデータを転送するときのシリアルデータ入力信号である。 STORE is an enable signal indicating that data stored in the FF circuit is written to the MRAM element. SI is a serial data input signal when data is transferred serially from the outside to the FF circuit.
ISEL<1:0>は、FF回路の入力を選択するための2本の入力セレクト信号である。D<3:0>は、外部からFF回路にパラレルでデータを転送するときのパラレルデータ入力信号である。R<3:0>は、データレジスタの内容を出力するレジスタ出力信号である。CLKは、クロック信号である。 ISEL <1: 0> is two input select signals for selecting the input of the FF circuit. D <3: 0> is a parallel data input signal when data is transferred from the outside to the FF circuit in parallel. R <3: 0> is a register output signal that outputs the contents of the data register. CLK is a clock signal.
図12は、不揮発レジスタ21の一例として、4ビットのデータレジスタの場合の構成を示している。たとえば、最下位のビットD<0>を記憶する1ビットのデータレジスタは、2個のMRAM素子(TMR素子)40−0および41−0と、選択トランジスタ42−0および43−0と、センスアンプ44−0と、ラッチ回路45−0と、MUX46−0と、FF回路47−0と、ライトドライバ48−0および49−0とによって構成される。MRAMは、相補データによって情報を記憶する。
FIG. 12 shows a configuration in the case of a 4-bit data register as an example of the
TMR素子は2軸磁界書き込み型であり、ビット線(MBL0〜MBL3)とワード線(WWL)との合成磁界によってデータを書き込む。たとえば、ライトドライバ48−0の出力と49−0の出力とがループ状に結合されてビット線MBL0が形成されており、ペアとなるTMR素子40−0および41−0に対して異なる方向に電流が流れ、2個のTMR素子40−0および41−0には相補のデータが書き込まれる。このとき、書き込まれるデータは、FF回路47−0が保持するデータである。 The TMR element is a two-axis magnetic field writing type, and data is written by a combined magnetic field of bit lines (MBL0 to MBL3) and word lines (WWL). For example, the output of the write driver 48-0 and the output of 49-0 are coupled in a loop to form the bit line MBL0, which is in a different direction with respect to the TMR elements 40-0 and 41-0 forming a pair. Current flows, and complementary data is written in the two TMR elements 40-0 and 41-0. At this time, the data to be written is data held by the FF circuit 47-0.
図13は、入力データをシリアル転送して不揮発レジスタ21に書き込むときの動作を説明するためのタイミングチャートである。まず、CSC信号が“0”となってアサートされ、ISEL<1:0>信号にシリアルデータ転送であることを示す“2’b10”が入力される。このとき、SI信号に最初のシリアルデータである“A”が入力される。
FIG. 13 is a timing chart for explaining the operation when the input data is serially transferred and written to the
T1において、ラッチ回路32から“1”が出力されると、AND回路50はCLK信号と同じタイミングのパルスを出力する。このとき、MUX46−0がSI信号を選択して出力するため、FF回路47−0は最初のシリアルデータ“A”を保持する。
When “1” is output from the
T2において、FF回路47−0に保持されるシリアルデータ“A”がMUX46−1を介してFF回路47−1に転送され、FF回路47−0は2番目のシリアルデータ“B”を保持する。 At T2, the serial data “A” held in the FF circuit 47-0 is transferred to the FF circuit 47-1 via the MUX 46-1, and the FF circuit 47-0 holds the second serial data “B”. .
T3において、同様にFF回路47−1に保持されるシリアルデータ“A”がMUX46−2を介してFF回路47−2に転送され、FF回路47−0に保持されるシリアルデータ“B”がMUX46−1を介してFF回路47−1に転送され、FF回路47−0は3番目のシリアルデータ“C”を保持する。 At T3, the serial data “A” held in the FF circuit 47-1 is similarly transferred to the FF circuit 47-2 via the MUX 46-2, and the serial data “B” held in the FF circuit 47-0 is transferred. The data is transferred to the FF circuit 47-1 via the MUX 46-1, and the FF circuit 47-0 holds the third serial data “C”.
T4において、同様にFF回路47−2に保持されるシリアルデータ“A”がMUX46−3を介してFF回路46−3に転送され、FF回路47−1に保持されるシリアルデータ“B”がMUX46−2を介してFF回路47−2に転送され、FF回路47−0に保持されるシリアルデータ“C”がMUX46−1を介してFF回路47−1に転送され、FF回路47−0は4番目のシリアルデータ“D”を保持する。このとき、ISEL<1:0>信号に“2’b00”が入力されてデータ転送が終了し、STORE信号がアサートされる。 At T4, the serial data “A” held in the FF circuit 47-2 is similarly transferred to the FF circuit 46-3 via the MUX 46-3, and the serial data “B” held in the FF circuit 47-1 is transferred. Serial data “C” transferred to the FF circuit 47-2 via the MUX 46-2 and held in the FF circuit 47-0 is transferred to the FF circuit 47-1 via the MUX 46-1, and the FF circuit 47-0. Holds the fourth serial data “D”. At this time, “2′b00” is input to the ISEL <1: 0> signal, the data transfer is completed, and the STORE signal is asserted.
T5において、ラッチ回路34から“1”が出力されると、AND回路36は遅延回路31から出力される遅延したCLK信号と同じタイミングのパルスを出力する。このとき、インバータ39は“0”を出力し、ワード線WWLに電流が流れる。また、ライトドライバ48−0〜48−3がオンとなって、FF回路47−0〜47−3に保持されるデータに応じた方向の電流がビット線MBL0〜3に流れ、2軸性の磁界によりTMR素子40−0〜40−3および41−0〜41−3のそれぞれに相補データが書き込まれる。
At T5, when “1” is output from the
図14は、入力データをパラレル転送して不揮発レジスタ21に書き込むときの動作を説明するためのタイミングチャートである。まず、CSC信号が“0”となってアサートされる。
FIG. 14 is a timing chart for explaining an operation when input data is transferred in parallel and written to the
T1において、ラッチ回路32から“1”が出力されると、AND回路50はCLK信号と同じタイミングのパルスを出力する。このとき、MUX46−0〜46−3がFF回路47−0〜47−3が保持するデータを選択して出力するため、FF回路47−0〜47−3は再度同じデータを保持する。
When “1” is output from the
T2において、ISEL<1:0>信号にパラレルデータ転送であることを示す“2’b01”が入力され、D<3:0>信号にパラレルデータ“A”が入力されているため、FF回路47−0〜47−3はMUX46−0〜46−3を介してパラレルデータ“A”を保持してR<3:0>に出力する。 At T2, since “2′b01” indicating parallel data transfer is input to the ISEL <1: 0> signal and parallel data “A” is input to the D <3: 0> signal, the FF circuit 47-0 to 47-3 hold parallel data “A” via MUXs 46-0 to 46-3 and output them to R <3: 0>.
T3において、ISEL<1:0>信号に“2’b00”が入力されてFFのデータは保持モードにして、STORE信号をアサートしてFFに保持したデータをMRAMに書き込む。ラッチ回路34から“1”が出力されると、AND回路36は遅延回路31から出力される遅延したCLK信号と同じタイミングのパルスを出力する。このとき、インバータ39は“0”を出力し、ワード線WWLに電流が流れる。また、ライトドライバ48−0〜48−3がオンとなって、FF回路47−0〜47−3に保持されるデータに応じた方向の電流がビット線MBL0〜3に流れ、2軸性の磁界によりTMR素子40−0〜40−3および41−0〜41−3のそれぞれに相補データが書き込まれる。
At T3, “2′b00” is input to the ISEL <1: 0> signal, the FF data is set to the holding mode, the STORE signal is asserted, and the data held in the FF is written into the MRAM. When “1” is output from the
図15は、不揮発レジスタ21のMRAM素子に保持されるデータを読み出すときの動作を説明するためのタイミングチャートである。まず、CSC信号が“0”となってアサートされ、RECALL信号に“1”が入力される。
FIG. 15 is a timing chart for explaining an operation when data held in the MRAM element of the
T1において、ラッチ回路32から“1”が出力されると、AND回路50はCLK信号と同じタイミングのパルスを出力する。また、ラッチ回路33から“1”が出力されるため、AND回路35は遅延回路31から出力される遅延したCLK信号と同じタイミングのパルスを内部信号であるRWLに出力する。このとき、選択トランジスタ42−0〜42−3および41−0〜41−3がオンとなり、TMR素子40−0〜40−3および41−0〜41−3に電流が流れ、TMR素子の磁気抵抗に応じた電圧値がセンスアンプ44−0〜44−3に入力される。
When “1” is output from the
また、AND回路37は、CLK信号の立ち下がりで遅延回路31の遅延時間に相当する幅のパルスを内部信号であるSAEに出力する。このとき、ラッチ45−0〜45−3は、センスアンプ44−0〜44−3によって増幅された電位差に応じたデータを保持し、LD<3:0>としてMUX46−0〜46−3に出力する。このとき、ISEL<1:0>信号にデータ読み出しであることを示す“2’b11”が入力される。
The AND
T2において、AND回路50はCLK信号と同じタイミングのパルスを出力するため、FF回路47−0〜47−3は、MUX46−0〜46−3から出力されるLD<0>〜LD<3>を取り込み、R<0>〜R<3>に出力する。
At T2, since the AND
本実施の形態によれば、PPSW13の不揮発レジスタ21をMRAMおよびFF回路によって構成するようにしたので、電源投入後に高速にMRAMのプログラミング情報を読み出すことができ、各モジュールの電源設定を高速に行なうことが可能となった。また、半導体装置の電源を完全にオフした状態でもプログラミング情報を保持することができる。
According to the present embodiment, since the
また、PPSW13が分散配置に適した小規模不揮発レジスタによって構成されるため、半導体装置の回路オーバヘッドを削減でき、半導体装置のチップ面積を小さくすることが可能となった。
In addition, since the
(第3の実施の形態)
本実施の形態における半導体装置においては、PPSWの不揮発レジスタ21をコンテキストメモリで構成する点のみが第1の実施の形態と異なる。したがって、第1の実施の形態における半導体装置1と重複する構成および機能の詳細な説明は繰り返さない。
(Third embodiment)
The semiconductor device according to the present embodiment is different from the first embodiment only in that the PPSW
図16は、本発明の第3の実施の形態におけるPPSWの構成例を示す図である。このPPSW60は、コンテキストメモリ51と、DEC22と、PチャネルMOSトランジスタ23〜25と、NチャネルMOSトランジスタ26とを含む。
FIG. 16 is a diagram illustrating a configuration example of the PPSW in the third embodiment of the present invention.
コンテキストメモリ51は、電源制御モードに対応した複数のプログラミング情報を記憶しており、外部から入力されるモード信号をアドレスとして入力することにより、電源制御モードに対応したプログラミング情報をDEC22に出力する。したがって、外部からモードを指定するだけで電源電圧の制御が行なえる。以下、このPPSWを特にマルチコンテキスト型PPSWとも呼ぶことにする。
The
たとえば、図10(a)に示す電源階層構成の場合、モジュールA〜Iのそれぞれに接続されるPPSWのコンテキストメモリには以下のようなプログラミング情報が記憶される。すなわち、モジュールAに対応するコンテキストメモリのモード1に対応する領域には電源がオンとなる(電源電圧を選択する)プログラミング情報が記憶され、それ以外のモジュールB〜Iに対応するコンテキストメモリのモード1に対応する領域には電源がオフとなるプログラミング情報が記憶される。
For example, in the case of the power supply hierarchy shown in FIG. 10A, the following programming information is stored in the context memory of the PPSW connected to each of the modules A to I. That is, programming information for turning on the power (selecting the power supply voltage) is stored in the area corresponding to
また、モジュールA、B、C、EおよびIに対応するコンテキストメモリのモード2に対応する領域には電源がオンとなる(電源電圧を選択する)プログラミング情報が記憶され、それ以外のモジュールD、F、GおよびHに対応するコンテキストメモリのモード2に対応する領域には電源がオフとなるプログラミング情報が記憶される。
The area corresponding to
また、モジュールA、B、C、E、F、HおよびIに対応するコンテキストメモリのモード3に対応する領域には電源がオンとなる(電源電圧を選択する)プログラミング情報が記憶され、それ以外のモジュールDおよびGに対応するコンテキストメモリのモード3に対応する領域には電源がオフとなるプログラミング情報が記憶される。
Further, programming information for turning on the power (selecting the power supply voltage) is stored in an area corresponding to
上記のような複数のモードに応じて電源を制御する場合、第2の実施の形態では単一のモードに対する制御情報を保持しているだけであるので、モードの変更に応じて制御情報の書き換えが必要となる。一方、本実施の形態では同時にコンテキストメモリ51にアドレスに応じて複数のモードの情報を保持しているため、外部から入力されるモード信号をアドレスとして入力するだけで高速にモードの変更が可能となる。ここで、モード信号は、モード変更を設定するCPUを内部に配置することで、半導体装置内部からの信号としてもよい。このように、各モジュールに接続されるPPSWのコンテキストメモリにプログラミング情報を記憶させることにより、外部からモード信号を設定するだけでそのモードに対応した電源管理を行なうことができる。
When the power supply is controlled according to a plurality of modes as described above, the control information for the single mode is only retained in the second embodiment, so the control information is rewritten according to the mode change. Is required. On the other hand, in the present embodiment, since information on a plurality of modes is simultaneously stored in the
図17は、図16に示すマルチコンテキスト型PPSWを適用したプログラマブル電源システムの構成例を示す図である。図17においては、DC/DCコンバータ11が4つのブロック1〜4(61−1〜61−4)に電源電圧を供給する場合を示しており、PPSW1〜4(60−1〜6−4)のそれぞれがブロック1〜4(61−1〜61−4)に接続されている。
FIG. 17 is a diagram illustrating a configuration example of a programmable power supply system to which the multi-context PPSW illustrated in FIG. 16 is applied. FIG. 17 shows a case where the DC /
PPSW1〜4(60−1〜60−4)のそれぞれのコンテキストメモリには、各モードに対応する電源制御情報が書き込まれる。そして、外部からのモード信号によって各ブロックの電源電圧を制御する。同一モードであっても、コンテキストメモリごとに電源制御情報を変えることで、各ブロックの動作や動作マージンに応じた電源電圧を供給することができる。
Power control information corresponding to each mode is written in each context memory of
なお、コンテキストメモリを、フラッシュメモリ、EEPROM、MRAM、FeRAM、ReRAM、相変化メモリなどの不揮発メモリとすることにより、半導体装置1の電源が完全にオフとなった場合でも、プログラミング情報を保持することができ、電源投入後のデータ転送も不要となる。
The context memory is a nonvolatile memory such as a flash memory, EEPROM, MRAM, FeRAM, ReRAM, phase change memory, etc., so that programming information can be retained even when the power of the
以上説明したように、本実施の形態における半導体装置によれば、不揮発レジスタをコンテキストメモリによって構成するようにしたので、コンテキストメモリに複数の電源制御モードに対応したプログラミング情報を設定することにより、モードを設定するだけで電源電圧を制御することができ、高速に電源電圧を切り替えることが可能となった。 As described above, according to the semiconductor device of the present embodiment, since the nonvolatile register is configured by the context memory, the mode information can be set by setting programming information corresponding to a plurality of power control modes in the context memory. The power supply voltage can be controlled simply by setting the power supply, and the power supply voltage can be switched at high speed.
(第4の実施の形態)
図18は、本発明の第4の実施の形態における半導体装置の構成例を示す図である。本実施の形態における半導体装置1は、図8に示す第1の実施の形態における半導体装置と比較して、スペアメモリ15−Sおよびそれに接続されるPPSW13−Sが追加され、さらにマルチプレクサ(MUX)20−0〜20−Nが追加されている点のみが異なる。したがって、重複する構成および機能の詳細な説明は繰り返さない。なお、図18には記載していないが、メモリ2〜N(15−2〜15−N)に対応してMUX20−2〜20−Nも設けられているものとする。
(Fourth embodiment)
FIG. 18 is a diagram illustrating a configuration example of a semiconductor device according to the fourth embodiment of the present invention. Compared with the semiconductor device in the first embodiment shown in FIG. 8, the
MUX20−0は、メモリ0(15−0)からの信号群およびスペアメモリ15−Sからの信号群のいずれかを選択的にデータパス17に接続する。同様に、MUX20−1は、メモリ1(15−1)からの信号群およびスペアメモリ15−Sからの信号群のいずれかを選択的にデータパス17に接続する。
The MUX 20-0 selectively connects either the signal group from the memory 0 (15-0) or the signal group from the spare memory 15-S to the
スペアメモリ15−Sは予備用のメモリとして設けられており、通常動作時にはメモリ0〜N(15−0〜15−N)がデータパス17に接続されるようにMUX20−0〜20−Nが設定されており、スペアメモリ15−Sは用いられていない。たとえば、メモリ0(15−0)の動作不具合が検出された場合には、メモリ0(15−0)がデータパス17から切り離され、スペアメモリ15−Sがデータパス17に接続されるようにMUX20−0が切替えられる。そして、メモリ0(15−0)の代わりとして、スペアメモリ15−Sが用いられる。
The spare memory 15-S is provided as a spare memory, and the MUXs 20-0 to 20-N are connected so that the
図19は、図18に示す半導体装置1の自己修復動作を説明するためのフローチャートである。なお、この処理は、半導体装置1内のプログラマバブル機能モジュールをプログラミングして実現するようにしてもよいし、予め半導体装置1内にこのような処理を実行するモジュールを設けるようにしてもよい。
FIG. 19 is a flowchart for explaining a self-repair operation of the
まず、半導体装置1の電源が投入されると、半導体装置1は自己テストモードに移行する(S1)。そして、DC/DCコンバータ11やPPSW13−0〜13−Nをプログラミングすることによりメモリ0〜N(15−0〜15−N)などの電源電圧の設定を行なう(S2)。
First, when the power of the
次に、BIST(Built-In Self-Test)回路などを用いてメモリ0〜N(15−0〜15−N)のテストを行なう(S3)。そして、メモリテストの結果を判定する(S4)。メモリ0〜N(15−0〜15−N)の動作が正常であれば(S4,Pass)、半導体装置1は自己テストモードを終了して待機状態(Ready)となる。
Next, the
また、メモリ0〜N(15−0〜15−N)のいずれかの動作が不良であれば(S4,Fail)、外部に警告(Warning)を出力すると共に、テスト結果であるフェイルビットマップ、モニタ情報などを参照して、テスト結果の解析を行なう(S5)。そして、エラーを回避することが可能か否かを判定する(S6)。なお、外部に警告を出力するのは、電源電圧変更などでメモリ救済を行なった場合には、動作マージンが少なくなっており、それを通知するためである。
If any of the
電源電圧の変更によりエラー回避が可能であると判定されると(S6,(1))、ステップS2に戻って電源電圧の変更を行ない、それ以降の処理を再度行なう。このエラー回避が可能か否かの判定は、電源電圧を変更して上げることが可能か否かを判定することによって行なわれる。 If it is determined that the error can be avoided by changing the power supply voltage (S6, (1)), the process returns to step S2, the power supply voltage is changed, and the subsequent processing is performed again. The determination as to whether or not this error can be avoided is made by determining whether or not the power supply voltage can be raised by changing.
また、電源電圧変更による救済ができない場合であって、フェイルビットマップを参照することにより同一メモリ内の冗長メモリ救済が可能であると判定されると(S6,(2))、冗長Row/Columnを用いることによりエラーが発生している領域の救済を行ない(S7)、ステップS2に戻って以降の処理を行なう。 If it is determined that the redundant memory in the same memory can be repaired by referring to the fail bit map when the repair cannot be performed by changing the power supply voltage (S6, (2)), the redundant Row / Column is stored. Is used to relieve the area where the error has occurred (S7), and the process returns to step S2 to perform the subsequent processing.
さらに、同一メモリ内の冗長メモリ救済ができない場合であって、スペアメモリ15−Sが使用されていない場合には(S6,(2))、MUXを切替えることによって不良メモリをデータパス17から切り離してスペアメモリ15−Sに置換し(S8)、ステップS2に戻って以降の処理を行なう。このとき、不良メモリは電源から切り離すようにPPSWも制御する。
Further, when the redundant memory cannot be relieved in the same memory and the spare memory 15-S is not used (S6, (2)), the defective memory is separated from the
また、電源電圧の変更、同一メモリ内の冗長メモリ救済およびメモリ置換のいずれも行なえない場合には(S6,(3))、外部にエラーを出力して処理を終了する。 If none of the power supply voltage change, redundant memory rescue and memory replacement in the same memory can be performed (S6, (3)), an error is output to the outside and the process is terminated.
以上説明したように、本実施の形態における半導体装置1によれば、メモリ0〜N(15−0〜15−N)においてフィールドにおける動作不良が発生した場合、BISTなどのセルフテスト結果や内部モニタなどから、フィールドで経年劣化に伴うしきい値シフトなどにより動作マージンが不足して動作不具合が発生していることを検出した場合でも、電源電圧を上昇させることによって動作マージンを確保することが可能となった。
As described above, according to the
また、メモリセル破壊や断線などによってハードエラーが発生した場合でも同一メモリ内の冗長メモリ救済、スペアメモリによる救済によって自律的にシステムエラーを回避することが可能となった。また、DC不良が検出されたメモリについては、完全に電源から切り離すことによりリーク電流が増加するのを防止することが可能となった。 In addition, even when a hardware error occurs due to memory cell destruction or disconnection, it is possible to autonomously avoid a system error by repairing a redundant memory in the same memory and repairing by a spare memory. In addition, it is possible to prevent an increase in leakage current by completely disconnecting the memory in which DC failure is detected from the power source.
また、メモリの電源電圧をフィールドで変更することができるため、BISTとの連携により自己マージンテストができ、半導体装置1内のフィールドにおける加速試験を実施することが可能となった。このように、プログラマブル電源システムをベースとするシステムによって、半導体装置1内のメモリのフィールドにおける耐故障性能を向上させることができ、機能安全を実現することが可能となった。
Further, since the power supply voltage of the memory can be changed in the field, a self margin test can be performed in cooperation with the BIST, and an acceleration test in the field in the
(第5の実施の形態)
図20は、本発明の第5の実施の形態における半導体装置の構成例を示す図である。本実施の形態における半導体装置1は、図18に示す第4の実施の形態における半導体装置と比較して、制御回路18と、PPSW13−0〜13−Sに対応して配置されるモニタ回路19−0〜19−Sとが追加されている点のみが異なる。したがって、重複する構成および機能の詳細な説明は繰り返さない。
(Fifth embodiment)
FIG. 20 is a diagram illustrating a configuration example of a semiconductor device according to the fifth embodiment of the present invention. Compared with the semiconductor device in the fourth embodiment shown in FIG. 18, the
モニタ回路19−0〜19−Sはそれぞれ、PPSW13−0〜13−Sの電源電圧をモニタし、検出した電源電圧値を制御回路18に出力する。このモニタ回路は、たとえば、文献(M. Nagata, T. Okumoto, K. Taki, "A Built-in Technique for Probing Power Supply and Ground Noise Distribution within Large-Scale Digital Integrated Circuits" IEEE J. Solid-State Circuits, vol. 40, no. 4, pp. 813-819, Apr., 2005.)などに開示されている公知技術が用いられる。
The monitor circuits 19-0 to 19-S monitor the power supply voltages of the PPSWs 13-0 to 13-S, respectively, and output the detected power supply voltage values to the
制御部18は、モニタ回路19−0〜19−Sから受けた電圧値に基づいて、DC/DCコンバータ11またはPPSW13−0〜13−Sを制御する。たとえば、あるアプリケーションの動作中に、動作領域の偏りによってPPSW13−0〜13−Sから供給される電源電圧に電源電圧降下(IRドロップ)が起こり、動作が不安定になる状態が発生した場合、モニタ回路19−0〜19−Sから受けた電源電圧値を参照して、電源電圧降下が発生しているブロックの電圧を少し高くするようにDC/DCコンバータ11またはPPSW13−0〜13−Sを制御する。これによって、半導体装置1の動作を安定化することができる。
The
このような動作によって、チップ製造後に、制御部18がモニタ回路19−0〜19−Sからの電源電圧値を参照しながら電源インピーダンスを最適化することにより、プロセスによるばらつきにも対応することができる。
With such an operation, after the chip is manufactured, the
以上説明したように、本実施の形態における半導体装置1によれば、制御部18がモニタ回路19−0〜19−Sからの電源電圧値を参照し、DC/DCコンバータ11またはPPSW13−0〜13−Sを制御するようにしたので、電源電圧が降下しているブロックの電源電圧を上げることができ、半導体装置1を安定に動作させることが可能となった。
As described above, according to the
今回開示された実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。 The embodiment disclosed this time should be considered as illustrative in all points and not restrictive. The scope of the present invention is defined by the terms of the claims, rather than the description above, and is intended to include any modifications within the scope and meaning equivalent to the terms of the claims.
1 半導体装置、11 DC/DCコンバータ、12,13−0〜13−N,13A,13−S,60,60−1〜60−4 PPSW、14 機能モジュール、15−0〜15−N,15−S メモリ、16−0〜16−M ロジック、17 データパス、18 制御回路、19−0〜19−S モニタ回路、20−1〜20−N MUX、21 不揮発レジスタ、22 DEC、23〜25,75,76 PチャネルMOSトランジスタ、26,73,74,77,78 NチャネルMOSトランジスタ、27 CPD、30 制御部、31 遅延回路、32〜34 ラッチ回路、35〜37,50 AND回路、38 OR回路、39 インバータ、40−0〜40−3,41−0〜41−3 TMR素子、42−0〜42−3,43−0〜43−3 選択トランジスタ、44−0〜44−3 センスアンプ、45−0〜45−3 ラッチ回路、46−0〜46−3 MUX、47−0〜47−3 FF回路、48−0〜48−3,49−0〜49−3 ライトドライバ、51 コンテキストメモリ、61−1〜61−4 ブロック、71,72 不揮発メモリ。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Semiconductor device, 11 DC / DC converter, 12, 13-0 to 13-N, 13A, 13-S, 60, 60-1 to 60-4 PPSW, 14 functional module, 15-0 to 15-N, 15 -S memory, 16-0 to 16-M logic, 17 data path, 18 control circuit, 19-0 to 19-S monitor circuit, 20-1 to 20-N MUX, 21 nonvolatile register, 22 DEC, 23 to 25 , 75, 76 P-channel MOS transistor, 26, 73, 74, 77, 78 N-channel MOS transistor, 27 CPD, 30 control unit, 31 delay circuit, 32-34 latch circuit, 35-37, 50 AND circuit, 38 OR Circuit, 39 Inverter, 40-0 to 40-3, 41-0 to 41-3 TMR element, 42-0 to 42-3, 43-0 to 43-3 Select transistor, 44-0 to 44-3 sense amplifier, 45-0 to 45-3 latch circuit, 46-0 to 46-3 MUX, 47-0 to 47-3 FF circuit, 48-0 to 48-3, 49-0 to 49-3 Write driver, 51 Context memory, 61-1 to 61-4 block, 71, 72 Non-volatile memory.
Claims (11)
複数の電源電圧を生成する電源電圧生成手段と、
前記電源電圧生成手段によって生成された複数の電源電圧のいずれかを、前記複数のモジュールの少なくとも一部に選択的に接続するスイッチ手段とを含む、半導体装置。 A semiconductor device having a plurality of modules,
Power supply voltage generating means for generating a plurality of power supply voltages;
And a switching unit that selectively connects any one of the plurality of power supply voltages generated by the power supply voltage generation unit to at least a part of the plurality of modules.
前記不揮発メモリに記憶されるデータに応じて、前記電源電圧生成手段によって生成された複数の電源電圧のいずれかを前記複数のモジュールの少なくとも一部に接続する複数のトランジスタとを含む、請求項1または2記載の半導体装置。 The switch means includes a nonvolatile memory for storing data for switching a power supply voltage;
2. A plurality of transistors for connecting any one of the plurality of power supply voltages generated by the power supply voltage generation unit to at least a part of the plurality of modules according to data stored in the nonvolatile memory. Or the semiconductor device of 2.
前記複数のトランジスタは、前記デコーダによるデコード結果に応じて、前記電源電圧生成手段によって生成された複数の電源電圧のいずれかを前記複数のモジュールの少なくとも一部に接続する、請求項3記載の半導体装置。 The switch means further includes a decoder for decoding data stored in the nonvolatile memory,
4. The semiconductor according to claim 3, wherein the plurality of transistors connect one of the plurality of power supply voltages generated by the power supply voltage generation unit to at least a part of the plurality of modules according to a decoding result by the decoder. apparatus.
電源モードに対応して前記コンテキストメモリから出力されるデータに応じて、前記電源電圧生成手段によって生成された複数の電源電圧のいずれかを前記複数のモジュールの少なくとも一部に接続する複数のトランジスタとを含む、請求項1または2記載の半導体装置。 The switch means includes a context memory that stores a plurality of data for switching the power supply voltage;
A plurality of transistors for connecting any one of the plurality of power supply voltages generated by the power supply voltage generation means to at least a part of the plurality of modules according to data output from the context memory in correspondence with a power supply mode; The semiconductor device according to claim 1, comprising:
前記複数のトランジスタは、前記デコーダによるデコード結果に応じて、前記電源電圧生成手段によって生成された複数の電源電圧のいずれかを前記複数のモジュールの少なくとも一部に接続する、請求項5記載の半導体装置。 The switch means further includes a decoder for decoding data output from the context memory,
6. The semiconductor according to claim 5, wherein the plurality of transistors connect any one of the plurality of power supply voltages generated by the power supply voltage generation unit to at least a part of the plurality of modules according to a decoding result by the decoder. apparatus.
前記スイッチ手段は、前記複数のブロックに対応して複数配置されており、
前記半導体装置はさらに、前記複数のブロック間の信号の振幅を制御する回路やラッチ、リピータなどが含まれるコモンパワードメインが前記複数のブロックに隣接して配置される、請求項1〜6のいずれかに記載の半導体装置。 The plurality of modules are arranged in a plurality of blocks,
A plurality of the switch means are arranged corresponding to the plurality of blocks,
7. The semiconductor device according to claim 1, wherein a common power domain including a circuit, a latch, a repeater, and the like that controls an amplitude of a signal between the plurality of blocks is disposed adjacent to the plurality of blocks. A semiconductor device according to claim 1.
前記複数のモジュールのいずれかと前記予備のモジュールとを置換する置換手段とを含み、
前記制御手段は、前記電源電圧生成手段と前記スイッチ手段とのどちらかもしくは両方によって電源電圧を変更する、または前記予備のモジュールに置換するように前記置換手段を制御することにより動作不良を回避することができる、請求項8記載の半導体装置。 The semiconductor device further includes a spare module;
Replacement means for replacing any of the plurality of modules with the spare module;
The control means avoids a malfunction by changing the power supply voltage by one or both of the power supply voltage generating means and the switch means, or by controlling the replacement means to replace the spare module. The semiconductor device according to claim 8, which can be used.
前記モニタ手段によってモニタされた電源電圧を参照して電源電圧降下が発生しているモジュールを検出し、当該モジュールにさらに高い電源電圧が接続されるように前記スイッチ手段を制御する制御手段を含む、請求項1〜7のいずれかに記載の半導体装置。 The semiconductor device further includes monitoring means for monitoring a power supply voltage connected by the switch means;
Control means for detecting a module in which a power supply voltage drop is generated with reference to the power supply voltage monitored by the monitoring means and controlling the switch means so that a higher power supply voltage is connected to the module; The semiconductor device according to claim 1.
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