JP2010087744A - Reception device, reception method, and program - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、受信装置、受信方法、およびプログラムに関し、特に、FFT後の信号を用いて、妨害の有無を正確に検出することができるようにした受信装置、受信方法、およびプログラムに関する。 The present invention relates to a receiving device, a receiving method, and a program, and more particularly to a receiving device, a receiving method, and a program that can accurately detect the presence or absence of interference using a signal after FFT.
地上デジタル放送の変調方式として、直交周波数分割多重方式(OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式)と呼ばれる変調方式が用いられている。 As a modulation method for terrestrial digital broadcasting, a modulation method called an orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) method is used.
OFDM方式においては、伝送帯域内に多数の直交するサブキャリアが設けられる。それぞれのサブキャリアの振幅および位相にデータが割り当てられ、PSK(Phase Shift Keying)やQAM(Quadrature Amplitude Modulation)によりデジタル変調が行われる。 In the OFDM scheme, a number of orthogonal subcarriers are provided in the transmission band. Data is assigned to the amplitude and phase of each subcarrier, and digital modulation is performed by PSK (Phase Shift Keying) or QAM (Quadrature Amplitude Modulation).
OFDM方式は、多数のサブキャリアで伝送帯域全体を分割するため、サブキャリア1波あたりの帯域は狭くなり、伝送速度は遅くなるが、トータルの伝送速度は従来の変調方式と変わらないという特徴を有している。 Since the OFDM system divides the entire transmission band by a large number of subcarriers, the band per subcarrier wave is narrowed and the transmission speed is slow, but the total transmission speed is the same as the conventional modulation system. Have.
OFDM方式においては、複数のサブキャリアに対してデータの割り当てが行なわれることから、変調は、逆フーリエ変換を行うIFFT(Inverse Fast Fourier Transform)演算によって行うことができる。また、変調の結果得られるOFDM信号の復調は、フーリエ変換を行うFFT(Fast Fourier Transform)演算によって行うことができる。 In the OFDM scheme, data is allocated to a plurality of subcarriers, and therefore modulation can be performed by IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) calculation that performs inverse Fourier transform. Further, the demodulation of the OFDM signal obtained as a result of the modulation can be performed by FFT (Fast Fourier Transform) calculation that performs Fourier transform.
従って、OFDM信号を送信する送信装置は、IFFT演算を行う回路を用いて構成することができ、OFDM信号を受信する受信装置は、FFT演算を行う回路を用いて構成することができる。 Therefore, a transmitter that transmits an OFDM signal can be configured using a circuit that performs an IFFT operation, and a receiver that receives an OFDM signal can be configured using a circuit that performs an FFT operation.
以上のような特徴から、OFDM方式は、マルチパス妨害の影響を強く受ける地上デジタル放送に適用されることが多い。OFDM方式を採用した地上デジタル放送の規格としては、例えば、DVB-T(Digital Video Broadcasting-Terrestrial)やISDB-T(Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial)、ISDB-TSBといった規格がある。 Due to the above characteristics, the OFDM system is often applied to terrestrial digital broadcasting that is strongly affected by multipath interference. Examples of terrestrial digital broadcasting standards that employ the OFDM scheme include DVB-T (Digital Video Broadcasting-Terrestrial), ISDB-T (Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial), and ISDB-TSB.
図1は、OFDMシンボルを示す図である。 FIG. 1 is a diagram illustrating OFDM symbols.
OFDM方式においては、信号の伝送はOFDMシンボルと呼ばれる単位で行われる。 In the OFDM system, signal transmission is performed in units called OFDM symbols.
図1に示すように、1OFDMシンボルは、送信時にIFFTが行われる信号区間である有効シンボルと、有効シンボルの後半の一部分の波形がコピーされたガードインターバル(以下、GIという)から構成される。 As shown in FIG. 1, one OFDM symbol is composed of an effective symbol that is a signal interval in which IFFT is performed at the time of transmission, and a guard interval (hereinafter referred to as GI) in which a waveform of the latter half of the effective symbol is copied.
GIは、時間軸上で有効シンボルの前の位置に挿入される。OFDM方式では、GIを挿入することにより、マルチパス環境下において発生するOFDMシンボル間の干渉を防ぐことが可能になる。 The GI is inserted at a position before the valid symbol on the time axis. In the OFDM system, it is possible to prevent interference between OFDM symbols that occurs in a multipath environment by inserting a GI.
OFDMシンボルの有効シンボルの長さ、すなわち、ガードインターバルを含まない長さである有効シンボル長をTu[秒]、サブキャリアどうしの間隔をFc[Hz]とすると、式Fc=1/Tuの関係が成り立つ。 When the effective symbol length of the OFDM symbol, that is, the effective symbol length that does not include the guard interval is Tu [seconds], and the interval between subcarriers is Fc [Hz], the relationship of the formula Fc = 1 / Tu Holds.
このようなOFDMシンボルが複数集められて1つのOFDM伝送フレームが形成される。例えば、ISDB-T規格においては、204のOFDMシンボルから1つのOFDM伝送フレームが形成される。このOFDM伝送フレームの単位を基準として、パイロット信号の挿入位置が定められている。 A plurality of such OFDM symbols are collected to form one OFDM transmission frame. For example, in the ISDB-T standard, one OFDM transmission frame is formed from 204 OFDM symbols. The pilot signal insertion position is determined based on the unit of the OFDM transmission frame.
各サブキャリアに対する変調方式としてQAM系の変調方式を用いるOFDM方式においては、伝送時にマルチパス等の影響を受けることにより、サブキャリア毎に、振幅および位相が送信時のものと受信時のものとで異なるものになってしまう。そのため、受信側では、受信信号の振幅および位相が送信されたものと等しくなるように信号の等化を行う必要がある。 In the OFDM system that uses the QAM modulation system as the modulation system for each subcarrier, the amplitude and phase of each subcarrier are different from those at the time of transmission and at the time of reception due to the influence of multipath, etc. during transmission. It will be different. Therefore, on the receiving side, it is necessary to equalize the signal so that the amplitude and phase of the received signal are equal to those transmitted.
OFDM方式では、送信側で、所定の振幅および所定の位相を有する既知信号をパイロット信号として伝送シンボル内に離散的に挿入しておき、受信側で、パイロット信号の振幅および位相に基づいて伝送路の周波数特性を求め、受信信号を等化するようにしている。このように伝送路特性を算出するために用いられるパイロット信号のことをスキャッタードパイロット信号(以下、SP信号)という。 In the OFDM scheme, a known signal having a predetermined amplitude and a predetermined phase is inserted discretely as a pilot signal in a transmission symbol on the transmission side, and a transmission path is based on the amplitude and phase of the pilot signal on the reception side. Thus, the received signal is equalized. The pilot signal used for calculating the transmission path characteristics in this way is called a scattered pilot signal (hereinafter referred to as SP signal).
図2は、DVB-T規格やISDB-T規格で採用されているSP信号のOFDMシンボル内での配置パターンを示す図である。 FIG. 2 is a diagram showing an arrangement pattern in the OFDM symbol of the SP signal adopted in the DVB-T standard or the ISDB-T standard.
図2の横軸はOFDM信号のサブキャリアを特定するサブキャリア番号を表し、縦軸はOFDM信号のOFDMシンボルを特定するOFDMシンボル番号を表す。サブキャリア番号は周波数に対応し、OFDMシンボル番号は時間に対応する。 The horizontal axis in FIG. 2 represents a subcarrier number that identifies a subcarrier of the OFDM signal, and the vertical axis represents an OFDM symbol number that identifies an OFDM symbol of the OFDM signal. The subcarrier number corresponds to the frequency, and the OFDM symbol number corresponds to the time.
図2の白丸は各サブキャリアによって伝送されるシンボルのデータを表し、黒丸はSP信号を表す。図2に示すように、ISDB-T規格においては、SP信号が、時間方向には4個のOFDMシンボル毎に配置され、周波数方向には12個のサブキャリア毎に配置される。 A white circle in FIG. 2 represents symbol data transmitted by each subcarrier, and a black circle represents an SP signal. As shown in FIG. 2, in the ISDB-T standard, SP signals are arranged for every four OFDM symbols in the time direction, and are arranged for every twelve subcarriers in the frequency direction.
図3は、従来のOFDM受信装置の構成例を示すブロック図である。 FIG. 3 is a block diagram illustrating a configuration example of a conventional OFDM receiver.
アンテナ101は、図示せぬ放送局の送信装置から送信されてくるOFDM信号の放送波を受信し、その放送波をRF(Radio Frequency)信号に変換してチューナ102に出力する。
The
チューナ102は演算部102aと局部発振器102bから構成される。演算部102aは、アンテナ101からのRF信号と、局部発振器102bからの信号を乗算することによってRF信号をIF(Intermediate Frequency)信号に周波数変換し、IF信号をBPF103に出力する。
The
局部発振器102bは、所定の周波数の正弦波の信号を発振し、演算部102aに出力する。
The
BPF(Band Pass Filter)103は、チューナ102からのIF信号をフィルタリングし、A/D変換部104に出力する。
A BPF (Band Pass Filter) 103 filters the IF signal from the
A/D変換部104は、BPF103からのIF信号をA/D変換し、その結果得られるデジタルのIF信号を直交復調部105に出力する。
The A /
直交復調部105は、所定の周波数のキャリアを用いて、A/D変換部104からのIF信号を直交復調し、ベースバンドのOFDM信号を出力する。
The
以下、FFT演算が行われる前のベースバンドのOFDM信号をOFDM時間領域信号という。OFDM時間領域信号は、直交復調された結果、実軸成分(Iチャンネル信号)と虚軸成分(Qチャンネル信号)を含んだ複素信号となる。直交復調部105から出力されたOFDM時間領域信号はオフセット補正部106に供給される。
Hereinafter, the baseband OFDM signal before the FFT operation is referred to as an OFDM time domain signal. As a result of orthogonal demodulation, the OFDM time domain signal becomes a complex signal including a real axis component (I channel signal) and an imaginary axis component (Q channel signal). The OFDM time domain signal output from the
オフセット補正部106は、直交復調部105からのOFDM時間領域信号を対象として各種のずれの補正を行う。例えば、A/D変換部104でのサンプリングのオフセット(サンプリングのタイミングのずれの補正)や、直交復調部105のキャリアの周波数のオフセット(送信装置で用いられているキャリアの周波数とのずれの補正)が行われる。
The
オフセット補正部106で処理が施されたOFDM時間領域信号は妨害キャンセル部107に供給される。
The OFDM time domain signal processed by the
妨害キャンセル部107は、アナログ放送妨害検出部109による検出結果に応じて、適宜、妨害波としての同一チャンネルに存在するアナログ放送波の成分をキャンセルするためのフィルタリング処理を行う。アナログ放送妨害検出部109からは、いま受信しているOFDM信号のチャンネルに対する、アナログ放送波による妨害の有無の検出結果が供給されてくる。
The
フィルタリング処理においては、アナログ放送波の信号が存在する帯域に対応する範囲の信号を減衰させるようなゲインがOFDM時間領域信号にかけられる。妨害キャンセル部107は、フィルタリング処理を行うことによって得られたOFDM時間領域信号をFFT部108に出力する。
In the filtering process, a gain that attenuates a signal in a range corresponding to a band in which an analog broadcast wave signal exists is applied to the OFDM time domain signal. The
FFT部108は、図示せぬシンボルタイミング再生回路から供給されるシンボル同期信号に従って、FFTを行う信号区間であるFFT区間を設定し、FFT区間のOFDM時間領域信号を妨害キャンセル部107からのOFDM時間領域信号から抽出する。
The
FFT部108は、抽出したFFT区間の信号を対象としてFFT演算を行う。OFDM時間領域信号に対するFFT演算により、サブキャリアで送信されてきたデータ、すなわち、IQコンスタレーション上の伝送シンボルを表すOFDM信号が得られる。
The
OFDM時間領域信号に対するFFT演算により得られるOFDM信号は周波数領域の信号である。以下、適宜、FFT演算が行われた後のOFDM信号をOFDM周波数領域信号という。OFDM周波数領域信号はアナログ放送妨害検出部109、伝送路特性推定部110、および伝送路歪み補正部111に供給される。
An OFDM signal obtained by FFT calculation on an OFDM time domain signal is a frequency domain signal. Hereinafter, the OFDM signal after the FFT operation is appropriately referred to as an OFDM frequency domain signal. The OFDM frequency domain signal is supplied to an analog broadcast
アナログ放送妨害検出部109は、OFDM周波数領域信号を用いて、同一チャンネルに存在するアナログ放送波による妨害の有無を検出し、検出結果を妨害キャンセル部107に出力する。
The analog broadcast
伝送路特性推定部110は、FFT部108からのOFDM周波数領域信号において図2に示すように配置されたパイロット信号を用いて、各サブキャリアに対する伝送路特性を推定する。伝送路特性推定部110は、推定した伝送路特性を表すデータである伝送路推定値を伝送路歪み補正部111とCSI(Channel State Information)生成部112に出力する。
Transmission path
また、伝送路特性推定部110は、サブキャリア毎のノイズのパワーを伝送路特性に基づいて推定し、推定値をCSI生成部112に出力する。
Further, transmission path
伝送路歪み補正部111は、FFT部108からのOFDM周波数領域信号を、伝送路特性推定部110からの伝送路推定値で除算することによって、OFDM周波数領域信号が伝送路で受けた振幅と位相の歪みを補正する。伝送路歪み補正部111は、歪みを補正したOFDM周波数領域信号を等化信号として誤り訂正部113に出力する。
The transmission path
CSI生成部112は、サブキャリア毎の伝送路特性とノイズパワーを用いて、サブキャリア毎の信号品質を表す情報を生成し、誤り訂正部113に出力する。サブキャリア毎の信号品質を表す情報として、例えばサブキャリア毎のSNR(Signal to Noise Ratio)が生成される。
The
誤り訂正部113は、伝送路歪み補正部111から供給された等化信号に対してデインタリーブ処理を施し、さらに、デンパンクチャ、ビタビ復号、拡散信号除去、RS復号などの処理を施す。これらの処理の内容が、CSI生成部112により求められた信号品質によって切り替えられる。誤り訂正部113は、各種の処理を施すことによって得られたデータを復号データとして後段に出力する。
The
ここで、デジタル放送に対する、アナログ放送波による同一チャンネル妨害について説明する。 Here, a description will be given of co-channel interference caused by analog broadcast waves for digital broadcasting.
図4は、日本におけるデジタル放送の周波数とNTSC(National Television System Committee)方式のアナログ放送の周波数の関係を示す図である。 FIG. 4 is a diagram showing the relationship between digital broadcasting frequency and NTSC (National Television System Committee) analog broadcasting frequency in Japan.
図4の横軸は周波数を表し、縦軸は信号のパワーを表す。図4に示すように、デジタル放送の1チャンネルには6MHzの帯域幅が割り当てられる。 The horizontal axis in FIG. 4 represents frequency, and the vertical axis represents signal power. As shown in FIG. 4, a bandwidth of 6 MHz is allocated to one channel of digital broadcasting.
図4に示すように、OFDM信号の下端のサブキャリア(サブキャリア番号0のサブキャリア)は、チャンネルの下端の周波数から5/14[MHz]の位置に存在する。また、上端のサブキャリア(サブキャリア番号が最大のサブキャリア)はチャンネルの上端の周波数から1/14[MHz]の位置に存在する。
As shown in FIG. 4, the subcarrier at the lower end of the OFDM signal (subcarrier with subcarrier number 0) exists at a
すなわち、図4において矩形波で示すOFDM信号はサブキャリアの集まりを表す。図4の矩形波で示す範囲に、OFDMのサブキャリアが約1kHz間隔で存在する。他の図においても同様である。 That is, the OFDM signal indicated by a rectangular wave in FIG. 4 represents a collection of subcarriers. In the range indicated by the rectangular wave in FIG. 4, OFDM subcarriers exist at intervals of about 1 kHz. The same applies to the other drawings.
一方、アナログ放送の映像、カラー、音声の各キャリアは、チャンネルの下端の周波数から、それぞれ、1.25[MHz]、4.83[MHz]、5.75[MHz]の位置に存在する。 On the other hand, video, color, and audio carriers of analog broadcasting exist at positions of 1.25 [MHz], 4.83 [MHz], and 5.75 [MHz], respectively, from the frequency at the lower end of the channel.
この例の場合、パワーの大きいアナログ放送の映像信号などがOFDM信号のサブキャリアに重畳する形で存在することから、アナログ放送波による妨害があるものとして検出されることになる。 In the case of this example, since an analog broadcast video signal or the like with high power exists in a form superimposed on the subcarrier of the OFDM signal, it is detected that there is an interference due to the analog broadcast wave.
図5は、アナログ放送波による妨害の有無についての従来の検出方法について示す図である。 FIG. 5 is a diagram showing a conventional detection method for the presence or absence of interference by analog broadcast waves.
図5の網掛け部分に示すようなアナログ放送の映像、カラー、音声の各キャリアに対応する、FFT後のOFDM周波数領域信号のサブキャリアに着目し、その全てもしくは一部のサブキャリアのパワーを測定する方法が知られている。測定したパワーが閾値を超えている場合、アナログ放送波による妨害があるものとして検出される。 Focusing on the subcarriers of the OFDM frequency domain signal after FFT corresponding to the analog broadcast video, color, and audio carriers as shown in the shaded portion of FIG. Methods for measuring are known. When the measured power exceeds the threshold value, it is detected that there is an interference by the analog broadcast wave.
パワーに基づく検出は、FFT後のOFDM周波数領域信号ではなく、OFDM時間領域信号にバンドパスフィルタを通して一部の周波数帯域の信号を抽出し、そのパワーを測定することによっても達成可能である。 Detection based on power can also be achieved by extracting a signal in a part of a frequency band through a band pass filter to the OFDM time domain signal instead of the OFDM frequency domain signal after FFT and measuring the power.
妨害波の成分のキャンセルは、アナログ放送波による妨害が実際にあるときには、その効果を発揮して受信性能を改善させる。 The cancellation of the interference wave component exhibits the effect when there is actually an interference due to the analog broadcast wave to improve the reception performance.
ところが、妨害がない場合に妨害波の成分のキャンセルを行うと、実際には妨害を受けていないOFDM周波数領域信号を減衰させてしまうことになるため、受信性能が劣化する。 However, if the interference wave component is canceled when there is no interference, the OFDM frequency domain signal which is not actually disturbed is attenuated, so that the reception performance deteriorates.
このことから、アナログ放送波による妨害の有無を正確に検出することは、受信器の性能を決める上で重要な要素となる。 For this reason, accurately detecting the presence or absence of interference by analog broadcast waves is an important factor in determining the performance of the receiver.
妨害の有無の検出方法としては、上述したようにFFT後のOFDM周波数領域信号を用いて、サブキャリアのパワーを測定して検出する方法が知られているが、この方法には次のような問題がある。 As described above, as a method for detecting the presence or absence of interference, a method of measuring and detecting the power of subcarriers using an OFDM frequency domain signal after FFT is known. There's a problem.
1つ目は、妨害があるとして検出され、一旦、妨害波成分をキャンセルさせるためのフィルタリング処理がONになると、以降、妨害の有無を正確に検出することが出来なくなるというものである。 The first is that it is detected that there is an interference, and once filtering processing for canceling the interference wave component is turned on, the presence or absence of the interference cannot be accurately detected thereafter.
これは、フィルタリング処理を行う妨害キャンセル部107が時間領域の信号を扱う部分にあり、フィルタリング処理がONになると、妨害キャンセル部107以降のブロックでは妨害波成分を検出することができなくなることによる。
This is because the
2つ目は、実際にはアナログ放送波による妨害がないにも関わらず、伝送路におけるマルチパスの状況によっては、偶然、アナログ放送の信号の周波数帯域において強いパワーが検出されることがあるというものである。このような周波数帯域において強いパワーが検出された場合、アナログ放送波による妨害があるものとして誤った判定がされてしまう。 Secondly, strong power may be detected in the frequency band of analog broadcast signals by chance, depending on the multipath situation in the transmission path, even though there is actually no interference from analog broadcast waves. Is. If strong power is detected in such a frequency band, it is erroneously determined that there is interference from analog broadcast waves.
FFT後のOFDM周波数領域信号ではなく、OFDM時間領域信号にバンドパスフィルタを通して抽出した信号のパワーを測定する上述した方法によっても、1つ目の問題は解決できたとしても2つ目の問題はやはり解決できない。 Even if the first problem can be solved by the above-mentioned method of measuring the power of the signal extracted through the band pass filter to the OFDM time domain signal instead of the OFDM frequency domain signal after the FFT, the second problem is After all it cannot be solved.
本発明はこのような状況に鑑みてなされたものであり、FFT後の信号を用いて、妨害の有無を正確に検出することができるようにするものである。 The present invention has been made in view of such circumstances, and makes it possible to accurately detect the presence or absence of interference using a signal after FFT.
本発明の一側面の受信装置は、所定のチャンネルのOFDM時間領域信号に対してFFTを施すFFT手段と、FFTが施されることによって得られたOFDM周波数領域信号に含まれるパイロット信号に基づいて全サブキャリアの伝送路特性を推定し、伝送路特性に基づいてサブキャリア毎のノイズのパワーを推定する推定手段と、前記推定手段により推定されたサブキャリア毎のノイズのパワーがサブキャリア方向に周期的なピークを持つ場合に妨害波があるとして検出するように、前記所定のチャンネルに対する妨害波の有無をサブキャリア毎のノイズのパワーに基づいて検出する検出手段とを備える。 A receiving apparatus according to one aspect of the present invention is based on FFT means for performing FFT on an OFDM time domain signal of a predetermined channel, and a pilot signal included in the OFDM frequency domain signal obtained by performing the FFT. Estimating means for estimating the transmission path characteristics of all subcarriers and estimating the noise power for each subcarrier based on the transmission path characteristics; and the noise power for each subcarrier estimated by the estimating means in the subcarrier direction. Detecting means for detecting presence / absence of an interfering wave for the predetermined channel based on a noise power for each subcarrier so as to detect that there is an interfering wave when it has a periodic peak.
前記所定のチャンネルに対する妨害波があることが前記検出手段により検出された場合、FFTの対象となる前記OFDM時間領域信号に含まれる、前記所定のチャンネルに対する妨害波の成分を除去する除去手段をさらに設けることができる。 A removal means for removing the interference wave component for the predetermined channel included in the OFDM time domain signal to be subjected to FFT when the detection means detects that there is an interference wave for the predetermined channel; Can be provided.
妨害波はアナログ放送波であり、前記除去手段には、アナログ放送の映像キャリア、カラーキャリア、音声キャリアのうちの少なくともいずれかの周波数帯域に対応する範囲の信号成分を減衰させるフィルタをFFTの対象となる前記OFDM時間領域信号にかけることによって、妨害波の成分を除去させることができる。 The interference wave is an analog broadcast wave, and the removal means includes a filter that attenuates a signal component in a range corresponding to a frequency band of at least one of an analog broadcast video carrier, color carrier, and audio carrier. By applying the signal to the OFDM time domain signal, the interference wave component can be removed.
所定の周波数の正弦波の信号を生成する生成手段と、前記生成手段により生成された信号と、前記推定手段により推定されたサブキャリア毎のノイズのパワーを表す信号を乗算する乗算手段と、前記乗算手段による乗算結果を積分する積分手段とをさらに設けることができる。この場合、前記検出手段には、前記積分手段による積分結果があらかじめ設定されている閾値を越えた場合、サブキャリア毎のノイズのパワーがサブキャリア方向に周期的なピークを持つと判断させることができる。 Generating means for generating a sine wave signal of a predetermined frequency, multiplying means for multiplying the signal generated by the generating means, and a signal representing noise power for each subcarrier estimated by the estimating means; Integration means for integrating the multiplication result of the multiplication means can be further provided. In this case, the detection means may determine that the noise power for each subcarrier has a periodic peak in the subcarrier direction when the integration result by the integration means exceeds a preset threshold value. it can.
前記生成手段には、アナログ放送における水平同期周波数と同じ周波数の正弦波の信号を生成させ、前記積分手段には、アナログ放送の映像キャリアのパワーが最大となる周波数を含む帯域内のサブキャリアについての前記乗算手段による乗算結果を積分して第1の積分結果を求めさせるとともに、アナログ放送のカラーキャリアのパワーが最大となる周波数を含む帯域内のサブキャリアについての前記乗算手段による乗算結果を積分して第2の積分結果を求めさせ、前記検出手段には、前記第1の積分結果から前記第2の積分結果を引いて得られた結果と閾値を比較させることができる。 The generating means generates a sine wave signal having the same frequency as a horizontal synchronizing frequency in analog broadcasting, and the integrating means is for subcarriers in a band including a frequency at which the power of the analog video broadcast carrier is maximized. The multiplication result of the multiplication means is integrated to obtain a first integration result, and the multiplication result of the multiplication means for the subcarrier in the band including the frequency at which the power of the color carrier of the analog broadcast is maximized is integrated. Then, the second integration result can be obtained, and the detection means can compare the threshold value with the result obtained by subtracting the second integration result from the first integration result.
前記生成手段には、アナログ放送における水平同期周波数の2倍の周波数の正弦波の信号を生成させ、前記積分手段には、アナログ放送の映像キャリアのパワーが最大となる周波数とカラーキャリアのパワーが最大となる周波数を含む帯域内のサブキャリアについての前記乗算手段による乗算結果を積分させることができる。 The generating means generates a sine wave signal having a frequency twice as high as a horizontal synchronizing frequency in analog broadcasting, and the integrating means has a frequency at which the power of the analog broadcast video carrier is maximum and the power of the color carrier. It is possible to integrate the multiplication results by the multiplication means for the subcarriers in the band including the maximum frequency.
前記生成手段には、アナログ放送における水平同期周波数の整数倍の周波数を持つ正弦波を生成させることができる。 The generating means can generate a sine wave having a frequency that is an integral multiple of a horizontal synchronizing frequency in analog broadcasting.
本発明の一側面の受信方法またはプログラムは、所定のチャンネルのOFDM時間領域信号に対してFFTを施し、FFTを施すことによって得られたOFDM周波数領域信号に含まれるパイロット信号に基づいて全サブキャリアの伝送路特性を推定し、伝送路特性に基づいてサブキャリア毎のノイズのパワーを推定し、推定したサブキャリア毎のノイズのパワーがサブキャリア方向に周期的なピークを持つ場合に妨害波があるとして検出するように、前記所定のチャンネルに対する妨害波の有無をサブキャリア毎のノイズのパワーに基づいて検出するステップを含む。 A reception method or program according to one aspect of the present invention performs FFT on an OFDM time-domain signal of a predetermined channel, and based on a pilot signal included in an OFDM frequency-domain signal obtained by performing the FFT, If the noise power for each subcarrier has a periodic peak in the subcarrier direction, the interference wave is Detecting the presence / absence of an interfering wave with respect to the predetermined channel based on the power of noise for each subcarrier so as to detect it as being present.
本発明の一側面においては、所定のチャンネルのOFDM時間領域信号に対してFFTが施され、FFTが施されることによって得られたOFDM周波数領域信号に含まれるパイロット信号に基づいて全サブキャリアの伝送路特性が推定され、伝送路特性に基づいてサブキャリア毎のノイズのパワーが推定される。また、推定されたサブキャリア毎のノイズのパワーがサブキャリア方向に周期的なピークを持つ場合に妨害波があるとして検出するように、前記所定のチャンネルに対する妨害波の有無がサブキャリア毎のノイズのパワーに基づいて検出される。 In one aspect of the present invention, an FFT time domain signal of a predetermined channel is subjected to FFT, and all subcarriers are based on a pilot signal included in the OFDM frequency domain signal obtained by performing the FFT. Transmission path characteristics are estimated, and noise power for each subcarrier is estimated based on the transmission path characteristics. In addition, the presence or absence of an interfering wave for the predetermined channel is detected as the noise for each subcarrier so as to detect that there is an interfering wave when the estimated noise power for each subcarrier has a periodic peak in the subcarrier direction. It is detected based on the power of.
本発明によれば、FFT後の信号を用いて、妨害の有無を正確に検出することができる。 According to the present invention, it is possible to accurately detect the presence or absence of interference using a signal after FFT.
[受信装置の構成例]
図6は、本発明の一実施形態に係るOFDM受信装置の構成例を示す図である。
[Configuration example of receiver]
FIG. 6 is a diagram illustrating a configuration example of an OFDM receiving apparatus according to an embodiment of the present invention.
図6の構成のうち、図3の構成と同じ構成には同じ符号を付してある。重複する説明については適宜省略する。 6, the same reference numerals are given to the same components as those in FIG. 3. The overlapping description will be omitted as appropriate.
図6の例においては、図3のアナログ放送妨害検出部109に替えてアナログ放送妨害検出部121が設けられている。
In the example of FIG. 6, an analog broadcast
後に詳述するように、アナログ放送妨害検出部121においては、アナログ放送の映像キャリア等の周波数特性が周期的なピークを持つことを利用して、アナログ放送波による妨害の有無が検出される。
As will be described in detail later, the analog broadcast
アンテナ101は、OFDM信号の放送波を受信し、RF信号に変換してチューナ102に出力する。
The
チューナ102の演算部102aは、アンテナ101からのRF信号と、局部発振器102bからの信号を乗算することによってRF信号をIF信号に周波数変換し、IF信号をBPF103に出力する。
The
BPF103は、チューナ102からのIF信号をフィルタリングし、A/D変換部104に出力する。
The
A/D変換部104は、BPF103からのIF信号をA/D変換し、デジタルのIF信号を直交復調部105に出力する。
The A /
直交復調部105は、A/D変換部104からのIF信号を直交復調し、ベースバンドのOFDM信号であるOFDM時間領域信号をオフセット補正部106に出力する。
オフセット補正部106は、直交復調部105からのOFDM時間領域信号を対象として各種のずれの補正を行い、ずれを補正したOFDM時間領域信号を妨害キャンセル部107に出力する。
The offset
妨害キャンセル部107は、アナログ放送妨害検出部121による検出結果に応じて、適宜、妨害波としてのアナログ放送波の成分をキャンセルするためのフィルタリング処理を行い、処理結果のOFDM時間領域信号をFFT部108に出力する。
The
図7は、妨害キャンセル部107によるフィルタリング処理に用いられる妨害キャンセルフィルタのゲイン特性の例を示す図である。
FIG. 7 is a diagram illustrating an example of gain characteristics of the interference cancellation filter used for the filtering process by the
図7に示すように、妨害キャンセルフィルタは、映像、カラー、音声の各キャリアが存在する周波数帯域に相当するOFDM時間領域信号を減衰もしくは除去するようなゲイン特性を持つフィルタである。 As shown in FIG. 7, the interference cancellation filter is a filter having a gain characteristic that attenuates or removes an OFDM time domain signal corresponding to a frequency band in which video, color, and audio carriers exist.
図7の例においては、アナログ放送の映像キャリアのパワーは周波数f2において最大値をとり、その前後の周波数f1,f3においてほぼ0になる。後述するように、0に近くはなるが、アナログ放送の映像キャリアのスペクトルはカラーキャリアの周波数帯域付近にも現れる。 In the example of FIG. 7, the power of the analog broadcast video carrier takes a maximum value at the frequency f 2 and becomes almost zero at the frequencies f 1 and f 3 before and after that. As will be described later, although it is close to 0, the spectrum of the analog broadcast video carrier also appears near the frequency band of the color carrier.
このような周波数特性を有する映像キャリアの成分を減衰もしくは除去するように、妨害キャンセルフィルタのゲイン特性は、周波数f2において0をとり、その前後の周波数f1,f3付近において全信号を通過させるようなものになる。 In order to attenuate or remove the video carrier component having such frequency characteristics, the gain characteristic of the interference cancellation filter takes 0 at the frequency f 2 and passes all signals in the vicinity of the frequencies f 1 and f 3 before and after that. It will be something to let you.
また、図7の例においては、アナログ放送のカラーキャリアのパワーは周波数f12において最大値をとり、その前後の周波数f11,f13においてほぼ0になる。 In the example of FIG. 7, the color carrier power of the analog broadcast takes a maximum value at the frequency f 12 and becomes almost zero at the frequencies f 11 and f 13 before and after that.
このような周波数特性を有するカラーキャリアの成分を減衰もしくは除去するように、妨害キャンセルフィルタのゲイン特性は、周波数f12において0をとり、その前後の周波数f11,f13付近において全信号を通過させるようなものになる。 In order to attenuate or remove the color carrier component having such frequency characteristics, the gain characteristic of the interference cancellation filter takes 0 at the frequency f 12 and passes all signals in the vicinity of the frequencies f 11 and f 13 before and after that. It will be something to let you.
アナログ放送の音声キャリアのパワーは周波数f22において最大値をとり、その前後の周波数f21,f23においてほぼ0になる。 The power of the analog broadcast audio carrier takes a maximum value at the frequency f 22 and becomes almost zero at the frequencies f 21 and f 23 before and after that.
このような周波数特性を有する音声キャリアの成分を減衰もしくは除去するように、妨害キャンセルフィルタのゲイン特性は、周波数f22において0をとり、その前後の周波数f21,f23付近において全信号を通過させるようなものになる。 In order to attenuate or remove the sound carrier component having such frequency characteristics, the gain characteristic of the interference cancellation filter takes zero at the frequency f 22 and passes all signals in the vicinity of the frequencies f 21 and f 23 before and after that. It will be something to let you.
アナログ放送波による妨害があることが検出された場合、妨害キャンセル部107においては、OFDM時間領域信号に対してこのようなゲイン特性を有する妨害キャンセルフィルタをかけることによってフィルタリング処理が行われる。
When it is detected that there is interference due to the analog broadcast wave, the
妨害キャンセルフィルタは、図7に示すようなゲイン特性のものではなく、要求される性能に応じて適宜変更可能である。 The interference cancellation filter is not of a gain characteristic as shown in FIG. 7, and can be appropriately changed according to required performance.
例えば、映像キャリアの周波数帯域に対応する範囲の信号のみを除去するフィルタといったように、アナログ放送の3つのキャリアのうちの少なくともいずれかの周波数帯域に対応する範囲の信号を減衰もしくは除去するようなフィルタを用いることも可能である。 For example, a signal in a range corresponding to at least one of the three analog broadcast carriers is attenuated or removed, such as a filter that removes only a signal in a range corresponding to the frequency band of the video carrier. It is also possible to use a filter.
図6の説明に戻り、妨害キャンセル部107は、アナログ放送波による妨害が存在しないとアナログ放送妨害検出部121により検出された場合、フィルタリング処理を行わない。妨害キャンセル部107は、オフセット補正部106から供給されたOFDM時間領域信号をそのままFFT部108に出力する。
Returning to the description of FIG. 6, the
アナログ放送妨害検出部121によるアナログ放送による妨害の有無の検出結果は所定のタイミングで繰り返し供給されてくる。
The detection result of the presence or absence of the interference by the analog broadcast by the analog broadcast
妨害キャンセル部107は、妨害があると検出されたためにフィルタリング処理を一旦ONにした場合であっても、その後の検出結果が、妨害がないことを表しているときにはフィルタリング処理をOFFにする。
Even if the
このように、妨害キャンセルフィルタを用いたフィルタリング処理のON/OFFが、アナログ放送妨害検出部121による検出結果に応じて切り替えられる。
Thus, ON / OFF of the filtering process using the interference cancellation filter is switched according to the detection result by the analog broadcast
FFT部108は、シンボル同期信号に従ってFFT区間を設定し、FFT区間内のOFDM時間領域信号を対象としてFFT演算を行う。FFT部108は、FFT演算を行うことによって得られたOFDM周波数領域信号を伝送路特性推定部110と伝送路歪み補正部111に出力する。
The
伝送路特性推定部110は、FFT部108からのOFDM周波数領域信号に含まれるSP信号に基づいて各サブキャリアに対する伝送路特性を推定し、伝送路推定値を伝送路歪み補正部111とCSI生成部112に出力する。
Transmission path
また、伝送路特性推定部110は、サブキャリア毎のノイズのパワーを伝送路特性に基づいて推定し、サブキャリア毎のノイズのパワーの推定値をCSI生成部112とアナログ放送妨害検出部121に出力する。
Further, the transmission path
伝送路歪み補正部111は、FFT部108からのOFDM周波数領域信号が伝送路で受けた振幅と位相の歪みを補正し、等化信号を誤り訂正部113に出力する。
The transmission path
CSI生成部112は、サブキャリア毎の伝送路特性とノイズパワーを用いて、サブキャリア毎の信号品質を表す情報を生成し、誤り訂正部113に出力する。
The
誤り訂正部113は、伝送路歪み補正部111から供給された等化信号に対してデインタリーブ処理等の各種の処理を施し、復号データを後段に出力する。
The
アナログ放送妨害検出部121は、伝送路特性推定部110により推定されたサブキャリア毎のノイズのパワーがサブキャリア方向に周期的なピークを持っているか否かを判定し、持っていると判定した場合、アナログ放送波による妨害があるものとして判断する。
The analog broadcast
すなわち、いま受信しているOFDM信号のチャンネルがアナログ放送波による妨害を受けている場合、アナログ放送波の各キャリアの成分は、伝送路特性推定部110において、同じ周波数のサブキャリアに対するノイズとして検出(推定)される。
That is, when the channel of the currently received OFDM signal is disturbed by an analog broadcast wave, each carrier component of the analog broadcast wave is detected as noise for subcarriers of the same frequency in the transmission path
後述するようにアナログ放送の映像キャリア等の周波数特性は周期的なピークを持っているから、サブキャリア毎のノイズのパワーがサブキャリア方向に周期的なピークを持つような形で検出された場合、そのことは、アナログ放送波による妨害を受けていることを表す。 As will be described later, the frequency characteristics of analog broadcast video carriers have periodic peaks, so the noise power for each subcarrier is detected in a form that has periodic peaks in the subcarrier direction. This means that the receiver is disturbed by an analog broadcast wave.
NTSC方式では、映像キャリアだけでなくカラーキャリアの周波数特性も同様に周期的なピークを持つ。従って、映像キャリアとカラーキャリアの両方を利用してアナログ放送波による妨害の有無を検出することが可能になる。 In the NTSC system, not only the video carrier but also the frequency characteristics of the color carrier have periodic peaks. Therefore, it is possible to detect the presence or absence of interference by analog broadcast waves using both the video carrier and the color carrier.
図8は、アナログ放送の映像キャリアとカラーキャリアのピーク近辺を拡大して示す図である。 FIG. 8 is an enlarged view showing the vicinity of the peak of an analog broadcast video carrier and color carrier.
図8の上段左側に示すような、パワーが最大となる周波数f2を中心とした点線で区切る映像キャリアの範囲を拡大して示すと、図8の下段左側に示すようなものになる。 As shown in the upper left side of FIG. 8, the range of the video carrier delimited by a dotted line centered on the frequency f 2 where the power is maximum is shown in an enlarged manner as shown in the lower left side of FIG.
また、図8の上段右側に示すような、パワーが最大となる周波数f12を中心とした一定のカラーキャリアの範囲を拡大して示すと、図8の下段右側に示すようなものになる。 Further, when the range of a certain color carrier centered on the frequency f 12 at which the power is maximum as shown in the upper right side of FIG. 8 is enlarged, it becomes as shown in the lower right side of FIG.
すなわち、映像キャリアは周波数fH間隔のスペクトルで示され、カラーキャリアも同様に周波数fH間隔のスペクトルで示される。周波数fHは、アナログ放送信号の水平同期周波数である15.734[kHz]である。 That is, the image carrier is indicated by the spectrum of the frequency f H interval, represented by the same spectrum as the frequency f H interval also color carrier. The frequency f H is 15.734 [kHz] which is the horizontal synchronization frequency of the analog broadcast signal.
図8において、カラーキャリアのスペクトルは色を付して示している。色を付して示すカラーキャリアのスペクトルの間に現れるスペクトルSV1乃至SV6は、それぞれ、周波数f2から離れるにつれて減衰しながら広がっている映像キャリアのスペクトルである。 In FIG. 8, the spectrum of the color carrier is shown with a color. The spectra S V1 to S V6 appearing between the color carrier spectra shown with colors are the spectrum of the video carrier that spreads while decreasing with increasing distance from the frequency f 2 .
このように、アナログ放送の映像キャリアとカラーキャリアの周波数特性は周期的なピークを持つ。アナログ放送波による妨害がある場合、伝送路特性推定部110により推定される各サブキャリアのノイズのパワーの周波数特性の形は、図8の下段に示すようなアナログ放送の各キャリアの周波数特性の形と同じ形になる。
As described above, the frequency characteristics of the analog broadcast video carrier and color carrier have periodic peaks. When there is an interference due to an analog broadcast wave, the shape of the frequency characteristic of the noise power of each subcarrier estimated by the transmission path
ISDB-TのMODE3の場合、サブキャリアの周波数間隔が約0.992kHzであり、アナログ放送の水平同期周波数が約15.734kHzであるとすると、16サブキャリア毎に、そのサブキャリアに対して大きなノイズがあるものとして検出されることになる。 In the case of ISDB-T MODE3, assuming that the frequency interval of subcarriers is about 0.992 kHz and the horizontal synchronization frequency of analog broadcasting is about 15.734 kHz, every 16 subcarriers is larger than that subcarrier. It will be detected that there is noise.
妨害キャンセルフィルタを適用したフィルタリング処理をONにした場合、周波数f2,f12付近のサブキャリアのノイズのパワーは小さくなるが、周期性は保たれる。 When the filtering process using the interference cancellation filter is turned ON, the noise power of subcarriers near the frequencies f 2 and f 12 is reduced, but the periodicity is maintained.
従って、フィルタリング処理後の信号からでも、アナログ放送波の妨害の有無を検出することが可能になる。 Therefore, it is possible to detect the presence or absence of an analog broadcast wave interference from the filtered signal.
妨害が続けて存在する場合にはフィルタリング処理をONにし続け、妨害がなくなった場合にはフィルタリング処理をOFFにするように、フィルタリング処理のON/OFFを、フィルタリング処理をONにした後であっても切り替えることが可能になる。 The filtering process is turned ON / OFF after the filtering process is turned ON so that the filtering process continues to be turned ON when the disturbance continues and the filtering process is turned OFF when the disturbance disappears. Can also be switched.
図9は、図6のアナログ放送妨害検出部121の構成例を示すブロック図である。
FIG. 9 is a block diagram illustrating a configuration example of the analog broadcast
図9に示すように、アナログ放送妨害検出部121は、正弦波生成部131、乗算部132、制御部133、積分部134、および比較部135から構成される。
As shown in FIG. 9, the analog broadcast
伝送路特性推定部110から出力されたサブキャリア毎のノイズのパワーを表す信号は乗算部132に入力される。以下、サブキャリア番号順でk番目のサブキャリアのノイズのパワーをN[k]とする。
A signal representing the noise power for each subcarrier output from transmission path
正弦波生成部131は、サブキャリア番号に従って下式(1)で表される正弦波の信号を生成し、乗算部132に出力する。fHはアナログ放送の水平同期周波数であり、Tuは有効シンボル長である。
乗算部132は、伝送路特性推定部110から供給された各サブキャリアのノイズのパワーを表す信号と、正弦波生成部131により生成された正弦波の信号を乗算し、乗算結果を積分部134に出力する。乗算部132の出力は下式(2)で表される。
制御部133は、積分の開始位置と終了位置を表す信号を積分部134に出力する。
The
制御部133の出力として図9に示すVstartは映像信号開始位置を表し、Vendは映像信号終了位置を表す。Cstartはカラー信号開始位置を表し、Cendはカラー信号終了位置を表す。
As an output of the
積分部134においては、Vstartで表される位置からVendで表される位置までの区間を映像信号検出用区間として、その区間内の各サブキャリアのノイズのパワーを表す信号と正弦波の信号との乗算結果が積分される。
In the
また、積分部134においては、Cstartで表される位置からCendで表される位置までの区間をカラー信号検出用区間として、その区間内の各サブキャリアのノイズのパワーを表す信号と正弦波の信号との乗算結果が積分される。
Further, in the
図10は、積分の区間の例を示す図である。 FIG. 10 is a diagram illustrating an example of an integration interval.
図10の横軸はサブキャリア番号を表す。図10に示すように、例えば、Kmaxを最大サブキャリア番号とすると、サブキャリア番号が0番のサブキャリアの位置から(Kmax/2−1)番のサブキャリアの位置までの区間が映像信号検出用区間となる。映像信号検出用区間は、映像キャリアのパワーが最大になる周波数である周波数f2を含む帯域である。 The horizontal axis in FIG. 10 represents the subcarrier number. As shown in FIG. 10, for example, when Kmax is the maximum subcarrier number, the section from the position of the subcarrier with the 0th subcarrier number to the position of the (Kmax / 2-1) th subcarrier is the video signal detection. It becomes a section for business. The video signal detection section is a band including a frequency f 2 that is a frequency at which the power of the video carrier is maximized.
また、(Kmax/2)番のサブキャリアの位置からCmax番のサブキャリアの位置までの区間がカラー信号検出用区間となる。Cmaxは、カラーキャリアのパワーが最大になる周波数f12と、音声キャリアのパワーが最大になる周波数f22の中心である。カラー信号検出用区間は、カラーキャリアのパワーが最大になる周波数である周波数f12を含む帯域である。 A section from the position of the (Kmax / 2) -th subcarrier to the position of the Cmax-th subcarrier is a color signal detection section. Cmax is the frequency f 12 the power of the color carrier becomes maximum, the center of the frequency f 22 the power of the sound carrier is maximized. The color signal detection section is a band including a frequency f 12 that is a frequency at which the power of the color carrier is maximized.
制御部133は、このような映像信号検出用区間とカラー信号検出用区間の開始位置、終了位置を表す信号を積分部134に出力する。
The
また、制御部133は、妨害キャンセル部107に出力する検出結果を更新することを指示する信号を比較部135に出力する。
In addition, the
積分部134は、下式(3)に従って、乗算部132から供給された乗算結果を積分する。
式(3)の第1項は映像信号検出用区間を対象とした積分結果を表し、第2項はカラー信号検出用区間を対象とした積分結果を表す。 The first term of Expression (3) represents the integration result for the video signal detection section, and the second term represents the integration result for the color signal detection section.
図8を参照して説明したように、カラーキャリアのスペクトルは映像キャリアのスペクトルの中央に挿入される。 As described with reference to FIG. 8, the spectrum of the color carrier is inserted in the center of the spectrum of the video carrier.
映像信号検出用区間を対象とした積分結果とカラー信号検出用区間を対象とした積分結果を合わせた値が最終的に大きくなるようにするためには、本来、カラー信号検出用区間を対象として積分を行うときには正弦波の位相をπ[rad]だけ変化させる必要がある。 In order to finally increase the total value of the integration results for the video signal detection section and the integration results for the color signal detection section, the color signal detection section is originally targeted. When integrating, it is necessary to change the phase of the sine wave by π [rad].
正弦波の位相を変化させない場合、映像信号検出用区間を対象としているときには積分結果の値は計算が進むにつれて徐々に大きくなるが、対象がカラー信号検出用区間に切り替わった後は、計算が進むにつれて積分結果の値は徐々に小さくなってしまう。 If the phase of the sine wave is not changed, the integration result value gradually increases as the calculation proceeds when the video signal detection section is targeted, but the calculation proceeds after the target is switched to the color signal detection section. As a result, the value of the integration result gradually decreases.
従って、正弦波の位相を変化させるのと同様の計算を行うために、上式(3)においては、映像信号検出用区間を対象とした第1項の積分結果から、カラー信号検出用区間を対象とした第2項の積分結果が引き算されている。 Therefore, in order to perform the same calculation as changing the phase of the sine wave, in the above equation (3), the color signal detection interval is calculated from the integration result of the first term for the video signal detection interval. The integration result of the target second term is subtracted.
積分部134は、上式(3)の計算結果を比較部135に出力する。
The
比較部135は、積分部134による計算結果を表す信号の振幅もしくはパワーを求め、あらかじめ設定されている所定の閾値と比較する。
The
比較部135は、積分部134による計算結果の振幅もしくはパワーが閾値を超えている場合、アナログ放送波による妨害があるものとして判断し、閾値を超えていない場合、アナログ放送波による妨害がないものとして判断する。
If the amplitude or power of the calculation result by the
比較部135は、判断の結果をアナログ放送波による妨害の有無の検出結果として妨害キャンセル部107に出力する。
The
比較部135による検出結果は、制御部133から供給される情報に基づいて例えば所定の時間毎に更新される。
The detection result by the
[受信装置の動作]
図11のフローチャートを参照して、以上のような構成を有するOFDM受信装置の受信処理について説明する。
[Receiver operation]
With reference to the flowchart of FIG. 11, the reception process of the OFDM receiver having the above configuration will be described.
各ステップの処理は、番号順に行われるだけでなく、適宜、他のステップの処理と並行して行われたりもする。 The processing of each step is not only performed in numerical order, but may be performed in parallel with the processing of other steps as appropriate.
ステップS1において、チューナ102の演算部102aは、RF信号をIF信号に周波数変換する。
In step S1, the
ステップS2において、BPF103は、チューナ102からのIF信号をフィルタリングする。
In step S <b> 2, the
ステップS3において、A/D変換部104は、BPF103からのIF信号をA/D変換する。
In step S <b> 3, the A / D conversion unit 104 A / D converts the IF signal from the
ステップS4において、直交復調部105は、A/D変換部104からのIF信号を直交復調し、OFDM時間領域信号を出力する。
In step S4, the
ステップS5において、オフセット補正部106は、OFDM時間領域信号を対象として各種のずれを補正する。
In step S5, the offset
ステップS6において、妨害キャンセル部107は、アナログ放送妨害検出部121による検出結果に基づいて、アナログ放送波による妨害があることが検出されたか否かを判定する。
In step S <b> 6, the
アナログ放送波による妨害があることが検出されたとステップS6において判定した場合、ステップS7において、妨害キャンセル部107は、妨害波としてのアナログ放送波の成分をキャンセルするためのフィルタリング処理を行う。
When it is determined in step S6 that interference due to the analog broadcast wave is detected, in step S7, the
一方、アナログ放送波による妨害があることが検出されていないとステップS6において判定された場合、ステップS7の処理はスキップされる。オフセット補正部106から出力されたOFDM時間領域信号は、妨害キャンセル部107を介してそのままFFT部108に供給される。
On the other hand, if it is determined in step S6 that there is no interference from the analog broadcast wave, the process in step S7 is skipped. The OFDM time domain signal output from the offset
ステップS8において、FFT部108は、FFT区間内のOFDM時間領域信号を対象としてFFT演算を行い、OFDM周波数領域信号を出力する。
In step S8, the
ステップS9において、伝送路特性推定部110は、OFDM時間領域信号に含まれるSP信号に基づいて全サブキャリアに対する伝送路特性を推定する。
In step S9, transmission path
ステップS10において、伝送路特性推定部110は、サブキャリア毎のノイズのパワーを伝送路特性に基づいて推定する。
In step S10, the transmission path
ステップS11において、伝送路歪み補正部111は、OFDM周波数領域信号が伝送路で受けた振幅と位相の歪みを伝送路推定値に基づいて補正する。
In step S11, the transmission path
ステップS12において、アナログ放送妨害検出部121は、上述したように、サブキャリア毎のノイズのパワーがサブキャリア方向に周期的なピークを持っているか否かに基づいて、アナログ放送波による妨害の有無を検出し、検出結果を出力する。
In step S12, as described above, the analog broadcast
ステップS13において、CSI生成部112は、サブキャリア毎の信号品質を表す情報を生成する。
In step S13, the
ステップS14において、誤り訂正部113は、等化信号に対して各種の処理を施すことによって得られた復号データを出力し、処理を終了させる。
In step S14, the
以上の処理が、所定のチェンネルのOFDM信号の受信が行われている間、繰り返される。 The above processing is repeated while the OFDM signal of a predetermined channel is being received.
以上のように、各サブキャリアに対するノイズのパワーの周期性に基づいて検出するようにしたため、マルチパスの状況とは無関係に、アナログ放送波による妨害の有無を精度良く検出することができる。 As described above, since detection is performed based on the periodicity of noise power with respect to each subcarrier, it is possible to accurately detect the presence or absence of interference by analog broadcast waves regardless of the multipath situation.
すなわち、OFDM周波数領域信号のパワーに基づいて妨害の有無を検出する場合、マルチパスの状況によってはアナログ放送のキャリアと同じ周波数帯域にパワーの強い信号が現れ、誤検出が起こることがあるが、そのような誤検出の影響を受けないで済む。 That is, when detecting the presence or absence of interference based on the power of the OFDM frequency domain signal, a signal with strong power appears in the same frequency band as the carrier of analog broadcasting depending on the multipath situation, and false detection may occur. There is no need to be affected by such erroneous detection.
また、フィルタリング処理後の信号からでも、アナログ放送波の妨害の有無を検出することができ、フィルタリング処理のON/OFFを、フィルタリング処理をONにした後であっても切り替えることが可能になる。 Also, it is possible to detect the presence or absence of an analog broadcast wave interference from the signal after the filtering process, and it is possible to switch the filtering process ON / OFF even after the filtering process is turned ON.
以上においては、映像信号検出用区間を対象とした積分結果とカラー信号検出用区間を対象とした積分結果に基づいて妨害の有無を検出するものとしたが、一方の区間を対象とした積分結果に基づいて検出するようにしてもよい。 In the above, the presence / absence of interference is detected based on the integration result for the video signal detection section and the integration result for the color signal detection section, but the integration result for one section It may be detected based on the above.
なお、アナログ放送の音声キャリアはFM変調されており、その周波数特性は周期的なピークを持つような形で現れないため、アナログ放送波の妨害の有無の検出に用いることができない。 Note that an analog broadcast audio carrier is FM-modulated, and its frequency characteristic does not appear in a form having a periodic peak, and therefore cannot be used to detect the presence or absence of an analog broadcast wave disturbance.
<変形例>
図12は、アナログ放送妨害検出部121の他の構成例を示すブロック図である。
<Modification>
FIG. 12 is a block diagram illustrating another configuration example of the analog broadcast
図12の構成のうち、図9の構成と対応する構成には同じ符号を付してある。重複する説明については適宜省略する。 Of the configurations in FIG. 12, configurations corresponding to the configurations in FIG. 9 are denoted with the same reference numerals. The overlapping description will be omitted as appropriate.
図12の例においては、各サブキャリアのノイズのパワーに乗算する正弦波として、図9の正弦波生成部131が生成する正弦波の2倍の周波数の正弦波が用いられる。
In the example of FIG. 12, a sine wave having a frequency twice that of the sine wave generated by the sine
正弦波生成部131は、サブキャリア番号に従って下式(4)で表される正弦波の信号を生成し、乗算部132に出力する。
乗算部132は、伝送路特性推定部110から供給された各サブキャリアのノイズのパワーを表す信号と、正弦波生成部131により生成された正弦波の信号を乗算し、乗算結果を積分部134に出力する。乗算部132の出力は下式(5)で表される。
制御部133は、積分の開始位置と終了位置を表す信号を積分部134に出力する。
The
制御部133の出力として図12に示すstartは積分の開始位置を表し、endは積分の終了位置を表す。
As an output of the
図13は、積分の区間の例を示す図である。 FIG. 13 is a diagram illustrating an example of an integration interval.
図13の横軸はサブキャリア番号を表す。図13に示すように、例えば、サブキャリア番号が0番のサブキャリアの位置からCmax番のサブキャリアの位置までの区間が積分区間となる。積分区間は、映像キャリアのパワーが最大になる周波数である周波数f2と、カラーキャリアのパワーが最大になる周波数である周波数f12を含む帯域である。 The horizontal axis in FIG. 13 represents the subcarrier number. As shown in FIG. 13, for example, the interval from the position of the subcarrier with the 0th subcarrier number to the position of the subcarrier with the Cmax number is the integration period. The integration interval is a band including a frequency f 2 that is a frequency at which the power of the video carrier is maximum and a frequency f 12 that is a frequency at which the power of the color carrier is maximum.
積分部134は、下式(6)に従って、乗算部132から供給された乗算結果を積分する。
図8を参照して説明したように、カラーキャリアのスペクトルは映像キャリアのスペクトルの中央に挿入されるが、水平同期周波数の倍の周波数の正弦波を用いるようにしたため、図9の場合とは異なり、対象とする区間毎に符号を替えて積分を行う必要がない。 As described with reference to FIG. 8, the spectrum of the color carrier is inserted in the center of the spectrum of the video carrier. However, since a sine wave having a frequency twice the horizontal synchronization frequency is used, the case of FIG. In contrast, it is not necessary to perform integration by changing the sign for each target section.
比較部135は、積分部134による積分結果を表す信号の振幅もしくはパワーを求め、閾値と比較する。
The
比較部135は、積分部134による積分結果の振幅もしくはパワーが閾値を超えている場合、アナログ放送波による妨害があるものとして判断し、閾値を超えていない場合、アナログ放送波による妨害がないものとして判断する。
When the amplitude or power of the integration result by the
<他の変形例>
以上においては、アナログ放送の方式がNTSC方式である場合について説明したが、PAL方式やSECAM方式などの他の方式のアナログ放送による妨害の有無についても同様にして検出可能である。すなわち、周波数特性が周期的なピークを持っているような妨害波であればそれによる妨害の有無を検出することができる。
<Other variations>
In the above description, the case where the analog broadcasting system is the NTSC system has been described. However, the presence or absence of interference by analog broadcasting of other systems such as the PAL system and the SECAM system can be detected in the same manner. In other words, if there is an interference wave whose frequency characteristic has a periodic peak, the presence or absence of the interference can be detected.
図14は、PAL方式のアナログ放送の映像キャリアとカラーキャリアのピーク近辺を拡大して示す図である。 FIG. 14 is an enlarged view showing the vicinity of the peak of a video carrier and a color carrier of PAL analog broadcasting.
図14の上段左側に示すような、パワーが最大となる周波数f2を中心とした点線で区切る映像キャリアの範囲を拡大して示すと、図14の下段左側に示すようなものになる。映像キャリアは周波数fH間隔のスペクトルで示される。 As shown in the upper left side of FIG. 14, the range of the video carrier delimited by a dotted line centered on the frequency f 2 at which the power is maximum is shown in an enlarged manner as shown in the lower left side of FIG. The video carrier is represented by a spectrum with a frequency f H interval.
また、図14の上段右側に示すような、パワーが最大となる周波数f12を中心とした一定のカラーキャリアの範囲を拡大して示すと、図14の下段右側に示すようなものになる。カラーキャリアにはV信号とU信号があり、V信号の1つのスペクトルとU信号の1つのスペクトルが映像キャリアの各スペクトルの間に挿入される。 Further, as shown in the upper right side of FIG. 14, an enlarged range of a certain color carrier centered on the frequency f 12 where the power is maximum becomes as shown on the lower right side of FIG. 14. The color carrier includes a V signal and a U signal, and one spectrum of the V signal and one spectrum of the U signal are inserted between each spectrum of the video carrier.
映像キャリアのスペクトルとカラーキャリアのV信号のスペクトルの間隔は、図14の下段に示すように周波数fH/4だけある。 The interval between the spectrum of the video carrier and the spectrum of the V signal of the color carrier is only the frequency f H / 4 as shown in the lower part of FIG.
例えば、図9のアナログ放送妨害検出部121において用いられる正弦波の周波数を4倍にした正弦波を用いることによって、各サブキャリアのノイズのパワーの周期性に基づいてアナログ放送波による妨害の有無を検出することが可能になる。
For example, by using a sine wave obtained by quadrupling the frequency of the sine wave used in the analog broadcast
このように、検出対象になる妨害波の周波数特性に現れるピークの周期に応じて、図9のアナログ放送妨害検出部121において用いられる正弦波の周波数を整数倍にした周波数の正弦波を用いることも可能である。
As described above, a sine wave having a frequency obtained by multiplying the frequency of the sine wave used in the analog broadcast
サブキャリア毎のノイズのパワーの周波数特性が水平同期周波数と同じ周波数の周期性を持つかに基づいて妨害の有無が検出されるものとしたが、水平同期周波数ではなく、垂直同期周波数と同じ周波数の周期性を持つかに基づいて検出されるようにしてもよい。 The presence or absence of interference is detected based on whether the frequency characteristic of the noise power for each subcarrier has the same frequency periodicity as the horizontal synchronization frequency, but it is not the horizontal synchronization frequency but the same frequency as the vertical synchronization frequency. It may be detected based on whether it has the periodicity.
図6のOFDM受信装置にアナログ放送用のチューナが設けられるようにしてもよい。 The OFDM receiver of FIG. 6 may be provided with a tuner for analog broadcasting.
この場合、アナログ放送用のチューナによって、チューナ102が受信しているチャンネルと同じチャンネルを受信し、アナログ放送を受信できたときにアナログ放送波による妨害があるものとして判断される。
In this case, when the analog broadcast tuner receives the same channel as the channel received by the
<ノイズの推定について>
ここで、伝送路特性推定部110による、サブキャリア毎のノイズのパワーの推定の例について説明する。
<About noise estimation>
Here, an example of noise power estimation for each subcarrier by the transmission path
FFT後のデータは、下式(7)のように表される。ここで、YはFFT出力、Xは送信シンボル、Hは伝送路特性、Nはノイズを表す。また、mはシンボル番号を表し、kはキャリア番号を表す。
式(7)において、Xm,kがSP信号であるとすると、この値は既知である。ISDB-Tの場合、Xm,kの値は+4/3、もしくは、−4/3という値になる。 In Equation (7), if X m, k is an SP signal, this value is known. In the case of ISDB-T , the value of X m, k is +4/3 or -4/3.
これに、伝送路特性Hの推定値を用いると、下式(8)の計算により、瞬時のノイズ項の推定値を得ることができる。“~”は、それが付加されている値が推定値であることを表す。
伝送路特性の推定値が理想的なものである場合、式(8)の第1項は0となり、ノイズそのものを得ることができる。 When the estimated value of the transmission path characteristic is ideal, the first term of Expression (8) is 0, and the noise itself can be obtained.
アナログ放送による妨害の有無の検出に用いるために求めたいのはノイズのパワーである。SP信号があるキャリア毎に、SP信号が到来する毎にノイズの推定値を求め、2乗処理することによって瞬時のノイズのパワーを算出し、フィルタリング処理によって時間方向に平均化する。ノイズのパワーPは下式(9)により表される。
SP信号が到来したタイミングではPの値を更新し、SP信号が到来したタイミングでない場合は直前のPの値を保持する。これによって、SP信号が挿入されている3サブキャリア毎のノイズパワーの推定値を得ることができる。 The value of P is updated at the timing when the SP signal arrives, and the previous P value is held when it is not the timing when the SP signal arrives. This makes it possible to obtain an estimated value of noise power for every three subcarriers into which the SP signal is inserted.
伝送路特性の推定と同様に、ノイズパワーの推定値についても周波数方向に補間処理を行うことによって、全サブキャリアに対するノイズパワーの推定値を得ることができる。 Similar to the estimation of transmission path characteristics, the noise power estimation value for all subcarriers can be obtained by performing interpolation processing in the frequency direction for the noise power estimation value.
上述した一連の処理は、ハードウエアにより実行することもできるし、ソフトウエアにより実行することもできる。一連の処理をソフトウエアにより実行する場合には、そのソフトウエアを構成するプログラムが、専用のハードウエアに組み込まれているコンピュータ、または汎用のパーソナルコンピュータなどに、プログラム記録媒体からインストールされる。 The series of processes described above can be executed by hardware or can be executed by software. When a series of processing is executed by software, a program constituting the software is installed from a program recording medium into a computer incorporated in dedicated hardware or a general-purpose personal computer.
図15は、上述した一連の処理をプログラムにより実行するコンピュータのハードウエアの構成例を示すブロック図である。 FIG. 15 is a block diagram illustrating a configuration example of hardware of a computer that executes the above-described series of processing by a program.
CPU(Central Processing Unit)201、ROM(Read Only Memory)202、RAM(Random Access Memory)203は、バス204により相互に接続されている。
A CPU (Central Processing Unit) 201, a ROM (Read Only Memory) 202, and a RAM (Random Access Memory) 203 are connected to each other by a
バス204には、さらに、入出力インタフェース205が接続されている。入出力インタフェース205には、キーボード、マウスなどよりなる入力部206、ディスプレイ、スピーカなどよりなる出力部207が接続される。また、バス204には、ハードディスクや不揮発性のメモリなどよりなる記憶部208、ネットワークインタフェースなどよりなる通信部209、リムーバブルメディア211を駆動するドライブ210が接続される。
An input /
以上のように構成されるコンピュータでは、CPU201が、例えば、記憶部208に記憶されているプログラムを入出力インタフェース205及びバス204を介してRAM203にロードして実行することにより、上述した一連の処理が行われる。
In the computer configured as described above, for example, the
CPU201が実行するプログラムは、例えばリムーバブルメディア211に記録して、あるいは、ローカルエリアネットワーク、インターネット、デジタル放送といった、有線または無線の伝送媒体を介して提供され、記憶部208にインストールされる。
The program executed by the
なお、コンピュータが実行するプログラムは、本明細書で説明する順序に沿って時系列に処理が行われるプログラムであっても良いし、並列に、あるいは呼び出しが行われたとき等の必要なタイミングで処理が行われるプログラムであっても良い。 The program executed by the computer may be a program that is processed in time series in the order described in this specification, or in parallel or at a necessary timing such as when a call is made. It may be a program for processing.
本発明の実施の形態は、上述した実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能である。 The embodiments of the present invention are not limited to the above-described embodiments, and various modifications can be made without departing from the scope of the present invention.
107 妨害キャンセル部, 108 FFT部, 110 伝送路特性推定部, 111 伝送路歪み補正部, 121 アナログ放送妨害検出部, 131 正弦波生成部, 132 乗算部, 133 制御部, 134 積分部, 135 比較部 107 interference cancellation unit, 108 FFT unit, 110 transmission path characteristic estimation unit, 111 transmission path distortion correction unit, 121 analog broadcast interference detection unit, 131 sine wave generation unit, 132 multiplication unit, 133 control unit, 134 integration unit, 135 comparison Part
Claims (9)
FFTが施されることによって得られたOFDM周波数領域信号に含まれるパイロット信号に基づいて全サブキャリアの伝送路特性を推定し、伝送路特性に基づいてサブキャリア毎のノイズのパワーを推定する推定手段と、
前記推定手段により推定されたサブキャリア毎のノイズのパワーがサブキャリア方向に周期的なピークを持つ場合に妨害波があるとして検出するように、前記所定のチャンネルに対する妨害波の有無をサブキャリア毎のノイズのパワーに基づいて検出する検出手段と
を備える受信装置。 FFT means for performing FFT on an OFDM time domain signal of a predetermined channel;
Estimate the channel characteristics of all subcarriers based on the pilot signal included in the OFDM frequency domain signal obtained by performing the FFT, and estimate the noise power for each subcarrier based on the channel characteristics Means,
The presence / absence of an interfering wave for the predetermined channel is detected for each subcarrier so as to detect that there is an interfering wave when the noise power for each subcarrier estimated by the estimating means has a periodic peak in the subcarrier direction. And a detecting means for detecting based on the power of noise.
を備える請求項1に記載の受信装置。 A removal means for removing an interference wave component for the predetermined channel included in the OFDM time domain signal to be subjected to FFT when the detection means detects that there is an interference wave for the predetermined channel; The receiving device according to claim 1.
前記除去手段は、アナログ放送の映像キャリア、カラーキャリア、音声キャリアのうちの少なくともいずれかの周波数帯域に対応する範囲の信号成分を減衰させるフィルタをFFTの対象となる前記OFDM時間領域信号にかけることによって、妨害波の成分を除去する
請求項2に記載の受信装置。 The jamming wave is an analog broadcast wave,
The removing unit applies a filter that attenuates a signal component in a range corresponding to a frequency band of at least one of an analog broadcast video carrier, a color carrier, and an audio carrier to the OFDM time domain signal to be subjected to FFT. The receiving apparatus according to claim 2, wherein a component of an interference wave is removed by.
前記生成手段により生成された信号と、前記推定手段により推定されたサブキャリア毎のノイズのパワーを表す信号を乗算する乗算手段と、
前記乗算手段による乗算結果を積分する積分手段と
をさらに備え、
前記検出手段は、前記積分手段による積分結果があらかじめ設定されている閾値を越えた場合、サブキャリア毎のノイズのパワーがサブキャリア方向に周期的なピークを持つと判断する
請求項1に記載の受信装置。 Generating means for generating a sine wave signal of a predetermined frequency;
Multiplying means for multiplying the signal generated by the generating means by a signal representing the power of noise for each subcarrier estimated by the estimating means;
Integrating means for integrating the multiplication result of the multiplication means;
The detection means determines that the noise power for each subcarrier has a periodic peak in the subcarrier direction when the integration result by the integration means exceeds a preset threshold value. Receiver device.
前記積分手段は、アナログ放送の映像キャリアのパワーが最大となる周波数を含む帯域内のサブキャリアについての前記乗算手段による乗算結果を積分して第1の積分結果を求めるとともに、アナログ放送のカラーキャリアのパワーが最大となる周波数を含む帯域内のサブキャリアについての前記乗算手段による乗算結果を積分して第2の積分結果を求め、
前記検出手段は、前記第1の積分結果から前記第2の積分結果を引いて得られた結果と閾値を比較する
請求項4に記載の受信装置。 The generating means generates a sine wave signal having the same frequency as the horizontal synchronization frequency in analog broadcasting,
The integration means integrates the multiplication results of the multiplication means for subcarriers in a band including the frequency at which the power of the analog broadcast video carrier is maximized to obtain a first integration result, and the analog broadcast color carrier A second integration result is obtained by integrating the multiplication results by the multiplication means for subcarriers in the band including the frequency at which the power of
The receiving device according to claim 4, wherein the detection unit compares a threshold value with a result obtained by subtracting the second integration result from the first integration result.
前記積分手段は、アナログ放送の映像キャリアのパワーが最大となる周波数とカラーキャリアのパワーが最大となる周波数を含む帯域内のサブキャリアについての前記乗算手段による乗算結果を積分する
請求項4に記載の受信装置。 The generation means generates a sine wave signal having a frequency twice the horizontal synchronization frequency in analog broadcasting,
5. The integration means integrates the multiplication result by the multiplication means for subcarriers in a band including a frequency at which the power of analog broadcast video carrier is maximum and a frequency at which color carrier power is maximum. Receiver.
請求項4に記載の受信装置。 The receiving device according to claim 4, wherein the generation unit generates a sine wave having a frequency that is an integral multiple of a horizontal synchronization frequency in analog broadcasting.
FFTを施すことによって得られたOFDM周波数領域信号に含まれるパイロット信号に基づいて全サブキャリアの伝送路特性を推定し、伝送路特性に基づいてサブキャリア毎のノイズのパワーを推定し、
推定したサブキャリア毎のノイズのパワーがサブキャリア方向に周期的なピークを持つ場合に妨害波があるとして検出するように、前記所定のチャンネルに対する妨害波の有無をサブキャリア毎のノイズのパワーに基づいて検出する
ステップを含む受信方法。 Perform FFT on the OFDM time domain signal of a given channel,
Estimate the channel characteristics of all subcarriers based on the pilot signal included in the OFDM frequency domain signal obtained by performing the FFT, estimate the noise power for each subcarrier based on the channel characteristics,
The presence / absence of an interfering wave for the predetermined channel is used as the noise power for each subcarrier so that it is detected as an interfering wave when the estimated noise power for each subcarrier has a periodic peak in the subcarrier direction. Receiving method including detecting based on.
FFTを施すことによって得られたOFDM周波数領域信号に含まれるパイロット信号に基づいて全サブキャリアの伝送路特性を推定し、伝送路特性に基づいてサブキャリア毎のノイズのパワーを推定し、
推定したサブキャリア毎のノイズのパワーがサブキャリア方向に周期的なピークを持つ場合に妨害波があるとして検出するように、前記所定のチャンネルに対する妨害波の有無をサブキャリア毎のノイズのパワーに基づいて検出する
ステップを含む処理をコンピュータに実行させるプログラム。 Perform FFT on the OFDM time domain signal of a given channel,
Estimate the channel characteristics of all subcarriers based on the pilot signal included in the OFDM frequency domain signal obtained by performing the FFT, estimate the noise power for each subcarrier based on the channel characteristics,
The presence / absence of an interfering wave for the predetermined channel is used as the noise power for each subcarrier so that it is detected that there is an interfering wave when the estimated noise power for each subcarrier has a periodic peak in the subcarrier direction. A program that causes a computer to execute a process including a step of detecting based on the program.
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JP2011229068A (en) * | 2010-04-22 | 2011-11-10 | Pioneer Electronic Corp | Receiver and reception method |
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