JP2010085384A - Range switching circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明はダイオードスイッチの漏れ電流や、バッファアンプや演算増幅器等のバイアス電流やオフセット電圧に起因する測定誤差を削減したレンジ切り替え回路と、複数のレンジ切り替え回路を組み合わせた電流/電圧変換回路に関するもの、及び負帰還回路中の回路切り替え時のスパイクノイズ低減に関するものである。 The present invention relates to a current / voltage conversion circuit that combines a range switching circuit that reduces a measurement error caused by a leakage current of a diode switch, a bias current or an offset voltage of a buffer amplifier or an operational amplifier, and a plurality of range switching circuits. And spike noise reduction at the time of circuit switching in the negative feedback circuit.
電流の大きさ、又は電流に関連した電気量や電力量等のような物理量を測定する場合、電流を電圧に変換する為にI/V変換抵抗を用いる。従来は対象とする電流の大きさに応じて抵抗値の異なる数種類のI/V変換抵抗を、スイッチ又はリレー又は半導体等のスイッチで切り替えて測定していた。これは一般的にはレンジ切り替えと呼ばれる。 When measuring a physical quantity such as the magnitude of current or the amount of electricity or power related to the current, an I / V conversion resistor is used to convert the current into a voltage. Conventionally, several types of I / V conversion resistors having different resistance values depending on the magnitude of the target current are measured by switching with a switch, a relay, or a semiconductor switch. This is generally called range switching.
一般的にはダイナミックレンジが大きく、且つ高速に変化する電流についてはレンジ切り替えは困難であるが、特許文献1、特許文献2で開示されている方法で実現可能となった。
In general, it is difficult to switch the range of a current that has a large dynamic range and changes at high speed, but it has been realized by the methods disclosed in
図40は特許文献1で開示されている代表的な電流/電圧変換回路のレンジ数3の場合の構成図である。小さい電流レンジからそれぞれレンジ1、レンジ2、レンジ3とする。レンジ1が最小レンジである。
I/V変換抵抗3、4、5はそれぞれレンジ1、2、3用であり、抵抗値をR1、R2、R3としてこれらを直列接続し、レンジ1以外のI/V変換抵抗には電流バイパス回路を設ける。
レンジ2の電流バイパス回路はレンジ切り替え回路90中のスイッチ91によりその出力部である電流駆動回路92の駆動信号をレンジオフ時はダイオードスイッチ6のI/V変換抵抗4側の端子電圧に、レンジオン時は不感帯回路93を経由した誤差増幅器としての演算増幅器1の電圧出力V1側に切り替え、ダイオードスイッチ6を介して電流駆動回路92でI/V変換抵抗4、5を駆動する。
レンジ3についても同様である。動作の詳細は特許文献1による。
以下本書ではこれを「抵抗直列電流/電圧変換回路1」と呼ぶ。
FIG. 40 is a configuration diagram of a typical current / voltage conversion circuit disclosed in
I /
The current bypass circuit of the
The same applies to
Hereinafter, this is referred to as “resistance series current /
図41は特許文献2で開示されている主な電流/電圧変換回路のレンジ数3の場合の構成図である。
各レンジのI/V変換抵抗3、4、5を直列接続し、最小レンジ以外の各I/V変換抵抗には電流バイパス回路を設ける。
レンジ2の電流バイパス回路はレンジ切り替え回路100中の電流駆動回路104の駆動信号を、加算器103によるリミット回路102を介したI/V変換抵抗4側のダイオードスイッチ6の端子電圧と不感帯回路101を介した誤差増幅器としての演算増幅器1の電圧出力V1との加算値とし、ダイオードスイッチ6を介して電流駆動回路104でI/V変換抵抗4、5を駆動し、その動作は自動レンジ切り替えになるというものである。
レンジ3の電流バイパス回路についても同様である。動作の詳細は特許文献2による。
以下本書ではこれを「抵抗直列電流/電圧変換回路2」と呼ぶ。
FIG. 41 is a configuration diagram of the main current / voltage conversion circuit disclosed in
The I /
The
The same applies to the current bypass circuit of
Hereinafter, this is referred to as “resistance series current /
なお、図49は不感帯回路の入出力の関係を示したもので、図50、図51は公知の不感帯回路例である。
以下の説明の為に不感帯設定電圧の絶対値を正負同一値とした場合の不感帯回路を次式で定義する。
Vout=db(Vin、Edb) ・・・(1)
但し、Vinは入力電圧、Edbは不感帯設定電圧、Voutは不感帯出力電圧であり、
Vin<−Edbの時 Vout=Vin+Edb
−Edb≦Vin<+Edbの時 Vout=0
+Edb≦Vinの時 Vout=Vin−Edb
とする。
49 shows the input / output relationship of the dead band circuit, and FIGS. 50 and 51 are examples of known dead band circuits.
For the following explanation, the dead zone circuit when the absolute value of the dead zone set voltage is the same value is defined by the following equation.
Vout = db (Vin, Edb) (1)
Where Vin is the input voltage, Edb is the dead band setting voltage, Vout is the dead band output voltage,
When Vin <-Edb Vout = Vin + Edb
When −Edb ≦ Vin <+ Edb, Vout = 0
When + Edb ≦ Vin, Vout = Vin−Edb
And
以上の抵抗直列電流/電圧変換回路1と抵抗直列電流/電圧変換回路2は要約するとレンジオフ時はダイオードスイッチの両端を同電位にしてその漏れ電流を無くし、レンジオン時は演算増幅器の出力信号で電流バイパス回路を駆動するものであり、図42はこれをレンジ数2の場合で集約して表現した構成図である。
以下、これを「抵抗直列電流/電圧変換回路」と呼ぶ。
The resistor series current /
Hereinafter, this is referred to as a “resistance series current / voltage conversion circuit”.
レンジ数2の場合と同様のレンジ切り替え回路を追加する事により容易にレンジ数3以上に拡張可能である事は特許文献1、特許文献2で開示されているので、説明の明快化の為に本書では必要時以外はレンジ数を2又は3とし、最小レンジからレンジ1、レンジ2、レンジ3としそのフルスケールの電流値を各々I1FS、I2FS、I3FSとする。
Since it is disclosed in
負帰還を施した誤差増幅器としての演算増幅器1がリニアに動作する領域では図42の様に非反転入力端子をグランド(回路動作基準電位)に接続すると、その反転入力端子の電位は入力電流Iの大きさに関わらず常に非反転入力端子電位に等しくなるようにその出力電圧V1が制御されるので、電流入力端子電圧eはほぼ0Vになる。以下本書では説明の明快化の為にeを0Vとして扱う。
In a region where the
電流を電圧に変換するI/V変換抵抗3、4は抵抗値が各々R1、R2とし、その大きさはR1>R2であり、R1がレンジ1、R2がレンジ2に対応するものとする。
It is assumed that the resistance values of the I /
レンジ切り替え回路80はレンジ2オン時のバイパス回路を駆動する。
本書ではバイパス電流の方向を、電流駆動回路からI/V変換抵抗に向かう場合を電流吐き出し方向、I/V変換抵抗から電流駆動回路に向かう場合を電流吸い込み方向とする。
The
In this document, the direction of the bypass current is defined as a current discharge direction when traveling from the current drive circuit to the I / V conversion resistor, and a current suction direction when traveling from the I / V conversion resistor to the current drive circuit.
レンジ制御部81は演算増幅器1の出力電圧V1とR2の下端電圧V2から図42中に示したI−V21のグラフの様な電圧出力V21を生成する。
バッファアンプ10はR2の下端電圧V2をバッファリングするもので必要に応じて設ける。
The range controller 81 generates a voltage output V21 like the graph of I-V21 shown in FIG. 42 from the output voltage V1 of the
The
図42の回路動作の概要は以下の通りである。
演算回路2は電圧信号のA/D変換、電流算出、レンジオン/オフ制御信号の制御等を行なうもので、演算増幅器、差動増幅器、コンパレータ、A/D変換器等のハードウェアを組み合わせて機能を実現したり、それらとマイクロコンピュータシステムを組み合わせてハードウェアとソフトウェアで機能を実現する等公知の技術によっても実現方法は千差万別であるが、本発明では所要機能が得られるのであれば方法は問わないので総称として演算回路で示す。その中の差動増幅器もハードウェアによる差動増幅回路についてもA/D変換後のデータをソフトウェアで減算して差分を取っても良い。
The outline of the circuit operation of FIG. 42 is as follows.
The
入力電流IがI1FS以下の場合は演算回路2はレンジ2オン/オフ制御信号をオフとし、レンジ制御部81は電流駆動回路82の出力電圧V21をR2下端の電圧V2と同じ値にするのでダイオードスイッチ6の両端の電位差は0Vで、ダイオードスイッチはオフ状態になって電流を流さないので電流I21は0Aになる。
When the input current I is less than I1FS, the
これに伴い入力電流Iは全てR1とR2を流れ、I=I1、であり、演算回路2によりR1下端の電圧V1を測定し、
I=V1/(R1+R2) ・・・(2)
の演算で入力電流Iの値を求める。
Accordingly, the input current I flows through R1 and R2, and I = I1, and the
I = V1 / (R1 + R2) (2)
The value of the input current I is obtained by the following calculation.
入力電流IがI1FSを越えると演算回路2はレンジ2オン/オフ制御信号をオンにし、負帰還動作により演算増幅器1は、
I=I1+I21 ・・・(3)
となる様に出力電圧V1を増減させ、これに伴い電流駆動回路82の出力電圧が増減し、ダイオードスイッチ6がオンになり、バイパス電流I21を駆動する。
演算回路2でその時のR2下端の電圧V2を測定し、
I=V2/R2 ・・・(4)
の演算で入力電流Iの値を求める。
When the input current I exceeds I1FS, the
I = I1 + I21 (3)
The output voltage V1 is increased or decreased so that the output voltage of the
The
I = V2 / R2 (4)
The value of the input current I is obtained by the following calculation.
以上記した様に、ダイオードスイッチ6は電流駆動回路82とR2下端間の電流のオン/オフスイッチの機能を果たす。ここで、電流駆動回路82は単なるオン/オフスイッチ動作ではなく、入出力の関係が折れ線的な増幅器としての動作をする事は大きな特徴であり、アナログスイッチではオン/オフができない様な比較的大きな電流をレンジ切り替えして測定する場合には特に有利である。
As described above, the diode switch 6 functions as a current on / off switch between the
図60は一般的ダイオードの電圧−電流特性例であり、順方向電圧VFが数百mV以下では電流がほぼ0Aのオフ状態になり、順方向電圧VFがそれ以上では電流が急激に大きくなりダイオードがオン状態になる。
図61は双方向並列接続したダイオードイッチの電圧−電流特性例であり、図60のスイッチ特性のVFとIを正負双方向にした特性になる。
図42の抵抗直列電流/電圧変換回路のダイオードスイッチのオフ状態はその両端を等電位にし、図61の様にダイオード両端子間の電圧が0V近辺では電流が0Aになる特性を用いるものであり一般的な電流/電圧変換回路には充分なスイッチ機能を示す。
FIG. 60 shows an example of voltage-current characteristics of a general diode. When the forward voltage VF is several hundred mV or less, the current is almost 0 A, and when the forward voltage VF is more than that, the current increases rapidly. Turns on.
FIG. 61 shows an example of the voltage-current characteristics of a diode switch connected in parallel in both directions. The switch characteristics in FIG. 60 are such that VF and I are bidirectional in positive and negative directions.
The diode switch of the resistance series current / voltage conversion circuit shown in FIG. 42 uses the characteristic that both ends thereof are equipotential and the current becomes 0 A when the voltage between both terminals of the diode is around 0 V as shown in FIG. A general current / voltage conversion circuit has a sufficient switching function.
しかし、演算増幅器1、レンジ切り替え回路80、バッファアンプ10等ダイオードスイッチ6の周辺回路にはオフセット電圧やゲイン誤差があり、これらにオフセット調整回路やゲイン調整回路を設けたとしても周囲温度条件も含めてダイオードスイッチ両端子間の順方向電圧を完全に0Vにするのは困難である。
However, the peripheral circuits of the diode switch 6 such as the
これらのダイオードスイッチ周辺回路にオフセット、ゲイン調整回路を設けない場合はダイオードスイッチ両端子間の順方向電圧が数mVあるいは10mVを越える場合もあり、順方向に微小な漏れ電流が流れ、ナノアンペア、ピコアンペアレベル等の微小な電流を測定する場合には測定誤差要因になり得るという欠点があった。 When these diode switch peripheral circuits are not provided with an offset / gain adjustment circuit, the forward voltage between both terminals of the diode switch may exceed several mV or 10 mV, and a minute leakage current flows in the forward direction. When measuring a minute current such as a picoampere level, there is a drawback that it may cause a measurement error.
また、図42ではレンジ数が増えるとバッファアンプ10相当のバッファアンプ又はバッファアンプが無い場合は入力電流経路と演算回路2との接続点が増え、これらのバイアス電流が測定対象の入力電流に加算されるので、微小電流を測定する場合には測定誤差要因になるという欠点もあった。
In FIG. 42, when the number of ranges increases, if there is no buffer amplifier or buffer amplifier equivalent to the
また図40は抵抗直列電流/電圧変換回路1と呼ぶものとした特許文献1で開示されている代表的な電流/電圧変換回路のレンジ数3の場合の構成図であるが、スイッチ91、91Aをオン/オフさせた場合の負帰還回路の応答が追従できない事による演算増幅器1及びこれに駆動される電流駆動回路92、92Aの出力には、不感帯回路93、93Aを設けて減少させたとしてもまだ比較的大きいスパイクノイズが出るという欠点があった。
FIG. 40 is a block diagram of a typical current / voltage conversion circuit disclosed in
同様に図53〜図58の様な一般的な演算増幅回路を用いた負帰還回路においてもスイッチによる回路切り換え時の負帰還回路の応答が追従できない事によるスパイクノイズが発生するという問題があった。なお、これらの回路は何れも極めて一般的に知られた基本的な回路なので動作の詳細説明は省く。
なお、ここでいう演算増幅回路とは集積化された単体の演算増幅器、あるいは複数の電子部品を組み合わせて構成した演算増幅回路の何れでも良い。
Similarly, in the negative feedback circuit using the general operational amplifier circuit as shown in FIGS. 53 to 58, there is a problem that spike noise occurs due to the fact that the response of the negative feedback circuit at the time of switching the circuit by the switch cannot follow. . Since these circuits are basic circuits that are very generally known, detailed description of the operation is omitted.
The operational amplifier circuit here may be either an integrated single operational amplifier or an operational amplifier circuit configured by combining a plurality of electronic components.
図53は公知の負帰還を用いた反転増幅回路であり、301は演算増幅器、304は抵抗値R11の抵抗、305は抵抗値R12の抵抗、306は抵抗値R2の抵抗とし、302は演算増幅器の負荷である。
310、311はスイッチでありトランジスタ、FET、アナログスイッチ、機械式リレー等を用いる事ができる。
図53では入力抵抗R11、R12をスイッチ310、311で切り替えて増幅度を変更するが、スイッチがオン/オフする際に負帰還回路の入力抵抗値が急変するがその負帰還回路の応答が追従できない為、一般的には演算増幅器301の出力にスパイクノイズが発生するという問題点がある。
53 shows a known inverting amplifier circuit using negative feedback, where 301 is an operational amplifier, 304 is a resistor having a resistance value R11, 305 is a resistor having a resistance value R12, 306 is a resistor having a resistance value R2, and 302 is an operational amplifier. Is the load.
310 and 311 are switches, and transistors, FETs, analog switches, mechanical relays, and the like can be used.
In FIG. 53, the input resistors R11 and R12 are switched by the
図54は公知の負帰還を用いた反転増幅回路であり、負帰還抵抗R21、R22をスイッチ310、311で切り替えて増幅度を変更するが、図53と同様にスイッチがオン/オフする際の負帰還抵抗値の変化に負帰還回路の応答が追従できない為に演算増幅器301の出力にスパイクノイズが発生するという一般的な問題点がある。
FIG. 54 shows a known inverting amplifier circuit using negative feedback, and the negative feedback resistors R21 and R22 are switched by
図55は公知の負帰還を用いた定電圧/定電流発生回路であり、負帰還抵抗R21、R22をスイッチ310、311で切り替えて定電圧発生するか、定電流発生するかを選択するが、図53と同様にスイッチがオン/オフする際に演算増幅器301の出力にスパイクノイズが発生するという一般的な問題点がある。
例えば、特許文献3では負帰還回路において図55の様な制御信号と負帰還信号を切り替える際のスパイクノイズを避ける方法を開示しているが比較的複雑な回路と操作手順を必要としている。
FIG. 55 is a known constant voltage / constant current generation circuit using negative feedback, and switches between negative feedback resistors R21 and R22 with
For example,
図56は公知の負帰還を用いた定電流発生回路であり、電流検出抵抗306、307の内307の両端をスイッチ310で短絡/非短絡を選択して電流検出ゲインを選択するが、図53と同様にスイッチがオン/オフする際に演算増幅器301の出力にスパイクノイズが発生するという一般的な問題点がある。
FIG. 56 shows a known constant current generation circuit using negative feedback, and the current detection gain is selected by selecting whether the both ends of the
図57は公知の負帰還を用いた電圧印加回路であり、302、303の負荷をスイッチ310、311で切り替えて選択するが、図53と同様にスイッチがオン/オフする際に演算増幅器301の出力にスパイクノイズが発生するという一般的な問題点がある。
FIG. 57 shows a known voltage application circuit using negative feedback. The load of 302 and 303 is selected by switching with
図58は公知の負帰還を用いた定電圧発生回路であり、電流測定部309により電流値を測定する為の電流検出抵抗306、307の内307の両端をスイッチ310で短絡/非短絡を選択して電流検出ゲインを選択するが、図53と同様にスイッチがオン/オフする際に演算増幅器301の出力にスパイクノイズが発生するという一般的な問題点がある。
例えば、特許文献4では負帰還回路において図58の様な負帰還回路中の抵抗値を変更する際のスパイクノイズを避ける方法を開示しているが専用のスイッチと制御手順の追加を必要としている。
FIG. 58 shows a known constant voltage generation circuit using negative feedback, in which both ends of
For example,
また、図59はレンジ数2の場合のI/V変換抵抗3、4を並列にして半導体スイッチ23、25でレンジ切り替えを行なう基本的な電流/電圧変換回路である。
同回路は測定対象電流が小さく半導体スイッチの漏れ電流の影響が誤差要因となる場合は実用にならず、それ故に特許文献1や特許文献2で対策を講じた回路が開示されて来た。
しかし何れも回路規模が大きくなるという欠点が有った。
This circuit is not practical when the current to be measured is small and the influence of the leakage current of the semiconductor switch becomes an error factor. Therefore, a circuit in which measures are taken in
However, all of them have a drawback that the circuit scale becomes large.
解決しようとする課題は、抵抗直列電流/電圧変換回路においてダイオードスイッチの両端子間の周辺回路のオフセット電圧による順方向電圧で微小な電流が流れて測定誤差を発生させる欠点に対して、ダイオードスイッチに逆バイアス電圧が印加された状態では逆漏れ電流は微小になる特性を用いる為に、ダイオードスイッチに逆バイアス電圧が印加される回路構成にして、その漏れ電流に起因する測定誤差を小さくしたレンジ切り替え回路を得ようとするものである。 The problem to be solved is that, in the resistor series current / voltage conversion circuit, the diode switch is used for the disadvantage that a minute current flows due to the forward voltage due to the offset voltage of the peripheral circuit between the two terminals of the diode switch to cause a measurement error. In order to use the characteristic that the reverse leakage current becomes small when the reverse bias voltage is applied to the diode, the circuit configuration is such that the reverse bias voltage is applied to the diode switch, and the measurement error due to the leakage current is reduced. The switching circuit is to be obtained.
さらに、バッファアンプ等のバイアス電流や半導体スイッチの漏れ電流に起因する測定誤差が小さく任意のレンジ切り替え可能な、抵抗直列電流/電圧変換回路とは異なる新たな電流/電圧変換回路である抵抗並列電流/電圧変換回路と多重化電流/電圧変換回路を得ようとするものである。 In addition, the resistance parallel current is a new current / voltage conversion circuit that is different from the resistance series current / voltage conversion circuit and has a small measurement error due to the bias current of the buffer amplifier, etc., and the leakage current of the semiconductor switch, and can switch any range. / Voltage conversion circuit and multiplexed current / voltage conversion circuit.
さらにまた、図40の抵抗直列電流/電圧変換回路1やその他の一般的な負帰還回路におけるスイッチによる回路切り換え時の負帰還回路の応答が追従できない事によるスパイクノイズを削減するスイッチ回路を得ようとするものである。
Furthermore, a switch circuit that reduces spike noise due to the fact that the response of the negative feedback circuit at the time of circuit switching by the switch in the resistor series current /
請求項1に関わるレンジ切り替え回路は、演算増幅器と、直列又は並列接続した複数のI/V変換抵抗を有し、各I/V変換抵抗の一端にダイオードスイッチと電流駆動回路を設け、レンジ切り替え回路により電流駆動回路をオン/オフさせてレンジ切り替えを行なう電流/電圧変換回路において、ダイオードスイッチ及び当該レンジがオフ時にダイオードスイッチに逆バイアス電圧を印加するように構成した電流駆動回路を、電流吐き出し用と電流吸い込み用に個別に設けてダイオードスイッチの漏れ電流に起因する測定誤差を削減した事を特徴とするものである。
The range switching circuit according to
請求項2に関わるレンジ切り替え回路は、演算増幅器と、直列又は並列接続した複数のI/V変換抵抗を有し、各I/V変換抵抗の一端にダイオードスイッチと電流駆動回路を設け、レンジ切り替え回路により電流駆動回路をオン/オフさせてレンジ切り替えを行なう電流/電圧変換回路において、当該レンジがオフ時に逆バイアス電圧を印加する回路を付加したダイオードスイッチを、電流吐き出し方向用と電流吸い込み方向用に個別に設けてダイオードスイッチの漏れ電流に起因する測定誤差を削減した事を特徴とするものである。
The range switching circuit according to
請求項3に関わるレンジ切り替え回路は、請求項1又は請求項2によるレンジ切り替え回路を用いた電流/電圧変換回路において、当該レンジをオンにする直前の電流入力に対して、当該レンジのダイオードスイッチが逆バイアスになる大きさの逆バイアス電圧をレンジ切り替え回路に設定し、ダイオードスイッチのI/V変換抵抗側の端子電位のレンジ切り替え回路への入力を不要とした事を特徴とするものである。
A range switching circuit according to
請求項4に関わるレンジ切り替え回路は、演算増幅器と、直列接続した複数のI/V変換抵抗を有し、最小レンジ以外の各I/V変換抵抗にダイオードスイッチと電流駆動回路を設け、不感帯回路とリミット回路によるレンジ切り替え回路によりオートレンジ動作を行なう抵抗直列電流/電圧変換回路2と呼ぶ電流/電圧変換回路において、不感帯回路とリミット回路に外部からの電圧入力部を設け、これらに印加する電圧で不感帯設定電圧とリミット設定電圧を変化させる事によりレンジオン/オフ動作を強制的にイネーブル/ディセーブル制御可能とした事を特徴とするものである。
A range switching circuit according to
請求項5に関わる抵抗並列電流/電圧変換回路と呼ぶ電流/電圧変換回路は、
半導体スイッチによる電流オン/オフ用スイッチの一端とI/V変換抵抗の一端を接続し、それらの接続部にFETスイッチ又はアナログスイッチによるグランド接続用スイッチを設けたT字型回路を所要レンジ数分と演算増幅器を設け、各T字型回路の電流オン/オフ用スイッチのグランド接続用スイッチ接続側と反対側の端子を演算増幅器の反転入力端子に接続し、各T字型回路のI/V変換抵抗のグランド接続用スイッチ接続側と反対側の端子を演算増幅器の出力端子に接続し、オンにするレンジについて電流オン/オフ用スイッチをオン、グランド接続用スイッチをオフにし、オフにするレンジについては電流オン/オフ用スイッチをオフ、グランド接続用スイッチをオンにする事により、半導体スイッチの漏れ電流に起因する測定誤差を削減した事を特徴とするものである。
A current / voltage conversion circuit called a resistance parallel current / voltage conversion circuit according to
Connects one end of a current on / off switch using a semiconductor switch and one end of an I / V conversion resistor, and provides a T-shaped circuit with a ground connection switch using an FET switch or an analog switch for the required number of ranges. Are connected to the inverting input terminal of the operational amplifier, and the I / V of each T-shaped circuit is connected to the inverting input terminal of the operational amplifier. Connect the terminal on the opposite side of the conversion resistor's ground connection switch to the output terminal of the operational amplifier. For the range to be turned on, turn on the current on / off switch and turn off the ground connection switch. Measured due to the leakage current of the semiconductor switch by turning off the current on / off switch and turning on the ground connection switch And it is characterized in that was to reduce the difference.
請求項6に関わるスイッチ回路は抵抗とコンデンサと必要に応じてダイオードで構成した積分回路によりFETスイッチのオン/オフ制御信号のオン/オフに対して任意の時定数でゲート制御電圧又は電流が漸減/漸増する様にし、FETスイッチのドレイン−ソース間の抵抗値が漸減/漸増する様にした事を特徴とするものである。 The switch circuit according to claim 6 gradually decreases the gate control voltage or current at an arbitrary time constant with respect to on / off of the FET switch on / off control signal by an integrating circuit composed of a resistor, a capacitor and, if necessary, a diode. The resistance value between the drain and the source of the FET switch is gradually decreased / increased.
請求項7に関わるレベル変換回路は抵抗とコンデンサと必要に応じてダイオードを演算増幅器と組み合わせて積分回路を構成し、演算増幅器の非反転入力端子に所定の基準電圧を印加して、任意の電圧のオン/オフ入力信号に対して出力電圧の時定数と整定時の電圧を任意に設定できる事を特徴とするものである。
The level conversion circuit according to
請求項8に関わるスイッチ回路は請求項7のレベル変換回路を用いて任意の電圧のオン/オフ制御信号のオン/オフに対して任意の時定数でゲート制御電圧又は電流を漸減/漸増させ、且つ整定時の電圧又は電流を任意の値に設定する事により、FETスイッチのドレイン−ソース間の抵抗値が漸減/漸増し、且つオン/オフ動作の無駄時間を少なくできる事を特徴とするものである。
The switch circuit according to
請求項9に関わる負帰還回路は、複数の入力抵抗とその選択スイッチ、又は複数の負帰還用抵抗とその選択スイッチ、又は複数の負荷回路とその選択スイッチの何れか1項目又は任意の複数の項目を有する演算増幅回路を用いた負帰還回路において、選択スイッチとして請求項6又は請求項8のスイッチ回路を用い、オン/オフ時のスイッチの抵抗値変化が負帰還回路の応答が追従できる速さになる様にスイッチ回路の時定数を設定し、スイッチ回路のオン/オフ時に発生する演算増幅器のスパイクノイズを削減した事を特徴とするものである。
The negative feedback circuit according to
請求項10に関わる電流/電圧変換回路は、請求項5による抵抗並列電流/電圧変換回路のスイッチとして請求項6又は請求項8のスイッチ回路を用い、オン/オフ時のスイッチの抵抗値変化が負帰還回路の応答が追従できる速さになる様にスイッチ回路の時定数を設定し、レンジ切り替えの為のスイッチ回路のオン/オフ時に発生する演算増幅器のスパイクノイズを削減した事を特徴とするものである。
The current / voltage conversion circuit according to claim 10 uses the switch circuit according to
請求項11に関わる電流/電圧変換回路は、誤差増幅用演算増幅器とI/V変換抵抗を負帰還抵抗とするI/V変換用演算増幅器を設け、電流オン/オフ用の半導体スイッチの一方の端子を誤差増幅用演算増幅器の反転入力端子に、もう一方の端子をI/V変換用演算増幅器の反転入力端子に各々接続し、I/V変換用演算増幅器の非反転入力端子の接続先をレンジオン/オフ用の半導体スイッチにより誤差増幅用演算増幅器の出力かグランドかを選択できる様にし、電流オン/オフ用の半導体スイッチとレンジオン/オフ用の半導体スイッチの両方又は何れか一方をオン/オフさせる事により、半導体スイッチの漏れ電流が少なくI/V変換抵抗に流れる電流のオン/オフ制御が可能で、I/V変換用演算増幅器の出力電圧とその非反転入力端子電圧の電位差がI/V変換抵抗に流れる電流値に比例した電圧になる事を特徴とするものである。
The current / voltage conversion circuit according to
請求項12に関わる電流/電圧変換回路は、電流オン/オフ用の半導体スイッチとしてダイオードスイッチを用いた請求項11の電流/電圧変換回路において、ダイオードスイッチとI/V変換抵抗とI/V変換用演算増幅器を電流吐き出し用と電流吸い込み用に各々設け、ダイオードスイッチオフ時に印加したい逆バイアス電圧値をI/V変換用演算増幅器の非反転入力端子に印加してダイオードスイッチの漏れ電流を抑止した事を特徴とするものである。
12. The current / voltage conversion circuit according to
請求項13に関わる多重化電流/電圧変換回路と呼ぶ電流/電圧変換回路は、請求項11又は請求項12による電流/電圧変換回路の各レンジ毎のI/V変換に関わる回路を所要レンジ数分並列に設け、これと誤差増幅用演算増幅器を組み合わせて半導体スイッチの漏れ電流少なく任意のレンジをオン/オフ制御可能とした事を特徴とするものである。
A current / voltage conversion circuit referred to as a multiplexed current / voltage conversion circuit according to
請求項14に関わる電流/電圧変換回路は、請求項13の多重化電流/電圧変換回路において、電流オン/オフ用の半導体スイッチとI/V変換用演算増幅器の反転入力端子の間に抵抗を入れ、必要に応じてレンジオン/オフ用の半導体スイッチと誤差増幅用演算増幅器の出力端子の間に不感帯回路を設けて誤差増幅用演算増幅器の出力電圧範囲を広くした事を特徴とするものである。 A current / voltage conversion circuit according to a fourteenth aspect is the multiplexed current / voltage conversion circuit according to the thirteenth aspect, wherein a resistor is provided between the semiconductor switch for current on / off and the inverting input terminal of the operational amplifier for I / V conversion. In addition, a dead band circuit is provided between the semiconductor switch for range ON / OFF and the output terminal of the error amplification operational amplifier as necessary to widen the output voltage range of the error amplification operational amplifier. .
請求項15に関わる電流/電圧変換回路は、請求項11又は請求項12又は請求項13又は請求項14の多重化電流/電圧変換回路において、電流オン/オフ用の半導体スイッチとレンジオン/オフ用の半導体スイッチの内FETスイッチによるものを請求項6又は請求項8よるスイッチ回路とし、オン/オフ時のスイッチの抵抗値変化が負帰還回路の応答が追従できる速さになる様にスイッチ回路の時定数を設定し、レンジ切り替えに伴う各演算増幅器のスパイクノイズを削減した事を特徴とするものである。
A current / voltage conversion circuit according to
請求項16に関わる電流/電圧変換回路は、請求項13又は請求項14又は請求項15の多重化電流/電圧変換回路において、各レンジ毎に最適な値の位相補償用のコンデンサを各レンジ毎にI/V変換用演算増幅器の非反転入力端子と電流オン/オフ用の半導体スイッチの誤差増幅用演算増幅器の反転入力端子に接続された側の端子間に接続した事を特徴とするものである。
A current / voltage conversion circuit according to
請求項17に関わる電流/電圧変換回路は、演算増幅器と、直列接続した複数のI/V変換抵抗を有し、最小レンジ以外の各I/V変換抵抗の一端にダイオードスイッチと電流駆動回路を設け、レンジ切り替え回路により電流駆動回路をオン/オフさせてレンジ切り替えを行なう抵抗直列電流/電圧変換回路1と呼ぶ電流/電圧変換回路において、レンジ切り替えの為に電流駆動回路の入力を当該レンジのI/V変換抵抗の検出電圧とするか、誤差増幅用の演算増幅器又はその出力部に必要に応じて設けた不感帯回路の出力電圧とするかの選択を請求項6又は請求項8よるスイッチ回路により行ない、オン/オフ時のスイッチの抵抗値変化が負帰還回路の応答が追従できる速さになる様にスイッチ回路の時定数を設定し、レンジ切り替えに伴う演算増幅器のスパイクノイズを削減した事を特徴とするものである。
The current / voltage conversion circuit according to
請求項18に関わる電流/電圧変換回路は、任意レンジ数の請求項13又は請求項14又は請求項15による多重化電流/電圧変換回路と、任意レンジ数の抵抗直列電流/電圧変換回路又は請求項1又は請求項2又は請求項3又は請求項4又は請求項17による抵抗直列電流/電圧変換回路を組み合わせるか、又は任意レンジ数の請求項13又は請求項14又は請求項15による多重化電流/電圧変換回路と、任意レンジ数の請求項5又は請求項10による抵抗並列電流/電圧変換回路とを組み合わせて、半導体スイッチの漏れ電流やバッファアンプや演算増幅器、その他演算回路で使用する回路素子のバイアス電流やオフセット電圧に起因する測定誤差を削減した事を特徴とするするものである。
The current / voltage conversion circuit according to
本発明のレンジ切り替え回路は特許文献1、特許文献2で開示済みの抵抗直列電流/電圧変換回路に少ない部品を追加するだけで回路のオフセット電圧の影響を減らし、且つレンジオン/オフ制御を任意に行なえるという効果を得られる。
The range switching circuit of the present invention reduces the influence of the offset voltage of the circuit by adding a small number of components to the resistor series current / voltage conversion circuit disclosed in
また、本発明のレンジ切り替え回路により、従来困難であったナノアンペアレベル、ピコアンペアレベル等の微小な電流に対しても半導体スイッチの漏れ電流やバッファアンプ等のバイアス電流に起因する測定誤差を低減した電流/電圧変換回路を実現できる効果を得られる。 In addition, the range switching circuit of the present invention reduces measurement errors due to leakage current of semiconductor switches and bias currents of buffer amplifiers even for minute currents such as nanoampere level and picoampere level, which were difficult to achieve in the past. The effect which can implement | achieve the current / voltage conversion circuit which was made can be acquired.
またさらに、本発明の電圧制御可変抵抗を用いたスイッチ回路を負帰還回路に用いる事により、そのスイッチ切り換えによる負帰還回路に発生するスパイクノイズを低減できるという効果を得られる。 Furthermore, by using the switch circuit using the voltage controlled variable resistor of the present invention for the negative feedback circuit, it is possible to reduce the spike noise generated in the negative feedback circuit due to the switch switching.
最初に本書で使用するの用語の定義を示す。
本書では電圧の単位は[V]、電流の単位は[A]、抵抗の単位は[Ω]、コンデンサの単位は[F]、時間の単位は[秒]であるものとし、説明の明快化の為に文脈上単位が明らかな場合はその記載を省く場合がある。
また、入力電流Iの方向により回路各部の電圧、電流は符号が異なるのみで回路上は正負同様に動作するので、以下の説明における電圧、電流の値は特にことわらない場合は正の値又は絶対値で説明するものとする。
First, definitions of terms used in this document are shown.
In this document, the unit of voltage is [V], the unit of current is [A], the unit of resistance is [Ω], the unit of capacitor is [F], and the unit of time is [second]. If the unit is clear in context, the description may be omitted.
In addition, since the voltage and current of each part of the circuit differ only in the sign depending on the direction of the input current I and operate on the circuit in the same way as the positive and negative, the voltage and current values in the following description are positive or The absolute value will be used for explanation.
また、抵抗に関して説明図中で符号と抵抗値Rnを並記している場合がある。判り易くする為に誤解を招かない範囲で、抵抗を特定する場合に符号でなく抵抗値Rnで呼ぶ場合がある。 In addition, there are cases where the symbol and the resistance value Rn are written side by side in the explanatory diagram regarding the resistance. In order to make it easy to understand, there is a case where the resistance is specified by the resistance value Rn instead of the sign when specifying the resistance within a range not causing misunderstanding.
一般に電流の大きさを測定測定するにはその電流をI/V変換抵抗に流し、その両端の電圧を測定する事で行なう。これを電流/電圧変換と呼び、その為の回路を電流/電圧変換回路と呼ぶ。
電流の範囲が広い場合にはレンジ毎に値の異なるI/V変換抵抗を設け、I/V変換抵抗又はI/V変換後の電圧信号を選択回路で選択するが、これをレンジ切り替えという。
本書では電流/電圧変換回路中のこのレンジ切り替えを行なう部分を「レンジ切り替え回路」と呼ぶ。
In general, the magnitude of current is measured and measured by flowing the current through an I / V conversion resistor and measuring the voltage at both ends. This is called current / voltage conversion, and a circuit for this is called a current / voltage conversion circuit.
When the current range is wide, an I / V conversion resistor having a different value is provided for each range, and the I / V conversion resistor or the voltage signal after the I / V conversion is selected by the selection circuit. This is called range switching.
In this document, the part of the current / voltage conversion circuit that performs the range switching is called a “range switching circuit”.
また、先に示した様に特許文献1で開示された演算増幅器と、直列接続した複数のI/V変換抵抗を有し、最小レンジ以外の各I/V変換抵抗にダイオードスイッチと電流駆動回路による電流バイパス回路を設け、電流バイパス回路をレンジ切り替え回路によりオン/オフさせる事でレンジ切り替えを行なう電流/電圧変換回路を「抵抗直列電流/電圧変換回路1」と呼ぶ。
In addition, as described above, the operational amplifier disclosed in
また、先に示した様に特許文献2で開示された演算増幅器と、直列接続した複数のI/V変換抵抗を有し、最小レンジ以外の各I/V変換抵抗にダイオードスイッチと電流駆動回路による電流バイパス回路を設け、リミット回路を介したI/V変換抵抗側のダイオードスイッチの端子電圧と不感帯回路を介した演算増幅器の電圧出力との加算値で電流駆動回路を駆動する事により自動レンジ切り替えを行なう電流/電圧変換回路を「抵抗直列電流/電圧変換回路2」と呼ぶ。
In addition, as described above, the operational amplifier disclosed in
さらに、上記の「抵抗直列電流/電圧変換回路1」と「抵抗直列電流/電圧変換回路2」の総称として「抵抗直列電流/電圧変換回路」と呼ぶ。
Furthermore, the above-mentioned “resistance series current /
また、請求項5で示した電流オン/オフ用の半導体スイッチとI/V変換抵抗とグランド接続用FETスイッチ又はアナログスイッチによるT字型回路を所要レンジ数分と演算増幅器を組み合わせてレンジ切り替えを可能とした電流/電圧変換回路を「抵抗並列電流/電圧変換回路」と呼ぶ。
In addition, the T-shaped circuit comprising the current on / off semiconductor switch, the I / V conversion resistor, the ground connection FET switch or the analog switch described in
また、請求項13で示したI/V変換抵抗を負帰還抵抗とするI/V変換用演算増幅器とレンジオン/オフ用半導体スイッチと電流オン/オフ用の半導体スイッチを組み合わせた回路を所要レンジ数分並列に設け、これと演算増幅器を組み合わせてレンジ切り替えを可能とした電流/電圧変換回路を「多重化電流/電圧変換回路」と呼ぶ。 Further, the circuit comprising the combination of the operational amplifier for I / V conversion using the I / V conversion resistor as the negative feedback resistor, the semiconductor switch for range on / off, and the semiconductor switch for current on / off according to claim 13 as the required number of ranges. A current / voltage conversion circuit that is provided in parallel and is combined with an operational amplifier to enable range switching is referred to as a “multiplexed current / voltage conversion circuit”.
また、先に記した様に本発明では図60と図61の特性例で示すダイオードの電流スイッチ特性を用いる。
その様なダイオード相当の電圧−電流特性を有する素子にはダイオード接続したトランジスタやダイオード接続したFET、バリスタ、又はツェナーダイオード等があるが、説明の明快化の為に本書ではそれらも含めて「ダイオードスイッチ」で表記し図面中ではダイオード記号で表わす。
Further, as described above, in the present invention, the diode current switch characteristics shown in the characteristic examples of FIGS. 60 and 61 are used.
There are diode-connected transistors, diode-connected FETs, varistors, Zener diodes, etc. as elements having such a voltage-current characteristic equivalent to diodes. It is indicated by “switch” and is indicated by a diode symbol in the drawing.
また本書ではこれらダイオードスイッチ以外に、主回路の2端子、所謂「ソース」と「ドレイン」以外にそのオン/オフを制御する為の端子、所謂「ゲート」を持つ三端子スイッチとして、電界効果トランジスタ(以下FETと称す)を用いる。
FETには接合型FET(以下J−FETと称す)や絶縁ゲートFET(以下MOS−FETと称す)があり、さらにJ−FETにはNチャネル接合型FET(以下NJ−FETと称す)、Pチャネル接合型FET(以下PJ−FETと称す)があり、MOS−FETにはNチャネル絶縁ゲートFET(以下NMOS−FETと称す)、Pチャネル絶縁ゲートFET(以下PMOS−FETと称す)等の種類があり、さらに同様な機能を持つフォトモスリレーがある。
In addition to these diode switches, this document describes a field effect transistor as a three-terminal switch having two terminals of the main circuit, so-called “source” and “drain”, and a terminal for controlling on / off, so-called “gate”. (Hereinafter referred to as FET).
The FET includes a junction type FET (hereinafter referred to as J-FET) and an insulated gate FET (hereinafter referred to as MOS-FET). Further, the J-FET includes an N channel junction type FET (hereinafter referred to as NJ-FET), P There are channel junction type FETs (hereinafter referred to as PJ-FETs), and MOS-FETs include N-channel insulated gate FETs (hereinafter referred to as NMOS-FETs), P-channel insulated gate FETs (hereinafter referred to as PMOS-FETs), etc. There is also a photo mos relay with similar functions.
MOS−FETは一般的にドレイン−ソース間にダイオードが内蔵されている場合があるが、その場合は図62に示す様に2個逆方向に直列接続すれば本書の発明に用いる上での必要な機能は他のFETと同等である。 A MOS-FET generally has a built-in diode between its drain and source. In this case, if two diodes are connected in series in the reverse direction as shown in FIG. 62, they are necessary for use in the present invention. This function is equivalent to other FETs.
また、フォトモスリレーは4端子であるが、実際に使用する上では図63に示す様にオン/オフ制御用発光ダイオードのアノード又はカソードの何れか一方の端子を抵抗を介して電源又はグランドに接続し、他方の端子から電流を流す制御をして使用するので実質的には三端子であり、本書の発明に用いる上での必要な機能は他のFETと同等である。 The photoMOS relay has four terminals, but in actual use, as shown in FIG. 63, either the anode or the cathode of the on / off control light emitting diode is connected to the power supply or ground via a resistor. Since it is connected and used to control the flow of current from the other terminal, it is essentially three terminals, and the functions necessary for use in the invention of this document are equivalent to other FETs.
以上を鑑みて本書ではこれらを総称として「FETスイッチ」と呼ぶものとする。
その他にアナログ回路のオン/オフ用スイッチとして一般的なアナログスイッチがあり、本発明でもスイッチとして使用できる場合が多くある。
従って、回路中で単にスイッチ機能があれば良く、ダイオードスイッチ、FETスイッチ、一般的アナログスイッチの何れでも使用可能な場合は総称として「半導体スイッチ」と呼ぶものとする。
In view of the above, in this document, these are collectively referred to as “FET switches”.
In addition, there is a general analog switch as an on / off switch for an analog circuit, and it can be used as a switch in the present invention in many cases.
Accordingly, it is sufficient that the circuit has only a switching function. When any of a diode switch, FET switch, and general analog switch can be used, it is generically called “semiconductor switch”.
また、電圧制御可変抵抗素子としてJ−FET、MOS−FET、フォトモスリレー等が一般的に知られており、本発明でもその何れも使用可能でありこれらを総称としてFETスイッチと呼ぶ。
さらに、FETスイッチの制御信号電圧に応じて抵抗値が変化する電圧制御可変抵抗(Voltage-Controlled Resistor)特性を用いる請求項6又は請求項8によるスイッチ回路をスイッチとして用いる場合は「VCRスイッチ」と呼ぶものとする。
Further, J-FETs, MOS-FETs, photo MOS relays and the like are generally known as voltage controlled variable resistance elements, and any of them can be used in the present invention, and these are collectively referred to as FET switches.
Furthermore, when the switch circuit according to
また、本書では図面間で部品や回路ブロックが同一の場合は同一符号又はA、B等のサフィクス付きの同一符号で示し、何れかの図面でその説明を行なったら他の図面説明では同一のものとして説明を繰り返さないものとする。
また、指数表記の都合上、自然対数の底eのX乗をexp[X]で示す。
さらに、以下で記述する実施例はあくまでも「例」であり、同等機能を実現する方法にはそれらから組み合わせの変更や応用、派生、類推される種々のバリエーションが容易に考えられるが、発明が指す原理に基づく限りはそれらは全て本発明の範囲に含まれるものとする。
以上を前提に以下に発明実施の最良形態を実施例で示す。
Also, in this document, when parts and circuit blocks are the same in the drawings, they are indicated by the same reference numerals or the same reference numerals with suffixes such as A, B, etc. The description will not be repeated.
Also, for convenience of exponential notation, the base e of the natural logarithm is raised to the Xth power by exp [X].
Further, the embodiments described below are merely “examples”, and various variations derived from combinations, applications, derivations, and analogies can be easily considered as methods for realizing equivalent functions. They are all within the scope of the present invention as long as they are based on the principle.
Based on the above, the best mode for carrying out the invention will be described below as an example.
図1は、本発明の請求項1のレンジ切り替え回路を用いた抵抗直列電流/電圧変換回路の実施例である。
なお、本書で記述する各回路では吐き出し、吸い込み何れの電流入力にも対応可能としているが、実際に応用する場合には何れか一方の入力電流のみに対応すれば良い場合もあり、その場合は不要電流方向側に関わる回路を取り外して回路をより少なくする事ができる。
FIG. 1 shows an embodiment of a resistance series current / voltage conversion circuit using the range switching circuit according to
In addition, each circuit described in this document is compatible with both current input and output current input, but in actual application, it may be necessary to support only one of the input currents. The circuit related to the unnecessary current direction can be removed to reduce the circuit.
図42と機能同等の部分は図42と同じ符号で示す。基本的な動作は背景技術で記述した図42の動作と同様である。
レンジ切り替え回路50の出力部を図43に示し、以下図1と図43により説明する。
電流駆動回路52、53は駆動電流が大きい場合等、必要に応じて電流ブースタ54、55を設けるものとする。
Parts equivalent to those in FIG. 42 are denoted by the same reference numerals as in FIG. The basic operation is the same as the operation of FIG. 42 described in the background art.
The output section of the
The
本例では電流駆動回路52、53は反転加算回路で構成し定電圧源56の電圧+E1により電流駆動回路52の出力に負のバイアス−E1を加算し、定電圧源57の電圧−E2により電流駆動回路53の出力に正のバイアス+E2を加算するものであり、種々のバリエーションが図52の例に示す様な公知の演算増幅器による加減算回路等で容易に構成できる。
なお、図中の抵抗値は全て同じと仮定して入出力の関係式を記述している。
また、図1のレンジ切り替え回路50内の表記は構成イメージを示す為にバイアス電源の極性が図43と逆になっている。以下の他の実施例でも同様である。
In this example, the
Note that the input / output relational expressions are described assuming that the resistance values in the figure are all the same.
Further, the notation in the
電流駆動回路52はバイパス電流を吐き出し、電流駆動回路53はバイパス電流を吸い込み、ダイオードスイッチ6、6Aは各々のオン/オフスイッチである。
電流駆動回路52、53の出力にはそれ自身、及びそれにつながる誤差増幅器としての演算増幅器1、レンジ制御部51、バッファアンプ10等のオフセット電圧やゲイン誤差が加算されて現われるが、以下ではこれらをまとめてオフセット電圧と呼ぶ。
The current drive circuit 52 discharges bypass current, the
The outputs of the
ここで電流駆動回路52の出力に見込まれる正の最大オフセット電圧を打ち消けせる大きさの電圧+E1を反転加算するとレンジ2オフ時はレンジ制御部51によりV21=V2とされるので、電流駆動回路52に正のオフセット電圧があっても−E1で打ち消されてダイオードスイッチ6の両端は逆バイアスされるのでその漏れ電流はほぼ0Aになる。
Here, when the voltage + E1 having a magnitude that can cancel the positive maximum offset voltage expected in the output of the current drive circuit 52 is inverted and added, when the
同様に電流駆動回路53の出力に見込まれる負の最大オフセット電圧を打ち消けせる大きさの電圧−E2を反転加算するとレンジ2オフ時はレンジ制御部51によりV21=V2とされるので、電流駆動回路53に負のオフセット電圧があっても+E2で打ち消されてダイオードスイッチ6Aの両端は逆バイアスされるのでその漏れ電流はほぼ0Aになる。
Similarly, if the voltage -E2 having a magnitude that can cancel the negative maximum offset voltage expected in the output of the
以上から、図1の回路構成によるとレンジ2オフ時にダイオードスイッチ6、6Aは逆バイアスされて漏れ電流に起因する測定誤差が小さい電流/電圧変換回路を得る事ができる事が判る。
以上の動作はレンジ数が増えても同様である。
なお、ダイオードスイッチの逆バイアス電圧が不必要に大きいと誤差要因となるダイオードスイッチの逆漏れ電流が生じ、レンジ2のオン/オフ変化時のV1及びV21の変化幅が大きくなり回路の応答も遅くなるので、逆バイアス電圧は不必要に大きくしない様に設定すべきである。
From the above, it can be seen that according to the circuit configuration of FIG. 1, the diode switches 6 and 6A are reverse-biased when the
The above operation is the same even if the number of ranges increases.
If the reverse bias voltage of the diode switch is unnecessarily large, a reverse leakage current of the diode switch, which becomes an error factor, is generated, and the change width of V1 and V21 when the
図2は、本発明の請求項1のレンジ切り替え回路を用いた抵抗直列電流/電圧変換回路の別の実施例である。
レンジ切り替え回路60の出力部を図44に示し、以下図2と図44により説明する。
実施例1との違いはレンジ制御部61の出力部を+出力部68、−出力部69に分けた事であり、動作は実施例1と同様である。
図2中のグラフに示す様に+出力部68はV21を0V以上に保ち、−出力部69はV22を0V以下に保つ。
これにより入力電流Iの方向が反転する場合のレンジ切り替え動作が速くなる事が利点である。
以上はレンジ数が増えても同様である。
FIG. 2 shows another embodiment of the resistance series current / voltage conversion circuit using the range switching circuit according to
The output section of the range switching circuit 60 is shown in FIG. 44 and will be described below with reference to FIGS.
The difference from the first embodiment is that the output unit of the range control unit 61 is divided into a + output unit 68 and a -output unit 69, and the operation is the same as that of the first embodiment.
As shown in the graph of FIG. 2, the + output unit 68 keeps V21 at 0V or higher, and the -output unit 69 keeps V22 at 0V or lower.
This is advantageous in that the range switching operation when the direction of the input current I is reversed becomes faster.
The above is the same even if the number of ranges increases.
図3は本発明の請求項1のレンジ切り替え回路を用いた抵抗直列電流/電圧変換回路と同じレンジ切り替え回路で、並列に配置したI/V変換抵抗3、4、5を駆動する電流/電圧変換回路にも応用可能である事を示したレンジ数3の場合の実施例である。
バッファアンプ10、11は必要に応じて設ける。
本実施例の場合、I/V変換抵抗3、4、5の右側端子は演算増幅器1の反転入力端子に直結されるのでそれらの電位は0Vになる。
従って、入力電流IはI/V変換抵抗3、4、5を流れる電流の合計であり、演算回路2によりR1、R2、R3の左側端子の電位V1、V2、V3を測定し、
I=V1/R1+V2/R2+V3/R3 ・・・(5)
の演算で入力電流Iの値を求める事ができる。
FIG. 3 shows the same range switching circuit as the resistance series current / voltage conversion circuit using the range switching circuit according to
The
In the present embodiment, the right terminals of the I /
Accordingly, the input current I is the sum of the currents flowing through the I /
I = V1 / R1 + V2 / R2 + V3 / R3 (5)
The value of the input current I can be obtained by the following calculation.
本回路では、レンジ2がオフ時はV2も0Vであれば良く、レンジ3がオフ時はV3も0Vであれば良いので、抵抗直列電流/電圧変換回路と異なり、レンジ切り替え回路50、50Aはレンジオフ時には0Vを出力すれば良いので、ダイオードスイッチ右側の電位V2、V3を動作条件に入れる必要が無くその分回路を減らせる事が利点である。
In this circuit, V2 may be 0 V when
なお、I/V変換抵抗3は常時オンになっているが、これを外して、全てのI/V変換抵抗をオン−オフ制御する構成にしても良い。
以上はレンジ数が増えても同様である。
Although the I /
The above is the same even if the number of ranges increases.
図4は本発明の請求項2のレンジ切り替え回路を用いた抵抗直列電流/電圧変換回路の実施例である。
逆バイアス印加回路70はレンジ2オフ時にダイオードスイッチ6及び6Aに逆バイアス電圧を印加する為のものである。
71は−E1Xの負の定電圧源、72は+E2Xの正の定電圧源であり、73、74はダイオード、75は抵抗値R2Aの抵抗、76は抵抗値R2Bの抵抗であり、その他は図1と同様である。
FIG. 4 shows an embodiment of a resistance series current / voltage conversion circuit using the range switching circuit of
The reverse bias application circuit 70 is for applying a reverse bias voltage to the diode switches 6 and 6A when the
71 is a negative constant voltage source of −E1X, 72 is a positive constant voltage source of + E2X, 73 and 74 are diodes, 75 is a resistor having a resistance value R2A, 76 is a resistor having a resistance value R2B, and others are shown in FIG. Same as 1.
レンジ切り替え回路50の出力にはそれ自身、及びそれにつながる演算増幅器1、バッファアンプ10等のオフセット電圧が加算されて現われる。
レンジ2オフ時に、ダイオード73とR2Aでレンジ切り替え回路50に見込まれる正の最大オフセット電圧値が加算されたV21と−E1X間の電位を分圧した電圧がV2より小さくなる様に−E1X、R2Aを設定してダイオードスイッチ6を逆バイアスする。
同様にダイオードスイッチ6Aもレンジ2オフ時に逆バイアスされる様に+E2X、R2Bを設定する。
The output of the
-E1X, R2A so that the voltage obtained by dividing the potential between V21 and -E1X to which the positive maximum offset voltage value expected in the
Similarly, + E2X and R2B are set so that the diode switch 6A is reverse-biased when the
ここでレンジ2オフ時はレンジ切り替え回路50によりV21=V2とされるので、ダイオードスイッチ6、6Aの両端は各々逆バイアスされてその漏れ電流はほぼ0Aになる。
以上から、図4の回路構成によるとダイオードの漏れ電流に起因する測定誤差が小さい電流/電圧変換回路を得られる事が判る。
Here, when
From the above, it can be seen that the circuit configuration of FIG. 4 can provide a current / voltage conversion circuit with a small measurement error due to the leakage current of the diode.
なお、逆バイアス印加回路70はレンジ2オフ時にダイオードスイッチ6、6Aに逆バイアスを印加できるのであれば公知のバイアス作成回路で良く、例えばバイパス電流が小さければダイオード73、74は適当な値の抵抗でも良い。あるいは抵抗75、76を定電流ダイオードやFETによる定電流回路等に置き換える事もできる。
ここで、逆バイアス印加回路70中の分圧回路に流れる電流はI/V変換抵抗R1、R2には流れないので測定精度に影響しないのは明らかである。
また、レンジ切り替え回路50内のレンジ制御部は1個であるが図2の様に吐き出し、吸い込み用に分けても良い。
The reverse bias applying circuit 70 may be a known bias generating circuit as long as the reverse bias can be applied to the diode switches 6 and 6A when the
Here, since the current flowing through the voltage dividing circuit in the reverse bias applying circuit 70 does not flow through the I / V conversion resistors R1 and R2, it is clear that the measurement accuracy is not affected.
Further, although there is one range control unit in the
なお、ダイオードスイッチ6、6Aの逆バイアス電圧が不必要に大きいと誤差要因となるダイオードの逆漏れ電流が増加し、レンジ2のオン/オフ変化時のV1及びV21の変化幅が大きくなり回路の応答も遅くなる可能性が生ずるので、逆バイアス電圧は不必要に大きくしない様に設定すべきである。
If the reverse bias voltage of the diode switches 6 and 6A is unnecessarily large, the reverse leakage current of the diode, which becomes an error factor, increases, and the change width of V1 and V21 when the
なお、請求項2のレンジ切り替え回路をI/V変換抵抗を並列に接続する場合には図3のレンジ切り替え回路50を図4の逆バイアス印加回路70に置き換えれば良い。
When the range switching circuit of
図5は本発明の請求項3のレンジ切り替え回路を用いた抵抗直列電流/電圧変換回路の実施例である。
レンジ切り替え回路50の逆バイアス電圧をレンジ2をオンにする時の入力電流に対してダイオードスイッチ6、6Aがそれぞれ逆バイアスになる大きさ−EL21、+EL22に設定するものとする。
これにより、レンジ切り替え回路50の動作条件にダイオードスイッチ6、6A右端の電位V2を入れなくてもレンジ2オフの間はV21が0Vでもダイオードスイッチ6、6Aは逆バイアスされてその漏れ電流は0Aになる。
結果的に レンジ切り替え回路50に電位V2を入力する回路が不要になる利点が生ずる。
以上はレンジ数が増えても同様である。
FIG. 5 shows an embodiment of a resistance series current / voltage conversion circuit using the range switching circuit of
The reverse bias voltage of the
As a result, even if the voltage V2 at the right end of the diode switch 6, 6A is not included in the operating condition of the
As a result, there is an advantage that a circuit for inputting the potential V2 to the
The above is the same even if the number of ranges increases.
図6は本発明の請求項4のレンジ切り替え回路を用いた抵抗直列電流/電圧変換回路2のレンジ数3の場合の実施例である。
レンジ切り替え回路110、110Aは抵抗直列電流/電圧変換回路2の不感帯回路とリミット回路に相当する部分に外部からの電圧入力部を設け、これに印加する電圧で不感帯設定電圧とリミット設定電圧を変化させる事によりレンジオン/オフ動作を強制的にイネーブル/ディセーブル制御可能としたものである。
FIG. 6 shows an embodiment in which the resistance series current /
The range switching circuits 110 and 110A are provided with an external voltage input section corresponding to the dead band circuit and limit circuit of the resistance series current /
図45にレンジ切り替え回路110、110Aの一例を示す。不感帯回路111は公知であり、その不感帯設定電圧+Edb、−Edbは定電圧源114、115で設定する。
リミット回路112も公知であり、そのリミット設定電圧+Elmt、−Elmtは定電圧源116、117で設定する。
本例では回路内の抵抗の抵抗値は全て等しいものとし、これに伴い全ての反転増幅器のゲインは−1とする。
FIG. 45 shows an example of the range switching circuits 110 and 110A. The
The limit circuit 112 is also known, and the limit setting voltages + Elmt and −Elmt are set by the constant voltage sources 116 and 117.
In this example, the resistance values of the resistors in the circuit are all equal, and accordingly, the gains of all the inverting amplifiers are -1.
反転増幅器113はそのレンジオン/オフディセーブル制御入力Vcontを反転させる。
これによりレンジオン/オフディセーブル制御入力Vcontは不感帯回路111の不感帯設定電圧とリミット回路112のリミット設定電圧に加算され、それらの設定電圧をVcontで変更する事ができる様になる。
電流駆動回路118は不感帯回路111の出力とリミット回路112の出力の反転加算機能も含む。
ここで、Vcontを0Vにすると電流駆動回路118と不感帯回路111には何も影響を及ぼさないのでレンジ切り替え回路はイネーブル状態になる。
The inverting amplifier 113 inverts the range on / off disable control input Vcont.
As a result, the range on / off disable control input Vcont is added to the deadband setting voltage of the
The current drive circuit 118 also includes an inversion addition function of the output of the
Here, if Vcont is set to 0 V, the current switching circuit 118 and the
Vcontを見込まれる(Vdbin−Edb)より大きく、且つ見込まれる(Vlmtin−Elmt)より大きな電圧Vdisに設定すると、不感帯回路111の出力は0Vになり、リミット回路112のリミッタ機能はディセーブル状態になるので、電流駆動回路118の出力にはVlmtinがそのまま出力されレンジ切り替え回路はディセーブル状態になる。
なお、Vdisは一定値(固定値)で良く、コンパレータ回路やインバータ回路等との適合性が良いのは利点である。
If the voltage Vdis is larger than the expected Vcont (Vdbin−Edb) and larger than the expected (Vlmtin−Elmt), the output of the
Note that Vdis may be a constant value (fixed value), and it is an advantage that compatibility with a comparator circuit, an inverter circuit, or the like is good.
図6において、上記に従ってレンジ2、レンジ3のオン/オフディセーブル制御信号のディセーブル指定に必要な電圧をそれぞれVdis2、Vdis3とすれば、演算回路2によりレンジ2オン/オフディセーブル制御信号を0V又はVdis2、レンジ3オン/オフディセーブル制御信号を0V又はVdis3に切り替えればレンジ切り替え回路110、110Aを任意にイネーブル/ディセーブル制御できる事になり、開示済みの抵抗直列電流/電圧変換回路2が大幅に使用し易いものになる。
In FIG. 6, if the voltages necessary for disabling the on / off disable control signals for
また、電流駆動回路118に図43又は図44の様な逆バイアス電圧印加回路を追加する事により、容易に請求項1のレンジ切り替え回路を実現できるのも利点である。
It is also advantageous that the range switching circuit of
図7は本発明の請求項5の抵抗並列電流/電圧変換回路の基本回路例である。
説明の明快化の為にI/V変換抵抗3、4を有するレンジ数2の電流/電圧変換回路とする。
演算増幅器1は誤差増幅器として用い、電流ブースタ32は演算増幅器1の電流駆動能力が不足する場合に入れるものとし、必須ではない。
FIG. 7 is a basic circuit example of a resistance parallel current / voltage conversion circuit according to
For the sake of clarity of explanation, a current / voltage conversion circuit with two ranges having I /
The
電流オン/オフ用スイッチ23、25は半導体スイッチであり、グランド接続用スイッチ24、26はFETスイッチ又はアナログスイッチである。
レンジ1オン/オフ制御信号によりレンジ1をオン/オフさせる。
レンジ1オンの場合はスイッチ23をオン、スイッチ24をオフにし、レンジ1オフの場合はスイッチ23をオフ、スイッチ24をオンにする。即ちスイッチ23とスイッチ24のオン/オフは互いに逆になる様にするものとし、インバータ27はその関係のイメージを示すものであり必須ではなく、両レンジ共にオンにしてオーバーラップ期間が必要な場合はレンジ1オン/オフ制御信号を各スイッチ毎に個別に用意し、演算回路2で両レンジがオーバーラップする様に制御すれば良い。
The current on / off switches 23 and 25 are semiconductor switches, and the ground connection switches 24 and 26 are FET switches or analog switches.
When
レンジ2オン/オフ制御信号によりレンジ2をオン/オフ制御し、スイッチ25、26の制御方法はレンジ1と同様である。
The
本回路はスイッチのオン抵抗値がI/V変換抵抗値に対して充分小さく、スイッチのオフ抵抗値が充分大きい事を利用するものであるので、説明の明快化の為に具体的な数値例で以下説明する。
レンジ1はフルスケール100μA、レンジ2はフルスケール1mAとする。
I/V変換抵抗3の抵抗値R1を100kΩ、I/V変換抵抗4の抵抗値R2を10kΩとし、スイッチ23、24、25、26のオン抵抗をrで示し10Ωとし、オフ時は回路的に完全にオフとして扱える程度に大きく等価的に無限大とする。これらのスイッチの抵抗値は一般的なFETやアナログスイッチで実現可能なものであり現実的な値である。
Since this circuit uses the fact that the on-resistance value of the switch is sufficiently small with respect to the I / V conversion resistance value and the off-resistance value of the switch is sufficiently large, a specific numerical example is provided for clarity of explanation. This is explained below.
The resistance value R1 of the I /
図8で動作説明する。同図はレンジ1がオン、レンジ2がオフの場合を示し、スイッチ23、26をオン、スイッチ24、25をオフにしている。
この場合測定対象である入力電流Iは演算増幅器1によりI/V変換抵抗3を経由して図8のI1で示すルートを流れる様に駆動されるので I=I1であり、この時演算増幅器の出力電圧をV0とすると、
I=V0/(R1+r) ・・・(6)
になる。
ここで約0.01%の誤差を許容すればR1の100kΩはスイッチ23のオン抵抗10Ωに対して充分大きくR1>>rと見なせるので、
I≒V0/R1 ・・・(7)
で近似でき、これにより演算回路2で電圧V0と抵抗値R1から入力電流Iの値を求める事ができる。
The operation will be described with reference to FIG. This figure shows the case where
In this case, the input current I to be measured is driven by the
I = V0 / (R1 + r) (6)
become.
Here, if an error of about 0.01% is allowed, 100 kΩ of R1 is sufficiently larger than the on-
I≈V0 / R1 (7)
Thus, the value of the input current I can be obtained from the voltage V0 and the resistance value R1 by the
ここで入力電流Iがレンジ1のフルスケール値の100μAとするとV0は10Vになるのでレンジ2のスイッチ26の両端電圧V22はR2とrで分圧されて約10mVになる。
この時オフであるスイッチ25の左側端子は演算増幅器1の反転入力端子電圧と同じ0Vなので、スイッチ25の両端電圧V21はV22と等しく約10mVになる。
Here, if the input current I is 100 μA which is the full scale value of the
Since the left terminal of the
一般的にFETスイッチはオフ時にもその両端電圧(ドレイン−ソース間電圧Vds)に応じて漏れ電流Idsが流れる。一例として図65にNJ−FETのオフ時のVds−Ids特性例を示す。これから判る様にVdsが大きいと漏れ電流が増えるが、Vdsが0Vに近ければ漏れ電流は0Aに近くなり無視可能迄小さくなる。
上記例の場合V21が10mVと小さく、オフ時の漏れ電流がレンジ1のフルスケール100μAに対して充分小さいFETスイッチを用いる事により図7はスイッチ25の漏れ電流による誤差が無視できるレンジ切り替え可能な電流/電圧変換回路である事が判る。
上記の例ではオフ時Vdsが10mVで漏れ電流が0.1μA以下であればこれによる誤差は0.1%以下であり、その様なFETは容易に入手可能である。
Generally, even when an FET switch is turned off, a leakage current Ids flows according to the voltage across the terminal (drain-source voltage Vds). As an example, FIG. 65 shows an example of Vds-Ids characteristics when the NJ-FET is off. As can be seen from this, when Vds is large, the leakage current increases. However, when Vds is close to 0 V, the leakage current is close to 0 A and decreases to a negligible level.
In the case of the above example, by using an FET switch in which V21 is as small as 10 mV and the leakage current at the time of off is sufficiently small with respect to the
In the above example, if the off-time Vds is 10 mV and the leakage current is 0.1 μA or less, the error due to this is 0.1% or less, and such an FET is readily available.
もし図8でスイッチ26によるグランド接続が無ければV21は10Vになりスイッチ25の漏れ電流が大きくなりそれによる誤差が無視できなくなる可能性が高くなる事から、スイッチ26の有効性が判る。
なお、上記例の場合I/V変換抵抗4は演算増幅器1の負荷になりスイッチ26を経由する電流I2が流れるが入力電流Iとは無関係であり、測定精度には影響しない。
If there is no ground connection by the
In the case of the above example, the I /
レンジ1がオフ、レンジ2がオンの場合は、スイッチ24、25をオン、スイッチ23、26をオフにする。(図示無し)
すると測定対象である入力電流Iは演算増幅器1によりI/V変換抵抗4とスイッチ25を流れる様に駆動される、この時演算増幅器の出力電圧をV0とすると
I=V0/(R2+r) ・・・(8)
になる。
ここで約0.1%の誤差を許容すればR2の10kΩはスイッチ25のオン抵抗10Ωに対して充分大きくR2>>rと見なせるので、
I≒V0/R2 ・・・(9)
で近似でき、これにより演算回路2で電圧V0と抵抗値R2から入力電流Iの値を求める事ができる。
When
Then, the input current I to be measured is driven by the
become.
Here, if an error of about 0.1% is allowed, 10 kΩ of R2 is sufficiently larger than the on-
I≈V0 / R2 (9)
Thus, the value of the input current I can be obtained from the voltage V0 and the resistance value R2 by the
ここで入力電流Iがレンジ2のフルスケール値の1mAとするとV0は10Vになるのでレンジ1のスイッチ24の両端電圧V12はR1とrで分圧されて約1mVになる。
この時オフであるスイッチ23の左側端子は演算増幅器1の反転入力端子電圧と同じ0Vなので、スイッチ23の両端電圧V11はV12と等しく約1mVになり漏れ電流は無視可能迄小さくなる。
Here, if the input current I is 1 mA of the full scale value of the
Since the left terminal of the
この場合も、もしスイッチ24によるグランド接続が無ければV11は10Vになりスイッチ23の漏れ電流が大きくなりそれによる誤差が無視できなくなる可能性が高くなる事から、スイッチ24の有効性が判る。
また、上記の場合I/V変換抵抗3は演算増幅器1の負荷になりスイッチ24を経由する電流が流れるが入力電流Iとは無関係であり、測定精度には影響しない。
Also in this case, if there is no ground connection by the
In the above case, the I /
但し、オフ時のスイッチ23、25の両端子間電圧は完全には0Vにはならないので、その漏れ電流が無視できないレベルの微小な電流測定には適さない。
However, since the voltage between both terminals of the
以上から図7の回路はスイッチの漏れ電流の測定精度への影響少なくレンジ切り替え可能である事が判り、同じ方法で容易にレンジ数を3以上にする事ができる。
また、この抵抗並列電流/電圧変換回路は複数のレンジを同時オンにしてそれらのI/V変換抵抗の並列値をI/V変換抵抗値としても良い。
また、本実施例の方法ではオン/オフに関わらず全てのI/V変換抵抗に電流を流すので演算増幅器1の駆動能力が不足する場合は電流ブースタ32を設けるものとする。
From the above, it can be seen that the range of the circuit of FIG. 7 can be switched with little influence on the measurement accuracy of the leakage current of the switch, and the number of ranges can be easily increased to 3 or more by the same method.
Further, this resistance parallel current / voltage conversion circuit may simultaneously turn on a plurality of ranges and set the parallel value of these I / V conversion resistors as the I / V conversion resistance value.
In the method of this embodiment, a current booster 32 is provided when the operational capability of the
図9は本発明の請求項5の抵抗並列電流/電圧変換回路の別の実施例であり、実施例7の図7を拡張したものである。
半導体スイッチ23、25はFETスイッチ、アナログスイッチ又はダイオードスイッチであり、FETスイッチ、アナログスイッチのオン抵抗はI/V変換抵抗に対して無視できない大きさでも良い。
FIG. 9 shows another embodiment of the resistance parallel current / voltage conversion circuit according to
The semiconductor switches 23 and 25 are FET switches, analog switches, or diode switches, and the on-resistances of the FET switches and analog switches may not be negligible with respect to the I / V conversion resistance.
I/V変換抵抗3、4の半導体スイッチ24、26側から電圧信号V11、V21を取り出し演算回路2に接続し、その電圧信号と演算増幅器1又は電流ブースタ32の出力電圧V0との差分をI/V変換抵抗の両端信号V1、V2とし、これを用いて実施例7と同様にして電流を算出する。
差動増幅器20、20Aは機能を示すものであり実際に差動増幅器を用いても良いし、V0、V11、V21をA/D変換した後にソフトウェアで演算して電位差を求めても良い。
図9では半導体スイッチ23、25のオン抵抗がI/V変換抵抗に対して比較的大きくレンジオン時の半導体スイッチの両端電圧がI/V変換抵抗の両端電圧に対して無視できない場合、及びオン時両端電圧が0.6V前後になるダイオードスイッチの場合に特に有効である。
The voltage signals V11 and V21 are taken out from the semiconductor switches 24 and 26 side of the I /
The
In FIG. 9, the on-resistance of the semiconductor switches 23 and 25 is relatively large with respect to the I / V conversion resistor, and the voltage across the semiconductor switch when the range is on cannot be ignored with respect to the voltage across the I / V conversion resistor. This is particularly effective in the case of a diode switch in which the voltage between both ends is about 0.6V.
図10は本発明の請求項6のFETスイッチを用いた、VCRスイッチと呼ぶスイッチ回路の実施例である。
本発明はFETスイッチを単にオン/オフさせるのでなく、オン/オフ制御信号に対して、オフからオン時はスイッチの抵抗値の変化を最大値から最小値迄緩やかに変化(漸減)させ、オンからオフ時はスイッチの抵抗値の変化を最小値から最大値迄緩やかに変化(漸増)させようとするものである。
FIG. 10 shows an embodiment of a switch circuit called a VCR switch using the FET switch according to claim 6 of the present invention.
In the present invention, the FET switch is not simply turned on / off, but the on / off control signal is changed from a maximum value to a minimum value (from a minimum value) to a minimum value when the switch resistance is turned on. From OFF to OFF, the switch resistance value is gradually changed (gradually increased) from the minimum value to the maximum value.
図64にNJ−FETのゲート−ソース間電圧Vgsとドレイン−ソース間抵抗Rdsの特性の一例を示す。同図からVgsを変化させるとRdsが大きく変わり、電圧制御可変抵抗の特性がある事が判る。 FIG. 64 shows an example of the characteristics of the gate-source voltage Vgs and the drain-source resistance Rds of the NJ-FET. From this figure, it can be seen that when Vgs is changed, Rds changes greatly, and there is a characteristic of a voltage controlled variable resistor.
図10は電圧制御可変抵抗素子としてNJ−FETを用いた場合のVCRスイッチ400の回路例である。
VCRスイッチ400のS、Dで示す端子間がスイッチ動作をし、Cで示す端子がスイッチのオン/オフ制御信号を受ける端子である。
FIG. 10 is a circuit example of the
The terminals indicated by S and D of the
401はNJ−FETであり、以下説明の為にその抵抗値rは最大時は回路的に完全にオフとして扱える程度に大きく等価的に無限大とし、最小時は10Ωとする。
402は数MΩ程度のゲート−ソース間バイアス用抵抗、403はゲート逆バイアス防止用ダイオードである。
420はゲートオン/オフ信号をFETのゲート制御に必要な電圧レベルに変換する為のレベル変換回路であり、ゲートオン/オフ制御信号レベルをゲート制御用信号レベルVcL/VcHに変換するレベル変換部430とCR積分回路440から成る。VcL/VcHはFETをオン/オフさせるのに充分な2種類の電源電圧とする。
431はNPNトランジスタ、432はPNPトランジスタ、433は抵抗値R0の抵抗である。
Reference numeral 431 denotes an NPN transistor, reference numeral 432 denotes a PNP transistor, and reference numeral 433 denotes a resistor having a resistance value R0.
441、442は抵抗、443、444はダイオード、445はコンデンサであり、ダイオードにより立ち上がりの時定数(R0+R1)・Cと立ち下がりの時定数R2・Cを個別に設定可能としている。
R1>R2の場合はR2=R1//R2XとなるR2Xを用いて図11の接続とし、R1<R2の場合はR1=R1X//R2となるR1Xを用いて図12の接続にしてダイオード443又は444の何れかを不要とする事も可能であり、R1=R2であれば抵抗442とダイオード443、444を不要とし、抵抗441だけにしても良い。
Reference numerals 441 and 442 denote resistors, reference numerals 443 and 444 denote diodes, and reference numeral 445 denotes a capacitor. The rise time constant (R0 + R1) · C and the fall time constant R2 · C can be individually set by the diode.
In the case of R1> R2, the connection of FIG. 11 is made using R2X where R2 = R1 // R2X, and in the case of R1 <R2, the connection is made as shown in FIG. 12 using R1X where R1 = R1X // R2. Alternatively, either one of 444 and 444 may be unnecessary. If R1 = R2, the resistor 442 and the diodes 443 and 444 may be omitted, and only the resistor 441 may be used.
CR積分回路440が無い場合は図10は公知のFETゲート制御回路であり、その詳細動作説明は省く。
その場合のゲート制御回路出力電圧V2はゲートオン/オフ制御信号H/Lに応じてVcL/VcHの何れかの値になり、その間の移行は急峻な立ち上がり、立ち下がり波形になり、FETのドレイン−ソース間の抵抗値も最大値と最小値間を急変する。
When the CR integration circuit 440 is not provided, FIG. 10 shows a known FET gate control circuit, and a detailed description of its operation is omitted.
In this case, the gate control circuit output voltage V2 becomes one of the values of VcL / VcH according to the gate on / off control signal H / L, and the transition between them becomes a steep rising and falling waveform, and the drain of the FET The resistance value between the sources also changes abruptly between the maximum value and the minimum value.
CR積分回路440を入れた場合はゲート制御回路出力電圧V2はゲートオン/オフ制御信号H/Lに応じて指数関数的に変化する。概算の為にダイオード443、444の順方向電圧を無視可能とし、ゲートオン/オフ信号が変化してからの経過時間をt[秒]とし、立ち上がり時の時定数をτ1とすると、ゲート制御回路出力電圧V2について、
τ1=(RO+R1)・C ・・・(10)
V2 = (VcH-VcL)・(1-exp[-t/τ1]) +VcL ・・・(11)
が成り立ち、立ち下がり時の時定数をτ2とすると
τ2=R2・C ・・・(12)
V2 = (VcH-VcL)・exp[-t/τ2] +VcL ・・・(13)
が成り立つ。
概略波形を図16の「CR積分回路による波形」で示す。
When the CR integration circuit 440 is inserted, the gate control circuit output voltage V2 changes exponentially according to the gate on / off control signal H / L. For the sake of rough estimation, the forward voltage of the diodes 443 and 444 can be ignored, the elapsed time from the change of the gate on / off signal is t [seconds], and the time constant at the rise is τ1, and the gate control circuit output For voltage V2,
τ1 = (RO + R1) · C (10)
V2 = (VcH-VcL) ・ (1-exp [-t / τ1]) + VcL (11)
If the time constant at the fall is τ2, τ2 = R2 ・ C (12)
V2 = (VcH-VcL) · exp [-t / τ2] + VcL (13)
Holds.
A schematic waveform is shown as “waveform by CR integration circuit” in FIG.
このゲート制御回路出力電圧の変化に応じてFETのドレイン−ソース間の抵抗値も最大値と最小値間を漸減/漸増する事になる。
従って、VCRスイッチ400はゲートオン/オフ制御信号をC端子に印加するとS−D端子間の抵抗値が最大値と最小値間を漸減/漸増するので、オン/オフ時の抵抗値の変化が緩やかなスイッチとなる。その緩やかさの度合いはCRによる時定数とFETのVgs−Rdsの特性で決まる。
In accordance with the change in the output voltage of the gate control circuit, the resistance value between the drain and source of the FET gradually decreases / increases between the maximum value and the minimum value.
Therefore, when the
但し、それ故本VCRスイッチではゲート制御回路出力電圧とS−D端子間の抵抗値の変化は通常は単調増加、単調減少的な単調性はあるが必ずしもリニアな関係になるとは限らない。
なお、NJ−FET以外のFETではゲート電圧、あるいはフォトモスリレーの場合は発光ダイオード電流、の印加方法は異なるが、本実施例を応用して容易に同様な動作をする回路を得る事ができる。
また、図10のNJ−FETのソースからゲートへの漏れ電流が無視できない場合はMOS−FETやフォトモスリレーによれば改善可能である。
However, in this VCR switch, the change in the resistance value between the gate control circuit output voltage and the S-D terminal is usually monotonously increased or monotonously decreased, but not necessarily in a linear relationship.
It should be noted that the application method of the gate voltage or the light emitting diode current in the case of the photo moss relay is different in the FET other than the NJ-FET, but a circuit that can easily perform the same operation can be obtained by applying this embodiment. .
Further, when the leakage current from the source to the gate of the NJ-FET of FIG. 10 cannot be ignored, it can be improved by using a MOS-FET or a photo moss relay.
図13の420は本発明の請求項7のレベル変換回路の実施例であり、電圧制御可変抵抗としてNJ−FETを駆動する場合で示す。
421は演算増幅器であり積分回路の一部を構成する。
422は抵抗値R1の抵抗、423は抵抗値R2の抵抗、424は抵抗R3の抵抗、427は容量Cの積分用コンデンサであり、演算増幅器421による積分回路の構成要素である。
Reference numeral 421 denotes an operational amplifier that forms part of an integration circuit.
425は抵抗値R4の抵抗、426は抵抗値R5の抵抗であり、演算増幅器421の電源+V、−Vを分圧して演算増幅器421の非反転入力端子に接続し、その動作基準電圧VSを生成する。
なお、±V電源でなくても任意の電源を適当に抵抗で分圧する等して必要な電圧値VSを得れば良い。
It should be noted that a necessary voltage value VS may be obtained by appropriately dividing an arbitrary power source with a resistor even if it is not a ± V power source.
428、429はダイオードでありゲートオン/オフ制御信号がHの時にR1を有効、Lの時R2を有効にする。
R1>R2の場合はR2=R1//R2XとなるR2Xを用いて図14の接続とし、R1<R2の場合はR1=R1X//R2となるR1Xを用いて図15の接続にしてダイオード428又は429の何れかを不要とする事も可能であり、R1=R2であれば抵抗423とダイオード428、429を不要として、抵抗422だけにしても良い。
なお、説明の明快化の為に以下の計算式は概算の為のものとし、ダイオード428、429の順方向電圧は0Vとし無視可能として扱う。
In the case of R1> R2, the connection of FIG. 14 is made using R2X where R2 = R1 // R2X, and in the case of R1 <R2, the connection is made as shown in FIG. 15 using R1X where R1 = R1X // R2. Alternatively, either one of 429 and 429 can be omitted. If R1 = R2, the resistor 423 and the
For the sake of clarity, the following calculation formula is used for rough estimation, and the forward voltages of the
ゲートオン/オフ制御信号電圧V1がL入力時V1Lとし、V2の立ち上がり時の整定後の電圧をV2Hとすると、演算増幅器421の反転入力端子電位は非反転入力端子電位VSと等しくなる様に演算増幅器421により負帰還制御されるので、
(V1L-VS)/R2 = (VS-V2H)/R3 ・・・(14)
が成り立ち、ゲートオン/オフ制御信号電圧V1がH入力時V1Hとし、V2の立ち下がり時の整定後の電圧をV2Lとすると、
(V1H-VS)/R1 = (VS-V2L)/R3 ・・・(15)
が成り立つ。
When the gate on / off control signal voltage V1 is V1L when L is input and the voltage after settling at the rise of V2 is V2H, the operational amplifier 421 has an inverting input terminal potential equal to the non-inverting input terminal potential VS. Since negative feedback control is performed by 421,
(V1L-VS) / R2 = (VS-V2H) / R3 (14)
When the gate on / off control signal voltage V1 is V1H when H is input and the voltage after settling at the fall of V2 is V2L,
(V1H-VS) / R1 = (VS-V2L) / R3 (15)
Holds.
一方過渡的には、ゲート制御回路出力電圧V2はゲートオン/オフ制御信号のH/Lに応じて指数関数的に変化する。
ゲートオン/オフ制御信号V1が変化してからの経過時間をt[秒]とし、V1の立ち下がり時の時定数をτ1とすると、ゲート制御回路出力電圧V2について、
τ1 = R2・R3・C/(R2+R3) ・・・(16)
V2 = (V2H-V2L)・(1-exp[-t/τ1]) +V2L ・・・(17)
が成り立ち、V1の立ち上がり時の時定数をτ2とすると
τ2= R1・R3・C/(R1+R3) ・・・(18)
V2 = (V2H-V2L)・exp[-t/τ2] +V2L ・・・(19)
が成り立つ。
On the other hand, transiently, the gate control circuit output voltage V2 changes exponentially according to the H / L of the gate on / off control signal.
Assuming that the elapsed time from the change of the gate on / off control signal V1 is t [seconds] and the time constant at the fall of V1 is τ1, the gate control circuit output voltage V2 is
τ1 = R2 ・ R3 ・ C / (R2 + R3) (16)
V2 = (V2H-V2L) ・ (1-exp [-t / τ1]) + V2L (17)
Assuming that the time constant at the rise of V1 is τ2, τ2 = R1, R3, C / (R1 + R3) (18)
V2 = (V2H-V2L) · exp [-t / τ2] + V2L (19)
Holds.
また、VSは電源+V、−VをR4、R5で分圧する場合は
VS = (+V-(-V))・R5/(R4+R5) +(-V) ・・・(20)
が成り立つ。
概略波形を図16の「演算増幅器回路による波形」で示す。
Also, when VS divides the power supply + V and -V with R4 and R5,
VS = (+ V-(-V)) ・ R5 / (R4 + R5) + (-V) (20)
Holds.
A schematic waveform is shown as “waveform by operational amplifier circuit” in FIG.
ゲートオン/オフ制御信号電圧V1L、V1Hと時定数の目標値τ1、τ2と、整定後の電圧の目標値V2H、V2Lとすれば、(14)〜(20)式を用いてR1、R2、R3、R4、R5、Cのそれぞれの値を決定できる。
言い換えると、図13のレベル変換回路420によれば専用電源と多くの部品を用いずに、任意のゲートオン/オフ制御信号電圧V1に対して任意の時定数で漸減/漸増し、任意の電圧に整定するゲート制御回路出力電圧V2を得る事ができる事が判る。
Assuming that the gate on / off control signal voltages V1L and V1H, the target values τ1 and τ2 of the time constant, and the target values V2H and V2L of the settling voltage, R1, R2, R3 using the equations (14) to (20) , R4, R5, and C can be determined.
In other words, according to the
なお、NJ−FET以外のFETではゲート電圧の印加方法は異なるが、本実施例を応用して容易に同様な動作をする回路を得る事ができる。 Note that although a gate voltage application method is different in an FET other than the NJ-FET, a circuit that easily performs the same operation can be obtained by applying this embodiment.
図13の400は本発明の請求項8のFETスイッチを用いたスイッチ回路の実施例である。以下これもVCRスイッチと呼ぶが図10のCR積分回路によるVCRスイッチに代替できるものである。
即ち、請求項7のレベル変換回路を用いて任意の電圧のオン/オフ制御信号のオン/オフに対して任意の時定数でゲート制御電圧又は電流を漸減/漸増させ、且つ整定時の電圧又は電流を任意の値に設定する事により、FETスイッチのドレイン−ソース間の抵抗値が漸減/漸増する様にしたものであり、その動作は実施例10で示した通りである。
これによりVCRスイッチのオン/オフ動作の無駄時間を少なくできる事を以下に説明する。
That is, the level control circuit according to
It will be described below that the dead time for the on / off operation of the VCR switch can be reduced.
図16はゲートオン/オフ制御信号V1とゲート制御回路出力電圧V2のタイムチャートである。同図に従って無駄時間について説明する。
ゲート制御回路出力電圧V2において、FETのドレイン−ソース間抵抗Rdsを最大にする電圧をVgsL、最小にする電圧をVgsHとするとその間がRdsの可変領域であり、VgsL以下はRdsが最大領域、即ちスイッチオフ領域、VgsH以上はRdsが最小領域、即ちスイッチオン領域である。
FIG. 16 is a time chart of the gate on / off control signal V1 and the gate control circuit output voltage V2. The dead time will be described with reference to FIG.
In the gate control circuit output voltage V2, when the voltage that maximizes the drain-source resistance Rds of the FET is VgsL, and the voltage that minimizes the voltage is VgsH, the Rds variable region is between them. Above the switch-off region, VgsH, Rds is the minimum region, that is, the switch-on region.
VgsLとVgsHはFETの電気的特性とドレイン又はソースに与えられる入力信号のピーク電圧で決定される値であり、個々の回路仕様で異なるものである。
図10の「CR積分回路による波形」の場合ゲートオン/オフ制御信号がLになってからV2がVcLからVgsL迄の期間T1はRdsは最大値のままで変化しないので動作時間として見ると無駄時間である。
V2がVgsLからVgsH迄の期間T2はRdsが漸減する期間であり、その時間又は傾きはCR積分回路の時定数で調整可能である。
V2がVgsHからVcH迄の期間T3はRdsは最小値のままで変化しないので動作時間として見ると無駄時間である。
VgsL and VgsH are values determined by the electrical characteristics of the FET and the peak voltage of the input signal applied to the drain or source, and differ depending on individual circuit specifications.
In the case of the “waveform by the CR integration circuit” in FIG. 10, the period T1 from when the gate on / off control signal becomes L to V2 from VcL to VgsL remains unchanged at the maximum value of Rds. It is.
A period T2 from VgsL to VgsH is a period during which Rds gradually decreases, and the time or slope thereof can be adjusted by the time constant of the CR integration circuit.
In the period T3 from VgsH to VcH, Rds remains at the minimum value and does not change.
同様にゲートオン/オフ制御信号がHになってからV2がVcHからVgsH迄の期間T4はRdsは最小値のままで変化しないので動作時間として見ると無駄時間である。
V2がVgsHからVgsL迄の期間T5はRdsが漸増する期間でありその時間又は傾きはCR積分回路の時定数で調整可能である。
V2がVgsLからVcL迄の期間T6はRdsは最小値のままで変化しないので動作時間として見ると無駄時間である。
Similarly, a period T4 from VcH to VgsH after the gate on / off control signal becomes H is a dead time when viewed as an operation time because Rds remains the minimum value and does not change.
A period T5 from VgsH to VgsL is a period in which Rds gradually increases, and the time or slope thereof can be adjusted by the time constant of the CR integration circuit.
In the period T6 from VgsL to VcL, Rds remains the minimum value and does not change.
以上から、無駄時間を少なくする為には電源電圧VcLをVgsLに近づけ、電源電圧VcHをVgsHに近づければ良い事になる。
しかし、一般的には回路仕様とFETの特性に応じて種々の値をとるVgsL、VgsHに対し、それに近い電圧を発生する電源をその都度用意するのは困難であり、VgsL、VgsHと大きく異なる電源を使用せざるを得なく、図10の場合は無駄時間は大きくならざるを得ない場合が多い。
From the above, in order to reduce the dead time, the power supply voltage VcL should be close to VgsL and the power supply voltage VcH should be close to VgsH.
However, in general, it is difficult to prepare a power supply that generates a voltage close to VgsL and VgsH that take various values according to circuit specifications and FET characteristics, and is greatly different from VgsL and VgsH. The power source must be used, and in the case of FIG. 10, the dead time is often increased.
次に請求項7のレベル変換回路を用いた請求項8によるVCRスイッチ図13の無駄時間について説明する。
図16の「演算増幅器回路による波形」で見ると、ゲートオン/オフ制御信号がLになってからV2がV2LからVgsL迄の期間T11はRdsは最大値のままで変化しないので動作時間として見ると無駄時間である。
V2がVgsLからVgsH迄の期間T12はRdsが漸減する期間でありその時間又は傾きは積分回路の時定数で調整可能である。
V2がVgsHからV2H迄の期間T13はRdsは最小値のままで変化しないので動作時間として見ると無駄時間である。
Next, the dead time of the VCR switch of FIG. 13 using the level conversion circuit of
Looking at the “waveform by the operational amplifier circuit” in FIG. 16, the period T11 from when the gate on / off control signal becomes L to V2 from V2L to VgsL is the maximum value of Rds and does not change. It is a dead time.
A period T12 in which V2 is from VgsL to VgsH is a period in which Rds gradually decreases, and the time or slope thereof can be adjusted by the time constant of the integration circuit.
In the period T13 from VgsH to V2H, Rds remains the minimum value and does not change.
同様にゲートオン/オフ制御信号がHになってからV2がV2HからVgsH迄の期間T14はRdsは最小値のままで変化しないので動作時間として見ると無駄時間である。
V2がVgsHからVgsL迄の期間T15はRdsが漸増する期間でありその時間又は傾きは積分回路の時定数で調整可能である。
V2がVgsLからV2L迄の期間T16はRdsは最小値のままで変化しないので動作時間として見ると無駄時間である。
Similarly, during the period T14 from V2H to VgsH after the gate on / off control signal becomes H, Rds remains the minimum value and does not change.
A period T15 from VgsH to VgsL is a period in which Rds gradually increases, and the time or slope thereof can be adjusted by the time constant of the integration circuit.
In the period T16 from VgsL to V2L, Rds remains the minimum value and does not change.
以上によれば、V2立ち上がり時の無駄時間T11とT13、及びV2立ち下がり時の無駄時間T14とT16を小さくするにはV2LをVgsLに近く、V2HをVgsHに近く設定すれば良い事が判るが、請求項7のレベル変換回路を用いた請求項8によるスイッチ回路ではそれが可能である事は実施例10で説明した通りである。 From the above, it can be seen that in order to reduce the dead times T11 and T13 at the rise of V2 and the dead times T14 and T16 at the fall of V2, it is sufficient to set V2L close to VgsL and V2H close to VgsH. As described in the tenth embodiment, the switch circuit according to the eighth aspect using the level conversion circuit according to the seventh aspect can achieve this.
即ち図10のCR積分回路によるVCRスイッチは電源電圧VcH、VcLを最適値にするのが困難な為整定後のゲート制御回路出力電圧が必要以上に大きくなりオン/オフ時の無駄時間が大きい為にスイッチ時間も大きくなるという欠点があるが、図13のVCRスイッチでは整定後のゲート制御回路出力電圧を任意に設定可能な為オン/オフ時間の無駄時間を最小に設定してスイッチ時間を小さくする事ができる。 That is, since the VCR switch using the CR integration circuit of FIG. 10 has difficulty in making the power supply voltages VcH and VcL optimum values, the output voltage of the gate control circuit after settling becomes larger than necessary, and the dead time at ON / OFF is large. However, the VCR switch of FIG. 13 can arbitrarily set the output voltage of the gate control circuit after settling, so the on / off time is set to a minimum and the switch time is reduced. I can do it.
但し、本VCRスイッチでもゲート制御回路出力電圧とS−D端子間の抵抗値の変化は通常は単調増加、単調減少的な単調性はあるが必ずしもリニアな関係になるとは限らない。
また、図13のNJ−FETのソースからゲートへの漏れ電流が無視できない場合はMOS−FETやフォトモスリレーによれば改善可能である。
However, even in this VCR switch, the change in the resistance value between the gate control circuit output voltage and the S-D terminal is usually monotonously increased or monotonously decreased, but not necessarily in a linear relationship.
Further, when the leakage current from the source to the gate of the NJ-FET of FIG. 13 cannot be ignored, it can be improved by using a MOS-FET or a photo MOS relay.
図17は請求項9を図53の負帰還回路に適用した実施例である。
400、400AはVCRスイッチであり図53のスイッチ310、311に置き換えたものである。
なお、本実施例では説明の明快化の為にスイッチ310、311、及びVCRスイッチ400、400Aの抵抗値はオン時0Ω、オフ時無限大として扱うものとする。
FIG. 17 shows an embodiment in which claim 9 is applied to the negative feedback circuit of FIG.
In the present embodiment, the resistance values of the
図18はスイッチ310と抵抗値R11の抵抗304を直列に接続したものと、そのスイッチ310をVCRスイッチ400に置き換えたものである。
前者のスイッチ310を用いる場合の直列合成抵抗値Rはスイッチオン/オフ信号(図示無し)をオフにすると無限大、オンにするとR11になり、スイッチオン/オフにより直列合成抵抗値Rは無限大とR11の間を急激に変化する。
一方後者のVCRスイッチ400を用いる場合の直列抵抗値RはVCRスイッチがオフ時は無限大、オン時はR11になり、スイッチオン/オフにより直列合成抵抗値Rは無限大とR11の間を漸減/漸増する。
In FIG. 18, a
In the case of using the
On the other hand, when the
従って図17のVCRスイッチと直列接続した入力抵抗304、305はゲートオン/オフ制御信号のオン/オフに伴い漸減/漸増する事になり、VCRスイッチ400、400Aの積分回路の抵抗とコンデンサ(図示無し)の値を適当に選択してオン/オフ時のスイッチの抵抗値変化が負帰還回路の応答が追従できる速さになる様にすれば演算増幅器301のスパイクノイズを減らす事ができる。
Accordingly, the
同様に図56のスイッチ310をVCRスイッチ400に置き換える事を検討する。
図19はスイッチ310と抵抗値R32の抵抗307を並列に接続したものと、そのスイッチ310をVCRスイッチ400に置き換えたものである。
前者のスイッチ310を用いる場合の並列合成抵抗値Rはスイッチオン/オフ信号(図示無し)をオフにするとR32、オンにすると0Ωになり、スイッチオン/オフにより並列合成抵抗値RはR32と0Ωの間を急激に変化する。
一方後者のVCRスイッチ400を用いる場合の並列抵抗値RはVCRスイッチがオフ時はR32、オン時は0Ωになり、スイッチオン/オフにより並列合成抵抗値RはR32と0Ωの間を漸減/漸増する。
Similarly, consider replacing the
In FIG. 19, a
In the case of using the
On the other hand, when the
上記から図56の抵抗307と並列接続したスイッチ310をVCRスイッチに置き換えればゲートオン/オフ制御信号のオン/オフに伴いその並列抵抗値は漸減/漸増する事になり、VCRスイッチ内の積分回路の抵抗とコンデンサ(図示無し)を適当に選択してオン/オフ時のスイッチの抵抗値変化が負帰還回路の応答が追従できる速さになる様にすれば演算増幅器301のスパイクノイズを減らす事ができる。
56. If the
以上と同様にして図54、図55、図57、図58の各スイッチ310、311をVCRスイッチに置き換えて(図示無し)VCRスイッチ内の積分回路の抵抗とコンデンサを適当に選択してオン/オフ時のスイッチの抵抗値変化が負帰還回路の応答が追従できる速さになる様にすれば演算増幅器301のスパイクノイズを減らす事ができる。
なお、図54、図55の様にスイッチが負帰還ループの中にある場合はループをオープンにしない為にスイッチ切り替え時には2個同時オンの期間を設けて、全てのスイッチがオフになる期間が無い様にする必要がある。
Similarly to the above, the
When the switch is in the negative feedback loop as shown in FIGS. 54 and 55, since the loop is not opened, two switches are simultaneously turned on at the time of switching, and the period in which all switches are turned off is set. It is necessary not to have it.
図20は請求項10による抵抗並列電流/電圧変換回路の回路例である。
これは図7の半導体スイッチ23、24、25、26をVCRスイッチ400、400A、400B、400Cに置き換えたものである。
半導体スイッチの漏れ電流の測定精度への影響少なくレンジ切り替え可能である事は既に説明済みでありVCRスイッチにおいても同様の効果がある。
FIG. 20 is a circuit example of a resistance parallel current / voltage conversion circuit according to
This is obtained by replacing the semiconductor switches 23, 24, 25, and 26 in FIG. 7 with
It has already been explained that the range can be switched with little influence on the measurement accuracy of the leakage current of the semiconductor switch, and the VCR switch has the same effect.
図20の各VCRスイッチ内の積分回路の抵抗とコンデンサ(図示無し)を適当に選択してオン/オフ時のスイッチの抵抗値変化が負帰還回路の応答が追従できる速さになる様にすればレンジ切り替え時の演算増幅器1のスパイクノイズが少ない抵抗並列電流/電圧変換回路を得る事ができる。
実施例12で説明済みの為その動作説明は省く。
The resistance and capacitor (not shown) of the integration circuit in each VCR switch in FIG. 20 are appropriately selected so that the change in the resistance value of the switch at the time of ON / OFF becomes a speed at which the response of the negative feedback circuit can follow. For example, it is possible to obtain a resistance parallel current / voltage conversion circuit with less spike noise of the
Since it has been described in the twelfth embodiment, the description of its operation is omitted.
図21は本発明の請求項11の多重化電流/電圧変換回路のレンジ数1の基本回路例であり、レンジをレンジ1と呼ぶ。
電流オン/オフ用の半導体スイッチ23は演算回路2の出力であるレンジオン/オフ制御信号でオン/オフ制御されるもので、アナログスイッチ、フォトモスリレー、FET、トランジスタ、ダイオードスイッチ、メカニカルリレー等入力電流をオン/オフできれば一般的なスイッチ素子で良い。
FIG. 21 is a basic circuit example of the number of
The current on / off
抵抗14とスイッチ15はレンジ1がオフ時に演算増幅器1の負帰還ループがオープンになって出力が飽和するのを避ける為のもので、レンジ1オフ時にスイッチ15をオンにして入力電流Iを抵抗14に流れる様にして演算増幅器1を正常に負帰還動作させるものであり、他にレンジが追加されて常に何れかのレンジがオンになる場合は抵抗14とスイッチ15は無くても良い。レンジ数が1の場合にはレンジ1がオン時にはスイッチ15をオフにするものとする。
これにより、演算増幅器1は入力電流Iの大きさに関わらず常にその反転入力端子が0Vになる様にその出力電圧V0が制御される。以降の説明ではこれを前提とする。
なお、抵抗14とスイッチ15操作は本来の電流/電圧変換機能には直接関わらないので以降の説明では省く。
The
As a result, the output voltage V0 of the
Note that the operation of the
レンジオン/オフ用のスイッチ回路120は演算回路2の出力であるレンジオン/オフ制御信号でオン/オフ制御されるもので、アナログスイッチ、フォトモスリレー、FET、トランジスタ、メカニカルリレー等アナログ信号をオン/オフできれば一般的なスイッチ素子で良い。
抵抗33はスイッチ回路120がオフ時に演算増幅器12の非反転入力端子をグランドにプルダウンする。
The range on / off
The
図46はスイッチ回路120の別の回路例であり、121は公知の不感帯回路であり、122は反転増幅器である。
本例では図46の回路内の抵抗の抵抗値は全て等しいものとし、これに伴い全ての反転増幅器のゲインは−1とする。
Vcontに接続されたオン/オフ制御信号を0Vにすると入力VinはそのままVoutに出力される。
オン/オフ制御信号をVinの見込まれる最大値より大きな電圧Vdisに設定して置き、これをVcontに入力すると不感帯回路121の不感帯設定電圧として働きVoutは0Vになる。
以上から図46はVcontの電圧でオン/オフ制御されるスイッチ動作をする事が判る。本スイッチによると、スイッチ動作が緩やかになり、負帰還回路の応答が追従できない事による各演算増幅器出力のスパイクノイズが減る効果がある。
なお、Vdisは一定値(固定値)で良く、コンパレータやインバータ等との適合性が良いのは利点である。
FIG. 46 shows another circuit example of the
In this example, the resistance values of the resistors in the circuit of FIG. 46 are all equal, and accordingly, the gains of all the inverting amplifiers are −1.
When the on / off control signal connected to Vcont is set to 0V, the input Vin is output to Vout as it is.
When the on / off control signal is set to a voltage Vdis that is larger than the maximum value expected of Vin and is input to Vcont, it acts as a deadband setting voltage of the
From the above, it can be seen that FIG. 46 performs a switch operation that is on / off controlled by the voltage of Vcont. According to this switch, the switch operation becomes gentle, and there is an effect that the spike noise of each operational amplifier output due to the fact that the response of the negative feedback circuit cannot follow is reduced.
Note that Vdis may be a constant value (fixed value), and it is an advantage that compatibility with a comparator, an inverter, or the like is good.
図21のI/V変換抵抗3は抵抗値R1のI/V変換用抵抗であり、演算増幅器12と共にI/V変換回路を構成する。
バッファアンプ10はI/V変換用の演算増幅器12の非反転入力端子電圧をバッファリングして演算回路2に渡す為のもので、必須ではな必要に応じて設ければ良い。
An I /
The
以下に図21の回路動作を説明する。
I/V変換用の演算増幅器12はその負帰還動作により反転入力端子の電位が非反転入力端子電位V12と等しくなる様に出力電圧V11を制御する。
従ってレンジオン/オフ用スイッチ回路120と電流オン/オフ用半導体スイッチ23をオフにするとV12は抵抗33によりグランドにプルダウンされて0Vになり、反転入力端子電位も0Vになる。ここで演算増幅器1の反転入力端子の電位は常に0Vになる様に制御されるので結果的に電流オン/オフ用半導体スイッチ23の両端子間電圧は0Vで漏れ電流が極めて小さいオフ状態になり、I/V変換抵抗3に流れる電流は0A、即ちレンジ1はオフ状態になる。
The circuit operation of FIG. 21 will be described below.
The
Accordingly, when the range on / off
レンジオン/オフ用スイッチ回路120と電流オン/オフ用半導体スイッチ23をオンにするとV12はV0からスイッチ回路120の電圧降下分を差し引いた電圧V12になり、I/V変換用の演算増幅器12の反転入力端子の電位も同電位になる。
結果として電流オン/オフ用半導体スイッチ23の両端電位差はV12となりI/V変換用の演算増幅器12によりI/V変換抵抗3を経由して入力電流Iが駆動されるので、レンジ1はオン状態になる。
When the range on / off
As a result, the potential difference between both ends of the current on / off
この時、I/V変換抵抗3に流れる電流値Iはその両端電位差をR1で除算すれば求められるが、I/V変換用の演算増幅器12の反転入力端子電位と非反転入力端子電位V12が等しいので、その出力V11と非反転入力端子電位V12を用いて演算回路2により電位差V1を求めR1で除算すれば電流値Iが求められる。即ち、
I=(V11−V12)/R1
=V1/R1 ・・・(21)
になる。
At this time, the current value I flowing through the I /
I = (V11−V12) / R1
= V1 / R1 (21)
become.
本回路の特徴は電流のオン/オフ制御が可能であり、I/V変換用の演算増幅器12の出力電圧とその非反転入力端子電圧の電位差V1がI/V変換抵抗3に流れる電流値に比例した電圧になり、入力電流Iの経路に電流オン/オフ用半導体スイッチ23以外にバッファアンプや演算回路等のバイアス電流を要する回路素子を接続する必要が無いので、それらに起因する測定誤差が生じない事である。
即ち、本電流/電圧変換回路は大きな電流に対するレンジ切り替えだけでなく、比較的微小な電流に対しても有効である。
The feature of this circuit is that current ON / OFF control is possible, and the potential difference V1 between the output voltage of the
In other words, this current / voltage conversion circuit is effective not only for range switching for a large current but also for a relatively small current.
図22は本発明の請求項11の多重化電流/電圧変換回路のレンジ数1の別の基本回路例である。
図22は図21の電流オン/オフ用半導体スイッチ23をダイオードスイッチ6に置き換えたものであり、レンジ切り替え動作は実施例14と同様であるので説明は省く。
レンジオン/オフ用スイッチ回路120をオフにするとV12が0Vになり、ダイオードスイッチ両端電位も0Vになって漏れ電流が少ないオフ状態になり、そのオン/オフ制御が不要になる利点がある。
FIG. 22 shows another basic circuit example of the number of
FIG. 22 is obtained by replacing the current on / off
When the range on / off
図23は本発明の請求項11の多重化電流/電圧変換回路のレンジ数1のさらに別の基本回路例である。
誤差増幅器1の出力を基準として電流/電圧変換用の演算増幅器12の出力との差分を取る様にしている。
レンジ切り替え動作は実施例14と同様であるので説明は省く。
FIG. 23 shows still another basic circuit example of the
The difference from the output of the
Since the range switching operation is the same as that of the fourteenth embodiment, the description is omitted.
レンジオン/オフ用スイッチ回路120がオンの場合、そのオン抵抗値が抵抗33の抵抗値R2より充分小さく無視可能の場合はV0≒V12になるので本回路でも(21)式により電流値を求める事ができる。
これはレンジ数が増えてもバッファアンプ10が1個で済むので回路を少なくできる利点がある。
When the range on / off
This has the advantage that the number of circuits can be reduced because only one
図24は本発明の請求項11の多重化電流/電圧変換回路の基本回路のレンジ数1のさらに別の実施例である。
図21に於ける電流/電圧変換用の演算増幅器12の出力V11と非反転入力端子電位V12の差分を取るのを止め、直接V11で電流値Iを算出するものである。
レンジ切り替え動作は実施例14と同様であるので説明は省く。
FIG. 24 shows still another embodiment of the
The difference between the output V11 of the
Since the range switching operation is the same as that of the fourteenth embodiment, the description is omitted.
電流オン/オフ用半導体スイッチ23がFETスイッチの様にオン抵抗が充分小さく入力電流Iによる電圧降下がほぼ0Vになる場合は、電流/電圧変換用の演算増幅器12の反転入力端子電位V12は0Vと見なせ、
I=(V11−V12)/R1
≒V11/R1 ・・・(22)
によりその出力電圧V11から直接電流値Iを算出する事が可能になる。
これは回路を少なくできる利点がある。
When the on / off
I = (V11−V12) / R1
≒ V11 / R1 (22)
Thus, the current value I can be directly calculated from the output voltage V11.
This has the advantage of reducing the circuit.
図25は本発明の請求項12の電流/電圧変換回路の回路例である。
回路は図22と同様であるが、電流/電圧変換回路を電流吐き出し用と電流吸い込み用にそれぞれ設けている。
レンジ切り替え動作は実施例14と同様であるので説明は省く。
入力電流値Iは実施例14と同様にして
I=V1P/R1+V1N/R1 ・・・(23)
で求められる。
なお、通常はダイオードスイッチ6、6Aの何れかがオフになるので(23)式のV1P、V1Nの少なくとも一方は0Vになる。
FIG. 25 is a circuit example of a current / voltage conversion circuit according to claim 12 of the present invention.
The circuit is the same as that of FIG. 22, but a current / voltage conversion circuit is provided for discharging current and for sucking current, respectively.
Since the range switching operation is the same as that of the fourteenth embodiment, the description is omitted.
The input current value I is the same as in Example 14. I = V1P / R1 + V1N / R1 (23)
Is required.
Normally, since either of the diode switches 6 and 6A is turned off, at least one of V1P and V1N in the equation (23) is 0V.
レンジオン/オフ用のスイッチ回路130はオフ時にダイオードスイッチ6、6Aに逆バイアス電圧印加を可能としたものであり、演算回路2の出力であるレンジオン/オフ制御信号でオン/オフ制御されるもので、アナログスイッチ、フォトモスリレー、FET、トランジスタ、メカニカルリレー等アナログ信号をオン/オフできれば一般的なスイッチ素子で良く、これと逆バイアス電圧設定用定電圧源で構成する。
スイッチ回路130の別の回路例を図47に示す。その動作は先に説明した図43と図46を合わせたものと同様であり、説明は省く。
The switch circuit 130 for range ON / OFF enables reverse bias voltage application to the diode switches 6 and 6A when OFF, and is ON / OFF controlled by a range ON / OFF control signal that is an output of the
Another circuit example of the switch circuit 130 is shown in FIG. The operation is the same as that of FIG. 43 and FIG. 46 described above, and will not be described.
請求項1と同様にダイオードスイッチ6、6A周辺回路のオフセット電圧による漏れ電流を防ぐ為に逆バイアス電圧を印加したい場合、見込まれる最大のオフセット電圧を打ち消せるだけの逆バイアス電圧−E1、+E2をスイッチ回路130に設定すると、スイッチ回路130がオフ時にはI/V変換用演算増幅器12、12Aの非反転入力端子に逆バイアス電圧が印加され、反転入力端子も同電位になるように制御されるので、結果としてダイオードスイッチ6、6Aが所要の電圧に逆バイアスされる事になる。
As in the case of
信号電流経路にバイアス電流を要す回路素子を接続する必要が無く、簡単な回路で逆バイアス電圧を印加できる事が本回路の特徴であり利点である。 It is a feature and advantage of this circuit that it is not necessary to connect a circuit element requiring a bias current to the signal current path, and a reverse bias voltage can be applied with a simple circuit.
図26は本発明の請求項13の多重化電流/電圧変換回路の回路例である。
本回路は図21の回路をレンジ数2に拡張したものでレンジ1、レンジ2とする。同様にして任意のレンジ数に拡張可能である。
レンジ切り替え動作は図21と同様なので、動作説明は省く。
入力電流Iは各レンジの電流値の合計で求められる。本例では
I=V1/R1+V2/R2 ・・・(24)
である。
なお、通常は何れか1つのレンジしかオンにしないので、(24)式のV1、V2の内オフにするレンジについては0Vになる。
FIG. 26 is a circuit example of a multiplexed current / voltage conversion circuit according to claim 13 of the present invention.
This circuit is an extension of the circuit of FIG. Similarly, it can be expanded to any number of ranges.
Since the range switching operation is the same as in FIG. 21, the description of the operation is omitted.
The input current I is obtained by the sum of the current values of each range. In this example, I = V1 / R1 + V2 / R2 (24)
It is.
Since only one of the ranges is normally turned on, the range to be turned off among V1 and V2 in the equation (24) is 0V.
抵抗14とスイッチ15はレンジ1、レンジ2共にオフ時に演算増幅器1の負帰還ループがオープンになって出力が飽和するのを避ける為のもので、測定機能には関わらないので無くても良い。
入力保護回路16は過大入力や全レンジオフ時の電流入力をバイパスする為の保護回路であり、測定機能には関わらないので必須ではない。
The
The
各レンジはそのレンジオン/オフ制御信号を用いて演算回路2で任意にオン/オフ制御できるので、I/V変換信号であるV1、V2又はV1、V2から演算で求めた電流値を用いて自動レンジ切り替えを行なう等の事ができる。
例として入力電流増大時110%FS(フルスケール)で上位レンジに移行、入力電流減少時9%FSで下位レンジに移行する場合のレンジ切り替えの手順を図70、図71のフローチャートに示す。
図70はレンジ切り替え時に一端両レンジ共にオンにするオーバーラップ時間を設ける場合であり、図71はオーバーラップ時間が不要の場合であり、何れにするかは適用する際に適宜選択すれば良い。
Each range can be arbitrarily turned on / off by the
As an example, the flowchart of FIGS. 70 and 71 shows the procedure of range switching when the input current increases to 110% FS (full scale) and shifts to the upper range, and when the input current decreases to 9% FS to the lower range.
FIG. 70 shows a case where an overlap time for turning on both ranges at the time of range switching is provided, and FIG. 71 shows a case where the overlap time is unnecessary, and either one may be appropriately selected when applying.
本回路はレンジ数の拡張が容易、且つ任意のレンジオン/オフが容易であり、入力電流の経路にバイアス電流を要す回路素子を接続する必要が無い事が本回路の特徴であり利点である。 The feature of this circuit is that it is easy to extend the number of ranges and easily turn on / off any range, and it is not necessary to connect a circuit element that requires a bias current to the path of the input current. .
図27は本発明の請求項13の多重化電流/電圧変換回路の別の回路例であり、図26の電流/電圧変換回路に抵抗値R0のI/V変換抵抗17を追加したものである。
I/V変換抵抗17を演算増幅器1に直結する事により容易に1レンジ追加でき、他のレンジを全てオフにした時のそのレンジの電流値はV0/R0で求められる。
レンジ切り替え動作は図26と同様なので、動作説明は省く。
FIG. 27 shows another example of the multiplexed current / voltage conversion circuit according to claim 13 of the present invention, in which an I /
One range can be easily added by directly connecting the I /
Since the range switching operation is the same as in FIG. 26, the description of the operation is omitted.
図28は本発明の請求項13の多重化電流/電圧変換回路のさらに別の回路例であり、誤差増幅器1の出力を基準として各レンジ毎に差分を取る場合の多重化電流/電圧変換回路の実施例である。
レンジ切り替え動作は実施例19と同様なので動作説明は省く。
レンジオン/オフ用スイッチ回路120のオン抵抗値が抵抗33の抵抗値R3より充分小さく無視可能の場合はV0≒V12になり、レンジオン/オフ用スイッチ回路120Aのオン抵抗値が抵抗33Aの抵抗値R3Aより充分小さく無視可能の場合はV0≒V222になるので本回路でも(24)式により電流値を求める事ができる。
FIG. 28 shows still another circuit example of the multiplexed current / voltage conversion circuit according to the thirteenth aspect of the present invention. The multiplexed current / voltage conversion circuit in the case where a difference is obtained for each range based on the output of the
Since the range switching operation is the same as that of the nineteenth embodiment, the description of the operation is omitted.
When the ON resistance value of the range ON /
図29は本発明の請求項13の多重化電流/電圧変換回路のさらに別の回路例であり、差分演算不要とした多重化電流/電圧変換回路の実施例である。
電流オン/オフ用半導体スイッチ23がFETスイッチの様にオン抵抗が充分小さく電流I1による電圧降下がほぼ0Vになる場合は、電流/電圧変換用の演算増幅器12の反転入力端子電位はV12≒0Vと見なせ、電流オン/オフ用半導体スイッチ25がFETスイッチの様にオン抵抗が充分小さく電流I2による電圧降下がほぼ0Vになる場合は、電流/電圧変換用の演算増幅器13の反転入力端子電位はV22≒0Vと見なせるので、演算増幅器12の出力電圧をV11、演算増幅器13の出力電圧をV21とすると
I=(V11−V12)/R1+(V21−V22)/R2
=V11/R1+V21/R2 ・・・(25)
により直接電流値Iを算出する事が可能になり、これは回路を少なくできる利点がある。
なお、通常は何れか1つのレンジしかオンにしないので、(25)式のV11、V21の内オフにするレンジについては0Vになる。
FIG. 29 shows still another circuit example of the multiplexed current / voltage conversion circuit according to the thirteenth aspect of the present invention, which is an embodiment of the multiplexed current / voltage conversion circuit in which the difference calculation is unnecessary.
When the current on / off
= V11 / R1 + V21 / R2 (25)
Can directly calculate the current value I, which has the advantage of reducing the number of circuits.
Since only one of the ranges is normally turned on, the range to be turned off among V11 and V21 in the equation (25) is 0V.
図30は、本発明の請求項14の多重化電流/電圧変換回路の回路例であり、図26の回路において電流オン/オフ用スイッチにダイオードスイッチ6、7を用い、抵抗値R11、R21の抵抗18、19を入れたものであり、演算増幅器1とスイッチ回路120、120A間に不感帯回路を設けない場合である。
R11、R21が無く何れか1レンジのみオンにするものとして最小レンジから順次オンにする場合の入力電流Iと演算増幅器1の出力電圧V0の関係は大凡図66の様になり、V0の最大値はほぼダイオードスイッチ6、7の両端電圧と同程度で非線形で且つ温度依存性が高く、最大でも通常±0.8〜1.2Vとバラツキが大きく、演算増幅器1の出力電圧V0をレンジ切り替え等の演算条件にするのは困難である。
但し、図66はレンジ数をnに拡張した場合を示している。
FIG. 30 is a circuit example of a multiplexed current / voltage conversion circuit according to claim 14 of the present invention. In the circuit of FIG. 26, diode switches 6 and 7 are used as current on / off switches, and resistance values R11 and R21 are set. In this case,
The relationship between the input current I and the output voltage V0 of the
However, FIG. 66 shows a case where the number of ranges is expanded to n.
一方、図30の様に抵抗R11、R21を入れ、演算増幅器1とスイッチ回路120、120A間に不感帯回路を設けない場合の、何れか1レンジのみオンにするものとして最小レンジから順次オンにする場合の入力電流Iと演算増幅器1の出力電圧V0の関係は大凡図67 の様になる。但し、図67はレンジ数をnに拡張した場合を示している。
レンジ1のみオンの場合は、I/V変換用演算増幅器12の反転入力端子電位V12は非反転入力端子電位と等しいのでV0になる。従って、ダイオードスイッチの両端子間電圧をVF1とすると、
V0=V12
=VF1+R11・I ・・・(26)
となり、R11を適当に設定してR11・Iに対してVF1を相対的に小さくすればV0と入力電流Iの関係が安定した比例関係になり、他のレンジについても同様であるのでV0を演算回路2の演算条件に使用可能になる事が特徴であり利点である。
On the other hand, when resistors R11 and R21 are inserted as shown in FIG. 30 and no dead zone circuit is provided between the
When only range 1 is on, the inverting input terminal potential V12 of the I / V conversion
V0 = V12
= VF1 + R11 · I (26)
If R11 is set appropriately and VF1 is made relatively small with respect to R11 · I, the relationship between V0 and input current I becomes a stable proportional relationship, and the same applies to other ranges, so V0 is calculated. It is a feature and an advantage that it can be used for the calculation conditions of the
図31は本発明の請求項14の電流/電圧変換回路の別の回路例であり、図30の回路の演算増幅器1とI/V変換用演算増幅器12、13の非反転入力端子の間に不感帯回路を有するスイッチ回路140、140Aを設けたものである。140、140Aのスイッチ回路例を図48に示す。
141は公知の不感帯回路であり、143、144は不感帯設定電圧用の定電圧源、142は反転増幅器である。
FIG. 31 is another circuit example of the current / voltage conversion circuit according to the fourteenth aspect of the present invention, and is provided between the non-inverting input terminals of the
141 is a known dead zone circuit, 143 and 144 are constant voltage sources for dead zone setting voltage, and 142 is an inverting amplifier.
140のオン/オフ制御はVcont入力電圧により行ない、動作は図45と同様である。
140の回路機能を
Vout=db(Vin、Edb、Vcont) ・・・(27)
で示すものとする。
但し、Vcont=0V時は(1)式を用いて
Vout=db(Vin、Edb) ・・・(28)
Vcont=Vdis時は、
Vout=0V ・・・(29)
とする。
The on / off control 140 is performed by the Vcont input voltage, and the operation is the same as in FIG.
140 circuit function Vout = db (Vin, Edb, Vcont) (27)
It shall be indicated by
However, when Vcont = 0V, use the equation (1). Vout = db (Vin, Edb) (28)
When Vcont = Vdis,
Vout = 0V (29)
And
ここで最小レンジ1の不感帯設定電圧Edb1を0Vとし、レンジ2の不感帯設定電圧はレンジ1オン時の入力電流がフルスケール値I1FS時のV0の値に等しいEdb2、レンジが増える毎に不感帯設定電圧はその1レンジ小さいレンジオン時の入力電流がフルスケール値となる時のV0に等しくなる様に設定するものとする。
Here, the dead band setting voltage Edb1 of the
その場合R11、R21が無ければレンジ2の不感帯設定電圧Edb2はダイオードスイッチ6の両端電位差の最大値VF1とすれば良く
Edb2=VF1
とし、レンジ3以降も同様にして
Edb3=Edb2+VF2 ・・・(30)
:
とし、その条件で何れか1レンジのみオンにするものとして最小レンジから順次オンにする場合の入力電流Iと演算増幅器1の出力電圧V0の関係は大凡図68の様になり、レンジ毎のV0の変化幅はほぼダイオードスイッチの両端電圧であり、非線形且つ温度依存性が高く、最大でも通常±0.8〜1.2Vとバラツキが大きく、V0をレンジ切り替え等の演算条件にするのは困難である。
但し、図68はレンジ数をnに拡張した場合を示している。
In this case, if there is no R11, R21, the dead band setting voltage Edb2 of the
The same applies to range 3 and beyond. Edb3 = Edb2 + VF2 (30)
:
The relationship between the input current I and the output voltage V0 of the
However, FIG. 68 shows a case where the number of ranges is expanded to n.
一方、図31の様に抵抗R11、R21を入れ、スイッチ回路140、140Aに不感帯回路を設けた場合には、上記の原則に従って不感帯設定電圧を設定すると、
Edb1=0V ・・・(31)
Edb2=Edb1+R11・I1FS+VF1 ・・・(32)
Edb3=Edb2+R21・I2FS+VF2 ・・・(33)
:
となる。この時何れか1レンジのみオンにするものとして最小レンジから順次オンにする場合の入力電流Iと演算増幅器1の出力電圧V0の関係は大凡図69の様に折れ線的な単調増加の関係になる。
但し、図69はレンジ数をnに拡張した場合を示している。
On the other hand, when resistors R11 and R21 are inserted as shown in FIG. 31 and a dead zone circuit is provided in the switch circuits 140 and 140A, if the dead zone set voltage is set according to the above principle,
Edb1 = 0V (31)
Edb2 = Edb1 + R11 · I1FS + VF1 (32)
Edb3 = Edb2 + R21 · I2FS + VF2 (33)
:
It becomes. At this time, when only one of the ranges is turned on, the relationship between the input current I and the output voltage V0 of the
However, FIG. 69 shows a case where the number of ranges is expanded to n.
レンジ1のみオンの場合は、I/V変換用演算増幅器12の反転入力端子電位は非反転入力端子電位と等しくV12になるので、ダイオードスイッチ6の両端電位差をVF1とすると、
V0=V12+Edb1
=VF1+R11・I+Edb1 ・・・(34)
となり、R11を適当に設定してR11・Iに対してVF1を相対的に小さくすればV0と入力電流Iの関係がEdb1をオフセットとした安定した比例関係になり、他のレンジについても同様であるのでV0を演算回路2の演算条件に使用可能になる事が特徴であり利点である。
When only range 1 is on, the inverting input terminal potential of the
V0 = V12 + Edb1
= VF1 + R11 · I + Edb1 (34)
If R11 is set appropriately and VF1 is made relatively small relative to R11 · I, the relationship between V0 and input current I becomes a stable proportional relationship with Edb1 as an offset, and the same applies to other ranges. Therefore, V0 can be used as a calculation condition of the
図32は本発明の請求項15のVCRスイッチによる多重化電流/電圧変換回路の基本回路例であり、図24の半導体スイッチ23、スイッチ回路120をVCRスイッチ400、400Aに置き換えたものであり、レンジ切り替え動作は図24と同様なので説明は省く。
FIG. 32 is a basic circuit example of a multiplexed current / voltage conversion circuit using a VCR switch according to claim 15 of the present invention, in which the
VCRスイッチ400、400A内の積分回路の抵抗とコンデンサ(図示無し)を適当に選択し、オン/オフ時のスイッチの抵抗値変化が負帰還回路の応答が追従できる速さになる様にすればレンジ切り替え時の演算増幅器1、12のスパイクノイズが少ない多重化電流/電圧変換回路を得る事ができる事が特徴であり利点である。
If the resistance and capacitor (not shown) of the integration circuit in the VCR switches 400 and 400A are appropriately selected so that the change in the resistance value of the switch at the time of on / off becomes a speed at which the response of the negative feedback circuit can follow. It is a feature and advantage that a multiplexed current / voltage conversion circuit with less spike noise of the
図33は本発明の請求項15のVCRスイッチによる多重化電流/電圧変換回路の別の回路例であり、図29の半導体スイッチ23、25、スイッチ回路120、120AをVCRスイッチ400、400A、400B、400Cに置き換えたものであり、レンジ切り替え動作は図29と同様なので説明は省く。
FIG. 33 shows another example of the multiplexed current / voltage conversion circuit using the VCR switch according to the fifteenth aspect of the present invention. The semiconductor switches 23 and 25 and the
VCRスイッチ400、400A、400B、400C内の積分回路の抵抗とコンデンサ(図示無し)を適当に選択してオン/オフ時のスイッチの抵抗値変化が負帰還回路の応答が追従できる速さになる様にすれば、レンジ切り替え時の演算増幅器1、12、13のスパイクノイズが少ない多重化電流/電圧変換回路を得る事ができる事が特徴であり利点である。
The resistance of the integrating circuit and the capacitor (not shown) in the VCR switches 400, 400A, 400B, and 400C are appropriately selected, and the change in the resistance value of the switch at the time of ON / OFF becomes the speed that the response of the negative feedback circuit can follow. In this way, it is possible to obtain a multiplexed current / voltage conversion circuit with less spike noise of the
図34は本発明の請求項16の多重化電流/電圧変換回路のレンジ毎に位相補償コンデンサを設ける場合の実施例であり、レンジ切り替え動作については説明済みなので説明は省く。
一般的に演算増幅器を用いた電流/電圧変換回路には演算増幅器の発振防止の為に位相補償用のコンデンサが必要となる場合が多く、多重化電流/電圧変換回路でも必要である。
FIG. 34 shows an embodiment in which a phase compensation capacitor is provided for each range of the multiplexed current / voltage conversion circuit according to claim 16 of the present invention, and since the range switching operation has been described, description thereof will be omitted.
In general, a current / voltage conversion circuit using an operational amplifier often requires a phase compensation capacitor to prevent oscillation of the operational amplifier, and is also required for a multiplexed current / voltage conversion circuit.
図35の様に位相補償用コンデンサ29を演算増幅器1の反転入力端子と出力端子間に入れても良いが、その場合はコンデンサの容量CFは各レンジに共通の為、各レンジに必要な大きさで最も大きな値にする必要があり、より小さい値で済むレンジに対しては不必要にその応答を遅くしてしまうという欠点がある。
As shown in FIG. 35, the
これに対して図34の場合は、各レンジ毎に最適な値のコンデンサを各レンジ毎のI/V変換用演算増幅器の非反転入力端子と電流オン/オフ用半導体スイッチの演算増幅器1の反転入力端子に接続された側の端子間に接続するものであり、レンジ1では容量CF1のコンデンサ30、レンジ2では容量CF2のコンデンサ31がそれぞれ最適値とする。
On the other hand, in the case of FIG. 34, a capacitor having an optimum value for each range is connected to the non-inverting input terminal of the operational amplifier for I / V conversion and the
レンジ1がオフ時はI/V変換用演算増幅器12の非反転入力端子電位V12は0Vであり、コンデンサ30の両端子間電圧は0Vになるのでコンデンサ30が無いのと等価であり、同様にレンジ2がオフ時はコンデンサ31の両端子間電圧は0Vでコンデンサ31は無いのと等価になる。
これにより、レンジオフ時にコンデンサ30、31はオフになるので回路の応答遅れを引き起こしたり、漏れ電流を発生させる等の悪影響を及ぼさない事が特徴であり利点である。
When
As a result, since the
図36は本発明の請求項17によるVCRスイッチによる抵抗直列電流/電圧変換回路1の回路例であり、レンジ切り替え動作は図40と同様であり先に説明したので説明は省く。
FIG. 36 is a circuit example of the resistance series current /
VCRスイッチ400、400A内の積分回路の抵抗とコンデンサ(図示無し)を適当に選択してオン/オフ時のスイッチの抵抗値変化が負帰還回路の応答が追従できる速さになる様にすればレンジ切り替え時の演算増幅器1のスパイクノイズが少ない抵抗直列電流/電圧変換回路1を得る事ができる事が特徴であり利点である。
If the resistance and capacitor (not shown) of the integration circuit in the VCR switches 400 and 400A are appropriately selected so that the change in the resistance value of the switch at the time of ON / OFF becomes a speed at which the response of the negative feedback circuit can follow. It is a feature and advantage that a resistance series current /
図37は本発明の請求項17によるVCRスイッチによる抵抗直列電流/電圧変換回路1の別の回路例であり、図36の回路に不感帯回路39、40を追加したものでレンジ切り替え動作は図40と同様であり先に説明したので説明は省く。
FIG. 37 shows another circuit example of the resistance series current /
VCRスイッチ400、400A内の積分回路の抵抗とコンデンサ(図示無し)を適当に選択してオン/オフ時のスイッチの抵抗値変化が負帰還回路の応答が追従できる速さになる様にすればレンジ切り替え時の演算増幅器1のスパイクノイズが少ない抵抗直列電流/電圧変換回路1を得る事ができる事に加え、不感帯回路39、40によりレンジ切り替え時の演算増幅器1の出力電圧V1の変化幅が小さく、整定時間が短くなるのが特徴であり利点である。
If the resistance and capacitor (not shown) of the integration circuit in the VCR switches 400 and 400A are appropriately selected so that the change in the resistance value of the switch at the time of ON / OFF becomes a speed at which the response of the negative feedback circuit can follow. In addition to being able to obtain the resistance series current /
図38は本発明の請求項17によるVCRスイッチによる抵抗直列電流/電圧変換回路1のさらに別の回路例であり、レンジ切り替え動作は図40と同様であり先に説明したので説明は省く。
FIG. 38 shows still another circuit example of the resistor series current /
VCRスイッチ400、400A、400B、400C内の積分回路の抵抗とコンデンサ(図示無し)を適当に選択してオン/オフ時のスイッチの抵抗値変化が負帰還回路の応答が追従できる速さになる様にすればレンジ切り替え時の演算増幅器1のスパイクノイズが少ない抵抗直列電流/電圧変換回路1を得る事ができる事が特徴であり利点である。
The resistance of the integrating circuit and the capacitor (not shown) in the VCR switches 400, 400A, 400B, and 400C are appropriately selected, and the change in the resistance value of the switch at the time of ON / OFF becomes the speed that the response of the negative feedback circuit can follow. In this way, the resistance series current /
図39は本発明の請求項18の電流/電圧変換回路の回路例であり、多重化電流/電圧変換回路と抵抗直列電流/電圧変換回路を組み合わせたものである。
抵抗3は抵抗値R1のレンジ1用のI/V変換抵抗であり、抵抗153は抵抗値R2のレンジ2用のI/V変換抵抗であり、抵抗154は抵抗値R3のレンジ3用のI/V変換抵抗であり、レンジ1を請求項13による多重化電流/電圧変換回路とし、レンジ2、レンジ3を公知の抵抗直列電流/電圧変換回路150で構成したものである。
FIG. 39 is a circuit example of a current / voltage conversion circuit according to claim 18 of the present invention, which is a combination of a multiplexed current / voltage conversion circuit and a resistor series current / voltage conversion circuit.
The
抵抗直列電流/電圧変換回路150のI/V変換抵抗の電位差を求める場合の比較基準電位は通常であれば演算増幅器152の反転入力端子の電位とするが、本回路例ではそれと同電位である非反転入力端子からバッファアンプ151を介して演算回路2に入力する事により、バッファアンプ151のバイアス電流による測定精度悪化を排除している。
各レンジのオン/オフ制御は演算回路2でレンジ1オン/オフ制御信号、レンジ2、3オン/オフ制御信号、レンジ3オン/オフ制御信号を制御する事により行なう。
ダイオードスイッチ6、7はVCRスイッチ、FETスイッチとしても良い。
When the potential difference of the I / V conversion resistance of the resistance series current / voltage conversion circuit 150 is obtained, the comparison reference potential is normally the potential of the inverting input terminal of the operational amplifier 152, but in this circuit example, it is the same potential. By inputting to the
On / off control of each range is performed by controlling the
The diode switches 6 and 7 may be VCR switches or FET switches.
多重化電流/電圧変換回路と抵抗直列電流/電圧変換回路の動作については先に説明した通りである。以下ではそれらを組み合わせた場合の回路動作の概要を示す。
本回路を使用する際は演算増幅器1の負帰還ループをオープンにしない為にスイッチ回路120、120Aは共にオフする期間が無い様に制御するものとする。
The operations of the multiplexed current / voltage conversion circuit and the resistor series current / voltage conversion circuit are as described above. The outline of the circuit operation when combining them will be described below.
When using this circuit, it is assumed that both the
演算増幅器152の出力はその反転入力端子の電位がスイッチ回路120Aの出力電圧が印加された非反転入力端子に等しくなる様に制御される。
従ってレンジ2、3オン/オフ制御信号がオフ時は演算増幅器152の非反転入力端子の電位は0Vであり、反転入力端子も0Vになってダイオードスイッチ7の両端子間電圧も0Vになり抵抗直列電流/電圧変換回路150はオフになる。
The output of the operational amplifier 152 is controlled so that the potential of the inverting input terminal becomes equal to the non-inverting input terminal to which the output voltage of the
Therefore, when the
レンジ2、3オン/オフ制御信号をオンにするとダイオードスイッチ7の右側端子電位はV0になり抵抗直列電流/電圧変換回路150はオンになり、レンジ3オン/オフ制御信号がオフであればレンジ2が有効、オンであればレンジ3が有効になる。
レンジ1とレンジ2又はレンジ3は何れか一方のみオンでも共にオンでも良く、電流値Iはレンジ3オフ時は
I=V1/R1+V2/(R2+R3) ・・・(35)
レンジ3オン時は
I=V1/R1+V3/R3 ・・・(36)
の演算で求める事ができる。
When the
Either one of
When
It can be obtained by the operation of
本回路ではレンジ2、3オン/オフ制御信号をオフにすると抵抗直列電流/電圧変換回路150がオフになりダイオードスイッチ7でレンジ1と切り離されるので抵抗直列電流/電圧変換回路150側のバッファアンプや演算回路2内の使用素子のバイアス電流等に起因する誤差要因が小電流レンジであるレンジ1側に影響し難くなる利点がある。
なお、本回路例と同様の構成でレンジ数は任意に増やす事が可能である。
In this circuit, when the
Note that the number of ranges can be arbitrarily increased with the same configuration as in this circuit example.
以上の様にバッファアンプや演算回路等のバイアス電流の測定値への影響が無視できない小電流レンジは請求項13又は請求項14又は請求項15の多重化電流/電圧変換回路で構成し、そうでないレンジについては公知又は請求項1又は請求項2又は請求項3又は請求項4又は請求項17の抵抗直列電流/電圧変換回路で構成する事により、大きなレンジ数でも比較的少ない回路で使用素子の漏れ電流やバイアス電流による影響が少なく精度が高い任意のレンジオン/オフ制御可能な電流/電圧変換回路を得られるのが本回路例の特徴であり利点である。
As described above, the small current range in which the influence on the measured value of the bias current of the buffer amplifier, the arithmetic circuit, etc. cannot be ignored is constituted by the multiplexed current / voltage conversion circuit according to
図39の抵抗直列電流/電圧変換回路150を請求項5又は請求項10による抵抗並列電流/電圧変換回路に置き換えて、多重化電流/電圧変換回路と組み合わせても同様の効果が得られる。(図示無し)
The same effect can be obtained by replacing the resistance series current / voltage conversion circuit 150 of FIG. 39 with the resistance parallel current / voltage conversion circuit according to
本発明のレンジ切り替え回路を用いると、演算増幅器やバッファアンプ等のバイアス電流やオフセット電圧に起因する測定誤差が少ない電流/電圧変換回路を得る事ができる。
また、本発明の抵抗並列電流/電圧変換回路又は多重化電流/電圧変換回路によると半導体スイッチの漏れ電流や、演算増幅器やバッファアンプ等のバイアス電流やオフセット電圧に起因する測定誤差の少ない電流/電圧変換回路を得る事ができる。
また、本発明のVCRスイッチ回路を用いると、レンジ切り替え時のスパイクノイズの少ない電流/電圧変換回路を得る事ができる。
同様に、回路切り換えスイッチを持つ一般的な負帰還回路のスイッチに本発明のVCRスイッチ回路を用いると、スイッチ切り替え時のスパイクノイズの少ない負帰還回路を得る事ができる。
When the range switching circuit of the present invention is used, it is possible to obtain a current / voltage conversion circuit with little measurement error due to bias current or offset voltage of an operational amplifier, a buffer amplifier, or the like.
Further, according to the resistance parallel current / voltage conversion circuit or the multiplexed current / voltage conversion circuit of the present invention, the current / current with little measurement error due to the leakage current of the semiconductor switch, the bias current of the operational amplifier and the buffer amplifier, and the offset voltage. A voltage conversion circuit can be obtained.
Further, when the VCR switch circuit of the present invention is used, a current / voltage conversion circuit with less spike noise at the time of range switching can be obtained.
Similarly, when the VCR switch circuit of the present invention is used for a switch of a general negative feedback circuit having a circuit changeover switch, a negative feedback circuit with less spike noise at the time of switch change can be obtained.
1、12、12A、13、152、301、421 演算増幅器
2 演算回路
3、3A、4、5、17、153、154 I/V変換抵抗
6、6A、7、7A、73、74 ダイオードスイッチ
8、9、10、10A、11、151、152 バッファアンプ
14、18、19、33、34、37、38、75、76、304、
305、306、307、402、422、423、424、425、
426、433、441、442 抵抗
15、91、91A、310、311 スイッチ
16 入力保護回路
20、20A、21、22、308 差動増幅器
23、24、25、26 半導体スイッチ
27、28 インバータ
29、30、31、422、427、445 コンデンサ
35、36、52、53、62、63、82、92、92A、104、
104A、118 電流駆動回路
50、50A、60、80、90、90A、100、100A、
110、110A、110 レンジ切り替え回路
51、61、68、69、81 レンジ制御部
32、54、55、64、65 電流ブースタ
56、57、66、67、71、72、114、115、116、
117、131、132、143、144 定電圧源
70 逆バイアス印加回路
73、74、403、428、429、443、444 ダイオード
39、40、93、93A、101、101A、111、121、
141 不感帯回路
102、102A、112 リミット回路
103、103A 加算器
113、122、133、142 反転増幅器
120、120A、130、140、140A スイッチ回路
150 抵抗直列電流/電圧変換回路
302、303 負荷
309 電流測定部
400、400A、400B、400C VCRスイッチ
401 Nチャネル接合型FET
420 レベル変換回路
430 レベル変換部
431 NPNトランジスタ
432 PNPトランジスタ
440 CR積分回路
1, 12, 12A, 13, 152, 301, 421
305, 306, 307, 402, 422, 423, 424, 425,
426, 433, 441, 442
104A, 118
110, 110A, 110 Range switching circuit 51, 61, 68, 69, 81
117, 131, 132, 143, 144 Constant voltage source 70 Reverse
141
150 Resistance Series Current /
420 level conversion circuit 430 level conversion unit 431 NPN transistor 432 PNP transistor 440 CR integration circuit
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