JP2010057239A - Resonant inverter device - Google Patents

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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a resonant inverter device which reduces noise and a surge voltage. <P>SOLUTION: The resonant inverter device includes: a series circuit which is connected between a positive pole and a negative pole of a DC power supply VDC, and constituted of capacitors C5, C6; a series circuit constituted of a switch Q1 and a switch Q2; a capacitor C1 which is parallel with the Q1; a capacitor C2 which is parallel with the Q2; a switch Q3 whose source is connected to a connecting point of the C5 and the C6; a reactor L1 connected between the Q1 and the Q2; a switch Q4 whose drain is connected to a drain of the Q3; a capacitor C3 which is parallel with the Q3; a capacitor C4 which is parallel with the Q4; a diode D1 whose anode is connected to the drain of the Q3; a capacitor C7 connected to a cathode of the D1 at its one end, and connected to the connecting point of the C5 and the C6 at the other end; a resistor R1 connected to one end of the C7 and the cathode of the D1 at its one end, and connected to a positive pole of the VDC at the other end; a diode D2 whose cathode is connected to a source of the Q4; a capacitor C8 connected to an anode of the D2 at its one end, and connected to the connecting point of the C5 and the C6 at the other end; and a resistor R2 connected to one end of the C8 and the anode of the D2 at its one end, and connected to the negative pole of the VDC at the other end. <P>COPYRIGHT: (C)2010,JPO&INPIT

Description

本発明は、高効率な電力変換器が求められている太陽光発電用系統連系インバータや燃料電池用系統連系インバータ等の共振型インバータ装置に関する。   The present invention relates to a resonance type inverter device such as a grid-connected inverter for photovoltaic power generation or a grid-connected inverter for fuel cells, for which a highly efficient power converter is required.

電力変換器の効率を向上させる手段としてソフトスイッチングが有効である。このソフトスイッチング方式として、図１０に示すような共振型インバータ装置が知られている。   Soft switching is effective as a means for improving the efficiency of the power converter. As this soft switching system, a resonance type inverter device as shown in FIG. 10 is known.

この共振型インバータ装置は、直列に接続されたＭＯＳＦＥＴからなるスイッチＱ１とスイッチＱ２との接続点と直流電源ＶＤＣの電源電圧ＶＤＣの１／２の電圧を生成するための２つのコンデンサＣ５，Ｃ６の中点との間に、共振用のリアクトルＬ１と双方向スイッチを構成するＭＯＳＦＥＴからなるスイッチＱ３，Ｑ４とで構成された直列回路が接続されている。   This resonance type inverter device includes two capacitors C5 and C6 for generating a voltage at a connection point between a switch Q1 and a switch Q2 made of MOSFETs connected in series and a power supply voltage VDC of a DC power supply VDC. A series circuit composed of a resonance reactor L1 and switches Q3 and Q4 composed of MOSFETs constituting a bidirectional switch is connected between the middle point.

この共振型インバータ装置によれば、スイッチＱ３，Ｑ４を同時にオン／オフすることによって、ハーフブリッジ構成やフルブリッジ構成のインバータ回路の１アームを構成するスイッチＱ１，Ｑ２に並列に接続されたコンデンサＣ１，Ｃ２とリアクトルＬ１とによって共振動作が行なわれる。このソフトスイッチング方式では、インバータ回路のスイッチＱ１，Ｑ２のターンオン時及びターンオフ時にサージ電圧が発生しないため、損失及びノイズを低減することができる。   According to this resonance type inverter device, by simultaneously turning on / off the switches Q3 and Q4, the capacitor C1 connected in parallel to the switches Q1 and Q2 constituting one arm of the inverter circuit of the half bridge configuration or the full bridge configuration. , C2 and the reactor L1 perform a resonance operation. In this soft switching system, a surge voltage is not generated when the switches Q1 and Q2 of the inverter circuit are turned on and off, so that loss and noise can be reduced.

また、前述した従来技術に関連する技術として、特許文献１に記載された電力変換装置が知られている。
特開平７−３３７０２２号公報 Moreover, the power converter device described in patent document 1 is known as a technique relevant to the prior art mentioned above.
Japanese Patent Laid-Open No. 7-337022

しかしながら、共振動作を行うための２つのスイッチＱ３，Ｑ４（又はＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイパーラトランジスタ）、トランジスタ）で構成される双方向スイッチにおいては、スイッチＱ３，Ｑ４のターンオフ時に、図１１に示すように、リアクトルＬ１とスイッチＱ３，Ｑ４の出力容量とによってスイッチＱ３のドレイン−ソース間電圧Ｑ３Ｖｄｓに共振によるサージ電圧（リンギング電圧）が発生する。このため、高耐圧のスイッチＱ３，Ｑ４を使用しなければならない上にノイズが発生してしまう。   However, in a bidirectional switch composed of two switches Q3 and Q4 (or IGBT (insulated gate bipolar transistor), transistor) for performing a resonance operation, as shown in FIG. 11 when the switches Q3 and Q4 are turned off. In addition, a surge voltage (ringing voltage) due to resonance is generated in the drain-source voltage Q3Vds of the switch Q3 by the reactor L1 and the output capacitance of the switches Q3 and Q4. For this reason, high breakdown voltage switches Q3 and Q4 must be used, and noise is generated.

また、２つのスイッチＱ３，Ｑ４とリアクトルＬ１との直列回路の配置は、図１２に示す６通りの配置がある。図１２（ａ）（ｂ）の例では、スイッチＱ３の一端が安定電位に接続されているが、スイッチＱ４は両端が安定電位に接続されておらず不安定となる。   Further, the arrangement of the series circuit of the two switches Q3 and Q4 and the reactor L1 has six arrangements shown in FIG. In the example of FIGS. 12A and 12B, one end of the switch Q3 is connected to the stable potential, but the switch Q4 is unstable because both ends are not connected to the stable potential.

図１２（ｃ）（ｄ）の例では、スイッチＱ３の両端の電位が不安定でスイッチＱ４の一端はスイッチＱ１，Ｑ２のスイッチングモードによって電源電圧ＶＤＣか０Ｖとなる。   12C and 12D, the potential at both ends of the switch Q3 is unstable, and one end of the switch Q4 becomes the power supply voltage VDC or 0 V depending on the switching mode of the switches Q1 and Q2.

図１２（ｅ）（ｆ）の例では、スイッチＱ３の一端が安定電位となり、スイッチＱ４がスイッチＱ１，Ｑ２のスイッチングモードによって電源電圧ＶＤＣが０Ｖとなる。共振動作に影響がない回路構成であるが、スイッチＱ３，Ｑ４を電源電圧ＶＤＣの１／２程度にサージ電圧を抑えるのが困難である。   In the example of FIGS. 12E and 12F, one end of the switch Q3 becomes a stable potential, and the power supply voltage VDC becomes 0 V depending on the switching mode of the switches Q1 and Q2. Although the circuit configuration does not affect the resonance operation, it is difficult to suppress the surge voltage of the switches Q3 and Q4 to about ½ of the power supply voltage VDC.

スイッチＱ３，Ｑ４とリアクトルＬ１との直列回路には、理想的には電源電圧ＶＤＣの１／２の電圧しか印加されないにも拘わらず、サージ電圧のためにスイッチＱ３，Ｑ４の耐圧をスイッチＱ１，Ｑ２と同等以上の耐圧とする必要があり、効率が悪化する。また、オン抵抗の高いスイッチを使用しなければならないため、コストが上昇してしまう。   Although the switch Q3, Q4 and the reactor L1 are ideally applied with only half the power supply voltage VDC, the series circuit of the switches Q3, Q4 reduces the breakdown voltage of the switches Q3, Q4 due to the surge voltage. It is necessary to make the breakdown voltage equal to or higher than Q2, and the efficiency deteriorates. Further, since a switch having a high on-resistance must be used, the cost increases.

本発明は、ノイズ及びサージ電圧を低減することにより、低耐圧で低コストのスイッチを使用できる共振型インバータ装置を提供することにある。   An object of the present invention is to provide a resonant inverter device that can use a low-voltage and low-cost switch by reducing noise and surge voltage.

上記課題を解決するために、請求項１の発明は、直流電源の正極と負極との間に接続され、第１コンデンサとこの第１コンデンサと同一容量の第２コンデンサとからなる第１直列回路と、前記直流電源の正極と負極との間に接続され、第１スイッチと第２スイッチとからなる第２直列回路と、前記第１スイッチに並列に接続された第３コンデンサと、前記第２スイッチに並列に接続された第４コンデンサと、前記第１コンデンサと前記第２コンデンサとの接続点に第１主電極が接続され、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチがオフしている時にオンする第３スイッチと、前記第１スイッチと前記第２スイッチとの接続点に一端が接続されたリアクトルと、第１主電極が前記リアクトルの他端に接続され、第２主電極が前記第３スイッチの第２主電極に接続され、前記第３スイッチと同時にオンする第４スイッチと、前記第３スイッチに並列に接続される第５コンデンサと、前記第４スイッチに並列に接続される第６コンデンサと、前記第３スイッチの第２主電極にアノードが接続された第１ダイオード、一端が前記第１ダイオードのカソードに接続され他端が前記第１コンデンサと前記第２コンデンサとの接続点に接続された第７コンデンサ、一端が前記第７コンデンサの一端と前記第１ダイオードのカソードとに接続され他端が前記直流電源の正極に接続された第１抵抗を有する第１サージ抑制回路と、前記第４スイッチの第１主電極にカソードが接続された第２ダイオード、一端が前記第２ダイオードのアノードに接続され他端が前記第１コンデンサと前記第２コンデンサとの接続点に接続された第８コンデンサ、一端が前記第８コンデンサの一端と前記第２ダイオードのアノードに接続され他端が前記直流電源の負極に接続された第２抵抗を有する第２サージ抑制回路とを有することを特徴とする。   In order to solve the above-mentioned problem, the invention of claim 1 is a first series circuit comprising a first capacitor and a second capacitor having the same capacity as that of the first capacitor, connected between a positive electrode and a negative electrode of a DC power source. A second series circuit including a first switch and a second switch, a third capacitor connected in parallel to the first switch, and a second capacitor connected between a positive electrode and a negative electrode of the DC power source. A first main electrode is connected to a connection point between the fourth capacitor connected in parallel to the switch and the first capacitor and the second capacitor, and is turned on when the first switch and the second switch are turned off. A third switch, a reactor having one end connected to a connection point between the first switch and the second switch, a first main electrode connected to the other end of the reactor, and a second main electrode connected to the third switch Switch A fourth switch connected to the two main electrodes and turned on simultaneously with the third switch; a fifth capacitor connected in parallel to the third switch; and a sixth capacitor connected in parallel to the fourth switch; A first diode having an anode connected to the second main electrode of the third switch, one end connected to the cathode of the first diode, and the other end connected to a connection point between the first capacitor and the second capacitor. A seventh capacitor, a first surge suppression circuit having a first resistor having one end connected to one end of the seventh capacitor and the cathode of the first diode and the other end connected to the positive electrode of the DC power supply; A second diode having a cathode connected to the first main electrode of the switch, one end connected to the anode of the second diode, and the other end of the first capacitor and the second capacitor An eighth capacitor connected to a connection point of the second capacitor, a second surge suppression having a second resistor having one end connected to one end of the eighth capacitor and the anode of the second diode and the other end connected to the negative electrode of the DC power supply And a circuit.

請求項２の発明は、請求項１記載の共振型インバータ装置において、前記第１抵抗に代えて、アノードが前記第７コンデンサの一端と前記第１ダイオードのカソードとに接続されカソードが前記直流電源の正極に接続された第３ダイオードを設け、前記第２抵抗に代えて、カソードが前記第８コンデンサの一端と前記第２ダイオードのアノードに接続されアノードが前記直流電源の負極に接続された第４ダイオードを設けたことを特徴とする。   According to a second aspect of the present invention, in the resonant inverter device according to the first aspect, in place of the first resistor, an anode is connected to one end of the seventh capacitor and a cathode of the first diode, and a cathode is the DC power source. A third diode connected to the positive electrode of the first power source, and in place of the second resistor, a cathode is connected to one end of the eighth capacitor and an anode of the second diode, and an anode is connected to the negative electrode of the DC power source. 4 diodes are provided.

請求項３の発明は、直流電源の正極と負極との間に接続され、第１コンデンサとこの第１コンデンサと同一容量の第２コンデンサとからなる第１直列回路と、前記直流電源の正極と負極との間に接続され、第１スイッチと第２スイッチとからなる第２直列回路と、前記第１スイッチに並列に接続された第３コンデンサと、前記第２スイッチに並列に接続された第４コンデンサと、前記第１コンデンサと前記第２コンデンサとの接続点に第２主電極が接続され、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチがオフしている時にオンする第３スイッチと、前記第１スイッチと前記第２スイッチとの接続点に一端が接続されたリアクトルと、第２主電極が前記リアクトルの他端に接続され、第１主電極が前記第３スイッチの第１主電極に接続され、前記第３スイッチと同時にオンする第４スイッチと、前記第３スイッチに並列に接続される第５コンデンサと、前記第４スイッチに並列に接続される第６コンデンサと、前記第３スイッチの第１主電極にカソードが接続された第１ダイオード、一端が前記第１ダイオードのアノードに接続され他端が前記第１コンデンサと前記第２コンデンサとの接続点に接続された第７コンデンサ、一端が前記第７コンデンサの一端と前記第１ダイオードのアノードとに接続され他端が前記直流電源の負極に接続された第１抵抗を有する第１サージ抑制回路と、前記第４スイッチの第２主電極にアノードが接続された第２ダイオード、一端が前記第２ダイオードのカソードに接続され他端が前記第１コンデンサと前記第２コンデンサとの接続点に接続された第８コンデンサ、一端が前記第８コンデンサの一端と前記第２ダイオードのカソードに接続され他端が前記直流電源の正極に接続された第２抵抗を有する第２サージ抑制回路とを有することを特徴とする。   According to a third aspect of the present invention, there is provided a first series circuit including a first capacitor and a second capacitor having the same capacity as the first capacitor, connected between a positive electrode and a negative electrode of the DC power supply, and a positive electrode of the DC power supply. A second series circuit including a first switch and a second switch; a third capacitor connected in parallel to the first switch; and a second capacitor connected in parallel to the second switch. A third switch that is turned on when the first switch and the second switch are turned off, and a fourth switch connected to a connection point between the four capacitors, the first capacitor, and the second capacitor; A reactor having one end connected to a connection point between one switch and the second switch, a second main electrode connected to the other end of the reactor, and a first main electrode connected to the first main electrode of the third switch And said A fourth switch that is turned on simultaneously with three switches, a fifth capacitor connected in parallel to the third switch, a sixth capacitor connected in parallel to the fourth switch, and a first main electrode of the third switch A first diode having a cathode connected thereto, one end connected to the anode of the first diode and the other end connected to a connection point between the first capacitor and the second capacitor, and one end connected to the seventh diode. A first surge suppression circuit having a first resistor connected to one end of a capacitor and the anode of the first diode and having the other end connected to the negative electrode of the DC power supply; and an anode on the second main electrode of the fourth switch A second diode connected; one end connected to the cathode of the second diode; the other end connected to a connection point between the first capacitor and the second capacitor; And a second surge suppression circuit having a second resistor having one end connected to one end of the eighth capacitor and the cathode of the second diode and the other end connected to the positive electrode of the DC power supply. .

請求項４の発明は、請求項３記載の共振型インバータ装置において、前記第１抵抗に代えて、カソードが前記第７コンデンサの一端と前記第１ダイオードのアノードとに接続されアノードが前記直流電源の負極に接続された第３ダイオードを設け、前記第２抵抗に代えて、アノードが前記第８コンデンサの一端と前記第２ダイオードのカソードに接続されカソードが前記直流電源の正極に接続された第４ダイオードを設けたことを特徴とする。   According to a fourth aspect of the present invention, in the resonance type inverter device according to the third aspect, instead of the first resistor, a cathode is connected to one end of the seventh capacitor and an anode of the first diode, and an anode is the DC power source. A third diode connected to the negative electrode of the first capacitor, and in place of the second resistor, the anode is connected to one end of the eighth capacitor and the cathode of the second diode, and the cathode is connected to the positive electrode of the DC power supply. 4 diodes are provided.

請求項１，３の発明によれば、第１コンデンサと第２コンデンサとの接続点に第３スイッチを接続し、第１スイッチと第２スイッチとの接続点にリアクトルを接続し、第３スイッチとリアクトルとの間に第４スイッチを接続したので、第３スイッチ及び第４スイッチのターンオフが共振電流がゼロとなる前後で行われ、リアクトルのエネルギーによるサージ電圧が発生する場合でも、第３スイッチ及び第４スイッチに印加される電圧が第１サージ抑制回路及び第２サージ抑制回路により直流電源の電源電圧の略１／２で抑制される。即ち、第３スイッチ及び第４スイッチのターンオフのタイミングにバラツキがあっても第３スイッチ及び第４スイッチに過大なサージ電圧を発生させることがなくノイズを低減できる。また、サージ電圧が抑制されることにより、低耐圧で低コストで低オン抵抗のスイッチを使用できる。   According to the first and third aspects of the invention, the third switch is connected to the connection point between the first capacitor and the second capacitor, the reactor is connected to the connection point between the first switch and the second switch, and the third switch Since the fourth switch is connected between the reactor and the reactor, the third switch and the fourth switch are turned off before and after the resonance current becomes zero, and even if a surge voltage is generated due to the energy of the reactor, the third switch The voltage applied to the fourth switch is suppressed to about ½ of the power supply voltage of the DC power supply by the first surge suppression circuit and the second surge suppression circuit. That is, even if the turn-off timings of the third switch and the fourth switch vary, noise can be reduced without generating an excessive surge voltage in the third switch and the fourth switch. Further, by suppressing the surge voltage, a switch having a low breakdown voltage, a low cost, and a low on-resistance can be used.

請求項２，４の発明によれば、抵抗の代わりにダイオードを接続することによって、第７コンデンサ及び第８コンデンサの電圧が直流電源の電源電圧にクランプされるため、サージ電圧が抑制される。   According to the second and fourth aspects of the invention, the voltage of the seventh capacitor and the eighth capacitor is clamped to the power supply voltage of the DC power supply by connecting the diode instead of the resistor, so that the surge voltage is suppressed.

以下、本発明の共振型インバータ装置の実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。   DESCRIPTION OF EMBODIMENTS Hereinafter, embodiments of a resonant inverter device of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.

本発明の共振型インバータ装置は、共振回路を構成する２つのスイッチのターンオフ時に発生する各スイッチのドレイン−ソース間の電圧上昇を電源電圧の略１／２に抑制するための最適なスイッチの配置を導き出し、サージ抑制回路によりサージ電圧を抑制することでノイズ及びサージ電圧を低減して、低耐圧で低コストで低オン抵抗のスイッチを使用することを特徴とする。   The resonance type inverter device according to the present invention has an optimal switch arrangement for suppressing the rise in voltage between the drain and source of each switch that occurs when the two switches constituting the resonance circuit are turned off to approximately ½ of the power supply voltage. The noise and the surge voltage are reduced by suppressing the surge voltage by the surge suppression circuit, and a switch having a low breakdown voltage, a low cost, and a low on-resistance is used.

図１は本発明の実施例１の共振型インバータ装置を示す回路図である。図１において、直流電源ＶＤＣの正極と負極との間には、コンデンサＣ５（第１コンデンサ）とこのコンデンサＣ５と同一容量のコンデンサＣ６（第２コンデンサ）とからなる直列回路が接続されている。直流電源ＶＤＣの正極と負極との間には、還流ダイオードを備えたＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチング素子からなるスイッチＱ１（第１スイッチ）と還流ダイオードを備えたＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチング素子からなるスイッチＱ２（第２スイッチ）とからなる直列回路が接続されている。スイッチＱ１には並列にコンデンサＣ１（第３コンデンサ）が接続され、スイッチＱ２には並列にコンデンサＣ２（第４コンデンサ）が接続されている。   FIG. 1 is a circuit diagram showing a resonant inverter device according to a first embodiment of the present invention. In FIG. 1, a series circuit including a capacitor C5 (first capacitor) and a capacitor C6 (second capacitor) having the same capacity as the capacitor C5 is connected between the positive electrode and the negative electrode of the DC power supply VDC. Between a positive electrode and a negative electrode of the DC power supply VDC, a switch Q1 (first switch) made of a semiconductor switching element such as a MOSFET provided with a freewheeling diode and a switch Q2 made of a semiconductor switching element such as a MOSFET provided with a freewheeling diode ( A second circuit) is connected. A capacitor C1 (third capacitor) is connected in parallel to the switch Q1, and a capacitor C2 (fourth capacitor) is connected in parallel to the switch Q2.

コンデンサＣ５とコンデンサＣ６との接続点Ｂには還流ダイオードを備えたＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチング素子からなるスイッチＱ３（第３スイッチ）のソース（第１主電極）が接続されている。スイッチＱ１とスイッチＱ２との接続点ＡにはリアクトルＬ１の一端が接続されている。還流ダイオードを備えたＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチング素子からなるスイッチＱ４（第４スイッチ）は、ソース（第１主電極）がリアクトルＬ１の他端に接続され、ドレイン（第２主電極）がスイッチＱ３のドレイン（第２主電極）に接続されている。スイッチＱ３には並列にコンデンサＣ３（第５コンデンサ）が接続されている。スイッチＱ４には並列にコンデンサＣ４（第６コンデンサ）が接続されている。スイッチＱ３，Ｑ４で双方向スイッチ（交流スイッチともいう）を構成している。   A connection point B between the capacitor C5 and the capacitor C6 is connected to a source (first main electrode) of a switch Q3 (third switch) made of a semiconductor switching element such as a MOSFET having a freewheeling diode. One end of the reactor L1 is connected to a connection point A between the switch Q1 and the switch Q2. A switch Q4 (fourth switch) made of a semiconductor switching element such as a MOSFET having a freewheeling diode has a source (first main electrode) connected to the other end of the reactor L1, and a drain (second main electrode) connected to the switch Q3. It is connected to the drain (second main electrode). A capacitor C3 (fifth capacitor) is connected in parallel to the switch Q3. A capacitor C4 (sixth capacitor) is connected to the switch Q4 in parallel. The switches Q3 and Q4 constitute a bidirectional switch (also called an AC switch).

スイッチＱ３のドレインにはダイオードＤ１（第１ダイオード）のアノードが接続されている。コンデンサＣ７（第７コンデンサ）は、一端がダイオードＤ１のカソードに接続され他端がコンデンサＣ５とコンデンサＣ６との接続点Ｂに接続されている。第１抵抗Ｒ１は、一端がコンデンサＣ７の一端とダイオードＤ１のカソードとに接続され他端が直流電源ＶＤＣの正極に接続されている。ダイオードＤ１とコンデンサＣ７と第１抵抗Ｒ１とは第１サージ抑制回路を構成する。   The anode of a diode D1 (first diode) is connected to the drain of the switch Q3. The capacitor C7 (seventh capacitor) has one end connected to the cathode of the diode D1 and the other end connected to a connection point B between the capacitor C5 and the capacitor C6. The first resistor R1 has one end connected to one end of the capacitor C7 and the cathode of the diode D1, and the other end connected to the positive electrode of the DC power supply VDC. The diode D1, the capacitor C7, and the first resistor R1 constitute a first surge suppression circuit.

スイッチＱ４のソースにはダイオードＤ２（第２ダイオード）のカソードが接続されている。コンデンサＣ８（第８コンデンサ）は、一端がダイオードＤ２のアノードに接続され他端がコンデンサＣ５とコンデンサＣ６との接続点Ｂに接続されている。第２抵抗Ｒ２は、一端がコンデンサＣ８の一端とダイオードＤ２のアノードに接続され他端が直流電源ＶＤＣの負極に接続されている。ダイオードＤ２とコンデンサＣ８と第２抵抗Ｒ２とは第２サージ抑制回路を構成する。   The cathode of a diode D2 (second diode) is connected to the source of the switch Q4. The capacitor C8 (eighth capacitor) has one end connected to the anode of the diode D2 and the other end connected to a connection point B between the capacitor C5 and the capacitor C6. The second resistor R2 has one end connected to one end of the capacitor C8 and the anode of the diode D2, and the other end connected to the negative electrode of the DC power supply VDC. The diode D2, the capacitor C8, and the second resistor R2 constitute a second surge suppression circuit.

制御部（不図示）は、スイッチＱ１とスイッチＱ２とは所定のデットタイム（スイッチＱ１，Ｑ２が共にオフである期間）を設けて交互にオン／オフさせると共にスイッチＱ１とスイッチＱ２とがオフしている所定のデットタイム期間中にスイッチＱ３とスイッチＱ４とを同時にオンさせる。   The control unit (not shown) switches the switches Q1 and Q2 alternately on / off by providing a predetermined dead time (period in which both the switches Q1 and Q2 are off), and the switches Q1 and Q2 are turned off. During the predetermined dead time period, the switch Q3 and the switch Q4 are simultaneously turned on.

次に、実施例１の共振型インバータ装置のスイッチＱ３，Ｑ４に発生するサージ電圧の抑制について説明する。図１では、共振動作を理解し易くするため、ハーフブリッジ構成のインバータ回路の１アーム（スイッチＱ１，Ｑ２）に電流源ＣＣ１が接続されているとして説明する。   Next, suppression of surge voltage generated in the switches Q3 and Q4 of the resonant inverter device according to the first embodiment will be described. In FIG. 1, in order to facilitate understanding of the resonance operation, it is assumed that the current source CC1 is connected to one arm (switches Q1 and Q2) of the inverter circuit having a half bridge configuration.

まず、スイッチＱ１及びスイッチＱ２がオフしている時に、インバータ回路から出力電流が図１の向きに流れているモードにおいて、スイッチＱ３及びスイッチＱ４がオンする。   First, when the switch Q1 and the switch Q2 are turned off, the switch Q3 and the switch Q4 are turned on in the mode in which the output current flows from the inverter circuit in the direction of FIG.

この時、直流電源ＶＤＣの負極側の電位を基準にすると、Ａ点の電位はスイッチＱ２の還流ダイオードがオンしているため、０Ｖとなっている。Ｂ点の電位は電源電圧ＶＤＣのＶＤＣ／２であるため、Ｂ点からＡ点に電流が流れる。この時、電流はスイッチＱ３の還流ダイオードを通り、スイッチＱ４はリアクトルＬ１によりゼロ電流スイッチング（ソフトスイッチング）となる。このため、スイッチＱ４のターンオン時のスイッチングロスはほとんど発生しない。   At this time, when the potential on the negative electrode side of the DC power supply VDC is used as a reference, the potential at the point A is 0 V because the free wheel diode of the switch Q2 is on. Since the potential at point B is VDC / 2 of the power supply voltage VDC, a current flows from point B to point A. At this time, the current passes through the return diode of the switch Q3, and the switch Q4 is switched to zero current switching (soft switching) by the reactor L1. For this reason, almost no switching loss occurs when the switch Q4 is turned on.

リアクトルＬ１に流れる電流は、（ＶＤＣ／２）／Ｌ１の傾きで電流源ＣＣ１の電流まで上昇していき、電流源ＣＣ１の電流に達した時にリアクトルＬ１（インダクタンス値をＬ１とする）とコンデンサＣ１，Ｃ２（コンデンサＣ１，Ｃ２の容量をＣ１とする）とで共振する。この時、コンデンサＣ１が放電してコンデンサＣ２が充電する経路となり、π√（Ｌ１×２Ｃ１）の周期でコンデンサＣ１の電圧が０Ｖとなり、コンデンサＣ２の電圧が電源電圧ＶＤＣとなる。コンデンサＣ１の電圧が０ＶでスイッチＱ１をオンし、スイッチＱ１がゼロ電圧スイッチング（ソフトスイッチング）となる。   The current flowing through the reactor L1 rises to the current of the current source CC1 with a slope of (VDC / 2) / L1, and when the current of the current source CC1 is reached, the reactor L1 (inductance value is L1) and the capacitor C1 , C2 (capacitance of the capacitors C1, C2 is C1). At this time, the capacitor C1 is discharged and the capacitor C2 is charged, and the voltage of the capacitor C1 becomes 0V in a cycle of π√ (L1 × 2C1), and the voltage of the capacitor C2 becomes the power supply voltage VDC. When the voltage of the capacitor C1 is 0V, the switch Q1 is turned on, and the switch Q1 becomes zero voltage switching (soft switching).

共振動作後には、Ａ点の電位が０Ｖから電源電圧ＶＤＣとなっているため、リアクトルＬ１には共振が始まった時とは逆の向きにＶＤＣ／２の電圧が印加されている。このため、（ＶＤＣ／２）／Ｌ１の傾きでリアクトルＬ１に流れる共振電流が減少する。   After the resonance operation, the potential at the point A is changed from 0 V to the power supply voltage VDC. Therefore, the voltage of VDC / 2 is applied to the reactor L1 in the direction opposite to that when resonance starts. For this reason, the resonance current flowing through the reactor L1 decreases with a slope of (VDC / 2) / L1.

共振電流が０となった時、スイッチＱ３及びスイッチＱ４を同時にオフする。この時、スイッチＱ３，Ｑ４の出力容量を考慮すると、リアクトルＬ１とスイッチＱ４の還流ダイオードとスイッチＱ３の出力容量とで直列共振回路が生成される。従って、スイッチＱ３及びスイッチＱ４をターンオフした後、Ａ点からＢ点へ引き続き電流が流れ、リアクトルＬ１とスイッチＱ３の出力容量により傾きの鋭い電圧上昇が発生してこれがサージ電圧となる。   When the resonance current becomes 0, the switches Q3 and Q4 are simultaneously turned off. At this time, considering the output capacitances of the switches Q3 and Q4, a series resonant circuit is generated by the reactor L1, the return diode of the switch Q4, and the output capacitance of the switch Q3. Therefore, after the switch Q3 and the switch Q4 are turned off, a current continuously flows from the point A to the point B, and a voltage rise with a sharp slope is generated by the output capacitance of the reactor L1 and the switch Q3, which becomes a surge voltage.

即ち、スイッチＱ３の電圧が上昇した時、ダイオードＤ１を通してコンデンサＣ７に電流が流れる。コンデンサＣ７に電流が流れ込むことにより、コンデンサＣ７の電圧が上昇していき、電源電圧ＶＤＣ以上となると第１抵抗Ｒ１を介して直流電源ＶＤＣに電流が流れる。これにより、電流は、Ａ点→Ｌ１→Ｑ４の還流ダイオード→Ｄ１→Ｒ１→Ｑ１→Ａ点の経路で流れて、経路のインピーダンスで減少していく。このため、スイッチＱ３の電圧上昇はＶＤＣ／２程度に抑制することができる。   That is, when the voltage of the switch Q3 rises, a current flows to the capacitor C7 through the diode D1. When the current flows into the capacitor C7, the voltage of the capacitor C7 increases. When the voltage becomes equal to or higher than the power supply voltage VDC, the current flows to the DC power supply VDC through the first resistor R1. As a result, the current flows along the path from the point A → L1 → Q4 to the free wheel diode → D1 → R1 → Q1 → A point, and decreases with the path impedance. For this reason, the voltage rise of the switch Q3 can be suppressed to about VDC / 2.

次に、図２では、電流源ＣＣ２がスイッチＱ１のドレイン−ソース間に接続されているとして説明する。   Next, in FIG. 2, description will be made assuming that the current source CC2 is connected between the drain and source of the switch Q1.

電流源ＣＣ２の電流はスイッチＱ１の還流ダイオードを流れているため、Ａ点の電位は電源電圧ＶＤＣとなっている。この時、スイッチＱ３及びスイッチＱ４をオンすると、Ａ点からＢ点へ（ＶＤＣ／２）／Ｌ１の傾きで電流が増加する。   Since the current of the current source CC2 flows through the free wheel diode of the switch Q1, the potential at the point A is the power supply voltage VDC. At this time, when the switch Q3 and the switch Q4 are turned on, the current increases from the point A to the point B with a slope of (VDC / 2) / L1.

リアクトルＬ１の電流が電流源ＣＣ２の電流に達した時、リアクトルＬ１とコンデンサＣ１とコンデンサＣ２とで共振が発生し、π√（Ｌ１×２Ｃ１）の周期でコンデンサＣ１が電源電圧ＶＤＣまで充電され、コンデンサＣ２が０Ｖまで放電される。この時、スイッチＱ２をオンすると、スイッチＱ２はゼロ電圧スイッチングとなり、損失が発生しない。   When the current of the reactor L1 reaches the current of the current source CC2, resonance occurs in the reactor L1, the capacitor C1, and the capacitor C2, and the capacitor C1 is charged to the power supply voltage VDC in a cycle of π√ (L1 × 2C1). Capacitor C2 is discharged to 0V. At this time, when the switch Q2 is turned on, the switch Q2 becomes zero voltage switching, and no loss occurs.

共振動作後には、Ａ点の電位が０Ｖとなっているため、共振電流は（ＶＤＣ／２）／Ｌ１の傾きで減少する。共振電流が０となった時、スイッチＱ３及びスイッチＱ４をオフすると、リアクトルＬ１とスイッチＱ３の還流ダイオードとスイッチＱ４の出力容量で直列共振回路が生成される。このため、スイッチＱ３及びスイッチＱ４をターンオフした後、Ｂ点からＡ点へ引き続き電流が流れ、リアクトルＬ１とスイッチＱ４の出力容量により傾きの鋭い電圧上昇が発生しこれがサージ電圧となる。このサージ電圧は第２サージ抑制回路Ｄ２，Ｃ８，Ｒ２により抑制される。   After the resonance operation, since the potential at the point A is 0 V, the resonance current decreases with a slope of (VDC / 2) / L1. When the resonance current becomes 0, when the switch Q3 and the switch Q4 are turned off, a series resonance circuit is generated by the reactor L1, the return diode of the switch Q3, and the output capacitance of the switch Q4. For this reason, after the switch Q3 and the switch Q4 are turned off, a current continues to flow from the point B to the point A, and a voltage with a sharp slope is generated by the output capacity of the reactor L1 and the switch Q4, which becomes a surge voltage. This surge voltage is suppressed by the second surge suppression circuits D2, C8, R2.

ところで、スイッチＱ４はスイッチＱ３のドレインとリアクトルＬ１に接続されているため、回路上、スイッチＱ４のドレインとソースとは安定電位には接続されていない。しかし、図２に示すような、スイッチＱ３及びスイッチＱ４の配置としておけば、スイッチＱ４の電圧が上昇するモードは、Ｂ点の電位がＶＤＣ／２で、Ａ点の電位は０Ｖとなる時のみでサージ電圧発生時はＢ点の電位がＡ点の電位よりも高い。   Incidentally, since the switch Q4 is connected to the drain of the switch Q3 and the reactor L1, the drain and the source of the switch Q4 are not connected to a stable potential on the circuit. However, if the switches Q3 and Q4 are arranged as shown in FIG. 2, the mode in which the voltage of the switch Q4 increases is only when the potential at the point B is VDC / 2 and the potential at the point A is 0V. When a surge voltage is generated, the potential at point B is higher than the potential at point A.

これは、スイッチＱ４の電圧が上昇する時には、スイッチＱ３の還流ダイオードが必ず導通していることを意味する。即ち、スイッチＱ４のドレインは等価的にＢ点に接続されていると考えることができる。仮に、スイッチＱ４がスイッチＱ３の隣に配置されず、図１２（ｅ）のように接続された場合には、スイッチＱ４のドレインは、リアクトルＬに接続されているため、サージ電圧の発生するモードにおいては不安定となってしまう。   This means that when the voltage of the switch Q4 rises, the freewheeling diode of the switch Q3 is always conductive. That is, it can be considered that the drain of the switch Q4 is equivalently connected to the point B. If the switch Q4 is not arranged next to the switch Q3 and is connected as shown in FIG. 12E, the drain of the switch Q4 is connected to the reactor L, and therefore a mode in which a surge voltage is generated. Will become unstable.

スイッチＱ４のドレインが安定電位となっている時、サージ電圧はスイッチＱ４のソースが不安定電位となっているために発生する。このため、スイッチＱ４のソースにサージ電圧を抑制させる第２サージ抑制回路Ｄ２，Ｃ８，Ｒ２を接続している。   When the drain of the switch Q4 is at a stable potential, a surge voltage is generated because the source of the switch Q4 is at an unstable potential. For this reason, the second surge suppression circuits D2, C8, and R2 that suppress the surge voltage are connected to the source of the switch Q4.

また、スイッチＱ４にサージ電圧が発生する時には、スイッチＱ４のドレインがＢ点に接続されていると考えることができるので、図２に示すようにサージ抑制回路のコンデンサＣ８の一端をＢ点に接続することで、スイッチＱ４の電圧上昇をＶＤＣ／２程度に抑制することができる。   Further, when a surge voltage is generated in the switch Q4, it can be considered that the drain of the switch Q4 is connected to the point B, so that one end of the capacitor C8 of the surge suppression circuit is connected to the point B as shown in FIG. By doing so, the voltage rise of the switch Q4 can be suppressed to about VDC / 2.

スイッチＱ４の電圧がＶＤＣ／２以上に上昇すると、Ｄ点の電位はＣ点の電位よりも低くなるため、ダイオードＤ２が導通して、Ｌ１→Ｑ２→Ｒ２→Ｄ２→Ｌ１の経路で電流が流れて、回路インピーダンスで減少していく。この時、スイッチＱ４の電圧は、コンデンサＣ８の電圧にクランプされるため、電圧は上昇しない。   When the voltage of the switch Q4 rises to VDC / 2 or higher, the potential at the point D becomes lower than the potential at the point C. Therefore, the diode D2 becomes conductive, and a current flows through the path of L1, Q2, R2, D2, L1. It decreases with circuit impedance. At this time, since the voltage of the switch Q4 is clamped to the voltage of the capacitor C8, the voltage does not rise.

このように実施例１によれば、スイッチＱ３及びスイッチＱ４のターンオフが共振電流がゼロとなる前後で行われ、リアクトルＬ１のエネルギーによるサージ電圧が発生する場合でも、スイッチＱ３及びスイッチＱ４に印加される電圧が第１サージ抑制回路Ｄ１，Ｃ７，Ｒ１及び第２サージ抑制回路Ｄ２，Ｃ８，Ｒ２により直流電源ＶＤＣの電源電圧ＶＤＣの略１／２で抑制される。即ち、スイッチＱ３及びスイッチＱ４のターンオフのタイミングにバラツキがあってもスイッチＱ３及びスイッチＱ４に過大なサージ電圧を発生させることがなくノイズを低減できる。また、サージ電圧が抑制されることにより、低耐圧で低コストで低オン抵抗のスイッチを使用できる。   Thus, according to the first embodiment, the switch Q3 and the switch Q4 are turned off before and after the resonance current becomes zero, and even when a surge voltage is generated due to the energy of the reactor L1, the switch Q3 and the switch Q4 are applied to the switch Q3 and the switch Q4. Is suppressed by the first surge suppression circuits D1, C7, R1 and the second surge suppression circuits D2, C8, R2 to about 1/2 of the power supply voltage VDC of the DC power supply VDC. In other words, even if the turn-off timings of the switches Q3 and Q4 vary, noise can be reduced without generating an excessive surge voltage in the switches Q3 and Q4. Further, by suppressing the surge voltage, a switch having a low breakdown voltage, a low cost, and a low on-resistance can be used.

なお、図１及び図２において、第１抵抗Ｒ１に代えて、アノードがコンデンサＣ７の一端とダイオードＤ１のカソードとに接続されカソードが直流電源ＶＤＣの正極に接続されたダイオードＤ３（第３ダイオード）を設けても良い。また、第２抵抗Ｒ２に代えて、カソードがコンデンサＣ８の一端とダイオードＤ２のアノードに接続されアノードが直流電源ＶＤＣの負極に接続されたダイオードＤ４（第４ダイオード）を設けても良い。このような構成でも実施例１の効果と同様な効果が得られる。   1 and 2, instead of the first resistor R1, a diode D3 (third diode) whose anode is connected to one end of the capacitor C7 and the cathode of the diode D1, and whose cathode is connected to the positive electrode of the DC power supply VDC. May be provided. Instead of the second resistor R2, a diode D4 (fourth diode) whose cathode is connected to one end of the capacitor C8 and the anode of the diode D2 and whose anode is connected to the negative electrode of the DC power supply VDC may be provided. Even with such a configuration, the same effect as that of the first embodiment can be obtained.

図３は本発明の実施例２の共振型インバータ装置を示す回路図である。図３では、コンデンサＣ５とコンデンサＣ６との接続点ＢにはスイッチＱ３のドレインが接続されている。スイッチＱ４は、ドレインがリアクトルＬ１に接続され、ソースがスイッチＱ３のソースに接続されている。   FIG. 3 is a circuit diagram showing a resonant inverter device according to the second embodiment of the present invention. In FIG. 3, the drain of the switch Q3 is connected to a connection point B between the capacitor C5 and the capacitor C6. The switch Q4 has a drain connected to the reactor L1 and a source connected to the source of the switch Q3.

スイッチＱ３のソースにはダイオードＤ１のカソードが接続されている。コンデンサＣ７は、一端がダイオードＤ１のアノードに接続され他端がコンデンサＣ５とコンデンサＣ６との接続点Ｂに接続されている。第１抵抗Ｒ１は、一端がコンデンサＣ７の一端とダイオードＤ１のアノードとに接続され他端が直流電源ＶＤＣの負極に接続されている。ダイオードＤ１とコンデンサＣ７と第１抵抗Ｒ１とは第１サージ抑制回路を構成する。   The cathode of the diode D1 is connected to the source of the switch Q3. The capacitor C7 has one end connected to the anode of the diode D1 and the other end connected to a connection point B between the capacitor C5 and the capacitor C6. The first resistor R1 has one end connected to one end of the capacitor C7 and the anode of the diode D1, and the other end connected to the negative electrode of the DC power supply VDC. The diode D1, the capacitor C7, and the first resistor R1 constitute a first surge suppression circuit.

スイッチＱ４のドレインにはダイオードＤ２のアノードが接続されている。コンデンサＣ８は、一端がダイオードＤ２のカソードに接続され他端がコンデンサＣ５とコンデンサＣ６との接続点Ｂに接続されている。第２抵抗Ｒ２は、一端がコンデンサＣ８の一端とダイオードＤ２のカソードに接続され他端が直流電源ＶＤＣの正極に接続されている。ダイオードＤ２とコンデンサＣ８と第２抵抗Ｒ２とは第２サージ抑制回路を構成する。   The anode of the diode D2 is connected to the drain of the switch Q4. The capacitor C8 has one end connected to the cathode of the diode D2 and the other end connected to a connection point B between the capacitor C5 and the capacitor C6. The second resistor R2 has one end connected to one end of the capacitor C8 and the cathode of the diode D2, and the other end connected to the positive electrode of the DC power supply VDC. The diode D2, the capacitor C8, and the second resistor R2 constitute a second surge suppression circuit.

次に、実施例２の共振型インバータ装置のスイッチＱ３，Ｑ４に発生するサージ電圧の抑制について説明する。図３では、電流源ＣＣ１がスイッチＱ２のドレイン−ソース間に接続されているとして説明する。   Next, suppression of surge voltage generated in the switches Q3 and Q4 of the resonant inverter device according to the second embodiment will be described. In FIG. 3, description will be made assuming that the current source CC1 is connected between the drain and source of the switch Q2.

スイッチＱ１及びスイッチＱ２がオフしている時に、インバータ回路から出力電流が図３の向きに流れているモードにおいて、スイッチＱ３及びスイッチＱ４を同時にオンする。この時、Ａ点の電位はスイッチＱ２の還流ダイオードがオンしているため、０Ｖとなっている。   When the switch Q1 and the switch Q2 are off, the switch Q3 and the switch Q4 are simultaneously turned on in the mode in which the output current flows from the inverter circuit in the direction of FIG. At this time, the potential at the point A is 0 V because the return diode of the switch Q2 is on.

スイッチＱ３及びスイッチＱ４をオンすると、Ｂ点からＡ点の向きにリアクトルＬ１に流れる電流は、（ＶＤＣ／２）／Ｌ１の傾きで電流源ＣＣ１の電流まで上昇していき、電流源ＣＣ１の電流に達した時にリアクトルＬ１とコンデンサＣ１とコンデンサＣ２とで共振する。この時、コンデンサＣ１が放電してコンデンサＣ２が充電する経路となり、π√（Ｌ１×２Ｃ１）の周期でコンデンサＣ１の電圧が０Ｖとなり、コンデンサＣ２の電圧が電源電圧ＶＤＣとなる。コンデンサＣ１の電圧が０Ｖで、スイッチＱ１がオンして、ゼロ電圧スイッチングとなる。   When the switch Q3 and the switch Q4 are turned on, the current flowing through the reactor L1 from the point B to the point A increases to the current of the current source CC1 with a slope of (VDC / 2) / L1, and the current of the current source CC1 Resonant is caused by the reactor L1, the capacitor C1, and the capacitor C2. At this time, the capacitor C1 is discharged and the capacitor C2 is charged, and the voltage of the capacitor C1 becomes 0V in a cycle of π√ (L1 × 2C1), and the voltage of the capacitor C2 becomes the power supply voltage VDC. The voltage of the capacitor C1 is 0V, the switch Q1 is turned on, and zero voltage switching is performed.

共振動作後には、Ａ点の電位が０Ｖから電源電圧ＶＤＣとなっているため、リアクトルＬ１は共振が始まった時とは逆の向きにＶＤＣ／２の電圧が印加されているため、（ＶＤＣ／２）／Ｌ１の傾きでリアクトルＬ１に流れる共振電流が減少する。   After the resonance operation, since the potential at the point A is changed from 0 V to the power supply voltage VDC, the voltage of VDC / 2 is applied to the reactor L1 in the direction opposite to that when the resonance starts, so that (VDC / 2) The resonance current flowing through the reactor L1 decreases with an inclination of / L1.

共振電流が０となった時、スイッチＱ３及びスイッチＱ４を同時にオフする。この時、スイッチＱ３，Ｑ４の出力容量を考慮すると、リアクトルＬ１とスイッチＱ４の出力容量とスイッチＱ３の還流ダイオードとで直列共振回路が生成される。このため、スイッチＱ３及びスイッチＱ４をターンオフした後、Ａ点からＢ点へ引き続き電流が流れ、リアクトルＬ１とスイッチＱ４の出力容量により傾きの鋭い電圧上昇が発生しこれがサージ電圧となる。   When the resonance current becomes 0, the switches Q3 and Q4 are simultaneously turned off. At this time, considering the output capacities of the switches Q3 and Q4, a series resonant circuit is generated by the reactor L1, the output capacity of the switch Q4, and the return diode of the switch Q3. For this reason, after the switch Q3 and the switch Q4 are turned off, a current continues to flow from the point A to the point B, and a sharp voltage rise is generated by the output capacity of the reactor L1 and the switch Q4, which becomes a surge voltage.

ところで、スイッチＱ４はスイッチＱ３のソースとリアクトルＬ１に接続されているため、回路上スイッチＱ４のドレインとソースが安定電位には接続されていない。しかし、図３に示すスイッチＱ３，Ｑ４の配置では、スイッチＱ４の電圧が上昇する時はＢ点がＶＤＣ／２でＡ点は電源電圧ＶＤＣとなる時のみで、サージ電圧発生時はＡ点の電位がＢ点の電位よりも高い。   Incidentally, since the switch Q4 is connected to the source of the switch Q3 and the reactor L1, the drain and the source of the switch Q4 on the circuit are not connected to the stable potential. However, in the arrangement of the switches Q3 and Q4 shown in FIG. 3, when the voltage of the switch Q4 increases, the point B is VDC / 2 and the point A is the power supply voltage VDC, and when the surge voltage is generated, the point A is The potential is higher than the potential at point B.

これは、スイッチＱ３の還流ダイオードがスイッチＱ４の電圧が上昇する時は必ず導通していることを意味する。即ち、スイッチＱ４のソースは等価的にＢ点に接続されていると考えることができる。仮に、スイッチＱ４がスイッチＱ３の隣に配置されず、図１２（ｆ）のように接続された場合には、サージ電圧の発生するモードにおいては、スイッチＱ４のソースはリアクトルＬ１に接続されているため、不安定となってしまう。   This means that the freewheeling diode of switch Q3 is always conducting when the voltage of switch Q4 rises. That is, it can be considered that the source of the switch Q4 is equivalently connected to the point B. If the switch Q4 is not arranged next to the switch Q3 and is connected as shown in FIG. 12F, the source of the switch Q4 is connected to the reactor L1 in the mode in which the surge voltage is generated. Therefore, it becomes unstable.

スイッチＱ４のソース電位が安定電位となっている時、サージ電圧はスイッチＱ４のドレインが不安定電位となっているために発生する。即ち、スイッチＱ４のドレインにサージ電圧を抑制させる第２サージ抑制回路Ｄ２，Ｃ８，Ｒ２を接続している。また、スイッチＱ４にサージ電圧が発生する時は、スイッチＱ４のソースがＢ点に接続されていると考えることができるので、図３に示すように、第２サージ抑制回路のコンデンサＣ８の一端をＢ点に接続すると、スイッチＱ４の電圧上昇をＶＤＣ／２程度に抑制できる。   When the source potential of the switch Q4 is a stable potential, a surge voltage is generated because the drain of the switch Q4 is an unstable potential. That is, the second surge suppression circuits D2, C8, and R2 that suppress the surge voltage are connected to the drain of the switch Q4. Further, when a surge voltage is generated in the switch Q4, it can be considered that the source of the switch Q4 is connected to the point B. Therefore, as shown in FIG. 3, one end of the capacitor C8 of the second surge suppression circuit is connected. When connected to point B, the voltage rise of the switch Q4 can be suppressed to about VDC / 2.

スイッチＱ４の電圧が上昇した時、ダイオードＤ２を通してコンデンサＣ８に電流が流れる。コンデンサＣ８に電流が流れ込むことにより、コンデンサＣ８の電圧が上昇していき、電源電圧ＶＤＣ以上となると、第２抵抗Ｒ２を介して電流が流れる。これにより、電流はＡ点→Ｌ１→Ｄ２→Ｒ２→Ｑ１→Ａ点の経路で流れて、経路のインピーダンスで減少していく。従って、スイッチＱ４の電圧上昇は、ＶＤＣ／２程度に抑制することができる。   When the voltage of the switch Q4 rises, a current flows to the capacitor C8 through the diode D2. When the current flows into the capacitor C8, the voltage of the capacitor C8 increases, and when the voltage becomes equal to or higher than the power supply voltage VDC, the current flows through the second resistor R2. As a result, the current flows along the path of point A → L1 → D2 → R2 → Q1 → point A, and decreases with the impedance of the path. Therefore, the voltage rise of the switch Q4 can be suppressed to about VDC / 2.

次に、図４では、電流源ＣＣ２がスイッチＱ１のドレイン−ソース間に接続されているとして説明する。   Next, in FIG. 4, a description will be given assuming that the current source CC2 is connected between the drain and source of the switch Q1.

電流源ＣＣ２の電流はスイッチＱ１の還流ダイオードを流れているため、Ａ点の電位は電源電圧ＶＤＣとなっている。この時、スイッチＱ３及びスイッチＱ４をオンすると、Ａ点からＢ点へ（ＶＤＣ／２）／Ｌ１の傾きで電流が増加する。リアクトルＬ１の電流が電流源ＣＣ２の電流に達した時、リアクトルＬ１とコンデンサＣ１とコンデンサＣ２とで共振が発生し、π√（Ｌ１×２Ｃ１）の周期でコンデンサＣ１が電源電圧ＶＤＣまで充電され、コンデンサＣ２が０Ｖまで放電される。この時、スイッチＱ２をオンするとスイッチＱ２がゼロ電圧スイッチングとなり、損失が発生しない。   Since the current of the current source CC2 flows through the free wheel diode of the switch Q1, the potential at the point A is the power supply voltage VDC. At this time, when the switch Q3 and the switch Q4 are turned on, the current increases from the point A to the point B with a slope of (VDC / 2) / L1. When the current of the reactor L1 reaches the current of the current source CC2, resonance occurs in the reactor L1, the capacitor C1, and the capacitor C2, and the capacitor C1 is charged to the power supply voltage VDC in a cycle of π√ (L1 × 2C1). Capacitor C2 is discharged to 0V. At this time, when the switch Q2 is turned on, the switch Q2 becomes zero voltage switching, and no loss occurs.

共振動作後には、Ａ点の電位が０Ｖとなっているため、共振電流は（ＶＤＣ／２）／Ｌ１の傾きで減少する。共振電流が０となった時、スイッチＱ３及びスイッチＱ４がオフすると、リアクトルＬ１とスイッチＱ３の出力容量とスイッチＱ４の還流ダイオードとで直列共振回路が生成される。従って、スイッチＱ３及びスイッチＱ４をターンオフした後、Ｂ点からＡ点へ引き続き電流が流れ、リアクトルＬ１とスイッチＱ３の出力容量により傾きの鋭い電圧上昇が発生しこれがサージ電圧となる。   After the resonance operation, since the potential at the point A is 0 V, the resonance current decreases with a slope of (VDC / 2) / L1. When the resonance current becomes 0 and the switch Q3 and the switch Q4 are turned off, a series resonance circuit is generated by the reactor L1, the output capacitance of the switch Q3, and the free wheel diode of the switch Q4. Therefore, after the switch Q3 and the switch Q4 are turned off, a current continues to flow from the point B to the point A, and a voltage with a sharp slope is generated by the output capacity of the reactor L1 and the switch Q3, which becomes a surge voltage.

スイッチＱ３のドレインはＢ点に接続されているため、スイッチＱ３のソースが回路上不安定となっている。スイッチＱ３の電圧が上昇した時、コンデンサＣ７はＶＤＣ／２に充電されているため、スイッチＱ３のソース電位がＣ点電位よりも低くなった時にダイオードＤ１が導通する。その時の電流はＡ点→Ｑ２→Ｒ１→Ｄ１→Ｑ４の還流ダイオード→Ｌ１→Ａ点の経路で流れて経路のインピーダンスで減少していく。従って、スイッチＱ３の電圧上昇はＶＤＣ／２程度に抑制することができる。   Since the drain of the switch Q3 is connected to the point B, the source of the switch Q3 is unstable on the circuit. Since the capacitor C7 is charged to VDC / 2 when the voltage of the switch Q3 rises, the diode D1 becomes conductive when the source potential of the switch Q3 becomes lower than the C-point potential. The current at that time flows along the path from the point A → Q2 → R1 → D1 → Q4 to the freewheeling diode → L1 → point A, and decreases with the impedance of the path. Therefore, the voltage rise of the switch Q3 can be suppressed to about VDC / 2.

即ち、スイッチＱ３及びスイッチＱ４のターンオフのタイミングにバラツキがあってもスイッチＱ３及びスイッチＱ４に過大なサージ電圧を発生させることがなくノイズを低減できる。また、サージ電圧が抑制されることにより、低耐圧で低コストで低オン抵抗のスイッチを使用できる。   In other words, even if the turn-off timings of the switches Q3 and Q4 vary, noise can be reduced without generating an excessive surge voltage in the switches Q3 and Q4. Further, by suppressing the surge voltage, a switch having a low breakdown voltage, a low cost, and a low on-resistance can be used.

なお、図３及び図４において、第１抵抗Ｒ１に代えて、カソードがコンデンサＣ７の一端とダイオードＣ１のアノードとに接続されアノードが直流電源ＶＤＣの負極に接続されたダイオードＤ３を設けても良い。また、第２抵抗Ｒ２に代えて、アノードがコンデンサＣ８の一端とダイオードＤ２のカソードに接続されカソードが直流電源ＶＤＣの正極に接続されたダイオードＤ４を設けても良い。このような構成でも実施例２の効果と同様な効果が得られる。   3 and 4, a diode D3 having a cathode connected to one end of the capacitor C7 and the anode of the diode C1 and an anode connected to the negative electrode of the DC power supply VDC may be provided instead of the first resistor R1. . Instead of the second resistor R2, a diode D4 whose anode is connected to one end of the capacitor C8 and the cathode of the diode D2 and whose cathode is connected to the positive electrode of the DC power supply VDC may be provided. Even with such a configuration, the same effect as that of the second embodiment can be obtained.

（共振電流が０になる前にスイッチＱ３，Ｑ４がターンオフした時の動作）
次に、各実施例１，２において、共振電流が０になる前にスイッチＱ３，Ｑ４がターンオフした時の動作について図５〜図７を用いて説明する。 (Operation when the switches Q3 and Q4 are turned off before the resonance current becomes 0)
Next, in the first and second embodiments, the operation when the switches Q3 and Q4 are turned off before the resonance current becomes 0 will be described with reference to FIGS.

まず、図５を用いて、スイッチＱ３，Ｑ４のターンオフが速く正常にサージ抑制回路が動作した場合を説明する。   First, the case where the surge suppression circuit operates normally with fast turn-off of the switches Q3 and Q4 will be described with reference to FIG.

図２の回路において、スイッチＱ１及びスイッチＱ２がオフしている時にスイッチＱ３及びスイッチＱ４がターンオンして、リアクトルＬ１とコンデンサＣ１とコンデンサＣ２とが共振を行った後、Ａ点の電位が電源電圧ＶＤＣから０Ｖに低下し、共振電流が０に近づいていく。この共振電流Ｌ１ｉが０になる前にスイッチＱ３及びスイッチＱ４をターンオフすると、Ａ点→Ｌ１→Ｑ４の還流ダイオード→Ｃ３→Ｂ点の経路で電流が流れ、コンデンサＣ３の電圧が上昇する。   In the circuit of FIG. 2, after the switch Q3 and the switch Q4 are turned on when the switch Q1 and the switch Q2 are turned off and the reactor L1, the capacitor C1, and the capacitor C2 resonate, the potential at the point A is the power supply voltage. The voltage decreases from VDC to 0 V, and the resonance current approaches 0. If the switch Q3 and the switch Q4 are turned off before the resonance current L1i becomes 0, a current flows through a path from the A point → L1 → Q4 freewheeling diode → C3 → B point, and the voltage of the capacitor C3 increases.

共振電流が０に達した後、Ｂ点→Ｃ３→Ｃ４→Ｌ１→Ａ点の経路で電流が流れ、コンデンサＣ３の電圧が低下し、コンデンサＣ４の電圧が上昇する。コンデンサＣ３の電荷がなくなると、電流の経路はＢ点→Ｑ３の還流ダイオード→Ｃ４→Ｌ１→Ａ点となる。このため、コンデンサＣ４の電圧が上昇し続けるが、サージ抑制回路Ｄ１，Ｒ１，Ｃ７，Ｄ２，Ｃ８，Ｒ２によって、図５に示すように、スイッチＱ３のドレイン−ソース間電圧Ｑ３ＶdsとスイッチＱ４のドレイン−ソース間電圧Ｑ４Ｖdsとは、ＶＤＣ／２程度に保たれる。   After the resonance current reaches 0, a current flows through a path from point B → C3 → C4 → L1 → point A, the voltage of the capacitor C3 decreases, and the voltage of the capacitor C4 increases. When the electric charge of the capacitor C3 is exhausted, the current path is changed from the point B to the freewheeling diode Q3 → C4 → L1 → A point. Therefore, although the voltage of the capacitor C4 continues to rise, the surge suppression circuits D1, R1, C7, D2, C8, and R2 cause the drain-source voltage Q3Vds of the switch Q3 and the drain of the switch Q4 as shown in FIG. The source-to-source voltage Q4Vds is kept at about VDC / 2.

ところで、コンデンサＣ３及びコンデンサＣ４の容量が小さい時、共振電流が０に達しない前にスイッチＱ３及びスイッチＱ４をターンオフさせると、コンデンサＣ３の電圧が上昇した後に電流の向きが変わり、コンデンサＣ３の電圧が低下せずにコンデンサＣ４の電圧が急激に上昇するモードが発生する。これは共振周期と電圧Ｖ＝（∫ｉｄｔ）／Ｃの式で表されるように同じ電流量でもコンデンサ容量が小さいと電圧は大きくなるためである。   By the way, when the capacitors C3 and C4 are small, if the switch Q3 and the switch Q4 are turned off before the resonance current reaches 0, the direction of the current changes after the voltage of the capacitor C3 rises, and the voltage of the capacitor C3 In such a mode, the voltage of the capacitor C4 rapidly increases without decreasing. This is because, as represented by the equation of resonance period and voltage V = (∫idt) / C, the voltage increases when the capacitor capacity is small even with the same amount of current.

この状態は、図６に示すようにスイッチＱ３，Ｑ４のターンオフのタイミングが速く、スイッチＱ３の電圧が低下する前にスイッチＱ４電圧が上昇した時に発生することがある。この場合、コンデンサＣ３の電荷が抜けなくなり、スイッチＱ３の電圧がＶＤＣ／２で保持され、スイッチＱ４の電圧が電源電圧ＶＤＣまで上昇する。   This state may occur when the turn-off timing of the switches Q3 and Q4 is fast as shown in FIG. 6 and the switch Q4 voltage increases before the voltage of the switch Q3 decreases. In this case, the charge of the capacitor C3 cannot be removed, the voltage of the switch Q3 is held at VDC / 2, and the voltage of the switch Q4 rises to the power supply voltage VDC.

ＶＢＥ＋ＶＥＤ＝ＶＢＤの式が成り立つ。ここで、ＶＢＥは接続点Ｂの電位と接続点Ｅの電位との電位差（電圧）であり、ＶＥＤは接続点Ｅの電位と接続点Ｄの電位との電位差（電圧）であり、ＶＢＤは接続点Ｂの電位と接続点Ｄの電位との電位差（電圧）である。   The equation VBE + VED = VBD is established. Here, VBE is a potential difference (voltage) between the potential at the connection point B and the potential at the connection point E, VED is a potential difference (voltage) between the potential at the connection point E and the potential at the connection point D, and VBD is connected. This is the potential difference (voltage) between the potential at point B and the potential at connection point D.

このため、−ＶＤＣ／２＋ＶＥＤ＝ＶＤＣ／２となり、ＶＥＤ、即ち、スイッチＱ４の電圧が電源電圧ＶＤＣに上昇しないと、第２サージ抑制回路のダイオードＤ２が導通しない。このため、ＶＤＣ／２で第２サージ抑制回路が動作せず、低耐圧のスイッチＱ４を使用すると、スイッチＱ４が過電圧で破損してしまう。   For this reason, −VDC / 2 + VED = VDC / 2, and the diode D2 of the second surge suppression circuit does not conduct unless the VED, that is, the voltage of the switch Q4 rises to the power supply voltage VDC. For this reason, when the second surge suppression circuit does not operate at VDC / 2 and the low-breakdown-voltage switch Q4 is used, the switch Q4 is damaged due to overvoltage.

このため、スイッチＱ３及びスイッチＱ４と並列にコンデンサＣ３，Ｃ４を接続する。これにより、図７に示すように、スイッチＱ３及びスイッチＱ４の急激な電圧上昇を抑制でき、第１及び第２サージ抑制回路がＶＤＣ／２で動作するようになる。   For this reason, capacitors C3 and C4 are connected in parallel with the switches Q3 and Q4. Thereby, as shown in FIG. 7, the rapid voltage rise of switch Q3 and switch Q4 can be suppressed, and a 1st and 2nd surge suppression circuit comes to operate | move by VDC / 2.

スイッチＱ３及びスイッチＱ４と並列のコンデンサは損失に影響が出ない程度の数百ｐＦから千ｐＦ程度とし、スイッチＱ３，Ｑ４の出力容量が大きい時には接続しなくても良い。   Capacitors in parallel with the switches Q3 and Q4 are about several hundred pF to a thousand pF that do not affect the loss, and may not be connected when the output capacities of the switches Q3 and Q4 are large.

なお、１ｋＷの容量の共振型インバータ装置でスイッチング周波数が２０ｋＨｚ、直流リンク電圧が３５０Ｖ程度の時、コンデンサ１０００ｐＦを接続した時のエネルギーは１／２×１０００ｐＦ×１７５２×２０ｋＨｚ＝０．３Ｗ程度となる。装置の容量に対して０．０３％程度のエネルギーの充放電となるため、損失にはほとんど影響がない。 In addition, when the switching frequency is 20 kHz and the DC link voltage is about 350 V in a resonant inverter device having a capacity of 1 kW, the energy when the capacitor 1000 pF is connected is about 1/2 × 1000 pF × 175 2 × 20 kHz = 0.3 W. Become. Since charging / discharging is about 0.03% of the capacity of the apparatus, the loss is hardly affected.

なお、共振電流が０になった後にスイッチＱ３及びスイッチＱ４がオフした時には、共振電流が０になる前にオフする時のコンデンサＣ３に電荷が蓄積されるモードがないため、問題なく第１及び第２サージ抑制回路が働く。   When the switch Q3 and the switch Q4 are turned off after the resonance current becomes zero, there is no mode in which charge is accumulated in the capacitor C3 when the resonance current is turned off before the resonance current becomes zero. The second surge suppression circuit works.

また、図８に各実施例の共振型インバータ装置のインバータ制御を行ったときの各部の波形図を示した。図９に各実施例の共振型インバータ装置の共振電流とスイッチＱ４の電圧の波形図を示した。図８及び図９において、ＬｉはリアクトルＬに流れる電流である。Ｑ３ＶdsはスイッチＱ３のドレイン−ソース間の電圧であり、Ｑ４ＶdsはスイッチＱ４のドレイン−ソース間の電圧である。   FIG. 8 shows a waveform diagram of each part when the inverter control of the resonance type inverter device of each embodiment is performed. FIG. 9 shows a waveform diagram of the resonance current of the resonance type inverter device of each embodiment and the voltage of the switch Q4. 8 and 9, Li is a current flowing through the reactor L. Q3Vds is a voltage between the drain and source of the switch Q3, and Q4Vds is a voltage between the drain and source of the switch Q4.

本発明の実施例１の共振型インバータ装置の出力に等価的に電流源ＣＣ１が接続されている回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram in which a current source CC1 is equivalently connected to the output of the resonant inverter device according to the first embodiment of the present invention. 本発明の実施例１の共振型インバータ装置の出力に等価的に電流源ＣＣ２が接続されている回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram in which a current source CC2 is equivalently connected to the output of the resonant inverter device according to the first embodiment of the present invention. 本発明の実施例２の共振型インバータ装置の出力に等価的に電流源ＣＣ１が接続されている回路図である。It is a circuit diagram by which the current source CC1 is equivalently connected to the output of the resonance type inverter apparatus of Example 2 of this invention. 本発明の実施例２の共振型インバータ装置の出力に等価的に電流源ＣＣ２が接続されている回路図である。It is a circuit diagram by which the current source CC2 is equivalently connected to the output of the resonance type inverter apparatus of Example 2 of this invention. 各実施例のスイッチＱ３，Ｑ４のターンオフが速く正常にサージ抑制回路が動作した場合の各部の波形図である。It is a wave form diagram of each part when the turn-off of switches Q3 and Q4 of each embodiment is fast and the surge suppression circuit operates normally. 各実施例のスイッチＱ３の電圧が低下する前にスイッチＱ４電圧が上昇した時の各部の波形図である。It is a wave form diagram of each part when switch Q4 voltage rises before the voltage of switch Q3 of each Example falls. 各実施例のスイッチＱ３，Ｑ４に並列にコンデンサを接続した時の各部の波形図である。It is a wave form diagram of each part when a capacitor is connected in parallel to switches Q3 and Q4 of each embodiment. 各実施例の共振型インバータ装置のインバータ制御を行ったときの各部の波形図である。It is a wave form diagram of each part when inverter control of the resonance type inverter apparatus of each Example is performed. 各実施例の共振型インバータ装置の共振電流とスイッチＱ４の電圧の波形図である。It is a wave form diagram of the resonance current of the resonance type inverter device of each example, and the voltage of switch Q4. 従来の共振型インバータ装置の１相分の共振回路のモデルを示す図である。It is a figure which shows the model of the resonance circuit for 1 phase of the conventional resonance type inverter apparatus. 図１０に示す従来の共振型インバータ装置の１相分の共振回路の動作を示す波形図である。It is a wave form diagram which shows operation | movement of the resonance circuit for 1 phase of the conventional resonance type inverter apparatus shown in FIG. 従来の共振型インバータ装置の双方向スイッチの組み合わせを示す図である。It is a figure which shows the combination of the bidirectional | two-way switch of the conventional resonance type inverter apparatus.

符号の説明Explanation of symbols

ＶＤＣ 直流電源
Ｃ１〜Ｃ８ コンデンサ
Ｌ１ リアクトル
Ｑ１〜Ｑ４ スイッチ
Ｒ１，Ｒ２ 抵抗
Ｄ１，Ｄ２ ダイオード
ＣＣ１，ＣＣ２ 電流源 VDC DC power supply C1 to C8 Capacitor L1 Reactor Q1 to Q4 Switch R1, R2 Resistor D1, D2 Diode CC1, CC2 Current source

Claims (4)

直流電源の正極と負極との間に接続され、第１コンデンサとこの第１コンデンサと同一容量の第２コンデンサとからなる第１直列回路と、
前記直流電源の正極と負極との間に接続され、第１スイッチと第２スイッチとからなる第２直列回路と、
前記第１スイッチに並列に接続された第３コンデンサと、
前記第２スイッチに並列に接続された第４コンデンサと、
前記第１コンデンサと前記第２コンデンサとの接続点に第１主電極が接続され、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチがオフしている時にオンする第３スイッチと、
前記第１スイッチと前記第２スイッチとの接続点に一端が接続されたリアクトルと、
第１主電極が前記リアクトルの他端に接続され、第２主電極が前記第３スイッチの第２主電極に接続され、前記第３スイッチと同時にオンする第４スイッチと、
前記第３スイッチに並列に接続される第５コンデンサと、
前記第４スイッチに並列に接続される第６コンデンサと、
前記第３スイッチの第２主電極にアノードが接続された第１ダイオード、一端が前記第１ダイオードのカソードに接続され他端が前記第１コンデンサと前記第２コンデンサとの接続点に接続された第７コンデンサ、一端が前記第７コンデンサの一端と前記第１ダイオードのカソードとに接続され他端が前記直流電源の正極に接続された第１抵抗を有する第１サージ抑制回路と、
前記第４スイッチの第１主電極にカソードが接続された第２ダイオード、一端が前記第２ダイオードのアノードに接続され他端が前記第１コンデンサと前記第２コンデンサとの接続点に接続された第８コンデンサ、一端が前記第８コンデンサの一端と前記第２ダイオードのアノードに接続され他端が前記直流電源の負極に接続された第２抵抗を有する第２サージ抑制回路と、
を有することを特徴とする共振型インバータ装置。 A first series circuit connected between a positive electrode and a negative electrode of a DC power source, and comprising a first capacitor and a second capacitor having the same capacity as the first capacitor;
A second series circuit comprising a first switch and a second switch connected between a positive electrode and a negative electrode of the DC power supply;
A third capacitor connected in parallel to the first switch;
A fourth capacitor connected in parallel to the second switch;
A third switch that is turned on when a first main electrode is connected to a connection point between the first capacitor and the second capacitor and the first switch and the second switch are turned off;
A reactor having one end connected to a connection point between the first switch and the second switch;
A first switch connected to the other end of the reactor, a second main electrode connected to the second main electrode of the third switch, and a fourth switch that is turned on simultaneously with the third switch;
A fifth capacitor connected in parallel to the third switch;
A sixth capacitor connected in parallel to the fourth switch;
A first diode having an anode connected to the second main electrode of the third switch, one end connected to the cathode of the first diode, and the other end connected to a connection point between the first capacitor and the second capacitor. A seventh capacitor, a first surge suppression circuit having a first resistor having one end connected to one end of the seventh capacitor and the cathode of the first diode and the other end connected to the positive electrode of the DC power supply;
A second diode having a cathode connected to the first main electrode of the fourth switch, one end connected to the anode of the second diode, and the other end connected to a connection point between the first capacitor and the second capacitor. An eighth capacitor, a second surge suppression circuit having a second resistor having one end connected to one end of the eighth capacitor and the anode of the second diode and the other end connected to the negative electrode of the DC power supply;
A resonance type inverter device comprising: 前記第１抵抗に代えて、アノードが前記第７コンデンサの一端と前記第１ダイオードのカソードとに接続されカソードが前記直流電源の正極に接続された第３ダイオードを設け、前記第２抵抗に代えて、カソードが前記第８コンデンサの一端と前記第２ダイオードのアノードに接続されアノードが前記直流電源の負極に接続された第４ダイオードを設けたことを特徴とする請求項１記載の共振型インバータ装置。   Instead of the first resistor, a third diode is provided in which the anode is connected to one end of the seventh capacitor and the cathode of the first diode, and the cathode is connected to the positive electrode of the DC power supply. 2. A resonant inverter according to claim 1, further comprising a fourth diode having a cathode connected to one end of the eighth capacitor and an anode of the second diode, and an anode connected to a negative electrode of the DC power source. apparatus. 直流電源の正極と負極との間に接続され、第１コンデンサとこの第１コンデンサと同一容量の第２コンデンサとからなる第１直列回路と、
前記直流電源の正極と負極との間に接続され、第１スイッチと第２スイッチとからなる第２直列回路と、
前記第１スイッチに並列に接続された第３コンデンサと、
前記第２スイッチに並列に接続された第４コンデンサと、
前記第１コンデンサと前記第２コンデンサとの接続点に第２主電極が接続され、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチがオフしている時にオンする第３スイッチと、
前記第１スイッチと前記第２スイッチとの接続点に一端が接続されたリアクトルと、
第２主電極が前記リアクトルの他端に接続され、第１主電極が前記第３スイッチの第１主電極に接続され、前記第３スイッチと同時にオンする第４スイッチと、
前記第３スイッチに並列に接続される第５コンデンサと、
前記第４スイッチに並列に接続される第６コンデンサと、
前記第３スイッチの第１主電極にカソードが接続された第１ダイオード、一端が前記第１ダイオードのアノードに接続され他端が前記第１コンデンサと前記第２コンデンサとの接続点に接続された第７コンデンサ、一端が前記第７コンデンサの一端と前記第１ダイオードのアノードとに接続され他端が前記直流電源の負極に接続された第１抵抗を有する第１サージ抑制回路と、
前記第４スイッチの第２主電極にアノードが接続された第２ダイオード、一端が前記第２ダイオードのカソードに接続され他端が前記第１コンデンサと前記第２コンデンサとの接続点に接続された第８コンデンサ、一端が前記第８コンデンサの一端と前記第２ダイオードのカソードに接続され他端が前記直流電源の正極に接続された第２抵抗を有する第２サージ抑制回路と、
を有することを特徴とする共振型インバータ装置。 A first series circuit connected between a positive electrode and a negative electrode of a DC power source, and comprising a first capacitor and a second capacitor having the same capacity as the first capacitor;
A second series circuit comprising a first switch and a second switch connected between a positive electrode and a negative electrode of the DC power supply;
A third capacitor connected in parallel to the first switch;
A fourth capacitor connected in parallel to the second switch;
A third switch that is turned on when a second main electrode is connected to a connection point between the first capacitor and the second capacitor, and the first switch and the second switch are turned off;
A reactor having one end connected to a connection point between the first switch and the second switch;
A fourth switch having a second main electrode connected to the other end of the reactor, a first main electrode connected to the first main electrode of the third switch, and being turned on simultaneously with the third switch;
A fifth capacitor connected in parallel to the third switch;
A sixth capacitor connected in parallel to the fourth switch;
A first diode having a cathode connected to the first main electrode of the third switch, one end connected to the anode of the first diode, and the other end connected to a connection point between the first capacitor and the second capacitor. A seventh capacitor, a first surge suppression circuit having a first resistor having one end connected to one end of the seventh capacitor and the anode of the first diode and the other end connected to the negative electrode of the DC power supply;
A second diode having an anode connected to the second main electrode of the fourth switch, one end connected to the cathode of the second diode, and the other end connected to a connection point between the first capacitor and the second capacitor. An eighth capacitor, a second surge suppression circuit having a second resistor having one end connected to one end of the eighth capacitor and the cathode of the second diode and the other end connected to the positive electrode of the DC power supply;
A resonance type inverter device comprising: 前記第１抵抗に代えて、カソードが前記第７コンデンサの一端と前記第１ダイオードのアノードとに接続されアノードが前記直流電源の負極に接続された第３ダイオードを設け、前記第２抵抗に代えて、アノードが前記第８コンデンサの一端と前記第２ダイオードのカソードに接続されカソードが前記直流電源の正極に接続された第４ダイオードを設けたことを特徴とする請求項３記載の共振型インバータ装置。   Instead of the first resistor, a third diode having a cathode connected to one end of the seventh capacitor and an anode of the first diode and an anode connected to a negative electrode of the DC power supply is provided, and the second resistor is replaced. 4. The resonant inverter according to claim 3, further comprising a fourth diode having an anode connected to one end of the eighth capacitor and a cathode of the second diode, and a cathode connected to a positive electrode of the DC power source. apparatus.
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