JP2010049421A - Low-voltage operation constant voltage circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本願発明は、低電圧動作定電圧回路、例えば1V程度の低い電源電圧で作動し、0.6V程度の低い電圧であって温度変化に拘わらず安定した出力電圧を得ることができるようになされた温度特性に優れた低電圧動作定電圧回路に関する。 The present invention is a low voltage operation constant voltage circuit, for example, operates with a power supply voltage as low as about 1 V, and is able to obtain a stable output voltage with a low voltage of about 0.6 V regardless of temperature changes. The present invention relates to a low voltage operation constant voltage circuit having excellent temperature characteristics.
近年、小型軽量化のため低電圧で駆動されるようになされた製品が多数存在する。この種の製品においては製品内の回路を駆動するには低電圧で安定した基準電圧が必要とされる。安定した出力電圧を得る回路として、従来より、正の温度係数を有する定電流源をつくり、抵抗に表れる電圧の正の温度係数とダイオード接続されたバイポーラトランジスタのベースエミッタ間電圧の負の温度係数とを打ち消すように構成されたバンドギャップ基準電圧回路が知られている。 In recent years, there are many products designed to be driven at a low voltage in order to reduce the size and weight. In this type of product, a low and stable reference voltage is required to drive the circuits in the product. As a circuit to obtain a stable output voltage, a constant current source having a positive temperature coefficient has been conventionally produced, and the positive temperature coefficient of the voltage appearing in the resistance and the negative temperature coefficient of the base-emitter voltage of the diode-connected bipolar transistor There is known a bandgap reference voltage circuit configured to cancel the above.
従来既知のバイポーラトランジスタを用いた典型的なバンドギャップ基準電圧回路を図9に示す。この基準電圧回路においては、互いにベースが共通接続された単位エミッタ面積を有する第1トランジスタQ1と、エミッタ抵抗R1を有するm(mは正数)倍のエミッタ面積を有する第2トランジスタQ2と、ダイオード接続された第3トランジスタQ3と、トランジスタQ1とQ2を自己バイアスするダイオード接続された第4トランジスタQ4と第5トランジスタとからなるカレントミラー回路と、トランジスタQ5のコレクタがベースに接続された第6トランジスタとを備えている。トランジスタQ6のコレクタが抵抗R2を介してトランジスタQ3を駆動して出力となる。 A typical band gap reference voltage circuit using a conventionally known bipolar transistor is shown in FIG. In this reference voltage circuit, a first transistor Q1 having a unit emitter area, the bases of which are commonly connected to each other, a second transistor Q2 having an emitter resistance R1 and an emitter area of m (m is a positive number) times, a diode A third transistor Q3 connected, a diode-connected fourth transistor Q4 for self-biasing the transistors Q1 and Q2, and a fifth transistor, and a sixth transistor having the collector of the transistor Q5 connected to the base And. The collector of the transistor Q6 drives the transistor Q3 via the resistor R2 to provide an output.
第3トランジスタQ3のベースエミッタ間電圧VBE3は負の温度特性を有し、同コレクタ電流Iは正の温度特性を有するため、抵抗R2の両端の温度特性は正となる。従って、抵抗R2とトランジスタQ3とを直列に接続することにより、正の温度係数と負の温度係数とが相殺されて、温度変化にも拘わらず安定した出力電圧を得ることができる。
しかしながら、上記従来の基準電圧回路においては、基準電圧をエネルギーバンドギャップ電圧(約1.2V)と等しくしなければ、温度係数を零とすることができないため、出力電圧は1.2V程度しか取り出すことができず、また電源電圧はそれよりも高い(例えば2V)ものでなければない。従って、低い電源電圧で駆動することができない。また出力電圧が高いものであるため、例えば0.6V程度の低い基準電圧を必要とするマイコンのリセット回路等のための基準電圧源としては使用することができないという難を有するものであった。 However, in the above-described conventional reference voltage circuit, if the reference voltage is not equal to the energy band gap voltage (about 1.2 V), the temperature coefficient cannot be made zero, so that the output voltage is only about 1.2 V. And the power supply voltage must be higher (eg 2V). Therefore, it cannot be driven with a low power supply voltage. Also, since the output voltage is high, there is a difficulty that it cannot be used as a reference voltage source for a reset circuit of a microcomputer that requires a low reference voltage of about 0.6 V, for example.
本願発明は、上記従来技術の問題点に鑑み、例えば1V程度の低い電源電圧であっても駆動することができ、0.6V程度の低電圧であって温度変化に拘わらず安定した出力電圧を得ることができるようになされた温度特性に優れた低電圧動作定電圧回路を提供することを目的とする。 In view of the above-described problems of the prior art, the present invention can be driven even with a power supply voltage as low as about 1 V, for example, and has a low output voltage of about 0.6 V and a stable output voltage regardless of temperature changes. An object of the present invention is to provide a low voltage operation constant voltage circuit excellent in temperature characteristics that can be obtained.
而して、本願発明に係る低電圧動作定電圧回路においては、バンドギャップ基準電圧回路を基本構成要素として備えた低電圧動作定電圧回路において、バンドギャップ基準電圧回路と同じ定電流が流れるようになされた出力回路を設け、この出力回路にダイオード接続されたMOSトランジスタを設けることにより、これに流れる電流の正の温度係数を打ち消すようにしたものである。 Thus, in the low voltage operation constant voltage circuit according to the present invention, in the low voltage operation constant voltage circuit having the band gap reference voltage circuit as a basic component, the same constant current as in the band gap reference voltage circuit flows. An output circuit is provided, and a diode-connected MOS transistor is provided in the output circuit, thereby canceling the positive temperature coefficient of the current flowing therethrough.
即ち、この発明の第1の側面によると、抵抗と、ダイオード接続されたバイポーラトランジスタとが直列に接続されて定電流が流れるように構成された抵抗・ダイオード直列回路を含むバンドギャップ基準電圧回路を基本構成要素として備えた低電圧動作定電圧回路において、前記抵抗・ダイオード直列回路に対して並列に接続され、該抵抗・ダイオード直列回路に流れる電流と同一の定電流が流れるように構成された出力回路を設け、該出力回路は、ダイオード接続されたMOSトランジスタを備え、該MOSトランジスタにより該出力回路に流れる電流の正の温度係数を打ち消すように構成されていることを特徴とするものである。 That is, according to the first aspect of the present invention, there is provided a bandgap reference voltage circuit including a resistor-diode series circuit configured such that a constant current flows through a resistor and a diode-connected bipolar transistor connected in series. Low voltage operation constant voltage circuit provided as a basic component, connected in parallel to the resistor / diode series circuit, and configured to output the same constant current as the current flowing through the resistor / diode series circuit A circuit is provided, and the output circuit includes a diode-connected MOS transistor, and is configured to cancel the positive temperature coefficient of the current flowing through the output circuit by the MOS transistor.
また、この発明の第2の側面によると、MOSトランジスタと、ダイオード接続されたバイポーラトランジスタとが直列に接続された第1の直列回路と、MOSトランジスタと、抵抗と、ダイオード接続されたバイポーラトランジスタとが直列に接続された第2の直列回路とを備え、前記第1の直列回路のバイポーラトランジスタのコレクタ電圧と前記第2の直列回路の前記抵抗の一端の電圧とを比較し、第1の直列回路の電流と第2の直列回路の電流とが等しくなるように制御するようになされたバンドギャップ基準電圧回路を備えた低電圧動作定電圧回路において、更に、第1のMOSトランジスタ、ダイオード接続された第2のMOSトランジスタとが直列に接続され、前記第1の直列回路および前記第2の直列回路に流れる電流と同一電流が流れるように制御される出力回路を備え、前記第1および第2のMOSトランジスタの接続点から出力電圧を得るようになされていることを特徴とするものである。 According to a second aspect of the present invention, a first series circuit in which a MOS transistor and a diode-connected bipolar transistor are connected in series, a MOS transistor, a resistor, a diode-connected bipolar transistor, Are connected in series, the collector voltage of the bipolar transistor of the first series circuit is compared with the voltage at one end of the resistor of the second series circuit, and the first series circuit is compared. In a low voltage operation constant voltage circuit having a band gap reference voltage circuit that is controlled so that the current of the circuit and the current of the second series circuit are equal to each other, the first MOS transistor is further diode-connected. And a second MOS transistor connected in series, and the same current as the current flowing through the first series circuit and the second series circuit. An output circuit current is controlled to flow, and is characterized in that it is adapted to obtain an output voltage from a connection point between said first and second MOS transistors.
前記出力回路を構成する、ダイオード接続されたMOSトランジスタとして、用途に応じてその幅Wと長さLとの比が適宜設定されたものを用いることにより、所望の温度特性を有するものを得ることができる。 As the diode-connected MOS transistor constituting the output circuit, a transistor having a desired temperature characteristic can be obtained by using a transistor whose width W and length L are appropriately set according to the application. Can do.
この発明によれば、1つのMOSトランジスタ素子によって、温度特性に優れた低い定電圧(例えば約0.6V)を容易かつ確実に得ることができる。また基本構成としてバンドギャップ基準定電圧回路と同じ回路構成を採用しているため、抵抗の誤差のばらつきやトランジスタの比のばらつきがキャンセルされ、製品に拘わらず同じ精度が得られるため、やっかいな調整を要することなく温度特性に優れた低い定電圧(例えば約0.6V)を容易かつ確実に得ることができる。また、回路規模も小さくすることができ、消費電流も少なくすることができる。 According to the present invention, a low constant voltage (for example, about 0.6 V) excellent in temperature characteristics can be obtained easily and reliably by one MOS transistor element. In addition, since the same circuit configuration as the band gap reference constant voltage circuit is adopted as the basic configuration, variations in resistance errors and transistor ratios are cancelled, and the same accuracy can be obtained regardless of the product. Therefore, it is possible to easily and reliably obtain a low constant voltage (for example, about 0.6 V) having excellent temperature characteristics. In addition, the circuit scale can be reduced, and current consumption can be reduced.
以下、この発明に係る実施形態を添付図面を参照しつつ詳細に説明するが、もとより、この発明は以下の実施形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨の範囲内であれば、任意に構成を変更することができるものである。 Hereinafter, embodiments according to the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings. However, the present invention is not limited to the following embodiments, and may be arbitrarily set within the scope of the present invention. The configuration can be changed.
図1に、本発明の一実施形態に係る低電圧動作定電圧回路を示す。この定電圧回路は、オペアンプ形式のバンドギャップ基準電圧回路を備え、出力端子VOUTから0.6V程度の低電圧であって温度変化に拘わらず安定した出力電圧を得ることができる温度特性に優れたものである。特に、この回路は、微小電流の定電圧電源、例えばマイコン用のリセット回路のための基準電圧源等として好適に用いられるものである。この定電圧回路においては、トランジスタQ5のコレクタ電流IC(Q5)とトランジスタQ6のコレクタ電流IC(Q6)とが等しくなるように、MOSトランジスタM11とM26とで電圧を比較して、トランジスタM12とM1とで構成されるカレントミラー回路から電流を供給する差動回路を設けたものである。 FIG. 1 shows a low voltage operation constant voltage circuit according to an embodiment of the present invention. This constant voltage circuit is equipped with an operational amplifier type band gap reference voltage circuit, and is excellent in temperature characteristics that can obtain a stable output voltage regardless of temperature change with a low voltage of about 0.6 V from the output terminal VOUT. It is a thing. In particular, this circuit is preferably used as a constant voltage power source with a minute current, for example, a reference voltage source for a reset circuit for a microcomputer. In this constant voltage circuit, the voltage is compared between the MOS transistors M11 and M26 so that the collector current I C (Q5) of the transistor Q5 is equal to the collector current I C (Q6) of the transistor Q6, and the transistor M12 And M1 are provided with a differential circuit for supplying current from a current mirror circuit.
以下、この実施形態に係る低電圧動作定電圧回路について詳細に説明する。図1に破線で囲んだ部分1に示すように、この低電圧動作定電圧回路は基本構成回路としてバンドギャップ基準電圧回路を備えている。本発明に係る低電圧動作定電圧回路においては、バンドギャップ基準定電圧回路部分の具体的構成は特に限定されるものではなく、例えば、図3に示すバイポーラダイオードを用いたもの、図5および図6に示すオペアンプ形式のバンドギャップ基準定電圧回路、その他従来既知の各種バンドギャップ基準定電圧回路をも採用することができるものである。
Hereinafter, the low voltage operation constant voltage circuit according to this embodiment will be described in detail. As shown in a
先ず、図3に示すバイポーラダイオードを用いた改良されたバンドギャップ基準定電圧回路について説明する。なお、この回路は、バンドギャップ基準定電圧回路としてもそれ自体新規な構成を有するものであり、後述するように特有の作用効果を有するものである。 First, an improved bandgap reference constant voltage circuit using the bipolar diode shown in FIG. 3 will be described. This circuit itself has a novel configuration as a bandgap reference constant voltage circuit, and has a specific effect as described later.
図3に示すように、この回路においては、ダイオード接続されたトランジスタQ41と、トランジスタQ45とが直列に接続されて第1直列回路を構成している。トランジスタQ41のエミッタは電源電圧Vccに接続され、コレクタはトランジスタQ45のコレクタに接続され、トランジスタQ45のエミッタは接地されている。 As shown in FIG. 3, in this circuit, a diode-connected transistor Q41 and a transistor Q45 are connected in series to form a first series circuit. The emitter of transistor Q41 is connected to power supply voltage Vcc, the collector is connected to the collector of transistor Q45, and the emitter of transistor Q45 is grounded.
また、トランジスタQ42と、互いに並列接続されたトランジスタQ46〜Q49とが直列に接続されて第2直列回路を構成している。トランジスタQ42のエミッタは電源電圧Vccに接続され、コレクタはトランジスタQ46〜Q49のコレクタに接続され、トランジスタQ46〜Q49のエミッタは接地されている。第1直列回路を構成するトランジスタQ41と第2直列回路を構成するトランジスタQ42とはベースどおしが接続されてカレントミラー回路を構成している。 The transistor Q42 and the transistors Q46 to Q49 connected in parallel to each other are connected in series to form a second series circuit. The emitter of transistor Q42 is connected to power supply voltage Vcc, the collector is connected to the collectors of transistors Q46 to Q49, and the emitters of transistors Q46 to Q49 are grounded. The transistor Q41 constituting the first series circuit and the transistor Q42 constituting the second series circuit are connected at the base to constitute a current mirror circuit.
また、トランジスタQ43、抵抗R42、およびダイオード接続されたトランジスタQ50〜Q53が直列に接続されて第3直列回路を構成している。トランジスタQ43のエミッタは電源電圧Vccに接続され、コレクタは抵抗R42を介して、ダイオード接続されたトランジスタQ50〜Q53のコレクタに接続され、トランジスタQ50〜53のエミッタは接地されている。この第3直列回路を構成するトランジスタQ43のベースは第2直列回路を構成するトランジスタQ42のコレクタに接続されている。また、第2直列回路を構成するトランジスタQ46〜Q49と第3直列回路を構成するトランジスタQ50〜Q53とはベースどおしが接続されて、カレントミラー回路を構成している。 The transistor Q43, the resistor R42, and the diode-connected transistors Q50 to Q53 are connected in series to form a third series circuit. The emitter of transistor Q43 is connected to power supply voltage Vcc, the collector is connected to the collectors of diode-connected transistors Q50 to Q53 via resistor R42, and the emitters of transistors Q50 to 53 are grounded. The base of the transistor Q43 constituting this third series circuit is connected to the collector of the transistor Q42 constituting the second series circuit. The transistors Q46 to Q49 constituting the second series circuit and the transistors Q50 to Q53 constituting the third series circuit are connected at the base to constitute a current mirror circuit.
更に、第3直列回路を構成する抵抗42の一端(トランジスタQ43のコレクタ側接続端子)が第1直列回路を構成するトランジスタQ45のベースに接続されている。また、トランジスタQ44、抵抗R41、およびダイオード接続されたトランジスタQ54が直列に接続されて第4直列回路を構成している。トランジスタQ44のエミッタは電源電圧Vccに接続され、コレクタは、抵抗R41の一端に接続され、抵抗R41の他端はダイオード接続されたトランジスタQ54のコレクタに接続されている。トランジスタQ54のエミッタは接地されている。そしてトランジスタQ44のベースは第3直列回路のトランジスタQ43のベースに接続されている。 Furthermore, one end (the collector side connection terminal of the transistor Q43) of the resistor 42 constituting the third series circuit is connected to the base of the transistor Q45 constituting the first series circuit. The transistor Q44, the resistor R41, and the diode-connected transistor Q54 are connected in series to form a fourth series circuit. The emitter of transistor Q44 is connected to power supply voltage Vcc, the collector is connected to one end of resistor R41, and the other end of resistor R41 is connected to the collector of diode-connected transistor Q54. The emitter of the transistor Q54 is grounded. The base of the transistor Q44 is connected to the base of the transistor Q43 in the third series circuit.
上記回路において、第1直列回路を構成するトランジスタQ45のコレクタ電流IC(Q45)、第3直列回路を構成するトランジスタQ50〜Q53のコレクタ電流IC(Q50)および第4直列回路を構成するトランジスタQ54のコレクタ電流IC(Q54)は、電源電圧Vccの変動に拘わらず相互にほぼ等しくなり、
IC(Q45)=IC(Q50)=IC(Q54)
上記の条件が成立して平衡状態となる。従って、この回路において、出力電圧VOUT1は定電圧特性となる。
In the above circuit, the collector current I C (Q45) of the transistor Q45 constituting the first series circuit, the collector current I C (Q50) of the transistors Q50 to Q53 constituting the third series circuit, and the transistor constituting the fourth series circuit The collector current I C (Q54) of Q54 is substantially equal to each other regardless of the fluctuation of the power supply voltage Vcc,
IC (Q45) = IC (Q50) = IC (Q54)
The above condition is established and an equilibrium state is established. Therefore, in this circuit, the output voltage V OUT1 has a constant voltage characteristic.
この状態で、図4に示すように、バイポーラトランジスタQ55、抵抗R43および、ダイオード接続されたバイポーラトランジスタQ56を直列接続した出力系統を追加すると、電流増加に伴って矢印で示したようにコレクタ電流の増加分の1/hfeに相当するベース電流が増加する。ところが、この改良された回路においては、この増加分は第2直列回路を構成するトランジスタQ46〜Q49のコレクタを流れるため、第3直列回路を構成する抵抗R42への影響は小さく、従って出力電圧VOUT1およびVOUT2の電圧低下を回避することができる。即ち、図3に示すようにトランジスタQ46〜Q49およびQ50〜Q53のカレントミラー回路に分離されていることで動作基準をトランジスタQ50〜Q53、抵抗R42およびトランジスタQ45で受け持ち、トランジスタQ43、Q44(およびQ55)の駆動をトランジスタQ46〜Q49が受け持つようにすることで、次段への影響を小さくしたものである。 In this state, as shown in FIG. 4, when an output system in which a bipolar transistor Q55, a resistor R43, and a diode-connected bipolar transistor Q56 are connected in series is added, the collector current is increased as indicated by an arrow as the current increases. The base current corresponding to 1 / hfe of the increase increases. However, in this improved circuit, since this increase amount flows through the collectors of the transistors Q46 to Q49 constituting the second series circuit, the influence on the resistor R42 constituting the third series circuit is small, and therefore the output voltage V A voltage drop of OUT1 and VOUT2 can be avoided. That is, as shown in FIG. 3, by separating the transistors Q46 to Q49 and Q50 to Q53 into current mirror circuits, the operation reference is handled by the transistors Q50 to Q53, the resistor R42 and the transistor Q45, and the transistors Q43, Q44 (and Q55). ) Is controlled by the transistors Q46 to Q49, thereby reducing the influence on the next stage.
上述の次第で、図3に示す改良された新規な回路においては、出力系統として接続されるトランジスタQ55のコレクタ電流を定電流源としてみた場合、負荷抵抗(R43、Q56)の変動に対する電流の変化が小さくなる。換言すると、定電流特性が良好なものとなる。 Depending on the above, in the improved new circuit shown in FIG. 3, when the collector current of the transistor Q55 connected as the output system is viewed as a constant current source, the change of the current with respect to the fluctuation of the load resistance (R43, Q56). Becomes smaller. In other words, the constant current characteristic is good.
図5に示すバンドギャップ基準構成回路は、オペアンプ形式のものである。このバンドギャップ基準電圧回路(定電圧回路)は、左側の増幅回路と、その右側の第1〜4直列回路とで構成されている。 The band gap reference configuration circuit shown in FIG. 5 is of the operational amplifier type. This bandgap reference voltage circuit (constant voltage circuit) is composed of a left amplifier circuit and right first to fourth series circuits.
増幅回路を含む左側の部分は、バイポーラトランジスタQ7およびQ8と、MOSトランジスタM11、M26、M12およびM1と、抵抗R18とで構成されている。即ち、ダイオード接続されたバイポーラトランジスタQ8と抵抗18とが直列に接続されており、トランジスタQ8のエミッタは電源電圧端子Vccに接続され、コレクタが抵抗R18の一端に接続されている。抵抗R18の他端は接地されている。また、前記バイポーラトランジスタQ8とベースどおしが接続されてカレントミラー回路を構成するバイポーラトランジスタQ7は、そのエミッタが電源電圧端子Vccに接続され、コレクタがMOSトランジスタM11およびM26のソースに共通接続されている。MOSトランジスタM11およびM26のドレインはそれぞれMOSトランジスタM12およびダイオード接続されたM1のドレインに接続されている。これらMOSトランジスタM12およびM1のゲートどおしが接続されて、カレントミラー回路を形成している。MOSトランジスタM12およびM1のソースはいずれも接地されている。 The left part including the amplifier circuit includes bipolar transistors Q7 and Q8, MOS transistors M11, M26, M12 and M1, and a resistor R18. That is, the diode-connected bipolar transistor Q8 and the resistor 18 are connected in series, the emitter of the transistor Q8 is connected to the power supply voltage terminal Vcc, and the collector is connected to one end of the resistor R18. The other end of the resistor R18 is grounded. The bipolar transistor Q7, which is connected to the base of the bipolar transistor Q8 and forms a current mirror circuit, has an emitter connected to the power supply voltage terminal Vcc and a collector connected commonly to the sources of the MOS transistors M11 and M26. ing. The drains of the MOS transistors M11 and M26 are connected to the MOS transistor M12 and the drain of the diode-connected M1, respectively. The gates of these MOS transistors M12 and M1 are connected to form a current mirror circuit. The sources of the MOS transistors M12 and M1 are both grounded.
第1直列回路は、ダイオード接続されたバイポーラトランジスタQ4と、MOSトランジスタM2とが直列に接続されたものであり、ダイオード接続されたバイポーラトランジスタQ4のエミッタが電源電圧端子Vccに接続され、コレクタがMOSトランジスタM2のドレインに接続され、同トランジスタM2のソースが接地されている。また、MOSトランジスタM2のドレインとゲートは抵抗R0とコンデンサC0を介して接続されており、ゲートが増幅回路のMOSトランジスタM12のドレインに接続されている。 In the first series circuit, a diode-connected bipolar transistor Q4 and a MOS transistor M2 are connected in series. The emitter of the diode-connected bipolar transistor Q4 is connected to the power supply voltage terminal Vcc, and the collector is MOS. Connected to the drain of the transistor M2, the source of the transistor M2 is grounded. The drain and gate of the MOS transistor M2 are connected via a resistor R0 and a capacitor C0, and the gate is connected to the drain of the MOS transistor M12 of the amplifier circuit.
第2直列回路は、バイポーラトランジスタQ1と、ダイオード接続されたバイポーラトランジスタQ5とが直列に接続されたものであり、バイポーラトランジスタQ1のエミッタは電源電圧端子Vccに接続され、コレクタはダイオード接続されたバイポーラトランジスタQ5のコレクタに接続されている。トランジスタQ5のエミッタは接地されている。バイポーラトランジスタQ1のコレクタは、増幅回路のMOSトランジスタM26のゲートに接続されている。 In the second series circuit, a bipolar transistor Q1 and a diode-connected bipolar transistor Q5 are connected in series. The emitter of the bipolar transistor Q1 is connected to the power supply voltage terminal Vcc, and the collector is a diode-connected bipolar. The transistor Q5 is connected to the collector. The emitter of the transistor Q5 is grounded. The collector of the bipolar transistor Q1 is connected to the gate of the MOS transistor M26 of the amplifier circuit.
第3直列回路は、バイポーラトランジスタQ0と、抵抗R12と、ダイオード接続されたバイポーラトランジスタQ6とが直列に接続されたものであり、バイポーラトランジスタQ0のエミッタは電源電圧端子Vccに接続され、コレクタは抵抗R12の一端に接続されている。この抵抗R12の他端は、ダイオード接続されたバイポーラトランジスタQ6のコレクタに接続され、同トランジスタQ6のエミッタは接地されている。バイポーラトランジスタQ0のコレクタは、増幅回路のMOSトランジスタM11のゲートに接続されている。 In the third series circuit, a bipolar transistor Q0, a resistor R12, and a diode-connected bipolar transistor Q6 are connected in series. The emitter of the bipolar transistor Q0 is connected to the power supply voltage terminal Vcc, and the collector is a resistor. It is connected to one end of R12. The other end of the resistor R12 is connected to the collector of a diode-connected bipolar transistor Q6, and the emitter of the transistor Q6 is grounded. The collector of the bipolar transistor Q0 is connected to the gate of the MOS transistor M11 of the amplifier circuit.
第4直列回路は、バイポーラトランジスタQ2と、抵抗R10と、ダイオード接続されたバイポーラトランジスタQ11とが直列に接続されたものであり、バイポーラトランジスタQ2のエミッタは電源電圧端子Vccに接続され、コレクタは抵抗R10の一端(図6において上端)に接続され、同抵抗R10の他端は、バイポーラトランジスタQ11のコレクタに接続されている。トランジスタQ11のエミッタは接地されている。 In the fourth series circuit, a bipolar transistor Q2, a resistor R10, and a diode-connected bipolar transistor Q11 are connected in series. The emitter of the bipolar transistor Q2 is connected to the power supply voltage terminal Vcc, and the collector is a resistor. R10 is connected to one end (upper end in FIG. 6), and the other end of resistor R10 is connected to the collector of bipolar transistor Q11. The emitter of the transistor Q11 is grounded.
上記直列回路1〜4を構成するバイポーラトランジスタQ4、Q1、Q0、Q2は、ベースが共通接続されている。なお、図中、mは並列接続されたトランジスタの数である。
The bases of the bipolar transistors Q4, Q1, Q0, and Q2 constituting the
この実施形態においては、第2直列回路を構成するバイポーラトランジスタQ5と第3直列回路を構成するバイポーラトランジスタQ6とのトランジスタの数の比は1:4に設定されている。もっとも、本発明においては、これらトランジスタの数の比は、この実施形態に示したものに限定されるものではなく、適宜任意に設定することを許容するものである。 In this embodiment, the ratio of the number of transistors of the bipolar transistor Q5 constituting the second series circuit and the bipolar transistor Q6 constituting the third series circuit is set to 1: 4. However, in the present invention, the ratio of the number of these transistors is not limited to that shown in this embodiment, and can be arbitrarily set as appropriate.
この実施形態に係る上記バンドギャップ基準電圧回路1は、従来既知の定電流回路とその動作原理は同様である。即ち、第2直列回路のバイポーラトランジスタQ5のコレクタ端子の電圧と第3直列回路の抵抗R12の一端の電圧とが増幅回路のMOSトランジスタM26のゲートおよびMOSトランジスタM11のゲートにそれぞれ印加され両電圧が比較されて、第2直列回路の電流IC(Q5)と第3直列回路の電流IC(Q6)とが同じ値の定電流となるように制御されるものである。
The band gap
なお、第2直列回路のトランジスタQ5と第3直列回路のトランジスタQ6のトランジスタの数(図中、mとして示している)の比は、この実施形態においては1:4に設定されているため、周知のように第3直列回路に流れる電流IC(Q6)は次式で求められる。 Note that the ratio of the number of transistors Q5 of the second series circuit and the number of transistors Q6 of the third series circuit (shown as m in the figure) is set to 1: 4 in this embodiment. As is well known, the current I C (Q6) flowing through the third series circuit is obtained by the following equation.
IC(Q6)=(VTln4)/R12
但し、VTは熱電圧(kT/q)、kはボルツマン定数、Tは絶対温度、qは電子の単位電荷である。
IC (Q6) = (V T ln4) / R12
Where V T is a thermal voltage (kT / q), k is a Boltzmann constant, T is an absolute temperature, and q is an electron unit charge.
従って、第4直列回路にもIC(Q11)=(VTln4)/R12で特定された電流と同じ値の電流が流れる。 Therefore, a current having the same value as the current specified by I C (Q11) = (V T ln4) / R12 flows through the fourth series circuit.
図6は、図5に示すバンドギャップ基準電圧回路の改良に係るものであって、PSRR(Power Supply Rejection Ratio)(電源電圧変動除去比)を改善したものである。図6に示す改良されたバンドギャップ基準電圧回路における差動増幅回路もオペアンプを含んで構成されてなるものである。この回路において、電源電圧が低い場合でも動作するようにするためにバイポーラトランジスタQ7およびQ4が用いられており、そのバイポーラトランジスタQ7のエミッタは電源電圧端子Vccに接続され、コレクタがMOSトランジスタM11およびM26のソースに共通接続されている。MOSトランジスタM11およびM26のドレインはそれぞれMOSトランジスタM12およびダイオード接続されたM1のドレインに接続されている。これらMOSトランジスタM12およびM1のゲート同士が接続されて、カレントミラー回路を形成している。MOSトランジスタM12およびM1のソースはいずれも接地されている。 FIG. 6 relates to an improvement of the bandgap reference voltage circuit shown in FIG. 5, and is an improvement of PSRR (Power Supply Rejection Ratio). The differential amplifier circuit in the improved bandgap reference voltage circuit shown in FIG. 6 is also configured to include an operational amplifier. In this circuit, bipolar transistors Q7 and Q4 are used to operate even when the power supply voltage is low. The emitter of the bipolar transistor Q7 is connected to the power supply voltage terminal Vcc, and the collectors are MOS transistors M11 and M26. Commonly connected to the source. The drains of the MOS transistors M11 and M26 are connected to the MOS transistor M12 and the drain of the diode-connected M1, respectively. The gates of these MOS transistors M12 and M1 are connected to form a current mirror circuit. The sources of the MOS transistors M12 and M1 are both grounded.
上記差動増幅回路の右側には、図5に示したバンドギャップ基準電圧回路と同様の第1ないし第4直列回路が設けられており、対応箇所に同一符号を付してその説明を省略する。図5に示す回路においては、バイアス電流が電源電圧Vccと抵抗R18で発生する。このため電源電圧が変動するとバイアス電流も変動する。これにより、MOSトランジスタM11とM26の差動回路の共通接続されたソースの電圧が変動する。従って、MOSトランジスタM11とM26のゲートに同相の電圧変動が印加されるが、この差動増幅部では同相信号を打ち消す働きがあるため影響は小さくなる(図8の周波数特性図の1kHz以下の部分)ものの、この値は使用するオペアンプ回路のCMRR(Common Mode Rejection Ratio)特性に依存する。高域側でPSRRが悪化しているのはこのためである。これに対して、図6に示す回路においては、差動増幅部のバイアス電流に自身の定電流出力を用いている。従って、MOSトランジスタM11およびM26の差動回路の共通接続されたソースの電圧変動が小さくなり、同一アンプ構成であってもPSRRが改善される。高域側の周波数特性については図7に示すように単にバイパスコンデンサC2を付加するだけで図8の周波数特性図に示すようにPSRRが改善されて良好な特性が得られる。従って、低域側におけるPSRRの改善が重要である。 On the right side of the differential amplifier circuit, first to fourth series circuits similar to the band gap reference voltage circuit shown in FIG. 5 are provided. . In the circuit shown in FIG. 5, a bias current is generated by the power supply voltage Vcc and the resistor R18. For this reason, when the power supply voltage varies, the bias current also varies. As a result, the voltage of the source connected in common of the differential circuit of the MOS transistors M11 and M26 varies. Therefore, in-phase voltage fluctuations are applied to the gates of the MOS transistors M11 and M26, but this differential amplifying unit has a function of canceling out the in-phase signal, and the influence is reduced (below 1 kHz in the frequency characteristic diagram of FIG. 8). However, this value depends on the CMRR (Common Mode Rejection Ratio) characteristics of the operational amplifier circuit used. This is why PSRR deteriorates on the high frequency side. In contrast, the circuit shown in FIG. 6 uses its own constant current output as the bias current of the differential amplifier. Accordingly, the voltage variation of the commonly connected sources of the differential circuits of the MOS transistors M11 and M26 is reduced, and PSRR is improved even with the same amplifier configuration. As for the frequency characteristics on the high frequency side, simply adding a bypass capacitor C2 as shown in FIG. 7 improves the PSRR as shown in the frequency characteristics diagram of FIG. Therefore, it is important to improve PSRR on the low frequency side.
以上説明した3種類のバンドギャップ基準電圧回路の周波数特性を併せて図8に示す。この図から明らかなように図6および図7に示す回路が最もPSRRが改善されて良好な特性が得られていることがわかる。 The frequency characteristics of the three types of band gap reference voltage circuits described above are also shown in FIG. As is apparent from this figure, it can be seen that the circuits shown in FIGS. 6 and 7 have the most improved PSRR and good characteristics.
図1に戻って、この実施形態に係る低電圧動作定電圧回路は、リセット回路専用の定電圧回路とするために、微小電流で動作させる目的で、図6に示すバンドギャップ基準電圧回路を構成するバイポーラトランジスタQ7、Q4、Q1、Q0およびQ2をMOSトランジスタM3、M4、M5、M6、M7で置き換えたものである。また、各トランジスタM3、M4、M5、M6、M7に流れる電流を減らすために、ダイオード接続されたバイポーラトランジスタQ5およびQ6の並列接続数の比を1:4から1:2に変更すると共に、抵抗R12の値を8キロオームから300キロオームに変更している。 Referring back to FIG. 1, the low voltage operation constant voltage circuit according to this embodiment is configured as the band gap reference voltage circuit shown in FIG. 6 for the purpose of operating with a small current so as to be a constant voltage circuit dedicated to the reset circuit. The bipolar transistors Q7, Q4, Q1, Q0 and Q2 are replaced with MOS transistors M3, M4, M5, M6 and M7. In addition, in order to reduce the current flowing through each of the transistors M3, M4, M5, M6, and M7, the ratio of the parallel connection number of the diode-connected bipolar transistors Q5 and Q6 is changed from 1: 4 to 1: 2, and the resistance The value of R12 has been changed from 8 kilohms to 300 kilohms.
以下、図1に示す低電圧動作定電圧回路について、詳細に説明する。図1に示すように、この定電圧回路は、左側の増幅回路とその右側の第1ないし第4直列回路とを備えている。 Hereinafter, the low voltage operation constant voltage circuit shown in FIG. 1 will be described in detail. As shown in FIG. 1, the constant voltage circuit includes a left amplifier circuit and first to fourth series circuits on the right side.
前記増幅回路は、オペアンプを含んで構成されており、MOSトランジスタM3、M11、M26、M12およびM1を含んでいる。MOSトランジスタM3は、そのソースが電源電圧端子Vccに接続され、ドレインがMOSトランジスタM11およびM26のソースに共通接続されている。MOSトランジスタM11およびM26のドレインはそれぞれMOSトランジスタM12およびダイオード接続されたMOSトランジスタM1のドレインに接続されている。これらMOSトランジスタM12およびM1は、ゲート同士が接続されてカレントミラー回路を形成している。MOSトランジスタM12およびM1のソースはいずれも接地されている。 The amplifier circuit includes an operational amplifier and includes MOS transistors M3, M11, M26, M12, and M1. The source of the MOS transistor M3 is connected to the power supply voltage terminal Vcc, and the drain is commonly connected to the sources of the MOS transistors M11 and M26. The drains of the MOS transistors M11 and M26 are connected to the MOS transistor M12 and the drain of the diode-connected MOS transistor M1, respectively. These MOS transistors M12 and M1 have their gates connected to form a current mirror circuit. The sources of the MOS transistors M12 and M1 are both grounded.
上記増幅回路の右側には、MOSトランジスタM4と、MOSトランジスタM2とが直列に接続された第1直列回路と、MOSトランジスタM5と、ダイオード接続されたバイポーラトランジスタQ5とが直列に接続された第2直列回路と、MOSトランジスタM6と、抵抗R12と、ダイオード接続されたバイポーラトランジスタQ6とが直列に接続された第3直列回路と、MOSトランジスタM7と、ダイオード接続されたMOSトランジスタM19とが直列に接続された第4直列回路とが設けられている。図中、mは並列接続されたトランジスタの数である。 On the right side of the amplifying circuit, a first series circuit in which a MOS transistor M4 and a MOS transistor M2 are connected in series, a MOS transistor M5, and a diode-connected bipolar transistor Q5 are connected in series. A third circuit in which a series circuit, a MOS transistor M6, a resistor R12, and a diode-connected bipolar transistor Q6 are connected in series, a MOS transistor M7, and a diode-connected MOS transistor M19 are connected in series. A fourth series circuit is provided. In the figure, m is the number of transistors connected in parallel.
この実施形態においては、第2直列回路を構成するバイポーラトランジスタQ5と第3直列回路を構成するバイポーラトランジスタQ6とのトランジスタの数の比は1:2に設定されている。もっとも、本発明においては、これらトランジスタの数の比は、この実施形態に示したものに限定されるものではなく、適宜任意に設定することを許容するものである。 In this embodiment, the ratio of the number of transistors of the bipolar transistor Q5 constituting the second series circuit and the bipolar transistor Q6 constituting the third series circuit is set to 1: 2. However, in the present invention, the ratio of the number of these transistors is not limited to that shown in this embodiment, and can be arbitrarily set as appropriate.
前記第1直列回路において、MOSトランジスタM4は、ダイオード接続されたものであり、そのソースは電源電圧端子Vccに接続され、ドレインはMOSトランジスタM2のドレインに接続され、同トランジスタM2のソースは接地されている。MOSトランジスタM2のドレインとゲートとは抵抗R0およびコンデンサC0を介して接続されている。 In the first series circuit, the MOS transistor M4 is diode-connected, the source is connected to the power supply voltage terminal Vcc, the drain is connected to the drain of the MOS transistor M2, and the source of the transistor M2 is grounded. ing. The drain and gate of the MOS transistor M2 are connected via a resistor R0 and a capacitor C0.
前記増幅回路におけるMOSトランジスタM3と前記第1直列回路のMOSトランジスタM4は、ゲートどおしが相互に接続されており、カレントミラー回路を形成している。また、MOSトランジスタM11およびM26のゲートは、それぞれ第3直列回路を構成する抵抗R12の一端および第2直列回路を構成するダイオード接続されたバイポーラトランジスタQ5のコレクタにそれぞれ接続されている。更に、増幅回路を構成するMOSトランジスタM12のドレインは、第1直列回路を構成するMOSトランジスタM2のゲートに接続されている。 The MOS transistor M3 in the amplifier circuit and the MOS transistor M4 in the first series circuit are connected to each other through gates to form a current mirror circuit. The gates of the MOS transistors M11 and M26 are respectively connected to one end of the resistor R12 constituting the third series circuit and the collector of the diode-connected bipolar transistor Q5 constituting the second series circuit. Further, the drain of the MOS transistor M12 constituting the amplifier circuit is connected to the gate of the MOS transistor M2 constituting the first series circuit.
前記第1直列回路において、MOSトランジスタM4は、ソースが電源電圧端子Vccに接続され、ドレインがMOSトランジスタM2のドレインに接続されている。MOSトランジスタM2のソースは接地されている。 In the first series circuit, the MOS transistor M4 has a source connected to the power supply voltage terminal Vcc and a drain connected to the drain of the MOS transistor M2. The source of the MOS transistor M2 is grounded.
前記第2直列回路において、MOSトランジスタM5は、ソースが電源電圧端子Vccに接続され、ドレインがダイオード接続されたバイポーラトランジスタQ5のコレクタに接続されている。トランジスタQ5のエミッタは接地されている。 In the second series circuit, the MOS transistor M5 has a source connected to the power supply voltage terminal Vcc and a drain connected to the collector of the bipolar transistor Q5 that is diode-connected. The emitter of the transistor Q5 is grounded.
前記第3直列回路においては、MOSトランジスタM6は、ソースが電源電圧端子Vccに接続され、ドレインが抵抗R12の一端に接続されている。この抵抗R12の他端は、ダイオード接続されたバイポーラトランジスタQ6のコレクタに接続され、同トランジスタQ6のエミッタは接地されている。 In the third series circuit, the MOS transistor M6 has a source connected to the power supply voltage terminal Vcc and a drain connected to one end of the resistor R12. The other end of the resistor R12 is connected to the collector of a diode-connected bipolar transistor Q6, and the emitter of the transistor Q6 is grounded.
第4直列回路においては、MOSトランジスタM7は、ソースが電源電圧端子Vccに接続され、ドレインがダイオード接続されたMOSトランジスタQ19のドレインに接続されている。トランジスタM19のソースは接地されている。 In the fourth series circuit, the MOS transistor M7 has a source connected to the power supply voltage terminal Vcc and a drain connected to the drain of the diode-connected MOS transistor Q19. The source of the transistor M19 is grounded.
前記第1直列回路のMOSトランジスタM4、第2直列回路のMOSトランジスタM5、第3直列回路のMOSトランジスタM6および第4直列回路のMOSトランジスタM7は、それぞれゲートどおしが共通接続されている。 The first series circuit MOS transistor M4, the second series circuit MOS transistor M5, the third series circuit MOS transistor M6, and the fourth series circuit MOS transistor M7 have gates connected in common.
ところで、従来のバンドギャップ基準定電圧回路においては、抵抗とダイオード接続されたバイポーラトランジスタとを直列接続したものを用いることにより、抵抗の両端に表れる電圧の正の温度特性と、トランジスタのベースエミッタ間電圧の負の温度特性とを相殺して、温度変化にも拘わらず安定した温度係数零の出力電圧を得るようにしている。しかしながら、トランジスタのベースエミッタ間電圧VBEが0.6V程度であるため、1.2V程度の出力電圧しか取り出すことができず、
例えばマイコンのリセット回路のための基準電圧源のような0.6V程度の基準電圧を必要とするものには使用することができないという難を有するものであった。そこで本発明にかかる実施形態おいては、従来の抵抗とダイオード接続されたバイポーラトランジスタとを直列接続したものに代えて、上述のとおり、ダイオード接続したMOSトランジスタM19を採用したものである。これにより、0.6V程度の低電圧でありながら、温度特性に優れた定電圧出力を得ることができる。
By the way, in the conventional bandgap reference constant voltage circuit, by using a resistor and a diode-connected bipolar transistor connected in series, the positive temperature characteristic of the voltage appearing at both ends of the resistor and the base-emitter of the transistor By offsetting the negative temperature characteristic of the voltage, a stable output voltage having a temperature coefficient of zero is obtained regardless of the temperature change. However, since the base-emitter voltage V BE of the transistor is about 0.6 V, only an output voltage of about 1.2 V can be extracted.
For example, it has a difficulty that it cannot be used for a device that requires a reference voltage of about 0.6 V, such as a reference voltage source for a reset circuit of a microcomputer. Therefore, in the embodiment according to the present invention, as described above, the diode-connected MOS transistor M19 is adopted instead of the conventional resistor and diode-connected bipolar transistor connected in series. Thereby, it is possible to obtain a constant voltage output excellent in temperature characteristics while being a low voltage of about 0.6V.
この実施形態に係る定電圧回路においては、第4直列回路以外は従来既知の定電流回路と同様の構成を有するものであるため、その原理も同様である。即ち、第2直列回路のバイポーラトランジスタQ5のコレクタ端子の電圧と第3直列回路の抵抗R12の一端の電圧とが増幅回路のMOSトランジスタM26およびM11のゲートにそれぞれ印加され両電圧が比較されて、第2直列回路の電流IC(Q5)と第3直列回路の電流IC(Q6)とが同じ値の定電流となるように制御されるものである。 Since the constant voltage circuit according to this embodiment has the same configuration as a conventionally known constant current circuit except for the fourth series circuit, the principle is also the same. That is, the voltage at the collector terminal of the bipolar transistor Q5 in the second series circuit and the voltage at one end of the resistor R12 in the third series circuit are respectively applied to the gates of the MOS transistors M26 and M11 in the amplifier circuit and the two voltages are compared. The current IC (Q5) of the second series circuit and the current IC (Q6) of the third series circuit are controlled so as to have a constant current of the same value.
なお、第2直列回路のトランジスタQ5と第3直列回路のトランジスタQ6のトランジスタの数の比は、この実施形態においては電流を低減させる目的で1:2に設定されているため、周知のように第3直列回路に流れる電流IC(Q6)は次式で求められる。 The ratio of the number of transistors Q5 of the second series circuit and the transistor Q6 of the third series circuit is set to 1: 2 for the purpose of reducing current in this embodiment, so that it is well known. The current I C (Q6) flowing through the third series circuit is obtained by the following equation.
IC(Q6)=(VTln2)/R12
但し、VTは熱電圧(kT/q)、kはボルツマン定数、Tは絶対温度、qは電子の単位電荷である。
IC (Q6) = (V T ln2) / R12
Where V T is a thermal voltage (kT / q), k is a Boltzmann constant, T is an absolute temperature, and q is an electron unit charge.
更に、具体的には、この実施形態においては抵抗R12として300Kオームのものを採用している。従って、上式より、
IC(Q6)=(VTln2)/R12
= [ 1.3807E-23 × 300.15 ÷ 1.6021892E-19 )× 0.693147181 ]/R12 (27度)
= ( 5.97307E-05 × T)÷R12
= 1.7928E-02 ÷ R12
≒ 0.059760589 (マイクロA )
となる。即ち、IC(Q6)は、約60nAとなる。
Furthermore, specifically, in this embodiment, a resistor R12 having a resistance of 300K ohms is employed. Therefore, from the above formula,
IC (Q6) = (V T ln2) / R12
= [1.3807E-23 × 300.15 ÷ 1.6021892E-19) × 0.693147181] / R12 (27 degrees)
= (5.997307E-05 × T) ÷ R12
= 1.7928E-02 ÷ R12
≒ 0.059760589 (Micro A)
It becomes. That is, I C (Q6) is about 60 nA.
本実施形態に係る回路においては、MOSトランジスタM3からM7まで同一値の電流が流れるため、回路全体としては上記電流値の5倍である300nAが消費電流となる。従って、電圧定格が緩く電源電流の厳しいリセット回路用として好適に使用することができるものである。 In the circuit according to the present embodiment, currents of the same value flow from the MOS transistors M3 to M7. Therefore, the entire circuit consumes 300 nA, which is five times the current value. Therefore, it can be suitably used for a reset circuit having a loose voltage rating and a severe power supply current.
第4直列回路にもIC(Q6)=(VTln2)/R12で特定された電流と同じ値の電流が流れる。ところで、この定電圧回路に特有な第4直列回路を構成するダイオード接続されたMOSトランジスタM19の温度特性は、同トランジスタの幅Wと長さLとの比によって変わるものである。図2はMOSトランジスタM19の幅Wと長さLを変更したときの温度特性の変化を示している。図2において、最上部の曲線が、MOSトランジスタM19の幅Wが2.5マイクロメートル、長さLが70マイクロメートルの場合の出力温度特性曲線であり、最下部の曲線が、MOSトランジスタM19の幅Wが2.5マイクロメートル、長さLが65マイクロメートルの場合の出力温度特性曲線である。このように幅Wと長さLとを適宜変更することにより、所定の温度範囲において実用上差し支えない程度の定電圧を取り出すことができるものである。従って、用途に応じて最も適切な幅Wと長さLとの比を設定することにより所望の温度特性を有する低電圧の定出力電圧を得ることができることがわかる。 A current having the same value as the current specified by I C (Q6) = (V T ln2) / R12 flows through the fourth series circuit. By the way, the temperature characteristic of the diode-connected MOS transistor M19 constituting the fourth series circuit unique to the constant voltage circuit varies depending on the ratio of the width W to the length L of the transistor. FIG. 2 shows changes in temperature characteristics when the width W and length L of the MOS transistor M19 are changed. In FIG. 2, the uppermost curve is an output temperature characteristic curve when the width W of the MOS transistor M19 is 2.5 micrometers and the length L is 70 micrometers, and the lowermost curve is the MOS transistor M19. It is an output temperature characteristic curve in case width W is 2.5 micrometers and length L is 65 micrometers. As described above, by appropriately changing the width W and the length L, a constant voltage that can be practically used in a predetermined temperature range can be taken out. Therefore, it can be understood that a low voltage constant output voltage having a desired temperature characteristic can be obtained by setting the most appropriate ratio between the width W and the length L according to the application.
1 バンドギャップ基準電圧回路
M1〜M19 MOSトランジスタ
Q5、Q6 バイポーラトランジスタ
R12 抵抗
1 Band gap reference voltage circuit M1-M19 MOS transistor Q5, Q6 Bipolar transistor R12 Resistance
Claims (5)
前記抵抗・ダイオード直列回路に対して並列に接続され、該抵抗・ダイオード直列回路に流れる電流と同一の定電流が流れるように構成された出力回路を設け、
該出力回路は、ダイオード接続されたMOSトランジスタを備え、該MOSトランジスタにより該出力回路に流れる電流の正の温度係数を打ち消すように構成されていることを特徴とする、低電圧動作定電圧回路。 Low voltage operation constant voltage circuit comprising a bandgap reference voltage circuit including a resistor and a diode series circuit in which a resistor and a diode-connected bipolar transistor are connected in series and a constant current flows, as a basic component In
An output circuit is provided which is connected in parallel to the resistor / diode series circuit and configured to flow a constant current identical to the current flowing through the resistor / diode series circuit;
The output circuit includes a diode-connected MOS transistor, and is configured to cancel a positive temperature coefficient of a current flowing through the output circuit by the MOS transistor.
更に、第1のMOSトランジスタ、ダイオード接続された第2のMOSトランジスタとが直列に接続され、前記第1の直列回路および前記第2の直列回路に流れる電流と同一の定電流が流れるように制御される出力回路を備え、
前記第1および第2のMOSトランジスタの接続点から出力電圧を得るようになされていることを特徴とする、低電圧動作定電圧回路。 A first series circuit in which a MOS transistor and a diode-connected bipolar transistor are connected in series, a MOS transistor, a resistor, and a second series circuit in which a diode-connected bipolar transistor is connected in series And comparing the collector voltage of the bipolar transistor of the first series circuit with the voltage of one end of the resistor of the second series circuit, and the current of the first series circuit and the current of the second series circuit, In a low voltage operation constant voltage circuit comprising a bandgap reference voltage circuit that is controlled to be equal to each other,
Further, the first MOS transistor and the diode-connected second MOS transistor are connected in series, and control is performed so that the same constant current as the current flowing through the first series circuit and the second series circuit flows. Output circuit,
A low voltage operation constant voltage circuit characterized in that an output voltage is obtained from a connection point of the first and second MOS transistors.
前記差動増幅回路は、第1のMOSトランジスタと、一対の第2のMOSトランジスタと、更にMOSトランジスタとダイオード接続されたMOSトランジスタとからなりゲートどおしが接続された他の一対の第3のMOSトランジスタとで構成され、
前記第1のMOSトランジスタのソースは電源電圧端子に接続され、ドレインが前記一対の第2のMOSトランジスタのソースに共通接続され、この一対の第2のMOSトランジスタのドレインはそれぞれ前記他の一対の第3のMOSトランジスタのドレインに接続されたものであり、前記他の一対の第3のMOSトランジスタのソースはいずれも接地されたものであり、
前記第1の直列回路は、MOSトランジスタと、ダイオード接続されたバイポーラトランジスタとが直列に接続され、前記MOSトランジスタのソースは電源電圧端子に接続され、ドレインは前記ダイオード接続されたバイポーラトランジスタのコレクタに接続され、該ダイオード接続されたバイポーラトランジスタのエミッタは接地されたものであり、
前記第2の直列回路は、MOSトランジスタと、抵抗と、ダイオード接続されたバイポーラトランジスタとが直列に接続され、前記MOSトランジスタのソースは前記電源電圧端子に接続され、ドレインは前記抵抗の一端に接続され、該抵抗の他端は前記ダイオード接続されたバイポーラトランジスタのコレクタに接続され、該トランジスタのエミッタは接地されたものであり、
前記第3の直列回路は、第1のMOSトランジスタと、第2のMOSトランジスタとが直列に接続されたものであり、前記第1のMOSトランジスタのソースは電源電圧端子に接続され、ドレインは前記第2のMOSトランジスタのドレインに接続され、該第2のMOSトランジスタのソースは接地されたものであり、
前記第1の直列回路を構成する前記ダイオード接続されたバイポーラトランジスタのコレクタが、前記差動増幅回路を構成する前記一対の第2のMOSトランジスタの一方のMOSトランジスタのゲートに接続されており、
前記第2の直列回路を構成する前記抵抗の一端が、前記差動増幅回路を構成する前記一対の第2のMOSトランジスタの他方のMOSトランジスタのゲートに接続されており、
前記第3の直列回路を構成する前記第1のMOSトランジスタと、前記差動増幅回路を構成する前記第1のMOSトランジスタとは、ゲートどおしが互いに接続されており、
前記第3の直列回路を構成する前記第2のMOSトランジスタのゲートが、前記差動増幅回路を構成する前記他の一対の第3のMOSトランジスタの一方のMOSトランジスタのドレインに接続されており、
更に、前記第1ないし第3の直列回路を構成する前記MOSトランジスタのゲートどおしが共通接続されている、請求項1ないし4のいずれか1に記載の低電圧動作定電圧回路。 The band gap reference voltage circuit includes a differential amplifier circuit and first to third series circuits,
The differential amplifier circuit includes a first MOS transistor, a pair of second MOS transistors, and another pair of third MOS transistors each having a gate connected to each other, the MOS transistor being diode-connected to the MOS transistor. Of MOS transistors,
The source of the first MOS transistor is connected to a power supply voltage terminal, the drain is commonly connected to the sources of the pair of second MOS transistors, and the drains of the pair of second MOS transistors are respectively connected to the other pair of second MOS transistors. The third MOS transistor is connected to the drain, and the sources of the other pair of third MOS transistors are both grounded.
In the first series circuit, a MOS transistor and a diode-connected bipolar transistor are connected in series, a source of the MOS transistor is connected to a power supply voltage terminal, and a drain is connected to a collector of the diode-connected bipolar transistor. The emitter of the connected diode-connected bipolar transistor is grounded;
In the second series circuit, a MOS transistor, a resistor, and a diode-connected bipolar transistor are connected in series, the source of the MOS transistor is connected to the power supply voltage terminal, and the drain is connected to one end of the resistor. The other end of the resistor is connected to the collector of the diode-connected bipolar transistor, and the emitter of the transistor is grounded,
In the third series circuit, a first MOS transistor and a second MOS transistor are connected in series, the source of the first MOS transistor is connected to a power supply voltage terminal, and the drain is Connected to the drain of the second MOS transistor, and the source of the second MOS transistor is grounded;
The collector of the diode-connected bipolar transistor constituting the first series circuit is connected to the gate of one MOS transistor of the pair of second MOS transistors constituting the differential amplifier circuit;
One end of the resistor constituting the second series circuit is connected to the gate of the other MOS transistor of the pair of second MOS transistors constituting the differential amplifier circuit;
The first MOS transistor constituting the third series circuit and the first MOS transistor constituting the differential amplifier circuit are connected to each other through gates,
A gate of the second MOS transistor constituting the third series circuit is connected to a drain of one MOS transistor of the other pair of third MOS transistors constituting the differential amplifier circuit;
5. The low-voltage operation constant voltage circuit according to claim 1, wherein gates of the MOS transistors constituting the first to third series circuits are connected in common.
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