JP2010021631A

JP2010021631A - Wide-band balun

Info

Publication number: JP2010021631A
Application number: JP2008177983A
Authority: JP
Inventors: Toshio Arai; 敏夫新井; Norio Okugawa; 則夫奥川; Akira Ikeda; 彰池田
Original assignee: Nippon Antenna Co Ltd
Current assignee: Nippon Antenna Co Ltd
Priority date: 2008-07-08
Filing date: 2008-07-08
Publication date: 2010-01-28

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To enable operation in a wide frequency band such as digital terrestrial broadcasting. <P>SOLUTION: A wide-band balun has two phase circuits, namely a first phase circuit 10 comprising a lumped constant circuit and a second phase circuit 11. The first phase circuit 10 is composed of a plurality of stages of LPF-type phase circuits or HPF-type phase circuits, and the phase θa is set so that the absolute value becomes approximately 180° in the center frequency of an operating frequency band. Also, the second phase circuit 11 is composed by cascading the LPF- and HPF-type phase circuits 11a, 11b, and a phase lag θb1 of the LPF-type phase circuit 11a and a phase lead θb2 of the HPF-type phase circuit 11b are set so that the phases are opposite and the absolute values are nearly equal at the center frequency of the operating frequency band, thus setting the phase θb of the second phase circuit 11 to approximately 0° at the center frequency of the operating frequency band. <P>COPYRIGHT: (C)2010,JPO&INPIT

Description

本発明は、広帯域で動作する広帯域バランに関するものである。 The present invention relates to a wideband balun that operates in a wideband.

２００３年１２月に開始された地上デジタル放送は、２００６年１２月に全国のデジタル親局の本放送が開始され、２０１１年７月に地上アナログ放送の終了に向けて、地上デジタル放送が安定して受信できるように中継網の整備が進められている。デジタル放送の電波が高層ビルや建造物で遮られたり、地理的条件によりデジタル放送が良好に受信できない場所の受信障害対策として極微小電力局（ギャップフィラー）が提案されている。ギャップフィラーは小規模な無線設備とされ、送信電力が０．０５Ｗ（原則０．０１Ｗ）以下のデジタル受信障害対策中継放送を行う放送局とされている。ギャップフィラーは、山間部等で地形により電波が遮られて受信できない辺地、ビルなどの建造物で電波が遮られて受信できない都市、地下街や地下鉄の構内およびトンネル内などの電波が遮蔽されている場所に設置される。 The digital terrestrial broadcasting started in December 2003 will start the main broadcasting of digital master stations nationwide in December 2006, and the terrestrial digital broadcasting will stabilize toward the end of the terrestrial analog broadcasting in July 2011. The relay network is being developed so that it can be received. A micro power station (gap filler) has been proposed as a countermeasure against reception obstacles in places where digital broadcasting radio waves are blocked by high-rise buildings or buildings, or where digital broadcasting cannot be satisfactorily received due to geographical conditions. The gap filler is a small-scale radio facility, and is a broadcasting station that performs relay reception broadcasting for countermeasure against digital reception failure with a transmission power of 0.05 W (in principle, 0.01 W) or less. Gap filler shields radio waves in mountainous areas and other areas where radio waves are blocked and cannot be received due to terrain, cities where buildings and other buildings cannot receive radio waves, underground malls, subway premises, and tunnels Installed in place.

ギャップフィラーの送信局には送信用のアンテナが少なくとも設けられるが、アンテナが折り返しダイポールアンテナ等の平衡型の給電が必要とされる場合には、給電部に平衡−不平衡変換器（以下、「バラン」という）を設けて、不平衡伝送線とされる同軸ケーブルから給電するようにしている。従来のバラン２００の一例を図１８に示す。図１８に示す構成のバラン２００は、Ｐ０端子に不平衡インピーダンス回路２１２が接続され、不平衡インピーダンス回路２１２のインピーダンスＺ₀は、例えば７５Ωとされている。Ｐ１端子とＰ２端子間には平衡インピーダンス回路２１３が接続され、平衡インピーダンス回路２１３のインピーダンスＺ_1-2は、例えば３００Ωとされている。Ｐ０端子とＰ１端子間は特性インピーダンスが７５Ωの同軸ケーブル２１０により接続されており、Ｐ１端子とＰ２端子間には、使用周波数帯域の中心周波数（地上デジタル放送の場合は６２０ＭＨｚ）の波長をλとした際にλ／２の長さとされた特性インピーダンスが７５Ωの同軸ケーブル２１１により接続されている。なお、同軸ケーブル２１０と同軸ケーブル２１１のシールド導体はアースされている。このバラン２００において、Ｐ１端子で電流が２分割されて半分が平衡インピーダンス回路２１３に流れ、同軸ケーブル２１１の作用によりＰ１端子とＰ２端子とに電圧が逆位相で給電されて平衡インピーダンス回路２１３の両端の電圧が２倍となる事から、平衡インピーダンス回路２１３のインピーダンスを、不平衡インピーダンス回路２１２のインピーダンスの４倍とした際に整合するようになる。このように、図１８に示すバランにおいては不平衡のインピーダンスＺ₀（７５Ω）と、平衡のインピーダンスＺ_1-2（３００Ω）とが整合するようになる。 The gap filler transmitting station is provided with at least an antenna for transmission. However, when balanced feeding such as a folded dipole antenna is required, a balanced-unbalanced converter (hereinafter, “ A balun is provided) and power is supplied from a coaxial cable that is used as an unbalanced transmission line. An example of a conventional balun 200 is shown in FIG. In the balun 200 having the configuration shown in FIG. 18, the unbalanced impedance circuit 212 is connected to the P0 terminal, and the impedance Z ₀ of the unbalanced impedance circuit 212 is, for example, 75Ω. A balanced impedance circuit 213 is connected between the P1 terminal and the P2 terminal, and the impedance Z _1-2 of the balanced impedance circuit 213 is, for example, 300Ω. The P0 terminal and the P1 terminal are connected by a coaxial cable 210 having a characteristic impedance of 75Ω. Between the P1 terminal and the P2 terminal, the wavelength of the center frequency of the use frequency band (620 MHz in the case of terrestrial digital broadcasting) is λ. In this case, the characteristic impedance of λ / 2 is connected by a coaxial cable 211 having a resistance of 75Ω. The shield conductors of the coaxial cable 210 and the coaxial cable 211 are grounded. In this balun 200, the current is divided into two at the P1 terminal and half flows to the balanced impedance circuit 213, and the voltage is fed to the P1 terminal and the P2 terminal in opposite phases by the action of the coaxial cable 211, so that both ends of the balanced impedance circuit 213 Therefore, the impedance is balanced when the impedance of the balanced impedance circuit 213 is four times the impedance of the unbalanced impedance circuit 212. As described above, in the balun shown in FIG. 18, the unbalanced impedance Z ₀ (75Ω) matches the balanced impedance Z _1-2 (300Ω).

図１８に示すバラン２００において、同軸ケーブル２１１の長さをλ／２とした際のリターンロスの周波数特性を図１９に示す。図１９を参照すると、中心周波数が６２０ＭＨｚの地上デジタル放送の周波数帯域（４７０ＭＨｚ〜７７０ＭＨｚ）におけるリターンロスが２０ｄＢ以上の実用周波数帯域は約１００ＭＨｚしか得られておらず、地上デジタル放送の周波数帯域（４７０ＭＨｚ〜７７０ＭＨｚ）において、リターンロスの最小値は約１０ｄＢまで劣化している。このことから、図１８に示す従来のバラン２００は３００ＭＨｚの広い周波数帯域が必要とされる地上デジタル放送の用途には使用することができないという問題点があった。
また、バランにおいては上記したように位相を反転させる素子が必要となり、フェライトコアを用いたトランスにより位相を反転させるバランも従来から用いられている。しかしながら、フェライトコアを用いると挿入損失が多いと共に、通過電力が大きい場合に電気的な歪みや発熱の問題が発生するようになる。さらに、フェライトコアは物理的に脆弱であって、温度・磁界・衝撃に弱い素子とされ、位相（逆相）の周波数特性も完璧なものは得難く、広い周波数帯域に渡り平衡度の高いバランを実現することが困難であった。
そこで、本発明は地上デジタル放送のような広い周波数帯域において動作可能な広帯域バランを提供することを目的としている。 FIG. 19 shows the frequency characteristics of the return loss when the length of the coaxial cable 211 is λ / 2 in the balun 200 shown in FIG. Referring to FIG. 19, a practical frequency band having a return loss of 20 dB or more in the frequency band of terrestrial digital broadcasting (470 MHz to 770 MHz) having a center frequency of 620 MHz is obtained only about 100 MHz, and the frequency band of terrestrial digital broadcasting (470 MHz). (˜770 MHz), the minimum value of the return loss is degraded to about 10 dB. Therefore, the conventional balun 200 shown in FIG. 18 has a problem that it cannot be used for terrestrial digital broadcasting where a wide frequency band of 300 MHz is required.
In addition, the balun requires an element that inverts the phase as described above, and a balun that inverts the phase by a transformer using a ferrite core has been conventionally used. However, when a ferrite core is used, there are many insertion losses and problems of electrical distortion and heat generation occur when the passing power is large. Furthermore, ferrite cores are physically fragile, are considered to be sensitive to temperature, magnetic field, and shock, and it is difficult to obtain perfect phase (reverse phase) frequency characteristics. It was difficult to realize.
Therefore, an object of the present invention is to provide a wideband balun that can operate in a wide frequency band such as terrestrial digital broadcasting.

上記目的を達成するために、本発明の広帯域バランは、位相量の絶対値が使用周波数帯域の中心周波数において約１８０°に設定される第１の位相回路と、位相量が使用周波数帯域の中心周波数において約０°に設定される第２の位相回路とを備え、第１の位相回路の一端および第２の位相回路の一端に共通に不平衡インピーダンス回路が接続され、第１の位相回路の他端と第２の位相回路の他端との間に平衡インピーダンス回路が接続される広帯域バランであって、第１の位相回路は、集中定数回路で構成された複数段の低域通過フィルタ型位相回路あるいは高域通過フィルタ型位相回路により構成され、第２の位相回路は、集中定数回路で構成された低域通過フィルタ型位相回路と高域通過フィルタ型位相回路とが縦続接続されて構成されていることを最も主要な特徴としている。 In order to achieve the above object, the wideband balun of the present invention includes a first phase circuit in which the absolute value of the phase amount is set to about 180 ° at the center frequency of the use frequency band, and the phase amount is the center of the use frequency band. A second phase circuit set at about 0 ° in frequency, and an unbalanced impedance circuit is commonly connected to one end of the first phase circuit and one end of the second phase circuit. A wide-band balun in which a balanced impedance circuit is connected between the other end and the other end of the second phase circuit, and the first phase circuit is a multi-stage low-pass filter type composed of a lumped constant circuit Consists of a phase circuit or a high-pass filter type phase circuit, and the second phase circuit is configured by cascading a low-pass filter type phase circuit and a high-pass filter type phase circuit configured by a lumped constant circuit Is Is the most important feature.

本発明の広帯域バランでは、第１の位相回路と第２の位相回路との相対位相差が約１８０°となっており、周波数に対する第１の位相回路と第２の位相回路の位相変化が同じ傾向を示すようになることから、地上デジタル放送のような広い周波数帯域において動作可能な広帯域バランとすることができる。 In the wideband balun of the present invention, the relative phase difference between the first phase circuit and the second phase circuit is about 180 °, and the phase changes of the first phase circuit and the second phase circuit with respect to the frequency are the same. Since it shows a tendency, it can be set as the wideband balun which can operate | move in a wide frequency band like terrestrial digital broadcasting.

本発明の実施例にかかる広帯域バランの構成を示す回路ブロック図を図１に示す。
図１に示す本発明の実施例にかかる広帯域バラン１は、集中定数回路で構成された第１位相回路１０と、集中定数回路で構成された第２位相回路１１の２つの位相回路を有している。第１位相回路１０は、複数段の低域通過フィルタ型位相回路（以下、「ＬＰＦ型位相回路」という）あるいは高域通過フィルタ型位相回路（以下、「ＨＰＦ型位相回路」という）により構成されており、第１位相回路１０の位相量は位相θａとされており、位相θａは絶対値が使用周波数帯域の中心周波数において約１８０°になるよう設定されている。また、第２位相回路１１は、ＬＰＦ型位相回路１１ａとＨＰＦ型位相回路１１ｂとが縦続接続されて構成されており、ＬＰＦ型位相回路１１ａの遅れ位相θｂ１と、ＨＰＦ型位相回路１１ｂの進み位相θｂ２とは符号が逆符号で絶対値が使用周波数帯域の中心周波数においてほぼ等しく設定されている。これにより、第２位相回路１１の位相θｂは使用周波数帯域の中心周波数において約０°になるよう設定される。 FIG. 1 is a circuit block diagram showing the configuration of a wideband balun according to an embodiment of the present invention.
The broadband balun 1 according to the embodiment of the present invention shown in FIG. 1 has two phase circuits, a first phase circuit 10 composed of a lumped constant circuit and a second phase circuit 11 composed of a lumped constant circuit. ing. The first phase circuit 10 includes a plurality of stages of low-pass filter type phase circuits (hereinafter referred to as “LPF type phase circuits”) or high-pass filter type phase circuits (hereinafter referred to as “HPF type phase circuits”). The phase amount of the first phase circuit 10 is the phase θa, and the phase θa is set so that the absolute value is about 180 ° at the center frequency of the used frequency band. The second phase circuit 11 is configured by cascading an LPF type phase circuit 11a and an HPF type phase circuit 11b, and a delay phase θb1 of the LPF type phase circuit 11a and an advance phase of the HPF type phase circuit 11b. The sign of θb2 is set to be almost equal at the center frequency of the used frequency band with the opposite sign and the absolute value. Thereby, the phase θb of the second phase circuit 11 is set to be about 0 ° at the center frequency of the used frequency band.

第１位相回路１０の一端はＰ０端子に接続され、第１位相回路１０の他端はＰ１端子に接続されている。また、第２位相回路１１の一端もＰ０端子に接続され、第２位相回路１１の他端はＰ２端子に接続されている。Ｐ０端子には一端がアースされた不平衡インピーダンス回路１２が接続されており、そのインピーダンスはＺａとされている。Ｐ１端子とＰ２端子間の相対位相差φは、位相θａと位相θｂとの位相差になることから約１８０°となる。すなわち、Ｐ１端子とＰ２端子とが平衡端子となり、平衡インピーダンス回路１３が接続されている。平衡インピーダンス回路１３のインピーダンスはＺｂとされ、平衡インピーダンスＺｂが４Ｚａとされた際に整合するようになる。例えば、不平衡インピーダンスＺａ＝７５Ωとされると、平衡インピーダンスＺｂ＝３００Ωで整合する。そこで、Ｐ１−Ｐ２間に接続されている平衡インピーダンス回路１３として、例えば平衡型の折り返しダイポールアンテナとすることができ、Ｐ０端子に約７５Ωの不平衡型の出力インピーダンスとされた送信機を接続し、約３００Ωの平衡型のアンテナをＰ１端子とＰ２端子間に接続することにより、不平衡型出力の送信機から平衡型のアンテナに整合して給電することができる。また、第１位相回路１０の位相θａと第２位相回路１１の位相θｂとの周波数に対する位相変化率がほぼ同様の変化率となる周波数範囲において、広帯域バラン１はバランとして機能するようになる。 One end of the first phase circuit 10 is connected to the P0 terminal, and the other end of the first phase circuit 10 is connected to the P1 terminal. One end of the second phase circuit 11 is also connected to the P0 terminal, and the other end of the second phase circuit 11 is connected to the P2 terminal. An unbalanced impedance circuit 12 having one end grounded is connected to the P0 terminal, and its impedance is Za. The relative phase difference φ between the P1 terminal and the P2 terminal is about 180 ° because it is the phase difference between the phase θa and the phase θb. That is, the P1 terminal and the P2 terminal are balanced terminals, and the balanced impedance circuit 13 is connected. The impedance of the balanced impedance circuit 13 is Zb, and matching is achieved when the balanced impedance Zb is 4 Za. For example, when the unbalanced impedance Za = 75Ω, matching is performed with the balanced impedance Zb = 300Ω. Therefore, as the balanced impedance circuit 13 connected between P1 and P2, for example, a balanced folded dipole antenna can be used, and a transmitter having an unbalanced output impedance of about 75Ω is connected to the P0 terminal. By connecting a balanced antenna of about 300Ω between the P1 terminal and the P2 terminal, it is possible to feed power from the unbalanced output transmitter to the balanced antenna in a matched manner. In addition, the broadband balun 1 functions as a balun in a frequency range in which the phase change rate with respect to the frequency of the phase θa of the first phase circuit 10 and the phase θb of the second phase circuit 11 is substantially the same.

図１に示す本発明にかかる広帯域バラン１の等価回路を図２に示す。図２に示す等価回路のように、第１位相回路１０と第２位相回路１１とを独立した位相回路に置き換えることができる。この場合、不平衡インピーダンス回路１２’は並列接続されることからそのインピーダンスは２Ｚａとなり、平衡インピーダンス回路１３’は電圧がゼロになる中点で分離できることから、中点をアースすることにより２つに分離されてそのインピーダンスはそれぞれＺｂ／２となる。これにより、第１位相回路１０と第２位相回路１１のインピーダンスを２Ｚａ（＝Ｚｂ／２）とすることにより、不平衡インピーダンス回路１２’および平衡インピーダンス回路１３’に整合させることができ、原理的に全周波数で整合する広帯域バラン１とすることができる。 FIG. 2 shows an equivalent circuit of the broadband balun 1 according to the present invention shown in FIG. As in the equivalent circuit shown in FIG. 2, the first phase circuit 10 and the second phase circuit 11 can be replaced with independent phase circuits. In this case, since the unbalanced impedance circuit 12 'is connected in parallel, its impedance is 2Za, and the balanced impedance circuit 13' can be separated at the midpoint where the voltage becomes zero. After being separated, the impedance becomes Zb / 2. Thus, by setting the impedance of the first phase circuit 10 and the second phase circuit 11 to 2Za (= Zb / 2), the impedance can be matched to the unbalanced impedance circuit 12 ′ and the balanced impedance circuit 13 ′. The broadband balun 1 can be matched at all frequencies.

本発明の実施例にかかる広帯域バラン１の具体的回路の第１回路例を図３に示す。
図３に示す広帯域バラン１の回路において、第１位相回路１０はＴ型の３段のＬＰＦにより構成されており、Ｐ０端子に第１インダクタＬ１０の一端が接続され、第１インダクタＬ１０の他端が、一端がアースされた第１キャパシタＣ１０の他端と第２インダクタＬ１１の一端に接続されている。第２インダクタＬ１１の他端は、一端がアースされた第２キャパシタＣ１１の他端と第３インダクタＬ１２の一端に接続され、第３インダクタＬ１２の他端は、一端がアースされた第３キャパシタＣ１２の他端と第４インダクタＬ１３の一端に接続されている。第４インダクタＬ１３の他端はＰ１端子に接続されている。３段のＬＰＦの各段毎の位相は約−６０°に設定される。 FIG. 3 shows a first circuit example of a specific circuit of the wideband balun 1 according to the embodiment of the present invention.
In the circuit of the wideband balun 1 shown in FIG. 3, the first phase circuit 10 is composed of a T-type three-stage LPF, one end of the first inductor L10 is connected to the P0 terminal, and the other end of the first inductor L10. Are connected to the other end of the first capacitor C10 whose one end is grounded and one end of the second inductor L11. The other end of the second inductor L11 is connected to the other end of the second capacitor C11 whose one end is grounded and one end of the third inductor L12. The other end of the third inductor L12 is the third capacitor C12 whose one end is grounded. And the other end of the fourth inductor L13. The other end of the fourth inductor L13 is connected to the P1 terminal. The phase of each stage of the three-stage LPF is set to about −60 °.

また、第２位相回路１１を構成するＬＰＦ型位相回路１１ａはπ型の２段のＬＰＦから構成され、Ｐ０端子に一端がアースされた第４キャパシタＣ１３の他端と第５インダクタＬ１４の一端が接続され、第４インダクタＬ１４の他端に一端がアースされた第５キャパシタＣ１４の他端と第６インダクタＬ１５の一端が接続され、第６インダクタＬ１５の他端に一端がアースされた第６キャパシタＣ１５の他端が接続されて構成されている。さらに、第２位相回路１１を構成するＬＰＦ型位相回路１１ａに縦続されているＨＰＦ型位相回路１１ｂはπ型の２段のＨＰＦから構成され、ＬＰＦ型位相回路１１ａの出力に一端がアースされた第７インダクタＬ１６の他端と第７キャパシタＣ１６の一端が接続され、第７キャパシタＣ１７の他端に一端がアースされた第８インダクタＬ１７の他端と第８キャパシタＣ１７の一端が接続され、Ｐ２端子に一端がアースされた第９インダクタＬ１８の他端と第８キャパシタＣ１７の他端が接続されて構成されている。 The LPF phase circuit 11a constituting the second phase circuit 11 is composed of a π-type two-stage LPF, and the other end of the fourth capacitor C13 whose one end is grounded to the P0 terminal and one end of the fifth inductor L14. The other end of the fifth inductor C14 connected to the other end of the fourth inductor L14 and one end of the sixth inductor L15 are connected to the other end of the sixth inductor L15, and the other end of the sixth inductor L15 is connected to the other end of the sixth inductor L15. The other end of C15 is connected. Further, the HPF type phase circuit 11b cascaded to the LPF type phase circuit 11a constituting the second phase circuit 11 is constituted by a π type two-stage HPF, and one end is grounded to the output of the LPF type phase circuit 11a. The other end of the seventh inductor L16 and one end of the seventh capacitor C16 are connected. The other end of the eighth inductor L17 whose one end is grounded is connected to the other end of the seventh capacitor C17 and one end of the eighth capacitor C17 is connected. The other end of the ninth inductor L18 having one end grounded to the terminal and the other end of the eighth capacitor C17 are connected.

図３に示す広帯域バラン１の使用周波数帯域を地上デジタル放送とする場合は、３段のＬＰＦにより構成されている第１位相回路１０において、６２０ＭＨｚにおける位相が約−１８０°に設定されるように第１インダクタＬ１０および第４インダクタＬ１３のインダクタンスを約２２．２３１ｎＨとし、第２インダクタＬ１１および第３インダクタＬ１２のインダクタンスを約４４．４６２ｎＨとし、第１キャパシタＣ１０ないし第３キャパシタＣ１２の容量を約１．４８２ｐＦとする。これにより、３段のＬＰＦの各段毎の位相が約−６０°に設定される。 When the use frequency band of the wideband balun 1 shown in FIG. 3 is terrestrial digital broadcasting, the phase at 620 MHz is set to about −180 ° in the first phase circuit 10 constituted by three stages of LPFs. The inductances of the first inductor L10 and the fourth inductor L13 are about 22.231 nH, the inductances of the second inductor L11 and the third inductor L12 are about 44.462 nH, and the capacitances of the first capacitor C10 to the third capacitor C12 are about 1. 482 pF. As a result, the phase of each stage of the three-stage LPF is set to about −60 °.

また、第２位相回路１１を構成するπ型の２段のＬＰＦからなるＬＰＦ型位相回路１１ａにおいて、６２０ＭＨｚにおける遅れ位相θｂ１が約−９１．４°に設定されるように第５インダクタＬ１４および第６インダクタＬ１５のインダクタンスを約２７．５５８ｎＨとし、第４キャパシタＣ１３および第６キャパシタＣ１５の容量を約０．７２１ｐＦとし、第５キャパシタＣ１４の容量を約１．４４２ｐＦとする。これにより、２段のＬＰＦの各段毎の位相が約−９１．４°／２に設定される。さらに、第２位相回路１１を構成する２段のＨＰＦからなるＨＰＦ型位相回路１１ｂにおいて、６２０ＭＨｚにおける進み位相θｂ２が約＋９１．４°に設定されるように第７インダクタＬ１６および第９インダクタＬ１８のインダクタンスを約９１．３７７ｎＨとし、第８インダクタＬ１７のインダクタンスを約４５．６８９ｎＨとし、第７キャパシタＣ１６および第８キャパシタＣ１７の容量を約２．３９１ｐＦとする。これにより、２段のＨＰＦの各段毎の位相が約＋９１．４°／２に設定される。なお、ＬＰＦ型位相回路１１ａおよびＨＰＦ型位相回路１１ｂに設定される位相の絶対値を約９１．４°に設定した時に、第１回路例の広帯域バラン１の相対位相偏差が最も小さくなる。また、上記したインダクタおよびキャパシタの値が設定されることにより、第１位相回路１０と第２位相回路１１のインピーダンスが約２Ｚａ（＝Ｚｂ／２）となっている。 Further, in the LPF type phase circuit 11a composed of a π type two-stage LPF constituting the second phase circuit 11, the fifth inductor L14 and the second inductor L14 are arranged so that the delay phase θb1 at 620 MHz is set to about −91.4 °. The inductance of the sixth inductor L15 is about 27.558 nH, the capacitances of the fourth capacitor C13 and the sixth capacitor C15 are about 0.721 pF, and the capacitance of the fifth capacitor C14 is about 1.442 pF. As a result, the phase of each stage of the two-stage LPF is set to about −91.4 ° / 2. Further, in the HPF type phase circuit 11b composed of the two-stage HPF constituting the second phase circuit 11, the seventh inductor L16 and the ninth inductor L18 are set so that the advance phase θb2 at 620 MHz is set to about + 91.4 °. The inductance is approximately 91.377 nH, the inductance of the eighth inductor L17 is approximately 45.689 nH, and the capacitances of the seventh capacitor C16 and the eighth capacitor C17 are approximately 2.391 pF. As a result, the phase of each stage of the two-stage HPF is set to about + 91.4 ° / 2. When the absolute value of the phase set in the LPF type phase circuit 11a and the HPF type phase circuit 11b is set to about 91.4 °, the relative phase deviation of the wideband balun 1 of the first circuit example becomes the smallest. Further, by setting the values of the inductor and the capacitor described above, the impedance of the first phase circuit 10 and the second phase circuit 11 is about 2 Za (= Zb / 2).

ここで、図３に示す第１回路例の広帯域バラン１においてインダクタおよびキャパシタの値を上記値とした際の、使用周波数帯域である地上デジタル放送の４７０ＭＨｚ〜７７０ＭＨｚ（中心周波数は６２０ＭＨｚ）におけるリターンロスの周波数特性を図４に示す。図４を参照すると、リターンロス２０ｄＢ以上の実用周波数帯域は約４２０ＭＨｚ〜約８３０ＭＨｚの使用周波数帯域を超える広帯域の周波数帯域が得られるようになり、地上デジタル放送の周波数帯域（４７０ＭＨｚ〜７７０ＭＨｚ）において、第１回路例の広帯域バラン１はバランとして十分機能するようになる。
また、第１回路例の広帯域バラン１においてインダクタおよびキャパシタの値を上記値とした際の位相特性を示す図表を図５に示す。図５を参照すると、４７０ＭＨｚにおいて第１位相回路１０（Ｐ１端子）の絶対位相は−１３３．５８°となり、第２位相回路１１（Ｐ２端子）の絶対位相は＋５４．６１°となり、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差は１８８．１９°が得られており、得ようとする１８０°に対する位相偏差はわずか＋８．１９°となっている。中心周波数である６２０ＭＨｚにおいて第１位相回路１０（Ｐ１端子）の絶対位相は−１８０．００°となり、第２位相回路１１（Ｐ２端子）の絶対位相は＋０．００°となり、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差は１８０．００°が得られており、得ようとする１８０°に対する位相偏差は理想的な０．００°となっている。７１０ＭＨｚにおいて第１位相回路１０（Ｐ１端子）の絶対位相は＋１５０．３９°となり、第２位相回路１１（Ｐ２端子）の絶対位相は−２６．３０°となり、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差は１７６．６９°が得られており、得ようとする１８０°に対する位相偏差はわずか−３．３１°となっている。７７０ＭＨｚにおいて第１位相回路１０（Ｐ１端子）の絶対位相は＋１２９．５５°となり、第２位相回路１１（Ｐ２端子）の絶対位相は−４２．３７°となり、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差は１７１．９２°が得られており、得ようとする１８０°に対する位相偏差はわずか−８．０８°となっている。このように、第１回路例の広帯域バラン１は地上デジタル放送の周波数帯域内において良好な位相特性を示している。 Here, in the wideband balun 1 of the first circuit example shown in FIG. 3, when the values of the inductor and the capacitor are set to the above values, the return loss at 470 MHz to 770 MHz (center frequency is 620 MHz) of the terrestrial digital broadcasting that is the use frequency band. The frequency characteristics are shown in FIG. Referring to FIG. 4, a practical frequency band with a return loss of 20 dB or more can be obtained in a wide frequency band exceeding a use frequency band of about 420 MHz to about 830 MHz. In the frequency band of digital terrestrial broadcasting (470 MHz to 770 MHz), The broadband balun 1 of the first circuit example functions sufficiently as a balun.
FIG. 5 is a chart showing phase characteristics when the values of the inductor and the capacitor are set to the above values in the wideband balun 1 of the first circuit example. Referring to FIG. 5, at 470 MHz, the absolute phase of the first phase circuit 10 (P1 terminal) is −133.58 °, the absolute phase of the second phase circuit 11 (P2 terminal) is + 54.61 °, and P1−P2 The relative phase difference between the terminals is 188.19 °, and the phase deviation with respect to 180 ° to be obtained is only + 8.19 °. At the center frequency of 620 MHz, the absolute phase of the first phase circuit 10 (P1 terminal) is −180.00 °, the absolute phase of the second phase circuit 11 (P2 terminal) is + 0.00 °, and between the P1 and P2 terminals. The relative phase difference of 180.00 ° is obtained, and the phase deviation with respect to 180 ° to be obtained is an ideal 0.00 °. At 710 MHz, the absolute phase of the first phase circuit 10 (P1 terminal) is + 150.39 °, the absolute phase of the second phase circuit 11 (P2 terminal) is −26.30 °, and the relative phase difference between the P1 and P2 terminals. 176.69 ° is obtained, and the phase deviation with respect to 180 ° to be obtained is only −3.31 °. At 770 MHz, the absolute phase of the first phase circuit 10 (P1 terminal) is + 129.55 °, the absolute phase of the second phase circuit 11 (P2 terminal) is −42.37 °, and the relative phase difference between the P1 and P2 terminals. 171.92 ° is obtained, and the phase deviation with respect to 180 ° to be obtained is only −8.08 °. As described above, the wideband balun 1 of the first circuit example shows good phase characteristics in the frequency band of digital terrestrial broadcasting.

ところで、図３に示す第１回路例の広帯域バラン１において、キャパシタやインダクタとされる素子の上記した値は理想的な数値であり、このような値の素子を入手するのは困難である。そこで、キャパシタやインダクタの値を実用的な数値に置き換えてみると、第１位相回路１０において、第１インダクタＬ１０および第４インダクタＬ１３のインダクタンスは約２２．０ｎＨとなり、第２インダクタＬ１１および第３インダクタＬ１２のインダクタンスは約４３．０ｎＨとなり、第１キャパシタＣ１０ないし第３キャパシタＣ１２の容量は約１．５ｐＦとなる。これにより、第１位相回路１０における３段のＬＰＦの各段毎の位相が約−６０°に設定される。 By the way, in the broadband balun 1 of the first circuit example shown in FIG. 3, the above-described values of the elements that are capacitors and inductors are ideal values, and it is difficult to obtain elements having such values. Therefore, when the values of the capacitors and the inductors are replaced with practical numerical values, in the first phase circuit 10, the inductances of the first inductor L10 and the fourth inductor L13 are approximately 22.0 nH, and the second inductor L11 and the third inductor L3. The inductance of the inductor L12 is about 43.0 nH, and the capacitance of the first capacitor C10 to the third capacitor C12 is about 1.5 pF. As a result, the phase of each stage of the three stages of LPFs in the first phase circuit 10 is set to about −60 °.

また、第２位相回路１１を構成するＬＰＦ型位相回路１１ａにおいて、第５インダクタＬ１４のインダクタンスは約３０．０ｎＨとなり、第６インダクタＬ１５のインダクタンスは約２７．０ｎＨとなり、第４キャパシタＣ１３および第６キャパシタＣ１５の容量は約０．７５ｐＦとなり、第５キャパシタＣ１４の容量は約１．５ｐＦとなる。これにより、ＬＰＦ型位相回路１１ａを構成する２段のＬＰＦの各段毎の位相が約−９１．４°／２に設定される。さらに、第２位相回路１１を構成するＨＰＦ型位相回路１１ｂにおいて、第７インダクタＬ１６および第９インダクタＬ１８のインダクタンスは約９１．０ｎＨとなり、第８インダクタＬ１８のインダクタンスは約４３．０ｎＨとなり、第７キャパシタＣ１６の容量は約２．４ｐＦとなり、第８キャパシタＣ１７の容量は約２．２ｐＦとなる。これにより、ＨＰＦ型位相回路１１ｂを構成する２段のＨＰＦの各段毎の位相が約＋９１．４°／２に設定される。なお、上記したインダクタおよびキャパシタの値とされることにより、第１位相回路１０と第２位相回路１１のインピーダンスが約２Ｚａ（＝Ｚｂ／２）となっている。 In the LPF type phase circuit 11a constituting the second phase circuit 11, the inductance of the fifth inductor L14 is about 30.0 nH, the inductance of the sixth inductor L15 is about 27.0 nH, and the fourth capacitor C13 and the sixth capacitor The capacitance of the capacitor C15 is about 0.75 pF, and the capacitance of the fifth capacitor C14 is about 1.5 pF. Thus, the phase of each stage of the two-stage LPF constituting the LPF type phase circuit 11a is set to about −91.4 ° / 2. Further, in the HPF type phase circuit 11b constituting the second phase circuit 11, the inductances of the seventh inductor L16 and the ninth inductor L18 are about 91.0 nH, and the inductance of the eighth inductor L18 is about 43.0 nH. The capacity of the capacitor C16 is about 2.4 pF, and the capacity of the eighth capacitor C17 is about 2.2 pF. As a result, the phase of each stage of the two-stage HPF constituting the HPF type phase circuit 11b is set to about + 91.4 ° / 2. Note that the impedance of the first phase circuit 10 and the second phase circuit 11 is about 2 Za (= Zb / 2) by using the values of the inductor and the capacitor described above.

第１回路例の広帯域バラン１において上記のようにキャパシタおよびインダクタの値を実用的な数値とした際に、使用周波数帯域である地上デジタル放送の４７０ＭＨｚ〜７７０ＭＨｚ（中心周波数は６２０ＭＨｚ）におけるリターンロスの周波数特性を図６に示す。図６を参照すると、リターンロス２０ｄＢ以上の実用周波数帯域は約４１０ＭＨｚ〜約８４０ＭＨｚの全周波数帯域を超える広帯域の周波数帯域が得られるようになる。
また、第１回路例の広帯域バラン１において上記のようにキャパシタおよびインダクタの値を実用的な数値とした際の位相特性を示す図表を図７に示す。図７を参照すると、４７０ＭＨｚにおいて第１位相回路１０（Ｐ１端子）の絶対位相は−１３１．５６°となり、第２位相回路１１（Ｐ２端子）の絶対位相は＋５７．２１°となり、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差は１８８．７７°が得られており、得ようとする１８０°に対する位相偏差はわずか＋８．７７°となっている。中心周波数である６２０ＭＨｚにおいて第１位相回路１０（Ｐ１端子）の絶対位相は−１７７．１５°となり、第２位相回路１１（Ｐ２端子）の絶対位相は＋０．０５°となり、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差は１７７．２０°が得られており、得ようとする１８０°に対する位相偏差はわずか−２．８０°となっている。７１０ＭＨｚにおいて第１位相回路１０（Ｐ１端子）の絶対位相は＋１５３．７６°となり、第２位相回路１１（Ｐ２端子）の絶対位相は−２７．３９°となり、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差は１８１．１５°が得られており、得ようとする１８０°に対する位相偏差はわずか＋１．１５°となっている。７７０ＭＨｚにおいて第１位相回路１０（Ｐ１端子）の絶対位相は＋１３３．３５°となり、第２位相回路１１（Ｐ２端子）の絶対位相は−４４．１８°となり、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差は１７７．５３°が得られており、得ようとする１８０°に対する位相偏差はわずか−２．４７°となっている。このように、キャパシタおよびインダクタの値を理想的な数値から実用的な数値に替えても、第１回路例の広帯域バラン１は地上デジタル放送の周波数帯域内において良好な位相特性を示すようになる。 When the values of the capacitor and the inductor are set to practical values as described above in the wideband balun 1 of the first circuit example, the return loss of the terrestrial digital broadcasting that is the frequency band used is 470 MHz to 770 MHz (center frequency is 620 MHz). The frequency characteristics are shown in FIG. Referring to FIG. 6, a practical frequency band having a return loss of 20 dB or more can obtain a wide frequency band exceeding the entire frequency band of about 410 MHz to about 840 MHz.
FIG. 7 is a chart showing phase characteristics when the values of the capacitor and the inductor are set to practical values as described above in the broadband balun 1 of the first circuit example. Referring to FIG. 7, at 470 MHz, the absolute phase of the first phase circuit 10 (P1 terminal) is −131.56 °, the absolute phase of the second phase circuit 11 (P2 terminal) is + 57.21 °, and P1−P2 The relative phase difference between the terminals is 188.77 °, and the phase deviation with respect to 180 ° to be obtained is only + 8.77 °. At the center frequency of 620 MHz, the absolute phase of the first phase circuit 10 (P1 terminal) is −177.15 °, the absolute phase of the second phase circuit 11 (P2 terminal) is + 0.05 °, and between the P1 and P2 terminals. The relative phase difference of 177.20 ° is obtained, and the phase deviation with respect to 180 ° to be obtained is only −2.80 °. At 710 MHz, the absolute phase of the first phase circuit 10 (P1 terminal) is + 153.76 °, the absolute phase of the second phase circuit 11 (P2 terminal) is −27.39 °, and the relative phase difference between the P1 and P2 terminals. 181.15 ° is obtained, and the phase deviation with respect to 180 ° to be obtained is only + 1.15 °. At 770 MHz, the absolute phase of the first phase circuit 10 (P1 terminal) is + 133.35 °, the absolute phase of the second phase circuit 11 (P2 terminal) is −44.18 °, and the relative phase difference between the P1 and P2 terminals. 177.53 ° is obtained, and the phase deviation with respect to 180 ° to be obtained is only −2.47 °. As described above, even when the values of the capacitor and the inductor are changed from ideal values to practical values, the wideband balun 1 of the first circuit example shows good phase characteristics in the frequency band of digital terrestrial broadcasting. .

本発明にかかる広帯域バランの具体的回路とされる第２回路例の広帯域バラン２を図８に示す。
図８に示す第２回路例の広帯域バラン２において、第１位相回路２０はπ型の４段のＬＰＦにより構成されており、Ｐ０端子に一端がアースされた第１キャパシタＣ２０と第１インダクタＬ２０の一端が接続され、第１インダクタＬ２０の他端が、一端がアースされた第２キャパシタＣ２１の他端と第２インダクタＬ１１の一端に接続されている。第２インダクタＬ１１の他端は、一端がアースされた第３キャパシタＣ２２の他端と第３インダクタＬ２２の一端に接続され、第３インダクタＬ２２の他端は、一端がアースされた第４キャパシタＣ２３の他端と第４インダクタＬ２３の一端に接続されている。第４インダクタＬ２３の他端は、一端がアースされた第５キャパシタＣ２４の他端とＰ１端子に接続されて構成されている。４段のＬＰＦの各段毎の位相は約−４５°に設定される。 FIG. 8 shows a wideband balun 2 of a second circuit example which is a specific circuit of the wideband balun according to the present invention.
In the wideband balun 2 of the second circuit example shown in FIG. 8, the first phase circuit 20 is constituted by a π-type four-stage LPF, and a first capacitor C20 and a first inductor L20 having one end grounded at the P0 terminal. The other end of the first inductor L20 is connected to the other end of the second capacitor C21 whose one end is grounded and one end of the second inductor L11. The other end of the second inductor L11 is connected to the other end of the third capacitor C22 whose one end is grounded and one end of the third inductor L22. The other end of the third inductor L22 is a fourth capacitor C23 whose one end is grounded. And the other end of the fourth inductor L23. The other end of the fourth inductor L23 is connected to the other end of the fifth capacitor C24 whose one end is grounded and the P1 terminal. The phase of each stage of the 4-stage LPF is set to about −45 °.

また、第２位相回路２１を構成するＬＰＦ型位相回路２１ａはπ型の２段のＬＰＦから構成され、Ｐ０端子に一端がアースされた第６キャパシタＣ２５の他端と第５インダクタＬ２４の一端が接続され、第４インダクタＬ２４の他端に一端がアースされた第７キャパシタＣ２６の他端と第６インダクタＬ２５の一端が接続され、第６インダクタＬ２５の他端に一端がアースされた第８キャパシタＣ２７の他端が接続されて構成されている。さらに、第２位相回路２１を構成するＬＰＦ型位相回路２１ａに縦続されているＨＰＦ型位相回路２１ｂはπ型の２段のＨＰＦから構成され、ＬＰＦ型位相回路２１ａの出力に一端がアースされた第７インダクタＬ２６の他端と第９キャパシタＣ２８の一端が接続され、第９キャパシタＣ２８の他端に一端がアースされた第８インダクタＬ２７の他端と第１０キャパシタＣ２９の一端が接続され、Ｐ２端子に一端がアースされた第９インダクタＬ２８の他端と第１０キャパシタＣ２９の他端が接続されて構成されている。 The LPF type phase circuit 21a constituting the second phase circuit 21 is constituted by a π type two-stage LPF, and the other end of the sixth capacitor C25 whose one end is grounded to the P0 terminal and one end of the fifth inductor L24. An eighth capacitor having one end connected to the other end of the fourth inductor L24 and one end connected to the other end of the sixth inductor L25 is connected to the other end of the sixth inductor L25. The other end of C27 is connected. Further, the HPF type phase circuit 21b cascaded to the LPF type phase circuit 21a constituting the second phase circuit 21 is constituted by a π type two-stage HPF, and one end is grounded to the output of the LPF type phase circuit 21a. The other end of the seventh inductor L26 and one end of the ninth capacitor C28 are connected, the other end of the eighth inductor L27 whose one end is grounded and the one end of the tenth capacitor C29 are connected to the other end of the ninth capacitor C28, and P2 The other end of the ninth inductor L28 having one end grounded to the terminal and the other end of the tenth capacitor C29 are connected.

図８に示す第２回路例の広帯域バラン２の使用周波数帯域を地上デジタル放送とする場合は、４段のＬＰＦにより構成されている第１位相回路２０において、６２０ＭＨｚにおける位相が約−１８０°に設定されるように第１インダクタＬ２０ないし第４インダクタＬ２３のインダクタンスを約２７．２２７ｎＨとし、第１キャパシタＣ２０および第５キャパシタＣ２４の容量を約０．７０９ｐＦとし、第２キャパシタＣ２１ないし第４キャパシタＣ２３の容量を約１．４１８ｐＦとする。これにより、４段のＬＰＦの各段毎の位相が約−４５°に設定される。 When the use frequency band of the wideband balun 2 of the second circuit example shown in FIG. 8 is terrestrial digital broadcasting, the phase at 620 MHz is approximately −180 ° in the first phase circuit 20 configured by four stages of LPFs. As set, the inductance of the first inductor L20 to the fourth inductor L23 is about 27.227 nH, the capacitance of the first capacitor C20 and the fifth capacitor C24 is about 0.709 pF, and the second capacitor C21 to the fourth capacitor C23 are set. Is about 1.418 pF. As a result, the phase of each stage of the four-stage LPF is set to about −45 °.

また、第２位相回路２１を構成するπ型の２段のＬＰＦからなるＬＰＦ型位相回路２１ａにおいて、６２０ＭＨｚにおける遅れ位相θｂ１が約−８７．４°に設定されるように第５インダクタＬ２４および第６インダクタＬ２５のインダクタンスを約２６．６０３ｎＨとし、第６キャパシタＣ２５および第８キャパシタＣ２７の容量を約０．６８６ｐＦとし、第７キャパシタＣ２６の容量を約１．３７２ｐＦとする。これにより、２段のＬＰＦの各段毎の位相が約−８７．４°／２に設定される。さらに、第２位相回路２１を構成する２段のＨＰＦからなるＨＰＦ型位相回路２１ｂにおいて、６２０ＭＨｚにおける進み位相θｂ２が約＋８７．４°に設定されるように第７インダクタＬ２６および第９インダクタＬ２８のインダクタンスを約９６．０２７ｎＨとし、第８インダクタＬ２７のインダクタンスを約４８．０１４ｎＨとし、第９キャパシタＣ２８および第１０キャパシタＣ２９の容量を約２．４７７ｐＦとする。これにより、２段のＨＰＦの各段毎の位相が約＋８７．４°／２に設定される。なお、ＬＰＦ型位相回路２１ａおよびＨＰＦ型位相回路２１ｂに設定される位相の絶対値を約８７．４°に設定した時に、第２回路例の広帯域バラン２の相対位相偏差が最も小さくなる。また、上記したインダクタおよびキャパシタの値とされることにより、第１位相回路２０と第２位相回路２１のインピーダンスが約２Ｚａ（＝Ｚｂ／２）となっている。 Further, in the LPF type phase circuit 21a composed of the π type two-stage LPF constituting the second phase circuit 21, the fifth inductor L24 and the second inductor L24 are arranged so that the delay phase θb1 at 620 MHz is set to about −87.4 °. The inductance of the six inductor L25 is about 26.603 nH, the capacitances of the sixth capacitor C25 and the eighth capacitor C27 are about 0.686 pF, and the capacitance of the seventh capacitor C26 is about 1.372 pF. As a result, the phase of each stage of the two-stage LPF is set to about −87.4 ° / 2. Further, in the HPF type phase circuit 21b composed of the two-stage HPF constituting the second phase circuit 21, the seventh inductor L26 and the ninth inductor L28 are set so that the advance phase θb2 at 620 MHz is set to about + 87.4 °. The inductance is approximately 96.027 nH, the inductance of the eighth inductor L27 is approximately 48.014 nH, and the capacitances of the ninth capacitor C28 and the tenth capacitor C29 are approximately 2.477 pF. As a result, the phase of each stage of the two-stage HPF is set to about + 87.4 ° / 2. When the absolute value of the phase set in the LPF type phase circuit 21a and the HPF type phase circuit 21b is set to about 87.4 °, the relative phase deviation of the wideband balun 2 of the second circuit example becomes the smallest. Further, by using the values of the inductor and the capacitor described above, the impedance of the first phase circuit 20 and the second phase circuit 21 is about 2 Za (= Zb / 2).

ここで、図８に示す第２回路例の広帯域バラン２においてインダクタおよびキャパシタの値を上記理想的な値とした際の、使用周波数帯域である地上デジタル放送の４７０ＭＨｚ〜７７０ＭＨｚ（中心周波数は６２０ＭＨｚ）におけるリターンロスの周波数特性を図９に示す。図９を参照すると、リターンロス２０ｄＢ以上の実用周波数帯域は約４１０ＭＨｚ〜８７０ＭＨｚ以上の使用周波数帯域を超える広帯域の周波数帯域が得られるようになり、地上デジタル放送の周波数帯域（４７０ＭＨｚ〜７７０ＭＨｚ）において、第２回路例の広帯域バラン２はバランとして十分機能するようになる。
また、第２回路例の広帯域バラン２においてインダクタおよびキャパシタの値を上記理想的な値とした際の位相特性を示す図表を図１０に示す。図１０を参照すると、４７０ＭＨｚにおいて第１位相回路２０（Ｐ１端子）の絶対位相は−１３４．９１°となり、第２位相回路１１（Ｐ２端子）の絶対位相は＋５１．９４°となり、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差は１８６．８５°が得られており、得ようとする１８０°に対する位相偏差はわずか＋６．８５°となっている。中心周波数である６２０ＭＨｚにおいては第１位相回路２０（Ｐ１端子）の絶対位相は−１８０．００°となり、第２位相回路２１（Ｐ２端子）の絶対位相は＋０．００°となり、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差は１８０．００°が得られており、得ようとする１８０°に対する位相偏差は理想的な０．００°となっている。７１０ＭＨｚにおいて第１位相回路２０（Ｐ１端子）の絶対位相は＋１５２．０４°となり、第２位相回路２１（Ｐ２端子）の絶対位相は−２５．０１°となり、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差は１７７．０５°が得られており、得ようとする１８０°に対する位相偏差はわずか−２．９５°となっている。７７０ＭＨｚにおいては第１位相回路２０（Ｐ１端子）の絶対位相は＋１３２．９３°となり、第２位相回路２１（Ｐ２端子）の絶対位相は−４０．２８°となり、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差は１７３．２１°が得られており、得ようとする１８０°に対する位相偏差はわずか−６．７９°となっている。このように、第２回路例の広帯域バラン２は、第１回路例の広帯域バラン１より素子数は増えているが、地上デジタル放送の周波数帯域内においてより良好なリターン特性および位相特性を示すようになる。 Here, in the wideband balun 2 of the second circuit example shown in FIG. 8, when the values of the inductor and the capacitor are set to the ideal values, 470 MHz to 770 MHz of terrestrial digital broadcasting that is a use frequency band (the center frequency is 620 MHz). FIG. 9 shows the frequency characteristics of the return loss. Referring to FIG. 9, a practical frequency band having a return loss of 20 dB or more can obtain a wide frequency band exceeding a use frequency band of about 410 MHz to 870 MHz, and in the frequency band of digital terrestrial broadcasting (470 MHz to 770 MHz), The broadband balun 2 of the second circuit example functions sufficiently as a balun.
FIG. 10 is a chart showing phase characteristics when the values of the inductor and the capacitor are set to the ideal values in the wideband balun 2 of the second circuit example. Referring to FIG. 10, at 470 MHz, the absolute phase of the first phase circuit 20 (P1 terminal) is −134.91 °, the absolute phase of the second phase circuit 11 (P2 terminal) is + 51.94 °, and P1−P2 The relative phase difference between the terminals is 186.85 °, and the phase deviation with respect to 180 ° to be obtained is only + 6.85 °. At the center frequency of 620 MHz, the absolute phase of the first phase circuit 20 (P1 terminal) is -180.00 °, the absolute phase of the second phase circuit 21 (P2 terminal) is + 0.00 °, and the P1-P2 terminal The relative phase difference between them is 180.00 °, and the phase deviation with respect to 180 ° to be obtained is an ideal 0.00 °. At 710 MHz, the absolute phase of the first phase circuit 20 (P1 terminal) is + 152.04 °, the absolute phase of the second phase circuit 21 (P2 terminal) is −25.01 °, and the relative phase difference between the P1 and P2 terminals. 177.05 ° is obtained, and the phase deviation with respect to 180 ° to be obtained is only −2.95 °. At 770 MHz, the absolute phase of the first phase circuit 20 (P1 terminal) is + 132.93 °, the absolute phase of the second phase circuit 21 (P2 terminal) is −40.28 °, and the relative position between the P1 and P2 terminals. The phase difference is 173.21 °, and the phase deviation with respect to 180 ° to be obtained is only −6.79 °. As described above, the wideband balun 2 of the second circuit example has more elements than the wideband balun 1 of the first circuit example, but exhibits better return characteristics and phase characteristics in the frequency band of digital terrestrial broadcasting. become.

ところで、図８に示す第２回路例の広帯域バラン２において、キャパシタやインダクタとされる素子の上記理想的な数値を実用的な数値に置き換えてみると、第１位相回路２０において、第１インダクタＬ２０ないし第４インダクタＬ２３のインダクタンスは約２７．０ｎＨとなり、第１キャパシタＣ２０および第５キャパシタＣ２４の容量は約０．７５ｐＦとなり、第２キャパシタＣ２１ないし第４キャパシタＣ２３の容量は約１．５ｐＦとなる。これにより、第１位相回路２０における４段のＬＰＦの各段毎の位相が約−４５°に設定される。 By the way, in the broadband balun 2 of the second circuit example shown in FIG. 8, when the ideal values of the elements that are capacitors and inductors are replaced with practical values, the first inductor in the first phase circuit 20 The inductance of L20 to fourth inductor L23 is about 27.0 nH, the capacitance of first capacitor C20 and fifth capacitor C24 is about 0.75 pF, and the capacitance of second capacitor C21 to fourth capacitor C23 is about 1.5 pF. Become. As a result, the phase of each of the four stages of LPFs in the first phase circuit 20 is set to about −45 °.

また、第２位相回路２１を構成するＬＰＦ型位相回路２１ａにおいて、第５インダクタＬ２４および第６インダクタＬ２５のインダクタンスは約３０．０ｎＨとなり、第６キャパシタＣ２５および第８キャパシタＣ２７の容量は約０．７５ｐＦとなり、第７キャパシタＣ２６の容量は約１．５ｐＦとなる。これにより、ＬＰＦ型位相回路２１ａを構成する２段のＬＰＦの各段毎の位相が約−８７．４°／２に設定される。さらに、第２位相回路２１を構成するＨＰＦ型位相回路２１ｂにおいて、第７インダクタＬ２６および第９インダクタＬ２８のインダクタンスは約１００．０ｎＨとなり、第８インダクタＬ２８のインダクタンスは約４７．０ｎＨとなり、第９キャパシタＣ２８および第１０キャパシタＣ２９の容量は約２．４ｐＦとなる。これにより、ＨＰＦ型位相回路２１ｂを構成する２段のＨＰＦの各段毎の位相が約＋８７．４°／２に設定される。なお、上記したインダクタおよびキャパシタの値とされることにより、第１位相回路２０と第２位相回路２１のインピーダンスが約２Ｚａ（＝Ｚｂ／２）となっている。 In addition, in the LPF type phase circuit 21a constituting the second phase circuit 21, the inductances of the fifth inductor L24 and the sixth inductor L25 are about 30.0 nH, and the capacitances of the sixth capacitor C25 and the eighth capacitor C27 are about 0.00. 75 pF, and the capacitance of the seventh capacitor C26 is about 1.5 pF. As a result, the phase of each stage of the two stages of LPFs constituting the LPF type phase circuit 21a is set to about -87.4 ° / 2. Further, in the HPF type phase circuit 21b constituting the second phase circuit 21, the inductances of the seventh inductor L26 and the ninth inductor L28 are about 100.0 nH, the inductance of the eighth inductor L28 is about 47.0 nH, The capacitances of the capacitor C28 and the tenth capacitor C29 are about 2.4 pF. As a result, the phase of each stage of the two-stage HPF constituting the HPF type phase circuit 21b is set to about + 87.4 ° / 2. Note that the impedance of the first phase circuit 20 and the second phase circuit 21 is about 2 Za (= Zb / 2) by using the values of the inductor and the capacitor described above.

第２回路例の広帯域バラン２において上記のようにキャパシタおよびインダクタの値を実用的な数値とした際に、使用周波数帯域である地上デジタル放送の４７０ＭＨｚ〜７７０ＭＨｚ（中心周波数は６２０ＭＨｚ）におけるリターンロスの周波数特性を図１１に示す。図１１を参照すると、リターンロス２０ｄＢ以上の実用周波数帯域は約３９０ＭＨｚ〜８４０ＭＨｚ以上の使用周波数帯域を超える広帯域の周波数帯域が得られるようになる。
また、第２回路例の広帯域バラン２において上記のようにキャパシタおよびインダクタの値を実用的な数値とした際の位相特性を示す図表を図１２に示す。図１２を参照すると、４７０ＭＨｚにおいて第１位相回路２０（Ｐ１端子）の絶対位相は−１３８．２３°となり、第２位相回路２１（Ｐ２端子）の絶対位相は＋４６．０４°となり、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差は１８４．２７°が得られており、得ようとする１８０°に対する位相偏差はわずか＋４．２７°となっている。中心周波数である６２０ＭＨｚにおいては第１位相回路２０（Ｐ１端子）の絶対位相は−１７５．３７°となり、第２位相回路２１（Ｐ２端子）の絶対位相は−９．１７°となり、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差は１８４．５４°が得られており、得ようとする１８０°に対する位相偏差はわずか＋４．５４°となっている。７１０ＭＨｚにおいて第１位相回路２０（Ｐ１端子）の絶対位相は＋１４６．６２°となり、第２位相回路２１（Ｐ２端子）の絶対位相は−３６．１４°となり、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差は１８２．７６°が得られており、得ようとする１８０°に対する位相偏差はわずか＋２．７６°となっている。７７０ＭＨｚにおいては第１位相回路２０（Ｐ１端子）の絶対位相は＋１２６．９４°となり、第２位相回路２１（Ｐ２端子）の絶対位相は−５２．７６°となり、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差は１７９．７０°が得られており、得ようとする１８０°に対する位相偏差はわずか−０．３０°となっている。このように、第２回路例の広帯域バラン２は、第１回路例の広帯域バラン１より素子数は増えているが、キャパシタおよびインダクタの値を実用的な数値としても、地上デジタル放送の周波数帯域内においてより良好なリターン特性および位相特性を示すようになる。 In the broadband balun 2 of the second circuit example, when the values of the capacitor and the inductor are set to practical values as described above, the return loss of the terrestrial digital broadcast that is the frequency band used is 470 MHz to 770 MHz (center frequency is 620 MHz). The frequency characteristics are shown in FIG. Referring to FIG. 11, a practical frequency band having a return loss of 20 dB or more can obtain a wide frequency band exceeding a use frequency band of about 390 MHz to 840 MHz or more.
FIG. 12 is a chart showing phase characteristics when the values of the capacitor and the inductor are set to practical values as described above in the wideband balun 2 of the second circuit example. Referring to FIG. 12, at 470 MHz, the absolute phase of the first phase circuit 20 (P1 terminal) is −138.23 °, the absolute phase of the second phase circuit 21 (P2 terminal) is + 46.04 °, and P1−P2 The relative phase difference between the terminals is 184.27 °, and the phase deviation with respect to 180 ° to be obtained is only + 4.27 °. At the center frequency of 620 MHz, the absolute phase of the first phase circuit 20 (P1 terminal) is −175.37 °, the absolute phase of the second phase circuit 21 (P2 terminal) is −9.17 °, and P1−P2 The relative phase difference between the terminals is 184.54 °, and the phase deviation with respect to 180 ° to be obtained is only + 4.54 °. At 710 MHz, the absolute phase of the first phase circuit 20 (P1 terminal) is + 146.62 °, the absolute phase of the second phase circuit 21 (P2 terminal) is −36.14 °, and the relative phase difference between the P1 and P2 terminals. 182.76 ° is obtained, and the phase deviation with respect to 180 ° to be obtained is only + 2.76 °. At 770 MHz, the absolute phase of the first phase circuit 20 (P1 terminal) is + 126.94 °, the absolute phase of the second phase circuit 21 (P2 terminal) is −52.76 °, and the relative position between the P1 and P2 terminals. The phase difference is 179.70 °, and the phase deviation with respect to 180 ° to be obtained is only −0.30 °. As described above, the wideband balun 2 of the second circuit example has a larger number of elements than the wideband balun 1 of the first circuit example. However, even if the values of the capacitor and the inductor are practical values, In this case, better return characteristics and phase characteristics are exhibited.

次に、図８に示す第２回路例の広帯域バラン２の使用周波数帯域を地上波デジタル放送のＴＶ帯域である４７０ＭＨｚ〜７１０ＭＨｚに変更した例を説明する。使用周波数帯域が変更されると広帯域バラン２を構成するインダクタおよびキャパシタの値が変更され、４段のＬＰＦにより構成されている第１位相回路２０において、中心周波数である５９０ＭＨｚにおける位相が約−１８０°に設定されるように第１インダクタＬ２０ないし第４インダクタＬ２３のインダクタンスが約２８．６１２ｎＨとされ、第１キャパシタＣ２０および第５キャパシタＣ２４の容量が約０．７４５ｐＦとされ、第２キャパシタＣ２１ないし第４キャパシタＣ２３の容量が約１．４９０ｐＦとされる。これにより、４段のＬＰＦの各段毎の位相が約−４５°に設定される。 Next, an example will be described in which the use frequency band of the wideband balun 2 of the second circuit example shown in FIG. 8 is changed to 470 MHz to 710 MHz, which is the TV band of terrestrial digital broadcasting. When the operating frequency band is changed, the values of the inductor and the capacitor constituting the wideband balun 2 are changed, and in the first phase circuit 20 configured by four stages of LPFs, the phase at the center frequency of 590 MHz is about −180. The inductances of the first inductor L20 to the fourth inductor L23 are set to about 28.612 nH, the capacitances of the first capacitor C20 and the fifth capacitor C24 are set to about 0.745 pF, and the second capacitors C21 to C21 are set. The capacitance of the fourth capacitor C23 is about 1.490 pF. As a result, the phase of each stage of the four-stage LPF is set to about −45 °.

また、第２位相回路２１を構成するπ型の２段のＬＰＦからなるＬＰＦ型位相回路２１ａにおいて、５９０ＭＨｚにおける遅れ位相θｂ１が約−８８．２°に設定されるように第５インダクタＬ２４および第６インダクタＬ２５のインダクタンスが約２８．１５９ｎＨとされ、第６キャパシタＣ２５および第８キャパシタＣ２７の容量が約０．７２８ｐＦとされ、第７キャパシタＣ２６の容量を約１．４５７ｐＦとされる。これにより、２段のＬＰＦの各段毎の位相が約−８８．２°／２に設定される。さらに、第２位相回路２１を構成する２段のＨＰＦからなるＨＰＦ型位相回路２１ｂにおいて、５９０ＭＨｚにおける進み位相θｂ２が約＋８８．２°に設定されるように第７インダクタＬ２６および第９インダクタＬ２８のインダクタンスが約９９．８９９ｎＨとされ、第８インダクタＬ２７のインダクタンスが約４９．９４９ｎＨとされ、第９キャパシタＣ２８および第１０キャパシタＣ２９の容量が約２．５８４ｐＦとされる。これにより、２段のＨＰＦの各段毎の位相が約＋８８．２°／２に設定される。なお、使用周波数帯域が変更された広帯域バラン２においては、ＬＰＦ型位相回路２１ａおよびＨＰＦ型位相回路２１ｂに設定される位相の絶対値を約８８．２°に設定した時に、第２回路例の広帯域バラン２の相対位相偏差を最も小さくすることができる。また、上記したインダクタおよびキャパシタの値とされることにより、第１位相回路２０と第２位相回路２１のインピーダンスが約２Ｚａ（＝Ｚｂ／２）となっている。 In addition, in the LPF type phase circuit 21a composed of the π type two-stage LPF constituting the second phase circuit 21, the fifth inductor L24 and the second type are set so that the delay phase θb1 at 590 MHz is set to about −88.2 °. The inductance of the six inductor L25 is about 28.159 nH, the capacitances of the sixth capacitor C25 and the eighth capacitor C27 are about 0.728 pF, and the capacitance of the seventh capacitor C26 is about 1.457 pF. As a result, the phase of each stage of the two-stage LPF is set to about −88.2 ° / 2. Further, in the HPF type phase circuit 21b composed of the two-stage HPF constituting the second phase circuit 21, the seventh inductor L26 and the ninth inductor L28 are set so that the advance phase θb2 at 590 MHz is set to about + 88.2 °. The inductance is about 99.899 nH, the inductance of the eighth inductor L27 is about 49.949 nH, and the capacitances of the ninth capacitor C28 and the tenth capacitor C29 are about 2.584 pF. As a result, the phase of each stage of the two-stage HPF is set to about + 88.2 ° / 2. In the wideband balun 2 in which the use frequency band is changed, when the absolute value of the phase set in the LPF type phase circuit 21a and the HPF type phase circuit 21b is set to about 88.2 °, the second circuit example The relative phase deviation of the broadband balun 2 can be minimized. Further, by using the values of the inductor and the capacitor described above, the impedance of the first phase circuit 20 and the second phase circuit 21 is about 2 Za (= Zb / 2).

ここで、使用周波数帯域を変更した第２回路例の広帯域バラン２において、キャパシタやインダクタの値を上記理想的な値とした際の、使用周波数帯域である地上デジタル放送のＴＶ帯域である４７０ＭＨｚ〜７１０ＭＨｚ（中心周波数は５９０ＭＨｚ）におけるリターンロスの周波数特性を図１３に示す。図１３を参照すると、リターンロス２０ｄＢ以上の実用周波数帯域は約４００ＭＨｚ〜８４０ＭＨｚ以上の使用周波数帯域を超える広帯域の周波数帯域が得られるようになり、地上デジタル放送のＴＶ帯域の周波数帯域（４７０ＭＨｚ〜７１０ＭＨｚ）において、第２回路例の広帯域バラン２はバランとして十分機能するようになる。
また、使用周波数帯域を変更した第２回路例の広帯域バラン２において、キャパシタやインダクタの値を上記理想的な値とした際の位相特性を示す図表を図１４に示す。図１４を参照すると、４７０ＭＨｚにおいて第１位相回路２０（Ｐ１端子）の絶対位相は−１４１．９９°となり、第２位相回路１１（Ｐ２端子）の絶対位相は＋４２．７９°となり、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差は１８４．７８°が得られており、得ようとする１８０°に対する位相偏差はわずか＋４．７８°となっている。中心周波数である５９０ＭＨｚにおいては第１位相回路２０（Ｐ１端子）の絶対位相は−１８０．００°となり、第２位相回路２１（Ｐ２端子）の絶対位相は＋０．００°となり、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差は１８０．００°が得られており、得ようとする１８０°に対する位相偏差は理想的な０．００°となっている。７１０ＭＨｚにおいて第１位相回路２０（Ｐ１端子）の絶対位相は＋１４０．６０°となり、第２位相回路２１（Ｐ２端子）の絶対位相は−３４．６６°となり、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差は１７５．２６°が得られており、得ようとする１８０°に対する位相偏差はわずか−４．７４°となっている。このように、第２回路例の広帯域バラン２は、地上デジタル放送のＴＶ帯域の周波数帯域内において良好なリターン特性および位相特性を示すようになる。 Here, in the wideband balun 2 of the second circuit example in which the use frequency band is changed, when the values of the capacitor and the inductor are set to the ideal values, the TV band of terrestrial digital broadcasting that is the use frequency band is 470 MHz to FIG. 13 shows the frequency characteristics of return loss at 710 MHz (center frequency is 590 MHz). Referring to FIG. 13, a practical frequency band having a return loss of 20 dB or more can obtain a wide frequency band exceeding a use frequency band of about 400 MHz to 840 MHz or more, and the frequency band of the terrestrial digital broadcasting TV band (470 MHz to 710 MHz). ), The wideband balun 2 of the second circuit example functions sufficiently as a balun.
FIG. 14 is a chart showing phase characteristics when the values of capacitors and inductors are set to the ideal values in the wideband balun 2 of the second circuit example in which the used frequency band is changed. Referring to FIG. 14, at 470 MHz, the absolute phase of the first phase circuit 20 (P1 terminal) is −141.99 °, the absolute phase of the second phase circuit 11 (P2 terminal) is + 42.79 °, and P1−P2 The relative phase difference between the terminals is 184.78 °, and the phase deviation with respect to 180 ° to be obtained is only + 4.78 °. At the center frequency of 590 MHz, the absolute phase of the first phase circuit 20 (P1 terminal) is -180.00 °, the absolute phase of the second phase circuit 21 (P2 terminal) is + 0.00 °, and the P1-P2 terminal The relative phase difference between them is 180.00 °, and the phase deviation with respect to 180 ° to be obtained is an ideal 0.00 °. At 710 MHz, the absolute phase of the first phase circuit 20 (P1 terminal) is + 140.60 °, the absolute phase of the second phase circuit 21 (P2 terminal) is −34.66 °, and the relative phase difference between the P1 and P2 terminals. 175.26 ° is obtained, and the phase deviation with respect to 180 ° to be obtained is only −4.74 °. As described above, the wideband balun 2 of the second circuit example exhibits good return characteristics and phase characteristics within the frequency band of the TV band of terrestrial digital broadcasting.

また、使用周波数帯域を変更した第２回路例の広帯域バラン２において、キャパシタやインダクタとされる素子の上記理想的な数値を実用的な数値に置き換えてみると、第１位相回路２０において、第１インダクタＬ２０ないし第３インダクタＬ２２のインダクタンスは約３０．０ｎＨとなり、第４インダクタＬ２３のインダクタンスは約２７．０ｎＨとなり、第１キャパシタＣ２０および第５キャパシタＣ２４の容量は約０．７５ｐＦとなり、第２キャパシタＣ２１ないし第４キャパシタＣ２３の容量は約１．５ｐＦとなる。これにより、第１位相回路２０における４段のＬＰＦの各段毎の位相が約−４５°に設定される。 Further, in the broadband balun 2 of the second circuit example in which the use frequency band is changed, when the ideal values of the elements that are capacitors and inductors are replaced with practical values, the first phase circuit 20 The inductances of the first inductor L20 to the third inductor L22 are about 30.0 nH, the inductance of the fourth inductor L23 is about 27.0 nH, the capacitances of the first capacitor C20 and the fifth capacitor C24 are about 0.75 pF, and the second The capacitances of the capacitor C21 to the fourth capacitor C23 are about 1.5 pF. As a result, the phase of each of the four stages of LPFs in the first phase circuit 20 is set to about −45 °.

また、第２位相回路２１を構成するＬＰＦ型位相回路２１ａにおいて、第５インダクタＬ２４のインダクタンスは約３０．０ｎＨとなり、第６インダクタＬ２５のインダクタンスは約２７．０ｎＨとなり、第６キャパシタＣ２５および第８キャパシタＣ２７の容量は約０．７５ｐＦとなり、第７キャパシタＣ２６の容量は約１．５ｐＦとなる。これにより、ＬＰＦ型位相回路２１ａを構成する２段のＬＰＦの各段毎の位相が約−８８．２°／２に設定される。さらに、第２位相回路２１を構成するＨＰＦ型位相回路２１ｂにおいて、第７インダクタＬ２６および第９インダクタＬ２８のインダクタンスは約１００．０ｎＨとなり、第８インダクタＬ２８のインダクタンスは約５１．０ｎＨとなり、第９キャパシタＣ２８および第１０キャパシタＣ２９の容量は約２．７ｐＦとなる。これにより、ＨＰＦ型位相回路２１ｂを構成する２段のＨＰＦの各段毎の位相が約＋８８．２°／２に設定される。なお、上記したインダクタおよびキャパシタの値とされることにより、第１位相回路２０と第２位相回路２１のインピーダンスが約２Ｚａ（＝Ｚｂ／２）となっている。 In the LPF phase circuit 21a constituting the second phase circuit 21, the inductance of the fifth inductor L24 is about 30.0 nH, the inductance of the sixth inductor L25 is about 27.0 nH, and the sixth capacitor C25 and the eighth The capacity of the capacitor C27 is about 0.75 pF, and the capacity of the seventh capacitor C26 is about 1.5 pF. As a result, the phase of each stage of the two-stage LPF constituting the LPF type phase circuit 21a is set to about −88.2 ° / 2. Further, in the HPF type phase circuit 21b constituting the second phase circuit 21, the inductances of the seventh inductor L26 and the ninth inductor L28 are about 100.0 nH, and the inductance of the eighth inductor L28 is about 51.0 nH. The capacitances of the capacitor C28 and the tenth capacitor C29 are about 2.7 pF. As a result, the phase of each stage of the two-stage HPF constituting the HPF type phase circuit 21b is set to about + 88.2 ° / 2. Note that the impedance of the first phase circuit 20 and the second phase circuit 21 is about 2 Za (= Zb / 2) by using the values of the inductor and the capacitor described above.

使用周波数帯域を変更した第２回路例の広帯域バラン２において上記のようにキャパシタおよびインダクタの値を実用的な数値とした際に、使用周波数帯域である地上デジタル放送のＴＶ帯域における４７０ＭＨｚ〜７１０ＭＨｚ（中心周波数は５９０ＭＨｚ）におけるリターンロスの周波数特性を図１５に示す。図１５を参照すると、リターンロス２０ｄＢ以上の実用周波数帯域は約３８０ＭＨｚ〜８４０ＭＨｚの使用周波数帯域を超える広帯域の周波数帯域が得られるようになる。
また、使用周波数帯域を変更した第２回路例の広帯域バラン２において上記のようにキャパシタおよびインダクタの値を実用的な数値とした際の位相特性を示す図表を図１６に示す。図１６を参照すると、４７０ＭＨｚにおいて第１位相回路２０（Ｐ１端子）の絶対位相は−１４４．１４°となり、第２位相回路２１（Ｐ２端子）の絶対位相は＋３７．９７°となり、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差は１８２．１１°が得られており、得ようとする１８０°に対する位相偏差はわずか＋２．１１°となっている。中心周波数である５９０ＭＨｚにおいては第１位相回路２０（Ｐ１端子）の絶対位相は−１７７．２７°となり、第２位相回路２１（Ｐ２端子）の絶対位相は−４．４３°となり、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差は１８１．７０°が得られており、得ようとする１８０°に対する位相偏差はわずか＋１．７０°となっている。７１０ＭＨｚにおいて第１位相回路２０（Ｐ１端子）の絶対位相は＋１３７．２４°となり、第２位相回路２１（Ｐ２端子）の絶対位相は−３９．０６°となり、Ｐ１−Ｐ２端子間の相対位相差は１７６．３０°が得られており、得ようとする１８０°に対する位相偏差はわずか−３．７０°となっている。このように、使用周波数帯域を変更した第２回路例の広帯域バラン２は、キャパシタおよびインダクタの値を実用的な数値としても、地上デジタル放送の周波数帯域内においてより良好なリターン特性および位相特性を示すようになる。 In the wideband balun 2 of the second circuit example in which the use frequency band is changed, when the values of the capacitor and the inductor are set to practical values as described above, 470 MHz to 710 MHz in the TV band of terrestrial digital broadcasting, which is the use frequency band ( FIG. 15 shows the frequency characteristics of return loss at a center frequency of 590 MHz. Referring to FIG. 15, a practical frequency band having a return loss of 20 dB or more can obtain a wide frequency band exceeding the use frequency band of about 380 MHz to 840 MHz.
FIG. 16 is a chart showing the phase characteristics when the values of the capacitor and the inductor are set to practical values as described above in the wideband balun 2 of the second circuit example in which the used frequency band is changed. Referring to FIG. 16, at 470 MHz, the absolute phase of the first phase circuit 20 (P1 terminal) is −144.14 °, the absolute phase of the second phase circuit 21 (P2 terminal) is + 37.97 °, and P1−P2 The relative phase difference between the terminals is 182.11 °, and the phase deviation with respect to 180 ° to be obtained is only + 2.11 °. At the center frequency of 590 MHz, the absolute phase of the first phase circuit 20 (P1 terminal) is −177.27 °, the absolute phase of the second phase circuit 21 (P2 terminal) is −4.43 °, and P1−P2 The relative phase difference between the terminals is 181.70 °, and the phase deviation with respect to 180 ° to be obtained is only + 1.70 °. At 710 MHz, the absolute phase of the first phase circuit 20 (P1 terminal) is + 137.24 °, the absolute phase of the second phase circuit 21 (P2 terminal) is −39.06 °, and the relative phase difference between the P1 and P2 terminals. 176.30 ° is obtained, and the phase deviation with respect to 180 ° to be obtained is only −3.70 °. As described above, the wideband balun 2 of the second circuit example in which the use frequency band is changed has better return characteristics and phase characteristics within the frequency band of digital terrestrial broadcasting even if the values of the capacitor and the inductor are practical values. As shown.

図１７に、使用周波数帯域を変更した第２回路例の広帯域バラン２において上記のようにキャパシタおよびインダクタの値を実用的な数値とした際に、０〜２０００ＭＨｚの周波数帯域におけるリターンロスの周波数特性を示す。図１７を参照すると、リターンロス２０ｄＢ以上の実用周波数帯域は約３８０ＭＨｚ〜８４０ＭＨｚの広帯域の周波数帯域が得られているが、この実用周波数帯域はリターンロスが０ｄＢとなる全反射が生じる２つの周波数（約３７０ＭＨｚおよび約８８０ＭＨｚ）の間の周波数帯域とされていることが分かる。図１７に示す特性と同様の特性を本発明にかかる広帯域バラン１，２は示すようになり、本発明にかかる広帯域バラン１，２においては、第１位相回路１０，２０と第２位相回路１１，２１を備え、第１位相回路１０，２０と第２位相回路１１，２１の相対位相差を約１８０°としたことにより、全反射が生じる２つの周波数間の周波数帯域を拡大するようにして広帯域化を図っている。 FIG. 17 shows the frequency characteristics of the return loss in the frequency band of 0 to 2000 MHz when the values of the capacitor and the inductor are set to practical values as described above in the wideband balun 2 of the second circuit example in which the used frequency band is changed. Indicates. Referring to FIG. 17, a practical frequency band with a return loss of 20 dB or more has a wide frequency band of about 380 MHz to 840 MHz. The practical frequency band has two frequencies that cause total reflection with a return loss of 0 dB ( It can be seen that the frequency band is between about 370 MHz and about 880 MHz. The broadband baluns 1 and 2 according to the present invention have the same characteristics as those shown in FIG. 17. In the broadband baluns 1 and 2 according to the present invention, the first phase circuits 10 and 20 and the second phase circuit 11. , 21 and the relative phase difference between the first phase circuit 10, 20 and the second phase circuit 11, 21 is about 180 ° so that the frequency band between two frequencies where total reflection occurs is expanded. We are trying to increase the bandwidth.

以上説明した本発明にかかる広帯域バランは、集中定数回路で構成された第１位相回路と、集中定数回路で構成された第２位相回路の２つの位相回路を有しており、第１位相回路は、複数段のＬＰＦ型位相回路あるいはＨＰＦ型位相回路により構成されている。第１位相回路の位相量は位相θａとされており、位相θａは絶対値が使用周波数帯域の中心周波数において約１８０°になるよう設定されている。また、第２位相回路は、ＬＰＦ型位相回路とＨＰＦ型位相回路とが縦続接続されて構成されており、ＬＰＦ型位相回路の遅れ位相θｂ１と、ＨＰＦ型位相回路の進み位相θｂ２とは符号が逆符号で絶対値が使用周波数帯域の中心周波数においてほぼ等しく設定されている。これにより、第２位相回路の位相θｂは使用周波数帯域の中心周波数において約０°になるよう設定される。また、第１位相回路と第２位相回路のインピーダンスが約２Ｚａ（＝Ｚｂ／２）とされている。これにより、本発明にかかる広帯域バランは３００ＭＨｚ以上の動作帯域幅を有するようになり、地上デジタル放送に適用して好適な広帯域バランとすることができる。
さらに、第１の位相回路や第２の位相回路におけるＬＰＦ型位相回路およびＨＰＦ型位相回路を複数段で構成する場合は、各段の位相の大きさを同一としてもよいが、これに限るものではなく各段において異なる大きさの位相としてもよい。この場合、各段は、π型あるいはＴ型のいずれで構成されてもよい。 The broadband balun according to the present invention described above has two phase circuits, a first phase circuit composed of a lumped constant circuit and a second phase circuit composed of a lumped constant circuit. Is constituted by a plurality of stages of LPF type phase circuits or HPF type phase circuits. The phase amount of the first phase circuit is the phase θa, and the phase θa is set so that the absolute value is about 180 ° at the center frequency of the used frequency band. In addition, the second phase circuit is configured by cascading an LPF type phase circuit and an HPF type phase circuit, and the lag phase θb1 of the LPF type phase circuit and the advance phase θb2 of the HPF type phase circuit have signs. The absolute value of the reverse sign is set almost equal at the center frequency of the used frequency band. Thereby, the phase θb of the second phase circuit is set to be about 0 ° at the center frequency of the used frequency band. Further, the impedance of the first phase circuit and the second phase circuit is about 2Za (= Zb / 2). As a result, the wideband balun according to the present invention has an operation bandwidth of 300 MHz or more, and can be a broadband balun suitable for application to digital terrestrial broadcasting.
Furthermore, when the LPF type phase circuit and the HPF type phase circuit in the first phase circuit and the second phase circuit are configured in a plurality of stages, the magnitudes of the phases in each stage may be the same, but the present invention is not limited to this. Instead, the phase may have a different magnitude at each stage. In this case, each stage may be either a π-type or a T-type.

本発明の実施例にかかる広帯域バランの構成を示す回路ブロック図である。It is a circuit block diagram which shows the structure of the wideband balun concerning the Example of this invention. 本発明にかかる広帯域バランの等価回路を示す図である。It is a figure which shows the equivalent circuit of the wideband balun concerning this invention. 本発明の実施例にかかる広帯域バランの具体的回路の第１回路例を示す図である。It is a figure which shows the 1st circuit example of the specific circuit of the wideband balun concerning the Example of this invention. 本発明にかかる第１回路例の広帯域バランのリターンロスの周波数特性を示す図である。It is a figure which shows the frequency characteristic of the return loss of the wideband balun of the 1st circuit example concerning this invention. 本発明にかかる第１回路例の広帯域バランの位相特性を示す図表である。It is a graph which shows the phase characteristic of the wideband balun of the 1st circuit example concerning this invention. 本発明にかかる第１回路例の広帯域バランにおいて素子の値を実用的な数値に置き換えた際のリターンロスの周波数特性を示す図である。It is a figure which shows the frequency characteristic of a return loss at the time of replacing the value of an element with the practical numerical value in the wideband balun of the 1st circuit example concerning this invention. 本発明にかかる第１回路例の広帯域バランにおいて素子の値を実用的な数値に置き換えた際の位相特性を示す図表である。It is a graph which shows the phase characteristic at the time of replacing the value of an element with the practical numerical value in the wideband balun of the 1st circuit example concerning this invention. 本発明の実施例にかかる広帯域バランの具体的回路の第２回路例を示す図である。It is a figure which shows the 2nd circuit example of the specific circuit of the wideband balun concerning the Example of this invention. 本発明にかかる第２回路例の広帯域バランのリターンロスの周波数特性を示す図である。It is a figure which shows the frequency characteristic of the return loss of the wideband balun of the 2nd circuit example concerning this invention. 本発明にかかる第２回路例の広帯域バランの位相特性を示す図表である。It is a graph which shows the phase characteristic of the wideband balun of the 2nd circuit example concerning this invention. 本発明にかかる第２回路例の広帯域バランにおいて素子の値を実用的な数値に置き換えた際のリターンロスの周波数特性を示す図である。It is a figure which shows the frequency characteristic of a return loss at the time of replacing the value of an element with a practical numerical value in the wideband balun of the 2nd circuit example concerning this invention. 本発明にかかる第１回路例の広帯域バランにおいて素子の値を実用的な数値に置き換えた際の位相特性を示す図表である。It is a graph which shows the phase characteristic at the time of replacing the value of an element with the practical numerical value in the wideband balun of the 1st circuit example concerning this invention. 本発明にかかる第２回路例の広帯域バランの使用周波数帯域を変更した際のリターンロスの周波数特性を示す図である。It is a figure which shows the frequency characteristic of a return loss at the time of changing the use frequency band of the wideband balun of the 2nd circuit example concerning this invention. 本発明にかかる第２回路例の広帯域バランの使用周波数帯域を変更した際の位相特性を示す図表である。It is a graph which shows the phase characteristic at the time of changing the use frequency band of the wideband balun of the 2nd circuit example concerning this invention. 本発明にかかる第２回路例の広帯域バランの使用周波数帯域を変更し、素子の値を実用的な数値に置き換えた際のリターンロスの周波数特性を示す図である。It is a figure which shows the frequency characteristic of a return loss at the time of changing the use frequency band of the wideband balun of the 2nd circuit example concerning this invention, and replacing the value of an element with a practical numerical value. 本発明にかかる第２回路例の広帯域バランの使用周波数帯域を変更し、素子の値を実用的な数値に置き換えた際の位相特性を示す図表である。It is a graph which shows the phase characteristic at the time of changing the use frequency band of the wideband balun of the 2nd circuit example concerning this invention, and replacing the value of an element with a practical numerical value. 本発明にかかる第２回路例の広帯域バランの使用周波数帯域を変更した際のリターンロスの周波数特性を広範囲の周波数帯域で示す図である。It is a figure which shows the frequency characteristic of a return loss at the time of changing the use frequency band of the wideband balun of the 2nd circuit example concerning this invention in a wide frequency band. 従来のバランの一例の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of an example of the conventional balun. 従来のバランのリターンロスの周波数特性を示す図である。It is a figure which shows the frequency characteristic of the return loss of the conventional balun.

Explanation of symbols

１広帯域バラン、２広帯域バラン、１０第１位相回路、１１第２位相回路、１１ａＬＰＦ型位相回路、１１ｂＨＰＦ型位相回路、１２不平衡インピーダンス回路、１３平衡インピーダンス回路、２０第１位相回路、２１第２位相回路、２１ａＬＰＦ型位相回路、２１ｂＨＰＦ型位相回路、２００バラン、２１０同軸ケーブル、２１１同軸ケーブル、２１２不平衡インピーダンス回路、２１３平衡インピーダンス回路 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Broadband balun, 2 Broadband balun, 10 1st phase circuit, 11 2nd phase circuit, 11a LPF type phase circuit, 11b HPF type phase circuit, 12 Unbalanced impedance circuit, 13 Balanced impedance circuit, 20 1st phase circuit, 21 Second phase circuit, 21a LPF type phase circuit, 21b HPF type phase circuit, 200 balun, 210 coaxial cable, 211 coaxial cable, 212 unbalanced impedance circuit, 213 balanced impedance circuit

Claims

A first phase circuit in which the absolute value of the phase amount is set to about 180 ° at the center frequency of the use frequency band; and a second phase circuit in which the phase amount is set to about 0 ° at the center frequency of the use frequency band; An unbalanced impedance circuit is commonly connected to one end of the first phase circuit and one end of the second phase circuit, and the other end of the first phase circuit and the other end of the second phase circuit A broadband balun with a balanced impedance circuit connected between and
The first phase circuit is composed of a plurality of stages of low-pass filter type phase circuits or high-pass filter type phase circuits composed of lumped constant circuits, and the second phase circuit is composed of lumped constant circuits. A wideband balun comprising a cascaded low-pass filter type phase circuit and a high-pass filter type phase circuit.

2. The broadband balun according to claim 1, wherein the characteristic impedance of the first phase circuit and the second phase circuit is about twice the impedance of the unbalanced impedance circuit.

In the second phase circuit, the phase amount of the low-pass filter type phase circuit connected in cascade and the sign of the phase amount of the high-pass filter type phase circuit are opposite to each other and the absolute value is set to be substantially equal. The broadband balun according to claim 1, wherein: