JP2009296623A - Coherent optical transceiver - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、光伝送システムに用いられる光送受信機に関し、特に、信号光の偏波状態に依存しないコヒーレント受信方式の光送受信機に関する。 The present invention relates to an optical transceiver used in an optical transmission system, and more particularly to a coherent receiving optical transceiver that does not depend on the polarization state of signal light.
40ギガビット毎秒(Gbit/s)以上の超高速光伝送システムを実現するために、RZ−DQPSK(Return-to-Zero Differential Quadrature Phase Shift Keying)変調方式の送受信機が開発されている。今後、RZ−DQPSK送受信機の光雑音耐力を一層改善すると共に、大きなサイズを占めている光可変分散補償器を、強力な電気的信号処理で代用するなどして小型化することが望まれている。それらを実現する手段として、例えば、ホモダイン(homodyne)方式、イントラダイン(intradyne)方式またはヘテロダイン(heterodyne)方式等のコヒーレント受信方式を採用することが有望であり、検討されている(例えば、非特許文献1参照)。コヒーレント受信方式によれば、光雑音耐力が3dB改善すると共に、遅延直接検波と比較して、光電変換後の電気的信号処理による波長分散歪の補償能力が格段に増大すると考えられている。 In order to realize an ultra high-speed optical transmission system of 40 gigabits per second (Gbit / s) or more, a transmitter / receiver of an RZ-DQPSK (Return-to-Zero Differential Quadrature Phase Shift Keying) modulation system has been developed. In the future, it is desired to further improve the optical noise immunity of the RZ-DQPSK transceiver and to reduce the size of the optical tunable dispersion compensator, which occupies a large size, by replacing it with powerful electric signal processing. Yes. As means for realizing them, for example, a coherent reception system such as a homodyne system, an intradyne system, or a heterodyne system is promising and has been studied (for example, non-patented). Reference 1). According to the coherent reception method, the optical noise resistance is improved by 3 dB, and it is considered that the compensation capability of chromatic dispersion distortion by electrical signal processing after photoelectric conversion is significantly increased as compared with delayed direct detection.
しかし、上記のコヒーレント受信方式では、光受信機に具備する局部発振光源から出力される局部発振光の偏波状態が、受信した信号光の偏波状態と直交していると受信ができないという原理的な問題点がある。光伝送路を伝搬して受信される信号光の偏波状態は、光伝送路の状態によって常に変動するため、上記の問題点を解決するための仕組みが重要である。 However, in the above coherent reception method, the principle that the polarization state of the local oscillation light output from the local oscillation light source provided in the optical receiver is orthogonal to the polarization state of the received signal light cannot be received. There are some problems. Since the polarization state of the signal light received through the optical transmission line always varies depending on the state of the optical transmission line, a mechanism for solving the above-described problems is important.
コヒーレント光受信機の偏波依存性をなくすための従来技術としては、例えば、次に示すような方式等が知られている(例えば、非特許文献2,3参照)。
(I)無限追従自動偏波制御器を具備して、常に受信信号光の偏波状態が、局部発振光の偏波状態と一致するように制御する方式
(II)位相ハイブリッド回路と光電変換部を二重化した偏波ダイバーシティ受光フロントエンドを用いる方式
(III)局部発振光を偏波多重光とし、互いに直交する偏波成分の一方の光周波数を、信号帯域幅と比較して2倍程度以上シフトしたものを用意してコヒーレント受信を行い、光電変換後に周波数分離を行うことによって偏波成分毎の検出を行う方式
As conventional techniques for eliminating the polarization dependency of the coherent optical receiver, for example, the following methods are known (for example, see Non-Patent Documents 2 and 3).
(I) A system comprising an infinite-tracking automatic polarization controller and always controlling the polarization state of the received signal light to coincide with the polarization state of the local oscillation light. (II) Phase hybrid circuit and photoelectric conversion unit (III) Using locally polarized light as polarization multiplexed light, and shifting one optical frequency of polarization components orthogonal to each other by about twice or more compared to the signal bandwidth To detect each polarization component by coherent reception using the prepared and performing frequency separation after photoelectric conversion
しかしながら、上記のような従来技術については、例えば40Gbit/s等の高速な信号光を受信でき、小型かつ偏波無依存のコヒーレント光受信機を実現することが難しいという課題である。すなわち、上記(I)の方式の実現には、無限追従自動偏波制御器が必要であるため、小型化が困難である。また、上記(II)の方式の実現には、2倍程度以上の大規模な受光フロントエンド回路が必要であるため、小型化が困難である。さらに、上記(III)の方式の実現には、信号帯域幅に対して3倍程度以上の広帯域の受光帯域を有する電子回路が必要になるため、高ビットレートの信号光への対応が困難である。 However, the conventional technology as described above is a problem that it is difficult to realize a small-size and polarization-independent coherent optical receiver that can receive high-speed signal light such as 40 Gbit / s. That is, in order to realize the method (I), an infinite tracking automatic polarization controller is required, and thus it is difficult to reduce the size. In addition, the realization of the above-described method (II) requires a large-scale light receiving front-end circuit that is about twice or more, so that it is difficult to reduce the size. Furthermore, in order to realize the method (III), an electronic circuit having a light receiving band that is about three times as large as the signal bandwidth is required. Therefore, it is difficult to deal with high bit rate signal light. is there.
ここで、上記(III)の方式の課題について具体的に説明する。 Here, the problem of the method (III) will be specifically described.
図8は、上記(III)の方式を適用したコヒーレント光受信機の構成を示した図である。この従来のコヒーレント光受信機では、局部発振光発生部101において、光源111から出力される光角周波数ωLの光が、光アイソレータ112を介して偏波ビームスプリッタ(Polarization Beam Splitter:PBS)113に与えられ、直交する偏波成分に分離される。そして、一方の偏波成分が音響光学変調器(Acousto-Optic Modulator:AOM)114に入力されて光角周波数がωOだけシフトされ、その光角周波数ωL+ωOの偏波成分とPBS113で分離された他方の偏波成分とが、偏波ビームコンバイナ(Polarization Beam Combiner:PBC)115で合成される。これにより、例えば図9の概念図に示すような、光角周波数ωLの偏波成分(図中のEx(t)成分)およびそれに直交する光角周波数ωL+ωOの偏波成分(図中のEy(t)成分)を偏波多重した局部発振光ELOが生成される。
FIG. 8 is a diagram showing a configuration of a coherent optical receiver to which the above-described method (III) is applied. In this conventional coherent optical receiver, the local oscillator
局部発振光発生部101から出力された局部発振光ELOは、合波器102において、光角周波数ωSを有する受信信号光ESと合波された後に光検出器103で受光されて電気信号に変換される。この電気信号には、局部発振光ELOに含まれる光角周波数ωLの偏波成分および受信信号光ESのビートによる中間周波数ωiの信号成分A1と、局部発振光ELOに含まれる光角周波数ωL+ωOの偏波成分および受信信号光ESのビートによる中間周波数ωi+ωOの信号A2とが含まれることになるので、光検出器103の出力信号をバンドパスフィルタ(Band Pass Filter:BPF)104,105にそれぞれ与えることで、各中間周波信号A1,A2が周波数に応じて分離される。そして、各中間周波信号A1,A2が受信電子回路106に入力されて所要の信号処理が実行されることにより受信データDATAが再生される。
The local oscillation light E LO output from the local oscillation
このとき、受信電子回路106に入力される中間周波信号A1,A2は、例えば図10の模式図に示すような電気スペクトルを有することになる。具体的に、中間周波信号A1は、周波数ωiを中心に信号帯域幅の約2倍のスペクトル幅をもち、中間周波信号A2は、周波数ωi+ωoを中心に信号帯域幅の約2倍のスペクトル幅をもつ。また、各中間周波信号A1,A2のパワーの差分ΔPは、受信信号光の偏波状態等に依存して変動する。このため、受信電子回路106の帯域幅は、図10の一例では信号帯域幅の4倍以上とすることが必要となる。なお、中間周波数ωiが0Hzとなるように局部発振光の光角周波数ωLを設定した場合には、受信電子回路106の帯域幅は信号帯域幅の3倍に近づく。
At this time, the intermediate frequency signals A 1 and A 2 input to the receiving
したがって、(III)の方式を適用した従来のコヒーレント光受信機は、例えば40Gbit/sの信号光に対して、その信号帯域幅の3倍程度以上、すなわち、120GHz程度以上の帯域幅を有する電子回路が必要であり、40Gbit/s程度以上の高速な信号光に対しては、その実現が極めて困難である。 Therefore, the conventional coherent optical receiver to which the method (III) is applied is an electron having a bandwidth of about 3 times or more, that is, about 120 GHz or more, for a signal light of 40 Gbit / s, for example. A circuit is required, and it is very difficult to realize high-speed signal light of about 40 Gbit / s or more.
本発明は上記のような課題に着目してなされたもので、コヒーレント受信方式により高速信号光を受信可能な小型かつ偏波無依存の光送受信機を提供することを目的とする。 The present invention has been made paying attention to the above-described problems, and an object thereof is to provide a compact and polarization-independent optical transceiver capable of receiving high-speed signal light by a coherent reception method.
上記の目的を達成するため、本発明によるコヒーレント光送受信機の一態様は、コヒーレント光源と、前記コヒーレント光源から出力される光を第一のコヒーレント光と第二のコヒーレント光に分岐する光分岐部と、前記光分岐部で分岐された第一のコヒーレント光を送信データに従って変調して外部に送信する光変調部と、前記光分岐部で分岐された第二のコヒーレント光または該第二のコヒーレント光の変調に基づいて生成した光を局部発振光として出力する局部発振光発生部と、受信信号光および前記局部発振光発生部から出力される局部発振光を合波して出力する合波部と、前記合波部から出力される光を電気信号に変換する光電変換部と、前記光電変換部の出力に基づいて、受信データの識別処理を実行するデータ識別部と、を備えるものである。 In order to achieve the above object, an aspect of a coherent optical transceiver according to the present invention includes a coherent light source and an optical branching unit that branches light output from the coherent light source into a first coherent light and a second coherent light. An optical modulation unit that modulates the first coherent light branched by the optical branching unit according to transmission data and transmits the modulated light to the outside, and the second coherent light branched by the optical branching unit or the second coherent light A local oscillation light generating unit that outputs light generated based on light modulation as local oscillation light, and a multiplexing unit that combines the received signal light and the local oscillation light output from the local oscillation light generation unit and outputs the combined signal And a photoelectric conversion unit that converts light output from the multiplexing unit into an electrical signal, and a data identification unit that performs identification processing of received data based on the output of the photoelectric conversion unit. Is shall.
上記のような本発明のコヒーレント光送受信機によれば、局部発振光および送信信号光の光源を共用したことにより、構成の簡略化および小型化を図ることができる。 According to the coherent optical transmitter / receiver of the present invention as described above, the configuration can be simplified and miniaturized by sharing the light sources of the local oscillation light and the transmission signal light.
以下、本発明を実施するための形態について添付図面を参照しながら説明する。なお、全図を通して同一の符号は同一または相当部分を示すものとする。 Hereinafter, embodiments for carrying out the present invention will be described with reference to the accompanying drawings. Note that the same reference numerals denote the same or corresponding parts throughout the drawings.
図1は、本発明に関連するコヒーレント光受信機の構成例を示すブロック図である。 FIG. 1 is a block diagram showing a configuration example of a coherent optical receiver related to the present invention.
図1において、本コヒーレント光受信機は、例えば、局部発振光発生部11と、合波部としての2×4光ハイブリッド回路12と、光電変換部としての差動光検出器13,14と、AD変換部としてのAD変換回路15,16と、デジタル演算部としてのデジタル演算回路17と、データ識別部としての識別回路18と、を備えて構成される。
In FIG. 1, the coherent optical receiver includes, for example, a local oscillation
局部発振光発生部11は、光角周波数ωLの偏波成分およびそれに直交する光角周波数ωL+ωOの偏波成分を偏波多重した局部発振光ELOを生成する。この局部発振光ELOの直交する偏波成分間の光角周波数差ωOは、本光受信機で受信される信号光ESの帯域幅の2倍よりも小さく、かつ、図示しない光送信機において信号光ESを発生する光源のスペクトル線幅(半値全幅)および上記局部発振光ELOを発生する光源のスペクトル線幅(半値全幅)よりも大きくなるように予め設定されている。
The local
図2は、上記局部発振光発生部11の具体的な構成例を示すブロック図である。この局部発振光発生部11は、例えば、光源21、偏波ビームスプリッタ(PBS)22、周波数シフタ(Frequency Shifter:FS)23、発振器24、可変光減衰器(Variable Optical Attenuator:VOA)25、偏波ビームコンバイナ(PBC)26、光分岐器27、モニタ回路28および強度比制御回路29を有する。
FIG. 2 is a block diagram showing a specific configuration example of the local
光源21は、光角周波数ωLを有するある一定の偏波状態、例えば直線偏波の光を発生する。この光源21のスペクトル線幅(半値全幅)は、例えば100kHz〜10MHz程度である。
PBS22は、光源21からの出力光を互いに直交する2つの偏波成分に分離する。なお、光源21からの出力光が直線偏光である場合、その偏波方向がPBS22の光学軸に対して45度傾くように、該出力光がPBS22に入力される。また、光源21とPBS22の間には、図示しないが光アイソレータを配置するようにしてもよい。
The
周波数シフタ23は、PBS22から出力される一方の偏波成分が入力され、発振器24からの出力信号に応じて、入力光の光角周波数をωOだけシフトさせる。この周波数シフタ23としては、一般的なFM変調器や音響光学変調器(AOM)、単側波帯(Single Side-Band:SSB)変調器などを使用することが可能である。
The
発振器24は、前述したように、信号帯域幅の2倍よりも小さく、かつ、信号光源のスペクトル線幅および局部発振光源のスペクトル線幅よりも大きい光角周波数ωOに対応した発振周波数Δf(=ωO/2π)で動作し、該発振信号を周波数シフタ23の制御端子に出力する。上記周波数Δfの具体的な一例を挙げておくと、受信信号光ESが40Gbit/sのDQPSK信号光の場合、信号帯域幅は20GHzとなるので、その2倍の40GHzより小さく、かつ、前述した局部発振光発生部11内の光源21のスペクトル幅100kHz〜10MHz(信号光源のスペクトル幅も基本的に同程度)よりも大きくなるようにすればよいので、この場合の周波数Δfは、例えば100MHz〜1GHzの範囲に設定することが可能である。ただし、周波数Δfは上記の具体例に限定されるものではない。
As described above, the
VOA25は、PBS22から出力される他方の偏波成分が入力され、該入力光の強度を減衰させる。このVOA25の減衰量は、後述する強度比制御回路29からの出力信号に従って可変制御される。
The
PBC26は、周波数シフタ23から出力される光角周波数ωL+ωOの偏波成分と、VOA25から出力される光角周波数ωLの偏波成分とが入力され、各偏波成分を偏波多重した局部発振光ELOを生成する。
The
なお、上記の光源21、PBS22、周波数シフタ23、VOA25およびPBC26のそれぞれの間は、例えば、偏波保持ファイバ、光導波路または空間光学系などを用いて光結合され、各々の間を伝搬する光の偏波状態が保持されているものとする。
The
光分岐器27は、PBC26から出力される局部発振光ELOの一部をモニタ光として分岐してモニタ回路28に出力する。
The optical branching
モニタ回路28は、光分岐器27からのモニタ光を用いて、局部発振光ELOに含まれる光角周波数ωLおよびωL+ωOの各偏波成分の強度(振幅)を検出し、その比をモニタする。
The
強度比制御回路29は、モニタ回路28のモニタ結果および後述するデジタル演算回路17の演算結果に応じて、VOA25の減衰量を変化させるための制御信号を生成し、該制御信号をVOA25に出力する。なお、この強度比制御回路29によるVOA25の制御の詳細については後述する。
The intensity
2×4光ハイブリッド回路12(図1)は、2つの入力ポートおよび4つの出力ポートを有する光90度ハイブリッド回路であり、一方の入力ポートには、図示しない光送信機から光伝送路等を介して本光受信機に入力される光角周波数ωSの受信信号光ESが入力され、他方の入力ポートには、局部発振光発生部11から出力される局部発振光ELOが入力される。この2×4光ハイブリッド回路12は、入力される受信信号光ESおよび局部発振光ELOを合成し、光位相が互いに90度異なる2組の光を出力する。ここでは図1で上側に位置する一方の組の2つの出力ポートよりそれぞれ出力される光の位相が0度および180度、図で下側に位置する他方の組の2つの出力ポートよりそれぞれ出力される光の位相が90度および270度となっている。
The 2 × 4 optical hybrid circuit 12 (FIG. 1) is an optical 90-degree hybrid circuit having two input ports and four output ports. One input port is connected to an optical transmission line or the like from an optical transmitter (not shown). received signal light E S of the optical angular frequency omega S inputted to the optical receiver is input through to the other input port, the local oscillator light E LO output from the local oscillator
差動光検出器13は、2×4光ハイブリッド回路12から出力される光位相が0度および180度の各光を受光して差動光電変換検出(balanced detection)を行う。また、差動光検出器14は、2×4光ハイブリッド回路12から出力される光位相が90度および270度の各光を受光して差動光電変換検出を行う。各差動光検出器13,14で検出された各々の受信信号は、図示しないAGCアンプ等により増幅(規格化)されるものとする。
The
各AD変換回路15,16は、各差動光検出器13,14からそれぞれ出力されるアナログロの受信信号をデジタル信号に変換してデジタル演算回路17に出力する。
Each of the
デジタル演算回路17は、各AD変換回路15,16からのデジタル信号を用い、後で詳しく説明するアルゴリズムに従った演算処理を実行することにより、直交する偏波成分間の光角周波数差ωOが前述したような範囲に設定された局部発振光ELOを用いて信号光Esをコヒーレント受信できるようにするための信号処理を行う。
The digital
識別回路18は、デジタル演算回路17での演算結果に基づいて、受信信号のデータ識別処理を行い、その結果を示す受信データ信号DATAを出力する。
The
次に、上記のような構成のコヒーレント光受信機の動作を説明する。 Next, the operation of the coherent optical receiver configured as described above will be described.
まず、本光受信機の動作原理について詳しく説明する。本光受信機で受信される信号光ESは、例えば、次の(1)式に示す電界ベクトルES(t)によって表されるものとする。 First, the operation principle of this optical receiver will be described in detail. The signal light E S received by the present optical receiver is represented by, for example, an electric field vector E S (t) shown in the following equation (1).
上記の(1)式において、s(t)は受信信号光のデータに対応した信号ベクトル、ex(t)はx方向の単位ベクトル、ey(t)はy方向の単位ベクトル、Axは受信信号光のx偏波成分の振幅、Ayは受信信号光のy偏波成分の振幅、ωは受信信号光の平均角周波数(=ωS)、φ(t)は受信信号光の光位相ゆらぎ、tは時間、jは虚数単位をそれぞれ表している。 In the above equation (1), s (t) is a signal vector corresponding to the received signal light data, e x (t) is a unit vector in the x direction, e y (t) is a unit vector in the y direction, and A x Is the amplitude of the x polarization component of the received signal light, A y is the amplitude of the y polarization component of the received signal light, ω is the average angular frequency (= ω S ) of the received signal light, and φ (t) is the received signal light Optical phase fluctuation, t represents time, and j represents an imaginary unit.
また、局部発振光発生部11から出力される局部発振光ELOは、例えば、次の(2)式に示す電界ベクトルELO(t)によって表されるものとする。
Further, the local oscillation light E LO output from the local oscillation
上記の(2)式において、ALO_xは局部発振光のx偏波成分の振幅、ALO_yは局部発振光のy偏波成分の振幅、ωLOは局部発振光の平均光角周波数、Δωtは局部発振光の直交偏波成分間の光角周波数差(=ωO)、φLO(t)は局部発振光の光位相ゆらぎ、φ0は局部発振光の初期位相をそれぞれ表している。 In the above equation (2), A LO_x is the amplitude of the x polarization component of the local oscillation light, A LO_y is the amplitude of the y polarization component of the local oscillation light, ω LO is the average optical angular frequency of the local oscillation light, and Δωt is The optical angular frequency difference (= ω O ) between the orthogonal polarization components of the local oscillation light, φ LO (t) represents the optical phase fluctuation of the local oscillation light, and φ 0 represents the initial phase of the local oscillation light.
上記のような受信信号光ESおよび局部発振光ELOが2×4光ハイブリッド回路12で合成された後、各差動光検出器13,14で光電変換され、さらに、AGCアンプで増幅されて規格化された複素電流は、次の(3)式によって定義される。この複素電流の実部Iが一方の差動光検出器13の出力に相当し、虚部Qが他方の差動光検出器14の出力に相当する。
The reception signal light E S and the local oscillation light E LO as described above are combined by the 2 × 4
なお、上記の(3)式では、x偏波成分の位相差をθx(t)、y偏波成分の位相差をθy(t)で表している。また、Ax’およびAy’は、AGCアンプの利得をg(正の数)として、次の(4)式の関係を満たすものとする。 In the above formula (3), the phase difference of the x polarization component is represented by θ x (t), and the phase difference of the y polarization component is represented by θ y (t). A x ′ and A y ′ satisfy the relationship of the following equation (4), where the gain of the AGC amplifier is g (a positive number).
次に、上記の(3)式について、x偏波成分に由来する項に着目し、送信側搬送波と局部発振光の周波数差および相対位相雑音の補償を行うと、該補償後の複素電流I’+jQ’は、次の(5)式で表されるようになる。 Next, focusing on the term derived from the x polarization component in the above equation (3) and compensating for the frequency difference and relative phase noise between the transmission side carrier wave and the local oscillation light, the complex current I after the compensation is obtained. '+ JQ' is expressed by the following equation (5).
ここで、上記の補償について説明する。差動光検出器13,14から出力される複素電流信号は、局部発振光と信号光の搬送波との周波数不一致や、位相ずれによる偏角回転を含む可能性があるため、それらの補償を行う必要がある。この補償に関連する技術として、例えば、文献:D-S. Ly-Gagnon et al., “Unrepeated 210-km transmission with coherent detection and digital signal processing of 20-Gb/s QPSK signal,” OFC 2005, OTuL4.には、受信信号光が4値の位相偏移変調(Phase Shift Keying:PSK)方式の場合に、該受信信号光と局部発振光の位相差θ(t)を計算する方法が示されており、この拡張により、m値のPSK方式の場合には、次の(6)式の関係に従って近似的に計算できることが示される。
Here, the above compensation will be described. The complex current signals output from the
そこで、本光受信機では上記(6)式の関係を参考にして、前述の(3)式に含まれるx偏波成分の位相差θx(t)およびy偏波成分の位相差θy(t)の各近似値を、次の(7)式に従ってそれぞれ計算するようにする。 Therefore, in the present optical receiver, with reference to the relationship of the above equation (6), the phase difference θ x (t) of the x polarization component and the phase difference θ y of the y polarization component included in the above equation (3). Each approximate value of (t) is calculated according to the following equation (7).
このとき、上記の(7)式における積分時間幅Δtは、局部発振光の直交偏波成分間の周波数差の逆数、すなわち、2π/Δωよりも十分に大きく、かつ、受信信号光の平均周波数と局部発振光の平均周波数との周波数差の最大値の逆数、すなわち、1/max(|ωLO−ωS)/2π|)よりも十分に小さいことが必要である。なお、受信信号光がDQPSK方式の場合、mの値は4である。 At this time, the integration time width Δt in the above equation (7) is sufficiently larger than the reciprocal of the frequency difference between the orthogonal polarization components of the local oscillation light, that is, 2π / Δω, and the average frequency of the received signal light And the reciprocal of the maximum value of the frequency difference between the average frequency of the local oscillation light, that is, 1 / max (| ω LO −ω S ) / 2π |). When the received signal light is DQPSK, the value of m is 4.
上記の(7)式によりθx(t)およびθy(t)の各近似値が計算されると、前述の(3)式に含まれるAx’およびAy’の比が、次の(8)式により近似的に求められる。 When approximate values of θ x (t) and θ y (t) are calculated by the above equation (7), the ratio of A x ′ and A y ′ included in the above equation (3) is Approximately obtained from equation (8).
ただし、上記の(8)式における積分時間Tは、局部発振光の直交偏波成分間の周波数差の逆数2π/Δωよりも十分に大きいことが必要である。 However, the integration time T in the above equation (8) needs to be sufficiently larger than the reciprocal 2π / Δω of the frequency difference between the orthogonal polarization components of the local oscillation light.
上記(8)式の関係に従って求められたAx’およびAy’の比と、前述の(4)式に示したAx'2+Ay'2=1の関係とを用いることにより、Ax’およびAy’の値を算出することが可能になる。 By using the ratio of A x ′ and A y ′ determined according to the relationship of the above equation (8) and the relationship of A x ′ 2 + A y ′ 2 = 1 shown in the above equation (4), A It becomes possible to calculate the values of x ′ and Ay ′.
したがって、Ax’およびAy’の値が既知となれば、前述した(5)式におけるI’,Q’の各値は各差動光検出器13,14から出力される電流値で既知であり、また、Δωtの値は発振器24の周波数Δfに対応した値(Δωt=ωO=2πΔf)で既知であるため、(5)式の関係をs(t)について解いて分母を有理化した次の(9)式により、信号ベクトルs(t)の値を演算することができる。
Therefore, if the values of A x ′ and A y ′ are known, the values of I ′ and Q ′ in the above-described equation (5) are known as the current values output from the
よって、信号ベクトルs(t)の演算値を基に、識別回路18において、受信信号光の変調方式に対応した閾値に従ってデータの識別処理を実行することにより、受信データの再生が可能になる。
Therefore, by executing the data identification process in accordance with the threshold corresponding to the modulation method of the received signal light in the
ただし、上記(9)式の関係については、次の(10)式に示す条件下で発散するため、このような状態を回避するための措置が必要である。 However, since the relationship of the above equation (9) diverges under the condition shown in the following equation (10), measures to avoid such a state are necessary.
上記(10)式が実数解をもつ条件は、次の(11)式で表される。 The condition that the above equation (10) has a real number solution is expressed by the following equation (11).
ここで、前述の(4)式に示したAx'2+Ay'2=1より、0≦Ax'≦1および0≦Ay'≦1の関係があるため、これを考慮すると上記(11)式の条件は、次の(12)式の場合のみとなる。 Here, since A x ' 2 + A y ' 2 = 1 shown in the above-mentioned formula (4), there is a relationship of 0 ≦ A x '≦ 1 and 0 ≦ A y ' ≦ 1. The condition of the expression (11) is only in the case of the following expression (12).
したがって、前述の(4)式および(8)式を用いて計算されるAx'およびAy'の各値が上記(12)式の条件に近づいた場合には、例えば、局部発振光のx偏波成分の振幅ALO_xとy偏波成分の振幅ALO_yの比を変化させることにより、前述の(9)式の関係が発散して信号ベクトルs(t)の演算が不能になる状態を回避することが可能になる。 Therefore, when the values of A x ′ and A y ′ calculated using the above-described equations (4) and (8) approach the condition of the above equation (12), for example, the local oscillation light When the ratio of the amplitude A LO_x of the x polarization component and the amplitude A LO_y of the y polarization component is changed, the relationship of the above equation (9) diverges and the calculation of the signal vector s (t) becomes impossible Can be avoided.
以上のような動作原理を踏まえて、次に、本光受信機の具体的な動作を説明する。 Based on the above operating principle, the specific operation of the present optical receiver will be described next.
本光受信機では、局部発振光発生部11において、光源21から出力される光角周波数ωLの光がPBS22に与えられて直交する偏波成分に分離される。そして、一方の偏波成分(例えば、y偏波成分)が周波数シフタ23に入力されて光角周波数がωOだけシフトされると共に、他方の偏波成分(例えば、x偏波成分)がVOA25に入力されて強度(振幅)が調整される。
In this optical receiver, the local oscillator
次に、周波数シフタ23から出力される光角周波数ωL+ωOの偏波成分と、VOA25から出力される光角周波数ωLの偏波成分とがPBC26に入力されて、光角周波数差がωOの直交する偏波成分を偏波多重した局部発振光ELOが生成され、該局部発振光ELOが2×4光ハイブリッド回路12に送られると共に、その一部が光分岐器27で分岐されてモニタ回路28に送られる。モニタ回路28では、局部発振光ELOに含まれる各偏波成分の強度(振幅)の比がモニタされ、そのモニタ結果が強度比制御回路29に伝えられる。強度比制御回路29は、モニタ回路28のモニタ結果およびデジタル演算回路17の演算結果に応じて、Ax'およびAy'の演算値が上述の(12)式の条件に近づいた場合に、VOA25の減衰量を変化させる。これにより、局部発振光ELOの直交偏波成分間の強度の比が変化して、上述した(9)式の発散が回避される。
Next, the polarization component of the optical angular frequency ω L + ω O output from the
2×4光ハイブリッド回路12に入力された局部発振光ELOは、光角周波数ωSを有する受信信号光ESと合成され、光位相が0度および180度の各光が差動光検出器13に出力されると共に、光位相が90度および270度の各光が差動光検出器14に出力される。各差動光検出器13,14では、2×4光ハイブリッド回路12からの出力光が差動光電変換検出される。これにより、局部発振光ELOに含まれる光角周波数ωLの偏波成分(x偏波成分)と受信信号光ESのx偏波成分とのビートによる中間周波数ωiを有する信号と共に、局部発振光ELOに含まれる光角周波数ωL+ωOの偏波成分(y偏波成分)と受信信号光ESのy偏波成分とのビートによる中間周波数ωi+ωOを有する信号が差動光検出器13,14から出力される。
2 × 4 optical hybrid circuit local oscillator light E LO input to 12 is combined with the reception signal light E S having optical angular frequency omega S, each light of the light phase of 0 degrees and 180 degrees differential optical detector Are output to the
図3は、上記中間周波信号の電気スペクトルを模式的に示した図である。このように中間周波信号は、周波数差が信号帯域幅の2倍よりも小さく、かつ、信号光源および局部発振光源のスペクトル線幅よりも大きくなるように設定されているため、各々のスペクトルが周波数軸上で重なり合うようになる。これにより、各差動光検出器13,14およびそれらより後段に配置される電子回路に要求される帯域幅は、図3の一例では信号帯域幅の2倍程度で済むようになる。なお、図示しないが周波数ωiが0Hz近傍となるように局部発振光の光角周波数ωLを設定した場合には、要求される帯域幅を信号帯域幅と同程度まで狭くすることができる。上記のように中間周波信号のスペクトルが重なり合った状態では、上述の図8に示した従来のコヒーレント光受信機の場合のように、バンドパスフィルタを用いて各中間周波信号を分離することは不可能である。しかしながら、本光受信機では、上述した動作原理に従って中間周波信号をデジタル信号処理することで各々の分離が可能である。
FIG. 3 is a diagram schematically showing the electrical spectrum of the intermediate frequency signal. Since the intermediate frequency signal is set so that the frequency difference is smaller than twice the signal bandwidth and larger than the spectral line width of the signal light source and the local oscillation light source, each spectrum has a frequency. It overlaps on the axis. As a result, the bandwidth required for each of the
具体的には、差動光検出器13,14から出力される中間周波信号I,QがAD変換回路15,16で高速にAD変換され、該中間周波信号I,Qに対応したデジタル信号系列がデジタル演算回路17に入力される。デジタル演算回路17では、上述の(1)式〜(9)式に対応した一連のアルゴリズムに従ってデジタル信号処理が実行され、信号ベクトルs(t)の値が演算される。また、その演算過程で求められるAx'およびAy'の各値が上記(12)式の条件に近づくと、当該情報がデジタル演算回路17から局部発振光発生部11内の強度比制御回路29に伝えられ、強度比制御回路29によりVOA25が制御されることで、局部発振光ELOの直交偏波成分間の強度の比が変えられ、(9)式が発散して信号ベクトルs(t)の演算が不能になってしまうことが回避される。
Specifically, the intermediate frequency signals I and Q output from the
そして、デジタル演算回路17における信号ベクトルs(t)の演算値が識別回路18に伝えられると、識別回路18では、受信信号光の変調方式に対応した閾値に従って、信号ベクトルs(t)の演算値がどのデータ値に該当するかの識別処理が実行され、その識別結果が受信データDATAとして出力される。
When the calculated value of the signal vector s (t) in the digital
以上のように本光受信機によれば、受信信号のAD変換およびデジタル信号処理を組み合わせ、局部発振光ELOの直交偏波成分間の光角周波数差ωOの設定を最適化したことにより、上述した従来技術の(III)の方式と比べて、各差動光検出器13,14等に要求される帯域幅を大幅に低減できるため、例えば、40Gbit/s程度以上の高速な信号光を偏波状態に依存することなくコヒーレント受信することが可能になる。また、上述した従来技術の(I)および(II)の方式と比べると、簡略な構成により偏波無依存のコヒーレント受信を実現できるため、小型の光受信機を提供することが可能になる。
As described above, according to the present optical receiver, the setting of the optical angular frequency difference ω O between the orthogonal polarization components of the local oscillation light E LO is optimized by combining AD conversion of the received signal and digital signal processing. Compared with the above-described conventional method (III), the bandwidth required for each of the
なお、上記の光受信機では、局部発振光発生部11の具体的な構成として、周波数シフタ23を用いて一方の偏波成分の光角周波数をωOだけシフトさせると共に、VOA25を用いて直交偏波成分間の振幅の比を制御する一例(図2)を示したが、局部発振光源の構成はこれに限定されるものではない。例えば、図4に示すように、VOA25に代えて、光源21およびPBS22の間に偏波ローテータ30を配置し、強度比制御回路29からの出力信号に応じて偏波ローテータ30を制御することで、PBS22で分離される直交偏波成分間の強度(振幅)の比を変化させることも可能である。
In the above optical receiver, as a specific configuration of the local oscillator
また、例えば図5に示すように、光源21からの出力光を音響光学偏波モード変換器31に与えることにより、光角周波数ωLおよびωL+ωOの直交偏波成分を含み、かつ、直交偏波成分間の強度比が制御された局部発振光ELOを発生させる構成とすることも可能である。この場合、周波数Δfで発振動作する発振器24からの出力信号が、音響光学偏波モード変換器31を駆動する駆動回路32に与えられ、該駆動回路32から出力される駆動信号のパワーが強度比制御回路29からの制御信号に応じて制御されるようにすることで、上述の図2または図4に示した構成例の場合と同様の局部発振光ELOが音響光学偏波モード変換器31から出力されるようになる。なお、音響光学偏波モード変換器31については、例えば、文献:David A. Smith et al., "Integrated-optic acoustically-tunable filters for WDM networks", IEEE Journal on Selected Areas in Communications, Vol. 8, No. 6, August 1990. 等に記載されたものを用いることが可能である。上記のような音響光学偏波モード変換器31を用いた局部発振光発生部11を適用することによって構成がさらに簡略化されるため、より小型の光受信機を提供することが可能になる。
Further, for example, as shown in FIG. 5, by providing the output light from the
さらに、上記の光受信機では、デジタル演算回路17において、上述の(1)式〜(9)式に対応した一連のアルゴリズムに従ってデジタル信号処理が実行される一例を示したが、デジタル信号処理のアルゴリズムは上記の一例だけに限られるものではない。これに関連して、他のアルゴリズムを適用してデジタル信号処理を実行することにより、上述したような(9)式の発散条件を考慮する必要がなくなるのであれば、局部発振光の直交偏波成分間の強度比を変化させるための構成(例えば図2の構成では、VOA25、光分岐器27、モニタ回路28および強度比制御回路29)を省略することも可能である。
Furthermore, in the above optical receiver, an example in which digital signal processing is executed in the digital
次に、上述した光受信機の応用例として、局部発振光源内の光源を送信側の信号光源と共用するようにした、本発明によるコヒーレント光送受信機の一実施形態について説明する。 Next, as an application example of the optical receiver described above, an embodiment of a coherent optical transceiver according to the present invention in which the light source in the local oscillation light source is shared with the signal light source on the transmission side will be described.
図6は、上記コヒーレント光送受信機の構成を示すブロック図である。このコヒーレント光送受信機では、局部発振光発生部11として、例えば前述の図5に示した音響光学偏波モード変換器31を利用した構成が適用され、該局部発振光発生部11の光源21から音響光学偏波モード変換器31に送られる光の一部が光分岐器41によって分岐される。そして、該光分岐器41で分岐された光は、送信データDATAに従って駆動される光変調器42に送られ、該光変調器42で変調された信号光が光伝送路50に送信される。なお、上記光分岐器41および光変調器42以外の他の部分の構成は、上述の図1および図5に示した構成と基本的に同様である。
FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of the coherent optical transceiver. In this coherent optical transceiver, for example, a configuration using the acousto-optic
上記の図6に示した構成において、破線で囲まれた部分40は、その一部または全部を光導波路デバイスとして集積化した平面型光集積回路(Planer Lightwave Circuit:PLC)とすることが可能である。図7は、上記PLCの一例を示した斜視図である。このPLCでは、例えば、ニオブ酸リチウム(LiNbO3:LN)等の基板上に所要のパターンで光導波路が形成され、光源21からの出力光が入射される光導波路の途中に光分岐器41が形成されている。また、該光分岐器41の一方の出力ポートと2×4光ハイブリッド回路12の局部発振光側の入力ポートとの間を接続する光導波路の両端付近には、表面弾性波(Surface Acoustic Wave:SAW)を発生させる櫛形電極(Interdigital Transducer:IDT)31AおよびSAW吸収体31Bが形成され、音響光学偏波モード変換器31が実現されている。さらに、光分岐器41の他方の出力ポートに接続する光導波路には、送信データに対応した変調信号が印加される進行波型電極が形成され、光変調器42が実現されている。
In the configuration shown in FIG. 6, the
上記のような構成のコヒーレント光送受信機では、光伝送路50を伝搬してPLCの信号光入力ポートに入力される受信信号光が、上述の図1に示した光受信機の場合と同様にして偏波状態に依存することなくコヒーレント受信されると共に、局部発振光を発生する光源21の出力光の一部が光分岐器41で分岐されて光変調器42で送信データに従って変調されることで、光伝送路50に送信する信号光が生成される。
In the coherent optical transceiver configured as described above, the received signal light that propagates through the
上記のようなコヒーレント光送受信機によれば、局部発振光および送信信号光の光源を共用したことにより、構成の簡略化および小型化を図ることができる。また、2×4光ハイブリッド回路12、音響光学偏波モード変換器31、光分岐器41および光変調器42等を集積化したPLCを適用したことによって、非常に小型のコヒーレント光送受信機を実現することが可能になる。
According to the coherent optical transmitter / receiver as described above, the configuration can be simplified and miniaturized by sharing the light sources of the local oscillation light and the transmission signal light. In addition, a very small coherent optical transceiver is realized by applying a PLC that integrates the 2 × 4
11…局部発振光発生部
12…2×4光ハイブリッド回路
13,14…差動光検出器
15,16…AD変換回路
17…デジタル演算回路
18…識別回路
21…光源
22…偏波ビームスプリッタ(PBS)
23…周波数シフタ(FS)
24…発振器
25…可変光減衰器(VOA)
26…偏波ビームコンバイナ(PBC)
27,41…光分岐器
28…モニタ回路
29…強度比制御回路
30…偏波ローテータ
31…音響光学偏波モード変換器
32…駆動回路
40…PLC
42…光変調器
ELO…局部発振光
ES…受信信号光
DESCRIPTION OF
23 ... Frequency shifter (FS)
24 ...
26 ... Polarized beam combiner (PBC)
27, 41 ...
42 ... optical modulator E LO ... local oscillator light E S ... reception signal light
Claims (3)
前記コヒーレント光源から出力される光を第一のコヒーレント光と第二のコヒーレント光に分岐する光分岐部と、
前記光分岐部で分岐された第一のコヒーレント光を送信データに従って変調して外部に送信する光変調部と、
前記光分岐部で分岐された第二のコヒーレント光または該第二のコヒーレント光の変調に基づいて生成した光を局部発振光として出力する局部発振光発生部と、
受信信号光および前記局部発振光発生部から出力される局部発振光を合波して出力する合波部と、
前記合波部から出力される光を電気信号に変換する光電変換部と、
前記光電変換部の出力に基づいて、受信データの識別処理を実行するデータ識別部と、
を備えたことを特徴とするコヒーレント光送受信機。 A coherent light source,
An optical branching unit for branching light output from the coherent light source into first coherent light and second coherent light;
An optical modulation unit that modulates the first coherent light branched by the optical branching unit according to transmission data and transmits the modulated light to the outside;
A local oscillating light generator that outputs, as local oscillating light, second coherent light branched by the optical branching unit or light generated based on modulation of the second coherent light;
A multiplexing unit that combines the received signal light and the local oscillation light output from the local oscillation light generation unit and outputs the combined signal;
A photoelectric conversion unit that converts light output from the multiplexing unit into an electrical signal;
Based on the output of the photoelectric conversion unit, a data identification unit that performs a process of identifying received data;
A coherent optical transceiver characterized by comprising:
前記局部発振光発生部は、前記第二のコヒーレント光を変調することによって生成した、光周波数が互いに異なる直交偏波成分を有する局部発振光であって、該直交偏波成分間の光周波数の差が、前記受信信号光の帯域幅の2倍よりも小さく、かつ、前記受信信号光の光源スペクトル線幅および前記局部発振光の光源スペクトル線幅よりも大きい局部発振光を発生し、さらに、
前記光電変換部から出力される電気信号をデジタル信号に変換するAD変換部と、
前記AD変換部から出力されるデジタル信号を用いて、前記受信信号光の変調方式に対応した計算アルゴリズムに従い、前記受信信号光に含まれるデータ情報を推定するための演算処理を実行するデジタル演算部と、を備え、
前記データ識別部が、前記デジタル演算部の演算結果に基づいて、受信データの識別処理を実行することを特徴とするコヒーレント光送受信機。 The coherent optical transceiver according to claim 1,
The local oscillation light generation unit is a local oscillation light generated by modulating the second coherent light and having orthogonal polarization components having different optical frequencies, and having an optical frequency between the orthogonal polarization components. The difference is smaller than twice the bandwidth of the received signal light and generates a local oscillation light that is larger than the light source spectral line width of the received signal light and the light source spectral line width of the local oscillation light;
An AD converter that converts an electrical signal output from the photoelectric converter into a digital signal;
A digital arithmetic unit that performs arithmetic processing for estimating data information contained in the received signal light, using a digital signal output from the AD converter, according to a calculation algorithm corresponding to the modulation method of the received signal light And comprising
The coherent optical transceiver is characterized in that the data identification unit executes a process of identifying received data based on a calculation result of the digital calculation unit.
少なくとも前記合波部および前記光分岐部を光導波路デバイスとして集積化したことを特徴とするコヒーレント光送受信機。 The coherent optical transceiver according to claim 1,
A coherent optical transceiver characterized in that at least the multiplexing unit and the optical branching unit are integrated as an optical waveguide device.
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Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2009296623A true JP2009296623A (en) | 2009-12-17 |
Family
ID=41544272
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