JP2009291019A - Controller for inverter for ac motor - Google Patents

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Inventor
Tetsuya Miura
徹也 三浦
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Toyota Motor Corp
トヨタ自動車株式会社
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    • Y02T10/7241DC to AC or AC to DC power conversion

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To reduce current ripple without unnecessarily increasing a switching loss in an inverter. <P>SOLUTION: A controller 20 for an inverter 16 for an AC motor, which converts DC voltage supplied from a power supply to AC voltage to apply it to an AC motor M, is equipped with a switching signal generating section 58 which generates a switching signal for a switching element in the inverter 16 based on a comparison result between the carrier and a voltage command value and then outputs the switching signal to the inverter 16; and a carrier frequency controlling section 64 for controlling the frequency of the carrier in the inverter 16 according to the voltage command value. The carrier frequency controlling section 64 includes a carrier frequency switching section which sets the carrier frequency high in a region wherein the voltage command value is large and sets the carrier frequency low in a region wherein the voltage command value is small within one control period of the inverter 16. <P>COPYRIGHT: (C)2010,JPO&INPIT

Description

本発明は、例えば電動車両の走行用モータとして用いられる交流モータ用のインバータを制御する制御装置に関する。 The present invention relates to a control device for controlling the inverter for AC motor used for example as a traction motor of an electric vehicle.

従来、ハイブリッド車や電気自動車等の電動車両では、電源から供給される直流電源をインバータで交流電圧に変換して走行用モータである交流モータに印加し、これにより交流モータを駆動して走行用動力を出力させることが行われている。 Conventionally, in the electric vehicle such as hybrid vehicles and electric vehicles, the DC power supplied from a power supply is applied to the AC motor is a traveling motor is converted into an AC voltage by the inverter, thereby traveling by driving the AC motor thereby outputting power is performed.

一般に、直流・交流変換するインバータを制御する制御装置では、PWM(Pulse Width Modulation)制御が実行される。 In general, the control apparatus for controlling an inverter for converting DC-AC, PWM (Pulse Width Modulation) control is executed. 図10Aを参照して具体例について説明すると、複数のスイッチング素子(例えばIGBT)等を含んで構成されるインバータの制御装置においては、正弦波状の電圧指令値1と高周波のキャリアまたは搬送波(一般には三角波)2とを比較して、電圧指令値がキャリアの絶対値以上となる領域がオン期間となる矩形パルスであってそのオン期間が一定周期で増減する多数のPWMパルスが生成される。 Referring to a specific example with reference to FIG. 10A, the inverter control device configured to include a like plurality of switching elements (e.g., IGBT) is a sinusoidal voltage command value 1 and the high frequency of the carrier or carriers (generally the by comparing a triangular wave) 2, a region where the voltage command value becomes the absolute value or more carriers that oN period a rectangular pulse as the oN period a number of PWM pulses that increase or decrease at a constant period is generated. そして、このPWMパルスがスイッチング信号としてインバータへ入力されて上記スイッチング素子をオン・オフ制御することによって、インバータへ入力される直流電圧は基本波成分が略正弦波状の交流電圧に変換されるようになっている。 Then, by the PWM pulse is input to the inverter on and off controlling the switching element as a switching signal, a DC voltage input to the inverter as the fundamental wave component is converted into a substantially sinusoidal alternating voltage going on. なお、図10Aに示す例では、電圧指令値とキャリアの絶対値とを比較しているため、キャリアの1周期で2つのPWMパルスが生成されている。 In the example shown in FIG. 10A, because it compares the absolute value of the voltage command value and the carrier, two PWM pulses in one cycle of the carrier is generated.

上記のようにして変換された交流電圧が印加されることによって交流モータ内のステータコイルにモータ電流(実電流波形)4が流れる。 Motor current to the stator coil in the AC motor by the converted AC voltage as described above is applied (actual current waveform) 4 flows. ここで、モータ電流4は、電圧指令値1と同位相のモータ入力電圧に対してステータコイルが有するインダクタンスの影響により電気角が90度遅れた位相になる。 Here, the motor current 4, the electrical angle is 90 degrees delayed phase due to the influence of inductance of the stator coil a voltage command value 1 for the same phase of the motor input voltage.

インバータから出力される実際の交流電圧は滑らかな正弦波状をなしておらず微細な変動またはリップルを含んでいるため、図10Aに示すように、モータ電流4にも電流リップル5が生じる。 Because the actual AC voltage output from the inverter includes a fine fluctuation or ripple not form a smooth sine wave shape, as shown in FIG. 10A, the current ripple 5 also occurs in the motor current 4. この電流リップル5が大きい場合には、交流モータ内での鉄損や電磁騒音が大きくなり、モータ作動効率が低下する。 This current If ripple 5 is large, the iron loss and electromagnetic noise in the AC motor becomes large, the motor operating efficiency is lowered.

例えば、特許文献1には、VVVF(可変電圧可変周波数)インバータにおいて、帯域フィルタを用いて電流リップルの大きさを検出し、電流リップルが大きいときにはキャリア周波数を上げ、電流リップルが小さくときにはキャリア周波数を下げるように制御することで、電流リップルを少なくして電磁騒音を低減することが記載されている。 For example, Patent Document 1, in VVVF (variable voltage variable frequency) inverter, detects the magnitude of the current ripple by using a band filter, raising the carrier frequency when current ripple is large, the carrier frequency when small current ripple by controlling to decrease, it is described that reduce electromagnetic noise by reducing the current ripple.

また、特許文献2には、ブラスレスDC直流モータ駆動用のインバータにおいて、小負荷トルク時であってPWMパルスのデューティ比が小さいときはキャリア周波数を低くし、大負荷トルク時であってPWMパルスのデューティ比が大きいときにはキャリア周波数を高くすることが記載されている。 Patent Document 2, in the inverter for brushless DC DC motor drive, a time of a small load torque to lower the carrier frequency when the duty ratio of the PWM pulse is low, the PWM pulse A when a large load torque it is described that the carrier frequency is increased when the duty ratio is large.

特開平6−178550号公報 JP-6-178550 discloses 特開2005−94875号公報 JP 2005-94875 JP

しかしながら、上記特許文献1および2のいずれにおいても、インバータの1制御周期内における電流リップルの大小については全く考慮されていないため、キャリア周波数を一律(またはマクロ的に)に高くすると上記1制御周期内において電流リップルが小さい時間領域または電気角領域においてもキャリア周波数が上がることで、インバータでのスイッチング損失を不必要に増大させてしまうことになる。 However, in any of the above Patent Documents 1 and 2 also, since no consideration for the magnitude of current ripple in the first control cycle of the inverter, the first control cycle Higher to the carrier frequency uniform (or macroscopically) by carrier frequency increases even in the time the current ripple is small regions or electric angle regions at the inner, so that the switching loss in the inverter would increase unnecessarily.

ここで、図10Bを参照して具体的に説明すると、図10Aに対してキャリア周波数を2倍に高くしている図10Bの例では、電流リップル5が比較的小さくなっていることは明らかであるが、キャリア周波数を1制御周期である電気角360度の全範囲について2倍に高めているため、元々電流リップル5の大きさがそれほど問題にはならない例えば電気角180度±30度の範囲では電流リップルよりもインバータでのスイッチング損失の問題が大きくなる。 Here, specifically described with reference to FIG. 10B, in the example of FIG. 10B that high double carrier frequency for FIG. 10A, it is clear that the current ripple 5 is relatively small range the case, since the increased twice for the complete range of the electrical angle of 360 degrees is a first control cycle the carrier frequency, of the magnitude not a serious problem for example an electrical angle of 180 degrees ± 30 degrees of the current ripple 5 originally in problems of switching loss in the inverter than the current ripple becomes larger.

本発明の目的は、インバータにおけるスイッチング損失を不必要に増大させることなく電流リップルを小さくすることで、交流モータでの鉄損および電磁騒音を低減してモータの高効率化を良好に果たせる交流モータ用インバータの制御装置を提供することにある。 AC motor object of the present invention is to reduce the current ripple without increasing the switching losses unnecessarily in the inverter, which reduces iron loss and electromagnetic noise in the AC motor play a favorable efficiency of the motor It is to provide a control apparatus for use inverter.

本発明は、交流モータへ印加するために電源から供給される直流電圧を複数のスイッチング素子のスイッチング制御によって交流電圧へ変換可能な交流モータ用インバータの制御装置であって、所定波形のキャリアと外部から入力される電圧指令値との比較に基づいて前記スイッチング素子のスイッチング信号を生成して前記インバータへ出力するスイッチング信号生成部と、前記電圧指令値に応じて前記インバータにおける前記キャリアの周波数を制御するキャリア周波数制御部とを備え、前記キャリア周波数制御部は、前記インバータの1制御周期内において、前記電圧指令値が大きい領域でキャリア周波数を高く設定し前記電圧指令値が小さい領域でキャリア周波数を低く設定するキャリア周波数切替部を含むことを特徴とする。 The present invention is a control apparatus of a convertible AC motor inverter to the AC voltage by the switching control of the plurality of switching elements the DC voltage supplied from a power source for applying to the AC motor, the predetermined waveform carrier and external a switching signal generator generates switching signals for the switching element to output to said inverter based on a comparison between a voltage command value input from the control frequency of said carrier in said inverter according to said voltage command value and a carrier frequency control unit for the carrier frequency control section, at first control cycle of the inverter, the carrier frequency in the region and the voltage command value set higher the carrier frequency is smaller in the voltage command value is larger region characterized in that it comprises a carrier frequency switching unit be set low.

本発明に係る交流モータ用インバータの制御装置において、前記キャリア周波数制御部は、前記スイッチング信号生成部で生成される各スイッチング信号についてデューティ比を演算するデューティ比演算部と、前記デューティ比演算部から入力されるデューティ比を所定閾値と比較してキャリア周波数切替を行うか否かを判定するデューティ比判定部とをさらに含み、前記キャリア周波数切替部は、前記デューティ比判定部による判定結果を受けて前記スイッチング信号生成部へキャリア周波数切替信号を出力してもよい。 The control apparatus for an inverter for AC motor according to the present invention, the carrier frequency control section includes a duty ratio calculation unit for calculating a duty ratio for the switching signal generated by the switching signal generating unit, from the duty ratio calculation unit the duty ratio to be inputted is compared with a predetermined threshold further comprises a determining duty ratio determining unit whether or not to perform the carrier frequency switching by the carrier frequency switching unit receives the judgment result by the duty ratio determination unit may output the carrier frequency switching signal to the switching signal generating unit.

また、本発明に係る電動車両は、本発明に係る上記交流モータ用インバータの制御装置によって制御されるインバータと、電源から供給される直流電圧を前記インバータで交流電圧に変換して印加される、走行用動力を出力可能な交流モータとを備える。 The electric vehicle according to the present invention includes an inverter which is controlled by a control device of the AC motor inverter according to the present invention, is a DC voltage supplied from a power source is converted into AC voltage by the inverter, and an output capable AC motor running power.

本発明によれば、インバータの1制御周期内において、電圧指令値が大きい領域でキャリア周波数を高く設定し、電圧指令値が小さい領域でキャリア周波数を低く設定するようにしていることで、電流リップルが元々小さい領域でキャリア周波数が高く設定されるのを回避することができる。 According to the present invention, in one control cycle of the inverter, set high carrier frequency region is large voltage command value, that is to set the carrier frequency low in the region the voltage command value small current ripple There it is possible to prevent the carrier frequency is set high in the originally small area. これにより、インバータのスイッチング損失を不必要に増大させるのを抑制しながら、交流モータでの鉄損および電磁騒音を低減してモータの高効率化を良好に図ることができる。 Thus, while suppressing the increase the switching loss of the inverter unnecessarily, it is possible to improve the efficiency of the motor by reducing the iron loss and electromagnetic noise in the AC motor.

以下に、本発明に係る実施の形態について添付図面を参照しながら詳細に説明する。 It will be described in detail with reference to the accompanying drawings showing preferred embodiments of the present invention. この説明において、具体的な形状、材料、数値、方向等は、本発明の理解を容易にするための例示であって、用途、目的、仕様等にあわせて適宜変更することができる。 In this description, specific shapes, materials, numerical values, directions, etc. are illustrative for facilitating understanding of the present invention, applications can be appropriately changed to suit the purpose, the specifications. また、本実施形態における交流モータ用インバータの装置は、ハイブリッド車や電気自動車等の電動車両の走行用交流モータを駆動制御するインバータについて用いられるものとして説明するが、本発明に係る交流モータ用インバータの装置は、交流モータを用いる産業機器や家庭用機器等についても広く適用可能である。 The device of the inverter for AC motor in this embodiment is described as being used for an inverter that drives and controls the driving AC motor for an electric vehicle such as a hybrid vehicle or an electric vehicle, an inverter for AC motor according to the present invention the device can be widely applied also industrial equipment and home appliances such as the use of AC motors.

図1は、本発明の一実施形態である交流モータ用インバータの制御装置(以下、適宜に単に「制御装置」という。)20を含むモータ駆動制御装置10の全体概略構成図であり、図2は制御装置20の機能ブロックを示す図である。 Figure 1 is a control device for an inverter for AC motor which is an embodiment of the present invention (hereinafter, appropriately simply "controller" hereinafter.) An overall schematic configuration diagram of a motor drive control device 10 including the 20, 2 is a diagram showing functional blocks of the control unit 20.

図1に示すように、モータ駆動制御装置10は、直流電源としてのバッテリBと、システムリレーSR1,SR2と、バッテリBから平滑コンデンサ33を介して供給される直流電圧を昇圧可能なコンバータ12と、コンバータ12から平滑コンデンサ14を介して供給される直流電圧をモータ駆動用の交流電圧に変換するインバータ16と、インバータ16から供給される交流電圧によって駆動される交流モータ(以下、適宜に単に「モータ」という。)Mと、外部ECU(Electronic Control Unit)から入力されるトルク指令τ*に基づいてコンバータ12およびインバータ16に制御信号を出力する制御装置20とを含んで構成される。 As shown in FIG. 1, the motor drive control device 10 includes a battery B serving as a direct-current power supply, system relays SR1, SR2, a booster can converter 12 a DC voltage supplied via the smoothing capacitor 33 from the battery B an inverter 16 for converting the DC voltage supplied via the smoothing capacitor 14 from the converter 12 into an AC voltage for driving motor, AC motor (hereinafter driven by an AC voltage supplied from the inverter 16, as appropriate to simply " motor "hereinafter.) configured to include a M, a control unit 20 for outputting a control signal to the converter 12 and the inverter 16 based on torque command tau * input from the outside ECU (Electronic control unit).

モータ駆動制御装置10はさらに、バッテリBの出力電圧VBおよび温度TBを検出する電圧センサ22および温度センサ24と、バッテリ電流IBを検出する電流センサ23と、平滑コンデンサ14の端子間電圧すなわちインバータ16に供給されるシステム電圧VHを検出する電圧センサ26と、インバータ16からモータMの各U,V,W相端子にそれぞれ流れるモータ各相電流iu,iv,iwを検出する電流センサ28と、モータMのロータ回転角θを検出する例えばレゾルバ等からなる回転角センサ30とを備える。 Motor drive control device 10 further includes a voltage sensor 22 and a temperature sensor 24 for detecting an output voltage VB and a temperature TB of battery B, a current sensor 23 for detecting a battery current IB, the inter-terminal voltage, that the inverter 16 of the smoothing capacitor 14 a voltage sensor 26 for detecting the system voltage VH supplied to each inverter 16 of the motor M U, V, W-phase flows to terminals motor phase currents iu, iv, a current sensor 28 for detecting the iw, motor for example detecting a rotor rotation angle θ of M and a rotation angle sensor 30 made of a resolver. 各センサ22〜30の検出信号は、制御装置20へそれぞれ出力される。 Detection signals of the sensors 22-30 are outputted to the control unit 20.

交流モータMは、3相同期型または3相誘導型のモータであって、ハイブリッド自動車や電気自動車等の車両の駆動輪を駆動するためのトルクを発生する駆動用電動機であり、回生時には電力を出力する発電機として機能するよう構成されることができる。 AC motor M is a three-phase synchronous or 3-phase induction motor, a driving motor for generating torque for driving drive wheels of a vehicle such as a hybrid vehicle or an electric vehicle, the electric power during regenerative it can be configured to function as a generator to output. また、モータMは、ハイブリッド自動車におけるエンジン始動用の動力を与え得るものとして用いられてもよい。 Further, the motor M may be used as may provide power for starting the engine in a hybrid vehicle.

バッテリBは、ニッケル水素電池やリチウムイオン電池等の二次電池で構成されることができる。 Battery B may be formed of a secondary battery such as a nickel hydrogen battery or a lithium ion battery. システムリレーSR1はバッテリBの正極端子と電力ライン32との間に接続され、システムリレーSR2はバッテリBの負極端子と接地ライン34との間に接続されている。 System relays SR1 is connected between the positive terminal and the power line 32 of the battery B, system relays SR2 is connected between the negative terminal of the battery B and the ground line 34. システムリレーSR1,SR2は、制御装置20からの信号を受けてオン・オフされ、各システムリレーSR1,SR2がオンされることによってバッテリBから平滑コンデンサ33に直流電圧が供給される。 System relays SR1, SR2 receives a signal from the controller 20 is turned on and off, the DC voltage is supplied to the smoothing capacitor 33 from the battery B by the system relays SR1, SR2 are turned on. 平滑コンデンサ33は、電力ライン32と接地ライン34間に接続され、バッテリBから供給される直流電圧を平滑化してインバータ16に供給する。 Smoothing capacitor 33 is connected between the power line 32 grounding line 34, and supplies to the inverter 16 a DC voltage supplied from the battery B is smoothed.

コンバータ12は、リアクトル37と、電力用のスイッチング素子E1,E2と、ダイオードD1,D2とを含む。 Converter 12 includes a reactor 37, a switching element E1, E2 of the electric power, and diodes D1, D2. スイッチング素子E1,E2は、電力ライン32および接地ライン34間に直列に接続される。 Switching elements E1, E2 are connected in series between power line 32 and ground line 34. スイッチング素子E1,E2としては、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)、電力用MOS(Metal Oxide Semiconductor)トランジスタ、または電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。 The switching elements E1, E2, IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), may be used a power MOS (Metal Oxide Semiconductor) transistor or power bipolar transistor or the like. ダイオードD1,D2は、各スイッチング素子E1,E2に対して、エミッタ側からコレクタ側に電流を流すようにそれぞれ逆並列に接続されている。 Diodes D1, D2, for each switching element E1, E2, is connected from the emitter side in antiparallel, respectively, as a current flows to the collector side.

リアクトル37は、スイッチング素子E1,E2間の接続ライン35と電力ライン32との間に接続されている。 Reactor 37 is connected between the connection line 35 and the power line 32 between the switching elements E1, E2. また、平滑コンデンサ14は、コンバータ12とインバータ16とを接続する電力ライン36および接地ライン34間に接続されている。 Also, the smoothing capacitor 14 is connected between power line 36 and ground line 34 connects the converter 12 and the inverter 16. 平滑コンデンサ14は、コンバータ12から供給される直流電圧を平滑化したシステム電圧VHをインバータ16に供給する。 Smoothing capacitor 14 supplies the system voltage VH obtained by smoothing the direct-current voltage supplied from the converter 12 to the inverter 16.

インバータ16は、電力ライン36および接地ライン34との間に互いに並列に設けられる、U相アーム38、V相アーム40、およびW相アーム42を含む。 Inverter 16 is provided in parallel with each other between the power line 36 and ground line 34 includes a U-phase arm 38, V phase arm 40 and W-phase arm 42,. 各相アーム38〜42は、電力ライン36および接地ライン34間に直列接続された2つのスイッチング素子と、各スイッチング素子に対して逆並列にそれぞれ接続された2つのダイオードとからそれぞれ構成される。 Each phase arm 38-42 are each composed of two switching elements connected in series between the power line 36 and ground line 34, and two diodes respectively connected in antiparallel to each switching element. 詳細には、U相アーム38はスイッチング素子E3,E4およびダイオードD3,D4からなり、V相アーム40はスイッチング素子E5,E6およびダイオードD5,D6からなり、W相アーム42はスイッチング素子E7,E8およびダイオードD7,D8からなっている。 Specifically, U-phase arm 38 is formed of switching elements E3, E4 and diodes D3, D4, V-phase arm 40 is formed of switching elements E5, E6 and diodes D5, D6, W-phase arm 42 are switching elements E7, E8 and it consists of a diode D7, D8. 各スイッチング素子E3〜E8には、例えばIGBT等を用いることができる。 Each switching element E3~E8, can be used, for example IGBT, or the like. スイッチング素子E3〜E8のオン・オフは、制御装置20からのスイッチング信号S3〜S8によって制御される。 On and off of the switching element E3~E8 is controlled by switching signals S3~S8 from the control device 20.

各相アーム38,40,42の中間点は、モータMのU相、V相およびW相(以下、単に「3相」という)の各相コイル(図2参照)の各一端にそれぞれ接続されている。 Intermediate point of each phase arm 38, 40, 42, U-phase of the motor M, V-phase and W-phase (hereinafter, simply referred to as "three-phase") is connected to each end of each phase coil (see FIG. 2) ing. 各相コイルの各他端は、モータM内の中性点N(図2参照)に共通接続されている。 The other ends of the phase coils are commonly connected to a neutral point of the motor M N (see FIG. 2).

コンバータ12は、昇圧動作時には、バッテリBから供給される直流電圧VBを昇圧する。 Converter 12, the voltage step-up operation, which boosts the DC voltage VB supplied from the battery B. 昇圧後の直流電圧は、システム電圧VHとしてインバータ16に供給される。 DC voltage after boosting is supplied to the inverter 16 as the system voltage VH. より詳細には、制御装置20からのスイッチング信号S1,S2に応じて、スイッチング素子E1のオン期間およびスイッチング素子E2のオン期間が交互に設けられ、昇圧比はこれらのオン期間の比に相当する。 More specifically, in response to the switching signals S1, S2 from control device 20, the ON period and the on period of the switching element E2 of the switching element E1 is provided alternately, the step-up ratio corresponds to the ratio of these ON periods .

一方、コンバータ12は、降圧動作時には、平滑コンデンサ14を介してインバータ16から供給される直流電圧を降圧してバッテリBに充電する。 On the other hand, converter 12, during step-down operation to charge the battery B lowers the DC voltage supplied from inverter 16 via the smoothing capacitor 14. より詳細には、制御装置20からのスイッチング信号S1,S2に応じて、スイッチング素子E1だけがオンする期間と、スイッチング素子E1,E2の両方がオフする期間とが交互に設けられ、降圧比は上記オン期間のデューティ比に相当する。 More specifically, in response to the switching signals S1, S2 from control device 20, a period in which only switching element E1 is turned on, a period in which both switching elements E1, E2 is turned off are provided alternately, the step-down ratio It corresponds to the duty ratio of the oN period.

インバータ16は、モータMのトルク指令τ*が正(τ*>0)の場合には、平滑コンデンサ14から直流電圧VHが供給されると、制御装置20からのスイッチング信号S3〜S8に応じたスイッチング素子E3〜E8のオン・オフ動作により直流電圧VHを交流電圧に変換して正のトルクを出力するようにモータMを駆動する。 Inverter 16, when the torque command tau * is positive the motor M (τ *> 0) is the DC voltage VH is supplied from the smoothing capacitor 14, in accordance with the switching signal S3~S8 from the control unit 20 the on-off operation of the switching element E3~E8 converts the DC voltage VH to AC voltage to drive the motor M to output a positive torque. また、インバータ16は、モータMのトルク指令τ*が零(τ*=0)の場合には、制御装置20からのスイッチング信号S3〜S8に応じたスイッチング素子E3〜E8のオン・オフ動作により直流電圧VHを交流電圧に変換してトルクが零になるようにモータMを駆動する。 The inverter 16, when the torque command tau * of the motor M is zero (τ * = 0) is the on-off operation of the switching element E3~E8 in accordance with the switching signal S3~S8 from the control unit 20 It converts the DC voltage VH to AC voltage to drive the motor M so that the torque becomes zero.

さらに、モータ駆動制御装置10が搭載された車両の回生時には、交流モータMのトルク指令τ*は負(τ*<0)に設定される。 Further, during regenerative vehicle having motor drive control device 10 is mounted, the torque command of the AC motor M tau * is set to a negative (τ * <0). この場合、インバータ16は、スイッチング信号S3〜S8に応じたスイッチング素子E3〜E8のオン・オフ動作により、モータMが発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧を平滑コンデンサ14を介してコンバータ12に供給する。 In this case, the inverter 16, the switching signal by on-off operation of the switching element E3~E8 corresponding to S 3 to S 8, and converts the AC voltage motor M is generating a DC voltage, a smoothing capacitor 14 to the converted DC voltage supplied to the converter 12 through the. なお、ここでの「回生」には、車両のドライバによってブレーキ操作が行われた場合に限らず、アクセル操作の解除による車両の加速中止や減速等の場合も含まれる。 Note that the in the "regeneration" is not limited to a case where the brake operation is performed by the driver of the vehicle, includes the case of the acceleration stop or deceleration of the vehicle by releasing the accelerator operation.

電流センサ28は、モータMに流れる3相の各相電流iu,iv,iwを検出して、制御装置20へ出力する。 Current sensor 28, phase currents iu of 3-phase flowing to the motor M, iv, to detect iw, and outputs to the controller 20. 回転角センサ30は、モータMのロータ回転角θを検出して、制御装置20へ出力する。 Rotation angle sensor 30 detects a rotor rotation angle θ of the motor M, and outputs to the controller 20. なお、3つの電流センサ28で上記各相電流iu,iv,iwをそれぞれ検出するのに代えて、iu+iv+iw=0になる関係があることから2相電流を検出して残る1つの相電流を算出して求めてもよい。 The calculation of three current sensors 28 in the respective phase currents iu, iv, in place of detecting iw, respectively, one phase current remaining by detecting the two-phase current since there is a relation of the iu + iv + iw = 0 it may be obtained by.

続いて、制御装置20によるモータMの制御方式について説明する。 Next, we will describe the control system of the motor M by the control device 20. 一般に、交流モータの制御方式として、正弦波PWM制御、過変調PWM制御、および矩形波制御の3つの制御方式が知られている。 In general, as a control method of an AC motor, the sine-wave PWM control, overmodulation PWM control, and three control schemes of the rectangular wave control is known.

正弦波PWM制御は、一般的なPWM制御として用いられるものであり、各相アームにおけるスイッチング素子のオン・オフを、正弦波状の電圧指令値と搬送波(一般に三角波)との電圧比較にしたがって制御する。 Sine wave PWM control is intended to be used as a general PWM control, ON and OFF of the switching elements in each phase arm is controlled according to a voltage comparison between a sinusoidal voltage command value and a carrier wave (typically triangular wave) . その結果、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、インバータ16の1制御周期内でモータ入力電圧が正弦波となるようにデューティ比が制御される。 As a result, a high-level period corresponding to the ON period of the upper arm device, for a set of low-level period corresponding to the ON period of the lower arm element, the motor input voltage is a sine wave in one control cycle of the inverter 16 the duty ratio is controlled such. 正弦波PWM制御方式では、比較的低回転域であっても滑らかな回転が得られるものの、インバータ入力電圧であるシステム電圧VHに対するモータ入力電圧の実効値の比である変調率(または電圧利用率)を最大で0.61までしか高めることができないことが周知である。 The sine-wave PWM control mode, although relatively low rotational speed range and smooth rotation even obtain the modulation factor is the ratio of the effective value of the motor input voltage to system voltage VH is an inverter input voltage (or the voltage utilization ratio ) it is well known that it is impossible to increase only to 0.61 at maximum.

一方、矩形波制御方式では、上記1制御周期内で、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が1対1の矩形波1パルス分を交流モータに印加する。 On the other hand, in the rectangular wave control method, in the first control cycle, the ratio of the high-level period and low level period is applied to the AC motor 1 pulse of a rectangular wave of 1-to-1. これにより、変調率を0.78まで高めることができ、比較的高回転域での出力を向上させることができる。 Thus, the modulation ratio can be increased to 0.78, it is possible to improve the output in a relatively high rpm. また、弱め界磁電流を減少させることができるため、交流モータMでの銅損の発生を抑えてエネルギー効率を向上させることができる。 Moreover, weak field because current can be reduced, thereby improving the energy efficiency by suppressing the occurrence of copper loss in the AC motor M. さらに、インバータ16でのスイッチング回数を少なくすることができるため、スイッチング損失も抑えることができるという利点もある。 Furthermore, it is possible to reduce the number of times of switching in the inverter 16, there is an advantage that it is possible to suppress the switching loss.

過変調PWM制御方式は、正弦波PWM制御と矩形波制御との間の中間的なPWM制御方式であって、搬送波の振幅を縮小するように歪ませた上で上記正弦波PWM制御方式と同様のPWM制御を行うことで、電圧増加方向にシフトさせた略正弦波状に歪んだモータ入力電圧を生成することができ、これにより変調率を0.61〜0.78の範囲に高めることができる。 Overmodulation PWM control method, an intermediate PWM control system between the sinusoidal wave PWM control and the rectangular wave control, similar to the above sinusoidal PWM control method after having distorted to reduce the amplitude of the carrier by performing the PWM control can be enhanced can be generated motor input voltage distorted in a substantially sinusoidal shifted to the voltage increasing direction, this by modulation rate in the range of 0.61 to 0.78 .

交流モータMでは、回転数や出力トルクが増加すると誘起電圧が高くなり、それに伴って必要電圧も高くなる。 In alternating-current motor M, the induced voltage is increased when the rotational speed or output torque increases, the higher the required voltage accordingly. コンバータによる昇圧電圧、すなわちシステム電圧VHは、このモータ必要電圧よりも高く設定する必要がある。 It boosted voltage by the converter, i.e. the system voltage VH needs to be set higher than this motor required voltage. その一方で、コンバータ12によって昇圧可能な電圧値には上限(システム電圧最大値)が存在する。 On the other hand, the voltage value that can be boosted by converter 12 present upper limit (maximum system voltage value).

したがって、モータ必要電圧がシステム電圧VHの最大値、例えば650Vより低い領域では、正弦波PWM制御方式または過変調PWM制御方式による最大トルク制御が適用されて、ベクトル制御にしたがったモータ電流制御によって出力トルクがトルク指令τ*に合致するよう制御される。 Therefore, the maximum value of the motor required voltage system voltage VH, for example, is lower than 650V region, the maximum torque control is applied by the sine-wave PWM control mode or the overmodulation PWM control mode, output by the motor current control according to the vector control torque is controlled to match the torque command tau *.

一方、モータ必要電圧がシステム電圧最大値を超えると、システム電圧VHを最大値に維持した上で弱め磁界制御にしたがって矩形波制御方式が適用される。 On the other hand, the motor required voltage exceeds the maximum system voltage value, a rectangular-wave control method is applied according to the magnetic field-weakening control in terms of maintaining the system voltage VH to the maximum value. この場合、モータ入力電圧の振幅が固定されるため、トルク推定値とトルク指令値との偏差に基づく矩形波パルスの電圧位相制御によってトルク制御が行われる。 In this case, since the amplitude of the motor input voltage is fixed, the torque control is performed by the voltage phase control of rectangular wave pulses based on the deviation between the estimated torque value and the torque command value.

図2は、正弦波PWM制御を実行するための機能ブロック例を示す。 Figure 2 shows an example of the functional configuration for executing a sinusoidal wave PWM control. 制御装置20は、電流指令生成部52、電圧指令生成部54、2相3相変換部56、スイッチング信号生成部58、3相2相変換部60、回転数演算部62、およびキャリア周波数制御部64を含む。 Controller 20, the current command generation unit 52, voltage command generation unit 54,2-three phase conversion unit 56, the switching signal generating unit 58,3 phase two-phase conversion unit 60, the rotation speed calculation unit 62, and the carrier frequency control section including the 64.

電流指令生成部52は、外部ECUから制御装置20へ入力されるトルク指令τ*を受けて、予め設定されているマップまたはテーブルからトルク指令τ*およびモータ回転数Nmに対応するd軸電流指令Id*およびq軸電流指令Iq*を算出して電圧指令生成部54へ出力する。 Current command generating unit 52 receives the torque command tau * inputted from the external ECU to the controller 20, d-axis current command corresponding to the torque command tau * and motor rotation speed Nm from the map or table is set in advance and outputs it to the voltage command generator 54 calculates the id * and q-axis current command Iq *. ここでモータ回転数Nmは、回転角センサ30による検出値θに基づいて回転数演算部62で算出されたものを用いる。 Here the motor rotation speed Nm, use those calculated by the engine speed computing section 62 based on the detection value θ by the rotation angle sensor 30.

電圧指令生成部54は、d軸実電流idおよびq軸実電流iqをd軸電流指令Id*およびq軸電流指令Iq*にそれぞれ一致させるためのd軸およびq軸電圧指令Vd*,Vq*を、下記数1式のPI演算により算出して2相3相変換部56へ出力する。 The voltage command generating unit 54, the d-axis and q-axis voltage command Vd for matching respectively the d-axis actual current id and the q-axis actual current iq on the d-axis current command Id * and q-axis current command Iq * *, Vq * and outputs the calculated by the PI calculation of the equation (1) below the two-to-three phase conversion unit 56. ここでのd軸実電流idおよびq軸実電流iqは、3相2相変換部60において、電流センサ28により検出された3相の各相電流iu,iv,iwをモータ回転角θに基づいて変換したものを用いる。 d-axis actual current id and the q-axis actual current iq here is based in the three-to-two phase converter 60, phase currents iu of three phases detected by the current sensor 28, iv, iw to the motor rotation angle θ use a material obtained by conversion Te.

(数1) (Number 1)
Vd*=Gpd(Id*−id)+Gid(Id*−id)dt Vd * = Gpd (Id * -id) + Gid (Id * -id) dt
Vq*=Gpq(Iq*−iq)+Giq(Iq*−iq)dt Vq * = Gpq (Iq * -iq) + Giq (Iq * -iq) dt
ここで、Gpd,Gpqはd軸およびq軸電流制御の比例ゲイン、Gid,Giqはd軸およびq軸電流制御の積分ゲインである。 Here, Gpd, Gpq is a proportional gain of the d-axis and q-axis current control, Gid, Giq is an integral gain of the d-axis and q-axis current control.

2相3相変換部56は、交流モータMの回転角θに基づいてd軸電圧指令Vd*およびq軸電圧指令Vq*を3相の各相電圧指令Vu,Vv,Vwに変換してスイッチング信号生成部58へ出力する。 Two-to-three phase conversion unit 56, the AC motor M rotation angle d-axis voltage command Vd based on θ a * and q-axis voltage command Vq * to three-phase phase voltage commands Vu, converts Vv, and Vw switching and outputs it to the signal generator 58. なお、d軸電圧指令Vd*およびq軸電圧指令Vq*から3相の各相電圧指令Vu,Vv,Vwへの変換には、システム電圧VHも反映される。 Incidentally, d-axis voltage command Vd * and q-axis voltage command Vq * from the three-phase phase voltage commands Vu, Vv, the conversion to Vw is also reflected system voltage VH.

スイッチング信号生成部58は、3相の各相電圧指令値Vu,Vv,Vwと三角波形状のキャリアとの比較に基づいて、PWMパルスからなるスイッチング信号S3〜S8を生成してインバータ16へ出力する。 The switching signal generation unit 58, the phase voltage command values ​​of three phases Vu, Vv, based on the comparison between the carrier and Vw and a triangular waveform, and generates and outputs a switching signal S3~S8 consisting PWM pulses to the inverter 16 . このときに用いられるキャリアの周波数は、後述するように、キャリア周波数制御部64からの信号を受けて少なくとも2種類、例えば低周波数f1と高周波数f2との間で切替制御されるようになっている。 The frequency of the carrier used at this time, as described later, so as to be switched controlled between at least two types in response to a signal from the carrier frequency control section 64, for example, a low frequency f1 and high frequency f2 there. ここで、高周波数f2は低周波数f1のn倍(nは2以上の自然数)であることが好ましい。 Here, the high frequency f2 is preferably n times the lower frequency f1 (n is a natural number of 2 or more).

スイッチング信号生成部58からのスイッチング信号S3〜S8を受けてインバータ16の各スイッチング素子E3〜E8がスイッチング制御されることで、モータMに対してトルク指令τ*に応じたトルクを出力するための交流電圧が印加される。 By the switching elements E3~E8 inverter 16 receives the switching signal S3~S8 from the switching signal generator 58 are switching-controlled, for outputting a torque according to torque command tau * to the motor M AC voltage is applied. なお、上述したように、過変調PWM制御時には、スイッチング信号生成部58において用いられる搬送波が、正弦波PWM制御時の一般的なものから振幅を縮小するよう歪ませたものに切り替えられる。 As described above, when overmodulation PWM control, carrier waves used in the switching signal generating unit 58 is switched to that distorted to reduce the common amplitude from those at the time of the sine wave PWM control.

図3に、キャリア周波数制御部64の機能ブロック例を示す。 Figure 3 shows a functional block example of the carrier frequency control section 64. キャリア周波数制御部64は、デューティ比演算部66、デューティ比判定部68およびキャリア周波数切替部70を含む。 The carrier frequency control section 64 includes a duty ratio calculation unit 66, a duty ratio determining unit 68 and the carrier frequency switching section 70.

デューティ比演算部66は、各相アーム38,40,42の上アームに配置されるスイッチング素子E3,E5,E7に対応するスイッチング信号S3,S5,S7がスイッチング信号生成部58から入力されるのを受けて、各スイッチング信号S3,S5,S7についてのデューティ比Du,Dv,Dwを演算してデューティ比判定部68へ出力する。 Duty ratio calculation unit 66, the switching signals S3, S5, S7 corresponding to the switching elements E3, E5, E7 disposed upper arm of each phase arm 38, 40, 42 is inputted from the switching signal generator 58 in response to the duty ratio Du of the switching signals S3, S5, S7, Dv, calculates and outputs Dw to the duty ratio determining unit 68. ここでのデューティ比は、PWMパルスであるスイッチング信号のオン時間のキャリア1周期に対する割合であり、デューティ比の大きさは電圧指令値の大きさに対応し、電圧指令値が小さいとデューティ比も小さく、一方、電圧指令値が大きいとデューティ比も大きくなる。 Duty ratio here is the ratio carrier one cycle of the on time of the switching signal is a PWM pulse, the magnitude of the duty ratio corresponding to the magnitude of the voltage command value, even the duty ratio and the voltage command value smaller small, whereas, the duty ratio is large voltage command value is also increased. また、ここでのキャリア周期は、低周波数f1のキャリアについてのものが用いられる。 The carrier period here is that for the carrier of the low frequency f1 is used.

デューティ比演算部66からの入力を受けて、デューティ比判定部68では、各デューティ比Du,Dv,Dwについて所定閾値以上か否かが判定される。 Receiving an input from duty ratio calculation unit 66, the duty ratio determining unit 68, the duty ratio Du, Dv, whether more than a predetermined threshold value is determined for Dw. ここでの閾値としては、0.6が好適に用いられ、0.7がより好適に用いられる。 The threshold value herein, 0.6 are preferably used, 0.7 are more preferably used. そして、閾値以上か否かの判定結果がYESまたはNOとしてキャリア周波数切替部70へ出力される。 Then, whether or not the determination result above the threshold is output to the carrier frequency switching section 70 as a YES or NO.

キャリア周波数切替部70は、デューティ比判定部68における判定結果がYESであったとき、キャリア周波数を低周波数f1から高周波数f2へ切り替えるようスイッチング信号生成部58に対して切替信号Sfu,Sfv,Sfwを出力する。 Carrier frequency switching section 70, when the determination result in the duty ratio determining unit 68 was YES, the switching signal Sfu to the switching signal generating unit 58 to switch the carrier frequency from the low frequency f1 to higher frequency f2, Sfv, Sfw to output. 一方、キャリア周波数制御部64における処理はルーチンで実行されているため、その後にデューティ比判定部68における判定結果がNOになったときにキャリア周波数を高周波数f2から低周波数f1へ切り替えるようスイッチング信号生成部58に対して切替信号Sfu,Sfv,Sfwを出力する。 On the other hand, the process of the carrier frequency control section 64 is executed in the routine, the switching signal to thereafter switch the carrier frequency when the determination result in the duty ratio determining unit 68 becomes NO from the high frequency f2 to the low frequency f1 switching signal Sfu relative generator 58, Sfv, outputs the Sfw.

このようにキャリア周波数制御部64によってキャリア周波数が切替制御された場合のモータ電流の電流リップル発生状態を図4に示す。 Thus indicating the current ripple generation state of the motor current when the carrier frequency by carrier frequency control section 64 is switching control in FIG. この図は、背景技術で示した図10A,10Bと同様のものであり、インバータ16の1制御周期(ここでは電気角360度)内における電圧指令値(各相いずれも同じ)1、キャリア2、PWMパルス3、電流リップル5を含むモータ電流(実電流波形)4を示す。 This figure is similar to the FIG 10A, 10B shown in the background art, the voltage command value in one control period in (electrical angle of 360 degrees in this case) of the inverter 16 (both phases the same) 1, carrier 2 , PWM pulse 3 shows the motor current (actual current waveform) 4 including a current ripple 5. 図4に示すように、本実施形態の制御装置20では、電圧指令値1の絶対値が比較的小さい領域(電気角:0〜約45度、約135〜約225度、約315〜360度の範囲)で低周波数f1に設定され、電圧指令値1の絶対値が比較的大きくなる領域(電気角:約45〜約135度、約225〜約315度の範囲)では2倍の高周波数f2に設定されている。 As shown in FIG. 4, the control device 20 of the present embodiment, the absolute value is relatively small area of ​​the voltage command value 1 (electrical angle: 0 to about 45 degrees, about 135 to about 225 degrees, about 315 to 360 degrees is set in the range) to the lower frequency f1, the absolute value is relatively larger area (electrical angle of the voltage command value 1: about 45 to about 135 degrees, about 225 to about 315 ° range) in 2-fold higher frequency It is set to f2. このように電圧指令値1が大きくなる領域でキャリア周波数を高くすることで、図10Aとの対比から明らかなように電流リップル5を小さくすることができると共に、電圧指令値1が小さい領域ではキャリア周波数を低くすることでインバータ16におけるスイッチング損失を不必要に増大させることがない。 In this manner, when a voltage command value 1 increasing the carrier frequency in the larger area, it is possible to reduce the current ripple 5 As evident from comparison of FIG. 10A, the carrier in a region the voltage command value one less It is not increased switching losses unnecessarily in the inverter 16 to lower the frequency.

なお、上記においては、インバータ16の1制御周期内において、キャリア周波数をf1,f2の2種類の周波数の間で切り替えるよう制御するが、これに限定されず、3種類以上のキャリア周波数間での切替制御を行ってもよい。 In the above, in one control cycle of the inverter 16 will be controlled so as to switch the carrier frequency between the two frequencies f1, f2, not limited to this, among three or more carrier frequencies the switching control may be performed. 例えば、デューティ比が第1閾値0.6までの領域ではキャリア周波数f1に設定し、デューティ比が第1閾値0.6以上で第2閾値0.7未満の領域ではキャリア周波数f2に設定し、デューティ比が第2閾値0.7以上の領域では上記f2よりも高いキャリア周波数f3(例えばf1の3倍の周波数)に設定するような制御を行ってもよい。 For example, set to the carrier frequency f1 in the area of ​​the duty ratio to a first threshold value 0.6, the area of ​​the duty ratio is smaller than the second threshold value 0.7 in the first threshold value 0.6 or more is set to the carrier frequency f2, duty ratio in the second threshold value 0.7 or more areas may be controlled so as to set to a higher carrier frequency than the f2 f3 (e.g. 3 times the frequency of f1).

続いて、本実施形態の制御装置20を用いて実測されたデータをグラフ化した図5ないし図8Bを参照して、本発明が導出される基礎となった考察について説明する。 Next, with reference to FIGS. 5 to 8B graph of the actually measured data with the control apparatus 20 of the present embodiment will be described the considerations underlying the present invention is derived. 図5は、モータMのU相コイルとV相コイルの端子間電圧Eu−v、U相電流Iu、およびV相電流Ivを示したもので、これらU相電流IuおよびV相電流Ivの各波形から求められた1制御周期内における電流リップルΔIuおよびΔIvを図6に示す。 5, the motor M of the U-phase coil and the V-phase coil terminal voltage Eu-v of, shows the U-phase current Iu, and V-phase current Iv, each of these U-phase current Iu and V-phase current Iv the current ripple ΔIu and ΔIv in one control cycle obtained from the waveform shown in FIG. 図6から明らかなように、電流リップルの大きさは、1制御周期内においても変動している。 As apparent from FIG. 6, the magnitude of the current ripple is also vary in one control cycle.

また、図7A,7Bは、図6に示す電流リップルの実行値(左縦軸)と図5のPWM波形Eu−vとから求めた、U相電圧指令値Eu、V相電圧指令値EvおよびUV相間電圧指令値Eu−vと、電流リップルの実行値ΔIurms,ΔIvrms(単位:A)とを示す。 Further, FIGS. 7A, 7B was determined from the execution value of the current ripple shown in FIG. 6 and (left vertical axis) and the PWM waveform Eu-v in Fig. 5, U-phase voltage command values ​​Eu, V-phase voltage command value Ev and It shows a: the UV phase voltage command value Eu-v, current ripple run value ΔIurms, ΔIvrms (a unit). ここでは、電圧指令値が最大値=1のデューティ比(右縦軸)で示されており、「rms」はルートミーンスクエアの略である。 Here, the voltage command value is shown in the duty ratio of the maximum value = 1 (right vertical axis), "rms" stands for the root-mean square. そして、図7A,7Bに示す電圧指令値と電流リップルの大きさの相関を表したものが図8A,8Bである。 Then, a representation of the correlation of the magnitude of the voltage command value and the current ripple shown in FIGS. 7A, 7B is a diagram 8A, 8B.

図8A,8Bに示されるように、電圧指令値すなわちデューティ比が大きいほど電流リップルも大きくなるという相関があることが分かる。 Figure 8A, as shown in 8B, there can be seen a correlation that the voltage command value or duty ratio as the current ripple becomes larger larger. 特に、符号90で示すポイントすなわちデューティ比0.6に相当するポイントから電流リップルが増大する傾向が強くなることが表われており、符号92で示すポイントからその傾向がより顕著になることが表われている。 In particular, the tendency of current ripple increases from point corresponding to point or the duty ratio 0.6 indicated by the reference numeral 90 is stronger and we table, the table that the tendency from the point indicated by the reference numeral 92 will be more pronounced are we. したがって、キャリア周波数の切替判定で用いるデューティ比の閾値は0.6とするのが好ましく、0.7とするのがより好ましいと言える。 Thus, the threshold value of the duty ratio to be used in the switching judgment of the carrier frequency may preferably be 0.6, it can be said that more preferable to be 0.7.

図8A,8Bに表われる相関は、図9に模式的に示すように、電流リップルの増大率はdI/dt=V/L(なお、I:電流、V:電圧、L:インダクタンス)であるため、モータへの印加電圧時間が長くなるほど、すなわちPWMパルスのデューティ比が大きくなるほど電流リップルが増大するという理論とも良く一致している。 Appearing correlation in FIG. 8A, 8B, as shown schematically in Figure 9, the rate of increase in current ripple dI / dt = V / L (Note, I: current, V: voltage, L: inductance) is Therefore, as the voltage applied time to the motor increases, namely in good agreement with the theory that the more current ripple duty ratio of the PWM pulse is increased to increase.

このような考察から、1制御周期内において、電流リップルが大きくなる領域すなわち電圧指令値が大きい領域だけでキャリア周波数を高めることが、インバータ損失の増大を抑制しながら電流リップルの小さくするのに有効であることが導出されたものである。 From these considerations, 1 in the control cycle, to increase the carrier frequency only region is large area or the voltage command value current ripple is large, effective to reduce the current ripple while suppressing an increase in inverter loss it is what has been derived is.

なお、上記実施形態においては、電圧指令値の大きさをPWMパルスのデューティ比を用いて判定するようにしたが、これに限定されるものではなく、電圧指令値は実際のモータ入力電圧と同等または略同等であるから、電圧センサを設けてモータ入力電圧を検出するか又は電流センサ28で検出されたモータ電流からモータ入力電圧を演算により求めて、上記で例示したデューティ比0.6(または0.7)に相当する電圧値を閾値としてモータ入力電圧の大小を判定する場合も、本発明の技術的範囲に含まれると考えるべきである。 In the above embodiment, although the magnitude of the voltage command value to be determined using the duty ratio of the PWM pulse, is not limited to this, the voltage command value equivalent to the actual motor input voltage or because it is substantially the same, and obtained by calculating the motor input voltage from the motor current detected by the or a current sensor 28 for detecting the motor input voltage is provided a voltage sensor, the duty ratio 0.6 exemplified above (or when determining the magnitude of the motor input voltage a voltage value corresponding to 0.7) as the threshold should also considered to be within the technical scope of the present invention.

また、車両外部の交流電源から延びる電気コードの先端にあるプラグを車体に設けたインレットに差し込むことで、交流モータの中性点を介してモータから出力される交流電圧をインバータで直流電圧に変換して電源に充電する所謂プラグインタイプの電動車両にも本発明は適用可能である。 Further, by inserting the plug at the distal end of the electrical cord extending from the outside of the vehicle AC power source to the inlet provided in the vehicle body, the AC voltage output from the motor via the neutral point of the AC motor into a DC voltage by the inverter conversion to present invention is also applicable to an electric vehicle of a so-called plug-in type to be charged to the power supply can be applied.

本発明の一実施形態である交流モータ用インバータの制御装置を含むモータ駆動制御装置の概略構成図である。 It is a schematic block diagram of a motor drive control device including a control device of the inverter for AC motor which is an embodiment of the present invention. インバータ制御装置の機能ブロックを示す図である。 Is a diagram showing functional blocks of an inverter control device. キャリア周波数制御部の機能ブロックを示す図である。 Is a diagram showing functional blocks of the carrier frequency control section. 本実施形態における電圧指令値、キャリア、PWMパルスおよび実電流波形を示す図である。 Voltage command value in the present embodiment, showing the carrier, the PWM pulse and the actual current waveform. 実際のモータ電圧およびモータ電流の波形を示すグラフである。 Is a graph showing the actual motor voltage and the waveform of the motor current. 実際の電流リップルの大きさを示すグラフである。 Is a graph showing the magnitude of the actual current ripple. U相電圧指令値および電流リップルの波形を示すグラフである。 It is a graph showing a U-phase voltage command value and the current ripple waveform. V相電圧指令値および電流リップルの波形を示すグラフである。 V-phase voltage command value and is a graph showing a waveform of a current ripple. U相電圧指令値と電流リップルとの相関を示すグラフである。 Is a graph showing the correlation between the U-phase voltage command value and the current ripple. V相電圧指令値と電流リップルとの相関を示すグラフである。 Is a graph showing the correlation between the V-phase voltage command value and the current ripple. PWMパルスのデューティ比と電流リップルとの関係を模式的に示す図である。 It is a diagram schematically showing the relationship between the duty ratio and the current ripple of the PWM pulse. 従来例における電圧指令値、キャリア、PWMパルスおよび実電流波形を示す図である。 Voltage command value in the prior art, is a diagram illustrating the carrier, the PWM pulse and the actual current waveform. 図10と同様であるが、キャリア周波数を2倍にした状態を示す図である。 It is similar to FIG. 10 is a diagram showing a state in which the carrier frequency is doubled.

符号の説明 DESCRIPTION OF SYMBOLS

1 電圧指令値、2 キャリア、3 PWMパルス、4 モータ電流、5 電流リップル、10 モータ駆動制御装置、12 コンバータ、14 平滑コンデンサ、16 インバータ、20 制御装置、22,26 電圧センサ、23,28 電流センサ、24 温度センサ、30 回転角センサ、32,36 電力ライン、33 平滑コンデンサ、34 接地ライン、35 接続ライン、37 リアクトル、38 U相アーム、40 V相アーム、42 W相アーム、52 電流指令生成部、54 電圧指令生成部、56 2相3相変換部、58 スイッチング信号生成部、60 3相2相変換部、62 回転数演算部、64 キャリア周波数制御部、66 デューティ比演算部、68 デューティ比判定部、70 キャリア周波数切替部、B バッテリ、D1,D2,D3,D4,D5 1 the voltage command value, second carrier, 3 PWM pulse, 4 motor current, 5 the current ripple, 10 motor drive control device, 12 converter, 14 a smoothing capacitor, 16 an inverter, 20 control unit, 22 and 26 voltage sensor, 23, 28 current sensor, 24 temperature sensor, 30 rotation angle sensor, 32, 36 power line, 33 a smoothing capacitor, 34 ground line, 35 connection lines 37 reactors, 38 U-phase arm, 40 V-phase arm, 42 W-phase arm, 52 current command generator, 54 voltage command generator, 56 2-to-three phase conversion unit, 58 a switching signal generation unit, 60 three-to-two phase conversion unit, 62 rotation speed calculator, 64 carrier frequency control unit, 66 a duty ratio calculation unit, 68 duty ratio determining unit, 70 carrier frequency switching unit, B battery, D1, D2, D3, D4, D5 D6,D7,D8 ダイオード、Du,Dv,Dw デューティ比、E1,E2,E3,E4,E5,E6,E7,E8 スイッチング素子、M 交流モータ、N 中性点、SR1,SR2 システムリレー。 D6, D7, D8 diode, Du, Dv, Dw duty ratio, E1, E2, E3, E4, E5, E6, E7, E8 switching elements, M AC motor, N neutral, SR1, SR2 system relay.

Claims (3)

  1. 交流モータへ印加するために電源から供給される直流電圧を複数のスイッチング素子のスイッチング制御によって交流電圧へ変換可能な交流モータ用インバータの制御装置であって、 A control apparatus for an AC motor inverter capable of converting into AC voltage by the switching control of the plurality of switching elements the DC voltage supplied from a power source for applying to the AC motor,
    所定波形のキャリアと外部から入力される電圧指令値との比較に基づいて前記スイッチング素子のスイッチング信号を生成して前記インバータへ出力するスイッチング信号生成部と、前記電圧指令値に応じて前記インバータにおける前記キャリアの周波数を制御するキャリア周波数制御部とを備え、 A switching signal generator generates switching signals for the switching element to output to said inverter based on a comparison between a voltage command value input from the carrier and the outside of the predetermined waveform, in the inverter in response to said voltage command value and a carrier frequency control unit for controlling the frequency of said carrier,
    前記キャリア周波数制御部は、前記インバータの1制御周期内において、前記電圧指令値が大きい領域でキャリア周波数を高く設定し、前記電圧指令値が小さい領域でキャリア周波数を低く設定するキャリア周波数切替部を含むことを特徴とする交流モータ用インバータの制御装置。 The carrier frequency control section, at first control cycle of the inverter, the set high carrier frequency domain voltage command value is large, the voltage carrier frequency switching unit for setting a carrier frequency low in the command value is smaller region inverter control device for an AC motor, which comprises.
  2. 請求項1に記載の交流モータ用インバータの制御装置において、 In a controller for an AC motor inverter according to claim 1,
    前記キャリア周波数制御部は、前記スイッチング信号生成部で生成される各スイッチング信号についてデューティ比を演算するデューティ比演算部と、前記デューティ比演算部から入力されるデューティ比を所定閾値と比較してキャリア周波数切替を行うか否かを判定するデューティ比判定部とをさらに含み、 The carrier frequency control section compares the duty ratio calculation unit for calculating a duty ratio for the switching signal generated by the switching signal generating unit, a duty ratio and a predetermined threshold value input from the duty ratio calculation unit carrier further comprising a determining duty ratio determining unit whether or not to perform the frequency switching,
    前記キャリア周波数切替部は、前記デューティ比判定部による判定結果を受けて前記スイッチング信号生成部へキャリア周波数切替信号を出力することを特徴とする交流モータ用インバータの制御装置。 The carrier frequency switching unit, a controller for an AC motor inverter and outputs a carrier frequency switching signal to the switching signal generating unit receives the judgment result by the duty ratio determination unit.
  3. 請求項1または2に記載の交流モータ用インバータの制御装置によって制御されるインバータと、電源から供給される直流電圧を前記インバータで交流電圧に変換して印加される、走行用動力を出力可能な交流モータと、を備える電動車両。 An inverter which is controlled by a control apparatus for an AC motor inverter according to claim 1 or 2, is applied a DC voltage supplied from the power source is converted into AC voltage by the inverter, capable of outputting traction power electric vehicle including an AC motor.
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