JP2009224439A - Magnetic core and transformer comprising the same - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、磁気コア及び磁気コアを有するトランスに関する。 The present invention relates to a magnetic core and a transformer having the magnetic core.
一次側に流れる直流電流をスイッチングするスイッチング素子と、一次側の電圧を二次側の電圧に変圧するトランスとを用いて、二次側の回路に直流電圧を供給する。このようなトランスでは、一次側に流れる電流を増大させていくと、一定の電流値の範囲では、一定のインダクタンスを保持し、さらに直流電流を増大させると、コアの磁束が飽和し、インダクタンスが急激に低下する直流重畳特性を有する。インダクタンスが急激に低下すると、一次側に備えられたスイッチング素子に過大な直流電流が急激に流れるので、スイッチング素子を損傷させることがある。そのため、一次側巻線に最大に電流が流れる場合においても、コアの磁束が飽和しない直流重畳特性のトランス設計を行っている。
そこで、例えば、特許文献1では、磁気コアの磁路におけるギャップに、ボンド磁石を挿入して、直流重畳特性を向上させて許容電流値を上げている。
A DC voltage is supplied to the secondary-side circuit using a switching element that switches a DC current flowing on the primary side and a transformer that transforms the primary-side voltage into a secondary-side voltage. In such a transformer, when the current flowing to the primary side is increased, a constant inductance is maintained in a range of a constant current value, and when the DC current is further increased, the core magnetic flux is saturated and the inductance is reduced. It has a direct current superposition characteristic that decreases rapidly. When the inductance rapidly decreases, an excessive direct current flows rapidly to the switching element provided on the primary side, which may damage the switching element. For this reason, a transformer with a DC superimposition characteristic that does not saturate the core magnetic flux even when the maximum current flows through the primary winding is designed.
Thus, for example, in
図8にコアのB−H曲線のグラフを示す。横軸Hは磁界の強さを示し、縦軸Bは磁束密度を示す。Q1点からQ2点の曲線と矢印D1に示すように、初め全く磁化されていないコアに磁界Hを0から次第に強くしていくと、Q2点で磁束密度Bは最大値に達する。この現象が磁気飽和であり、このときのQ2点における磁束密度が飽和磁束密度Bmaxである。この状態から磁界Hを弱くしていくと、Q2点からQ3点の曲線を矢印D2の方向にたどって変化し、磁界Hが0になっても、磁束密度は0にならない。このときのQ3点における磁束密度が残留磁束密度Brである。Q2点からQ3点における磁束密度の変化量をΔBとすると、磁束密度の変化量ΔBは、磁束密度Bmaxから磁束密度Brを差し引いて得られる(ΔB=Bmax−Br)。 FIG. 8 shows a graph of the BH curve of the core. The horizontal axis H indicates the strength of the magnetic field, and the vertical axis B indicates the magnetic flux density. As indicated by the curve from the point Q1 to the point Q2 and the arrow D1, when the magnetic field H is gradually increased from 0 to the core that is not magnetized at first, the magnetic flux density B reaches the maximum value at the point Q2. This phenomenon is magnetic saturation, and the magnetic flux density at the point Q2 at this time is the saturation magnetic flux density Bmax. When the magnetic field H is weakened from this state, the curve from the Q2 point to the Q3 point changes in the direction of the arrow D2, and even if the magnetic field H becomes zero, the magnetic flux density does not become zero. The magnetic flux density at point Q3 at this time is the residual magnetic flux density Br. When the change amount of the magnetic flux density from the Q2 point to the Q3 point is ΔB, the change amount ΔB of the magnetic flux density is obtained by subtracting the magnetic flux density Br from the magnetic flux density Bmax (ΔB = Bmax−Br).
図8のK1点からK2点に示す曲線と、K2点からK1点に示す曲線は、トランスの実働状態における磁束密度の変化を示す曲線である。K1点からK2点(K2点からK1点)における磁束密度の変化量をΔRとすると、トランスの実働状態における磁束密度の変化量ΔRは、磁束密度B2から磁束密度B1を差し引いて得られる(ΔR=B2−B1)。トランスの実働状態における磁束密度の変化を考慮すると、いかなる場合においても、トランスの実働状態における磁束密度の変化量ΔRが、上述の磁束密度の変化量ΔBより小さくなるような設計をしなければならない(ΔR<ΔB)。K1点からK2点及びK2点からK1点に示す曲線は、ΔR<ΔBを満足するトランスの実働状態の曲線を示しており、一般にマイナーループと呼ばれる。 The curves shown from the K1 point to the K2 point and the curves shown from the K2 point to the K1 point in FIG. 8 are curves showing changes in the magnetic flux density in the actual operating state of the transformer. When the amount of change in magnetic flux density from point K1 to point K2 (point from point K2 to point K1) is ΔR, the amount of change ΔR in magnetic flux density in the actual operating state of the transformer is obtained by subtracting the magnetic flux density B1 from the magnetic flux density B2 (ΔR = B2-B1). In consideration of changes in the magnetic flux density in the transformer operating state, in any case, the design must be such that the flux density change ΔR in the transformer operating state is smaller than the above-described flux density change ΔB. (ΔR <ΔB). The curves shown from the K1 point to the K2 point and from the K2 point to the K1 point indicate the actual working curve of the transformer that satisfies ΔR <ΔB, and are generally called minor loops.
図9に代表的なフェライトコアML24D(日立金属)の特性の抜粋を示す。23℃環境の飽和磁束密度Bmaxは490mT(単位:ミリテスラ)、残留磁束密度Brは140mTである。さて、トランスの巻線に電圧が印加されると励磁電流が流れて、磁束密度BがΔRだけ上昇して磁束密度B2に達する。次にスイッチングトランジスタがOFFすると、蓄積エネルギーを放出しながら磁束密度B1の点まで戻る。これが実働状態におけるトランスの磁束密度Bの変化量ΔRであり、上述したように、ΔR=B2−B1となる。仮にこのときの磁束密度B2を400mT、磁束密度B1を100mTとすると、23℃環境下では、飽和磁束密度Bmaxは490mTであり、実働状態の最大値B2は400mTであるから、実働状態の最大値B2は飽和磁束密度Bmaxを超えないので、コアは飽和しない安全領域である。ところが、コアの飽和磁束密度Bmax及び残留磁束密度Brは温度係数を持っており、23℃環境で490mTのBmaxは100℃では360mTになってしまう。トランスの実働状態で最大電流が流れる時の最大磁束密度B2=400mTがコアの100℃時の飽和磁束密度360mTを超えてしまう。
FIG. 9 shows an excerpt of characteristics of a typical ferrite core ML24D (Hitachi Metals). The saturation magnetic flux density Bmax in a 23 ° C. environment is 490 mT (unit: millitesla), and the residual magnetic flux density Br is 140 mT. When a voltage is applied to the transformer winding, an exciting current flows, and the magnetic flux density B rises by ΔR and reaches the magnetic flux density B2. Next, when the switching transistor is turned off, it returns to the point of the magnetic flux density B1 while discharging the stored energy. This is a change amount ΔR of the magnetic flux density B of the transformer in the actual working state, and as described above, ΔR = B2−B1. If the magnetic flux density B2 at this time is 400 mT and the magnetic flux density B1 is 100 mT, the saturation magnetic flux density Bmax is 490 mT in a 23 ° C. environment, and the maximum value B2 in the working state is 400 mT. Since B2 does not exceed the saturation magnetic flux density Bmax, the core is a safe region where it is not saturated. However, the saturation magnetic flux density Bmax and the residual magnetic flux density Br of the core have temperature coefficients, and the Bmax of 490 mT at the 23 ° C. environment becomes 360 mT at 100 ° C. The maximum magnetic flux density B2 = 400 mT when the maximum current flows in the transformer operating state exceeds the saturation
このようにBmax<B2になるとコアは磁気飽和し、透磁率がなくなり、コアは空芯のコイル同様になりインダクタンスが急激に減る為過大な電流が流れ、スイッチング素子の破壊を招いてしまう。そのため、一般にトランスを設計する際は、温度が高温時に最大電流が流れる場合を想定して行う。具体的には、トランスを長時間に渡って使用していると、トランスの温度が高温になっている。このとき、一次側の電源を遮断し、すぐに電源を入れるという特殊操作を想定する。高温環境下におけるこの特殊操作の瞬間に磁気飽和しないことを実現する為に、通常の動作時における直流重畳特性は過剰なマージン設定にならざるをえず、トランスを小型化してトランスの性能を効果的に利用することができないという課題がある。 Thus, when Bmax <B2, the core is magnetically saturated, the magnetic permeability is lost, the core is similar to an air-core coil, and the inductance is rapidly reduced, so that an excessive current flows and the switching element is destroyed. Therefore, in general, when designing a transformer, it is assumed that the maximum current flows when the temperature is high. Specifically, when the transformer is used for a long time, the temperature of the transformer becomes high. At this time, a special operation is assumed in which the primary side power supply is cut off and the power supply is turned on immediately. In order to realize that magnetic saturation does not occur at the moment of this special operation in a high temperature environment, the DC superimposition characteristic during normal operation must be set to an excessive margin, miniaturizing the transformer and improving the performance of the transformer There is a problem that it cannot be used.
本発明は、上記課題の一部を解決するためになされたものであり、以下の形態または適用例として実現することが可能である。 SUMMARY An advantage of some aspects of the invention is to solve some of the problems described above, and the invention can be implemented as the following forms or application examples.
[適用例1]磁路の少なくとも1箇所以上のギャップにスペーサを備え、前記スペーサは、線膨張係数が高く、耐熱性が高い、非金属であることを特徴とする磁気コア。 Application Example 1 A magnetic core comprising a spacer in at least one gap of a magnetic path, wherein the spacer has a high coefficient of linear expansion, high heat resistance, and is nonmetallic.
この構成によれば、磁路の少なくとも1箇所以上のギャップに挿入されたスペーサが、線膨張係数が高く、耐熱性が高いことから、トランスの温度が上昇すると、磁束が流れる方向に線膨張するので、ギャップの磁束が流れる方向の長さが長くなる。さらに、スペーサは、透磁率が低いので、トランスが高温になったときに、直流重畳特性が劣化することを抑制し、許容電流値が低下することを抑制できる。従って、トランスが有する最大の許容電流値まで電流を流すことができるので、トランスを小型化してトランスの性能を効果的に利用することができる。 According to this configuration, since the spacer inserted in at least one gap of the magnetic path has a high coefficient of linear expansion and high heat resistance, when the temperature of the transformer rises, the spacer linearly expands in the direction in which the magnetic flux flows. Therefore, the length of the gap in the direction in which the magnetic flux flows becomes longer. Furthermore, since the magnetic permeability of the spacer is low, it is possible to suppress the direct current superposition characteristics from deteriorating when the transformer becomes high temperature, and to prevent the allowable current value from decreasing. Therefore, since the current can flow up to the maximum allowable current value of the transformer, the transformer can be downsized and the performance of the transformer can be used effectively.
[適用例2]一次側コイルと二次側コイルとで巻かれた上記記載の磁気コアを備えたことを特徴とするトランス。 Application Example 2 A transformer including the above-described magnetic core wound by a primary coil and a secondary coil.
この構成によれば、トランスが高温になったときに、直流重畳特性が劣化することを抑制し、許容電流値が低下することを抑制できる。トランスが有する最大の許容電流値まで電流を流すことができるので、トランスを小型化してトランスの性能を効果的に利用することができる。 According to this structure, when a transformer becomes high temperature, it can suppress that a direct current | flow superimposition characteristic deteriorates, and it can suppress that an allowable current value falls. Since the current can flow up to the maximum allowable current value of the transformer, the transformer can be downsized to effectively use the performance of the transformer.
以下、本発明を具体化した実施例について図面に従って説明する。
(実施例)
図1は、本実施例の磁気コアの外観斜視図である。図1に示すように、本実施例の磁気コア1は、E型形状の磁気コア2,3を対向させたものである。磁気コア2,3の図面中央の対向する部分に、一次側のコイル(不図示)と二次側のコイル(不図示)を巻いてトランスを形成する。
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
(Example)
FIG. 1 is an external perspective view of a magnetic core according to the present embodiment. As shown in FIG. 1, the
一次側のコイルまたは二次側のコイルに電流が流れるとき、磁気コア2,3が対向する図面左側、中央、右側の部分が、図面上下方向に磁束が流れる磁路となる。
When a current flows through the primary side coil or the secondary side coil, the left side, center, and right side of the drawing, where the
磁気コア2,3が対向する図面左側、中央、右側の部分には、それぞれギャップ4,5,6が設けられ、ギャップ4,6には、スペーサ7,8がそれぞれ挿入される。スペーサ7,8の図面上下方向の長さは、それぞれL1,L2である。
スペーサ7,8は、線膨張係数が高く、耐熱性が高く、透磁率が低い材質を用いる。例えば、線膨張係数が大きいポリプロピレン(110×10-6/K)などの樹脂を用いる。
The
図2は、本実施例の磁気コア1を備えたトランス15によって変圧する回路図である。商用交流電源10からの交流電流を整流器11によって直流電流に整流する。例えばパワーMOSFETなどのスイッチング素子12によって一次側コイル13に、導通と遮断とを繰り返した直流電流が入力される。図1の磁気コア1と一次側コイル13と二次側コイル14とから構成されるトランス15によって変圧され、ダイオード16によって一方向に流れる直流電流が二次側端子17,18に流れる。
FIG. 2 is a circuit diagram in which the voltage is transformed by the
図3は、トランス15の直流重畳特性を示すグラフである。横軸は、一次側コイル13に流れる直流電流値(A)を示し、縦軸はトランス15のインダクタンス(mH)を示す。
FIG. 3 is a graph showing the DC superposition characteristics of the
太い実線に示す曲線M1は、常温(例えば18℃)における一次側コイル13に流れる直流の電流値と、トランス15のインダクタンスとの関係を示す。曲線M1に示すように、一次側コイル13に流れる電流値を増加させると、一定の電流値の範囲では、インダクタンスh1を保持し、さらに電流値を増加させると、インダクタンスが低下する。
A curved line M1 indicated by a thick solid line indicates a relationship between a direct current value flowing through the
図4(a)は、トランス15がインダクタンスh1を保持しているとき、一次側コイル13に流れる直流電流の波形図である。横軸は時間を示し、縦軸は電流値を示す。図4(b)は、インダクタンスが急激に低下したときの一次側コイル13に流れる直流電流の波形図である。
FIG. 4A is a waveform diagram of a direct current flowing through the
曲線M1において、インダクタンスが急激に低下すると、図4(b)の波形が示すように、図2のスイッチング素子12に流れる電流値が急激に上昇する。このため、スイッチング素子12を損傷させてしまう場合がある。
In the curve M1, when the inductance rapidly decreases, the value of the current flowing through the switching
そこで、トランス15は想定する最大電流が流れても飽和しない直流重畳特性になるように作りこむ。許容電流値は、次のようにして設定される。一次側コイル13に流れる電流値を増加させたときに一定に保持されるインダクタンスから所定の割合(例えば20%)だけ降下したインダクタンスの値における電流値を許容電流値とする。図3のP1は、インダクタンスh1から20%降下したインダクタンスh3と、曲線M1との交点を示す。交点P1における直流電流値をトランス15の許容電流値i1とする。
Therefore, the
次に、トランス15が高温(例えば100℃)になったときの直流重畳特性について説明する。図1のスペーサ7,8は、熱膨張によって膨張し、スペーサ7,8の長さL1,L2が長くなる。すなわち、ギャップ4,5,6における図面上下方向の長さが長くなる。
Next, the DC superposition characteristics when the
すると、トランス15は、図3の太い破線に示す曲線M2に示すような直流重畳特性になる。曲線M2に示すように、一次側コイル13に流れる電流値が増加すると、一定の電流値の範囲では、インダクタンスh2を保持する。さらに電流値を増加させると、インダクタンスが低下し、インダクタンスh3の値と交わる交点P1を通り、さらにインダクタンスが低下する。
Then, the
このように、トランス15が高温になっても、トランス15の許容電流値は、交点P1に示す許容電流値i1とすることができる。すなわち、常温におけるトランス15の許容電流値と高温におけるトランス15の許容電流値とを同じ許容電流値i1とすることができ、トランス15が常温から高温になっても、直流重畳特性は劣化しない。
Thus, even if the
尚、曲線M2に示すように、曲線M2における一定の値を保持するインダクタンスh2は、曲線M1における一定の値を保持するインダクタンスh1より小さいが、交点P1におけるインダクタンスh3を超えるので、スイッチング素子12を損傷させることはない。
As shown by the curve M2, the inductance h2 that holds a constant value in the curve M2 is smaller than the inductance h1 that holds a constant value in the curve M1, but exceeds the inductance h3 at the intersection P1, so that the switching
図5は、図1の磁気コア1のスペーサ7,8を取り除いた磁気コア1aの外観斜視図である。ここで、本実施例とを比較するため、図5に示すように、ギャップ4,5,6にスペーサを挿入しない磁気コア1aを備えたトランス(不図示)の直流重畳特性について説明する。図6は、図3のトランス15の直流重畳特性を示す曲線M1,M2に、図5の磁気コア1aを備えたトランスの直流重畳特性を示す太い一点鎖線の曲線M3を追加したグラフである。
FIG. 5 is an external perspective view of the
磁気コア1aにおいては、常温時におけるギャップ4,5,6の長さと高温におけるギャップ4,5,6の長さはほとんど同じである。すると、図6の曲線M3は、一定のインダクタンスを保持する電流値の範囲が、曲線M1,M2より小さくなる。さらに、一次側に流れる電流値を増加させると、曲線M3におけるインダクタンスは低下し、インダクタンスh3との交点P2を通る。交点P2における電流値が、磁気コア1aを備えたトランスの許容電流値i2となる。このように、磁気コア1aを備えたトランスにおいては、常温から高温になると、許容電流値がi1からi2に低下し、直流重畳特性が劣化する。
In the
磁気コア1aを備えたトランスに、許容電流値i1を超える電流値を流すと、インダクタンスが急激に低下しているので、スイッチング素子12を損傷させる場合がある。従って、磁気コア1aを備えたトランスでは、常温時の許容電流値i1以下であっても、高温時では許容電流値i2を超える電流を一次側コイル13に流すことができない。
If a current value exceeding the allowable current value i1 is passed through a transformer including the
以上説明したように、本実施例における磁気コア1は、磁路の少なくとも1箇所以上のギャップにスペーサ7,8を備え、スペーサ7,8は、線膨張係数が高く、耐熱性が高い非金属である。
As described above, the
この構成によれば、線膨張係数が高く、耐熱性が高いことから、トランス15の温度が上昇すると、線膨張するので、磁気コア1の磁路におけるギャップ4,6の長さL1,L2が長くなる。さらに、透磁率が低いスペーサ7,8がギャップ4,6に備えられるので、磁気飽和することを抑制することができる。従って、直流重畳特性が劣化することを抑制し、許容電流値が低下することを抑制できる。
According to this configuration, since the linear expansion coefficient is high and the heat resistance is high, when the temperature of the
また、一次側コイル13と二次側コイル14とで巻かれた磁気コア1を備えたトランス15では、高温における許容電流値と、常温における許容電流値とを同じ値に設定することができる。従って、トランス15を小型化してトランス15の性能を効果的に利用することができる。
Moreover, in the
図7は、図面中央のギャップ5にスペーサ9を備えた磁気コア1bの外観斜視図である。本実施例では、磁気コア2,3が対向する図1の図面左右のギャップ4,6にスペーサ7,8を備えたが、図7に示すように、図面中央のギャップ5にスペーサ9を備えた磁気コア1bであってもよい。
FIG. 7 is an external perspective view of a
1,1b…磁気コア、4,5,6…ギャップ、7,8,9…スペーサ、15…トランス。
DESCRIPTION OF
Claims (2)
前記スペーサは、線膨張係数が高く、耐熱性が高い、非金属であることを特徴とする磁気コア。 A spacer is provided in at least one gap of the magnetic path,
The magnetic core is characterized in that the spacer is a non-metallic material having a high coefficient of linear expansion and high heat resistance.
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