JP2009171017A - 平面アンテナ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】デジタル信号の矩形波を直接に無線伝送する場合、信号波形が歪むことを防止する。
【解決手段】矩形スロット１１ｃを有する接地導体１１と誘電体基板１０とにより構成された平面アンテナ装置において、当該平面アンテナ装置で生じる共振電磁界の基本周波数での６分の１以下の大きさを有し、矩形スロット１１ｃを拡張する切欠部１１ａ，１１ｂを備え、これらの共振構造で漏れ電界の分布を制御して、デジタル信号の矩形波の基本調波成分を減衰させることで、波形歪みを低減させる。
【選択図】図１

Description

本発明は、デジタル信号を直接に無線送信又は無線受信する無線バスや無線インターコネクション装置に用いられる平面アンテナ装置に関する。

従来のデジタル信号を直接に送受信する平面アンテナ装置として、広帯域な平面アンテナ装置が例えば非特許文献１において開示されている。図１４は第１の従来例に係る広帯域アンテナ装置の構造を示す平面図であり、当該アンテナ装置は「オーバルダイポール平面アンテナ装置」と呼ばれる。

図１４において、誘電体基板６１の中間層に接地導体６２を配置し、誘電体基板６１の表面と裏面のそれぞれに平面導体６３ａ，６３ｂを形成し、平面導体６３ａ，６３ｂはそれぞれ信号線路導体６４ａ，６４ｂを介して無線送受信回路に接続される。当該平面アンテナ装置は広帯域な周波数特性を実現できることを特徴としている。

特開２００５−２７８１５９公報（図１５）。 Garg Ramesh et al., "Microstrip antenna Design Handbook", Artech House, Artech House Antennas and Propagation Library, pp. 441-491, November 2000. 子安修ほか，「高速イーサネットケーブルの改良とパッシブイコライザによる伝送特性の改善」，電子情報通信学会論文誌Ｃ，Ｖｏｌ．Ｊ８７−Ｃ，Ｎｏ．１１，ｐｐ．８７３−８８０，２００４年１１月１日発行。

しかしながら、この第１の従来例に係る広帯域平面アンテナ装置を用いても、以下に示すように、矩形波のデジタル信号を送受信すると波形の歪が発生する。図１５は図１４の広帯域アンテナ装置による無線伝送と、有線伝送における伝送実験結果であって、高周波の次数に対する相対電力を示すグラフである。図１５では、８００ＭＨｚの矩形波クロック信号を１対のオーバルダイポール平面アンテナ装置（帯域幅２ＧＨｚ以上）を用いて伝送した場合の受信側における各高調波成分の大きさを有線の場合と比較して示す。図１５から明らかなように、当該オーバルダイポール平面アンテナ装置を用いた無線伝送では、基本波成分に比較して高次成分が著しく減少するため、受信側では矩形波として受信できていないことがわかる。

このようなデジタル信号の伝送波形歪に対して、有線伝送の場合においては、従来、パッシブイコライズ技術を用いて改善する方法がある（例えば、非特許文献２参照。）。図１６（ａ）はこの第２の従来例に係る有線伝送システムを示す回路図であり、図１６（ｂ）は図１６（ａ）の有線伝送システムにおけるイコライザ有無時のアイパターンを示す図である。

図１６（ａ）において、送信側の増幅器Ａ１の各差動出力端子はそれぞれ高域通過フィルタ７１ａ，７１ｂを介してツイストペアケーブル７０に接続され、その端部に受信側の差動増幅器Ａ２が接続される。図１６（ｂ）から明らかなように、伝送信号を送信側で予め矩形波の基本成分を抑制して送信することで受信側では信号の振幅は小さくなるものの、矩形波としてのアイパターンを確認することができ、デジタル信号として受信が可能になる。しかも、能動素子を用いた他の信号波形のイコライズ方式に比べ、回路構成が単純で、受動素子を使うので消費電力も小さいなどのメリットがある。しかしながら、無線伝送において、このようなパッシブイコライズの効果を簡単に実現できる手段は無い。

従来の小型平面アンテナ装置の広帯域化の方法として、スロット平面アンテナ装置を利用したものがある（例えば、特許文献１参照）。当該平面アンテナ装置は各共振モードの分布に着目して、平面アンテナ装置の特性を制御する方法がある。図１７（ａ）第３の従来例に係る小型アンテナ装置を示す平面図であり、図１７（ｂ）は図１７（ａ）の小型アンテナ装置の反射係数Ｓ１１の周波数特性を示すグラフである。

図１７（ａ）において、環状スロット８０にビア８４を介して給電線８１が接続され、接地基板に形成された環状スロット８０の周辺に凸型の突起部８２ａ，８２ｂ，８３ａ，８３ｂ，８３ｃ，８３ｄを形成することにより、開示内容によると複数周波数で共振を発生させ、広帯域化ができるとある。しかしながら、このような方法も、基本波成分を抑制する上記のパッシブイコライズを実現するものではないと考えられる。

上述したように、直接デジタル信号を無線で伝送する場合、従来の平面アンテナ装置を用いた方法には、以下に示す課題があった。
（１）第一に、広帯域な周波数特性を有する平面アンテナ装置を用いても、矩形波の基本周波数成分に比べ高調波成分が減衰してしまい、その結果、デジタル信号波形が歪んでしまう。
（２）第二に、従来の平面アンテナ装置では、矩形波の基本周波数成分を選択的に抑制し、有線でのパッシブイコライズに相当するような動作を平面アンテナ装置単体で実現することが困難である。

本発明の目的は以上の問題点を解決し、デジタル信号が無線伝送により矩形波形の高調波成分が基本波成分より減少することで生じる波形歪みを抑える効果を、受動素子である平面アンテナ装置のみで実現することができる平面アンテナ装置を提供することにある。

第１の発明に係る平面アンテナ装置は、
誘電体基板と、
上記誘電体基板の裏面に設けられた給電導体と、
上記誘電体基板の表面に設けられ、スロットを有する接地導体とを備えた平面アンテナ装置において、
上記スロットの辺に、上記スロットの辺をスロットの一部として拡大する少なくとも１つの切欠部を備えたことを特徴とする。

上記平面アンテナ装置において、上記切欠部の長さは、上記スロットの周長の６分の１よりも短いことを特徴とする。

また、上記平面アンテナ装置において、上記スロット近傍の誘電体基板に、少なくとも１つの溝部をさらに備えたことを特徴とする。

さらに、上記平面アンテナ装置において、上記溝部の開口部を上記誘電体基板の表面に形成し、上記溝部の深さは上記誘電体基板の厚さに等しいか又は小さいように上記溝部を形成したことを特徴とする。

第２の発明に係る平面アンテナ装置は、
誘電体基板と、
上記誘電体基板の裏面に設けられた給電導体と、
上記誘電体基板の表面に設けられ、スロットを有する接地導体とを備えた平面アンテナ装置において、
上記スロットの辺に、上記接地導体よりも大きな所定の電気損失又は磁気損失を有する損失導体部を設けたことを特徴とする。

上記平面アンテナ装置において、上記損失導体部の長さは、上記接地導体の周辺長さの６分の１よりも短いことを特徴とする。

本発明に係る平面アンテナ装置によれば、上記スロットの辺に、上記スロットの辺をスロットの一部として拡大する少なくとも１つの切欠部を備え、もしくは上記スロットの辺に、上記接地導体よりも大きな所定の電気損失又は磁気損失を有する損失導体部を設けたので、当該平面アンテナ装置からの放射に寄与する接地導体の漏れ電磁界の分布のうち、伝送する矩形波の基本調波成分に相当する周波数の電磁界強度を抑制した放射電磁界分布を作り出すことができる。従って、高調波成分の放射強度に対して、基本波成分の放射強度を低減させることが可能となり、上記のパッシブイコライズと同様の動作を、平面アンテナ装置単体で実現できるという特有の効果を有する。

以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら説明する。各実施形態において、同様のものについては同一の符号を付している。

第１の実施形態．
図１は（ａ）は本発明の第１の実施形態に係る平面アンテナ装置の構造を示す平面図であり、図１（ｂ）はその外観を示す斜視図である。図１に示すように、本実施形態では、誘電体基板１０の裏面にストリップ形状の給電導体１２を設け、誘電体基板１０の表面に放射器となる矩形スロット１１ｃを有する接地導体１１を設けたスロット平面アンテナ装置において、矩形スロット１１の各辺のうち、給電導体１２により給電される電界の方向３１（図５参照。）と垂直な方向に対して平行な長手方向を有する矩形スロット１１の２辺の各略中央部にそれぞれ切欠部１１ａ，１１ｂを形成したことを特徴としている。ここで、誘電体基板１０を挟設する給電導体１２と接地導体１１とによりマイクロストリップ線路１０を構成しており、給電導体１２の長手方向と、矩形スロット１１の長手方向とは直交するように構成されている。

この場合において、当該切欠部１１ａ，１１ｂを接地導体１１に形成する位置と、各長さＬａ，Ｌｂの決定方法について、図５を用いて説明する。図５は従来例に係る矩形スロットアンテナ装置の動作を示す平面図である。図５において、接地導体１１に形成された矩形スロット１１ｃの中央部において、給電導体１２と交差することで電界が結合して当該アンテナ装置の給電点となり、図５は、接地導体１１に形成された矩形スロット１１ｃ内で電磁界の共振が起きる際の、一番低い周波数での磁力線の流れの瞬間を示したものである。この周波数を共振の基本周波数とし、そのときの共振磁界の分布は、ほぼＨ面に平行な方向で分布し、Ｈ面に直角なＥ面でほぼ対称になる。

このような基本周波数での共振磁流は矩形スロット１１ｃの長手方向と平行な矢印３２で図５において図示され、矩形スロット１１ｃの長手方向の辺が電界方向３１と水平となる端部が節となる定在波になる。このようにスロット１１ｃの長手方向に沿って、半波長相当の共振磁流３２が定在波として分布することから、図５に示すように矩形スロット１１ｃの長手方向の辺に沿って、その定在波分布長をＬｓとする。この定在波分布長Ｌｓに沿った、磁流３２の定在波の空間強度分布の空間調波成分を考慮して、基本空間高調波成分が基本共振周波数の電磁放射に寄与するものと考え、本実施形態では、基本周波数成分を抑制するために、空間調波成分の基本成分を抑制するように、切欠部１１ａ，１１ｂの長さＬａ，Ｌｂはそれぞれ、矩形スロット１１ｃの幅を考慮して定在波分布の長さＬｓの３分の１の長さよりも若干小さくなるように（ただし、定在波分布の長さＬｓの４分の１の長さより大きくなるように）設定することが好ましい。言い換えると、切欠部１１ａ，１１ｂの長さＬａ，Ｌｂはそれぞれ、矩形スロット１１ｃの４つの辺の長さの合計である全周長の６分の１の長さよりも若干小さくなるように（ただし、定在波分布の長さＬｓの８分の１の長さより大きくなるように）設定することが好ましい。また、切欠部１１ａ，１１ｂを形成する位置は好ましくは、磁界の基本周波数での定在波分布の腹の部分、つまり矩形スロット１１ｃの磁界方向（すなわち、その長手方向）の辺の中心を含む位置である。言い換えれば、切欠部１１ａ，１１ｂは矩形スロット１１ｃの略中央部に形成される。

次いで、矩形スロット１１ｃの切欠部１１ａ，１１ｂの有無による動作の違いについて図６を用いて説明する。図６は、従来例に係る矩形スロットアンテナ装置及び第１の実施形態に係る平面アンテナ装置における共振モードの電界（磁流）分布を比較する図である。図６において、本実施形態のような矩形スロット１１ｃを有する導体における電磁界部分布を示しており、周波数の低い方から基本モード（第１モード）、第２モード、第３モードを一例として、その時の電界分布と磁流分布の違いの概念を模式的に図示している。基本モードでは、共振器である矩形スロット１１ｃに切欠部１１ａ，１１ｂがあることで、磁流分布が切欠部１１ａ，１１ｂが無いときよりも減少する。第２モードでは、両者大きな変化は無く、第３モードでは、切欠部１１ａ，１１ｂが無い矩形スロット１１ｃでは磁流は相殺して減少するが、切欠部１１ａ，１１ｂがある矩形スロット１１ｃでは基本モード時とほぼ同じ程度の磁流を生じるように動作することになる。

このように、矩形スロット１１ｃに切欠部１１ａ，１１ｂを形成することの効果について、平面アンテナ装置構造の違いを直接考慮できる電磁界シミュレータを用いた比較実験の例を用いて、本実施形態の作用と効果について説明する。

図７（ａ）は発明者のシミュレーションにおいて用いた従来例に係る矩形スロットアンテナ装置の構造を示す平面図であり、図７（ｂ）は発明者のシミュレーションにおいて用いた第１の実施形態に係る平面アンテナ装置の構造を示す平面図である。

図７（ａ）の従来例において、誘電体基板１０の大きさは２００ｍｍ角、接地導体１１の大きさは２００ｍｍ角、矩形スロット１１ｃの長さＬｓは８０ｍｍ、矩形スロット１１ｃの幅Ｗｓは１０ｍｍであり、誘電体基板は、比誘電率４．２である。図７（ｂ）において、矩形スロット１１ｃの長さＬｓ及び幅Ｗｓは図７（ａ）と同じであり、また、誘電体基板１０の比誘電率も図７（ａ）同じ４．２とし、切欠部１１ａ，１１ｂの長さＬａ，Ｌｂは２６ｍｍであり、その幅Ｗａ，Ｗｂは１０ｍｍである。

図７（ａ）の平面アンテナ装置と、図７（ｂ）の平面アンテナ装置とを１対の無線送受信システムとして構成し、各平面アンテナ装置のマイクロストリップ線路２０の入力端から見た反射係数Ｓ１１を計算したところ、従来例の平面アンテナ装置と比較し、第１の実施形態に係る平面アンテナ装置において、基本周波数時の反射が増加し、３次共振周波数の場合の反射が低下している。つまり基本周波数時の放射電力が減少し、３次共振周波数の場合の放射が増加している。

次に、受信側での信号波形のアイパターン解析を行った。図８は発明者のシミュレーションにおいて用いた伝送回路の回路図である。この解析では、送信及び受信間の伝達関数を電磁界シミュレーションにより求め、その伝達関数を用いて、図８に示すように２ＧＨｚサンプリングのランダムクロックの伝送を評価するシミュレーション実験を行った。図８において、クロック発生器５１は１ＧＨｚの擬似Ｍ系列ランダムクロック信号を発生して５０Ωの直列抵抗５２を介して、１対の平面アンテナ装置にてなり端子Ｔ１乃至Ｔ４を有する平面アンテナシステムの２ポートモデル５０を介して抵抗値Ｒｏ＝１ｋΩの負荷抵抗５３に出力する。

図９は発明者のシミュレーション結果であって、図９（ａ）は従来例に係る矩形スロットアンテナ装置の反射係数Ｓ１１の周波数特性を示す図であり、図９（ｂ）は第１の実施形態に係る平面アンテナ装置の反射係数Ｓ１１の周波数特性を示す図である。図９から明らかなように、本実施形態に係る平面アンテナ装置においてはリターンロスが極めて少ないことがわかる。

図１０は発明者のシミュレーション結果であって、図１０（ａ）は従来例に係る矩形スロットアンテナ装置の放射パターンを示す図であり、図１０（ｂ）は第１の実施形態に係る平面アンテナ装置の放射パターンを示す図である。また、図１１は発明者のシミュレーション結果であって、図１１（ａ）は従来例に係る矩形スロットアンテナ装置のアイパターンを示す図であり、図１１（ｂ）は第１の実施形態に係る平面アンテナ装置のアイパターンを示す図である。すなわち、図１１は各平面アンテナ装置を用いたシミュレーション実験での受信側でのアイパターンの電圧波形の図である。本実施形態に係る平面アンテナ装置では、従来例の平面アンテナ装置よりも波形の振幅は減衰するが、矩形波としての波形形状を保った信号受信ができることがわかる。このように、本発明では、無線伝送における波形の歪みを小さくし、矩形波の波形を維持できる効果がある。

図２（ａ）は図１の矩形スロット１１ｃの切欠部１１ａ，１１ｂの平面図であり、図２（ｂ）は変形例に係る切欠部１１ａｂ，１１ｂｂの平面図であり、図２（ｃ）は変形例に係る切欠部１１ａｃ，１１ｂｃの平面図であり、図２（ｄ）は変形例に係る切欠部１１ａｄ，１１ｂｄの平面図である。すなわち、矩形スロット１１ｃの切欠部１１ａ，１１ｂは図１及び図２（ａ）に限らず、図２（ｂ）の略Ｅ字形状、図２（ｃ）のＥ字形状、図２（ｄ）ののこぎり形状であってもよい。

以上の実施形態においては、マイクロストリップ線路２０による結合を用いた給電方式としたが、他の給電方法を利用してもよい。

また、凸形状の切欠部１１ａ，１１ｂ等の長さは、上述のように、矩形スロット１１ｃの全周長の６分の１よりも短い方がより効果的であるため、矩形スロット１１ｃの全周長さの６分の１よりも短いことが望ましい。

第２の実施形態．
図３（ａ）は本発明の第２の実施形態に係る平面アンテナ装置の構造を示す平面図であり、図３（ｂ）はその外観を示す斜視図である。第２の実施形態に係る平面アンテナ装置は、第１の実施形態に係る平面アンテナ装置に比較して、誘電体基板１０のＥ面と交差する位置（切欠部１１ａ，１１ｂの領域を含み矩形スロット１１ｃを交差する矩形領域）に誘電体基板１０の表面に開口した凹形状の溝部１０ｍを形成したことを特徴としている。ここで、溝部１０ｍは誘電体基板１０の厚さよりも小さい深さで形成しているが、誘電体基板１０を貫通してもよい。ここで、溝部１０ｍは長さＬｍ及び幅Ｗｍを有し、本実施形態では、Ｌｍ＜Ｌａ＝Ｌｂ及びＷｍ＜Ｗａｂである。

以上のように構成された第２の実施形態によれば、凹形状の溝部１０ｍの電界強度が誘電基板１０の他の部分より小さくなるため、磁流がより小さくなる。その結果、基本モードの電磁結合を選択的に低減させる効果を生じる。また、凹形状の溝部１０ｍが給電導体１２と一部分が重なる場合、接地導体１１と給電導体１２との間の電気容量を減少させる作用を生じる。このことで、平面アンテナ装置部分の電気容量を変えた設計ができる効果を生じるものである。

図４（ａ）は図３（ａ）の平面アンテナ装置の各寸法を示す平面図であり、図４（ｂ）は第２の実施形態の変形例に係る平面アンテナ装置の構造を示す平面図である。第２の実施形態の変形例に係る平面アンテナ装置は、第１の実施形態に係る平面アンテナ装置に比較して、誘電体基板１０のＥ面と交差する位置であって切欠部１１ａ，１１ｂの領域にそれぞれ誘電体基板１０の表面に開口した凹形状の溝部１０ｍａ，１０ｍｂを形成したことを特徴としている。ここで、溝部１０ｍａ，１０ｍｂは誘電体基板１０の厚さよりも小さい深さで形成しているが、誘電体基板１０を貫通してもよい。ここで、ここで、溝部１０ｍａは長さＬｍａ及び幅Ｗｍａを有し、溝部１０ｍｂは長さＬｍｂ及び幅Ｗｍｂを有し、本実施形態では、Ｌｍａ＝Ｌｍｂ＜Ｌａ＝Ｌｂ及びＷｍａ＝Ｗｍｂ＜Ｗａ＝Ｗｂである。

以上のように構成された第２の実施形態の変形例によれば、凹形状の溝部１０ｍａ，１０ｍｂの電界強度が誘電基板１０の他の部分より小さくなるため、磁流がより小さくなる。その結果、基本モードの電磁結合を選択的に低減させる効果を生じる。また、凹形状の溝部１０ｍａ，１０ｍｂが給電導体１２と一部分が重なる場合、接地導体１１と給電導体１２との間の電気容量を減少させる作用を生じる。このことで、平面アンテナ装置部分の電気容量を変えた設計ができる効果を生じるものである。

第２の実施形態の変形例では、溝部１０ｍａ，１０ｍｂの長さ及び幅についてＬｍａ＝Ｌｍｂ及びＷｍａ＝Ｗｍｂとしているが、本発明はこれに限らず、Ｌｍａ≠Ｌｍｂ及び／又はＷｍａ≠Ｗｍｂであってもよい。また、それらの形状も異なってもよい。さらに、溝部１０ｍａ，１０ｍｂの深さについても互いに同一でもよいし異なってもよい。

第３の実施形態．
図１２（ａ）は本発明の第３の実施形態に係る平面アンテナ装置の構造を示す斜視図であり、図１２（ｂ）は図１２（ａ）のＡ−Ａ’面に縦断面図である。第３の実施形態に係る平面アンテナ装置は、図１の第１の実施形態に係る平面アンテナ装置を２個用意し、切欠部１１ａ，１１ｂを有する矩形スロット１１ｃと同様の形状を有する矩形スロット１３ｃを有する誘電体基板１３（電源回路を含む。）を上記２個の平面アンテナ装置（以下、第１と第２の平面アンテナ装置という。）で挟設したことを特徴としている。

図１２において、第１の平面アンテナ装置は、誘電体基板１０を給電導体１２及び接地導体板１１で挟設してなるマイクロストリップ線路１０１を備え、第２の平面アンテナ装置は、誘電体基板１０を給電導体１２及び接地導体板１１で挟設してなるマイクロストリップ線路１０２を備え、各マイクロストリップ線路１０１，１０２は互いに平行であって対向するように設けられる。ここで、マイクロストリップ線路１０１、１０２は放射器である矩形スロット１１ｃ，１３ｃ，１１ｃ（以下、結合部という。）を介して電磁的に結合される。従って、マイクロストリップ線路１０１に入力された高周波信号は当該結合部を介してマイクロストリップ線路１０２に出力される。また、マイクロストリップ線路１０２に入力された高周波信号は当該結合部を介してマイクロストリップ線路１０１に出力される。

以上説明したように、本実施形態によれば、基本周波数における放射電力を抑えているため、平面アンテナ装置近接のみに電磁波が放射するため、放射ノイズの影響を低下させることができ、周囲の回路への影響が少ない。また、接地導体１１に矩形スロット１１ｃを形成するのみで形成可能なことから、安易かつ、低コストで形成できる特徴を有しているため、このような基板内の異層間接続が適用可能となる。また異層間接続部にイコライズ機能を付加することが可能となる。さらに、基板間の接続バスや、半導体パッケージ等のデバイスとの接続に、上記の理由で適用が可能となる。

第４の実施形態．
図１３（ａ）は本発明の第４の実施形態に係る平面アンテナ装置の構造を示す平面図であり、図１３（ｂ）はその外観を示す斜視図である。第４の実施形態に係る平面アンテナ装置は、図１の第１の実施形態に比較して、矩形スロット１１ｃの切欠部１１ａ，１１ｂに代えて、その形成位置にそれぞれ、切欠部１１ａ，１１ｂと同様のサイズを有しかつ接地導体１１の電気抵抗よりも大きな電気抵抗（大きな電気損失）を有する導体部４１，４２を形成したことを特徴としている。

図１３において、導体部４１，４２は、接地導体１１の形成位置に半導体レーザを用いた熱処理を施すことにより抵抗値を変化させて形成することができる。なお、導体部４１，４２は、機械的な圧迫又は切削により形成することもできる。

以上のように構成することにより、接地導体１１よりも電気抵抗の大きい導体部４１，４２を矩形スロット１１ｃの開口辺に沿って形成することで、矩形スロット辺を流れる電流を部分的に抑制することができる。従って、第１乃至第３の実施形態の作用と同様に、矩形スロット１１ｃでの磁流の基本モードを抑制するとともに、第３次モードを強調する作用を発現することができ、上記実施形態と同様の効果を得ることができる。

本実施形態では、接地導体１１よりも大きな電気抵抗を有する導体部４１，４２を形成しているが、本発明はこれに限らず、導体部４１，４２に代えて、接地導体１１よりも大きな磁気抵抗を有する、フェライトなどの磁性材料部を形成することにより同様の作用効果を得るように構成してもよい。

本発明に係る平面アンテナ装置は、平面アンテナ装置単体でパッシブイコライズの作用を有し、デジタル信号を無線伝送する際に、信号波形の歪が少ない無線インターコネクション用の平面アンテナ装置等として有用である。また、直接デジタル伝送で機器間を通信するような無線ネットワーク用の平面アンテナ装置等の用途にも応用できる。

（ａ）は本発明の第１の実施形態に係る平面アンテナ装置の構造を示す平面図であり、（ｂ）はその外観を示す斜視図である。 （ａ）は図１の矩形スロット１１ｃの切欠部１１ａ，１１ｂの平面図であり、（ｂ）は変形例に係る切欠部１１ａｂ，１１ｂｂの平面図であり、（ｃ）は変形例に係る切欠部１１ａｃ，１１ｂｃの平面図であり、（ｄ）は変形例に係る切欠部１１ａｄ，１１ｂｄの平面図である。 （ａ）は本発明の第２の実施形態に係る平面アンテナ装置の構造を示す平面図であり、（ｂ）はその外観を示す斜視図である。 （ａ）は図３（ａ）の平面アンテナ装置の各寸法を示す平面図であり、（ｂ）は第２の実施形態の変形例に係る平面アンテナ装置の構造を示す平面図である。 従来例に係る矩形スロットアンテナ装置の動作を示す平面図である。 従来例に係る矩形スロットアンテナ装置及び第１の実施形態に係る平面アンテナ装置における共振モードの電界（磁流）分布を比較する図である。 （ａ）は発明者のシミュレーションにおいて用いた従来例に係る矩形スロットアンテナ装置の構造を示す平面図であり、（ｂ）は発明者のシミュレーションにおいて用いた第１の実施形態に係る平面アンテナ装置の構造を示す平面図である。 発明者のシミュレーションにおいて用いた伝送回路の回路図である。 発明者のシミュレーション結果であって、（ａ）は従来例に係る矩形スロットアンテナ装置の反射係数Ｓ１１の周波数特性を示す図であり、（ｂ）は第１の実施形態に係る平面アンテナ装置の反射係数Ｓ１１の周波数特性を示す図である。 発明者のシミュレーション結果であって、（ａ）は従来例に係る矩形スロットアンテナ装置の放射パターンを示す図であり、（ｂ）は第１の実施形態に係る平面アンテナ装置の放射パターンを示す図である。 発明者のシミュレーション結果であって、（ａ）は従来例に係る矩形スロットアンテナ装置のアイパターンを示す図であり、（ｂ）は第１の実施形態に係る平面アンテナ装置のアイパターンを示す図である。 （ａ）は本発明の第３の実施形態に係る平面アンテナ装置の構造を示す斜視図であり、（ｂ）は（ａ）のＡ−Ａ’面に縦断面図である。 （ａ）は本発明の第４の実施形態に係る平面アンテナ装置の構造を示す平面図であり、（ｂ）はその外観を示す斜視図である。 第１の従来例に係る広帯域アンテナ装置の構造を示す平面図である。 図１４の広帯域アンテナ装置による無線伝送と、有線伝送における伝送実験結果であって、高周波の次数に対する相対電力を示すグラフである。 （ａ）は第２の従来例に係る有線伝送システムを示す回路図であり、（ｂ）は（ａ）の有線伝送システムにおけるイコライザ有無時のアイパターンを示す図である。 （ａ）第３の従来例に係る小型アンテナ装置を示す平面図であり、（ｂ）は（ａ）の小型アンテナ装置の反射係数Ｓ１１の周波数特性を示すグラフである。

符号の説明

１０…誘電体基板、
１０ｍ，１０ｍａ，１０ｍｂ…溝部、
１１…接地導体、
１１ｃ…矩形スロット、
１１ａ，１１ｂ，１１ａｂ，１１ｂｂ，１１ａｃ，１１ｂｃ，１１ａｄ，１１ｂｄ…切欠部、
１２…給電導体、
２０，１０１，１０２…マイクロストリップ線路、
４１，４２…導体部。

Claims (6)

1. 誘電体基板と、
   上記誘電体基板の裏面に設けられた給電導体と、
   上記誘電体基板の表面に設けられ、スロットを有する接地導体とを備えた平面アンテナ装置において、
   上記スロットの辺に、上記スロットの辺をスロットの一部として拡大する少なくとも１つの切欠部を備えたことを特徴とする平面アンテナ装置。
2. 上記切欠部の長さは、上記スロットの全周長さの６分の１よりも短いことを特徴とする請求項１記載の平面アンテナ装置。
3. 上記スロット近傍の誘電体基板に、少なくとも１つの溝部をさらに備えたことを特徴とする請求項１又は２記載の平面アンテナ装置。
4. 上記溝部の開口部を上記誘電体基板の表面に形成し、上記溝部の深さは上記誘電体基板の厚さに等しいか又は小さいように上記溝部を形成したことを特徴とする請求項３記載の平面アンテナ装置。
5. 誘電体基板と、
   上記誘電体基板の裏面に設けられた給電導体と、
   上記誘電体基板の表面に設けられ、スロットを有する接地導体とを備えた平面アンテナ装置において、
   上記スロットの辺に、上記接地導体よりも大きな所定の電気損失又は磁気損失を有する損失導体部を設けたことを特徴とする平面アンテナ装置。
6. 上記損失導体部の長さは、上記接地導体の周辺長さの６分の１よりも短いことを特徴とする請求項５記載の平面アンテナ装置。