JP2009159579A - ホッピングパターン帰還型ｃｄｍａ通信方式 - Google Patents

Abstract

【課題】ＦＨ−ＣＤＭＡにおいて、ＩＳＩやＭＡＩを大幅に低減させることを可能とする改良された方式を提供すること。
【解決手段】送信機側と受信機側で一定のホッピングパターンに従って通信周波数を切り替えて通信を行う周波数ホッピング方式のＣＤＭＡ通信方式において、受信機を、時間及び周波数の２次元に対応させたフィルタ係数をもつ適応フィルタから構成し、前記受信機から送信機に対して、前記フィルタ係数の一部を繰り返しフィードバックし、前記送信機において、フィードバックされたフィルタ係数の一部を新たなホッピングパターンとして用いることを特徴とするホッピングパターン帰還型ＣＤＭＡ通信方式とする。
【選択図】図１

Description

本発明は、送信機側と受信機側で一定のホッピングパターンに従って通信周波数を切り替えて通信を行う周波数ホッピング方式のＣＤＭＡ通信方式において、マルチパスによるシンボル間干渉（ｉｎｔｅｒｓｙｍｂｏｌ ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ：ＩＳＩ）や、多元接続による多局間干渉（ｍｕｌｔｉｐｌｅ ａｃｃｅｓｓ ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ：ＭＡＩ）を大幅に低減することを可能とする通信方式に関するものである。

無線通信に用いられる通信方式の一つとして知られている符号分割多元接続方式（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ：ＣＤＭＡ）は、従来の周波数分割多元接続方式（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ：ＦＤＭＡ）や時分割多元接続方式（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ：ＴＤＭＡ）と比較して、秘匿性やシステム拡張の柔軟性に優れていることから、携帯電話や無線ＬＡＮ等における通信方式として広く利用されている。

一般に、非同期無線通信システムにおいては、ＩＳＩやＭＡＩの発生による著しい性能の低下が引き起こされる場合があるが、ＣＤＭＡはＩＳＩやＭＡＩを低減することが可能な方式であることが知られている。

ＣＤＭＡは、送信データより遥かに広い帯域の信号を送信データに乗算し、広い周波数にエネルギーを拡散して通信を行う直接拡散（Ｄｉｒｅｃｔ−Ｓｅｑｕｅｎｃｅ：ＤＳ）ＣＤＭＡと、送信機側と受信機側で一定のホッピングパターンに従って通信周波数を切り替えて通信を行う周波数ホッピング（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｈｏｐｐｉｎｇ：ＦＨ）ＣＤＭＡの２つの方式に大別することができ、それぞれの方式においてＩＳＩやＭＡＩを低減するための方法が知られている。

ＤＳ−ＣＤＭＡは、受信機の逆拡散処理によりＩＳＩやＭＡＩを低減することができ、ＲＡＫＥやＰｒｅ−ＲＡＫＥを用いることにより更なる低減が可能である。また、ＤＳ−ＣＤＭＡに適応フィルタを用いることにより通信路情報を知ることなくＩＳＩやＭＡＩを低減することも可能である。
ＦＨ−ＣＤＭＡでは、ホッピングパターンを適切に選択することによりＤＳ−ＣＤＭＡと同様にＩＳＩやＭＡＩを低減することができる。
また、ＤＳ−ＣＤＭＡとＦＨ−ＣＤＭＡとを組み合わせたハイブリッドＣＤＭＡによってもＩＳＩやＭＡＩを低減することが可能である。

更に、ＤＳ−ＣＤＭＡにおいては、上記従来技術よりもＩＳＩやＭＡＩを大幅に低減させることを目的として、拡散系列を受信機から送信機へとフィードバックする方式が提案されている。
例えば、下記非特許文献１においては、非同期ＤＳ−ＣＤＭＡの上り回線において、直交するアナログＰＮ（ｐｓｅｕｄｏ ｎｏｉｓｅ）系列を受信機の適応フィルタにより生成し、それを送信機にフィードバックして拡散系列として用いる方式が提案されている。この方式は、送信機と受信機が多対１の関係にある非同期環境において、符号長とサイズの等しい適応フィルタを用いて、各ユーザの信号を非同期で直交させることができる。
また、下記非特許文献２においては、多対多の同期ＤＳ−ＣＤＭＡにおいて、ＭＡＩを低減できる方式が提案されている。この方式では、符号長とサイズの等しいフィルタ係数をもつＭＭＳＥ（ｍｉｎｉｍｕｍ ｍｅａｎ−ｓｑｕａｒｅｄ ｅｒｒｏｒ）フィルタのフイルタ係数を繰り返し送信機にフィードバックすることにより、過負荷時の同期ＤＳ−ＣＤＭＡの拡散系列のセットが相互相関に関するＷｅｌｃｈの下界（下記非特許文献３参照）を満たすＷＢＥ（Ｗｅｌｃｈ ｂｏｕｎｄ ｅｑｕａｌｉｔｙ）系列（下記非特許文献４参照）に漸近する。

また、本願発明者らは、多対多の非同期ＤＳ−ＣＤＭＡが可能な方式として、符号長よりサイズの大きな適応フィルタのフィルタ係数の一部を送信機に繰り返しフィードバックする拡散系列帰還型（ｆｅｅｄｂａｃｋ−ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ ｓｐｒｅａｄｉｎｇ ｓｅｑｕｅｎｃｅ：ＦＣＳＳ）ＤＳ−ＣＤＭＡを提案している（下記非特許文献５参照）。
この方式により生成される拡散系列は、非同期ＤＳ−ＣＤＭＡのマルチパス通信路環境において、ＩＳＩ及びＭＡＩに関して下記非特許文献２に記載の方式で生成される系列よりも優れている。

しかしながら、これら非特許文献１〜５の開示技術は、いずれもＤＳ−ＣＤＭＡを対象とするシングルキャリア伝送のための技術であって、ＦＨ−ＣＤＭＡを対象としてＩＳＩやＭＡＩを上記従来技術に比べて大幅に低減させることができる技術は未だ提案されていない。
ＦＨ−ＣＤＭＡは、マルチキャリヤ伝送によるＣＤＭＡを特別な場合として含み、高い周波数利用効率が得られる等の利点があることから、ＦＨ−ＣＤＭＡにおいて、ＩＳＩやＭＡＩを大幅に低減させることを可能とする方式の開発が望まれていた。

Ｓ．Ｈａｍａｄａ，Ｍ．Ｈａｍａｍｕｒａ，Ｈ．Ｓｕｚｕｋｉ，ａｎｄ Ｓ．Ｔａｃｈｉｋａｗａ，″Ａ ｐｒｏｐｏｓｅｄ ＤＳ／ＣＤＭＡ ｓｙｓｔｅｍ ｕｓｉｎｇ ａｎａｌｏｇ ＰＮ ｓｅｑｕｅｎｃｅｓ ｐｒｏｄｕｃｅｄ ｂｙ ａｄａｐｔｉｖｅ ｆｉｌｔｅｒｓ，″ＩＥＩＣＥ Ｔｒａｎｓ．Ｆｕｎｄａｍｅｎｔａｌｓ，ｖｏｌ．Ｅ８１−Ａ，ｎｏ．１１，ｐｐ．２２６１−２２６８，Ｎｏｖ．１９９８． Ｓ．Ｕｌｕｋｕｓ ａｎｄ Ｒ．Ｄ．Ｙａｔｅｓ，″Ｉｔｅｒａｔｉｖｅ ｃｏｎｓｔｒｕｃｔｉｏｎ ｏｆ ｏｐｔｉｍｕｍ ｓｉｇｎａｔｕｒｅ ｓｅｑｕｅｎｃｅ ｓｅｔｓ ｉｎ ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ ＣＤＭＡ ｓｙｓｔｅｍｓ，″ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｉｎｆｏｒｍ．Ｔｈｅｏｒｙ，ｖｏｌ．４７，ｎｏ．５，ｐｐ．１９８９−１９９８，Ｊｕｌｙ ２００１． Ｌ．Ｒ．Ｗｅｌｃｈ，″Ｌｏｗｅｒ ｂｏｕｎｄｓ ｏｎ ｔｈｅ ｍａｘｉｍｕｍ ｃｒｏｓｓ ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ ｏｆ ｓｉｇｎａｌｓ，″ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｉｎｆｏｒｍ．Ｔｈｅｏｒｙ，ｖｏｌ．２０，ｎｏ．３，ｐｐ．３９７−３９９，Ｍａｙ １９７４． Ｍ．Ｒｕｐｆ ａｎｄ Ｊ．Ｌ．Ｍａｓｓｅｙ，″Ｏｐｔｉｍｕｍ ｓｅｑｕｅｎｃｅ ｍｕｌｔｉｓｅｔｓ ｆｏｒ ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ ｃｏｄｅ−ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅ−ａｃｃｅｓｓ ｃｈａｎｎｅｌｓ，″ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｉｎｆｏｒｍ．Ｔｈｅｏｒｙ，ｖｏｌ．４０，ｎｏ．４，ｐｐ．１２６１−１２６６，Ｊｕｌｙ １９９４． Ｔ．Ｍｉｙａｔａｋｅ，Ｍ．Ｈａｍａｍｕｒａ，ａｎｄ Ｓ．Ｔａｃｈｉｋａｗａ，″Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｏｆ ＤＳ／ＳＳ ｓｙｓｔｅｍ ｕｓｉｎｇ ｆｅｅｄｂａｃｋ ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ ｓｐｒｅａｄｉｎｇ ｓｅｑｕｅｎｃｅ ｏｖｅｒ ａ ｍｕｌｔｉｐａｔｈ ｃｈａｎｎｅｌ，″Ｐｒｏｃ．ＩＳＩＴＡ２００４，ｐｐ．５６７−５７１，Ｏｃｔ．２００４，Ｐａｒｍａ．

本発明は、上記したような実状に鑑みてなされたものであって、ＦＨ−ＣＤＭＡにおいて、ＩＳＩやＭＡＩを大幅に低減させることを可能とする改良された方式を提供するものである。

本発明は、送信機側と受信機側で一定のホッピングパターンに従って通信周波数を切り替えて通信を行う周波数ホッピング方式のＣＤＭＡ通信方式において、受信機を、時間及び周波数の２次元に対応させたフィルタ係数をもつ適応フィルタから構成し、前記受信機から送信機に対して、前記フィルタ係数の一部を繰り返しフィードバックし、前記送信機において、フィードバックされたフィルタ係数の一部を新たなホッピングパターンとして用いることを特徴とするホッピングパターン帰還型ＣＤＭＡ通信方式を提供することによって、上記課題を解決する。

本発明によれば、受信機を、時間及び周波数の２次元に対応させたフィルタ係数をもつ適応フィルタから構成し、前記受信機から送信機に対して、前記フィルタ係数の一部を繰り返しフィードバックし、前記送信機において、フィードバックされたフィルタ係数の一部を新たなホッピングパターンとして用いることにより、ホッピングパターンを、小さなビット誤り率（ＢＥＲ：ｂｉｔ−ｅｒｒｏｒ ｒａｔｅ）が得られるパターンに自動的に収束させることができるため、結果として、ＦＨ−ＣＤＭＡにおいてＩＳＩやＭＡＩを大幅に低減させることが可能となる。

以下、本発明に係るホッピングパターン帰還型ＣＤＭＡ通信方式の好適な実施形態について説明する。
本発明に係るホッピングパターン帰還型ＣＤＭＡ通信方式は、送信機側と受信機側で一定のホッピングパターンに従って通信周波数を切り替えて通信を行う周波数ホッピング方式のＣＤＭＡ通信方式の改良に関するものである。

図１は、本発明に係るホッピングパターン帰還型ＣＤＭＡ通信方式のシステムモデルを示している。
図１に示すモデルは、ｋ番ユーザの送信機（１）及びｋ番ユーザの受信機（２）と、これらの間の通信路（３）から構成されている。
本明細書において、受信機（２）は、フィルタ係数を２次元に配置した適応ＦＩＲ（ｆｉｎｉｔｅ−ｄｕｒａｔｉｏｎ ｉｍｐｕｌｓｅ ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタ（４）から構成されており、そのフィルタ係数の一部（５）を送信機（１）に対して時間間隔Ｔ_ｆで繰り返しフィードバックする。
そして、送信機（１）では、フィードバックされたフィルタ係数の一部（５）を新たなホッピングパターン（６）として用いる。
但し、本発明に係る通信方式においては、受信機（２）は、時間及び周波数の２次元に対応させたフィルタ係数をもつ適応フィルタから構成されたものであればよく、フィルタ係数の配置そのものは２次元でなくてもよく、例えば１次元や３次元等の配置であってもよい。また、フィードバックの時間間隔Ｔ_ｆはフィードバックの度に異なっていてもよい。
以下、図１に示されたシステムモデルに基づいて、本発明に係る通信方式についてより詳細に説明する。

先ず、本発明に係る通信方式の送信機について説明する。
本発明に係る通信方式において、ｋ番ユーザに割り当てる符号長Ｌの信号波形ｃ_ｋ（ｔ）を次式（１）とする。

ここで、ｆ_ｋ，ｌ（ｔ）（０＜ｔ＜Ｔ_ｃ；Ｔ_ｃ［ｓ］はチップ幅）は、ｌ番チップのチップ波形であり、次式（２）で与える。

上式（２）のｇ（ｔ）はチップ波形を定める任意の窓関数であって、本明細書では下記（３）で表される矩形ゲート関数とし、
ｇ（ｔ）＝｛１（０＜ｔ＜Ｔ_ｃ），０（ｏｔｈｅｒｗｉｓｅ）｝ （３）

である（ｍ＝１，２，…，Ｍ）。

ｐ_{ｋ，ｌ，ｍ}を要素にもつＬ×Ｍの行列Ｐ_ｋによりｋ番ユーザのホッピングパターンを次式（４）の如く定義する。

上式（２）から理解できるように、チップ波形ｆ_ｋ，ｌ（ｔ）はホッピングパターンＰ_ｋに従って構成されるマルチトーンの波形である。

また、ｋ番ユーザの送信信号ｓ_ｋ（ｔ）を次式（５）とする。

ここで、ｄ_ｋ（ｎ）はｎＴ_ｓ＜ｔ＜（ｎ＋１）Ｔ_ｓ（ｎ＝０，１，…）に送信される差動符号化された複素シンボルであってｄ_ｋ（ｎ）＝ｂ_ｋ（ｎ）ｄ_ｋ（ｎ−１）、ｂ_ｋ（ｎ）は複素メッセージシンボル、Ｔ_ｓ［ｓ］はシンボル長であってＴ_ｓ＝ＬＴ_ｃと仮定する。
本明細書においては、ｂ_ｋ（ｎ）としてＱＰＳＫ（ｑｕａｔｅｒｎａｒｙ ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｎｇ）シンボルを仮定する。

次に、本発明に係る通信方式の性能を評価するための通信路について説明する。
ｋ番ユーザの通信路のインパルス応答ｈ_ｋ（ｔ）を次式（６）とする。

上式（６）において、ｈ_ｋ，ｉはｋ番ユーザの通信路のｉ番パスの大きさを表す複素数、τ_ｋ，ｉはｉ番パスの遅延で０≦τ_ｋ，ｉ＜Ｔ_ｓ、Ｉ_ｋはパスの数である。

多元接続数をＫとすると、受信信号ｒ（ｔ）は次式（７）（８）となる。

ここで、ｎ（ｔ）は両側電力密度Ｎ_０／２［Ｗ／Ｈ_ｚ］の加法性白色ガウス雑音（ａｄｄｉｔｉｖｅ ｗｈｉｔｅ Ｇａｕｓｓｉａｎ ｎｏｉｓｅ：ＡＷＧＮ）である。

続いて、本発明に係る通信方式の受信機について説明する。
受信機は、（Ｌ＋α）×Ｍ個（α≧０）の複素重みを２次元に配置した、上式（４）で定義されたホッピングパターンよりもサイズの大きな２次元適応ＦＩＲフィルタで構成される。簡単のために、本明細書では０≦α≦Ｌとする。
ｋ番ユーザの受信機がもつ複素重みｗ_{ｋ，ｌ，ｍ}を要素とする行列Ｗ_ｋを下記（９）と定義する。

本発明においては、このＷ_ｋをＴ_ｓ間隔で適応アルゴリズムにより更新する。
本明細書では、適応アルゴリズムとして正規化ＬＭＳ（ｎｏｒｍａｌｉｚｅｄ ｌｅａｓｔ−ｍｅａｎ−ｓｑｕａｒｅ：Ｎ−ＬＭＳ）アルゴリズムを用いた場合について説明する。
簡単のために、各ユーザの受信機が、それぞれの所望信号の１波目に同期しているものとする。
また、以下の説明では、ｋ番ユーザの受信機に着目して、一般性を失うことなくτ_ｋ，ｌ＝０と仮定する。

ｋ番ユーザの受信機では、受信信号に対して、周波数毎に、チップ毎に信号の検出を行う。
ｎＴ_ｓ＋（ｌ−１）Ｔ_ｃ＜ｔ＜ｎＴ_ｓ＋ｌＴ_ｃ（ｌ＝１，２，…，Ｌ＋α）におけるｍ番周波数の検出値を、次式（１０）（１１）で表されるｒ_{ｋ，ｌ，ｍ}（ｎ）とする。

ｎＴ_ｓ＜ｔ＜ｎＴ_ｓ＋（Ｌ＋α）Ｔ_ｃにおいて得られたサンプル値を要素とする行列をＲ_ｋ（ｎ）として次式（１２）で与える。

この行列Ｒ_ｋ（ｎ）を本明細書ではｋ番ユーザの受信信号行列と称す。

受信信号行列Ｒ_ｋ（ｎ）の要素であるサンプル値を適応フィルタの重みで重み付けして

ここで、^Ｈは行列の複素共役転置、ｔｒ［］は行列の主対角要素の和である。

る。

ここで、ｓｇｎ［］はシグナム関数、Ｒｅ［］は複素数の実部、Ｉｍ［］は複素数の虚部を表す。

得られる。ここで、^＊は複素共役である。

適応フィルタの重みの更新は次式（１７）により行う。

ここで、μはステップゲイン、‖Ｒ_ｋ（ｎ）‖_Ｆは行列Ｒ_ｋ（ｎ）のＦｒｏｂｅｎｉｕｓノルムであって次式（１８）で表される。

また、ｅ_ｋ（ｎ）は次式（１９）で表される。

本明細書では、ｋ番ユーザのフィルタ重みＷ_ｋ（０）の初期値をホッピングパターンＰ_ｋの初期値Ｐ_ｋ（０）に揃えて下記（２０）とする。

ここで、^Ｔは行列の転置、０_α×Ｍはα×Ｍのゼロ行列である。

以上が本発明に係る通信方式における送信機、通信路及び受信機の構成である。
続いて、受信機から送信機に対して繰り返し実行されるフィードバックについて説明する。
ｋ番ユーザの受信機は適応フィルタの重みの一部を送信機にフィードバックし、送信機においてはそれを新たなホッピングパターンＰ_ｋとして用いる。
時刻ｔ＝ｋＴ_ｆ＋αＴ_ｃ（ｋ＝１，２，…，Ｎ_ｆ；Ｎ_ｆはフィードバック回数、Ｔ_ｆはフィードバック間隔）において受信機から送信機にフィードバックされるホッピングパターンＰ_ｋ（ｋ）は、

尚、本明細書においては、Ｐ_ｋ（ｋ）のフィードバック遅延はないものとする。

受信機の２次元配置ＦＩＲフィルタはＭＭＳＥ解の重みを生成し、重みの一部をフィードバックすることにより送信信号が変化する。
これにより、受信信号も変化し、ＦＩＲフィルタが新たな別のＭＭＳＥ解に収束する。
フィードバックを繰り返すことにより、より小さなＢＥＲが得られるホッピングパターンに自動的に収束する。
その結果、ＦＨ−ＣＤＭＡにおいてＩＳＩやＭＡＩを大幅に低減させることが可能となる。

以下、以上説明した本発明に係る通信方式の性能評価を行う。
（１）初期ホッピングパターン
先ず、本明細書で用いるｋ番ユーザの初期ホッピングパターンＰ_ｋ（０）を定義する。
Ｇ．Ｅｉｎａｒｓｓｏｎの提案するＦＨ符号（Ｇ，Ｅｉｎａｒｓｓｏｎ″Ａｄｄｒｅｓｓ ａｓｓｉｇｎｍｅｎｔ ｆｏｒ ａ ｔｉｎｅ−ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−ｃｏｄｅｄ ｓｐｒｅａｄ−ｓｐｅｃｔｒｕｍ ｓｙｓｔｅｍ，″Ｂｅｌｌ Ｓｙｓｔ．Ｔｅｃｈ．Ｊ．，ｖｏｌ．５９，ｎｏ．７，ｐｐ．１２４１−１２５５，Ｓｅｐ．１９８０．参照）を応用し、符号長がＬ＝７、周波数トーンの数がＭ＝８のパターンｙ_ｋを次式（２３）（２４）とする。

＝［ｙ_ｋ，１ｙ_ｋ，２…ｙ_ｋ，Ｌ］^Ｔ （２４）
ここで、βはβ＝［β^０β^１…β^Ｌ−１］^Ｔ、左式右辺のβはＧＦ（Ｍ＝２^３）の原始元、ｘ_ｋ及びγ_ｋ

の加算及び乗算である。

本明細書では、ユーザ番号ｋとｘ_ｋ，γ_ｋの関係を（ｋ−１）＝γ_ｋＭ＋ｘ_ｋと選ぶことにする。
更に、符号長Ｌ＝７のＭ種類のＧｏｌｄ系列のセットをＺ＝［ｚ_０ｚ_１…ｚ_Ｍ−１］と定義する。
また、ｙ_ｋとｘ_ｋを用いて、ｋ番ユーザの初期ホッピングパターンＰ_ｋ（０）を次式（２５）と与える。
Ｐ_ｋ（０）＝Ｚ_ｋＶ_ｋ （２５）
ここで、行列Ｖ_ｋの（ｌ，ｍ）要素ｖ_{ｋ，ｌ，ｍ}は、下記（２６）で表される。
ｖ_{ｋ，ｌ，ｍ}＝｛１（ｍ＝ｙ_ｋ，ｌ＋１），０（ｍ≠ｙ_ｋ，ｌ＋１）｝ （２６）

（２）マルチパスモデル
本発明に係る通信方式の性能を評価するために、図２に示す６波マルチパスモデル（Ｉ_ｋ＝６）を用いる。
図２において、｜ｈ_ｋ，ｉ｜はｋ番ユーザの通信路のｉ番パスの振幅（実数）、τ_ｋ，ｉは遅延、θ_ｋ，ｉは位相である。また、｜ｈ_ｋ，ｉ｜は２０ｌｏｇ_１０（｜ｈ_{ｋ，ｉ＋１}｜／｜ｈ_ｋ，ｉ｜）＝−３ｄＢ、τ_ｋ，ｉはτ_{ｋ，ｉ＋１}−τ_ｋ，ｉ＝０．５Ｔ_ｃ、τ_ｋ，ｉは［０，Ｔ_ｓ）の区間で一様に分布するランダム変数、θ_ｋ，ｉはθ_ｋ，ｉ＝０とする。

（３）シミュレーション
以下、本発明に係る通信方式についてシミュレーションを行う。
本発明に係る通信方式では、フィードバックによりホッピングパターンのトレーニングが行われる。
そこで、Ｎ_ｆ回のフィードバックが終了するまでの期間を初期トレーニング期間、フィードバック後の期間を定常期間と呼ぶことにする。
初期トレーニング期間にはＦＩＲフィルタ重みの更新とホッピングパターンのフィードバックを行い、定常期間にはホッピングパターンのフィードバックは行わずにＦＩＲ重みの更新のみを行うものとする。
遅延τ_ｋ，ｉによってＢＥＲが異なる値となるため、１０回の平均で定常期間のＢＥＲを示す。
Ｅ_ｂ／Ｎ_０は差動符号化したＱＰＳＫのＢＥＲが１０^−５を示す９．９ｄＢ、ＦＩＲフィルタの重み更新のステップゲインはμ＝１０^−１、初期トレーニング期間にはパイロットデータの送信を仮定

（３．１）ＢＥＲとＦＩＲフィルタサイズの関係
図３は、定常期間におけるＢＥＲとＦＩＲフィルタのサイズ（（Ｌ＋α）×Ｍ）の関係を示している。
ＭはＭ＝８と固定し、（Ｌ＋α）を７，１０，１４とした。フィードバック間隔はＴ_ｆ＝Ｔ_ｓ、フィードバック回数Ｎ_ｆ＝１０^４とした。
図３から分かるように、（Ｌ＋α）が１４のときに最も小さいＢＥＲが得られた。
以下、ＦＩＲフィルタサイズ（Ｌ＋α）×Ｍを１４×８とする。

（３．２）ＢＥＲとフィードバック間隔の関係
図４は定常期間におけるユーザ数、ＢＥＲ、フィードバック間隔Ｔ_ｆの関係を示している。
フィードバック間隔Ｔ_ｆをＴ_ｓ，１０Ｔ_ｓ，１０^２Ｔ_ｓ，１０^３Ｔ_ｓ、フィードバック回数Ｎ_ｆをＴ_ｆ＝Ｔ_ｓのときＮ_ｆ＝１０^４，Ｔ_ｆ＝１０Ｔ_ｓのときＮ_ｆ＝１０^３，Ｔ_ｆ＝１０^２Ｔ_ｓのときＮ_ｆ＝１０^２，Ｔ_ｆ＝１０^３Ｔ_ｓのときＮ_ｆ＝１０とした。
図４より、フィードバック間隔Ｔ_ｆが１０^３Ｔ_ｓのときにＢＥＲが最小となった。
これは、Ｎ−ＬＭＳアルゴリズムを用いたＦＩＲフィルタの収束に１０^３Ｔ_ｓ程度の時間を要するためと考えられる。
以下ではフィードバック間隔Ｔ_ｆを１０^３Ｔ_ｓとする。

（３．３）ＢＥＲとフィードバック回数の関係
図５は定常期間におけるユーザ数、ＢＥＲ、フィードバック回数の関係を示している。
図５より、フィードバック回数Ｎ_ｆがＮ_ｆ≧８程度で小さなＢＥＲとなった。
以下ではフィードバック回数Ｎ_ｆを８回とする。

（３．４）収束したホッピングパターン
本発明に係る通信方式に用いた初期ホッピングパターン及びトレーニング終了後のホッピングパターンの例を図６及び図７にそれぞれ示す。但し、これらの図において各トーンの振幅は大きさで表示している。
図７はユーザ数Ｋ＝３２、ＦＩＲフィルタサイズ（Ｌ＋α）×Ｍ＝１４×８、フィードバック間隔Ｔ_ｆ＝１０^３Ｔ_ｓ、フィードバック回数Ｎ_ｆ＝８、ステップゲインμ＝１０^−１という条件でトレーニングを行った第２ユーザ（ｋ＝２）のホッピングパターンである。
図６及び図７により、本発明に係る通信方式のホッピングパターンは、フィードバックによりマルチトーンのチップをもつホッピングパターンに収束していることが分かる。

（３．５）他の方式との比較
本発明に係る方式と他の従来方式の性能を比較する。
比較する従来方式は、マッチドフィルタ（ｍａｔｃｈｅｄ ｆｉｌｔｅｒ：ＭＦ）を用いるＤＳ−ＣＤＭＡ（Ｇｏｌｄ系列）、ＲＡＫＥ（２波最大比合成）を行うＤＳ−ＣＤＭＡ（Ｇｏｌｄ系列）、ＤＳとＦＨを組み合わせてＭＦ受信を行うＨｙｂｒｉｄ−ＣＤＭＡ、非特許文献５にて提案されたＦＣＳＳ／ＤＳ−ＣＤＭＡとした。
各方式の周波数利用効率が同等となるように符号長Ｌと周波数トーンの数Ｍを表１のように選択した。

図８より、本発明に係る方式は、他の従来方式と比較して最も優れたＢＥＲ性能を示し、しかもユーザ数が増えるにつれて性能差が顕著になることが分かる。
また、この結果から、本発明に係る方式によれば、ＦＨ−ＣＤＭＡにおいてＩＳＩやＭＡＩを大幅に低減させることが可能となることが分かる。

本発明は、特に無線ＬＡＮ等の移動体通信システムにおいて好適に利用することができるものである。

本発明に係るホッピングパターン帰還型ＣＤＭＡ通信方式のシステムモデルを示している。 本発明に係る通信方式の性能を評価するための通信路モデルを示す図である。 ＦＩＲフィルタサイズとＢＥＲの関係を示す図である。 ユーザ数とＢＥＲ、フィードバック間隔Ｔ_ｆの関係を示す図である。 ユーザ数とＢＥＲ、フィードバック回数Ｎ_ｆの関係を示す図である。 本発明に係る通信方式に用いた初期ホッピングパターンの例を示す図である。 本発明に係る通信方式に用いたトレーニング終了後のホッピングパターンの例を示す図である。 本発明に係る通信方式と従来方式を比較するためのユーザ数とＢＥＲの関係図である。

符号の説明

１ 送信機
２ 受信機
３ 通信路
４ 適応ＦＩＲフィルタ
５ フィルタ係数の一部
６ 新たなホッピングパターン

Claims (1)

1. 送信機側と受信機側で一定のホッピングパターンに従って通信周波数を切り替えて通信を行う周波数ホッピング方式のＣＤＭＡ通信方式において、
   前記受信機を、時間及び周波数の２次元に対応させたフィルタ係数をもつ適応フィルタから構成し、
   前記受信機から前記送信機に対して、前記フィルタ係数の一部を繰り返しフィードバックし、
   前記送信機において、前記フィードバックされたフィルタ係数の一部を新たなホッピングパターンとして使用することを特徴とするホッピングパターン帰還型ＣＤＭＡ通信方式。

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