JP2009118048A

JP2009118048A - Resonator filter

Info

Publication number: JP2009118048A
Application number: JP2007287204A
Authority: JP
Inventors: Eiji Hagiwara; 栄治萩原; Tomoyuki Hirama; 智之平間; Toshihiro Tanaka; 稔博田中; Toshio Maki; 敏夫槇
Original assignee: SPC Electronics Corp
Current assignee: SPC Electronics Corp
Priority date: 2007-11-05
Filing date: 2007-11-05
Publication date: 2009-05-28
Anticipated expiration: 2027-11-05
Also published as: JP4468430B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a waveguide type resonator filter capable of changing the passing bands by electronic control. <P>SOLUTION: The resonator filter 1 comprises an oblong waveguide 10, having a TE10 transmission fundamental mode and a plurality of rod-like inductive elements in it that constitute a resonator; a strip conductor 12, provided in the oblong waveguide 10 for combining the magnetic fields generating inside the oblong waveguide 10 at a prescribed degree of coupling; and a resonance frequency varying portion 14, connected to the strip conductor 12 via a coaxial transmission line 13 and having a varactor diode 15, where the resonance frequency of the resonator is varied, according to the change in the capacity of the varactor diode 15. <P>COPYRIGHT: (C)2009,JPO&INPIT

Description

本発明は、例えばマイクロ波帯及びミリ波帯で用いられる導波管型の共振器フィルタに関し、特に通過帯域が可変になっている帯域通過型の共振器フィルタに関する。 The present invention relates to a waveguide type resonator filter used in, for example, a microwave band and a millimeter wave band, and more particularly to a band pass type resonator filter having a variable pass band.

導波管を用いた共振器フィルタは、様々な高周波機器に用いられている。
図１２は、通過帯域が固定された導波管型の共振器フィルタ４の概略図の一例である。この共振器フィルタ４は、矩形導波管４０、誘導性の導体である誘導性棒４１、及び容量性素子としての容量性ポスト４２を備えている。誘導性棒４１と容量性ポスト４２とで共振器４３が構成される。
図１３は、図１２の共振器フィルタ４を入力端側から見た図である。図１３は、矩形導波管４０内の伝送基本モードＴＥ１０の電界Ｅ及び磁界Ｈと、誘導性棒４１及び容量性ポスト４２との関係を示している。図１４は、矩形導波管４０内の伝送基本モードＴＥ１０の電界Ｅ及び磁界Ｈの分布状態を示した図である。矩形導波管４０内において、電界Ｅは半波長ごとに、図のＹ軸方向で反転する。磁界Ｈは、半波長ごとにＸ−Ｚ平面で時計回りと反時計回りとで反転する。 A resonator filter using a waveguide is used in various high-frequency devices.
FIG. 12 is an example of a schematic diagram of a waveguide type resonator filter 4 with a fixed pass band. The resonator filter 4 includes a rectangular waveguide 40, an inductive rod 41 that is an inductive conductor, and a capacitive post 42 as a capacitive element. The inductive rod 41 and the capacitive post 42 constitute a resonator 43.
FIG. 13 is a view of the resonator filter 4 of FIG. 12 as viewed from the input end side. FIG. 13 shows the relationship between the electric field E and magnetic field H of the transmission fundamental mode TE10 in the rectangular waveguide 40, and the inductive rod 41 and the capacitive post 42. FIG. 14 is a diagram showing the distribution state of the electric field E and magnetic field H of the transmission fundamental mode TE10 in the rectangular waveguide 40. As shown in FIG. In the rectangular waveguide 40, the electric field E is inverted in the Y-axis direction in the figure for every half wavelength. The magnetic field H is reversed clockwise and counterclockwise in the XZ plane every half wavelength.

図１５は、共振器フィルタ４の等価回路図である。誘導性棒４１及び容量性ポスト４２により共振器４３が構成されており、通過帯域幅に応じて、誘導性棒４１及び容量性ポスト４２の特性が決定される。共振器フィルタ４は、このような共振器４３とインピーダンスインバータ４４とが交互に接続された構成である。インピーダンスインバータ４４は、共振器フィルタ４が所望の通過帯域を得るために必要となる。また、インピーダンスインバータ４４は、共振器フィルタ４の入出力端における特性インピーダンスと初段及び最終段の共振器４３の整合をとるためにも必要な構成である。 FIG. 15 is an equivalent circuit diagram of the resonator filter 4. The inductive rod 41 and the capacitive post 42 constitute a resonator 43, and the characteristics of the inductive rod 41 and the capacitive post 42 are determined according to the passband width. The resonator filter 4 has a configuration in which such resonators 43 and impedance inverters 44 are alternately connected. The impedance inverter 44 is necessary for the resonator filter 4 to obtain a desired pass band. The impedance inverter 44 is also necessary for matching the characteristic impedance at the input / output end of the resonator filter 4 with the first-stage and final-stage resonators 43.

このように通過帯域が固定された共振器フィルタ４に対して、通過帯域が可変となっている導波管型の共振器フィルタが、従来からレーダ給電系やエネルギ応用装置（例えば、マイクロ波加熱装置）の電波源であるマグネトロンの周波数ドリフト対策として待望されている。しかし、せいぜい共振周波数同調用の金属スクリューを機械的に出し／入れする方法が提案されている程度で、実用化に至っていない。また、このような機械的な通過帯域の制御は、信頼性（寿命）が不十分であると予想される。 In contrast to the resonator filter 4 having a fixed pass band as described above, a waveguide type resonator filter having a variable pass band has been conventionally used in radar feed systems and energy application devices (for example, microwave heating). It is awaited as a countermeasure against frequency drift of the magnetron, which is a radio source of the device. However, it has not been put into practical use to the extent that a method for mechanically inserting / inserting a metal screw for resonance frequency tuning has been proposed. Further, such mechanical passband control is expected to have insufficient reliability (lifetime).

同軸型の共振器フィルタの通過帯域を電子制御により可変にする発明が特許文献１に開示されている。特許文献１は、コムラインフィルタを構成する半同軸共振器の負荷容量として電圧可変の容量フィルムを利用して、共振器フィルタの通過帯域を可変にしている。電圧可変の容量フィルムを複数段のコムラインフィルタの初段と最終段の半同軸共振器の負荷容量とすることで、通過帯域を可変にする。電圧可変の容量フィルムに、バリウム・ストロンチウム・酸化チタンの合成材料を用いると、容量が０．４ｐＦ〜０．２ｐＦの範囲で可変する。これによりコムラインフィルタの通過帯域幅が３０ＭＨｚになり、共振器フィルタの通過帯域の中心周波数が２．０ＧＨｚ〜２．４ＧＨｚまで可変可能になる。
米国特許第６８０１１０４号 Patent Document 1 discloses an invention in which the passband of a coaxial resonator filter is made variable by electronic control. Patent Document 1 uses a variable voltage capacitive film as a load capacity of a semi-coaxial resonator constituting a comb line filter to make the pass band of the resonator filter variable. By using a variable voltage capacitive film as the load capacity of the first and last semi-coaxial resonators of the multi-stage comb line filter, the pass band is made variable. When a synthetic material of barium, strontium, and titanium oxide is used for the voltage variable capacitance film, the capacitance is varied in the range of 0.4 pF to 0.2 pF. As a result, the pass band width of the comb line filter becomes 30 MHz, and the center frequency of the pass band of the resonator filter can be varied from 2.0 GHz to 2.4 GHz.
US Pat. No. 6,801,104

特許文献１では、バラクタダイオードのような半導体素子を用いていない。これは、半導体素子、特にバラクタダイオードが、マイクロ波帯でＱファクタが低くフィルタの損失が増大するためである。また、バラクタダイオードの場合には耐電力が低いために、印加可能なマイクロ波帯の動作電力が制限される。
しかし、共振器フィルタの通過帯域を可変にするために半導体素子を用いることができれば、通過帯域を高速に可変可能になり、且つ信頼性の向上が期待できる。また。マイクロ波帯の共振器フィルタの場合には、挿入損失を実用範囲まで低減でき、通過帯域の可変範囲を実用上必要な１％程度にすることができ、耐電力を実用範囲まで保証できる。 In Patent Document 1, a semiconductor element such as a varactor diode is not used. This is because semiconductor elements, particularly varactor diodes, have a low Q factor in the microwave band and an increased filter loss. In the case of a varactor diode, the withstand power is low, so that the applicable microwave band operating power is limited.
However, if a semiconductor element can be used to make the pass band of the resonator filter variable, the pass band can be changed at high speed, and an improvement in reliability can be expected. Also. In the case of a resonator filter in the microwave band, the insertion loss can be reduced to the practical range, the variable range of the pass band can be reduced to about 1% that is practically required, and the power durability can be guaranteed to the practical range.

本発明は、上記の問題に鑑み、通過帯域が電子制御により可変である導波管型の共振器フィルタを提供することを課題とする。 In view of the above problems, an object of the present invention is to provide a waveguide type resonator filter whose pass band is variable by electronic control.

上記の課題を解決する本発明の共振器フィルタは、伝送基本モードがＴＥ１０であり、誘導性の棒状素子が内部に複数配置されて共振器を構成している矩形導波管と、前記矩形導波管の内部に発生する電界又は磁界を所定の結合度で結合するために、前記矩形導波管の内部に設けられる導体と、前記導体に接続されており、半導体で形成された可変容量素子を有する共振周波数可変部と、を備えている。前記可変容量素子の容量の変化に応じて、前記共振器の共振周波数が変化するようになっている。そのために共振器フィルタの通過帯域が可変となる。 The resonator filter of the present invention that solves the above-described problems has a rectangular waveguide in which a fundamental transmission mode is TE10 and a plurality of inductive rod-shaped elements are arranged inside to constitute a resonator, and the rectangular waveguide. In order to couple the electric field or magnetic field generated inside the wave tube with a predetermined degree of coupling, a conductor provided inside the rectangular waveguide and a variable capacitance element formed of a semiconductor connected to the conductor And a resonance frequency variable section having The resonance frequency of the resonator is changed in accordance with the change in the capacitance of the variable capacitance element. For this reason, the pass band of the resonator filter becomes variable.

半導体で形成された可変容量素子を用いることで、通過帯域を高速に可変可能になり、且つ信頼性の向上がする。また。マイクロ波帯の共振器フィルタの場合には、挿入損失を実用範囲まで低減でき、通過帯域の可変範囲を実用上必要な１％程度にすることができ、耐電力を実用範囲まで保証できる。 By using a variable capacitance element formed of a semiconductor, the pass band can be changed at high speed and the reliability is improved. Also. In the case of a microwave band resonator filter, the insertion loss can be reduced to a practical range, the passband variable range can be reduced to about 1% which is practically required, and the power durability can be guaranteed to the practical range.

前記共振周波数可変部は、例えばマイクロストリップ線路又は同軸線路からなる電子回路であり、可変容量素子の容量を容易に可変としすることができる。また、前記矩形導波管内に、複数の前記共振器が縦続に接続されて構成されてもよい。縦続接続することで、所定のフィルタ特性を実現するようにしてもよい。 The resonance frequency variable section is an electronic circuit made of, for example, a microstrip line or a coaxial line, and can easily change the capacitance of the variable capacitance element. Further, a plurality of the resonators may be connected in cascade in the rectangular waveguide. A predetermined filter characteristic may be realized by cascade connection.

導体は、磁界に結合する場合には、例えばストリップ導体を用いることができ、電界に結合する場合には、棒状の導体素子を用いることができる。ストリップ導体は、例えば前記結合度が所定の値となるように前記磁界の方向に対して所定の角度で設けられる。結合度は、この角度により調整される。前記導体素子は、大きさ及び矩形導波管内の配置位置に応じて前記電界との前記結合度が決まる。 When the conductor is coupled to a magnetic field, for example, a strip conductor can be used. When the conductor is coupled to an electric field, a rod-shaped conductor element can be used. For example, the strip conductor is provided at a predetermined angle with respect to the direction of the magnetic field so that the degree of coupling becomes a predetermined value. The degree of coupling is adjusted by this angle. The degree of coupling between the conductor element and the electric field is determined according to the size and the arrangement position in the rectangular waveguide.

上記のような本発明により、半導体で形成された可変容量素子を有する共振周波数可変部を備えることで、電気的に可変容量の容量を変化させて共振周波数を変化させることが可能になる。そのために、従来、半導体素子を用いることで期待された効果が得られる。 According to the present invention as described above, it is possible to change the resonance frequency by electrically changing the capacitance of the variable capacitor by including the resonance frequency variable section having the variable capacitance element formed of a semiconductor. Therefore, the effect expected conventionally by using a semiconductor element is acquired.

以下、本発明の実施形態を図面を参照して説明する。 Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.

＜第１実施形態＞
図１は、通過帯域が電子制御により可変となっている、導波管を用いた共振器フィルタの本発明の第１実施形態であるＸ帯単一共振器フィルタ１の概略図である。この共振器フィルタ１は、ＴＥ１０モードの矩形導波管１０と共振周波数可変部１４とが、同軸伝送線路１３により接続された構成である。図２Ａは、共振器フィルタ１の、共振周波数可変部１４が矩形導波管１０に接続される付近の断面図であり、図２Ｂは、図２Ａの断面図において、共振周波数可変部１４を回路図に置き換えた説明図である。 <First Embodiment>
FIG. 1 is a schematic diagram of an X-band single resonator filter 1 which is a first embodiment of the present invention of a resonator filter using a waveguide, whose pass band is variable by electronic control. The resonator filter 1 has a configuration in which a TE10 mode rectangular waveguide 10 and a resonance frequency variable unit 14 are connected by a coaxial transmission line 13. 2A is a cross-sectional view of the resonator filter 1 in the vicinity of the resonance frequency variable portion 14 connected to the rectangular waveguide 10, and FIG. 2B is a circuit diagram of the resonance frequency variable portion 14 in the cross-sectional view of FIG. 2A. It is explanatory drawing replaced with the figure.

この共振器フィルタ１は、伝送基本モードがＴＥ１０の矩形導波管１０内に、共振器を構成する誘導性の導体素子としての誘導性棒１１及び矩形導波管１０の管軸方向に発生する磁界Ｈと結合するためのストリップ導体１２を有している。ストリップ導体１２は、磁界Ｈ方向に並んだ誘導性棒１１の中間、好適には誘導性棒１１間の中心に配置されており、磁界Ｈを結合度ｎで結合する。ストリップ導体１２で結合したマイクロ波は、同軸伝送線路１３を介して共振周波数可変部１４に導かれる。 The resonator filter 1 is generated in the direction of the tube axis of the inductive rod 11 and the rectangular waveguide 10 as inductive conductor elements constituting the resonator in the rectangular waveguide 10 whose transmission basic mode is TE10. A strip conductor 12 for coupling with the magnetic field H is provided. The strip conductor 12 is disposed in the middle of the inductive rods 11 arranged in the direction of the magnetic field H, preferably in the center between the inductive rods 11, and couples the magnetic field H with a coupling degree n. The microwaves coupled by the strip conductor 12 are guided to the resonance frequency variable unit 14 via the coaxial transmission line 13.

共振周波数可変部１４は、基板上に、半導体素子としてのバラクタダイオード１５、接地端子１６、同軸伝送線路１３が接続されるバイアス回路接続端子１７、バイアス端子１８、及びローパスフィルタ１９を有している。バラクタダイオード１５は、接地端子１６に一方の端子（この実施形態ではアノード端子）が接続されバイアス回路接続端子１７に他方の端子（この実施形態ではカソード端子）が接続される。バイアス回路接続端子１７とバイアス端子１８との間には、容量性素子１９ａ及び誘導性素子１９ｂからなるローパスフィルタ１９が設けられる。ローパスフィルタ１９により、バイアス端子１８への結合波の漏れるを抑圧できる。 The resonance frequency variable unit 14 includes a varactor diode 15 as a semiconductor element, a ground terminal 16, a bias circuit connection terminal 17, a bias terminal 18, and a low-pass filter 19 to which the coaxial transmission line 13 is connected. . In the varactor diode 15, one terminal (an anode terminal in this embodiment) is connected to the ground terminal 16, and the other terminal (a cathode terminal in this embodiment) is connected to the bias circuit connection terminal 17. A low-pass filter 19 including a capacitive element 19a and an inductive element 19b is provided between the bias circuit connection terminal 17 and the bias terminal 18. The low-pass filter 19 can suppress leakage of the coupled wave to the bias terminal 18.

バイアス端子１８を介して、図示しない電源からバイアス電圧が印加される。バイアス電圧はバラクタダイオード１５に印加される。バイアス電圧は可変である。バラクタダイオード１５は、印加されるバイアス電圧が可変であるために、その接合容量が変化する。接合容量が変化するために共振周波数が変化する。バイアス電圧を容易に印加できる構造にするため、バラクタダイオード１５が実装される共振周波数可変部１４はマイクロストリップ線路或いは同軸線路で構成される。 A bias voltage is applied from a power source (not shown) via the bias terminal 18. A bias voltage is applied to the varactor diode 15. The bias voltage is variable. Since the applied bias voltage is variable, the junction capacitance of the varactor diode 15 changes. The resonance frequency changes because the junction capacitance changes. In order to provide a structure in which a bias voltage can be easily applied, the resonance frequency variable unit 14 on which the varactor diode 15 is mounted is configured by a microstrip line or a coaxial line.

同軸伝送線路１３は、中心導体１３ａ及び外導体１３ｂを有しており、中心導体１３ａがストリップ導体１２とバイアス回路接続端子１７とを接続している。同軸伝送線路１３により矩形導波管１０内に結合波が給電される。 The coaxial transmission line 13 has a center conductor 13 a and an outer conductor 13 b, and the center conductor 13 a connects the strip conductor 12 and the bias circuit connection terminal 17. A coupled wave is fed into the rectangular waveguide 10 by the coaxial transmission line 13.

図３Ａは、図２Ｂに示された矩形導波管１０及び共振周波数可変部１４の等価回路図である。図３Ａは、矩形導波管１０と共振周波数可変部１４とが結合度ｎを介して接続されることを示しており、矩形導波管１０による共振器１０ａが誘導性素子及び容量性素子で表される。図３Ａでは、図２Ｂと同じ構成要素を同じ符号で表している。バラクタダイオード１５は、半導体で形成された可変容量素子であり、容量Ｃｖが印加されるバイアス電圧により変化する。図３Ｂは、図３Ａの等価回路図であり、矩形導波管１０による共振器１０ａに対して並列に、バラクタダイオード１５とストリップ導体１２とが合成されて、バラクタダイオード１５の容量Ｃｖが結合度ｎの２乗倍されて得られる容量Ｃｖ・ｎ²の容量を有する可変容量素子１５ａが接続される。バラクタダイオード１５の容量Ｃｖが変化することで可変容量素子１５ａの容量Ｃｖ・ｎ²も変化して共振周波数が変化する。例えば、結合度ｎが０．１のとき、バラクタダイオード１５の容量Ｃｖは０．０１倍となって共振器１０ａに並列接続され、共振周波数を変化させる。
図４は、結合度ｎが０．１（２０ｄＢ）のときに、バラクタダイオード１５の容量Ｃｖを１０ｐＦ、１ｐＦ、０．３ｐＦ、０．１３ｐＦ、０．１ｐＦと可変したときの共振周波数の変化を表すシミュレーション図である。バラクタダイオード１５の容量Ｃｖが１０ｐＦ〜０．１ｐＦの範囲で変化することで、共振周波数を約２００ＭＨｚ変化させることができる。 3A is an equivalent circuit diagram of the rectangular waveguide 10 and the resonance frequency variable unit 14 shown in FIG. 2B. FIG. 3A shows that the rectangular waveguide 10 and the resonance frequency variable unit 14 are connected via a coupling degree n, and the resonator 10a by the rectangular waveguide 10 is an inductive element and a capacitive element. expressed. In FIG. 3A, the same components as those in FIG. 2B are denoted by the same reference numerals. The varactor diode 15 is a variable capacitance element formed of a semiconductor, and changes depending on a bias voltage to which the capacitance Cv is applied. 3B is an equivalent circuit diagram of FIG. 3A, in which the varactor diode 15 and the strip conductor 12 are combined in parallel with the resonator 10a by the rectangular waveguide 10, and the capacitance Cv of the varactor diode 15 is coupled. A variable capacitance element 15a having a capacitance Cv · n ² obtained by multiplying n to the square is connected. As the capacitance Cv of the varactor diode 15 changes, the capacitance Cv · n ² of the variable capacitance element 15a also changes and the resonance frequency changes. For example, when the degree of coupling n is 0.1, the capacitance Cv of the varactor diode 15 is 0.01 times and is connected in parallel to the resonator 10a to change the resonance frequency.
FIG. 4 shows changes in the resonance frequency when the capacitance Cv of the varactor diode 15 is varied to 10 pF, 1 pF, 0.3 pF, 0.13 pF, and 0.1 pF when the degree of coupling n is 0.1 (20 dB). It is a simulation figure to represent. By changing the capacitance Cv of the varactor diode 15 in the range of 10 pF to 0.1 pF, the resonance frequency can be changed by about 200 MHz.

このような共振周波数可変部１４は、機械的な変動部がなく半導体素子（バラクタダイオード１５）に印加するバイアス電圧を変化させるだけで所望の共振周波数を得る電子制御式である。そのために、信頼性（寿命）が半導体素子の寿命に支配され、非常に高くなる。 Such a resonance frequency variable section 14 is an electronic control type that has no mechanical fluctuation section and obtains a desired resonance frequency only by changing the bias voltage applied to the semiconductor element (varactor diode 15). For this reason, the reliability (life) is governed by the life of the semiconductor element and becomes very high.

共振周波数可変部１４を設けることで、矩形導波管１０の無負荷Ｑは、結合度ｎの２乗を介してマイクロストリップ線路の損失とバラクタダイオード１５の損失（Ｑファクタ）が作用する。例えば結合度ｎが０．１のとき、ｎ²は０．１であり、マイクロストリップ線路とバラクタダイオード１５の損失は矩形導波管１０に対し０．０１倍しか作用しない。そのために、結合度ｎを挿入損失低減の条件で選択すれば、実用上問題がない挿入損失の電子制御方式の導波管フィルタ１を実現することができる。 By providing the resonance frequency variable section 14, the unloaded Q of the rectangular waveguide 10 is affected by the loss of the microstrip line and the loss (Q factor) of the varactor diode 15 through the square of the coupling degree n. For example, when the coupling degree n is 0.1, n ² is 0.1, and the loss of the microstrip line and the varactor diode 15 acts only 0.01 times on the rectangular waveguide 10. Therefore, if the degree of coupling n is selected under the condition for reducing the insertion loss, the insertion loss electronically controlled waveguide filter 1 having no practical problem can be realized.

図５、図６は、各々図３Ａの等価回路について、結合度ｎと振幅、共振周波数の関係をグラフ化した図である。図５は、バラクタダイオード１５に必要な耐電力の結合度依存性を表している。図６は、共振周波数の変動可能範囲の結合度への依存度を表している。
図５、図６において、結合度はデシベル単位で表されている。結合度０．１は２０ｄＢに相当する。図５、図６により、結合度２０ｄＢのときに必要な耐電力は２００Ｖであり、このときの共振周波数の変動可能範囲はバラクタダイオード１５の容量Ｃｖが０．１ｐＦ〜０．３ｐＦの範囲で可変する場合に１６０ＭＨｚ（約１．６％帯域）が得られる。
耐電力が２００Ｖのバラクタダイオード１５は、一般的な物であり入手が容易である。また、共振周波数の変動可能幅が１．６％帯域あれば、実用上問題となることが少ない。 5 and 6 are graphs showing the relationship between the coupling degree n, the amplitude, and the resonance frequency for the equivalent circuit of FIG. 3A. FIG. 5 shows the dependence of the withstand power required for the varactor diode 15 on the degree of coupling. FIG. 6 shows the dependence of the resonance frequency variable range on the degree of coupling.
5 and 6, the degree of coupling is expressed in decibels. A degree of coupling of 0.1 corresponds to 20 dB. 5 and 6, the withstand power required when the coupling degree is 20 dB is 200 V, and the variable range of the resonance frequency at this time is variable in the range where the capacitance Cv of the varactor diode 15 is 0.1 pF to 0.3 pF. In this case, 160 MHz (about 1.6% band) is obtained.
The varactor diode 15 having a withstand power of 200 V is a general thing and is easily available. In addition, if the resonance frequency fluctuation range is 1.6%, there is little practical problem.

＜第２実施形態＞
図７は、本発明の第２実施形態の３段構成のＸ帯単一共振器フィルタ２の概略図である。この共振器フィルタ２は、第１実施形態の共振器フィルタ１を３段直結した構成である。１段目と３段目は同じ特性の共振器でよいが、その間に位置する２段目の共振器は１段目、３段目の共振器とは異なる特性を有する。共振器を複数段縦続に接続することで、所望のフィルタ特性を有する共振器フィルタ２とすることができる。共振器フィルタ２の場合には、所望のフィルタ特性を得るために、２段目の共振器の特性を１段目、３段目の共振器の特性とは異なるものとしている。
そのために、共振器フィルタ２では、１段目と３段目の誘導性棒１１ａの寸法(長さ、直径）と２段目の誘導性棒１１ｂの寸法（長さ、直径）が異なる。また、共振器の軸長が１段目と３段目がθ１であるのに対し２段目はθ２（θ２＞θ１）である。同様に、共振周波数可変部１４のバラクタダイオード１５へのバイアス電圧を変えて、容量値が１段目、３段目と２段目とでは異なる値に設定される。 Second Embodiment
FIG. 7 is a schematic diagram of an X-band single resonator filter 2 having a three-stage configuration according to the second embodiment of the present invention. The resonator filter 2 has a configuration in which the resonator filter 1 of the first embodiment is directly connected in three stages. The first and third stages may be resonators having the same characteristics, but the second stage resonator located between them has characteristics different from those of the first and third stages. By connecting the resonators in a plurality of stages, the resonator filter 2 having desired filter characteristics can be obtained. In the case of the resonator filter 2, in order to obtain desired filter characteristics, the characteristics of the second-stage resonator are different from the characteristics of the first-stage and third-stage resonators.
Therefore, in the resonator filter 2, the dimensions (length and diameter) of the first-stage and third-stage inductive bars 11 a are different from the dimensions (length and diameter) of the second-stage inductive bars 11 b. Also, the axial length of the resonator is θ1 in the first and third stages, whereas θ2 (θ2> θ1) in the second stage. Similarly, by changing the bias voltage to the varactor diode 15 of the resonance frequency varying unit 14, the capacitance value is set to a different value between the first stage, the third stage, and the second stage.

図８は、共振器フィルタ２のシミュレーション結果を表す図であり、各段の結合度ｎを０．１に固定して、バラクタダイオード１５の容量値を０．０３ｐＦ、０．０２ｐＦ、０．０１ｐＦと変化させたときの共振器フィルタ２の特性を表している。 FIG. 8 is a diagram showing a simulation result of the resonator filter 2. The coupling degree n of each stage is fixed to 0.1, and the capacitance values of the varactor diode 15 are 0.03 pF, 0.02 pF, and 0.01 pF. Represents the characteristics of the resonator filter 2 when changed.

誘導性棒１１ａ、１１ｂの寸法や共振軸の長さ、或いは、バラクタダイオード１５へ印加するバイアス電圧を変える他に、結合度ｎを変化させることで、共振器の特性を変えるようにしてもよい。図９は、結合度ｎを変化させる方法の説明図である。 In addition to changing the dimensions of the inductive rods 11a and 11b, the length of the resonance axis, or the bias voltage applied to the varactor diode 15, the characteristics of the resonator may be changed by changing the coupling degree n. . FIG. 9 is an explanatory diagram of a method for changing the degree of coupling n.

図９は、図１の共振器フィルタ１の矩形導波管１０を共振周波数可変部１４側から見た断面図であり、ストリップ導体１２の状態が変化していることを表している。
矩形導波管１０内には、管軸方向に磁界Ｈが発生するが、ストリップ導体１２と磁界Ｈのなす角度により結合度ｎが変化する。例えば管軸方向に発生する磁界Ｈに対してストリップ導体１２の長辺が直角に位置するときの結合度をｎとすると（ストリップ導体１２の状態）、磁界Ｈの方向に対して長辺が角度Φになるように設けられたストリップ導体１２ａの結合度ｎａは、(式１)で表される。
ｎａ＝ｎ・cosΦ …（１） FIG. 9 is a cross-sectional view of the rectangular waveguide 10 of the resonator filter 1 of FIG. 1 as viewed from the resonance frequency variable portion 14 side, and shows that the state of the strip conductor 12 is changed.
In the rectangular waveguide 10, a magnetic field H is generated in the tube axis direction, but the degree of coupling n changes depending on the angle formed by the strip conductor 12 and the magnetic field H. For example, when the coupling degree when the long side of the strip conductor 12 is positioned at right angles to the magnetic field H generated in the tube axis direction is n (state of the strip conductor 12), the long side is an angle with respect to the direction of the magnetic field H. The degree of coupling na of the strip conductor 12a provided so as to be Φ is expressed by (Expression 1).
na = n · cosΦ (1)

（式１）から明らかなように、ストリップ導体１２が磁界Ｈの方向に対してなす角度に応じて結合度が減少する。このために、バラクタダイオード１５の容量Ｃｖが矩形導波管１０に並列接続された容量素子として共振周波数に影響を与える際には、Ｃｖ・ｎａ²となって作用する。第１実施形態、第２実施形態いずれもストリップ導体１２の構成は同じなので、同様にして結合度ｎを変化させることができる。
このように、ストリップ導体１２は、所望の結合度ｎａが得られるように、磁界Ｈの方向に対して所定の角度で、同軸伝送線路１３の中心同軸に固定される。 As apparent from (Equation 1), the degree of coupling decreases according to the angle formed by the strip conductor 12 with respect to the direction of the magnetic field H. For this reason, when the capacitance Cv of the varactor diode 15 influences the resonance frequency as a capacitive element connected in parallel to the rectangular waveguide 10, it acts as Cv · na ² . Since the configuration of the strip conductor 12 is the same in both the first embodiment and the second embodiment, the degree of coupling n can be changed in the same manner.
Thus, the strip conductor 12 is fixed to the central axis of the coaxial transmission line 13 at a predetermined angle with respect to the direction of the magnetic field H so that a desired degree of coupling na is obtained.

＜第３実施形態＞
図１０は、本発明の第３実施形態のＸ帯単一共振器フィルタ３の概略図である。図１１Ａは、共振器フィルタ３の、共振周波数可変部１４が矩形導波管３０に接続される付近の断面図であり、図１１Ｂは、図１１Ａの断面図において、共振周波数可変部１４を回路図に置き換えた説明図である。第１実施形態の構成要素と同じ構成要素については、同じ符号を用いている。 <Third Embodiment>
FIG. 10 is a schematic view of an X-band single resonator filter 3 according to the third embodiment of the present invention. 11A is a cross-sectional view of the resonator filter 3 in the vicinity of the resonance frequency variable portion 14 connected to the rectangular waveguide 30. FIG. 11B is a circuit diagram of the resonance frequency variable portion 14 in the cross-sectional view of FIG. 11A. It is explanatory drawing replaced with the figure. The same reference numerals are used for the same components as those of the first embodiment.

この共振器フィルタ３は、第１実施形態の共振器フィルタ１に用いた矩形導波管１０と同様に、誘導性棒１１を内蔵した矩形導波管３０を有している。矩形導波管３０は、更に、電界Ｅに結合するための棒状の導体素子３１を備えている。導体素子３１は、磁界Ｈ方向に並んだ誘導性棒１１の中間、好適には誘導性棒１１間の中心に配置されている。導体素子３１は、同軸伝送線路を介して共振周波数可変部１４に接続される。共振周波数可変部１４は、第１実施形態のそれと同じ構成、機能を有するので説明は省略する。
共振器フィルタ３は、第１実施形態及び第２実施形態が磁界Ｈに結合して共振周波数を可変にするところを、矩形導波管３０の電界Ｅに結合して共振周波数を可変にする点で異なるが、その動作は同様である。共振器フィルタ３においても、バラクタダイオード１５に印加されるバイアス電圧が変化することで、共振周波数が変化する。 This resonator filter 3 has a rectangular waveguide 30 in which an inductive rod 11 is built, similarly to the rectangular waveguide 10 used in the resonator filter 1 of the first embodiment. The rectangular waveguide 30 further includes a rod-shaped conductor element 31 for coupling to the electric field E. The conductor element 31 is disposed in the middle of the inductive bars 11 arranged in the magnetic field H direction, preferably in the center between the inductive bars 11. The conductor element 31 is connected to the resonance frequency variable unit 14 via a coaxial transmission line. Since the resonance frequency variable unit 14 has the same configuration and function as those of the first embodiment, description thereof is omitted.
The resonator filter 3 is configured such that the resonance frequency is variable by coupling the electric field E of the rectangular waveguide 30 with the first embodiment and the second embodiment that are coupled to the magnetic field H to make the resonance frequency variable. However, the operation is the same. In the resonator filter 3 as well, the resonance frequency changes as the bias voltage applied to the varactor diode 15 changes.

共振器フィルタ３において、結合度は、例えば以下の２通りの方法で調整することができる。
一つは、電界結合するための導体素子３１の寸法（長さ、直径）を変える方法である。もう一つは、導体素子３１を配置する位置を変える方法である。導体素子３１の位置を矩形導波管３０の断面の長辺方向に移動させることで、結合度を変えることができる。これは、伝送基本モードＴＥ１０の電界Ｅが長辺方向に対して、(式２)で表されるように分布するためである。
Ｅｙ＝Ａ（ωａ／π）sin（πｘ／ａ）sin（ωｔ−βｚ） …（２）
Ａは任意定数、ωは角周波数、ａは矩形導波管３０の長辺方向の長さ、ｘは導体素子３１の長辺方向の位置（変数）、ｔは時間（変数）、βは位相定数、ｚは導体素子３１の矩形導波管３０の管軸方向の位置（変数）
導体素子３１は、矩形導波管３０の内部から導波管壁を貫通してバイアス回路接続端子１７に接続されている。導体素子３１は、電磁界解析や実測により、結合度が最適となるように、寸法や配置が決められる。 In the resonator filter 3, the degree of coupling can be adjusted by, for example, the following two methods.
One is a method of changing the dimensions (length, diameter) of the conductor element 31 for electric field coupling. The other is a method of changing the position where the conductor element 31 is arranged. The degree of coupling can be changed by moving the position of the conductor element 31 in the long side direction of the cross section of the rectangular waveguide 30. This is because the electric field E of the transmission basic mode TE10 is distributed as represented by (Equation 2) in the long side direction.
Ey = A (ωa / π) sin (πx / a) sin (ωt−βz) (2)
A is an arbitrary constant, ω is an angular frequency, a is a length in the long side direction of the rectangular waveguide 30, x is a position (variable) in the long side direction of the conductor element 31, t is time (variable), and β is a phase. Constant, z is the position of the conductor element 31 in the tube axis direction of the rectangular waveguide 30 (variable)
The conductor element 31 penetrates the waveguide wall from the inside of the rectangular waveguide 30 and is connected to the bias circuit connection terminal 17. The size and arrangement of the conductor element 31 are determined by electromagnetic field analysis and actual measurement so that the degree of coupling is optimal.

以上のように、共振器フィルタ１、２、３の共振周波数は、バラクタダイオード１５ののような可変容量素子の容量を変化させることで容易に変化させることができる。また、ストリップ導体１２或いは導体素子３１による磁界或いは電界との結合度を変化させることでも、共振周波数を変化させることができる。なお、半導体素子としてバラクタダイオード１５を挙げているが、他にも容量が可変となっている半導体素子であれば、バラクタダイオード１５に限定される物ではない。
そのために、電子制御により導波管を用いた共振器フィルタの通過帯域を容易に可変にすることができる。 As described above, the resonance frequencies of the resonator filters 1, 2, and 3 can be easily changed by changing the capacitance of a variable capacitance element such as the varactor diode 15. The resonance frequency can also be changed by changing the degree of coupling with the magnetic field or electric field by the strip conductor 12 or the conductor element 31. Although the varactor diode 15 is cited as a semiconductor element, the semiconductor element is not limited to the varactor diode 15 as long as the semiconductor element has a variable capacitance.
Therefore, the pass band of the resonator filter using the waveguide can be easily made variable by electronic control.

第１実施形態の共振器フィルタの概略図。Schematic of the resonator filter of the first embodiment. 第１実施形態の共振器フィルタの共振周波数可変部が矩形導波管に接続される付近の断面図。Sectional drawing of the vicinity where the resonant frequency variable part of the resonator filter of 1st Embodiment is connected to a rectangular waveguide. 図２Ａの断面図において、共振周波数可変部を回路図に置き換えた図。The figure which replaced the resonance frequency variable part with the circuit diagram in sectional drawing of FIG. 2A. 図２Ｂに示された矩形導波管及び共振周波数可変部の等価回路図。FIG. 2B is an equivalent circuit diagram of the rectangular waveguide and the resonance frequency variable unit shown in FIG. 2B. 図３Ａの等価回路図。The equivalent circuit schematic of FIG. 3A. 第１実施形態の共振器フィルタのバラクタダイオードの容量と共振周波数の関係を表す図。The figure showing the capacity | capacitance of the varactor diode of the resonator filter of 1st Embodiment, and the relationship of a resonant frequency. 図３Ａの等価回路について、結合度と振幅の関係をグラフ化した図。The figure which plotted the relationship between a coupling degree and an amplitude about the equivalent circuit of FIG. 3A. 図３Ａの等価回路について、結合度と共振周波数の関係をグラフ化した図。The figure which plotted the relationship between a coupling degree and a resonant frequency about the equivalent circuit of FIG. 3A. 第２実施形態の共振器フィルタの概略図。The schematic of the resonator filter of 2nd Embodiment. 第２実施形態の共振器フィルタのバラクタダイオードの容量と共振周波数の関係を表す図。The figure showing the relationship between the capacity | capacitance of the varactor diode of the resonator filter of 2nd Embodiment, and a resonant frequency. 第１実施形態の共振器フィルタの矩形導波管１０を共振周波数可変部側から見た断面図。Sectional drawing which looked at the rectangular waveguide 10 of the resonator filter of 1st Embodiment from the resonance frequency variable part side. 第３実施形態の共振器フィルタの概略図。Schematic of the resonator filter of 3rd Embodiment. 第３実施形態の共振器フィルタの共振周波数可変部が矩形導波管に接続される付近の断面図。Sectional drawing of the vicinity where the resonant frequency variable part of the resonator filter of 3rd Embodiment is connected to a rectangular waveguide. 図１１Ａの断面図において、共振周波数可変部を回路図に置き換えた図。FIG. 11B is a diagram in which the resonance frequency variable unit is replaced with a circuit diagram in the cross-sectional view of FIG. 11A. 通過帯域が固定された導波管型の共振器フィルタの概略図。Schematic of a waveguide type resonator filter with a fixed pass band. 図１２の共振器フィルタを入力端側から見た図。The figure which looked at the resonator filter of FIG. 12 from the input end side. 矩形導波管内の伝送基本モードＴＥ１０の電界及び磁界の分布状態を示した図。The figure which showed the distribution state of the electric field and magnetic field of transmission fundamental mode TE10 in a rectangular waveguide. 図１２の共振器フィルタの等価回路図。FIG. 13 is an equivalent circuit diagram of the resonator filter of FIG. 12.

Explanation of symbols

１、２、３…Ｘ帯単一共振器フィルタ１０、２０、３０、４０…矩形導波管１０ａ、４３…共振器１１、１１ａ、１１ｂ…誘導性棒１２、１２ａ…ストリップ導体１３…同軸伝送線路１３ａ…中心導体１３ｂ…外導体１４…共振周波数可変部１５…バラクタダイオード１５ａ…可変容量素子１６…接地端子１７…バイアス回路接続端子１８…バイアス端子１９…ローパスフィルタ１９ａ…容量性素子１９ｂ…誘導性素子３１…導体素子４…共振器フィルタ４１…誘導性棒４２…容量性ポスト４４…インピーダンスインバータＥ…電界Ｈ…磁界 1, 2, 3, ... X-band single resonator filter 10, 20, 30, 40 ... Rectangular waveguide 10a, 43 ... Resonator 11, 11a, 11b ... Inductive rod 12, 12a ... Strip conductor 13 ... Coaxial transmission Line 13a ... Center conductor 13b ... Outer conductor 14 ... Resonance frequency variable section 15 ... Varactor diode 15a ... Variable capacitance element 16 ... Ground terminal 17 ... Bias circuit connection terminal 18 ... Bias terminal 19 ... Low pass filter 19a ... Capacitive element 19b ... Induction 31 ... Conductive element 4 ... Resonator filter 41 ... Inductive rod 42 ... Capacitive post 44 ... Impedance inverter E ... Electric field H ... Magnetic field

Claims

A rectangular waveguide in which a transmission basic mode is TE10, and a plurality of inductive rod-shaped elements are arranged inside to constitute a resonator;
In order to couple an electric field or a magnetic field generated inside the rectangular waveguide with a predetermined degree of coupling, a conductor provided inside the rectangular waveguide;
A resonance frequency variable portion connected to the conductor and having a variable capacitance element formed of a semiconductor, and
The resonance frequency of the resonator is changed according to a change in the capacitance of the variable capacitance element.
Resonator filter.

The resonance frequency variable unit is an electronic circuit composed of a microstrip line or a coaxial line.
The resonator filter according to claim 1.

In the rectangular waveguide, a plurality of the resonators are connected in cascade and have a predetermined filter characteristic.
The resonator filter according to claim 1 or 2.

The conductor is a strip conductor, adapted to couple to the magnetic field;
The resonator filter according to claim 1.

The strip conductor is provided at a predetermined angle with respect to the direction of the magnetic field such that the degree of coupling is a predetermined value.
The resonator filter according to claim 4.

The conductor is a rod-shaped conductor element, and is adapted to be coupled to the electric field.
The resonator filter according to claim 1.

The conductor element is configured such that the degree of coupling with the electric field is determined according to the size and the arrangement position in the rectangular waveguide.
The resonator filter according to claim 6.