JP2009112163A - Motor control device, drive device and hybrid drive device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、蓄電手段例えばバッテリに、1次側コンデンサを並列接続した1次側電源の電圧をコンバータで昇圧し、インバータを介して電動機に供給し、また、該電動機に外部から制動又は駆動トルクが加わることにより電動機が発電する電力を1次側電源に逆給電する電動機制御装置に関し、特に、前記コンバータの2次側電圧の制御に関する。本発明の電動機制御装置は例えば、電動機で車輪を駆動する電気自動車(EV)の駆動装置、および、該電動機に加えて燃料エンジンおよび該エンジンによって回転駆動される発電機(電動機または発電動機と言われることもある)を備えて、発電機出力で2次側コンデンサを充電するハイブリッド電気自動車(HEV)の駆動装置に使用することができる。 The present invention boosts the voltage of a primary power source in which a primary side capacitor is connected in parallel to a power storage means, for example, a battery, by a converter, supplies the voltage to an electric motor via an inverter, and provides braking or driving torque to the electric motor from the outside. The present invention relates to an electric motor control device that reversely feeds electric power generated by an electric motor to a primary power source, and more particularly to control of a secondary voltage of the converter. The electric motor control device of the present invention includes, for example, a driving device of an electric vehicle (EV) that drives wheels with an electric motor, a fuel engine and a generator that is rotationally driven by the engine in addition to the electric motor (referred to as an electric motor or a generator motor). And may be used in a hybrid electric vehicle (HEV) drive device that charges a secondary capacitor with a generator output.
特許文献1は、EVおよびHEVの、上記インバータ,2次側コンデンサ,コンバータおよび1次側電源を用いる電動機制御を開示し、コンバータの出力電圧を目標電圧にフィードバック制御している。フィードバック制御にはPI(比例,積分)制御を採用し、このPI制御のゲイン(比例ゲインおよび積分ゲイン)は、コンバータの目標電圧と実出力電圧との誤差に応じて調整している。特許文献2も同様に、EVおよびHEVの、上記インバータ,2次側コンデンサ,コンバータおよび1次側電源を用いる電動機制御を開示し、コンバータの出力電圧を目標電圧にフィードバック制御している。特許文献2は、1次側電源に対する電力の出入りを検出する電圧センサおよび電流センサを備えて、1次側電源に対して電力が入る回生のときの該電力の変化を監視して、該変化が所定量より大きいとコンバータの出力電圧制御のフィードバックゲインを小さくしてコンバータの出力電圧制御動作を急峻動作から緩慢動作に切換える。
Patent Document 1 discloses electric motor control using the inverter, the secondary capacitor, the converter, and the primary power source of EV and HEV, and feedback-controls the output voltage of the converter to the target voltage. PI (proportional, integral) control is adopted for feedback control, and the gain (proportional gain and integral gain) of this PI control is adjusted according to the error between the target voltage of the converter and the actual output voltage. Similarly,
1次側電源の電力をコンバータで昇圧してインバータを介して電動機に給電する力行モードと、電動機が発生する電力をインバータおよびコンバータを介して1次側電源に逆給電する回生モードでは、1次側電源/コンバータ/インバータの間の給電ループの蓄,放電の動特性が異なるので、同一のフィードバックゲインを用いると、給電ループに、リップル電流(電流振動)もしくはスパイクを生じ易い。リップル電流が大きいと、フィードバック制御の精度が低下し不安定になりやすい。これは、電動機出力トルクを目標トルクに合わせるようにインバータの出力を制御するモータ制御の精度を低下させ不安定にするおそれがある。また、バッテリ寿命を短くする。 In the power running mode in which the power of the primary side power source is boosted by the converter and supplied to the electric motor through the inverter, and in the regenerative mode in which the electric power generated by the electric motor is reversely supplied to the primary side power source through the inverter and converter, the primary Since the dynamic characteristics of storage and discharge of the power supply loop between the side power supply / converter / inverter are different, ripple current (current oscillation) or spikes are likely to occur in the power supply loop when the same feedback gain is used. When the ripple current is large, the accuracy of feedback control is lowered and unstable. This may reduce the accuracy of motor control for controlling the output of the inverter so that the motor output torque matches the target torque and may make it unstable. In addition, the battery life is shortened.
コンバータの1次側にはバッテリに並列接続された1次側コンデンサが、2次側には2次側コンデンサが接続されているが、例えば、EVの場合は、電動機をバッテリ電力のみで駆動するので、高容量のバッテリが用いられ、これによって高速の充放電が可能であり、充放電時の1次側電圧の変動が小さいので、小容量の1次側コンデンサを用いることが出来る。2次側コンデンサは、インバータやコンバータ内昇圧回路のスイッチング素子によるスイッチングによる電圧変動を抑える。その容量は、モータ(インバータ)への給電電圧が変動しないように、また回生電力を効率よく蓄電するために、大容量にするのが好ましい。HEVの場合には、発電機の発電電力を2次側コンデンサに蓄積しかつモータ(インバータ)に給電ししかも給電電圧が変動しないように、2次側コンデンサを大容量にするのが好ましいが、1次側電源のバッテリは小容量でよく、また小容量の1次側コンデンサを用いることが出来る。そこで、EV,HEVのいずれでも、1次側コンデンサは、小容量かつ小型であって低コストのものとするのが好ましい。 A primary side capacitor connected in parallel to the battery is connected to the primary side of the converter, and a secondary side capacitor is connected to the secondary side. For example, in the case of EV, the motor is driven only by battery power. Therefore, a high-capacity battery is used, so that high-speed charging / discharging is possible, and fluctuations in the primary-side voltage during charging / discharging are small, so a small-capacity primary-side capacitor can be used. The secondary side capacitor suppresses voltage fluctuation due to switching by the switching element of the inverter or the booster circuit in the converter. The capacity is preferably large so that the power supply voltage to the motor (inverter) does not fluctuate and the regenerative power is efficiently stored. In the case of HEV, it is preferable to increase the capacity of the secondary side capacitor so that the power generated by the generator is stored in the secondary side capacitor and supplied to the motor (inverter) and the supply voltage does not fluctuate. The battery of the primary side power supply may have a small capacity, and a small capacity primary side capacitor can be used. Therefore, in both EV and HEV, it is preferable that the primary side capacitor has a small capacity, a small size, and a low cost.
ところがそうすると、1次側電源の電力を昇圧して大容量の2次側コンデンサを高速充電するに好適なフィードバックゲイン、すなわち力行用のフィードバックゲイン、は比較的に大きい値になる。このゲインを設定したコンバータの2次側電圧制御は、力行モードでは最適な制御結果をもたらすが、2次側コンデンサの蓄電電力で1次側電源を充電する回生モードでは、1次側コンデンサの容量が小さいため、1次側電源ラインにリップル電流が発生する。特許文献2は、1次側電源に対する電力の出入りを検出する電圧センサおよび電流センサを備えて、1次側電源に対して電力が入る回生のときの該電力の変化を監視して、該変化が所定量より大きいとコンバータの出力電圧制御のフィードバックゲインを小さくしてコンバータの出力電圧制御動作を急峻動作から緩慢動作に切換えるが、これは回生電力の急激な変化があるときのゲイン調整である。
However, if this is done, the feedback gain suitable for high-speed charging of the large-capacity secondary capacitor by boosting the power of the primary-side power supply, that is, the feedback gain for powering, becomes a relatively large value. The secondary side voltage control of the converter in which the gain is set brings about an optimum control result in the power running mode, but in the regeneration mode in which the primary side power source is charged with the stored power of the secondary side capacitor, the capacity of the primary side capacitor Therefore, a ripple current is generated in the primary power supply line.
本発明は、1次側コンデンサを小型,低コストにし、しかも力行および回生のいずれにおいてもコンバータの2次側電圧を円滑に制御することを目的とする。具体的には、1次側コンデンサを小型,低コストにするとともに、コンバータ2次側電圧を円滑に制御し、1次側電流のリップルは防止することを目的とする。 An object of the present invention is to reduce the size and cost of a primary side capacitor and to smoothly control the secondary side voltage of a converter in both power running and regeneration. Specifically, an object is to make the primary side capacitor small and low cost, and to smoothly control the secondary side voltage of the converter and prevent the ripple of the primary side current.
上記目的を達成するために本発明においては、力行時用には2次側コンデンサ容量に適合して2次側コンデンサの電圧すなわち2次側電圧を迅速かつ円滑に制御するための第1ゲインを定め、回生時用には1次側コンデンサの小容量に適合して1次側コンデンサの電圧すなわち1次側電流のリップルを回避する第2ゲインを定める。しかも、コンバータと1次側電源との間の給電が、後者から前者への給電となる「力行」か、その逆の「回生」か判定して、「力行」と判定すると第1ゲインを選択してコンバータを、その出力電圧が目標電圧になるように、第1ゲインを用いてフィードバック制御する。「回生」と判定すると第2ゲインを選択してコンバータを、その出力電圧が目標電圧になるように、第2ゲインを用いてフィードバック制御する。これを実施する本発明の第1態様の電動機制御装置は、次の(1)項のものである。 In order to achieve the above object, in the present invention, the first gain for quickly and smoothly controlling the voltage of the secondary side capacitor, that is, the secondary side voltage is adapted to the secondary side capacitor capacity for powering. For regeneration, a second gain is set to avoid the ripple of the primary side capacitor voltage, that is, the primary side current in conformity with the small capacity of the primary side capacitor. In addition, it is determined whether the power supply between the converter and the primary-side power supply is “power running” that is power supply from the latter to the former, or vice versa. Then, the converter is feedback-controlled using the first gain so that the output voltage becomes the target voltage. If it is determined as “regeneration”, the second gain is selected and the converter is feedback-controlled using the second gain so that the output voltage becomes the target voltage. The electric motor control apparatus according to the first aspect of the present invention that implements this is the following item (1).
(1)電動機(10m,10g)に給電するインバータ(19m,19g):
前記インバータの入力側に接続された2次側コンデンサ(23);
蓄電手段(18)、および、該蓄電手段に並列接続された、前記2次側コンデンサよりも小容量の1次側コンデンサ(22)を含む1次側電源(18,22);
該1次側電源(18,22)の電力を昇圧して前記2次側コンデンサに給電する昇圧給電手段(41,42,45)、および、前記2次側コンデンサの電力を前記1次側電源に逆給電する回生給電手段(43)、を含むコンバータ(40);
前記電動機の出力目標トルク,回転速度および前記2次側コンデンサの電圧(Vuc)に基づいて該電動機の出力トルクを前記出力目標トルクとするように前記インバータの出力を制御するモータ制御手段(30m,20m;30g,20g);
前記コンバータと1次側電源との間の給電が後者から前者への給電となる力行かその逆となる回生か判定するモード判定手段(図2の37,38,図4の21〜23,図5の3a〜8a,図6の37〜39),前記モード判定手段が力行と判定しているときは、前記2次側コンデンサの容量に対応する値の第1ゲイン(kpf,kif)を、回生と判定しているときには前記1次側コンデンサの容量に対応する値の第2ゲイン(kpr,kir)を選択するゲイン選択手段(図3,4,5,7の、7,7a〜7c),前記出力目標トルクおよび回転速度に対応した、前記2次側コンデンサの目標電圧(Vuc*)を導出する目標電圧決定手段(31,32)、および、該選択されたゲインを用いるフィードバック制御演算に基づいて、前記目標電圧とするための、前記コンバータの昇圧および回生を制御する電圧制御信号を発生する手段(MPU,60)、を含むコンバータ制御手段(30v);および、
前記電圧制御信号に対応して前記コンバータの昇圧給電手段および回生給電手段を駆動するドライバ(20v);を備える。
(1) Inverter (19m, 19g) that feeds electric motor (10m, 10g):
A secondary capacitor (23) connected to the input side of the inverter;
A primary power source (18, 22) including a power storage means (18) and a primary side capacitor (22) having a smaller capacity than the secondary side capacitor connected in parallel to the power storage means;
Step-up power supply means (41, 42, 45) for boosting the power of the primary side power source (18, 22) and feeding the secondary side capacitor, and the power of the secondary side capacitor for the primary side power source A converter (40) including regenerative power supply means (43) for reversely feeding power to
Motor control means for controlling the output of the inverter based on the output target torque of the motor, the rotational speed and the voltage (Vuc) of the secondary side capacitor so that the output torque of the motor becomes the output target torque (30 m, 20m; 30g, 20g);
Mode determining means for determining whether the power supply between the converter and the primary power source is the power running from the latter to the former or the reversal thereof (37 and 38 in FIG. 2, 21 to 23 in FIG. 4, FIG. 3a to 8a of FIG. 5 and 37 to 39 of FIG. 6, when the mode determination means determines that the power running, the first gain (kpf, kif) having a value corresponding to the capacitance of the secondary capacitor is set to Gain selection means (7, 7a to 7c in FIGS. 3, 4, 5, and 7) for selecting the second gain (kpr, kir) having a value corresponding to the capacity of the primary capacitor when it is determined that regeneration is occurring , Target voltage determining means (31, 32) for deriving the target voltage (Vuc *) of the secondary capacitor corresponding to the output target torque and the rotational speed, and feedback control calculation using the selected gain Based on the above, means for generating a voltage control signal for controlling the boosting and regeneration of the converter to obtain the target voltage (MPU, 60) Converter control means (30v) comprising: and
A driver (20v) for driving the boost power supply means and the regenerative power supply means of the converter in response to the voltage control signal.
なお、理解を容易にするために括弧内には、図面に示し後述する実施例の対応要素の符号もしくは対応事項の符号を、例示として参考までに付記した。以下も同様である。 In addition, in order to make an understanding easy, the code | symbol of the corresponding element or the code | symbol of a corresponding matter of the Example which is shown in drawing and mentions later is added to the parenthesis for reference. The same applies to the following.
これによれば、1次側コンデンサ(22)は小容量であるので、小型,低コストの1次側コンデンサを用いることが出来る。電動機が「力行」モードで動作していると、モード判定手段が「力行」と判定し、ゲイン選択手段が2次側コンデンサ(23)の容量に対応する値の第1ゲイン(kpf,kif)を選択し、目標電圧決定手段(31,32)が前記電動機の出力目標トルク又は出力トルクおよび回転速度に対応した、2次側コンデンサの目標電圧(Vuc*)を導出し、コンバータ制御手段(30v)が、第1ゲインを用いるフィードバック制御演算に基づいて、算出された目標電圧とするための、コンバータの昇圧および回生を制御する電圧制御信号を出力する。これにより、「力行」モードにおいては、インバータを介して電動機に給電する2次側コンデンサの電圧すなわちコンバータの2次側電圧が、迅速かつ円滑に制御される。電動機が「回生」モードで動作していると、モード判定手段が「回生」と判定し、ゲイン選択手段が1次側コンデンサ(22)の容量に対応する値の第2ゲイン(kpr,kir)を選択し、コンバータ制御手段(30v)が、第2ゲインを用いるフィードバック制御演算に基づいて、電圧制御信号を出力する。これにより、「回生」モードにおいては、フィードバック制御によって1次側電源に回生する電力の変化は比較的に緩やかであって、1次側電圧にスパイクや大きなリップルを生じない。 According to this, since the primary side capacitor (22) has a small capacity, a small size and low cost primary side capacitor can be used. When the motor is operating in the “powering” mode, the mode determining means determines “powering”, and the gain selecting means has a first gain (kpf, kif) having a value corresponding to the capacity of the secondary side capacitor (23). The target voltage determination means (31, 32) derives the target voltage (Vuc *) of the secondary capacitor corresponding to the output target torque or the output torque and the rotation speed of the electric motor, and the converter control means (30v ) Outputs a voltage control signal for controlling the boosting and regeneration of the converter to obtain the calculated target voltage based on the feedback control calculation using the first gain. As a result, in the “powering” mode, the voltage of the secondary capacitor that feeds power to the electric motor via the inverter, that is, the secondary voltage of the converter is controlled quickly and smoothly. When the motor is operating in the “regeneration” mode, the mode determination means determines “regeneration”, and the gain selection means determines the second gain (kpr, kir) having a value corresponding to the capacity of the primary side capacitor (22). The converter control means (30v) outputs a voltage control signal based on the feedback control calculation using the second gain. Thereby, in the “regeneration” mode, the change in the power regenerated to the primary power supply by the feedback control is relatively gradual, and no spike or large ripple is generated in the primary voltage.
(2)2次側コンデンサの容量は1次側コンデンサの容量より大きく、第2ゲインは第1ゲインより小さい;上記(1)に記載の電動機制御装置。 (2) The electric capacity of the secondary capacitor is larger than that of the primary capacitor, and the second gain is smaller than the first gain; the motor control device according to (1) above.
すなわち、1次側コンデンサは小容量ものとして小型低コストとし、これによって回生時の1次側電流にリップルを生じやすくなるので、力行時用には2次側コンデンサの大容量に適合して2次側コンデンサの電圧すなわち2次側電圧を迅速かつ円滑に制御するための大きい値の第1ゲインを定め、回生時用には1次側コンデンサの小容量に適合して1次側コンデンサの電圧すなわち1次側電流のリップルを回避する小さい値の第2ゲインを定める。 That is, since the primary side capacitor has a small capacity and is small in size and low in cost, this easily causes ripples in the primary side current during regeneration, so that it is suitable for the large capacity of the secondary side capacitor for power running. A large first gain is set to quickly and smoothly control the voltage of the secondary capacitor, that is, the secondary voltage. For regeneration, the primary capacitor voltage is adapted to the small capacity of the primary capacitor. That is, the second gain having a small value that avoids the ripple on the primary side current is determined.
(3)前記コンバータは、1次側電源の正極に一端が接続されたリアクトル(41),該リアクトルの他端と1次側電源の負極の間をオン,オフする昇圧用スイッチング素子(42),2次側コンデンサの正極と前記他端との間をオン,オフする回生用スイッチング素子(43)、および、各素子に並列に接続された各ダイオード(44,45)を含み;前記コンバータ制御手段(30v)が発生する電圧制御信号は、前記昇圧用スイッチング素子をオン,オフする昇圧用PWMパルスおよび前記回生用スイッチング素子をオン,オフする回生用PWMパルスを含む;上記(1)に記載の電動機制御装置。これによれば、インバータの構成が簡素であり、しかも、昇圧用および回生用のスイッチング素子のオン/オフをPWMによって制御することにより、比較的に精細に昇圧および回生の電力を制御することが出来る。 (3) The converter includes a reactor (41) having one end connected to the positive electrode of the primary power supply, and a boosting switching element (42) that turns on and off between the other end of the reactor and the negative electrode of the primary power supply. , A regenerative switching element (43) for turning on and off between the positive electrode of the secondary capacitor and the other end, and each diode (44, 45) connected in parallel to each element; The voltage control signal generated by the means (30v) includes a boosting PWM pulse for turning on and off the boosting switching element and a regenerative PWM pulse for turning on and off the regenerative switching element; Electric motor control device. According to this, the configuration of the inverter is simple, and the ON / OFF of the switching elements for boosting and regeneration is controlled by PWM, so that the power for boosting and regeneration can be controlled relatively finely. I can do it.
(4)前記モード判定手段は、前記蓄電手段とコンバータの間を流れる電流(iuc)の方向が前者から後者であるときは「力行」と、その逆のときには「回生」と判定する(図2,3);上記(1)に記載の電動機制御装置。比較的に簡単に力行/回生を判定できる。 (4) The mode determination means determines “powering” when the direction of the current (iuc) flowing between the power storage means and the converter is from the former to the latter, and “regeneration” when the direction is opposite (FIG. 2). 3); The motor control device according to (1) above. Powering / regeneration can be determined relatively easily.
(5)前記モード判定手段は、前記蓄電手段とコンバータの間の電力(Wuc)の給電が前者から後者であるときは「力行」と、その逆のときには「回生」と判定する(図4);上記(1)に記載の電動機制御装置。 (5) The mode determination means determines “powering” when power (Wuc) between the power storage means and the converter is fed from the former to the latter, and “regeneration” when the power is reversed (FIG. 4). The motor control device according to (1) above.
(6)前記モード判定手段は、前記蓄電手段とコンバータの間の電力(Wuc)の給電が、0を含む所定小範囲内のときは「中間」と、該所定小範囲を外れて前者から後者であるときは「力行」と、後者から前者であるときは「回生」と判定し;前記ゲイン選択手段は、前記「中間」のときには、第1ゲイン(kpf,kif)よりも小さく第2ゲイン(kpr,kir)よりも大きい第3ゲイン(kpa,kia)を選択する(図4);上記(2)に記載の電動機制御装置。これによれば、「力行」と「回生」の切換りのときの2値的なゲイン変化量が緩和され、前記所定小範囲内での「力行」と「回生」との切換り過程でのゲイン変化がなめらかになって、2次側電圧(Vuc)のフィードバック制御の安定性と信頼性が向上する。第3ゲインを、第1ゲインと第2ゲインを用いる補間演算で算出することにより、「力行」と「回生」との切換り過程でのゲイン変化がより円滑になって、2次側電圧(Vuc)のフィードバック制御の安定性と信頼性が更に向上する。 (6) The mode determination means determines that the power supply (Wuc) between the power storage means and the converter is “middle” when the power supply is within a predetermined small range including 0, and the latter is out of the predetermined small range. Is determined to be “powering” when the latter is the former, and “regeneration” is determined when the latter is the former; when the “intermediate” is selected, the gain selection means has a second gain smaller than the first gain (kpf, kif). The third gain (kpa, kia) larger than (kpr, kir) is selected (FIG. 4); the motor control device according to (2) above. According to this, the binary gain change amount at the time of switching between “power running” and “regeneration” is alleviated, and in the process of switching between “power running” and “regeneration” within the predetermined small range. The gain change becomes smooth and the stability and reliability of the feedback control of the secondary voltage (Vuc) is improved. By calculating the third gain by the interpolation calculation using the first gain and the second gain, the gain change in the process of switching between “power running” and “regeneration” becomes smoother, and the secondary side voltage ( The stability and reliability of Vuc) feedback control is further improved.
(7)前記モード判定手段は、電動機の出力目標トルク又は出力トルクと回転速度から推定した該電動機の電力(Wma,Wga)が、力行電力であるときは「力行」と、回生電力のときには「回生」と判定する(図5);上記(1)に記載の電動機制御装置。 (7) The mode determination means is “power running” when the electric power (Wma, Wga) estimated from the output target torque of the electric motor or the output torque and the rotational speed is power running power, and “ Regenerative ”is determined (FIG. 5); the motor control device according to (1) above.
(8)前記モード判定手段は、前記1次側電源の電圧変化(dV)が下降(負)であるときは「力行」と、その逆(正)のときには「回生」と判定する(図6,7);上記(1)に記載の電動機制御装置。 (8) The mode determining means determines “power running” when the voltage change (dV) of the primary power supply is decreasing (negative), and “regeneration” when the voltage change (positive) is opposite (FIG. 6). 7); The motor control device according to (1) above.
(9)前記インバータ(19m,19g)は、第1電動機(10m)に給電する第1インバータ(19m)および第2電動機(10g)に給電する第2インバータ(19g)を含み;前記モータ制御手段(30m,20m;30g,20g)は、第1インバータの出力を制御する第1モータ制御手段(30m,20m)および第2インバータの出力を制御する第2モータ制御手段(30g,20g)を含み;前記目標電圧決定手段(31,32)は、第1電動機(10m)の出力目標トルクおよび回転速度に対応した第1目標電圧(Vuc*m)および第2電動機(10g)の出力目標トルクおよび回転速度に対応した第2目標電圧(Vuc*g)を導出して、高い方の目標電圧を前記2次側コンデンサの目標電圧(Vuc*)とする;上記(1)乃至(8)のいずれか1つに記載の電動機制御装置。これはHEVに適合するものである。 (9) The inverter (19m, 19g) includes a first inverter (19m) that supplies power to the first electric motor (10m) and a second inverter (19g) that supplies power to the second electric motor (10g); (30m, 20m; 30g, 20g) includes first motor control means (30m, 20m) for controlling the output of the first inverter and second motor control means (30g, 20g) for controlling the output of the second inverter. The target voltage determining means (31, 32) includes a first target voltage (Vuc * m) corresponding to an output target torque and a rotation speed of the first electric motor (10m), an output target torque of the second electric motor (10g), and The second target voltage (Vuc * g) corresponding to the rotation speed is derived, and the higher target voltage is set as the target voltage (Vuc *) of the secondary side capacitor; any one of (1) to (8) above The motor control apparatus as described in any one. This is compatible with HEV.
(10)上記(1)乃至(8)のいずれか1つに記載の電動機制御装置;および、該電動機制御装置の前記インバータによって給電される前記電動機であって、車輪を駆動する電動機(10m);を備える駆動装置。これは、例えばEVに搭載して上記(1)項に記述した作用効果を得ることができる。 (10) The motor control device according to any one of (1) to (8) above; and the motor that is fed by the inverter of the motor control device, the motor driving a wheel (10m) A drive device comprising; For example, the effect described in the above item (1) can be obtained by mounting on an EV.
(11)車輪を駆動する第1電動機(10m);
燃料エンジンによって回転駆動される第2電動機(10g);
第1電動機(10m)に給電する第1インバータ(19m);
第2電動機(10g)に給電する第2インバータ(19g);
第1又は第2電動機を力行駆動するために前記インバータが電動機に電力を給電するときにはインバータに直流電力を放電し、第1又は第2電動機がインバータに回生出力する電力をインバータから受けて蓄電する、第1および第2インバータが共通に接続された2次側コンデンサ(23);
蓄電池であるバッテリ(18)およびそれに並列接続された1次側コンデンサ(22)を含む1次側電源(18,22);
該1次側電源(18,22)の電力を昇圧して前記2次側コンデンサに給電する昇圧給電手段(41,42,45)、および、前記2次側コンデンサの電力を前記1次側電源に逆給電する回生給電手段(43)、を含むコンバータ(40);
第1電動機の出力目標トルク,回転速度および前記2次側コンデンサの電圧(Vuc)に基づいて第1電動機の出力トルクを前記出力目標トルクとするように第1インバータの出力を制御する第1モータ制御手段(30m,20m);
第2電動機の出力目標トルク,回転速度および前記2次側コンデンサの電圧(Vuc)に基づいて第2電動機の出力トルクを前記出力目標トルクとするように第2インバータの出力を制御する第2モータ制御手段(30g,20g);
前記コンバータと1次側電源との間の給電が後者から前者への給電となる力行かその逆となる回生か判定するモード判定手段(図2の37,38,図4の21〜23,図5の3a〜8a,図6の37〜39),前記モード判定手段が力行と判定しているときは、前記2次側コンデンサの容量に対応する値の第1ゲイン(kpf,kif)を、回生と判定しているときには前記1次側コンデンサの容量に対応し第1ゲインよりも小さい値の第2ゲイン(kpr,kir)を選択するゲイン選択手段(図3,4,5,7の、7,7a〜7c),第1電動機の出力目標トルクおよび回転速度に対応した、前記2次側コンデンサの第1目標電圧(Vuc*m)を導出し、第2電動機の出力目標トルクおよび回転速度に対応した、前記2次側コンデンサの第2目標電圧(Vuc*g)を導出し、両目標電圧の高い方を目標電圧(Vuc*)に決定する目標電圧決定手段(31,32)、および、該選択されたゲインを用いるフィードバック制御演算に基づいて、前記目標電圧(Vuc*)とするための、前記コンバータの昇圧および回生を制御する電圧制御信号を発生する手段(MPU,60)、を含むコンバータ制御手段(30v);および、
前記電圧制御信号に対応して前記コンバータの昇圧給電手段および回生給電手段を駆動するドライバ(20v);を備えるハイブリッド駆動装置。
(11) The first electric motor (10m) that drives the wheels;
A second electric motor (10 g) driven by a fuel engine;
A first inverter (19 m) for supplying power to the first motor (10 m);
A second inverter (19g) for supplying power to the second motor (10g);
When the inverter feeds electric power to the motor in order to power drive the first or second motor, the inverter discharges DC power, and the first or second motor receives electric power regeneratively output from the inverter and stores it. A secondary side capacitor (23) to which the first and second inverters are connected in common;
A primary power source (18, 22) including a battery (18) as a storage battery and a primary capacitor (22) connected in parallel thereto;
Step-up power supply means (41, 42, 45) for boosting the power of the primary side power source (18, 22) and feeding the secondary side capacitor, and the power of the secondary side capacitor for the primary side power source A converter (40) including regenerative power supply means (43) for reversely feeding to the power source;
A first motor that controls the output of the first inverter so that the output torque of the first motor is set to the output target torque based on the output target torque of the first motor, the rotation speed, and the voltage (Vuc) of the secondary capacitor. Control means (30m, 20m);
A second motor that controls the output of the second inverter so that the output torque of the second motor becomes the output target torque based on the output target torque of the second motor, the rotational speed, and the voltage (Vuc) of the secondary capacitor. Control means (30 g, 20 g);
Mode determining means for determining whether the power supply between the converter and the primary power source is the power running from the latter to the former or the reversal thereof (37 and 38 in FIG. 2, 21 to 23 in FIG. 4, FIG. 3a to 8a of FIG. 5 and 37 to 39 of FIG. 6, when the mode determination means determines that the power running, the first gain (kpf, kif) having a value corresponding to the capacitance of the secondary capacitor is set to When the regeneration is determined, the gain selection means (in FIGS. 3, 4, 5, and 7) selects the second gain (kpr, kir) corresponding to the capacity of the primary side capacitor and having a value smaller than the first gain. 7,7a-7c), the first target voltage (Vuc * m) of the secondary capacitor corresponding to the output target torque and rotation speed of the first motor is derived, and the output target torque and rotation speed of the second motor Deriving the second target voltage (Vuc * g) of the secondary capacitor corresponding to the above, and determining the target voltage to determine the higher of both target voltages as the target voltage (Vuc *) Based on the feedback control calculation using the stage (31, 32) and the selected gain, a voltage control signal for controlling the boosting and regeneration of the converter for generating the target voltage (Vuc *) is generated. Converter control means (30v) including means (MPU, 60); and
A hybrid drive device comprising: a driver (20v) for driving the boost power supply means and the regenerative power supply means of the converter in response to the voltage control signal.
これは、例えばHEVに搭載して、上記(1)項に記述した作用効果を得ることができる。 This can be mounted on, for example, an HEV to obtain the effects described in the above item (1).
本発明の他の目的および特徴は、図面を参照した以下の実施例の説明より明らかになろう。 Other objects and features of the present invention will become apparent from the following description of embodiments with reference to the drawings.
図1に、本発明の第1実施例の概要を示す。制御対象電動機である電気モータ10mは、この実施例では、車両に搭載されており車輪を回転駆動するための永久磁石形同期電動機であって、ロータに永久磁石を内蔵したものであり、ステータにはU相,V相及びW相の3相コイル11〜13がある。電気モータ10mには、電圧型インバータ19mが、車両上のバッテリ18の電力を供給する。電気モータ10mのロータに、ロータの磁極位置を検出するためのレゾルバ17mのロータが連結されている。レゾルバ17mは、そのロータの回転角を表すアナログ電圧(回転角信号)SGθmを発生し、モータ制御装置30mに与える。
FIG. 1 shows an outline of the first embodiment of the present invention. In this embodiment, the
車両上の蓄電池であるバッテリ18には、車両上の電装部が電源オンのときには、1次側コンデンサ22が接続されて、バッテリ18と共に1次側電源を構成する。電圧センサ21が、1次側コンデンサ22の電圧(車両上バッテリ18の電圧)を表わす電圧検出信号Vdcをモータ制御装置30m,gに与える。この実施例では、電圧センサ21に、分圧抵抗を用いた。1次側電源の正極(+ライン)には、コンバータ40のリアクトル41の一端が接続されている。
A battery 18 that is a storage battery on the vehicle is connected to a primary-
コンバータ40には更に、該リアクトル41の他端と1次側電源の負極(−ライン)の間をオン,オフする昇圧用スイッチング素子である昇圧用半導体スイッチ42,2次側コンデンサ23の正極と前記他端との間をオン,オフする回生用スイッチング素子である回生用半導体スイッチ43、および、各半導体スイッチ42,43に並列に接続された各ダイオード44,45がある。
The
昇圧用半導体スイッチ42をオン(導通)にすると1次側電源(18,22)からリアクトル41を介してスイッチ42に電流が流れ、これによりリアクトル41が蓄電し、スイッチ42がオフ(非導通)に切換るとリアクトル41がダイオード45を通して2次側コンデンサ23に高圧放電する。すなわち1次側電源の電圧よりも高い電圧を誘起して2次側コンデンサ23を充電する。スイッチ42のオン,オフを繰り返すことにより、2次側コンデンサ23の高圧充電が継続する。すなわち、高い電圧で2次側コンデンサ23が充電される。一定周期でこのオン,オフを繰り返すと、オン期間の長さに応じてリアクトル41が蓄積する電力が上昇するので、該一定周期の間のオン時間(オンデューティ:該一定周期に対するオン時間比)を調整することによって、すなわちPWM制御によって、1次側電源18,22からコンバータ40を介して2次側コンデンサ23に給電する速度(力行用の給電速度)を調整することが出来る。
When the step-up
回生用半導体スイッチ43をオン(導通)にすると、2次側コンデンサ23の蓄積電力が、スイッチ43およびリアクトル41を通して、1次側電源18,22に与えられる(逆給電:回生)。この場合も、一定周期の間のスイッチ43のオン時間を調整することによって、すなわちPWM制御によって、2次側コンデンサ23からコンバータ40を介して1次側電源18,22に逆給電する速度(回生用の給電速度)を調整することが出来る。
When the
電圧型インバータ19mは、6個のスイッチングトランジスタTr1〜Tr6を備え、ドライブ回路20mが並行して発生する6連の駆動信号の各連によってトランジスタTr1〜Tr6をオン(導通)駆動して、2次側コンデンサ23の直流電圧(コンバータ40の出力電圧すなわち2次側電圧)を3連の、位相差が2π/3の交流電圧、すなわち3相交流電圧に変換して、電気モータ10mの3相(U相,V相,W相)のステータコイル11〜13のそれぞれに印加する。これにより電気モータ10mのステータコイル11〜13のそれぞれに各相電流iUm,iVm,iWmが流れ、電気モータ10mのロータが回転する。PWMパルスによるトランジスタTr1〜Tr6のオン/オフ駆動(スイッチング)に対する電力供給能力を高くしかつ電圧サージを抑制するために、インバータ19mの入力ラインである、コンバータ40の2次側出力ラインには、大容量の2次側コンデンサ23が接続されている。
The voltage-
これに対して1次側電源を構成する1次側コンデンサ22は、小型かつ低コストの小容量のものであり、1次側コンデンサ22の容量は、2次側コンデンサ23の容量よりもかなり小さい。
On the other hand, the
電気モータ10mのステータコイル11〜13に接続した給電線には、ホールICを用いた電流センサ14m〜16mが装着されており、それぞれ、各相電流iUm,iVm,iWmを検出し電流検出信号(アナログ電圧)を発生し、モータ制御装置30mに与える。
モータ制御装置30mは、本実施例では、マイクロコンピュータ(以下マイコンと言う)MPUを主体とする電子制御装置であり、マイコンMPUと、ドライブ回路20m,電流センサ14m〜16m,レゾルバ17m,1次側電圧センサ21,2次側電圧センサ24および1次側電流センサ25との間の、図示しないインターフェイス(信号処理回路)を含み、さらに、マイコンと、前記車両上の図示しない車両走行制御システムのメインコントローラとの間の、図示しないインターフェイス(通信回路)も含む。なお、2次側電圧センサ24は、2次側電圧Vuc(2次側コンデンサ23)を検出してそれを表す電圧信号Vucをモータ制御装置30m,30gに与える。
In this embodiment, the
レゾルバ17mが与える回転角信号SGθmに基づいて、モータ制御装置30m内のマイコンが、電気モータ10mのロータの回転角度(磁極位置)θmおよび回転速度(角速度)ωmを算出する。
Based on the rotation angle signal SGθm provided by the
なお、正確にいうと、電気モータ10mのロータの回転角度と磁極位置とは同一ではないが、両者は比例関係にあり比例係数が電気モータ10mの磁極数pによって定まる。また、回転速度と角速度とは同一ではないが、両者も比例関係にあり比例係数が電気モータ10mの磁極数pによって定まる。本書においては、回転角度θmは磁極位置を意味する。回転速度ωmは角速度を意味するが、回転速度を意味する場合もある。
To be precise, the rotation angle of the rotor of the
モータ制御装置30mのマイコンは、電気モータ10mのロータにおける磁極対の方向にd軸を、該d軸と直角の方向にq軸をそれぞれ採った、公知のd−q軸モデル上のベクトル制御演算、によるフィードバック制御を行う。そこで該マイコンは、電流センサ14m〜16mの電流検出信号iUm,iVm,iWmをデジタル変換して読込み、電流帰還演算にて、公知の固定/回転座標変換である3相/2相変換を用いて、固定座標上の3相電流値iUm,iVm,iWmを、回転座標上のd軸およびq軸の2相電流値idm,iqmに変換する。
The microcomputer of the
図示しない車両走行制御システムのメインコントローラが、モータ目標トルクTM*mをモータ制御装置30mのマイコンに与える。なお、該メインコントローラは、前記車両の車速及びアクセル開度に基づいて車両要求トルクTO*mを算出し、該車両要求トルクTO*mに対応してモータ目標トルクTM*を発生して、マイコンに与える。マイコンは、電気モータ10mの回転速度ωrpmをメインコントローラに出力する。
A main controller of the vehicle travel control system (not shown) supplies the motor target torque TM * m to the microcomputer of the
モータ制御装置30mのマイコンは、トルク指令制限演算によって、2次側電圧Vucおよび回転速度ωmに対応する制限トルクTM*mmaxを制限トルクテーブル(ルックアップテーブル)から読み出して、メインコントローラが与えたモータ目標トルクTM*mがTM*mmaxを超えていると、TM*mmaxを目標トルクT*mに定める。TM*mmax以下のときには、メインコントローラが与えたモータ目標トルクTM*mを目標トルクT*mに定める。このような制限を加えて生成したモータ目標トルクT*mが高効率トルク曲線テーブルに与えられる。
The microcomputer of the
なお、制限トルクテーブルは、2次側電圧Vucの変動範囲および回転速度ωm範囲内の電圧Vucと速度ωmの各値をアドレスとし、該各値で電気モータ10mに生起させることができる最大トルクを制限トルクTM*mmaxとして書込んだメモリ領域であり、本実施例ではマイコン内の図示しないRAMの1メモリ領域を意味する。制限トルクTM*mmaxは、2次側電圧Vucが高いほど大きく、2次側電圧Vucが低いほど小さい。また、回転速度ωmが低いほど大きく、高いほど小さい。
In the limit torque table, each value of the voltage Vuc and the speed ωm within the range of the secondary side voltage Vuc and the rotational speed ωm is used as an address, and the maximum torque that can be generated in the
上記マイコン内には、該制限トルクテーブルのデータTM*mmaxを書込んだ不揮発性メモリがあり、マイコンに動作電圧が印加されてマイコンが、自身および図1に示すモータ駆動システムを初期化する過程で、不揮発性メモリから読み出してRAMに書き込む。マイコンにはその他の同様なルックアップテーブルが複数あり後に言及するが、これらも、制限トルクテーブルと同様に、不揮発性メモリにあった参照データが書き込まれた、RAM上のメモリ領域を意味する。 The microcomputer has a nonvolatile memory in which the limit torque table data TM * mmax is written, and the microcomputer initializes itself and the motor drive system shown in FIG. 1 when an operating voltage is applied to the microcomputer. Then, the data is read from the nonvolatile memory and written to the RAM. There are a plurality of other similar look-up tables in the microcomputer, which will be described later. These, like the limit torque table, also mean a memory area on the RAM in which the reference data in the nonvolatile memory is written.
1つのルックアップテーブルである第1高効率トルク曲線テーブルAには、モータ速度ωmおよびモータ目標トルクT*mに対応付けられた、各モータ速度で各目標トルクT*mを発生するための各d軸電流値idが書き込まれている。 The first high-efficiency torque curve table A, which is one look-up table, includes various items for generating each target torque T * m at each motor speed associated with the motor speed ωm and the motor target torque T * m. A d-axis current value id is written.
d軸電流idおよびq軸電流iqの各値に対応して電気モータの出力トルクが定まるが、1つの回転速度値に対して、すなわち同一のモータ回転速度において、同一トルクを出力するためのid,iqの組合せが無数にあり、定トルクカーブ上にある。定トルクカーブ上に、最も電力使用効率が高い(最低電力消費の)id,iqの組合せがあり、そこが高効率トルク点である。複数のトルクカーブ上の高効率トルク点を連ねる曲線が、高効率トルク曲線であって各回転速度に対して存在する。モータの回転速度宛ての高効率トルク曲線上の、与えられたモータ目標トルクT*mの位置のd軸電流idおよびq軸電流iqを目標電流値として電気モータ10mの付勢を行うことにより、目標トルクT*mを電気モータ10mが出力し、しかもモータ付勢の電力使用効率が高い。
The output torque of the electric motor is determined corresponding to each value of the d-axis current id and the q-axis current iq, but id for outputting the same torque for one rotation speed value, that is, at the same motor rotation speed. , Iq are innumerable and are on a constant torque curve. On the constant torque curve, there is a combination of id and iq with the highest power usage efficiency (lowest power consumption), which is the high efficiency torque point. A curve connecting high efficiency torque points on a plurality of torque curves is a high efficiency torque curve and exists for each rotation speed. By energizing the
本実施例では、高効率トルク曲線を、d軸の値を現す第1高効率トルク曲線Aと、q軸の値を表わす第2高効率トルク曲線Bの、2系統に分け、しかも、第1高効率トルク曲線Aは、力行領域に適用するものと回生領域に適用するものを対にしたものとし、いずれもモータ回転速度と目標トルクに対するd軸目標電流を現すものである。 In this embodiment, the high-efficiency torque curve is divided into two systems: a first high-efficiency torque curve A representing the d-axis value and a second high-efficiency torque curve B representing the q-axis value. The high-efficiency torque curve A is a pair of the one applied to the power running region and the one applied to the regeneration region, and both represent the d-axis target current with respect to the motor rotation speed and the target torque.
第1高効率トルク曲線テーブルAは、目標トルクT*mに宛てられた、最低電力消費で目標トルクを発生するためのd軸目標電流を書込んだメモリ領域であり、力行用の力行テーブルA1と、回生用の回生テーブルA2をあわせた1対で構成されている。力行用と回生用のいずれのテーブルを用いるかは、電気モータの回転速度ωmと与えられる目標トルクT*mに基づいて、力行か回生かを判定し、判定結果にしたがって決定する。 The first high-efficiency torque curve table A is a memory area in which a d-axis target current for generating the target torque with the minimum power consumption, which is addressed to the target torque T * m, is written, and the power running table A1 for power running And a pair of regeneration table A2 for regeneration. Whether to use the table for power running or regeneration is determined according to the determination result by determining whether the table is power running or regeneration based on the rotational speed ωm of the electric motor and the target torque T * m to be given.
ただし、電気モータ10mの回転速度ωmが上昇するのに伴ってステータコイル11〜13に発生する逆起電力が上昇し、コイル11〜13の端子電圧が上昇する。これにともなってインバータ19mからコイル11〜13への目標電流の供給が難しくなり、目標とするトルク出力が得られなくなる。この場合、与えられたモータ目標トルクT*mの定トルク曲線上で、曲線に沿ってΔid,Δiq分、d軸電流idおよびq軸電流iqを下げることにより、電力使用効率は低下するが、目標トルクT*mを出力することができる。これが弱め界磁制御といわれている。d軸弱め界磁電流Δidは、界磁調整代演算により生成して、d軸電流指令を算出し、q軸電流指令を算出する。d軸弱め界磁電流Δidの算出は、後に説明する。
However, as the rotational speed ωm of the
すなわちマイコンは、d軸電流指令の算出では、トルク指令制限によって決定した目標トルクT*mに対応して第1高効率トルク曲線テーブルAから読出したd軸電流値idから、d軸弱め界磁電流Δidを減算して、d軸目標電流id*を算出する:
id*=−id−Δid ・・・(1)
That is, in calculating the d-axis current command, the microcomputer calculates the d-axis field weakening field from the d-axis current value id read from the first high efficiency torque curve table A corresponding to the target torque T * m determined by the torque command limit. Subtract the current Δid to calculate the d-axis target current id * :
id * = − id−Δid (1)
q軸電流指令の算出では、第2高効率トルク曲線テーブルBを用いる。第2高効率トルク曲線テーブルBは、高効率トルク曲線の、q軸の値を表わす第2高効率トルク曲線Bを更に、d軸弱め界磁電流Δidと対のq軸弱め界磁電流Δiqを減算したq軸目標電流を表わす曲線に補正し、補正後の第2高効率トルク曲線Bのデータ、を格納したものである。 In calculating the q-axis current command, the second high-efficiency torque curve table B is used. The second high-efficiency torque curve table B further includes a second high-efficiency torque curve B representing the q-axis value of the high-efficiency torque curve, and a d-axis field weakening current Δid and a pair of q-axis field weakening current Δiq. The data is corrected to a curve representing the subtracted q-axis target current, and the data of the corrected second high efficiency torque curve B is stored.
第2高効率トルク曲線テーブルBは、目標トルクT*mおよびd軸弱め界磁電流Δidに宛てられた、最低電力消費で目標トルクを発生するためのd軸目標電流、すなわち、補正後の第2高効率トルク曲線Bの目標電流値、を書込んだメモリ領域であり、これも、力行用の力行テーブルB1と、回生用の回生テーブルB2をあわせた1対で構成されている。力行用と回生用のいずれを用いるかは、電気モータの回転速度ωmと目標トルクT*mに基づいて、力行か回生かを判定し、判定結果にしたがって決定する。
The second high-efficiency torque curve table B is a d-axis target current for generating the target torque with the lowest power consumption, which is addressed to the target torque T * m and the d-axis field weakening current Δid, that is, the corrected
q軸電流指令の算出では、目標トルクT*mおよびd軸弱め界磁電流Δidに宛てられたq軸目標電流iq*を、第2高効率トルク曲線テーブルBから読み出してq軸電流指令とする。 In calculating the q-axis current command, the q-axis target current iq * addressed to the target torque T * m and the d-axis field weakening current Δid is read from the second high-efficiency torque curve table B and used as the q-axis current command. .
モータ制御装置30mのマイコンは、出力演算にて、d軸目標電流id*とd軸電流idとの電流偏差δid、及びq軸目標電流iq*とq軸電流iqとの電流偏差δiqを算出し、各電流偏差δid,δiqに基づいて、比例制御及び積分制御(フィードバック制御のPI演算)を行う。すなわち、電流偏差δidに基づいて比例成分の電圧指令値を表す電圧降下Vzdp、及び積分成分の電圧指令値を表す電圧降下Vzdiを算出し、電圧降下Vzdp,Vzdiを加算して、電圧降下Vzd
Vzd=Vzdp+Vzdi ・・・(2)
を算出する。また、出力演算37は、回転速度ω及びq軸電流iqを読み込み、回転速度ω、q軸電流iq及びq軸インダクタンスLqに基づいて、q軸電流iqによって誘起される誘起電圧ed
ed=ωm・Lq・iq ・・・(3)
を算出するとともに、前記電圧降下Vzdから誘起電圧edを減算し、出力電圧としてのd軸電圧指令値vd*
vd*=Vzd−ed
=Vzd−ωm・Lq・iq ・・・(4)
を算出する。さらに出力演算37は、電流偏差δiqに基づいて比例成分の電圧指令値を表す電圧降下Vzqp、及び積分項分の電圧指令値を表す電圧降下Vzqiを算出し、電圧降下Vzqp,Vzqiを加算して、電圧降下Vzq
Vzq=Vzqp+Vzqi
を算出する。さらに出力演算37は、回転速度ω,逆起電圧定数MIf,d軸電流idおよびd軸上のインダクタンスLdに基づいて、d軸電流idによって誘起される誘起電圧eq
eq=ωm(MIf+Ld・id) ・・・(5)
を算出するとともに、電圧降下Vzqに誘起電圧eqを加算し、出力電圧としてのq軸電圧指令値vq*
vq*=Vzq+eq
=Vzq+ωm(MIf+Ld・id) ・・・(6)
を算出する。
The microcomputer of the
Vzd = Vzdp + Vzdi (2)
Is calculated. The
ed = ωm · Lq · iq (3)
And the induced voltage ed is subtracted from the voltage drop Vzd to obtain a d-axis voltage command value vd * as an output voltage .
vd * = Vzd-ed
= Vzd-ωm · Lq · iq (4)
Is calculated. Further, the
Vzq = Vzqp + Vzqi
Is calculated. Further, the
eq = ωm (Mif + Ld · id) (5)
And the induced voltage eq is added to the voltage drop Vzq, and the q-axis voltage command value vq * as the output voltage is calculated .
vq * = Vzq + eq
= Vzq + ωm (Mif + Ld · id) (6)
Is calculated.
次に、回転/固定座標変換である2相/3相変換にて、回転座標上の目標電圧vd*及びvq*を、2相/3相変換に従って固定座標上の目標電圧VU*,VV*,VW*に変換してPWMパルス発生器50に送る。PWMパルス発生器50は、3相目標電圧VU*,VV*,VW*を、それら各値の電圧を出力するためのPWMパルスMUm,MVm,MWmに変換して、図1に示されるドライブ回路20mに出力する。ドライブ回路20mは、PWMパルスMUm,MVm,MWmに基づいて6連の駆動信号を並行して発生し、各連の駆動信号で、電圧型インバータ19mのトランジスタTr1〜Tr6のそれぞれをオン/オフする。これにより、電気モータ10mのステータコイル11〜13のそれぞれに、VU*,VV*およびVW*が印加され、相電流iUm,iVmおよびIWmが流れる。
Next, the target voltages vd * and vq * on the rotation coordinates are converted into the target voltages VU * and VV * on the fixed coordinates according to the two-phase / three-phase conversion in the two-phase / three-phase conversion which is the rotation / fixed coordinate conversion . , VW * and sent to the
モータ制御装置30mのマイコンは更に、弱め界磁制御のためのパラメータである電圧飽和指標mを算出する。すなわち、d軸電圧指令値vd*及びq軸電圧指令値vq*に基づいて、電圧飽和の程度を表す値として、電圧飽和判定指標mi
mi=√(vd*2+vq*2)/Vuc ・・・(7)
を算出し、減算器58に送る。減算器58は、電圧飽和判定指標miから、インバータ19mの最大出力電圧を表す閾値を比較値Vmax
Vmax=k・Vuc ・・・(8)
としたときの定数kvを減算して電圧飽和算定値ΔV
ΔV=mi−kv ・・・(9)
を算出し、界磁調整代を算出する。
The microcomputer of the
mi = √ (vd * 2 + vq * 2 ) / Vuc (7)
Is sent to the
Vmax = k · Vuc (8)
The voltage saturation calculation value ΔV by subtracting the constant kv
ΔV = mi−kv (9)
And field adjustment allowance is calculated.
界磁調整代の算出では、ΔVを積算し、積算値ΣΔVが正の値を採る場合、積算値ΣΔVに比例定数を乗算して弱め界磁制御を行うためのd軸弱め界磁電流Δidを算出し、正の値に設定し、電圧飽和算定値ΔV又は積算値ΣΔVが零以下の値を採る場合、前記調整値Δidおよび積算値ΣΔVを零にする。調整値Δidは、d軸電流指令の算出およびq軸電流指令の算出において使用する。以上、車輪を回転駆動する電気モータ10mの動作を制御するモータ制御装置30mの制御機能を説明した。
In the calculation of the field adjustment allowance, when ΔV is integrated and the integrated value ΣΔV takes a positive value, the integrated value ΣΔV is multiplied by a proportional constant to calculate a d-axis field weakening current Δid for performing field weakening control. When the voltage saturation calculation value ΔV or the integrated value ΣΔV takes a value less than or equal to zero, the adjustment value Δid and the integrated value ΣΔV are set to zero. The adjustment value Δid is used in the calculation of the d-axis current command and the q-axis current command. The control function of the
一方、車両上エンジンによって回転駆動される電動機10gは発電機又は発電動機といわれることもあるが、本実施例では、電動機10gは、エンジンを始動するときにはエンジンを始動駆動する電気モータ(力行)であり、エンジンが始動するとエンジンによって回転駆動されて発電する発電機(回生)である。この電動機10gの力行および回生を制御するモータ制御装置30gの機能および動作は、モータ制御装置30mのものと同様であり、また、電動機10gに給電するインバータ19gの構成および動作は、インバータ19mと同様である。
On the other hand, the
エンジンを始動するときに図示しないメインコントローラから、正値の目標トルクTM*gが与えられ、モータ制御装置30gは、モータ制御装置30mの上述の制御動作と同様な制御動作を行う。エンジンが始動しその出力トルクが上昇するとメインコントローラが目標トルクTM*gを、発電(回生)用の負値に切り換える。これによりモータ制御装置30gは、電動機10gの出力トルクが、負値の目標トルク(エンジンの目標負荷)となるように、インバータ19gを制御する。この内容(出力制御演算)も、モータ制御装置30mの上述の出力制御演算と同様である。
When starting the engine, a positive target torque TM * g is given from a main controller (not shown), and the
前述のように、コンバータ40の出力電圧である2次側電圧Vuc(2次側コンデンサ23の電圧)は、モータ制御装置30m,30g内のトルク指令制限演算に用いられると共に、弱め界磁電流Δid,Δiqの算出にも用いられる。この2次側電圧Vucは、1次側電源18,22の電力容量で達成可能な2次側電圧最高値以下において、目標トルクTM*m,TM*gおよび回転速度に対応して、目標トルクが大きいと高くまた回転速度が高いと高く、2次側電圧Vucを調整するのが好ましい。この2次側電圧Vucの調整をコンバータ制御装置30vが実行する。
As described above, the secondary side voltage Vuc (the voltage of the secondary side capacitor 23), which is the output voltage of the
図2に、コンバータ制御装置30vの機能構成を示す。コンバータ制御装置30vも、本実施例では、マイコンMPUを主体とする電子制御装置であり、マイコンMPUと、図示しないインターフェイス(信号処理回路)およびPWMパルス発生器60を含み、さらに、マイコンと、前記車両上の図示しない車両走行制御システムのメインコントローラとの間の、図示しないインターフェイス(通信回路)も含む。
FIG. 2 shows a functional configuration of the
図2に示す「第1目標電圧演算」31は、電気モータ10mの目標トルクと回転速度ωmの各値の組合せに対応付けた、該組み合わせでインバータ19mを高効率で制御精度良く使用するための目標電圧を格納した第1ルックアップテーブルを主体とし、車両走行制御システムのメインコントローラから与えられた目標トルクTM*mとモータ制御装置30mが算出して与える回転速度ωmとの組合せに割り当てられている目標電圧を第1ルックアップテーブルから読み出して、第1目標電圧Vuc*mとする。「第2目標電圧演算」32は、電動機10gの目標トルクと回転速度ωgの各値の組合せに対応付けた、該組み合わせでインバータ19gを高効率で制御精度良く使用するための目標電圧を格納した第2ルックアップテーブルを主体とし、メインコントローラから与えられた目標トルクTM*gとモータ制御装置30gが算出して与える回転速度ωgとの組合せに割り当てられている目標電圧を第2ルックアップテーブルから読み出して、第2目標電圧Vuc*gとする。そして「比較」33によって、第1目標電圧Vuc*mと第2目標電圧Vuc*gの内、高い値を目標電圧Vuc*と決定する。そして、減算34によって、目標電圧Vuc*に対する実電圧Vucの偏差「Vuc*−Vuc」を算出する。なお、実電圧Vucは、2次電圧センサ24の検出電圧である。
The “first target voltage calculation” 31 shown in FIG. 2 is associated with a combination of each value of the target torque of the
本発明の実施例では、定常運転状態では、一つのコンバータ40に、2つの電動機10m,10gのそれぞれが接続されたインバータ19m,19gを接続しており、一方の電動機10gで発電(回生)しつつ、他方の電動機10mで電力を消費(力行)する。したがって、コンバータ40から電動機10m,10gを見ると、一方の電動機10mは力行運転、他方の電動機10gは回生運転であり、電動機10m,10gそれぞれが力行運転か回生運転かと、コンバータ40が1次側電源(18,22)に対して力行(電力消費)か回生(給電)かとは、一意的に対応しない。そこで本発明の実施例では、コンバータ制御装置30vは、コンバータ40と1次側電源(18,22)との間の給電が後者から前者への給電となる場合を「力行」と、その逆であると「回生」と判定する。すなわち、コンバータ制御装置30vは、電動機10m(インバータ19m)および10g(インバータ19g)を一群とみて、群全体として運転モードが「力行」か「回生」かを判定する。これは第1実施例および後述の他の実施例のすべてに共通する。
In the embodiment of the present invention, in a steady operation state,
そして第1実施例では、「平均」37によって、2次電流センサ25の検出電流値と、過去数回分の検出電流値との平均値iucaを算出して、「比較」38によって、平均値iucaを、0以上であると低レベルL(力行)、0未満であると高レベルH(回生)と2値化する。この場合、平均値iucaが0以上であることは、2次コンデンサ23からインバータ19m又は19gへの給電(力行)を意味し、平均値iucaが0未満であることは、インバータ19m又は19gから2次コンデンサ23への給電(回生)を意味する。「比較」38の結果がL(力行)であると選択スイッチ56が力行用のP項第1ゲインkpfを選択し、選択スイッチ57が力行用のI項第1ゲインを選択する。しかしH(回生)であったときには、選択スイッチ56が回生用のP項第2ゲインkprを選択し、選択スイッチ57が回生用のI項第2ゲインを選択する。
In the first embodiment, the average value iuca of the detected current value of the secondary
なお、力行用の第1ゲインkpf,kifの値は、2次側コンデンサ23の容量が比較的に大きいので、これに合わせた大きな値であるが、回生用の第2ゲインkpr,kirは、1次側コンデンサ22の容量が比較的に小さく、2次側コンデンサ23の容量よりもかなり小さいので、これに合わせた小さな値である。
The values of the first gains kpf and kif for power running are large values according to the relatively large capacitance of the
前記偏差「Vuc*−Vuc」は、「PI演算」50に与えられ、「PI演算」50が、PI制御値を、L(力行)のときには、
kpf・(Vuc*−Vuc)+kif・Σ(Vuc*−Vuc)・・・(10)
と、H(回生)のときには、
kpr・(Vuc*−Vuc)+kir・Σ(Vuc*−Vuc)・・・(11)
と算出する。「加算」35が、このPI制御値に、「除算」36が算出した電圧比Vdc/Vuc*を加えた、L(力行)のときには、
Pvc=kpf・(Vuc*-Vuc)+kif・Σ(Vuc*-Vuc)+Vdc/Vuc* ・・・(12)
を、H(回生)のときには、
Pvc=kpr・(Vuc*-Vuc)+kir・Σ(Vuc*-Vuc)+Vdc/Vuc* ・・・(13)
を、表す制御信号Pvcを生成してPWMパルス発生器60に与える。PWMパルス発生器60は、制御信号Pvcを、コンバータ40の半導体スイッチ42,43をオン,オフ駆動するPWMパルスPvf,Pvrに変換して、ドライブ回路20vに出力する。ドライブ回路20vが、信号Pvf,Pvrに基づいて半導体スイッチ42,43をオン,オフする。
The deviation “Vuc * −Vuc” is given to the “PI calculation” 50, and when the “PI calculation” 50 is the PI control value L (power running),
kpf · (Vuc * −Vuc) + kif · Σ (Vuc * −Vuc) (10)
And when H (regenerative)
kpr · (Vuc * −Vuc) + kir · Σ (Vuc * −Vuc) (11)
And calculate. When “addition” 35 is L (power running) obtained by adding the voltage ratio Vdc / Vuc * calculated by “division” 36 to this PI control value,
Pvc = kpf · (Vuc * −Vuc) + kif · Σ (Vuc * −Vuc) + Vdc / Vuc * (12)
When H (regenerative)
Pvc = kpr · (Vuc * −Vuc) + kir · Σ (Vuc * −Vuc) + Vdc / Vuc * (13)
Is generated and provided to the
これにより、2次側コンデンサ23の電圧(2次側電圧)が目標値Vuc*になるように、コンバータの半導体スイッチ42,43がPWMパルスによってオン,オフ駆動される。これら、力行用の半導体スイッチ42と回生用の半導体スイッチ43は、前者のオン期間に後者はオフ、前者のオフ期間に後者がオンとなるように、相補的にスイッチングされる。
As a result, the semiconductor switches 42 and 43 of the converter are turned on and off by the PWM pulse so that the voltage (secondary voltage) of the
図2に示すマイコンMPUには、CPUのほかに、データを記録したり、各種のプログラムを記録したりするためのRAM,ROMおよびフラッシュメモリが備わっており、ROM又はフラッシュメモリに格納されたプログラム,参照データおよびルックアップテーブルをRAMに書き込んで、該プログラムに基づいて、図2に2点鎖線ブロックで囲んで示す入力処理,演算および出力処理を行う。 In addition to the CPU, the microcomputer MPU shown in FIG. 2 includes a RAM, a ROM, and a flash memory for recording data and various programs, and the program stored in the ROM or the flash memory. , The reference data and the lookup table are written in the RAM, and input processing, calculation and output processing shown in FIG. 2 surrounded by a two-dot chain line block are performed based on the program.
図3に、該プログラムに基づいてマイコンMPU(のCPU)が実行するコンバータ制御VMCの概要を示す。動作電圧が印加されるとマイコンMPUは、自身およびPWMパルス発生器60ならびにドライブ回路20vの初期化をおこなって、停止待機状態に設定する。そして図示しない車両走行制御システムのメインコントローラあるいはモータ制御装置30m,30gからのモータ駆動スタート指示を待つ。モータ駆動スタート指示が与えられると、マイコンMPUは、「開始処理」(ステップ1)によって、内部レジスタにコンバータ制御の初期値を設定して、「入力読込み」(ステップ2)で、入力信号またはデータを読み込む。すなわち、メインコントローラが与える第1目標トルクTM*m,第2目標トルクTM*gを読込み、モータ制御装置30m,30gが与える回転速度ωm,ωgおよび各センサ21,24,25が検出しているバッテリ電圧Vdc,2次側電圧Vuc,1次側電流iucをデジタル変換により読込む。
FIG. 3 shows an outline of the converter control VMC executed by the microcomputer MPU (CPU thereof) based on the program. When the operating voltage is applied, the microcomputer MPU initializes itself, the
なお、以下においては、括弧内には、ステップという語を省略して、ステップ番号のみを記す。 In the following, the word “step” is omitted, and only the step number is written in parentheses.
次にマイコンMPUは、読込んだ第1目標トルクTM*mおよび回転速度ωmの組合せに割り当てられている第1目標電圧Vuc*mを第1ルックアップテーブルから読み出し(3)、また、第2目標トルクTM*gおよび回転速度ωgの組合せに割り当てられている第2目標電圧Vuc*gを第2ルックアップテーブルから読み出す(4)。これらの機能を図2上には、「第1目標電圧演算」31および「第2目標電圧演算」32として示した。次にマイコンMPUは、第1目標電圧Vuc*mと第2目標電圧Vuc*gの内の高い方を目標電圧Vuc*に決定する(5)。そして1次側電流iucの、過去数回の検出値との平均値iucaを算出する(6)。 Next, the microcomputer MPU reads the first target voltage Vuc * m assigned to the read combination of the first target torque TM * m and the rotation speed ωm from the first lookup table (3), The second target voltage Vuc * g assigned to the combination of the target torque TM * g and the rotational speed ωg is read from the second lookup table (4). These functions are shown as “first target voltage calculation” 31 and “second target voltage calculation” 32 in FIG. Next, the microcomputer MPU determines the higher one of the first target voltage Vuc * m and the second target voltage Vuc * g as the target voltage Vuc * (5). Then, an average value iuca of the primary side current iuc with the detected values of the past several times is calculated (6).
次にマイコンMPUは、「PIゲイン選択」7に進んで、1次側電流の平均値iucaが0以上(力行)であると、比例P項のゲインにP項の第1ゲインkpfを選択し、積分I項のゲインにI項の第1ゲインkifを選択する(8,9)。1次側電流の平均値iucaが0未満(回生)であったときには、比例P項のゲインにP項の第2ゲインkprを選択し、積分I項のゲインにI項の第2ゲインkirを選択する(8,10)。これらの機能を図2上には、PI演算50の中のスイッチ56,57で示した。そして、平均値iucaが0以上(力行)であると上記(12)式で表す演算により、平均値iucaが0未満(回生)であると上記(13)式で表す演算により、制御出力Pvcを算出して(11)、PWMパルス発生器60に出力する(12)。そして、次の繰返し処理タイミングになるのを待ってから(13)、再度「入力読込み」(2)に進む。そして上述の「入力読込み」(2)以下の処理を実行する。次の繰返し処理タイミングになるのを待っている間に、メインコントローラから停止指示があると、マイコンMPUはそこでコンバータ40の半導体スイッチ42,43をオフに拘束し、コンバータ40の制御を停止する(14,15)。
Next, the microcomputer MPU proceeds to “PI gain selection” 7 and selects the first gain kpf of the P term as the gain of the proportional P term when the average value iuca of the primary side current is 0 or more (powering). The first gain kif of the I term is selected as the gain of the integral I term (8, 9). When the average value iuca of the primary side current is less than 0 (regeneration), the second gain kpr of the P term is selected as the gain of the proportional P term, and the second gain kir of the I term is selected as the gain of the integral I term. Select (8, 10). These functions are indicated by
上述の2次側コンデンサ23は、モータの力行運転に必要な電力を十分に供給できるように、また大きな回生電力を蓄電できるように、比較的に大容量のものとしている。この容量に合わせて、回生用のフィードバックゲイン(第1ゲイン:P項ゲインkpfとI項ゲインkif)を大きく定めている。これにより、2次側コンデンサ23の容量が大きいことによるフィードバック制御の遅れがない。仮に、2次側コンデンサ23の容量に対して、回生用のフィードバックゲインが過小であると、フィードバック制御の遅れにより2次側電圧Vucに、目標電圧Vuc*を大きく超えるオーバシュートや、目標電圧Vuc*にかなり満たないアンダーシュートを生じやすいが、本実施態様の2次電圧制御によれば、このような問題を生じない。
The above-described
また、車上装備をコンパクトにしかつ装備コストを低減するために、1次側コンデンサ22は、小型かつ低コストのものを用いており、容量が小さく、2次側コンデンサ23の容量よりもかなり小さい。仮に、回生時にも力行時の第1ゲインを用いてフィードバック制御すると、エラーフィードバック量(PI演算値)が、1次側コンデンサ22の容量に対して過大になるので、1次側コンデンサ22がコンバータ40から戻される瞬時回生電力を速やかに吸収できず、1次側電流にリップル又はスパイクを生じてしまうが、本実施態様の2次電圧制御によれば、このような問題を生じない。すなわち、回生時のフィードバックゲインである第2ゲインが、1次側コンデンサ22の容量に対応した小さい値であるので、エラーフィードバック量(PI演算値)が小さく、コンバータ40から戻される瞬時回生電力が小さいので、1次側コンデンサ22が十分に吸収する。すなわち1次側に電流スパイクや電流リップルを生じない。
Further, in order to make the on-vehicle equipment compact and reduce the equipment cost, the
第2実施例のハードウエアは、上述の第1実施例のものと同様であるが、第2実施例では、コンバータ制御装置40のマイコンMPUが実行するコンバータ制御VMCの、PIゲイン選択7の内容に変更がある。
The hardware of the second embodiment is the same as that of the first embodiment described above, but in the second embodiment, the contents of the PI gain selection 7 of the converter control VMC executed by the microcomputer MPU of the
図4に、第2実施例の「PIゲイン選択」7aの内容を示す。この実施例では、ステップ6で1次側電流の平均値iucaを算出するとマイコンMPUは、2次側電力Wuc=iuca×Vucを算出する。Vucは、2次側電圧センサ25が検出した2次側電圧である。次にマイコンMPUは、2次側電力Wucが、力行と回生の切換りの中間領域と定めた境界Wuc=0を中心とする小範囲領域の上限値(力行側境界)5kw以上であると、第1実施例と同様に、比例P項のゲインにP項の第1ゲインkpfを選択し、積分I項のゲインにI項の第1ゲインkifを選択する(22,9)。2次側電力Wucが、前記中間領域の下限値(回生側境界)−5kw以下であると、第1実施例と同様に、比例P項のゲインにP項の第2ゲインkprを選択し、積分I項のゲインにI項の第2ゲインkirを選択する(23,10)。
FIG. 4 shows the contents of “PI gain selection” 7a of the second embodiment. In this embodiment, when the average value iuca of the primary current is calculated in
2次側電力Wucが、前記中間領域内(−5kwを超え5kw未満)であると、比例P項のゲインにP項の第3ゲインkpaを選択し、積分I項のゲインにI項の第3ゲインkiaを選択する(23,24)。第2ゲイン<第3ゲイン<第2ゲインである。すなわち、
kpr<kpa<kpf
kir<kia<kif
である。第2実施例のその他の処理は、上述の第1実施例と同一である。なお、第2実施例では、
kpa=(kpr+kpf)/2
kia=(kir+kif)/2
に定めているが、kpaは、中間領域の上,下限値5kw,−5kw,算出電力wucおよび中間領域の上側,下側領域に適用する第1ゲイン,第2ゲインを用いる線形補間演算によって算出することも出来る。そうすると、力行と回生の切換り領域での制御ゲインの変化がより一層滑らかになるので、前記中間領域を比較的に広く設定する場合には、このような線形補間を用いる。
If the secondary power Wuc is within the intermediate region (greater than -5 kw and less than 5 kw), the third gain kpa of the P term is selected as the gain of the proportional P term, and the gain of the I term is selected as the gain of the integral I term. Three gain kia is selected (23, 24). Second gain <third gain <second gain. That is,
kpr <kpa <kpf
kir <kia <kif
It is. Other processes in the second embodiment are the same as those in the first embodiment. In the second embodiment,
kpa = (kpr + kpf) / 2
kia = (kir + kif) / 2
The kpa is calculated by linear interpolation using the upper and
第3実施例のハードウエアも、上述の第1実施例のものと同様であるが、第3実施例では、コンバータ制御装置40のマイコンMPUが実行するコンバータ制御VMCの、目標電圧算出3からPIゲイン選択7までの処理に変更がある。
The hardware of the third embodiment is the same as that of the first embodiment described above, but in the third embodiment, the target voltage calculation 3 to PI of the converter control VMC executed by the microcomputer MPU of the
図5に、第3実施例の「第1目標電圧算出」3aから「PIゲイン選択」7bの内容を示す。この実施例では、第1目標電圧Vuc*mを算出するときに、電気モータ10mの目標トルクと回転速度の組合せに割り当てられている第1推定電力Wma(+が力行/−が回生)をルックアップテーブルより読み出す(3a)。同様に、第2目標電圧Vuc*gを算出するときに、電動機10gの目標トルクと回転速度の組合せに割り当てられている第2推定電力Wga(+が力行/−が回生)をルックアップテーブルより読み出す(3b)。そして「目標電圧決定」5を経て「PIゲイン選択」7bに進み、そこで第1推定電力Wmaと第2推定電力Wgaとの和 Wma+Wga の正(力行),負(回生)に対応して、正(力行)であると、第1実施例と同様に、比例P項のゲインにP項の第1ゲインkpfを選択し、積分I項のゲインにI項の第1ゲインkifを選択する(8a,9)。負(回生)であると、比例P項のゲインにP項の第2ゲインkpfを選択し、積分I項のゲインにI項の第2ゲインkifを選択する(8a,10)。
FIG. 5 shows the contents of “first target voltage calculation” 3a to “PI gain selection” 7b in the third embodiment. In this embodiment, when the first target voltage Vuc * m is calculated, the first estimated power Wma (+ is power running / − is regenerated) assigned to the combination of the target torque and the rotation speed of the
第3実施例のその他の処理は、上述の第1実施例と同一である。なお、第3実施例においても第2実施例と同様に、力行と回生の切換りの境界 Wma+Wga=0 を中心とする小範囲領域を中間領域と定めて、線形補間演算により、該中間領域では第3ゲインを算出して、これに基づいて2次側電圧をフィードバック制御することも出来る。この点は、上述の第1実施例についても同様である。 Other processes in the third embodiment are the same as those in the first embodiment. In the third embodiment, similarly to the second embodiment, a small range area centered on the boundary Wma + Wga = 0 between switching between power running and regeneration is defined as an intermediate area, and linear interpolation calculation is performed in the intermediate area. It is also possible to calculate the third gain and perform feedback control on the secondary side voltage based on the third gain. This also applies to the first embodiment described above.
第4実施例のハードウエアも、上述の第1実施例のものと同様であるが、第4実施例のマイコンMPUは、1次側電源18,22の電圧変化すなわち1次側電圧の変化を監視して、1次側電圧の変化が負(電圧下降)であると力行と、正(電圧上昇)であると回生と判定する。 The hardware of the fourth embodiment is the same as that of the first embodiment described above, but the microcomputer MPU of the fourth embodiment shows the voltage change of the primary power supplies 18 and 22, that is, the change of the primary voltage. Monitoring is performed to determine that the change in the primary side voltage is negative (voltage decrease) and that the change is positive (voltage increase) and regeneration.
図6に、第4実施例のマイコンMPUの機能構成を示す。「平均」37において、電圧センサ21が検出した1次側電圧Vdcと過去数回の検出値との平均値Vdcaを算出し、1次側電圧Vdcの変化量 dV=Vdcap−Vdca を算出する。Vdcapは前回算出した平均値である。dVが正であると、1次側電圧Vdcは降下中(力行中)、負であると上昇中(回生中)である。「比較」38において、dVが0以上であると低レベルL(力行)、dVが0未満であると高レベルH(回生)の力行/回生判定信号を発生する。その他の機能構成は、図2に示す第1実施例のものと同様である。
FIG. 6 shows a functional configuration of the microcomputer MPU of the fourth embodiment. In “average” 37, an average value Vdca between the primary side voltage Vdc detected by the
図7には、第4実施例の「目標電圧決定」5の次の「1次電圧の平均値演算」6aから「PIゲイン選択」7cまでの処理を示す。「目標電圧決定」5で目標2次電圧Vuc*を算出するとマイコンMPUは、上述のように1次側電圧Vdcの平均値Vdcaを算出し(6a)、その変化量dVを算出して、今回の平均値Vdcaを、前回平均値Vdcapとして保存する(31)。つぎに「PIゲイン選択」7cに進んで、変化量dVの正(力行),負(回生)に対応して、正(力行)であると、第1実施例と同様に、比例P項のゲインにP項の第1ゲインkpfを選択し、積分I項のゲインにI項の第1ゲインkifを選択する(8b,9)。負(回生)であると、比例P項のゲインにP項の第2ゲインkpfを選択し、積分I項のゲインにI項の第2ゲインkifを選択する(8b,10)。 FIG. 7 shows processing from “average value calculation of primary voltage” 6 a to “PI gain selection” 7 c next to “target voltage determination” 5 of the fourth embodiment. When the target secondary voltage Vuc * is calculated in “target voltage determination” 5, the microcomputer MPU calculates the average value Vdca of the primary side voltage Vdc as described above (6a), calculates the change amount dV, and this time The average value Vdca is stored as the previous average value Vdcap (31). Next, the process proceeds to “PI gain selection” 7c, and when the amount of change dV is positive (powering) corresponding to positive (powering) and negative (regeneration), as in the first embodiment, the proportional P term The first gain kpf of the P term is selected as the gain, and the first gain kif of the I term is selected as the gain of the integral I term (8b, 9). If it is negative (regenerative), the second gain kpf of the P term is selected as the gain of the proportional P term, and the second gain kif of the I term is selected as the gain of the integral I term (8b, 10).
第4実施例のその他の処理は、上述の第1実施例と同一である。なお、第4実施例においても第2実施例と同様に、力行と回生の切換りの境界 dV=0 を中心とする小範囲領域を中間領域と定めて、線形補間演算により、該中間領域では第3ゲインを算出して、これに基づいて2次側電圧をフィードバック制御することも出来る。 Other processes in the fourth embodiment are the same as those in the first embodiment. In the fourth embodiment, similarly to the second embodiment, a small range area centered on the boundary dV = 0 between switching between power running and regeneration is defined as an intermediate area, and the intermediate area is determined by linear interpolation. It is also possible to calculate the third gain and perform feedback control on the secondary side voltage based on the third gain.
上述の第1〜第4実施例のいずれにおいても、EV車の場合には、電動機10g,インバータ19gおよびモータ制御装置30gが存在しないので、コンバータ制御装置30vによる力行か回生かの判定を省略して、モータ制御装置30mにおける、電動機10mが力行か判定かの判定結果をモータ制御装置30mからコンバータ制御装置30vに与えるようにしてもよい。すなわちモータ制御装置30mでの力行か回生かの判定結果を、コンバータ制御装置30vで利用するようにしてもよい。
In any of the first to fourth embodiments described above, in the case of an EV vehicle, since the
10m,10g:電気モータ
11〜13:3相のステータコイル
14m〜16m:電流センサ
17m,17g:レゾルバ
18:車両上のバッテリ
21:1次側電圧センサ
22:1次側コンデンサ
23:2次側コンデンサ
24:2次側電圧センサ
25:1次側電流センサ
34:減算
35:加算
41:リアクトル
42:スイッチング素子(昇圧用)
43:スイッチング素子(降圧用)
44,45:ダイオード
51:力行用P項ゲイン乗算
52:回生用P項ゲイン乗算
53:積分
54:力行用I項ゲイン乗算
55:回生用I項ゲイン乗算
56,57:選択
58:加算
ωm,ωg:回転速度
Vdc:1次側電圧(バッテリ電圧)
Vuc:2次側電圧(昇圧電圧)
10m, 10g: Electric motors 11-13: Three-phase stator coils 14m-16m:
43: Switching element (for step-down)
44, 45: Diode 51: P term gain multiplication for power running 52: P term gain multiplication for regeneration 53: Integration 54: I term gain multiplication for power running 55: I term gain multiplication for
Vuc: Secondary side voltage (boost voltage)
Claims (11)
前記インバータの入力側に接続された2次側コンデンサ;
蓄電手段、および、該蓄電手段に並列接続された、前記2次側コンデンサよりも小容量の1次側コンデンサ、を含む1次側電源;
該1次側電源の電力を昇圧して前記2次側コンデンサに給電する昇圧給電手段、および、前記2次側コンデンサの電力を前記1次側電源に逆給電する回生給電手段、を含むコンバータ;
前記電動機の出力目標トルク,回転速度および前記2次側コンデンサの電圧に基づいて該電動機の出力トルクを前記出力目標トルクとするように前記インバータの出力を制御するモータ制御手段;
前記コンバータと1次側電源との間の給電が後者から前者への給電となる力行かその逆となる回生か判定するモード判定手段,前記モード判定手段が力行と判定しているときは、前記2次側コンデンサの容量に対応する値の第1ゲインを、回生と判定しているときには前記1次側コンデンサの容量に対応する値の第2ゲインを選択するゲイン選択手段,前記出力目標トルクおよび回転速度に対応した、前記2次側コンデンサの目標電圧を導出する目標電圧決定手段、および、該選択されたゲインを用いるフィードバック制御演算に基づいて、前記目標電圧とするための、前記コンバータの昇圧および回生を制御する電圧制御信号を発生する手段、を含むコンバータ制御手段;および、
前記電圧制御信号に対応して前記コンバータの昇圧給電手段および回生給電手段を駆動するドライバ;を備える電動機制御装置。 Inverter that supplies power to the motor:
A secondary capacitor connected to the input side of the inverter;
A primary power source including a power storage means and a primary side capacitor connected in parallel to the power storage means and having a smaller capacity than the secondary side capacitor;
A converter including boosting power feeding means for boosting the power of the primary side power supply and feeding the secondary side capacitor, and regenerative power feeding means for feeding back the power of the secondary side capacitor to the primary side power supply;
Motor control means for controlling the output of the inverter so that the output torque of the motor becomes the output target torque based on the output target torque of the motor, the rotational speed, and the voltage of the secondary capacitor;
Mode determining means for determining whether the power feeding between the converter and the primary power source is power running from the latter to the former or vice versa, and when the mode judging means determines power running, A gain selection means for selecting a second gain having a value corresponding to the capacity of the primary side capacitor when the first gain having a value corresponding to the capacity of the secondary side capacitor is determined to be regenerative, the output target torque, Target voltage determining means for deriving a target voltage of the secondary capacitor corresponding to the rotation speed, and boosting of the converter to obtain the target voltage based on a feedback control calculation using the selected gain Converter control means comprising: and means for generating a voltage control signal for controlling regeneration; and
A motor control device comprising: a driver that drives the boost power supply means and the regenerative power supply means of the converter in response to the voltage control signal.
燃料エンジンによって回転駆動される第2電動機;
第1電動機に給電する第1インバータ;
第2電動機に給電する第2インバータ;
第1又は第2電動機を力行駆動するために前記インバータが電動機に電力を給電するときにはインバータに直流電力を放電し、第1又は第2電動機がインバータに回生出力する電力をインバータから受けて蓄電する、第1および第2インバータが共通に接続された2次側コンデンサ;
蓄電池であるバッテリおよびそれに並列接続された1次側コンデンサを含む1次側電源;
該1次側電源の電力を昇圧して前記2次側コンデンサに給電する昇圧給電手段、および、前記2次側コンデンサの電力を前記1次側電源に逆給電する回生給電手段、を含むコンバータ;
第1電動機の出力目標トルク,回転速度および前記2次側コンデンサの電圧に基づいて第1電動機の出力トルクを前記出力目標トルクとするように第1インバータの出力を制御する第1モータ制御手段;
第2電動機の出力目標トルク,回転速度および前記2次側コンデンサの電圧に基づいて第2電動機の出力トルクを前記出力目標トルクとするように第2インバータの出力を制御する第2モータ制御手段;
前記コンバータと1次側電源との間の給電が後者から前者への給電となる力行かその逆となる回生か判定するモード判定手段,前記モード判定手段が力行と判定しているときは、前記2次側コンデンサの容量に対応する値の第1ゲインを、回生と判定しているときには前記1次側コンデンサの容量に対応し第1ゲインよりも小さい値の第2ゲインを選択するゲイン選択手段,第1電動機の出力目標トルクおよび回転速度に対応した、前記2次側コンデンサの第1目標電圧を導出し、第2電動機の出力目標トルクおよび回転速度に対応した、前記2次側コンデンサの第2目標電圧を導出し、両目標電圧の高い方を目標電圧に決定する目標電圧決定手段、および、該選択されたゲインを用いるフィードバック制御演算に基づいて、前記目標電圧とするための、前記コンバータの昇圧および回生を制御する電圧制御信号を発生する手段、を含むコンバータ制御手段;および、
前記電圧制御信号に対応して前記コンバータの昇圧給電手段および回生給電手段を駆動するドライバ;を備えるハイブリッド駆動装置。 A first electric motor for driving the wheels;
A second electric motor driven by a fuel engine;
A first inverter for supplying power to the first motor;
A second inverter for supplying power to the second motor;
When the inverter feeds electric power to the motor in order to power drive the first or second motor, the inverter discharges DC power, and the first or second motor receives electric power regeneratively output from the inverter and stores it. A secondary capacitor to which the first and second inverters are connected in common;
A primary power supply including a battery as a storage battery and a primary capacitor connected in parallel to the battery;
A converter including boosting power feeding means for boosting the power of the primary side power supply and feeding the secondary side capacitor, and regenerative power feeding means for feeding back the power of the secondary side capacitor to the primary side power supply;
First motor control means for controlling the output of the first inverter so that the output torque of the first motor becomes the output target torque based on the output target torque of the first motor, the rotational speed, and the voltage of the secondary capacitor;
Second motor control means for controlling the output of the second inverter so that the output torque of the second motor becomes the output target torque based on the output target torque of the second motor, the rotational speed and the voltage of the secondary capacitor;
Mode determining means for determining whether the power feeding between the converter and the primary power source is power running from the latter to the former or vice versa, and when the mode judging means determines power running, A gain selecting means for selecting a second gain having a value smaller than the first gain corresponding to the capacity of the primary side capacitor when the first gain having a value corresponding to the capacity of the secondary side capacitor is determined to be regenerative. The first target voltage of the secondary side capacitor corresponding to the output target torque and the rotational speed of the first motor is derived, and the second side of the secondary capacitor corresponding to the output target torque and the rotational speed of the second motor is derived. Two target voltages are derived, based on target voltage determining means for determining the higher of both target voltages as the target voltage, and feedback control calculation using the selected gain, Because of, converter control means including means, for generating a voltage control signal for controlling the boosting and regenerative of said converter; and,
A hybrid drive apparatus comprising: a driver that drives the boost power supply means and the regenerative power supply means of the converter in response to the voltage control signal.
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- 2007-10-31 JP JP2007284248A patent/JP2009112163A/en active Pending
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