JP2009111982A - Ｏｆｄｍ変調パラメータのブラインド推定方法 - Google Patents

Abstract

【課題】ＯＦＤＭ信号の少なくとも一の時間変調パラメータのブラインド推定方法を提供する。
【解決手段】ＯＦＤＭ信号の複数の復調試みが、時間パラメータの複数の値を各々用いて実施され、各復調試みにおいて、復調信号のエントロピーを表すコスト関数が計算され、時間パラメータの推定値が該コスト関数を最小限に抑えるパラメータの値として取得される。
【選択図】図４

Description

本発明はＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）変調パラメータのブラインド推定方法に関し、特に最小エントロピーの基準に基づいたブラインド推定方法に関する。

ＯＦＤＭ変調は従来の技術において周知であり、ＤＶＢ−Ｔ、ＡＤＳＬ、Ｗｉ−Ｆｉ（ＩＥＥＥ ８０２ ａ／ｇ）、ＷｉＭａｘ（ＩＥＥＥ ８０２．１６）等の多数の通信システムに採用されている。ＯＦＤＭ変調の優位性は、スペクトル効率に優れ、また周波数選択性フェージングに対する防御にも優れている点にある。

ＯＦＤＭシステムにおいて、Ｎが一般的には２の累乗である場合に、送信される情報シンボルはＮ個のシンボルのブロックにグループ化され、情報シンボルの前記ブロックにＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）を行うことによりＯＦＤＭシンボルが取得されることが想起される。一般的には、符号間干渉つまりＩＳＩを吸収し受信時の等化を容易にするために、各ＯＦＤＭシンボルの始まり部分にサイクリックプレフィックスが付加される。これらのＯＦＤＭシンボルによって構成されるＯＦＤＭ信号は、必要に応じて、周波数変換され得る。

一般的には、ＯＦＤＭシステムが発する信号は以下によってベースバンドで表すことができる。

ここでＥは信号電力であり、ＮはＯＦＤＭマルチプレックスの搬送波数であり、α_ｋ，_ｎは、Ｍ次的変調のアルファベット、つまり通常はＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、またはＱＡＭに属するブロックｋに関する情報シンボルであり、１／Ｔ_ｃは、Ｔ_ｃが「小片」つまり「チップ」時間である情報シンボルの流速であり、Ｄは小片の数で表されるサイクリックプレフィックスのサイズであり、ｇ（ｔ）は信号のスペクトルをアポダイズすることを目的とした時間的なサポート［０，（Ｎ＋Ｄ）Ｔ_ｃ］を有するＯＦＤＭシンボルの整形パルスである。

ＯＦＤＭ信号を図１に概略的に示す。ＯＦＤＭ信号は連続するＯＦＤＭシンボルから構成され、各シンボルは、有効時間ＮＴ_ｃと時間ガードインターバルＴ_{ｐｒｅｆｉｘ}＝ＤＴ_ｃからなる総時間（Ｎ＋Ｄ）Ｔ_ｃを有する。時間ガードインターバルの中にサイクリックプレフィックスが検出される。従来の方法では、サイクリックプレフィックスはガードインターバルの中に含まれるＯＦＤＭシンボルの終わり部分のコピーであることが想起される。特定のＯＦＤＭシステムでは、サイクリックプレフィックスは単に省略される。つまり、シンボルの有効な部分は「空の」ガードインターバルで分離される。この伝送技法は符号間干渉の除去を可能にもするが、信号の等化を容易にはしない。

伝送チャネル内を伝搬後、受信機によって受信されたＯＦＤＭ信号は以下により表すことができ、

送チャネルｈ（ｔ）のインパルス応答であり、ｂ（ｔ）はノイズを記述する確率関数である。インパルス応答の長さはガードインターバルの時間よりも短いため、符号間干渉（ＩＳＩ）は無視し得ることと仮定する。

図２は、ＯＦＤＭ受信機の構造を概略的に示す。

必要に応じてベースバンドで復調された後に、受信信号は２１０においてチップ周波数でサンプリングされた後、２２０において、そのサンプルに対して直列／並列変換を施し、Ｎ＋Ｄ個のサンプルのブロックを形成する。ガードインターバルに対応するＤ個の第１サンプルは廃棄され、２３０において、ＯＦＤＭシンボルの有効部分に対応する残りＮ個のサンプルのブロックに対してＦＦＴを施す。その後、取得された復調シンボルに対して２４０で直列変換を施す。

最後に、受信機が正確に時間・周波数同期されていると仮定すると、復調符号は以下のように表すことができ、

ここでｈ_ｎは伝送チャネルのインパルス応答に依存する複素係数であり、ｂ_ｋ，_ｎはノイズサンプルを表す確率変数である。

この受信機の正確な動作には正確な時間・周波数同期を必要とする。実際に、不正確な時間同期は、トランケーションのウィンドウの漸次的な時間ドリフトを引き起こし、受信機の復調周波数とＯＦＤＭマルチプレックスの搬送周波数との間の周波数オフセットを△ｆとすると、不正確な周波数同期、つまりサンプルの相回転は、倍数因子ｅ^{２ｉπ△ｆｎＴｃ}で表すことができることが理解されるだろう

受信機の時間・周波数同期は、通常はトレーニング系列の獲得によって実施される。

この検出器の機能は、明らかに、ＯＦＤＭ信号の時間変調パラメータが既知であるとあきらかに仮定している。「時間パラメータ」は、これらのシンボルの有効時間ＮＴ_ｃ、ガードインターバル時間ＤＴ_ｃ及び／または繰返し期間（Ｎ＋Ｄ）Ｔ_ｃを意味すると解釈される。

往々にして受信機はＯＦＤＭ時間変調パラメータを事前には知らないため、それらをブラインド推定しなければならない。

時間パラメータをブラインド推定するためにいくつかの方法が提案されてきた。これらの方法はＯＦＤＭ信号内のサイクリックプレフィックスの存在、及びそこから引き出すことができる周期定常特性を利用する。提案されている推定器はＯＦＤＭ信号の自己相関関数に基づいている。このような推定方法の例は、非特許文献１にみられる。

しかしながら、これらの推定方法には、自己相関関数を計算するため多数のＯＦＤＭシンボルを獲得しなければならないという欠点がある。さらに前述したとおり、これらの方法はＯＦＤＭ信号がサイクリックプレフィックスを含まない場合には効果がない。他の関連技術としては、非特許文献２乃至４及び特許文献１がある。
Ｐ．Ｌｉｕ他、２００５年情報、通信及び信号処理に関する国際会議会議記録（Ｐｒｏｃ，２００５ Ｉｎｔ‘ｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ，Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ ａｎｄ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ）、第一巻、ｐｐ２４２−２４７、２００５年９月２３−２６日出版、表題「マルチパスチャネルにおけるＯＦＤＭのためのブラインド時間パラメータ推定方式（Ａ ｂｌｉｎｄ ｔｉｍｅ−ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｓｃｈｅｍｅ ｆｏｒ ＯＦＤＭ ｉｎ ｍｕｌｔｉ−ｐａｔｈ ｃｈａｎｎｅｌ）」 アクモーシュ（ＡＫＭＯＵＣＨＥ）他、「ＯＦＤＭパラメータ推定、時間アプローチ（ＯＦＭＤ ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ａ ｔｉｍｅ ａｐｐｒｏａｃｈ）」、信号、システム及びコンピュータに関するアシロマー（ＡＳＩＬＯＭＡＲ）会議（ＡＳＩＬＭＡＲ ＣＯＮＦＥＲＥＮＣＥ ＯＮ ＳＩＧＮＡＬＳ，ＳＹＳＴＥＭＳ ＡＮＤ ＣＯＭＰＵＴＥＲＳ）、２０００年１０月２９日、ｐｐ１４２−１４６、ＸＰ０１０５３５３４９ ピスカタウェイ（Ｐｉｓｃａｔａｗａｙ）、米国 インウェイ・ヤオ（ＹＩＮＧＷＥＩ ＹＡＯ），グランナキス（ＧＬＡＮＮＡＫＩＳ）：「ＯＦＤＭベースの無線ネットワークのためのブラインド搬送周波数オフセット推定（Ｂｌｉｎｄ ｃａｒｒｉｅｒ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｏｆｆｓｅｔ ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｆｏｒ ＯＦＤＭＡ−ｂａｓｅｄ ｗｉｒｅｌｅｓｓ ｎｅｔｗｏｒｋｓ）」、ＩＥＥＥ軍事通信会議（ＩＥＥＥ ＭＩＬＩＴＡＲＹ ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＳ ＣＯＮＦＥＲＥＮＣＥ）、２００４年１０月３１日、ｐｐ１２３３−１２３９、ＸＰ０１０８２５９５７ ピスカタウェイ，米国 インウェイ・ヤオ、グランナキス：「ＯＦＤＭシステムにおけるブラインドＣＦＯ推定（Ｂｌｉｎｄ ＣＦＯ ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｉｎ ＯＦＤＭ ｓｙｓｔｅｍｓ）」、無線通信における信号処理推進に関するＩＥＥＥワークショップ（ＩＥＥＥ ＷＯＲＫＳＨＯＰ ＯＮ ＳＩＧＮＡＬ ＰＲＯＣＥＳＳＩＮＧ ＡＤＶＡＮＣＥＳ ＩＮ ＷＩＲＥＬＥＳＳ ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＳ）、２００４年７月１１日、ｐｐ３５３−３５７ ＸＰ０１０８０６１０２、ピスカタウェイ ＵＳ ＣＡ２２９８３１６ Ａ１（カナダ天然資源）、２０００年８月１５日

本発明の目的は、前述された欠点を含まないＯＦＤＭ信号の変調パラメータのブラインド推定方法を提案することである。

本発明の従属的な目的は、高速で且つ、トレーニング系列を要しないＯＦＤＭ受信機の時間・周波数同期を可能にすることである。

本発明は、ＯＦＤＭ信号の少なくとも一の時間変調パラメータのブラインド推定方法によって定義され、該方法では前記ＯＦＤＭ信号の複数の復調試みが、前記時間パラメータの複数の値を各々用いて実施され、各復調試みにおいて、復調信号のエントロピーを表すコスト関数が計算され、前記時間パラメータの推定値が前記コスト関数を最小限に抑える前記パラメータの値として取得される。

好ましくは、ＯＦＤＭ信号を、復調周波数によってベースバンドで復調した後、ナイキスト周波数よりも大きい周波数でサンプリングすることによってサンプルの系列を取得する

有利なことには、復調試みのたびに、前記サンプルは、ＯＦＤＭマルチプレックスの搬送周波数と復調周波数との間の周波数オフセット値に対応する離調因数によって、前記サンプルが補正される

各復調試みにおいて、このようにして補正されたサンプルによって形成される系列から、時間オフセットに対応する、既定数の第一サンプルを切断してよい。

各復調試みにおいて、このようにして切断された系列は既定のサイズのブロックに分割されてよい。このようにして取得されるブロックのそれぞれから、ＯＦＤＭシンボルプレフィックス時間に対応する、既定数の第１サンプルを除去し、このようにして第一サンプルが除去された後のブロックのそれぞれについてＦＦＴが実行される。

Ｋが、第一サンプル除去後の系列のブロック総数であるブロックｋ＝０、．．．、Ｋ＝１ごとに、ＦＦＴは以下により計算することができ、

この場合βはＯＦＤＭシンボル有効時間に対応する、切断されたブロックのサ

シンボルの系列を形成する。

その後、復調シンボルの前記系列から前記コスト関数が計算できる。

有利なことに、前記コスト関数は尖度である。この場合、前記コスト関数の値は以下によって計算できる。

有利なことに、推定方法は繰返し行われ、各繰返しは前記周波数オフセット値、前記時間オフセット値、前記プレフィックス時間及び前記有効時間による復調試みに対応する。

繰返しが進む間、好ましくは、周波数オフセット、時間オフセット、プレフィックス時間及び有効時間の値の離散系列が走査アルゴリズムに従って走査され、前記系列でコスト関数の最小値を達成するプレフィックス時間及び／または有効時間を時間パラメータ（複数の場合がある）の推定値として保持する。

前記走査アルゴリズムは勾配降下型であってよい。

代替実施形態によれば、複数の第一復調試みを実施して第一時間パラメータを推定した後、ＯＦＤＭ信号を復調するために第一時間パラメータの推定値を使用する複数の第二復調試みを実施して第二時間パラメータを推定する。

有利なことに、各第一復調試みにおいて、サンプルはＯＦＤＭマルチプレックスの搬送周波数と復調周波数の間の周波数オフセット値に対応する離調因数によって補正される。

第一復調試みのたびに、このようにして第一サンプル除去後の系列は既定数のサンプル以降で分割されてよく、前記数は既定ＯＦＤＭシンボル有効時間に対応する。その後、このようにして既定数以降が打ち切られた系列のサンプルに対してＦＦＴが実施される。

ＦＦＴは以下によって計算することが可能であり、

ここでβは既定数以降が打ち切られた系列の長さであり、Ｔ_ｃはサンプリング期間であり、Ｐ_ｐは既定数以降が打ち切られた系列の（ｐ＋１）番目の周波数補正

前記コスト関数の第一値（Φ（Δφ，δ，β））は、復調シンボルの前記系列から計算できる。

有利なことに、前記コスト関数は尖度である。

この場合、前記コスト関数の値は以下により計算できる。

有利には、推定方法は繰返して実施され、各繰返しは前記周波数オフセット値、前記時間オフセット値、前記プレフィックス時間及び前記有効時間によって第一復調試みに対応する。

繰返しが進む間、好ましくは、周波数オフセット、時間オフセット、プレフィックス時間、及び有効時間値の離散系列が走査アルゴリズムに従って走査され、前記系列に対するコスト関数の最小値を達成する周波数オフセット、時間オフセットおよび有効時間の値を記憶し、第一時間パラメータはそれにより記憶される有効時間である。

サンプルの前記系列の各サンプルは、このようにして記憶された周波数オフセットに対応する離調因数によって補正されてよい。

有利なことに、第二復調試みのたびに、このようにして補正されたサンプルによって形成される系列から時間オフセットに対応する既定数のその第一サンプルを除去した後、第一サンプル除去後の系列が既定サイズのブロックに分割され、前記ブロックのそれぞれから、既定数の第一サンプルがＯＦＤＭシンボルプレフィックス時間に応じて除去される。

取得されたブロック総数をＫとするブロックｋ＝０，．．．，Ｋ−１ごとに、ＦＦＴを以下により計算することができ、

ここでβ_０はサンプル数で表される記憶された有効時間値であり、Ｔ_ｅはサンプリ

号の系列を形成する。

その後、前記コスト関数の第二値（Φ（δ，γ））が復調符号の前記系列から計算される。

有利なことに、前記コスト関数は尖度である。

この場合、前記コスト関数の値は以下で計算される。

有利なことに推定方法は繰返して実施され、各繰返しは前記時間オフセット値及び前記プレフィックス時間の、記憶された周波数オフセット及び有効時間の値によって第二の復調試みに対応する。

繰返しが進む間、好ましくは離散時間オフセット及びプレフィックス時間系列は、走査アルゴリズムに従って走査され、前記系列に対するコスト関数の最小値を達成する時間オフセット及びプレフィックス時間の値を記憶し、このようにして第二時間パラメータの推定値は記憶されるプレフィックス時間である。

有利なことに、走査アルゴリズムは勾配下降型である。

本発明の他の特徴及び優位点は、本発明の好適実施形態を読み、添付図を参照することにより明らかになる。
ＯＦＤＭ信号を概略的に示す。 従来の技術に既知のＯＦＤＭ受信機を概略的に示す。 受信機が受信するＯＦＤＭ信号に対する異なる経路それぞれが果たす貢献を表す。 受信機が受信するＯＦＤＭ信号に対する異なる経路それぞれが果たす貢献を示す。 本発明の第一実施形態に係るＯＦＤＭ変調パラメータの推定方法のブロック図を示す。 本発明の第二の実施形態によるＯＦＤＭ変調パラメータの推定方法のブロック図を示す。 本発明の第二の実施形態によるＯＦＤＭ変調パラメータの推定方法のブロック図を示す。

以下ではＯＦＤＭ変調を利用する通信システムのケースを検討する。発せられたＯＦＤＭ信号は式（１）で示される形態を有し、情報シンボルは、同一分布され、Ｍ次変調のアルファベットでその値を取る互いに独立した確率変数で表されてよいと仮定する。ＯＦＤＭシンボルはプレフィックスを含んでもよいし、含まなくてもよい。簡略化するために、ＯＦＤＭシンボルはプレフィックスを含むが、このプレフィックスは空である可能性があるとみなす。

伝送チャネルはマルチパスタイプであると仮定する。その結果、受信機が受信する信号は以下によりベースバンドで表すことができ、

ここで、λ_ｌ及びτ_ｌはそれぞれ複素減衰係数及び異なる経路に付随する遅延であり、Ｌは経路総数であり、ｂ（ｔ）は付加ホワイトガウスノイズである。

ここで、ブラインド状況、言い換えると、受信機が、ＯＦＤＭ信号の変調パラメータ、特に信号のチップ周波数を知らないという状況となっているとする。

される。従って、サンプリング期間Ｔ_ｃがチップ期間Ｔ_ｅ未満であると確信する。

最初に、受信機が時間的且つ周波数的に完全に同期していると仮定される場合、受信信号のサンプルは以下のように表すことができ、

まず第一に、ノイズ期間が無視され、ここでｋ，ｐはそれぞれシンボル数及び

受信信号のサンプルに離散フーリエ変換を施し、推定された復調シンボルを取得する。

ＦＤＭシンボルの有効時間の推定値である式（５）、

を使用することによって、

のｎ番目のサンプルであり、

数は０と（Ｎ＋Ｄ）Ｔ_ｃの間で１に等しく、他のいずれの場所ではゼロであると仮定される。

復号シンボルに対する経路の果たす貢献を検討する。これを行うために、以

したがって

である。

Ｃａｒｄ（Ω_ｌ）＝１の場合、それは、（ＯＦＤＭシステムのまさに大半に当てはまる）Ｎが１よりかなり先にあるという仮説を立てることによって、

証することができる。

Ｍシンボルにつねに依存する。

であることが演繹できる。

この第一結果から、サンプルｒ_０，_ｐが同一ＯＦＤＭシンボルのサンプル（全

信シンボルの内、少なくとも２個に依存する。

サイクリックプレフィックスの時間が伝送チャネルのインパルス応答の長さよりも長い場合には、符号間干渉がないことに注意されたい。さらに正確には、経路に沿って伝搬されているＯＦＤＭシンボルの有効部分は、別の経路に沿って伝搬されている別のＯＦＤＭシンボルによって干渉されない。

図３Ａでは、エミッタによって発せられるＯＦＤＭ信号３１０が示されており、３２０、３３０、３４０は３つの別々の経路に沿った前記ＯＦＤＭ信号の伝搬に対応する受信信号に対する貢献を示している。一経路で伝搬するＯＦＤＭシンボルの有効部分が別の経路で伝搬する別のＯＦＤＭシンボルと重複しないことに注意されたい。

この結果は他のＯＦＤＭシンボル、つまりｋ＞０の場合にも当てはまる。こ

のときに限り、送信されたシンボルの内のただ１個に依存するにすぎないと演繹する。これが当てはまらない場合には、サンプルｒ_ｋ，_ｐが少なくとも２個のＯＦＤＭシンボルのサンプルに一致することが論証できる。

この結果は図３Ｂに示されており、ＯＦＤＭ信号は３つの経路に沿って伝搬

スをカバーする）ことが理解されるだろう。言い換えると、Ｃａｒｄ（Ω）＝２である。

時間パラメータの誤った推定は、正確な推定（Ｃａｒｄ（Ω）＝１）を有する場合と

本発明の基本的な考え方は、サンプリング境界がＯＦＤＭ信号の有効部分の始まり及び終わりに合わせられているかどうかを判断するために最小エントロピーの基準を使用するということである。

これを行うために、サンプリングされた信号は変調パラメータを変えることによって復調され、それにより復調された信号のエントロピーの最小値をもたらす一または複数のパラメータが選択される。

実際に、サンプリング境界が有効部分の始まり及び終わりにぴったりと合わせられている場合に、復調系列のエントロピーは最小となる。他方、これらの境界が有効部分の範囲に関して偏位される瞬間から、カレントシンボルに先行するあるいはカレントシンボルに続くＯＦＤＭシンボルの部分は復調系列のエントロピーの上昇を引き起こす。

エントロピーを最小限に抑えるため、例えばこの系列の尖度である復調信号のエントロピーを表すコスト関数が使用される。

確率変数の尖度が、その四次キュムラントと分散の自乗の比率であることが想起されるだろう。さらに正確には、αが複素確率変数である場合、αの尖度は以下に示すことができ、

ここでＥ｛ｘ｝、つまりｘの数学的期待値に注意されたい。α_ｎの場合、ｎ＝０，．．．，Ｎ−１はＮ個の互いに独立で同一の分布に従う（ｉ．ｉ．ｄ．）確率変数の列の具現化であり、列αの尖度は以下により推定される。

確率変数の尖度が、その確率密度とガウス分布との差異の測定値でもあることに注意されたい。特に、ガウス確率変数の尖度はゼロである。

さらに、尖度が、以下の重要な特性、すなわち、

であり、ここでａ_ｎ，ｎ＝０，．．．，Ｎ−１がｉ．ｉ．ｄ．確率変数の列であり、λ_ｋ，_ｎ，ｎ＝０，．．．，Ｎ−１がＮ個の複素係数である場合には、

を有し、同等は∃ｎ_０∈｛０，．．．Ｎ−１｝の場合にだけ得られるため、

のシンボルだけに依存するとき、且つそのときに限り、尖度が最小となること

これは、時間パラメータの誤った推定値が情報シンボルａ_κ，ｎに対応するさらに

変数の尖度に近づく。つまり、値を大きくすることによってゼロに向かう傾向がある。

（４）におけるガウスノイズの存在はいずれにせよ前記結果を変えない。実際に、ｂ（ｔ）が付加ガウスノイズである場合にｙ（ｔ）＝ｓ（ｔ）＋ｂ（ｔ）であると、

ることに注意されたい。ｂがガウス分布であるならば、ｃｕｍ_４（ｂ）＝０となる。（１６）の結果、ｙの尖度がｓの尖度に比例する。従って、ｙの尖度の最小化はｓの尖度の最小化につながり、従って時間パラメータＤＴ_ｃ及びＮＴ_ｃの正しい推定につながる。

前記結果は、受信機が時間的且つ周波数的にＯＦＤＭ信号と同期していると仮定している。これが当てはまらない場合、それにも関わらず前記結果は有効であり続け、同期の欠陥はサンプリングされた系列の尖度の上昇を引き起こす。

時間同期及び／または周波数同期の検索は、ＯＦＤＭ信号の変調パラメータの推定と合同であるいは事前に実施され得る。

図４は、本発明の第一の実施形態に係るＯＦＤＭ信号の変調パラメータの推定方法のブロック図を示す。

本実施形態では、時間及び／または周波数同期の検索は、ＯＦＤＭ変調パラメータの推定と同じ最適化ループで実施される。

ステップ４１０で、必要に応じて、受信信号のベースバンドでの復調後、サンプリングがナイキスト周波数よりも大きい周波数で、つまり、発せられるＯＦＤＭ信号のチップ期間Ｔ_ｃ未満のサンプリング期間Ｔ_ｅで実施される。

ステップ４２０では、繰返し回数ｍを１で、値Φ_ｍｉｎを多数で初期化する。次に、ＯＦＤＭマルチプレックスの搬送周波数と、復調周波数、つまりサンプルの数、ΔｔがＯＦＤＭ信号のサンプリングウィンドウの始めを決定するΔｔ＝δ．Ｔ_ｅで表される時間オフセットδとの間の差異に対応する周波数オフセット△ｆ（ま

次に復調系列の最小エントロピーの検索を目的とする繰返しループに入る。有利なことには、復調系列のエントロピーを表す関数、好ましくはこの系列の尖度が使用される。後述されるように、ループの各繰返しは、異なる四つ組のパラメータによるＯＦＤＭ信号の復調試みに対応する。

ステップ４２５では、前記周波数オフセットに対応するディフェージングから受け取られるサンプルが△ｆだけつまりρ_ｐ＝ｒ_ｐｅ^ｉｐΔφだけ補正される。

ステップ４３０では、このようにして取得された系列のδ個の第１サンプルが除去される。サンプリングウィンドウはそれによりロックされる。

ステップ４３５では、サンプリングされた系列はγ＋βのサイズのブロックつ

０，．．．，β１、つまりｋ番目のブロックのサンプルに注意されたい。

ステップ４４０では、取得されたこれらＫ個のブロックのそれぞれからγ個の第一サンプル、つまり仮定されたプレフィックスに対応するものを除去する。

その後ステップ４４５では、このようにして取得されたＫ個のブロックのサイズβのＦＦＴが実施される。つまり、

４５０では、Φで示されるコスト関数の値が復調シンボルから計算される。明らかに、この値は変調パラメータ、つまりΦ（Δφ，δ，γ，β）だけではなく時間オフセット値と周波数オフセット値の選択にも依存する。使用されるコスト関数が尖度κである場合、

である。４５５で、Φ（Δφ，δ，γ，β）の値をΦ_ｍｉｎと比較する。

Φ（Δφ，δ，γ，β）＜Φ_ｍｉｎである場合、最小値Φ_ｍｉｎは４５７でΦ_ｍｉｎ＝Φ（Δφ，δ，γ，β）によって更新され、対応する現在値Δφ，δ，γ，βが記憶される。

いずれの場合においてもステップ４６０を通過する。ｍを繰返しＭの所定最大数と比較する。この最大数が達成されると、アルゴリズムは４６５で終了する。達成されない場合には、ステップ４７０に進む。

４７０では、繰返しのカウンタｍは増分され、Δφ，δ，γ，βの値は走査計画に従って更新される。例えば、変数Δφ，δ，γ，βのそれぞれが、所定のそれぞれの間隔Ｉ_Δφ，Ｉ_δ，Ｉ_γ，Ｉ_βの中で離散値の系列を取ることを許可され、走査は次に体積Ｉ_Δφ×Ｉ_δ×Ｉ_γ×Ｉ_βの中の四次元空間内で実施される。走査は体系的であり、あらかじめ定義されてよい。しかしながら、各繰返しでΔφ，δ，γ，βの値を更新するために勾配下降型のアルゴリズムを有利に使用できるであろう。変数の更新後、新しい復調試みのためにステップ４２５に戻る。

走査の終わりで、つまり４６５で、繰返し数Ｍが達成されると、値Φ_ｍｉｎを作るパラメータΔφ_０，δ_０，γ_０，β_０が次にＯＦＤＭ信号を復調するために使用される。すなわち、

このアルゴリズムにより、ただ高速なだけの変調ＯＦＤＭの時間パラメータの獲得だけではなく、少ない数のＯＦＤＭシンボルの端部での同期を取得できるようにすることに注意されたい。

パラメータ（１９）によっていったん復調が達成されたら、当業者にとって既知の方法で情報シンボルを推定するための復調シンボルの等化を実施してよい。

さらに獲得時間を短縮するためにまず同期パラメータ及び変調パラメータの第一概算推定を実行した後、時間オフセットと他の変調パラメータのより精密な推定を実行することによる二段階で進むことが可能である。

図５Ａ及び図５Ｂは、本発明の第二実施形態に係るＯＦＤＭ信号の時間変調パラメータの推定方法のブロック図を示す。

この実施形態では、第一ループにおいて、単一のＯＦＤＭ信号上で粗同期検索が実施される。

ステップ５１０はステップ４１０と同一であり、受信信号は、必要に応じてベースバンドで変調された後、ナイキスト周波数よりも高い周波数でサンプリングされる。

ステップ５２０では、繰返し数ｍ_１を１で、値Φ_ｍｉｎを多数で初期化する。次に、周波数オフセット△ｆ（または同等な位相値Δφ＝Δｆ．２πＴ_ｅ）の値、サンプル数で表される時間オフセット値δ、およびサンプル数で表されるプレフィックス時間βも初期化される。

ステップ５２５では、受信されたサンプルが、周波数オフセット△ｆに対応する位相オフセットから補正される。つまりρ_ｐ＝ｒ_ｐｅ^ｉｐΔφである。

ステップ５３０では、このようにして取得される系列のδ個の第一サンプルが削除される。

ステップ５３５では、β個のサンプルの後に得られた系列が打ち切られた後に、５４０では、サイズβのＦＦＴが実施され、つまり

ここで、打ち切られた系列の前のサンプルがＰ_ｐ、ｐ＝０，．．．，β−１と示されている。

ステップ５４０では、エントロピーコスト関数Φの値は復調シンボルから計算される。この値は、時間オフセット値及び周波数オフセット値および、パラメータβ、つまりΦ（Δφ，δ，β）に依存する。使用されるコスト関数が尖度κである場合、単に以下となる。

ステップ５４５では、値Φ（Δφ，δ，β）と_ｍｉｎとを比較する。

Φ（Δφ，δ，β）＜Φ_ｍｉｎである場合、最小値Φ_ｍｉｎはΦ_ｍｉｎ＝Φ（Δφ，δ，β）によって５４７で更新され、当該現在値Δφ，δ，βが記憶される。

いずれの場合にもステップ５５０を通過する。ｍ_１と最大所定繰返し数Ｍ_１とを比較する。この最大数が達成されると、ステップ５５５に移動する。達成されない場合は、ステップ５５７で、Δφ，δ，βの値は走査アルゴリズムに従って更新される。このアルゴリズムは体積Ｉ_Δφ×Ｉ_δ×Ｉ_βの中の事前に設定された離散値の順序に従って走査することによって体系的であってもよいし、あるいは例えば勾配降下型の適応であってもよい。値Δφ，δ，βを更新後、ステップ５２５に戻る。

ステップ５５５では、Φ_ｍｉｎを作る値Δφ_０，δ_０，β_０を記憶する。それらは、周波数オフセット及び時間オフセットの推定およびＯＦＤＭシンボルの有効長さに対応する。

次に、第二繰返しループを初期化するためにこれらの値を使用する。

さらに正確には、ステップ５５７において、繰返しのカウンタｍ２を１で、δを値δ_０で、サンプル数γで表されるプレフィックスの時間を初期化する。

ステップ５６５で第二繰返しループに入る。５６５では、このようにして取得される系列のδ個の第一サンプルが除去される。

ステップ５７０では、サンプリングされた系列は、サイズγ＋β_０のブロック

ｐ＝０，．．．，β_０−１は、ｋ番目のブロックのサンプルを示す。

５７５では、取得されたこれらのＫ個のブロックのそれぞれからγ個の第一サンプル、つまりプレフィックスに属すると仮定されるものを除去する。

ステップ５８０では、このようにして取得されるＫ個のブロックのサイズβ_０のＦＦＴが実行される。つまり、

５８５では、コスト関数の値は復調シンボルから計算される。この値は、時間オフセット値の選択およびパラメータγ、つまりΦ（δ，γ）に依存する。これは、

ト関数が尖度κである場合、

である。

ステップ５８７では、値Φ（δ，γ）とΦ_ｍｉｎとを比較する。

Φ（δ，γ）＜Φ_ｍｉｎの場合、５９０で最小値Φ_ｍｉｎはΦ_ｍｉｎ＝Φ（δ，γ）によって更新され、当該値δ，γが記憶される。

ステップ５９３で、ｍ_２と最大所定繰返し数Ｍ_２とを比較する。この最大数が達成されると、５９５は終了する。達成されない場合、ステップ５９７に移動する。

５９７では、繰返しのカウンタｍ_２が増分され、δ，γの値が前述されたのと同じ原則に従って更新される。変数の更新後、新たな復調試みのためにステップ５に戻る。

走査の最後に、つまり５９３で、繰返し数Ｍ_２が達成された後、値Φ_ｍｉｎを作るパラメータδ_１，γ_１がＯＦＤＭ信号を復調するために使用される。最終的に、復調器はこのようにしてこれらのパラメータを使用する。

本実施形態によれば、第一ループはシンボルの有効時間の推定を可能にし、第二ループはプレフィックスの持続時間の推定を可能にする。別な選択肢として、第一ループはプレフィックスの持続時間の推定を可能にし、第二ループは有効部分の時間の推定を可能にしてもよい。

いずれの場合においても、パラメータ（２５）によって取得される復調の後に、当業者に既知の方法で、情報シンボルを推定するための復調シンボルの等化が実施されてよい。

Claims (30)

1. ＯＦＤＭ信号の少なくともーの時間変調パラメータのブラインド推定方法であって、前記ＯＦＤＭ信号の複数の復調試みが、前記時間パラメータの複数の値を各々用いて実施され、各復調試みにおいて、復調信号のエントロピーを表すコスト関数が計算され、前記時間パラメータの推定値が前記コスト関数を最小限に抑える前記パラメータの値として取得されることを特徴とする推定方法。
2. ＯＦＤＭ信号を、復調周波数によってベースバンドで復調した後、ナイキスト周波数よりも大きい周波数でサンプリングすることによってサンプルの系列を取得することを特徴とする請求項１に記載の推定方法。
3. 各復調試みにおいて、ＯＦＤＭマルチプレックスの搬送周波数と復調周波数との間の周波数オフセット値（Δｆ）に対応する位相オフセット（Δφ）によって、前記サンプルが補正されることを特徴とする請求項２に記載の推定方法。
4. 各復調試みにおいて、このようにして補正されたサンプルによって形成される系列から、時間オフセットに対応する、既定数（δ）の第一サンプルが除去されることを特徴とする請求項３に記載の推定方法。
5. 各復調試みにおいて、このようにして第一サンプルが除去された後の系列が、既定サイズ（γ＋δ）のブロックに分割され、このようにして取得されるブロックのそれぞれから、ＯＦＤＭシンボルプレフィックス時間に対応する、既定数（γ）の第一サンプルが除去され、またこのようにして第一サンプルが除去された後のブロックのそれぞれについてＦＦＴが実行されることを特徴とする請求項４に記載の推定方法。
6. 第一サンプルが除去された後の系列のブロック総数をＫとする各ブロックκ＝０，．．．，Ｋ−１について、ＦＦＴが、
   

   

   によって計算され、ここでβがＯＦＤＭシンボル有効時間に対応する、第一サ
   

   

   ｋ番目のブロックの（ｐ＋１）番目の周波数補正サンプルであり、チップ期間
   

   

   調試みに従って変調シンボルの系列を形成することを特徴とする請求項５に記載の推定方法。
7. 前記コスト関数の値が復調シンボルの前記系列から計算されることを特徴とする請求項６に記載の推定方法。
8. 前記コスト関数が尖度であることを特徴とする請求項１乃至７のいずれかに記載の推定方法。
9. 前記コスト関数の値が、
   

   

   によって計算されることを特徴とする請求項７及び８のいずれかに記載の推定方法。
10. 復調試みに対応する各繰返しが、前記周波数オフセット値、前記時間オフセット値、前記プレフィックス時間及び前記有効時間によって、繰返して実施されること特徴とする請求項６乃至９のいずれかに記載の推定方法。
11. 繰返しが進む間、周波数オフセット、時間オフセット、プレフィックス時間及び有効時間の各値の離散系列が走査アルゴリズムに従って走査され、一または複数の時間パラメータの推定値として、前記系列でコスト関数の最小値を達成するプレフィックス時間及び／または有効時間を保持することを特徴とする請求項１０に記載の推定方法。
12. 前記走査アルゴリズムが勾配下降型であることを特徴とする請求項１１に記載の推定方法。
13. 複数の第一復調試みを実施して第一時間パラメータを推定した後、ＯＦＤＭ信号を復調するために第一時間パラメータの推定値を使用する複数の第二復調試みを実施して第二時間パラメータを推定することを特徴とする請求項２に記載の推定方法。
14. 各第一復調試みにおいて、ＯＦＤＭマルチプレックスの搬送周波数と復調周波数との間の周波数オフセット値（Δｆ）に対応する位相オフセット（Δφ）によってサンプルが補正されることを特徴とする請求項１３に記載の推定方法。
15. 各第一復調試みにおいて、このようにして第一サンプルが除去された後の系列が、一の既定ＯＦＤＭシンボル有効時間に対応する既定数以降が打ち切られた後、このようにして既定数以降が打ち切られた系列のサンプルに対してＦＦＴが実行されることを特徴とする請求項１４に記載の推定方法。
16. ＦＦＴが以下によって計算され、
    

    

    ここでβは既定数以降が打ち切られた系列の長さであり、Ｔ_ｅはサンプリング期間であり、ρ_ｐは既定数以降が打ち切られた系列の（ｐ＋１）番目の周波数補正
    

    

    を特徴とする請求項１５に記載の推定方法。
17. 前記コスト関数の第一値（Φ（Δφ，δ，β））が、復調シンボルの前記系列から計算されることを特徴とする請求項１６に記載の推定方法。
18. 前記コスト関数が尖度であることを特徴とする請求項１３乃至１７のいずれかに記載の推定方法。
19. 前記コスト関数の値が以下
    

    

    によって計算されることを特徴とする請求項１７及び１８のいずれかに記載の推定方法。
20. 第一復調試みに対応する各繰返しが、前記周波数オフセット値、前記時間オフセット値、前記プレフィックス時間及び前記有効時間によって、繰返して実施されること特徴とする請求項１６乃至１９のいずれかに記載の推定方法。
21. 繰返しが進む間、周波数オフセット、時間オフセット、プレフィックス時間、及び有効時間の各値の離散系列が、走査アルゴリズムに従って走査され、前記系列でのコスト関数の最小値を達成する周波数オフセット、時間オフセット、及び有効時間の値を記憶し、このようにして前記第一時間パラメータの推定値を記憶する有効時間であることを特徴とする請求項２０に記載の推定方法。
22. サンプルの前記系列の各サンプルが、このようにして記憶された周波数オフ
    

    

    特徴とする請求項２１に記載の推定方法。
23. 第二復調試みのたびに、このようにして補正されるサンプルによって形成される系列から、時間オフセットに対応する、既定数の第一サンプルが除去され、第一サンプル除去後の系列が既定サイズ（γ＋β_０）のブロックに分割され、前記ブロックのそれぞれから、ＯＦＤＭシンボルプレフィックス時間に対応する、既定数の第一サンプルが除去されることを特徴とする請求項２２に記載の推定方法。
24. Ｋが、取得されるブロックの総数である各ブロックｋ＝０，．．．，Ｋ−１ごとに、ＦＦＴが以下
    

    

    により計算され、ここでβ_０はサンプル数で表される記憶された有効時間の値で
    

    

    調試みに従って復調シンボルの系列を形成することを特徴とする請求項２３に記載の推定方法。
25. 前記コスト関数の第二の値（Φ（δ，γ））が復調シンボルの前記系列から計算されることを特徴とする請求項２４に記載の推定方法。
26. 前記コスト関数が尖度であることを特徴とする請求項２５に記載の推定方法。
27. 前記コスト関数の値が、
    

    

    によって計算されることを特徴とする請求項２６に記載の推定方法。
28. 第二復調試みに対応する各繰返しが、記憶された前記周波数オフセット値および前記有効時間の値、前記時間オフセット値及び前記プレフィックス時間によって、繰返して実施されること特徴とする請求項２７に記載の推定方法。
29. 繰返しが進む間、時間オフセット及びプレフィックス時間の値の系列が走査アルゴリズムに従って走査され、前記系列でコスト関数の最小値を達成する時間オフセット及びプレフィックス時間の値を記憶し、このようにして第二時間パラメータの推定値を記憶しているプレフィックス時間であることを特徴とする請求項２８に記載の推定方法。
30. 前記走査アルゴリズムが勾配下降型であることを特徴とする請求項２１乃至２９のいずれかに記載の推定方法。

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