JP2009105748A - Multi-mode block coding modulation system using llr - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、デジタル移動体無線通信において、一方向伝送で異なる変調方式を持つマルチモードブロック符号化変調方式に関しており、その方式の復号に対数尤度比(Log Likelihood Ratio、LLR、以下LLRと称す)を導入し、軟出力ビタビアルゴリズム(Soft Output Viterbi Algorithm、SOVA、以下SOVAと称す)とターボ等化を適用することで、移動体通信におけるマルチパスフェージング環境で高品質な伝送を行なうマルチモードブロック符号化変調方式を提供するものである。 The present invention relates to a multi-mode block coding modulation scheme having different modulation schemes in one-way transmission in digital mobile radio communications, and log likelihood ratio (LLR, hereinafter referred to as LLR) for decoding the schemes. ) And applying a soft output Viterbi algorithm (SOVA, hereinafter referred to as SOVA) and turbo equalization to achieve high-quality transmission in a multipath fading environment in mobile communications A coded modulation scheme is provided.
図１に第１の従来の技術の例を示す。図１は変調方式がQPSK(Quadrature PhaseShift Keying)のみの場合のシングルモードでのブロック符号化変調方式である。この場合、LLRの算出は図１(c)の各時刻において受信信号と４つのシンボルとのユークリッド距離からSOVA復号を行うことによって求められる。
また、図２は、第２の従来の技術の例を示す図である。図２は図１でのシングルモードの場合のマルチパス環境におけるターボ等化のブロック図である。この場合、送信信号はバースト誤りをランダム誤りにするため、デジタル信号のビット列を並び替えるインタリーバ技術を用いている。そして、受信側では受信信号をSOVAによる等化、復号を行ないLLRを得る。また得たLLRをターボ等化の特徴である繰り返しによって事前情報として与えることで、等化や復号の性能を向上させている。
また、図３は、第３の従来の技術の例を示す図である。図３はマルチモードブロック符号化変調方式における図で、図３(a)に示すように従来の技術では復号の方法に軟判定ビタビ復号を用いていた。LLRを用いるSOVA復号も軟判定ビタビ復号も単なる雑音環境においてはその特性に違いは無いが、移動体通信などで生じるマルチパスフェージング環境では等化を行なう必要があるため、LLRを媒介としているターボ等化などの適用が出来ないという問題がある。
FIG. 1 shows an example of a first conventional technique. FIG. 1 shows a block coding modulation method in a single mode when the modulation method is only QPSK (Quadrature Phase Shift Keying). In this case, the calculation of LLR is obtained by performing SOVA decoding from the Euclidean distance between the received signal and the four symbols at each time of FIG.
FIG. 2 is a diagram showing an example of a second conventional technique. FIG. 2 is a block diagram of turbo equalization in a multipath environment in the single mode in FIG. In this case, the transmission signal uses an interleaver technique for rearranging the bit string of the digital signal in order to make the burst error a random error. On the receiving side, the received signal is equalized and decoded by SOVA to obtain an LLR. Moreover, the obtained LLR is given as prior information by repetition, which is a characteristic of turbo equalization, thereby improving the equalization and decoding performance.
FIG. 3 is a diagram showing an example of a third conventional technique. FIG. 3 is a diagram of a multi-mode block coding modulation system. As shown in FIG. 3A, the conventional technique uses soft decision Viterbi decoding as a decoding method. SOVA decoding using LLR and soft-decision Viterbi decoding have no difference in characteristics in a simple noise environment, but it is necessary to perform equalization in a multipath fading environment that occurs in mobile communication, etc. There is a problem that equalization cannot be applied.
上記の従来技術において、マルチモードブロック符号化変調にLLRを導入する場合、図３(b)に示すように複数の変調方式とモードの情報を含んだブロック符号化変調のトレリス線図を有することになるため、シングルモードで行なわれるようなLLRの適用をどのように行なうかという問題がある。
また、ターボ等化では従来から、信号のバースト誤りをランダム誤りにするためデジタル信号のビット列を並べ替えるインタリーバ技術を用いている。この場合、１つのパケット内に１つの変調方式しか存在しないシングルモードでは事前情報の与え方に問題は生じないが、マルチモードでは１つのパケット内に異なる変調方式やモードの情報を含んでいるためインタリーバによってそれらが分散させられることにより、事前情報の与え方に問題が生じる。
本発明は、デジタル移動体無線通信において、高い誤り訂正能力を持ち、伝送路の情況によって適応的に変調方式を変えられるマルチモードブロック符号化変調方式においてLLRを導入し、ターボ等化を適用することで、マルチパスフェージング環境化でも高い誤り率特性を実現するマルチモードブロック符号化変調方式を提供することを目的とする。
In the above prior art, when LLR is introduced into multi-mode block coding modulation, it has a trellis diagram of block coding modulation including information on a plurality of modulation schemes and modes as shown in FIG. 3 (b). Therefore, there is a problem of how to apply LLR as in single mode.
Conventionally, turbo equalization uses an interleaver technique for rearranging bit strings of digital signals in order to make signal burst errors random errors. In this case, in the single mode in which only one modulation method exists in one packet, there is no problem in how to give prior information. However, in the multi mode, information on different modulation methods and modes is included in one packet. Since they are dispersed by the interleaver, a problem arises in how to give prior information.
The present invention introduces LLR and applies turbo equalization in a multi-mode block coding modulation scheme that has a high error correction capability and can adaptively change the modulation scheme according to the condition of the transmission path in digital mobile radio communication Thus, an object of the present invention is to provide a multimode block coded modulation scheme that realizes high error rate characteristics even in a multipath fading environment.
第１発明のマルチモードブロック符号化変調方式は、デジタル移動体無線通信方式において、高い誤り訂正能力を持つブロック符号化変調方式とフェージングによる伝送路条件の変化に対応して変調方式を変え誤り訂正の符号化率を可変とする適応変調方式とを組み合わせ、送信側から受信側への一方向で高品質な伝送を実現することを特徴とするマルチモードブロック符号化変調方式において、2つ以上の異なる変調方式をモードによって変更することを特徴とし、さらに、その方式の受信側での復号にLLR(Log Likelihood Ratio)を導入し、SOVA(Soft Output Viterbi Algorithm)復号を適用することを特徴とする。したがって第1発明のマルチモードブロック符号化変調方式は，従来のものに比べ繰り返し復号が可能であるという点で優れている．
また、第２発明のマルチモードブロック符号化変調方式は、第１発明に記載のマルチモードブロック符号化変調方式において、受信側での復号がモードを判定した後そのモードの変調方式の復号を行うことを特徴とし、その際のLLRの用いられ方がモードの部分とモードを判定した後のそのモードの変調方式の復号を行う部分で異なることを特徴とする。したがって、第２発明のマルチモードブロック符号化変調方式は、従来のLLRでは不可能であった，モードとデータに分けて繰り返し計算を行うことができるという点で優れている．
さらにまた、第３発明のマルチモードブロック符号化変調方式は、第１発明に記載のマルチモードブロック符号化変調方式において、マルチパスフェージング環境で用いられる、LLRを媒介とした等化と復号器間での情報のやりとりを行なうターボ等化を適用し、インタリーバによってモード情報部分やデータ情報部分が分散した場合の特有のトレリス線図を描くことを特徴とする。したがって、第3発明のマルチモードブロック符号化変調方式は、従来のターボ等化では実施できなかった，マルチモード伝送にターボ原理を導入することができるという点で優れている．
The multi-mode block coded modulation system of the first invention is an error correction in a digital mobile radio communication system by changing the modulation system in response to a change in transmission path conditions due to a block coded modulation system having high error correction capability and fading. In a multi-mode block coding modulation system, which combines high-quality transmission in one direction from the transmitting side to the receiving side in combination with an adaptive modulation method that makes the coding rate variable It is characterized by changing different modulation methods depending on the mode, and further, LLR (Log Likelihood Ratio) is introduced for decoding at the receiving side of the method, and SOVA (Soft Output Viterbi Algorithm) decoding is applied . Therefore, the multi-mode block coded modulation system of the first invention is superior in that it can perform iterative decoding compared to the conventional one.
Further, the multimode block coded modulation system of the second invention is the multimode block coded modulation system described in the first invention, wherein after the decoding on the receiving side determines the mode, the modulation of that mode is decoded. In this case, the LLR is used in a different manner between a mode portion and a portion where the mode is decoded after the mode is determined. Therefore, the multi-mode block coded modulation system of the second invention is superior in that it can perform repeated calculation separately for modes and data, which was impossible with the conventional LLR.
Furthermore, the multimode block coded modulation system of the third invention is the same as the multimode block coded modulation system described in the first invention, which is used in the multipath fading environment and between LLR-mediated equalization and the decoder. This is characterized in that turbo equalization for exchanging information is applied, and a specific trellis diagram is drawn when the mode information portion and the data information portion are dispersed by an interleaver. Therefore, the multi-mode block coded modulation system of the third invention is excellent in that the turbo principle can be introduced in multi-mode transmission, which could not be implemented by conventional turbo equalization.
本発明は上記した構成からなるので、以下に示すような効果を奏することができる。
本発明は、LLRの用いられ方を工夫することで、従来のマルチモードブロック符号化変調方式にLLRを導入することを可能にしている。
この発明によって、マルチパス通信路においてマルチモードブロック符号化変調方式にターボ等化を適用することが可能となり、移動体無線通信での高品質適応伝送の実現を従来より容易に実現することを可能にした。
Since this invention consists of an above-described structure, there can exist an effect as shown below.
The present invention makes it possible to introduce LLR into a conventional multimode block coded modulation scheme by devising how LLR is used.
According to the present invention, turbo equalization can be applied to a multimode block coded modulation system in a multipath communication path, and realization of high-quality adaptive transmission in mobile radio communication can be realized more easily than before. I made it.
以下に本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。まず、本発明の構成を説明し、続いて伝送特性を雑音環境やマルチパスフェージング環境における誤り率特性のシミュレーション結果を用いて説明する。
本発明における符号化器の構成を図４に示す。図に示すようにマルチモードの場合は送信するデータをモード情報によって異なる変調方式の符号化変調で送信を行なう。また、そのモードを判別するために、モード情報もデータ情報に付加し一緒に符号化変調し送信する。受信側はそのモード情報から、送信された変調方式の形態を判断する。
本発明の符号化器のマトリクスを図５に示す。本発明においては、マルチモードにおいて使用される変調方式の種類はBPSKとQPSKの２種類を用いることにする。情報のデータビットajを送信する場合、そのデータは２種類の内のどちらかでブロック符号化変調される。BPSK変調で符号化変調される場合は、図５(a)に示すような符号化器マトリクスとなる。図に示すように、データの先頭にモード情報のモードビットDをモード長mだけ付加する。このときのDの値はDi=0(i=1,2,…,m)で表される。そして、モードビットとデータビットを含んだ長さbの１つのブロックを構成しブロック符号化変調される。次にQPSK変調で符号化変調される場合は、図５(b)に示すような符号化器マトリクスとなり、データの先頭にはDi=1(i=1,2,…,m)の値が付加される。QPSKの場合は、モード情報を含むビットとデータビットが一緒にQPSK変調され１つのシンボルとなっている。この場合も長さbの１つのブロックを構成しブロック符号化変調される。
ここで、図５(a)に示すBPSK変調の場合のパリティビットcの値を次式に示す。またそのときの、符号化率rも示す。
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. First, the configuration of the present invention will be described, and then transmission characteristics will be described using simulation results of error rate characteristics in a noise environment and a multipath fading environment.
The configuration of the encoder in the present invention is shown in FIG. As shown in the figure, in the case of multi-mode, data to be transmitted is transmitted by coded modulation of a modulation scheme that differs depending on mode information. Further, in order to discriminate the mode, the mode information is also added to the data information and is encoded and modulated together and transmitted. The receiving side determines the mode of the transmitted modulation method from the mode information.
The matrix of the encoder of the present invention is shown in FIG. In the present invention, two types of modulation schemes, BPSK and QPSK, are used in the multimode. When transmitting data bits a j of information, the data is block code modulated in one of two types. In the case of encoding modulation by BPSK modulation, an encoder matrix as shown in FIG. As shown in the figure, a mode bit D of mode information is added to the head of the data by the mode length m. The value of D at this time is represented by D i = 0 (i = 1, 2,..., M). Then, one block of length b including the mode bits and the data bits is formed and subjected to block coding modulation. Next, in the case of performing QPSK modulation, the encoder matrix as shown in FIG. 5B is obtained, and the value of D i = 1 (i = 1, 2,..., M) is at the head of the data. Is added. In the case of QPSK, a bit including mode information and a data bit are QPSK modulated together to form one symbol. In this case as well, one block of length b is formed and block code modulation is performed.
Here, the value of the parity bit c in the case of the BPSK modulation shown in FIG. The coding rate r at that time is also shown.
また、図５(b)に示すQPSK変調の場合のパリティビットと符号化率も次式に示す。 Further, the parity bit and the coding rate in the case of QPSK modulation shown in FIG.
このような符号化器によって構成される本発明におけるトレリス線図は図６のようになる。図に示すように２種類のブロック符号化変調によるトレリス線図が１つのブロック符号のトレリス線図として扱われている。これにより送信側は受信側からの通信路情報を必要とせず、送信するデータによって自由にBPSKとQPSKを選択して送信を行なうことが出来る。
ここで、BPSK変調とQPSK変調における信号点配置のようすを図７に示す。図に示すようにQPSKの場合はセット分割法により信号点を配置している。BPSKはモード情報を含むモードビット、０(BPSKの場合のモードビット)と１０、１１(QPSKの場合のモードビット)のユークリッド距離を大きく保つため図７(a)のような信号点配置としている。
次は本発明における受信側での復号方法であるが、復号にはSOVAを用いる。SOVAはまず受信信号と図６に示すトレリス線図の各枝(ブランチ)に割り当てられたシンボルとを比較してユークリッド距離を算出し、それをブランチメトリックvc tとして各時刻で求めていく。tは時刻で、cはブランチに割り当てられたシンボルである。このブランチメトリックから、前方演算、後方演算によるパスメトリックμf t、μb tを算出する。従って、受信信号とシンボルのユークリッド距離が小さいときパスメトリックも小さくなる。これらのメトリックからLLRは算出される。
本発明におけるLLRの算出方法は、図６に示すようにモード情報の部分とそれ以外の部分では存在するシンボルが異なる。従って、モードを判別するLLR、Λm(ct)とそれ以外の部分のLLR、Λ(ct)に分けて算出を行なうことにする。
モードを判別するLLRを算出する式は次式で表される。
A trellis diagram according to the present invention constituted by such an encoder is as shown in FIG. As shown in the figure, a trellis diagram by two types of block code modulation is handled as a trellis diagram of one block code. As a result, the transmission side does not need communication path information from the reception side, and can freely select BPSK and QPSK according to the data to be transmitted.
Here, the arrangement of signal points in BPSK modulation and QPSK modulation is shown in FIG. As shown in the figure, in the case of QPSK, signal points are arranged by the set division method. BPSK has a signal point arrangement as shown in FIG. 7 (a) in order to maintain a large Euclidean distance between mode bits including mode information, 0 (mode bits in the case of BPSK) and 10, 11 (mode bits in the case of QPSK). .
The following is a decoding method on the receiving side in the present invention, and SOVA is used for decoding. SOVA first calculates the Euclidean distance by comparing the received signal with the symbols assigned to each branch (branch) of the trellis diagram shown in FIG. 6, and obtains it as a branch metric v c t at each time. t is the time and c is the symbol assigned to the branch. From this branch metric, path metrics μ f t and μ b t are calculated by forward calculation and backward calculation. Therefore, when the Euclidean distance between the received signal and the symbol is small, the path metric is also small. The LLR is calculated from these metrics.
In the LLR calculation method according to the present invention, as shown in FIG. 6, the symbols present in the mode information portion and other portions are different. Thus, LLR to determine the mode, Λ m (c t) and the other portion of the LLR, will be to calculate separately the Λ (c t).
The equation for calculating the LLR for determining the mode is expressed by the following equation.
ここで、μc tは時刻tにおいて競合する最小のパスメトリックである。上記した式より信号を推定する場合、シンボル０のパスメトリックが他のパスメトリックより小さいと各LLRの値は負の値となる。従って、LLRのΛm1(ct)とΛm2(ct)の値が両方負の場合、０の信号が推定される。もし、両方負ではなく正の値を含む場合は、シンボル１０が最小のときそのLLRは他のLLRと比較して最も大きい値となっている。従って、LLRに正の値を含む場合はその値の最大値のLLRから信号が推定されることになる。これらによってモードが判別される。０が推定されるときはBPSK、１０または１１が推定されるときはQPSKとなる。ここで、QPSKの場合はモード部分においてモード情報だけでなくデータも含んでいる。従って、モードのLLRからデータビットも推定することになる。
次はモード以外の部分のLLRの算出であるが、この場合シンボルは６つあるのでLLRの算出は次式となる。
Here, μ c t is the minimum path metric that competes at time t. When the signal is estimated from the above equation, if the path metric of symbol 0 is smaller than the other path metrics, the value of each LLR becomes a negative value. Therefore, when the values of Λ m1 (c t ) and Λ m2 (c t ) of LLR are both negative, a signal of 0 is estimated. If both include positive values instead of negative values, when the symbol 10 is minimum, the LLR is the largest value compared to other LLRs. Therefore, when the LLR includes a positive value, the signal is estimated from the maximum LLR of the value. These determine the mode. BPSK when 0 is estimated, QPSK when 10 or 11 is estimated. Here, in the case of QPSK, the mode portion includes not only mode information but also data. Therefore, the data bits are also estimated from the mode LLR.
The following is the calculation of the LLR for the portion other than the mode. In this case, since there are six symbols, the calculation of the LLR is as follows.
上記した式より信号を推定するが、図７に示したBPSKとQPSKの信号点配置において、重なる点が出てくる。この場合、重なる点のシンボルの判定が難しくなる。従って、モードを判別することによって用いるLLRを変えることにする。
数３によって算出されたLLRからモードが判別されるとき、もしBPSKの場合は数４のΛ1(ct)の値だけを用いる。そして、その値から負の場合は０が、正の場合は１が推定される。もしQPSKの場合は数４のΛ2(ct)、Λ3(ct)、Λ4(ct)、Λ5(ct)の値が用いられ、４つの値の中から最も大きい値をもつLLRからそのシンボルが推定される。
これらによって本発明はマルチモードブロック符号化変調方式にLLRを導入して、SOVA復号を実現している。
次は、マルチパスフェージング環境においてマルチモードブロック符号化変調方式にターボ等化を適用する方法である。
本発明におけるマルチモードブロック符号化変調方式にターボ等化を適用した場合のブロック図を図８に示す。第２の従来の技術同様に符号化した信号にインタリーバを施し、受信側ではSOVAによる等化と復号を繰り返し行なう。図に示すように、マルチパス通信路は遅延波と送信信号との畳み込み符号化器として表現することができる。従って、トレリス線図を描くことができるのでSOVAによる等化を行うことができる。本発明では２つのパスが存在し、その振幅が両者同じ等電力の場合において検討を行なっている。このとき、シングルモードではインタリーバによる影響を考慮する必要はなかったが、マルチモードではモード部分とデータ部分の混在によりインタリーバの影響を考慮する必要が出てくる。
インタリーバは従来の技術同様に送信信号の列を並べ替えてその信号のバースト誤りをランダム誤りに変えることを目的としているのでビット列が短いとその効果が出なくなる。従って、１つ１つのブロックをつなげて１つのパケットを構成する。そのようすを図９に示す。インタリーバの範囲はその１パケットに施されるので、モードの部分とBPSKで変調されたシンボルまたはQPSKで変調されたシンボルが分散させられて、送信されることになる。
上記のような信号が送信されマルチパス通信路によって畳み込み符号が行なわれた場合に描かれるトレリス線図は図１０のように示される。Dは図８の遅延器の状態で、各ブランチに割り当てられるシンボルは、遅延器が送信信号によって直接変わるので向かっている状態と同じ値になる。従って、D=０に向かうブランチに割り当てられるシンボルは０となり、他も同様に、D＝１、００、０１、１０、１１に向かうブランチのシンボルはそれぞれ１、００、０１、１０、１１となる。図に示すようにBPSKとQPSKのシンボルが混在したトレリス線図を描く。また、モード部分はシンボルが３つしか存在しないため図に示すように状態も３つしか存在しないことになる。これがシングルモードとは異なっており、マルチパス環境におけるマルチモードブロック符号化変調方式の等化の際のトレリス線図となる。
ここで受信側では、上記のトレリス線図を送信側受信側で共有しているモード長とインタリーバの形式から構成することになる。そのトレリス線図に従ってSOVAによる等化を行ない、LLRを算出する。等化の手順もSOVAによる復号の場合と同じように、ブランチメトリックやパスメトリックを算出して、LLRを求めていく。
まず、モード部分のLLRの算出方法は次式となる。
Although the signal is estimated from the above equation, overlapping points appear in the signal point arrangement of BPSK and QPSK shown in FIG. In this case, it is difficult to determine the symbols of overlapping points. Therefore, the LLR used by determining the mode is changed.
When the mode is determined from the LLR calculated by Equation 3, only the value of Λ 1 (c t ) of Equation 4 is used in the case of BPSK. If the value is negative, 0 is estimated, and if it is positive, 1 is estimated. In the case of QPSK, the values of Λ 2 (c t ), Λ 3 (c t ), Λ 4 (c t ), and Λ 5 (c t ) of Equation 4 are used, and the largest value among the four values. The symbol is estimated from the LLR with
Accordingly, the present invention implements SOVA decoding by introducing LLR into the multimode block coded modulation scheme.
The following is a method of applying turbo equalization to a multimode block coded modulation scheme in a multipath fading environment.
FIG. 8 shows a block diagram when turbo equalization is applied to the multi-mode block coded modulation method in the present invention. The interleaver is applied to the encoded signal as in the second conventional technique, and the SOVA equalization and decoding are repeated on the receiving side. As shown in the figure, the multipath channel can be expressed as a convolutional encoder of a delayed wave and a transmission signal. Accordingly, since a trellis diagram can be drawn, equalization by SOVA can be performed. In the present invention, the case where two paths exist and the amplitudes thereof are the same is considered. At this time, it is not necessary to consider the influence of the interleaver in the single mode, but in the multimode, it is necessary to consider the influence of the interleaver due to the mixture of the mode portion and the data portion.
The interleaver aims at rearranging the transmission signal sequence and changing the burst error of the signal to a random error as in the prior art, so that the effect is not achieved when the bit sequence is short. Therefore, one block is connected to form one packet. This is shown in FIG. Since the range of the interleaver is applied to the one packet, the mode part and the symbols modulated by BPSK or the symbols modulated by QPSK are dispersed and transmitted.
A trellis diagram drawn when the above signal is transmitted and the convolutional code is performed through the multipath communication path is shown in FIG. D is the state of the delay unit in FIG. 8, and the symbol assigned to each branch has the same value as the state in which the delay unit is headed because it changes directly according to the transmission signal. Therefore, the symbol assigned to the branch toward D = 0 is 0, and similarly, the symbols of the branch toward D = 1, 00, 01, 10, 11 are 1.00, 01, 10, 11 respectively. . As shown in the figure, a trellis diagram with a mixture of BPSK and QPSK symbols is drawn. Further, since there are only three symbols in the mode portion, there are only three states as shown in the figure. This is different from the single mode, and is a trellis diagram at the time of equalization of the multimode block coded modulation system in a multipath environment.
Here, on the receiving side, the above trellis diagram is composed of a mode length and an interleaver format shared by the transmitting side receiving side. Equalization by SOVA is performed according to the trellis diagram, and LLR is calculated. Similarly to the SOVA decoding, the equalization procedure calculates the branch metric and path metric to obtain the LLR.
First, the method for calculating the LLR of the mode portion is as follows.
そして、それ以外の部分でのLLRの算出方法は次式となる。 And the calculation method of LLR in the other part is as follows.
数５、数６に示すように、前述した復号におけるLLRの算出方法とモード部分、それ以外の部分で算出方法が一致することになる。これにより、等化によって復号部分に与えられる情報を直接ブランチメトリックとして使うことが出来る。また、復号によって得られるLLRもターボ等化の繰り返しによって等化部分の事前情報として用いることを可能にする。
これらより本発明は、図１０のような特有のトレリス線図を構成することによってLLRの算出を一致させている。そして、等化器と復号器間での情報のやりとりを可能にすることで、マルチパス環境においてマルチモードブロック符号化変調方式にターボ等化を適用することを可能にしている。
As shown in Equations 5 and 6, the LLR calculation method in the decoding described above matches the calculation method in the mode portion and other portions. Thereby, the information given to the decoding part by equalization can be directly used as a branch metric. Also, the LLR obtained by decoding can be used as prior information of the equalized part by repeating turbo equalization.
Thus, according to the present invention, the calculation of the LLR is matched by constructing a specific trellis diagram as shown in FIG. Then, by enabling the exchange of information between the equalizer and the decoder, it is possible to apply turbo equalization to the multimode block coded modulation scheme in a multipath environment.
次は、本発明のシステムをシミュレーションし、その特性を比較していく。第１の実施例として、まず等化を必要としない雑音環境下で本発明の誤り率(Bit Error Ratio、BER、以降BERと称す)特性を見ていく。各パラメータは、モード長mを４とし、モードビットも含んだ１ブロックのブロック長bをb＝６、８、１０、２０と変化させ、ブロック長によるBER特性の違いを見る。また、モード長mを２にした場合も行ない、モード長による特性の違いも確認する。その時のブロック長はb＝１０，２０とする。結果を図１１に示している。また、LLRを導入しない復号方法として、弟３の従来の技術である軟判定ビタビ復号と、そのほかに逐次復号によるBER特性も見ていく。このときのパラメータはブロック長が２０、モード長が４である。結果を図１２に示す。ここでデータビットの誤り判定は、もしモードを誤っている場合はそのブロックのデータは全て誤りとする。また過不足分も誤りとして計算する。従って、QPSKモードで送った信号がBPSKモードと判断された場合、BPSKのデータ分を誤りとするのではなくQPSKのデータ分誤りとして計算する。図１１の結果より、ブロック長が２０のとき最も良い特性を示している。また、モード長を短くするとモードの部分が正しく判定できなくなり、特性が劣化している。最も特性が良いb＝２０、m＝４においてはある程度のEb/N0以降で符号化利得も得られ、マルチモードと符号化変調が両立していることが確認できる。また、図１２の結果から、従来の軟判定ビタビ復号と同じ特性が得られており、本発明においてマルチモードブロック符号化変調方式にLLRを導入できたことが確認できる。 Next, the system of the present invention is simulated and its characteristics are compared. As a first embodiment, first, the error rate (Bit Error Ratio, BER, hereinafter referred to as BER) characteristics of the present invention will be examined in a noise environment that does not require equalization. For each parameter, the mode length m is set to 4, and the block length b of one block including the mode bits is changed to b = 6, 8, 10, 20, and the difference in BER characteristics depending on the block length is observed. Also, when the mode length m is set to 2, the difference in characteristics depending on the mode length is also confirmed. The block length at that time is b = 10,20. The result is shown in FIG. In addition, as a decoding method that does not introduce LLR, soft decision Viterbi decoding, which is the conventional technology of Brother 3, and BER characteristics by sequential decoding will be also observed. The parameters at this time are a block length of 20 and a mode length of 4. The results are shown in FIG. Here, in the data bit error determination, if the mode is wrong, all the data of the block is regarded as an error. The excess and deficiency is also calculated as an error. Therefore, when it is determined that the signal transmitted in the QPSK mode is the BPSK mode, the BPSK data is calculated not as an error but as a QPSK data error. From the results of FIG. 11, the best characteristics are shown when the block length is 20. Further, if the mode length is shortened, the mode portion cannot be correctly determined, and the characteristics are deteriorated. When b = 20 and m = 4 having the best characteristics, a coding gain is obtained after a certain amount of E b / N 0 and it can be confirmed that the multimode and the coding modulation are compatible. Further, from the result of FIG. 12, the same characteristics as those of the conventional soft decision Viterbi decoding are obtained, and it can be confirmed that LLR can be introduced into the multimode block coding modulation method in the present invention.
また、弟２の実施例として、本発明のマルチモードブロック符号化変調方式をマルチパスフェージング環境でターボ等化を適用した図８のシステムのシミュレーションを行なった。パラメータはb＝２０、m＝４でマルチパス通信路は静的２パス通信路とし、２パスの振幅は同じで等電力としている。また、パケット数は１００とする。このシミュレーションにおいてはターボ等化の繰り返しを０回、１回、２回、５回とした場合においてBER特性の変化を見る。結果を図１３に示す。結果より、ターボ等化の繰り返し回数が０回のときは繰り返しによる効果が得られないので雑音環境のみの特性から大きく劣化する。しかし、繰り返し回数を増やしていくとターボ等化による効果も得られ特性も改善され、繰り返し回数１回でもほぼ雑音環境のみの特性に収束することが確認できる。 Further, as an example of Brother 2, a simulation of the system of FIG. 8 in which turbo equalization was applied to the multimode block coded modulation system of the present invention in a multipath fading environment was performed. The parameters are b = 20, m = 4, the multipath communication path is a static two-path communication path, and the two paths have the same amplitude and equal power. The number of packets is 100. In this simulation, changes in BER characteristics are observed when turbo equalization is repeated 0, 1, 2, and 5. The results are shown in FIG. As a result, when the number of repetitions of turbo equalization is 0, the effect of repetition cannot be obtained, and the characteristics of noise environment alone are greatly deteriorated. However, as the number of repetitions is increased, the effect of turbo equalization is obtained and the characteristics are improved, and it can be confirmed that even when the number of repetitions is one, the characteristic converges almost to the characteristics of only the noise environment.
本発明のマルチモードブロック符号化変調方式は移動体無線通信等において，受信側を簡易な構成に保ちつつ高品質なマルチモード伝送を行う際に，利用可能である。 The multi-mode block coded modulation system of the present invention can be used when performing high-quality multi-mode transmission while keeping the receiving side in a simple configuration in mobile radio communication or the like.
１ シリアル/パラレル変換器
２ 符号化器
３ セット分割信号点割当器
４ モード選択器
５ モード情報符号化器
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Serial / parallel converter 2 Encoder 3 Set division | segmentation signal point allocator 4 Mode selector 5 Mode information encoder
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