JP2009081859A - Oscillator, and electronic device having oscillator - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、振動子を用いた発振器及び発振器を備えた電子機器に関する。 The present invention relates to an oscillator using a vibrator and an electronic apparatus including the oscillator.
コンピュータなどの電子機器においては、動作の高速化に対する要求が年々高まってい
る。これらの電子機器は、内蔵する発振器によって発生したクロック信号を用いて、各部
の回路の動作タイミングを制御している。従って、これらの電子機器の動作を高速化する
ためには、発振器における発振周波数を高くする必要がある。例えば特許文献1には、反
転増幅器の増幅率を大きくして発振起動性を高めた3次オーバートーン発振回路が記載さ
れている。
In electronic devices such as computers, there is an increasing demand for faster operation every year. These electronic devices control the operation timing of the circuits of each unit using a clock signal generated by a built-in oscillator. Therefore, in order to increase the operation speed of these electronic devices, it is necessary to increase the oscillation frequency of the oscillator. For example, Patent Document 1 discloses a third-order overtone oscillation circuit in which the amplification factor of an inverting amplifier is increased to improve oscillation startability.
しかしながら、従来の方法では、インバータを構成するMOSトランジスタの寄生成分
により負性抵抗が減少し、所望の負性抵抗を得るには消費電力が増加してしまうという課
題がある。
However, the conventional method has a problem that the negative resistance decreases due to the parasitic component of the MOS transistor constituting the inverter, and the power consumption increases in order to obtain a desired negative resistance.
本発明は、上述の課題の少なくとも一部を解決するためになされたものであり、以下の
形態または適用例として実現することが可能である。
SUMMARY An advantage of some aspects of the invention is to solve at least a part of the problems described above, and the invention can be implemented as the following forms or application examples.
[適用例1]
第1の端子と、第2の端子と、前記第1の端子と前記第2の端子との間に接続された振
動子と、前記第1の端子と接地電位を供給する接地線との間に接続された第1のコンデン
サと、前記第2の端子と前記接地線との間に接続された第2のコンデンサと、前記第1の
端子と前記第2の端子との間にm個(mは3以上の奇数)のインバータが直列に接続され
たインバータ列と、前記インバータ列の入力側から数えてn番目(nは1≦n<mの整数
)の前記インバータの入力端子とn+1番目の前記インバータの出力端子との間に接続さ
れた第3のコンデンサと、を含む、ことを特徴とする発振器。
[Application Example 1]
Between a first terminal, a second terminal, a vibrator connected between the first terminal and the second terminal, and a ground line for supplying a ground potential to the first terminal. A first capacitor connected to the second capacitor, a second capacitor connected between the second terminal and the ground line, and m (between the first terminal and the second terminal). m is an odd number of 3 or more) inverter series connected in series, and the n + 1th input terminal of the inverter and the n + 1th (n is an integer of 1 ≦ n <m) counted from the input side of the inverter series And a third capacitor connected between the output terminal of the inverter.
この構成によれば、n番目のインバータの入力端子とn+1番目のインバータの出力端
子との間に第3のコンデンサを接続し帰還をかけることにより、m個のインバータと振動
子による発振ループとは別の発振ループができるので、負性抵抗の阻害要因が減少し、低
消費電力化を実現できる。
According to this configuration, by connecting the third capacitor between the input terminal of the nth inverter and the output terminal of the (n + 1) th inverter and applying feedback, the oscillation loop of m inverters and vibrators is Since another oscillation loop can be formed, the negative resistance obstruction factor is reduced, and low power consumption can be realized.
[適用例2]
上記に記載の発振器において、前記発振器は、さらに、前記インバータ列の入力側から
数えてp番目(pは1≦p<mでn以外の整数)の前記インバータの入力端子とp+1番
目の前記インバータの出力端子との間に接続された第4のコンデンサと、を含むことを特
徴とする発振器。
[Application Example 2]
In the oscillator described above, the oscillator further includes an input terminal of the p-th (p is an integer other than n when 1 ≦ p <m) and p + 1-th inverter counted from the input side of the inverter row And a fourth capacitor connected between the output terminals of the oscillator.
この構成によれば、別のp番目のインバータの入力端子とp+1番目のインバータの出
力端子との間にさらに第4のコンデンサを接続し帰還をかけることにより、負性抵抗の阻
害要因がさらに減少し、さらなる低消費電力化を実現できる。
According to this configuration, the fourth capacitor is further connected between the input terminal of another p-th inverter and the output terminal of the (p + 1) -th inverter, and feedback is applied to further reduce the negative resistance obstruction factor. In addition, further reduction in power consumption can be realized.
[適用例3]
上記に記載の発振器において、前記m個のインバータは、各々、ドレイン端子が相互に
接続された第1の能動素子及び第2の能動素子を含み、前記第1の能動素子のソース端子
は、抵抗素子が容量素子と並列に接続された負荷素子である第1の負荷素子を介して前記
接地線と接続され、前記第2の能動素子のソース端子は、前記負荷素子である第2の負荷
素子を介して電源電圧を供給する電源電圧線と接続されていることを特徴とする発振器。
[Application Example 3]
In the oscillator described above, each of the m inverters includes a first active element and a second active element having drain terminals connected to each other, and the source terminal of the first active element has a resistance An element is connected to the ground line via a first load element that is a load element connected in parallel with a capacitive element, and a source terminal of the second active element is a second load element that is the load element An oscillator, characterized in that it is connected to a power supply voltage line for supplying a power supply voltage via the.
この構成によれば、抵抗素子を付加したことによりインバータの電流を抑制することが
でき、容量素子を付加したことにより回路の交流的な利得が上昇するので、負性抵抗の阻
害要因が減るため高い負性抵抗を維持でき、低消費電力化を実現できる。
According to this configuration, the addition of the resistance element can suppress the inverter current, and the addition of the capacitance element increases the AC gain of the circuit, thereby reducing the negative resistance obstruction factor. High negative resistance can be maintained and low power consumption can be realized.
[適用例4]
上記に記載の発振器において、前記m個のインバータは、各々、ドレイン端子が相互に
接続された第1の能動素子及び第2の能動素子を含み、前記第1の能動素子のソース端子
は、インダクタンス素子が容量素子と並列に接続された負荷素子である第1の負荷素子を
介して前記接地線と接続され、前記第2の能動素子のソース端子は、前記負荷素子である
第2の負荷素子を介して電源電圧を供給する電源電圧線と接続されていることを特徴とす
る発振器。
[Application Example 4]
In the oscillator described above, each of the m inverters includes a first active element and a second active element having drain terminals connected to each other, and the source terminal of the first active element has an inductance. An element is connected to the ground line via a first load element that is a load element connected in parallel with a capacitive element, and a source terminal of the second active element is a second load element that is the load element An oscillator, characterized in that it is connected to a power supply voltage line for supplying a power supply voltage via the.
この構成によれば、インダクタンス素子を付加したことによりインバータの電流を抑制
することができ、容量素子を付加したことにより回路の交流的な利得が上昇するので、負
性抵抗の阻害要因が減るため高い負性抵抗を維持でき、低消費電力化を実現できる。
According to this configuration, the addition of the inductance element can suppress the inverter current, and the addition of the capacitance element increases the AC gain of the circuit, thereby reducing the negative resistance obstruction factor. High negative resistance can be maintained and low power consumption can be realized.
[適用例5]
上記のいずれかに記載の発振器を備え、前記発振器の前記第1の端子または前記第2の
端子から出力される信号に基づき制御されることを特徴とする電子機器。
[Application Example 5]
An electronic apparatus comprising the oscillator according to any one of the above, and controlled based on a signal output from the first terminal or the second terminal of the oscillator.
この構成によれば、低消費電力の電子機器を実現できる。 According to this configuration, a low power consumption electronic device can be realized.
以下、発振器の実施形態について図面に従って説明する。 Hereinafter, embodiments of an oscillator will be described with reference to the drawings.
(第1実施形態)
<発振器の構成>
まず、第1実施形態に係る発振器の構成について、図1を参照して説明する。図1は、
第1実施形態に係る発振器の構成を示す回路図である。
(First embodiment)
<Configuration of oscillator>
First, the configuration of the oscillator according to the first embodiment will be described with reference to FIG. FIG.
1 is a circuit diagram illustrating a configuration of an oscillator according to a first embodiment. FIG.
図1に示すように、発振器100は、第1の端子Aと、第2の端子Bと、第1の端子A
と第2の端子Bとの間に接続されたSAW(Surface Acoustic Wave、弾性表面波)振動
子などで構成された振動子OSCと、第1の端子Aと接地電位を供給する接地線GNDと
の間に接続された第1のコンデンサCgと、第2の端子Bと接地線GNDとの間に接続さ
れた第2のコンデンサCdと、第1の端子Aと第2の端子Bとの間に直列に接続された3
個(m=3)のインバータIN1〜IN3と、1番目(n=1)のインバータIN1の入
力端子I1と2番目(n+1=1+1)のインバータIN2の出力端子O2との間に接続
された第3のコンデンサCfと、から構成されている。
As shown in FIG. 1, the
A vibrator OSC composed of a SAW (Surface Acoustic Wave) vibrator connected between the first terminal A and the second terminal B; a ground line GND for supplying a ground potential to the first terminal A; Between the first capacitor Cg connected between the second terminal C and the second capacitor Cd connected between the second terminal B and the ground line GND, and between the first terminal A and the second terminal B. 3 connected in series to
(M = 3) inverters IN1 to IN3, the first (n = 1) inverter IN1 input terminal I1 and the second (n + 1 = 1 + 1) inverter IN2 output terminal O2 connected. 3 capacitors Cf.
インバータIN1は、接地線GNDと電源電圧を供給する電源電圧線VDDとの間に直
列に接続された第1の能動素子であるNchトランジスタN1及び第2の能動素子である
PchトランジスタP1から構成されている。インバータIN2は、接地線GNDと電源
電圧線VDDとの間に直列に接続されたNchトランジスタN2及びPchトランジスタ
P2から構成されている。インバータIN3は、接地線GNDと電源電圧線VDDとの間
に直列に接続されたNchトランジスタN3及びPchトランジスタP3から構成されて
いる。
The inverter IN1 includes an Nch transistor N1 that is a first active element and a Pch transistor P1 that is a second active element connected in series between a ground line GND and a power supply voltage line VDD that supplies a power supply voltage. ing. The inverter IN2 includes an Nch transistor N2 and a Pch transistor P2 connected in series between the ground line GND and the power supply voltage line VDD. The inverter IN3 includes an Nch transistor N3 and a Pch transistor P3 connected in series between the ground line GND and the power supply voltage line VDD.
ここで、インバータIN1の入力端子I1とインバータIN2の出力端子O2との間に
第3のコンデンサCfを接続することにより負性抵抗の阻害要因が減少する原理を説明す
る。
Here, the principle that the negative resistance obstruction factor is reduced by connecting the third capacitor Cf between the input terminal I1 of the inverter IN1 and the output terminal O2 of the inverter IN2 will be described.
図5は、従来の発振器103の構成を示す回路図である。図5に示すように、従来の発
振器103は、図1の発振器100に示すインバータIN1の入力端子I1とインバータ
IN2の出力端子O2との間に接続された第3のコンデンサCfは含まれない。
FIG. 5 is a circuit diagram showing a configuration of a
図6は、従来の発振器103の3個のインバータの等価回路図である。インバータIN
1を構成するNchトランジスタN1及びPchトランジスタP1は、電源電圧線VDD
と接地線GNDとが交流的に等価と考えられるので、図6に示すように、電圧制御電流源
gm1Vgs1と、ドレイン抵抗Rd1と、ゲート−ソース間容量とゲート−ドレイン間
容量が加算された容量C1と、により置き換えることができる。インバータIN2につい
ても、電圧制御電流源gm2Vgs2と、ドレイン抵抗Rd2と、容量C2と、により置
き換えることができる。インバータIN3についても、電圧制御電流源gm3Vgs3と
、ドレイン抵抗Rd3と、容量C3と、により置き換えることができる。
FIG. 6 is an equivalent circuit diagram of three inverters of the
1 includes an Nch transistor N1 and a Pch transistor P1, which are connected to a power supply voltage line VDD.
6 and the ground line GND are considered to be equivalent in terms of alternating current, and therefore, as shown in FIG. Can be replaced by C1. The inverter IN2 can also be replaced by the voltage controlled current source gm2Vgs2, the drain resistor Rd2, and the capacitor C2. The inverter IN3 can also be replaced by a voltage controlled current source gm3Vgs3, a drain resistor Rd3, and a capacitor C3.
第1の端子Aと第2の端子Bとの間をキルヒホッフの法則の節点方程式を解くことによ
り、3個のインバータIN1〜IN3を流れる電流Ixは、次の式(1)となる。
Ix=jω(C1+Cg)×Vgs1=Ya×Vgs1・・・(1)
なお、C1+CgのアドミタンスYaは、Ya=jω(C1+Cg)となる。また、V
gs1は、インバータIN1のゲート−ソース間電圧である。
By solving a node equation of Kirchhoff's law between the first terminal A and the second terminal B, the current Ix flowing through the three inverters IN1 to IN3 is expressed by the following expression (1).
Ix = jω (C1 + Cg) × Vgs1 = Ya × Vgs1 (1)
Note that the admittance Ya of C1 + Cg is Ya = jω (C1 + Cg). Also, V
gs1 is a gate-source voltage of the inverter IN1.
次に、インバータIN2のゲート−ソース間電圧Vgs2は、次の式(2)となる。
Vgs2=−gm1×Vgs1×Rd1/(1+Rd1×Y2)・・・(2)
C2のアドミタンスY2は、Y2=jωC2となる。
Next, the gate-source voltage Vgs2 of the inverter IN2 is expressed by the following equation (2).
Vgs2 = −gm1 × Vgs1 × Rd1 / (1 + Rd1 × Y2) (2)
The admittance Y2 of C2 is Y2 = jωC2.
同様に、インバータIN3のゲート−ソース間電圧Vgs3は、次の式(3)となる。
Vgs3=−gm2×Vgs2×Rd2/(1+Rd2×Y3)・・・(3)
C3のアドミタンスY3は、Y3=jωC3となる。
Similarly, the gate-source voltage Vgs3 of the inverter IN3 is expressed by the following equation (3).
Vgs3 = −gm2 × Vgs2 × Rd2 / (1 + Rd2 × Y3) (3)
The admittance Y3 of C3 is Y3 = jωC3.
さらに、第2のコンデンサCdに印加される電圧Voutは、次の式(4)となる。
Vout=(Ix+gm3×Vgs3)×Rd3/(1+Rd3×Yd)・・・(4)
第2のコンデンサCdのアドミタンスYdは、Yd=jωCdとなる。
Further, the voltage Vout applied to the second capacitor Cd is expressed by the following equation (4).
Vout = (Ix + gm3 × Vgs3) × Rd3 / (1 + Rd3 × Yd) (4)
The admittance Yd of the second capacitor Cd is Yd = jωCd.
式(4)に、式(2),(3)を代入することにより、電圧Voutは、次の式(5)
となる。
Vout=−{Ix+gm1×gm2×gm3×((Rd1×Rd2×Vgs1)/(
1+Rd1×Y2)×(1+Rd2×Y3))}×(Rd3/(1+Rd3×Yd))・
・・(5)
By substituting the equations (2) and (3) into the equation (4), the voltage Vout is expressed by the following equation (5).
It becomes.
Vout = − {Ix + gm1 × gm2 × gm3 × ((Rd1 × Rd2 × Vgs1) / (
1 + Rd1 × Y2) × (1 + Rd2 × Y3))} × (Rd3 / (1 + Rd3 × Yd)).
(5)
アンプの利得係数Gm=gm1×gm2×gm3、抵抗Rd=Rd1×Rd2×Rd3
とし、式(1)からVgs1=Ix/Yaを代入し、式(5)から3個のインバータIN
1〜IN3の負性抵抗−Rx0を求めると、次の式(6)となる。
−Rx0=(1/Ya)+{Rd3/(1+Rd3×Yd)}+{Gm×Rd/(Ya
×(1+Rd1×Y2)×(1+Rd2×Y3)×(1+Rd3×Yd))}・・・(6
)
Amplifier gain coefficient Gm = gm1 × gm2 × gm3, resistance Rd = Rd1 × Rd2 × Rd3
Substituting Vgs1 = Ix / Ya from equation (1), and three inverters IN from equation (5)
When the negative resistance -Rx0 of 1 to IN3 is obtained, the following equation (6) is obtained.
−Rx0 = (1 / Ya) + {Rd3 / (1 + Rd3 × Yd)} + {Gm × Rd / (Ya
× (1 + Rd1 × Y2) × (1 + Rd2 × Y3) × (1 + Rd3 × Yd))} (6
)
式(6)から虚数を除き、実数部のみを取り出すと、次の式(7)に示す負性抵抗式が
得られる。
−Rx0={(−gm1)/(ω2×(Cg+C1)×Cd)}×{(gm2×Rd1
)/(1+(ω×C2×Rd1)2)}×{(gm3×Rd2)/(1+(ω×C3×R
d2)2)}×{1/(1+(1/(ω×Cd×Rd3)2)}+{Rd3/(1+(ω×
Cd×Rd3)2)}・・・(7)
When the imaginary number is removed from the equation (6) and only the real part is extracted, the negative resistance equation shown in the following equation (7) is obtained.
−Rx0 = {(− gm1) / (ω 2 × (Cg + C1) × Cd)} × {(gm2 × Rd1
) / (1+ (ω × C2 × Rd1) 2 )} × {(gm3 × Rd2) / (1+ (ω × C3 × R)
d2) 2 )} × {1 / (1+ (1 / (ω × Cd × Rd3) 2 )} + {Rd3 / (1+ (ω ×
Cd × Rd3) 2 )} (7)
図2は、図1の発振器100の3個のインバータIN1〜IN3と第3のコンデンサC
fの等価回路図である。図6の従来の等価回路に対して、インバータIN1の入力端子I
1とインバータIN2の出力端子O2との間に接続された第3のコンデンサCfが付加さ
れているので、発振器100の3個のインバータIN1〜IN3の負性抵抗−Rxの負性
抵抗式は、次の式(8)となる。
−Rx={(−gm1)/(ω2×(Cg+C1−Cf)×Cd)}×{(gm2×R
d1)/(1+(ω×C2×Rd1)2)}×{(gm3×Rd2)/(1+(ω×C3
×Rd2)2)}×{1/(1+(1/(ω×Cd×Rd3)2)}+{Rd3/(1+(
ω×Cd×Rd3)2)}・・・(8)
FIG. 2 shows three inverters IN1 to IN3 and a third capacitor C of the
It is an equivalent circuit diagram of f. Compared to the conventional equivalent circuit of FIG. 6, the input terminal I of the inverter IN1.
1 and the output terminal O2 of the inverter IN2, a third capacitor Cf is added. Therefore, the negative resistance equation of the negative resistances -Rx of the three inverters IN1 to IN3 of the
−Rx = {(− gm1) / (ω 2 × (Cg + C1−Cf) × Cd)} × {(gm2 × R
d1) / (1+ (ω × C2 × Rd1) 2 )} × {(gm3 × Rd2) / (1+ (ω × C3
× Rd2) 2 )} × {1 / (1+ (1 / (ω × Cd × Rd3) 2 )} + {Rd3 / (1+ (
ω × Cd × Rd3) 2 )} (8)
つまり、式(7)の分母の(Cg+C1)に対し、式(8)では分母が(Cg+C1−
Cf)となり小さくなるので発振器100の負性抵抗−Rxは増大する。
That is, the denominator (Cg + C1−) in equation (8) is different from (Cg + C1) in the denominator in equation (7).
Cf), the negative resistance -Rx of the
以上に述べた本実施形態によれば、以下の効果が得られる。 According to the present embodiment described above, the following effects can be obtained.
本実施形態では、1番目のインバータIN1の入力端子I1と2番目のインバータIN
2の出力端子O2との間に第3のコンデンサCfを接続し帰還をかけることにより、3個
のインバータIN1〜IN3と振動子OSCによる発振ループとは別の発振ループができ
るので、負性抵抗の阻害要因が減少し、低消費電力化を実現できる。
In the present embodiment, the input terminal I1 of the first inverter IN1 and the second inverter IN1
By connecting a third capacitor Cf between the two output terminals O2 and applying feedback, an oscillation loop different from the oscillation loop of the three inverters IN1 to IN3 and the transducer OSC can be formed. As a result, the power consumption can be reduced.
(変形例1)発振器の変形例1について説明する。第1実施形態においては、発振器1
00は、3個のインバータIN1〜IN3において1番目のインバータIN1の入力端子
I1と2番目のインバータIN2の出力端子O2との間に第3のコンデンサCfを接続し
帰還をかけたが、さらに他の帰還をさせるためのコンデンサを追加してもよい。例えば、
図1の発振器100ならば、2番目のインバータIN2の入力端子I2と3番目のインバ
ータIN3の出力端子O3との間に別の第4のコンデンサを接続し帰還をかけてもよい。
このように構成すれば、式(8)の分母がさらに小さくなり負性抵抗−Rxが増大するの
で、負性抵抗の阻害要因が減少し、低消費電力化を実現できる。
(Modification 1) Modification 1 of the oscillator will be described. In the first embodiment, the oscillator 1
00 is connected to the third capacitor Cf between the input terminal I1 of the first inverter IN1 and the output terminal O2 of the second inverter IN2 in the three inverters IN1 to IN3. A capacitor may be added for feedback. For example,
In the
With this configuration, the denominator of the equation (8) is further reduced and the negative resistance -Rx is increased, so that the negative resistance obstruction factor is reduced and low power consumption can be realized.
また、第1実施形態では、m=3個のインバータの場合について説明したが、3個以上
のインバータでも同様である。図3は、変形例1に係る発振器101の構成を示す回路図
である。図3に示すように、発振器101は、5個のインバータIN1〜IN5を含み、
1番目のインバータIN1の入力端子I1と2番目のインバータIN2の出力端子O2と
の間に第3のコンデンサCf1が接続され、2番目のインバータIN2の入力端子I2と
3番目のインバータIN3の出力端子O3との間に第4のコンデンサCf2が接続され、
3番目のインバータIN3の入力端子I3と4番目のインバータIN4の出力端子O4と
の間に第5のコンデンサCf3が接続されている。このように構成すれば、負性抵抗−R
xが増大するので、負性抵抗の阻害要因が減少し、低消費電力化を実現できる。
In the first embodiment, the case of m = 3 inverters has been described, but the same applies to three or more inverters. FIG. 3 is a circuit diagram illustrating a configuration of the
A third capacitor Cf1 is connected between the input terminal I1 of the first inverter IN1 and the output terminal O2 of the second inverter IN2, and the input terminal I2 of the second inverter IN2 and the output terminal of the third inverter IN3. A fourth capacitor Cf2 is connected to O3,
A fifth capacitor Cf3 is connected between the input terminal I3 of the third inverter IN3 and the output terminal O4 of the fourth inverter IN4. With this configuration, the negative resistance -R
Since x increases, negative resistance impeding factors are reduced, and low power consumption can be realized.
(変形例2)発振器の変形例2について説明する。図4は、変形例2に係る発振器10
2の構成を示す回路図である。図4に示すように、1番目のインバータIN11では、N
chトランジスタN1のソース端子は、抵抗素子R12が容量素子C12と並列に接続さ
れた負荷素子(第1の負荷素子)を介して接地線GNDと接続され、Pchトランジスタ
P1のソース端子は、抵抗素子R11が容量素子C11と並列に接続された負荷素子(第
2の負荷素子)を介して電源電圧線VDDと接続されている。同様に、2番目のインバー
タIN12では、NchトランジスタN2のソース端子は、抵抗素子R22が容量素子C
22と並列に接続された負荷素子を介して接地線GNDと接続され、Pchトランジスタ
P2のソース端子は、抵抗素子R21が容量素子C21と並列に接続された負荷素子を介
して電源電圧線VDDと接続されている。さらに、3番目のインバータIN13では、N
chトランジスタN3のソース端子は、抵抗素子R32が容量素子C32と並列に接続さ
れた負荷素子を介して接地線GNDと接続され、PchトランジスタP3のソース端子は
、抵抗素子R31が容量素子C31と並列に接続された負荷素子を介して電源電圧線VD
Dと接続されている。
(Modification 2)
2 is a circuit diagram showing a configuration of 2. FIG. As shown in FIG. 4, in the first inverter IN11, N
The source terminal of the ch transistor N1 is connected to the ground line GND via a load element (first load element) in which the resistor element R12 is connected in parallel with the capacitor element C12. The source terminal of the Pch transistor P1 is connected to the resistor element R11 is connected to the power supply voltage line VDD via a load element (second load element) connected in parallel with the capacitive element C11. Similarly, in the second inverter IN12, the source terminal of the Nch transistor N2 is such that the resistance element R22 is the capacitive element C22.
22 is connected to the ground line GND through a load element connected in parallel with the node 22, and the source terminal of the Pch transistor P2 is connected to the power supply voltage line VDD via a load element in which the resistor element R21 is connected in parallel with the capacitor element C21. It is connected. Furthermore, in the third inverter IN13, N
The source terminal of the ch transistor N3 is connected to the ground line GND through a load element in which the resistor element R32 is connected in parallel with the capacitor element C32. The resistor terminal R31 of the source terminal of the Pch transistor P3 is in parallel with the capacitor element C31. Power supply voltage line VD through a load element connected to
D is connected.
この構成によれば、6個の抵抗素子R11〜R32を付加したことによりインバータI
N11〜IN13の電流を抑制することができ、6個の容量素子C11〜C32を付加し
たことにより利得が上昇するので、負性抵抗が一定となり、低消費電力化を実現できる。
According to this configuration, the inverter I is obtained by adding the six resistance elements R11 to R32.
The current of N11 to IN13 can be suppressed, and the gain is increased by adding the six capacitive elements C11 to C32. Therefore, the negative resistance becomes constant, and low power consumption can be realized.
(変形例3)発振器の変形例3について説明する。前記第1実施形態では、振動子OS
CをSAW振動子で構成した場合を説明したが、音叉型振動子、AT振動子、FBAR(
Film Bulk Acoustic Resonator)、MEMS振動子、SMR(Solid Mounted Resonator
)などで構成してもよい。
(Modification 3) Modification 3 of the oscillator will be described. In the first embodiment, the vibrator OS
Although the case where C is composed of SAW vibrators has been described, tuning fork vibrators, AT vibrators, FBARs (
Film Bulk Acoustic Resonator), MEMS vibrator, SMR (Solid Mounted Resonator)
) Or the like.
(変形例4)発振器の変形例4について説明する。上記変形例1では、図3に示すよう
な5個のインバータIN1〜IN5を含む発振器101で説明したが、図7に示すような
発振器104を構成することもできる。図7は、変形例4に係る発振器の構成を示す回路
図である。図7に示すように、インバータIN1の入力端子I1とインバータIN2の出
力端子O2との間に第3のコンデンサCf1を接続し、インバータIN1の入力端子I1
とインバータIN4の出力端子O4との間に第4のコンデンサCf2を接続してもよい。
このように構成すれば、第4のコンデンサCf2を追加することにより、負性抵抗の大き
さと負性抵抗が最大となる周波数を第3のコンデンサが1個の時に比べて柔軟に選択でき
る。
(Modification 4) Modification 4 of the oscillator will be described. In the first modification, the
And a fourth capacitor Cf2 may be connected between the inverter IN4 and the output terminal O4 of the inverter IN4.
With this configuration, by adding the fourth capacitor Cf2, the magnitude of the negative resistance and the frequency at which the negative resistance becomes maximum can be selected more flexibly than when there is only one third capacitor.
(変形例5)発振器の変形例5について説明する。上記第1実施形態では、第1のコン
デンサCgと第2のコンデンサCdは、固定容量のコンデンサを使う場合について説明し
たが、図8に示す発振器105のように、制御電圧Vcで静電容量を制御可能な可変容量
ダイオードVCg,VCdを使ってもよい。この場合、可変容量ダイオードVCgと第1
の端子Aとの間及び可変容量ダイオードVCdと第2の端子Bとの間にDCカット用のコ
ンデンサDC1及びDC2を挿入する必要がある。
(Modification 5) Modification 5 of the oscillator will be described. In the first embodiment, the first capacitor Cg and the second capacitor Cd have been described as using fixed-capacitance capacitors. However, the capacitance is controlled by the control voltage Vc as in the
It is necessary to insert DC-cut capacitors DC1 and DC2 between the two terminals A and between the variable capacitance diode VCd and the second terminal B.
(変形例6)発振器の変形例6について説明する。上記変形例2では、抵抗素子が容量
素子と並列に接続された負荷素子の場合について説明したが、図9に示す発振器106の
ように、インダクタンス素子が容量素子と並列に接続された負荷素子にしてもよい。図4
の6個の抵抗素子R11〜R32の替わりに各々6個のインダクタンス素子L11〜L3
2を接続する。
(Modification 6) Modification 6 of the oscillator will be described. In the above-described
Instead of the six resistance elements R11 to R32, the six inductance elements L11 to L3, respectively.
2 is connected.
(変形例7)発振器の変形例7について説明する。上記変形例2では、抵抗素子が容量
素子と並列に接続された負荷素子の場合について説明したが、図10に示す発振器107
のように、6個の容量素子C11〜C32を制御電圧Vcで静電容量を制御可能な6個の
可変容量ダイオードVC11〜VC32及びDCカット用のコンデンサDC11〜DC3
2で置き換えてもよい。なお、図11に示す発振器108のように、図10の6個の抵抗
素子R11〜R32を各々6個のインダクタンス素子L11〜L32に置き換えてもよい
。
(Modification 7) Modification 7 of the oscillator will be described. In the second modification, the case where the resistive element is a load element connected in parallel with the capacitive element has been described, but the
As described above, the six variable capacitance diodes VC11 to VC32 whose capacitance can be controlled by the control voltage Vc of the six capacitance elements C11 to C32 and the DC cut capacitors DC11 to DC3.
2 may be substituted. As in the
(変形例8)発振器を使った電子機器の例について説明する。図12は、変形例8に係
る発振器を使った電子機器である携帯電話の構成を示す概略図である。携帯電話1200
は、操作ボタンなどを備えた本体部1210と、液晶パネルなどを備えた表示部1220
とが、ヒンジ部1230によって折りたたみ可能なように接続されている。本体部121
0には、発振器100(または101,102,104〜108のいずれか)が内蔵され
、発振器100が第1の端子Aまたは第2の端子Bから出力される信号に基づき制御され
る図示しない送信回路が内蔵され、表示部1220には、図示しない受信回路が内蔵され
、無線通信により本体部1210から表示部1220に動画や静止画や音声などのデータ
が送受信される。発振器100と送信回路及び受信回路で携帯電話1200を構成するこ
とにより、本体部1210から表示部1220に高速に動画や静止画や音声などのデータ
を転送することができる。なお、発振器100を使った電子機器は、他に小型電池駆動で
低消費電力が必要とされる腕時計、PDA、リモコン、携帯音楽プレーヤーなどにも適応
できる。
(Modification 8) An example of an electronic device using an oscillator will be described. FIG. 12 is a schematic diagram illustrating a configuration of a mobile phone that is an electronic device using the oscillator according to the
Includes a
Are connected by a
0 includes a built-in oscillator 100 (or any one of 101, 102, and 104 to 108), and the
100…発振器、101…発振器、102…発振器、103…発振器、104…発振器
、105…発振器、106…発振器、107…発振器、108…発振器、1200…携帯
電話。
DESCRIPTION OF
Claims (5)
第2の端子と、
前記第1の端子と前記第2の端子との間に接続された振動子と、
前記第1の端子と接地電位を供給する接地線との間に接続された第1のコンデンサと、
前記第2の端子と前記接地線との間に接続された第2のコンデンサと、
前記第1の端子と前記第2の端子との間にm個(mは3以上の奇数)のインバータが直
列に接続されたインバータ列と、
前記インバータ列の入力側から数えてn番目(nは1≦n<mの整数)の前記インバー
タの入力端子とn+1番目の前記インバータの出力端子との間に接続された第3のコンデ
ンサと、
を含む、
ことを特徴とする発振器。 A first terminal;
A second terminal;
A vibrator connected between the first terminal and the second terminal;
A first capacitor connected between the first terminal and a ground line for supplying a ground potential;
A second capacitor connected between the second terminal and the ground line;
An inverter array in which m (m is an odd number of 3 or more) inverters are connected in series between the first terminal and the second terminal;
A third capacitor connected between the input terminal of the nth inverter (n is an integer of 1 ≦ n <m) and the output terminal of the (n + 1) th inverter counted from the input side of the inverter row;
including,
An oscillator characterized by that.
前記発振器は、さらに、前記インバータ列の入力側から数えてp番目(pは1≦p<m
でn以外の整数)の前記インバータの入力端子とp+1番目の前記インバータの出力端子
との間に接続された第4のコンデンサと、
を含むことを特徴とする発振器。 The oscillator according to claim 1, wherein
The oscillator is further p-th counting from the input side of the inverter row (p is 1 ≦ p <m
A fourth capacitor connected between the input terminal of the inverter and the output terminal of the (p + 1) th inverter;
An oscillator comprising:
前記m個のインバータは、各々、ドレイン端子が相互に接続された第1の能動素子及び
第2の能動素子を含み、前記第1の能動素子のソース端子は、抵抗素子が容量素子と並列
に接続された負荷素子である第1の負荷素子を介して前記接地線と接続され、前記第2の
能動素子のソース端子は、前記負荷素子である第2の負荷素子を介して電源電圧を供給す
る電源電圧線と接続されていることを特徴とする発振器。 The oscillator according to claim 1 or 2,
Each of the m inverters includes a first active element and a second active element whose drain terminals are connected to each other. The source terminal of the first active element has a resistance element in parallel with the capacitive element. It is connected to the ground line via a first load element that is a connected load element, and the source terminal of the second active element supplies a power supply voltage via the second load element that is the load element. An oscillator characterized by being connected to a power supply voltage line.
前記m個のインバータは、各々、ドレイン端子が相互に接続された第1の能動素子及び
第2の能動素子を含み、前記第1の能動素子のソース端子は、インダクタンス素子が容量
素子と並列に接続された負荷素子である第1の負荷素子を介して前記接地線と接続され、
前記第2の能動素子のソース端子は、前記負荷素子である第2の負荷素子を介して電源電
圧を供給する電源電圧線と接続されていることを特徴とする発振器。 The oscillator according to claim 1 or 2,
Each of the m inverters includes a first active element and a second active element having drain terminals connected to each other, and the source terminal of the first active element has an inductance element in parallel with a capacitive element. Connected to the ground line via a first load element which is a connected load element;
The oscillator characterized by the source terminal of the said 2nd active element being connected to the power supply voltage line which supplies a power supply voltage via the 2nd load element which is the said load element.
たは前記第2の端子から出力される信号に基づき制御されることを特徴とする電子機器。 An electronic apparatus comprising the oscillator according to claim 1, wherein the electronic apparatus is controlled based on a signal output from the first terminal or the second terminal of the oscillator.
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