JP2009077169A

JP2009077169A - Proximity sensor

Info

Publication number: JP2009077169A
Application number: JP2007244340A
Authority: JP
Inventors: Masahisa Niwa; 正久丹羽
Original assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 2007-09-20
Filing date: 2007-09-20
Publication date: 2009-04-09

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a proximity sensor capable of compensating temperature while employing a simple structure. <P>SOLUTION: The proximity sensor is provided with: an LC resonance circuit section 1 having a sensing coil 10 for sensing an object; an oscillation circuit section 2 for causing the LC resonance circuit section 1 to oscillate; and a signal processing section 4 for forming a sensing signal of the object on the basis of the amplitude of oscillation of the LC resonance circuit section 1. The oscillation circuit section 2 has: a level shift circuit 21 for shifting level of an oscillation signal of the LC resonance circuit section 1 and generating a level shift voltage; an emitter follower circuit 22 consisting of a transistor Q1 having a base for receiving the level shift voltage inputted; and a current feedback circuit 23 for supplying a feedback current corresponding to the magnitude of a current to be outputted from the emitter follower circuit 22 to the LC resonance circuit section 1. The level shift circuit 21 consists of a resistor RL as a temperature coefficient setting means for differentiating the temperature coefficient of the level shift voltage from the temperature coefficient of a voltage between base and emitter of the transistor Q1. <P>COPYRIGHT: (C)2009,JPO&INPIT

Description

本発明は、高周波発振型の近接センサに関するものである。 The present invention relates to a high-frequency oscillation type proximity sensor.

従来から、非接触で金属体（導電体）や磁性体などからなる被検知体を検知する近接センサとして、高周波発振型の近接センサが提案されている。 Conventionally, a high-frequency oscillation type proximity sensor has been proposed as a proximity sensor that detects a detection object made of a metal body (conductor) or a magnetic body in a non-contact manner.

上記高周波発振型の近接センサは、検知コイルとコンデンサとの並列回路よりなるＬＣ共振回路部と、ＬＣ共振回路部に電流を正帰還させることによってＬＣ共振回路部を発振させる発振回路部とを有している。 The high-frequency oscillation type proximity sensor has an LC resonance circuit unit including a parallel circuit of a detection coil and a capacitor, and an oscillation circuit unit that oscillates the LC resonance circuit unit by positively feeding back current to the LC resonance circuit unit. is doing.

このような近接センサでは、ＬＣ共振回路部を構成する検知コイルに被検知体が接近した際に、電磁誘導作用によって渦電流損が生じて検知コイルのコンダクタンスが変化するという現象を利用して被検知体の検知を行っている。つまり、ＬＣ共振回路部が発振するための条件は、検知コイルのコンダクタンスと共振回路部の負性コンダクタンスとの和が０以下となることであるから、検知コイルのコンダクタンスが変化して、検知コイルのコンダクタンスと発振回路部の負性コンダクタンスとが上記発振条件を満たさなくなると、ＬＣ共振回路部の発振振幅が減衰してやがて発振が停止する。 In such a proximity sensor, when the object to be detected approaches the detection coil constituting the LC resonance circuit unit, an eddy current loss occurs due to electromagnetic induction and the detection coil conductance changes. The detection object is being detected. That is, the condition for the LC resonance circuit unit to oscillate is that the sum of the conductance of the detection coil and the negative conductance of the resonance circuit unit is 0 or less. And the negative conductance of the oscillation circuit section do not satisfy the oscillation condition, the oscillation amplitude of the LC resonance circuit section attenuates and the oscillation stops before long.

したがって、上記近接センサでは、ＬＣ共振回路部の発振が停止または発振振幅が所定値以上減衰した際に、被検知体が存在していると判定する。 Therefore, the proximity sensor determines that the detection target exists when the oscillation of the LC resonance circuit section stops or the oscillation amplitude attenuates by a predetermined value or more.

ところで、検知コイルのコンダクタンスは正の温度係数（温度特性）を有しており、温度によってその値が増減することになる。そのため、検知コイルの温度が変化した場合には、検知コイルと被検知体との距離が変化していないにも関わらず、検知コイルのコンダクタンスと発振回路部の負性コンダクタンスとが上記発振条件を満たさなくなって、ＬＣ共振回路部の発振が停止または発振振幅が所定値以上減衰して、近接センサが誤動作してしまうおそれがあった。 By the way, the conductance of the detection coil has a positive temperature coefficient (temperature characteristic), and the value increases or decreases depending on the temperature. For this reason, when the temperature of the detection coil changes, the detection coil conductance and the negative conductance of the oscillation circuit section satisfy the above oscillation condition even though the distance between the detection coil and the object to be detected does not change. There is a risk that the proximity sensor may malfunction because the LC resonance circuit unit stops oscillating or the oscillation amplitude is attenuated by a predetermined value or more because the condition is not satisfied.

上述したような温度による近接センサの誤動作を防止するためには、検知コイルのコンダクタンスが温度変化したときでも、検知コイルのコンダクタンスと発振回路部の負性コンダクタンスとが上記発振条件を満たすように、負性コンダクタンスに温度特性を持たせることが提案されている（例えば、特許文献１，２参照）。 In order to prevent malfunction of the proximity sensor due to temperature as described above, even when the conductance of the detection coil changes in temperature, the conductance of the detection coil and the negative conductance of the oscillation circuit unit satisfy the above oscillation condition. Providing temperature characteristics to negative conductance has been proposed (see, for example, Patent Documents 1 and 2).

例えば、特許文献１には、検出コイルとコンデンサとからなる並列共振回路（ＬＣ共振回路部）と、並列共振回路に電流を帰還するカレントミラー回路とを含む発振回路を備えた近接センサにおいて、カレントミラー回路の基準電流側のトランジスタのエミッタに温度によって電圧または抵抗が変化する温度補償素子（例えばサーミスタなど）を接続することが開示されている。 For example, Patent Literature 1 discloses a proximity sensor including an oscillation circuit including a parallel resonance circuit (LC resonance circuit unit) including a detection coil and a capacitor and a current mirror circuit that feeds back current to the parallel resonance circuit. It is disclosed that a temperature compensation element (for example, a thermistor) whose voltage or resistance varies with temperature is connected to the emitter of a transistor on the reference current side of the mirror circuit.

一方、特許文献２には、ＬＣ共振回路と、レベルシフト回路と、レベルシフト回路の出力電圧を電流に変換する電圧−電流変換回路と、電圧−電流変換回路の出力電流に等しい電流を共振回路に帰還させるカレントミラー回路とを備えた近接センサにおいて、カレントミラー回路の電流帰還回路に差動増幅器を挿入し、この差動増幅器の入力端に、当該入力端の電位差を調整する電位差発生回路を接続し、電位差発生回路の入力端にトランジスタからなる温度補償回路を接続したものが開示されている。
特開２００５−２９５２４８号公報特公平２−１２４１５号公報 On the other hand, Patent Document 2 discloses an LC resonance circuit, a level shift circuit, a voltage-current conversion circuit that converts an output voltage of the level shift circuit into a current, and a current equal to the output current of the voltage-current conversion circuit as a resonance circuit. In a proximity sensor including a current mirror circuit that feeds back to a current mirror circuit, a differential amplifier is inserted into the current feedback circuit of the current mirror circuit, and a potential difference generation circuit that adjusts the potential difference of the input terminal is provided at the input terminal of the differential amplifier. A circuit in which a temperature compensation circuit including a transistor is connected to the input terminal of the potential difference generation circuit is disclosed.
JP 2005-295248 A Japanese Examined Patent Publication No. 2-12415

上記特許文献１に示す例では、温度補償素子によってカレントミラー回路から並列共振回路に帰還する電流に温度特性を持たせることで、発振回路部の負性コンダクタンスに温度特性を持たせ、これによって温度補償を行っている。上記特許文献１によれば、温度補償素子を付加するだけでよいので、回路構成は簡単であるが、温度補償素子として用いているサーミスタは抵抗値のばらつきが大きいために、負性コンダクタンスがばらついて、このことが検知精度の低下の一因となるという問題があった。 In the example shown in Patent Document 1 described above, a temperature characteristic is given to the current fed back from the current mirror circuit to the parallel resonant circuit by the temperature compensation element, so that the negative conductance of the oscillation circuit unit has a temperature characteristic. Compensation is performed. According to the above-mentioned Patent Document 1, since it is only necessary to add a temperature compensation element, the circuit configuration is simple. However, since the thermistor used as the temperature compensation element has a large variation in resistance value, the negative conductance varies. Thus, there is a problem that this causes a decrease in detection accuracy.

一方、上記特許文献２によれば、サーミスタなどの温度補償素子を用いなくて済むから、上記特許文献１の問題点を解消することはできいていたが、差動増幅器や、電位差発生回路、温度補償回路などを付加する必要があり、回路構成が複雑になるという問題があった。 On the other hand, according to Patent Document 2, since it is not necessary to use a temperature compensation element such as a thermistor, the problems of Patent Document 1 can be solved. However, a differential amplifier, a potential difference generation circuit, a temperature There is a problem that a circuit configuration becomes complicated because it is necessary to add a compensation circuit.

本発明は上述の点に鑑みて為されたもので、その目的は、簡単な構成で温度補償が行える近接センサを提供することにある。 The present invention has been made in view of the above points, and an object thereof is to provide a proximity sensor capable of temperature compensation with a simple configuration.

上記の課題を解決するために、請求項１の発明では、被検知体の検知に用いられる検知コイルおよびコンデンサからなるＬＣ共振回路部と、ＬＣ共振回路部を発振させる発振回路部と、ＬＣ共振回路部の発振振幅に基づいて被検知体の検知信号を作成する信号処理部とを備え、発振回路部は、ＬＣ共振回路にバイアス電流を供給するバイアス回路と、ＬＣ共振回路部の発振電圧をレベルシフトしてレベルシフト電圧を生成するレベルシフト回路と、当該レベルシフト電圧がベースに入力されるトランジスタからなるエミッタフォロワ回路と、エミッタフォロワ回路が出力する電流の大きさに応じた帰還電流をＬＣ共振回路部に供給する電流帰還回路とを有し、レベルシフト回路とバイアス回路との少なくとも一方は、上記レベルシフト電圧の温度係数を上記トランジスタのベース−エミッタ間電圧の温度係数とは異ならせる温度係数設定手段を有していることを特徴とする。 In order to solve the above-described problems, in the invention of claim 1, an LC resonance circuit unit including a detection coil and a capacitor used for detection of an object to be detected, an oscillation circuit unit that oscillates the LC resonance circuit unit, and LC resonance A signal processing unit that generates a detection signal of the detection target based on the oscillation amplitude of the circuit unit, the oscillation circuit unit including a bias circuit that supplies a bias current to the LC resonance circuit, and an oscillation voltage of the LC resonance circuit unit A level shift circuit that generates a level shift voltage by level shifting, an emitter follower circuit that includes a transistor to which the level shift voltage is input as a base, and a feedback current corresponding to the magnitude of the current output from the emitter follower LC A current feedback circuit for supplying to the resonance circuit unit, and at least one of the level shift circuit and the bias circuit is configured to The degree coefficient of the transistor base - characterized in that it has a temperature coefficient setting means for varying the temperature coefficient of the emitter voltage.

請求項１の発明によれば、エミッタフォロワ回路のトランジスタのベース−エミッタ間電圧の温度係数と、このトランジスタのベースに入力されるレベルシフト電圧の温度係数とが異なっているために、ベース−エミッタ間電圧とレベルシフト電圧との差が温度によって増減するので、エミッタフォロワ回路の出力電流も温度によって増減して、当該出力電流が増減した際には、負性コンダクタンスの大きさを決定する帰還電流も増減することになるから、上記ベース−エミッタ間電圧の温度係数と、上記レベルシフト電圧の温度係数とを異ならせることによって、負性コンダクタンスの温度係数を検知コイルのコンダクタンスの温度係数と等しくすることが可能となって、温度補償を行うことができる。しかも、上記ベース−エミッタ間電圧の温度係数と、上記レベルシフト電圧の温度係数とを異なる値に設定するだけでよいから、温度補償のためにサーミスタなどの温度検知用の素子などを設けなくて済み、簡単な構成で温度補償を実現できる。 According to the first aspect of the present invention, since the temperature coefficient of the base-emitter voltage of the transistor of the emitter follower circuit is different from the temperature coefficient of the level shift voltage input to the base of this transistor, the base-emitter Because the difference between the voltage between the voltage and the level shift voltage increases and decreases with temperature, the output current of the emitter follower circuit also increases and decreases with temperature. When the output current increases and decreases, the feedback current determines the magnitude of negative conductance. Therefore, the temperature coefficient of the negative conductance is made equal to the temperature coefficient of the conductance of the detection coil by making the temperature coefficient of the base-emitter voltage different from the temperature coefficient of the level shift voltage. Temperature compensation can be performed. In addition, since the temperature coefficient of the base-emitter voltage and the temperature coefficient of the level shift voltage need only be set to different values, there is no need to provide a temperature detection element such as a thermistor for temperature compensation. Temperature compensation can be realized with a simple configuration.

請求項２の発明では、請求項１の発明において、上記レベルシフト回路は、上記ＬＣ共振回路部１と上記トランジスタのベースとの間に挿入された１乃至複数の抵抗を有し、上記温度係数設定手段は、上記抵抗であることを特徴とする。 According to a second aspect of the present invention, in the first aspect of the invention, the level shift circuit includes one or more resistors inserted between the LC resonance circuit unit 1 and the base of the transistor, and the temperature coefficient. The setting means is the resistor.

請求項２の発明によれば、簡単な構成で温度係数設定手段を有するレベルシフト回路を得ることができる。 According to the invention of claim 2, it is possible to obtain a level shift circuit having a temperature coefficient setting means with a simple configuration.

請求項３の発明では、請求項１または２の発明において、上記バイアス回路は、バイアス電流の大きさを設定するバイアス電流設定回路と、当該バイアス電流設定回路で設定された大きさのバイアス電流を出力するバイアス電流出力回路とを備え、バイアス電流設定回路は、少なくとも１つのダイオードと、バイアス電流設定用抵抗との直列回路からなり、上記温度係数設定手段は、バイアス電流設定回路であることを特徴とする。 According to a third aspect of the present invention, in the first or second aspect of the invention, the bias circuit includes a bias current setting circuit for setting a magnitude of the bias current, and a bias current having a magnitude set by the bias current setting circuit. A bias current output circuit for outputting, wherein the bias current setting circuit comprises a series circuit of at least one diode and a bias current setting resistor, and the temperature coefficient setting means is a bias current setting circuit. And

請求項３の発明によれば、簡単な構成で温度係数設定手段を有するバイアス回路を得ることができる。 According to the invention of claim 3, it is possible to obtain a bias circuit having temperature coefficient setting means with a simple configuration.

本発明は、簡単な構成で温度補償が行えるという効果を奏する。 The present invention has an effect that temperature compensation can be performed with a simple configuration.

（実施形態１）
本実施形態の近接センサは、図１に示すように、被検知体（図示せず）の検知に用いられる検知コイル１０およびコンデンサ１１の並列回路からなるＬＣ共振回路部１と、ＬＣ共振回路部１を発振させる発振回路部２と、ＬＣ共振回路部１の発振振幅を検出するモニタ部３と、ＬＣ共振回路部１の発振振幅に基づいて被検知体の検知信号を作成する信号処理部４とを備えている。 (Embodiment 1)
As shown in FIG. 1, the proximity sensor according to the present embodiment includes an LC resonance circuit unit 1 including a parallel circuit of a detection coil 10 and a capacitor 11 used for detection of a detection target (not shown), and an LC resonance circuit unit. The oscillation circuit unit 2 that oscillates 1, the monitor unit 3 that detects the oscillation amplitude of the LC resonance circuit unit 1, and the signal processing unit 4 that creates a detection signal of the detected object based on the oscillation amplitude of the LC resonance circuit unit 1 And has.

ＬＣ共振回路部１に用いる検知コイル（検出コイル）１０は、例えば、円筒状のコイルボビン（図示せず）の外周面に、コイルボビンの軸方向に巻軸方向を沿わせた形で巻回されたものを用いている。そして、被検知体は、例えば、金属体（導電体）や磁性体よりパイプ状に形成されたものであって、検知コイル１０の巻軸方向に沿って検知コイル１０のすぐ外側を通る形で配置されている。ＬＣ共振回路部１の発振電圧の周波数は、検知コイル１０のインダクタンスとコンデンサ１１の静電容量とにより決定される。なお、上述したような検知コイル１０および被検知体の構成は一例に過ぎず、例えば、被検知体は磁性体により形成されたものであってもよく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で変更できる。 A detection coil (detection coil) 10 used in the LC resonance circuit unit 1 is wound around, for example, an outer peripheral surface of a cylindrical coil bobbin (not shown) so that the winding axis direction is aligned with the axial direction of the coil bobbin. Something is used. And the to-be-detected body is formed in the shape of a pipe from, for example, a metal body (conductor) or a magnetic body, and passes through the outer side of the detection coil 10 along the winding axis direction of the detection coil 10. Has been placed. The frequency of the oscillation voltage of the LC resonance circuit unit 1 is determined by the inductance of the detection coil 10 and the capacitance of the capacitor 11. Note that the configuration of the detection coil 10 and the detected body as described above is merely an example. For example, the detected body may be formed of a magnetic body and can be changed without departing from the spirit of the present invention. it can.

本実施形態の近接センサでは、発振回路部２と、モニタ部３と、信号処理部４とはモノリシックＩＣとして一体化されている。 In the proximity sensor of the present embodiment, the oscillation circuit unit 2, the monitor unit 3, and the signal processing unit 4 are integrated as a monolithic IC.

発振回路部２は、内部電源ＶｃｃよりＬＣ共振回路１に一定のバイアス電流を供給する定電流源であるバイアス回路２０と、ＬＣ共振回路部１の発振電圧をレベルシフトしてレベルシフト電圧ＶＬを生成するレベルシフト回路２１と、当該レベルシフト電圧ＶＬがベースに入力されるトランジスタＱ１からなるエミッタフォロワ回路２２と、エミッタフォロワ回路２２が出力する電流の大きさに応じた帰還電流をＬＣ共振回路部１に供給する電流帰還回路２３と、感度設定用抵抗２４とを有している。 The oscillation circuit unit 2 level-shifts the oscillation voltage of the LC resonance circuit unit 1 and a bias circuit 20 that is a constant current source that supplies a constant bias current to the LC resonance circuit 1 from the internal power supply Vcc. An LC resonance circuit unit generates a level shift circuit 21 to be generated, an emitter follower circuit 22 including a transistor Q1 to which the level shift voltage VL is input as a base, and a feedback current corresponding to the magnitude of the current output from the emitter follower circuit 22 1 has a current feedback circuit 23 supplied to 1 and a sensitivity setting resistor 24.

レベルシフト回路２１は、ＬＣ共振回路部１とトランジスタＱ１のベースとの間に挿入された抵抗ＲＬからなる。したがって、レベルシフト回路２１のレベルシフト電圧ＶＬは、抵抗ＲＬの両端電圧だけＬＣ共振回路部１の発振電圧をレベルシフトさせてなる電圧である。抵抗ＲＬの両端電圧は、バイアス回路２０が出力するバイアス電流と抵抗ＲＬの抵抗値とで決定され、本実施形態におけるバイアス回路２０は一定のバイアス電流を出力するから、抵抗ＲＬの両端電圧は、抵抗ＲＬの抵抗値の温度係数に応じて温度変化する。 The level shift circuit 21 includes a resistor RL inserted between the LC resonance circuit unit 1 and the base of the transistor Q1. Therefore, the level shift voltage VL of the level shift circuit 21 is a voltage obtained by level shifting the oscillation voltage of the LC resonance circuit unit 1 by the voltage across the resistor RL. The voltage across the resistor RL is determined by the bias current output from the bias circuit 20 and the resistance value of the resistor RL. Since the bias circuit 20 in the present embodiment outputs a constant bias current, the voltage across the resistor RL is The temperature changes according to the temperature coefficient of the resistance value of the resistor RL.

したがって、レベルシフト回路２１の抵抗ＲＬの温度係数を適宜設定することによって、レベルシフト電圧ＶＬの温度係数を所望の値に設定することができる。つまり、本実施形態の近接センサでは、レベルシフト回路２１の抵抗ＲＬが、レベルシフト電圧ＶＬの温度係数をトランジスタＱ１のベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅの温度係数とは異ならせる温度係数設定手段を構成している。 Therefore, the temperature coefficient of the level shift voltage VL can be set to a desired value by appropriately setting the temperature coefficient of the resistor RL of the level shift circuit 21. That is, in the proximity sensor of the present embodiment, the resistor RL of the level shift circuit 21 constitutes a temperature coefficient setting unit that makes the temperature coefficient of the level shift voltage VL different from the temperature coefficient of the base-emitter voltage Vbe of the transistor Q1. ing.

エミッタフォロワ回路（エミッタホロワ回路）２２は、トランジスタＱ１により構成され、トランジスタＱ１のベースに入力された電圧に応じた電流を出力する電圧電流変換回路として用いられている。トランジスタＱ１のエミッタは、感度設定用抵抗２４を介してグラウンド（グランド）に接続され（接地され）ている。このエミッタフォロワ回路２２のトランジスタＱ１のベースには、レベルシフト回路２１で生成されたレベルシフト電圧ＶＬが入力される。したがって、エミッタフォロワ回路２２のエミッタ電圧Ｖｅは、レベルシフト電圧ＶＬからトランジスタＱ１のベース−エミッタ電圧Ｖｂｅを差し引いた値（＝ＶＬ−Ｖｂｅ）となる。そのため、レベルシフト回路２１の抵抗ＲＬの抵抗は、トランジスタＱ１のベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅ以上、発振電圧をレベルシフトさせる値に設定されている。 The emitter follower circuit (emitter follower circuit) 22 includes a transistor Q1, and is used as a voltage-current conversion circuit that outputs a current corresponding to a voltage input to the base of the transistor Q1. The emitter of the transistor Q1 is connected (grounded) to the ground via the sensitivity setting resistor 24. The level shift voltage VL generated by the level shift circuit 21 is input to the base of the transistor Q1 of the emitter follower circuit 22. Therefore, the emitter voltage Ve of the emitter follower circuit 22 is a value obtained by subtracting the base-emitter voltage Vbe of the transistor Q1 from the level shift voltage VL (= VL−Vbe). Therefore, the resistance of the resistance RL of the level shift circuit 21 is set to a value that causes the oscillation voltage to be level-shifted by more than the base-emitter voltage Vbe of the transistor Q1.

電流帰還回路２３は、ｐｎｐ形のトランジスタＱ２，Ｑ３により構成されたカレントミラー回路であり、ＬＣ共振回路部１の発振を維持するためにＬＣ共振回路部１に電流を正帰還させる。トランジスタＱ２は、エミッタフォロワ回路２２のトランジスタＱ１と内部電源Ｖｃｃとの間に、コレクタをトランジスタＱ１のコレクタに、エミッタを内部電源Ｖｃｃにそれぞれ接続する形で挿入されている。トランジスタＱ２のベースは、トランジスタＱ３のベースに接続され、トランジスタＱ３のエミッタは内部電源Ｖｃｃに接続され、コレクタはＬＣ共振回路部１とレベルシフト回路２１との接続点に接続されている。 The current feedback circuit 23 is a current mirror circuit composed of pnp transistors Q2 and Q3, and positively feeds back current to the LC resonance circuit unit 1 in order to maintain the oscillation of the LC resonance circuit unit 1. The transistor Q2 is inserted between the transistor Q1 of the emitter follower circuit 22 and the internal power supply Vcc so that the collector is connected to the collector of the transistor Q1 and the emitter is connected to the internal power supply Vcc. The base of the transistor Q2 is connected to the base of the transistor Q3, the emitter of the transistor Q3 is connected to the internal power supply Vcc, and the collector is connected to the connection point between the LC resonance circuit unit 1 and the level shift circuit 21.

ここで、エミッタフォロワ回路２２から電流が出力される際には、この電流に等しいトランジスタＱ１のコレクタ電流が、トランジスタＱ２のエミッタ−コレクタ間に流れることになる。そして、トランジスタＱ３のエミッタ−コレクタ間には、トランジスタＱ２のエミッタ−コレクタ間に流れた電流に等しい電流が流れ、この電流がＬＣ共振回路部１に供給される帰還電流となる。つまり、本実施形態における電流帰還回路２３は、エミッタフォロワ回路２２が出力する電流に等しい帰還電流をＬＣ共振回路部１に供給する。 Here, when a current is output from the emitter follower circuit 22, a collector current of the transistor Q1 equal to this current flows between the emitter and collector of the transistor Q2. A current equal to the current flowing between the emitter and the collector of the transistor Q2 flows between the emitter and the collector of the transistor Q3, and this current becomes a feedback current supplied to the LC resonance circuit unit 1. That is, the current feedback circuit 23 in the present embodiment supplies a feedback current equal to the current output from the emitter follower circuit 22 to the LC resonance circuit unit 1.

感度設定用抵抗２４は、エミッタフォロワ２２が出力する電流の大きさを制限、すなわち帰還電流を制限することで、ＬＣ共振回路部１の発振が停止する被検知体と検知コイル１０との距離（つまり検知コイルの検知範囲）を設定するためのものである。なお、感度設定用抵抗２４としては少なくとも近接センサの使用が想定される温度範囲において温度係数がほぼ０であるようなものを採用している。 The sensitivity setting resistor 24 limits the magnitude of the current output from the emitter follower 22, that is, limits the feedback current, whereby the distance between the detected object and the detection coil 10 where the oscillation of the LC resonance circuit unit 1 stops ( That is, this is for setting the detection range of the detection coil. As the sensitivity setting resistor 24, a resistor having a temperature coefficient of almost 0 in at least a temperature range in which the proximity sensor is assumed to be used is employed.

モニタ部３は、トランジスタＱ１のエミッタ電圧を監視することでＬＣ共振回路部１の発振振幅を検出する検波回路からなる。このようなモニタ部３としては、例えば、発振振幅を示す値として、発振電圧のピーク値を検出する回路や、発振電圧の積分値を検出する回路、発振電圧の実効値を検出する回路などが採用できる。なお、モニタ部３は従来周知のものを採用できるから詳細な説明は省略する。 The monitor unit 3 includes a detection circuit that detects the oscillation amplitude of the LC resonance circuit unit 1 by monitoring the emitter voltage of the transistor Q1. Examples of such a monitor unit 3 include a circuit that detects the peak value of the oscillation voltage, a circuit that detects an integral value of the oscillation voltage, and a circuit that detects the effective value of the oscillation voltage as a value indicating the oscillation amplitude. Can be adopted. Since the monitor unit 3 can employ a conventionally known one, a detailed description thereof will be omitted.

信号処理部４は、例えばＣＰＵなどからなり、上述したように、モニタ部３で検出した発振振幅に基づいて、ＬＣ共振回路部１の発振状態を識別し、発振が停止していなければ、被検知体が検知コイル１０の検知範囲内に存在しないことを示す検知信号を出力し、発振が停止していれば、被検知体が検知コイル１０の検知範囲内に存在することを示す検知信号を作成し、外部へ出力する。 The signal processing unit 4 is composed of, for example, a CPU, and identifies the oscillation state of the LC resonance circuit unit 1 based on the oscillation amplitude detected by the monitor unit 3 as described above. A detection signal indicating that the detection object does not exist within the detection range of the detection coil 10 is output, and if the oscillation stops, a detection signal indicating that the detection object exists within the detection range of the detection coil 10 is output. Create and output to the outside.

次に本実施形態の近接センサにおける温度補償の方法について説明する。 Next, a temperature compensation method in the proximity sensor of this embodiment will be described.

ＬＣ共振回路部１が発振する条件は、発振回路部２の負性コンダクタンスの絶対値が、検知コイル１０のコンダクタンスの絶対値以上であること、すなわち、発振回路部２の負性コンダクタンスをＧｏｓｃ（ただしＧｏｓｃは負の値である）、検知コイル１０のコンダクタンスをＧｃｏｉｌ（ただしＧｃｏｉｌは正の値である）とすれば、負性コンダクタンスＧｏｓｃとコンダクタンスＧｃｏｉｌとが、Ｇｃｏｉｌ≦｜Ｇｏｓｃ｜の関係にあるときである。そして、検知コイル１０のコンダクタンスＧｃｏｉｌは、正の温度係数を有しているから、温度によって発振状態が変化しないためには（温度補償を行うためには）、発振回路部２の負性コンダクタンスＧｏｓｃの絶対値が、検知コイル１０のコンダクタンスＧｃｏｉｌと同様に正の温度係数を有している必要がある。 The condition that the LC resonance circuit unit 1 oscillates is that the absolute value of the negative conductance of the oscillation circuit unit 2 is equal to or larger than the absolute value of the conductance of the detection coil 10, that is, the negative conductance of the oscillation circuit unit 2 is set to Gosc ( However, if Gosc is a negative value) and the conductance of the detection coil 10 is Gcoil (where Gcoil is a positive value), the negative conductance Gosc and the conductance Gcoil have a relationship of Gcoil ≦ | Gosc | Is the time. Since the conductance Gcoil of the detection coil 10 has a positive temperature coefficient, the negative conductance Gosc of the oscillation circuit unit 2 is used so that the oscillation state does not change with temperature (in order to perform temperature compensation). Must have a positive temperature coefficient like the conductance Gcoil of the detection coil 10.

負性コンダクタンスＧｏｓｃは、ＬＣ共振回路部１の発振振幅をＶＴ、帰還電流をＩｆｂとすると、次式（１）で表すことができる。 The negative conductance Gosc can be expressed by the following equation (1) where the oscillation amplitude of the LC resonance circuit unit 1 is VT and the feedback current is Ifb.

ここで、帰還電流Ｉｆｂは、エミッタフォロワ回路２２のエミッタ電圧Ｖｅと、感度設定用抵抗２４の抵抗値とで決まり、感度設定用抵抗２４の抵抗値をＲｅとすれば、次式（２）で表すことができる。 Here, the feedback current Ifb is determined by the emitter voltage Ve of the emitter follower circuit 22 and the resistance value of the sensitivity setting resistor 24. If the resistance value of the sensitivity setting resistor 24 is Re, the following equation (2) is satisfied. Can be represented.

そうすると、負性コンダクタンスＧｏｓｃの絶対値がコンダクタンスＧｃｏｉｌと同様に正の温度係数を有するためには、エミッタ電圧Ｖｅが正の温度係数を有している必要がある。エミッタ電圧Ｖｅは、レベルシフト電圧ＶＬからベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅを差し引いた値であるから、レベルシフト電圧ＶＬの温度係数と、ベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅの温度係数とが同じでなければ、エミッタ電圧Ｖｅの値は温度依存性を示す。そして、エミッタ電圧Ｖｅが正の温度係数を有するためには、ベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅの温度係数（一般には負の値をとる）よりも、レベルシフト電圧ＶＬの温度係数が大きいことが必要である。 Then, in order for the absolute value of the negative conductance Gosc to have a positive temperature coefficient like the conductance Gcoil, the emitter voltage Ve needs to have a positive temperature coefficient. The emitter voltage Ve is a value obtained by subtracting the base-emitter voltage Vbe from the level shift voltage VL. Therefore, if the temperature coefficient of the level shift voltage VL and the temperature coefficient of the base-emitter voltage Vbe are not the same, the emitter voltage Ve The value of the voltage Ve shows temperature dependency. In order for the emitter voltage Ve to have a positive temperature coefficient, the temperature coefficient of the level shift voltage VL needs to be larger than the temperature coefficient of the base-emitter voltage Vbe (generally taking a negative value). is there.

つまり、負性コンダクタンスＧｏｓｃの絶対値の温度係数はエミッタ電圧Ｖｅの温度係数によって決まり、エミッタ電圧Ｖｅの温度係数はレベルシフト電圧ＶＬとベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅそれぞれの温度係数によって決まり、レベルシフト電圧ＶＬの温度係数はレベルシフト回路２１の抵抗ＲＬの温度係数によって決まるため、抵抗ＲＬの温度係数によって、負性コンダクタンスＧｏｓｃの絶対値の温度係数を設定することができる。 In other words, the temperature coefficient of the absolute value of the negative conductance Gosc is determined by the temperature coefficient of the emitter voltage Ve, and the temperature coefficient of the emitter voltage Ve is determined by the temperature coefficients of the level shift voltage VL and the base-emitter voltage Vbe. Since the temperature coefficient of VL is determined by the temperature coefficient of the resistor RL of the level shift circuit 21, the absolute temperature coefficient of the negative conductance Gosc can be set by the temperature coefficient of the resistor RL.

そのため、抵抗ＲＬの温度係数を、負性コンダクタンスＧｏｓｃの絶対値の温度係数が、コンダクタンスＧｃｏｉｌの温度係数に等しくなる値に設定することによって、コンダクタンスＧｃｏｉｌと負性コンダクタンスＧｏｓｃとの差が温度によらずに一定にすることができ、温度によって発振状態が変化することを抑制できるから、温度変化に起因する誤検知を防止できる。 Therefore, by setting the temperature coefficient of the resistor RL to a value at which the absolute temperature coefficient of the negative conductance Gosc is equal to the temperature coefficient of the conductance Gcoil, the difference between the conductance Gcoil and the negative conductance Gosc depends on the temperature. Therefore, it is possible to prevent the oscillation state from changing according to the temperature, and thus to prevent erroneous detection due to the temperature change.

このように本実施形態の近接センサでは、抵抗ＲＬの温度係数を、コンダクタンスＧｃｏｉｌと負性コンダクタンスＧｏｓｃとの温度係数が等しくなる値に設定することによって、温度補償を行っている。 As described above, in the proximity sensor of the present embodiment, the temperature compensation is performed by setting the temperature coefficient of the resistor RL to a value at which the temperature coefficients of the conductance Gcoil and the negative conductance Gosc are equal.

以上述べたように本実施形態の近接センサによれば、エミッタフォロワ回路２２のトランジスタＱ１のベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅの温度係数と、このトランジスタＱ１のベースに入力されるレベルシフト電圧ＶＬの温度係数とが異なっているために、ベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅとレベルシフト電圧ＶＬとの差が温度によって増減するので、エミッタフォロワ回路２２の出力電流も温度によって増減して、当該出力電流が増減した際には、負性コンダクタンスＧｏｓｃの大きさを決定する帰還電流Ｉｆｂも増減することになるから、ベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅの温度係数と、レベルシフト電圧ＶＬの温度係数とを異ならせることによって、負性コンダクタンスＧｏｓｃの温度係数を検知コイル１０のコンダクタンスＧｃｏｉｌの温度係数と等しくすることが可能となって、温度補償を行うことができる。しかも、ベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅの温度係数と、レベルシフト電圧ＶＬの温度係数とを異なる値に設定するだけでよいから、上記特許文献１のように温度補償のためにサーミスタなどの温度補償用の素子などを設けなくて済み、温度補償用の素子を用いたことによって負性コンダクタンスがばらついて、検知精度が低下するといった問題が生じることもなく、上記特許文献２のように差動増幅器や、電位差発生回路、温度補償回路などを付加する必要がないから回路構成が複雑になることもなく、簡単な構成で温度補償を実現できる。 As described above, according to the proximity sensor of this embodiment, the temperature coefficient of the base-emitter voltage Vbe of the transistor Q1 of the emitter follower circuit 22 and the temperature coefficient of the level shift voltage VL input to the base of the transistor Q1. Since the difference between the base-emitter voltage Vbe and the level shift voltage VL increases / decreases with temperature, the output current of the emitter follower circuit 22 also increases / decreases with temperature, and the output current increases / decreases. Since the feedback current Ifb that determines the magnitude of the negative conductance Gosc also increases or decreases, the temperature coefficient of the base-emitter voltage Vbe and the temperature coefficient of the level shift voltage VL are made different from each other. The temperature coefficient of the conductive conductance Gosc is the temperature of the conductance Gcoil of the detection coil 10. It is possible to equalize the coefficients, it is possible to perform temperature compensation. In addition, the temperature coefficient of the base-emitter voltage Vbe and the temperature coefficient of the level shift voltage VL need only be set to different values. The use of a temperature compensation element eliminates the problem that the negative conductance varies and the detection accuracy decreases, so that a differential amplifier or Further, since it is not necessary to add a potential difference generation circuit, a temperature compensation circuit, etc., the circuit configuration is not complicated, and the temperature compensation can be realized with a simple configuration.

特に本実施形態におけるレベルシフト回路２１は、ＬＣ共振回路部１とトランジスタＱ１のベースとの間に挿入された抵抗ＲＬからなり、温度係数設定手段は、抵抗ＲＬであるので、簡単な構成で温度係数設定手段を有するレベルシフト回路２１を得ることができる。 In particular, the level shift circuit 21 in the present embodiment includes a resistor RL inserted between the LC resonance circuit unit 1 and the base of the transistor Q1, and the temperature coefficient setting means is a resistor RL. A level shift circuit 21 having coefficient setting means can be obtained.

なお、本実施形態におけるレベルシフト回路２１は、ＬＣ共振回路部１とトランジスタのベースとの間に挿入された抵抗ＲＬを１つ有しているが、抵抗ＲＬの数は１つに限定されず、複数であってもよく、その接続方法も、直列接続や並列接続に限らず種々の接続方法を採用できる。この場合においても複数の抵抗ＲＬの合成抵抗の温度係数によって、レベルシフト電圧ＶＬの温度係数を設定できるため、抵抗ＲＬが温度係数設定手段を構成することになる。 The level shift circuit 21 in the present embodiment has one resistor RL inserted between the LC resonance circuit unit 1 and the base of the transistor, but the number of resistors RL is not limited to one. There may be a plurality of connections, and the connection method is not limited to series connection or parallel connection, and various connection methods can be employed. Even in this case, since the temperature coefficient of the level shift voltage VL can be set by the temperature coefficient of the combined resistance of the plurality of resistors RL, the resistor RL constitutes the temperature coefficient setting means.

また、本実施形態における近接センサは、常時はＬＣ共振回路部１が発振しており、被検知体の接近によってＬＣ共振回路部１の発振が停止する近接センサを利用しているが、常時はＬＣ共振回路部１の発振が停止しており、被検知体の接近によってＬＣ共振回路部１が発振する近接センサを利用するようにしてもよい。また、本実施形態における近接センサの例はあくまでも一例であり、本発明の趣旨を逸脱しない程度の変更は可能である。 In addition, the proximity sensor according to the present embodiment uses a proximity sensor in which the LC resonance circuit unit 1 always oscillates and the oscillation of the LC resonance circuit unit 1 stops due to the approach of the detected object. It is also possible to use a proximity sensor in which the oscillation of the LC resonance circuit unit 1 is stopped and the LC resonance circuit unit 1 oscillates when the object to be detected approaches. In addition, the example of the proximity sensor in the present embodiment is merely an example, and changes that do not depart from the spirit of the present invention are possible.

（実施形態２）
本実施形態の近接センサは、図２に示すように、バイアス回路２０の構成が実施形態１と異なっており、その他の構成は実施形態１と同様であるから、同様の構成については同一の符合を付して説明を省略する。 (Embodiment 2)
As shown in FIG. 2, the proximity sensor of the present embodiment is different from that of the first embodiment in the configuration of the bias circuit 20 and the other configurations are the same as those in the first embodiment. The description is omitted.

本実施形態におけるバイアス回路２０は、バイアス電流の大きさを設定するバイアス電流設定回路２０ａと、当該バイアス電流設定回路２０ａで設定された大きさのバイアス電流を出力するバイアス電流出力回路２０ｂとを備えている。 The bias circuit 20 in the present embodiment includes a bias current setting circuit 20a that sets the magnitude of the bias current, and a bias current output circuit 20b that outputs the bias current having the magnitude set by the bias current setting circuit 20a. ing.

バイアス電流設定回路２０ａは、直列接続された複数のダイオードＤと、バイアス電流設定用抵抗ＲＢとの直列回路からなる。ダイオードＤは、バイアス電流に温度依存を生じさせるためのものである。バイアス電流設定用抵抗ＲＢは、直列接続された複数のダイオードＤのカソード側とグラウンドとの間に挿入されている。バイアス電流設定用抵抗ＲＢはレベルシフト回路２１の抵抗ＲＬと同種の抵抗を用いることが好ましく、このようにすれば、レベルシフト電圧ＶＬのばらつきを抑制できる。 The bias current setting circuit 20a includes a series circuit of a plurality of diodes D connected in series and a bias current setting resistor RB. The diode D is for causing temperature dependence of the bias current. The bias current setting resistor RB is inserted between the cathode side of the plurality of diodes D connected in series and the ground. As the bias current setting resistor RB, it is preferable to use the same type of resistor as the resistor RL of the level shift circuit 21. By doing so, variations in the level shift voltage VL can be suppressed.

バイアス電流出力回路２０ｂは、ｐｎｐ形のトランジスタＱ４，Ｑ５により構成されたカレントミラー回路である。トランジスタＱ４のエミッタは内部電源Ｖｃｃに接続され、コレクタはバイアス設定用回路２０ａにおける直列接続された複数のダイオードＤのアノード側に接続されている。またトランジスタＱ４のコレクタとベースとは互いに接続されている。トランジスタＱ５のベースはトランジスタＱ４のベースに接続され、エミッタは内部電源Ｖｃｃに接続されている。トランジスタＱ５のコレクタはレベルシフト回路２１の抵抗ＲＬを介してＬＣ共振回路部１に接続されている。 The bias current output circuit 20b is a current mirror circuit composed of pnp transistors Q4 and Q5. The emitter of the transistor Q4 is connected to the internal power supply Vcc, and the collector is connected to the anode side of the plurality of diodes D connected in series in the bias setting circuit 20a. The collector and base of transistor Q4 are connected to each other. The base of the transistor Q5 is connected to the base of the transistor Q4, and the emitter is connected to the internal power supply Vcc. The collector of the transistor Q5 is connected to the LC resonance circuit unit 1 via the resistor RL of the level shift circuit 21.

このようなバイアス電流出力回路２０ｂからは、バイアス電流設定回路２０ａに流れる電流と同じ大きさのバイアス電流が出力されることになる。 Such a bias current output circuit 20b outputs a bias current having the same magnitude as the current flowing through the bias current setting circuit 20a.

ここで、バイアス電流設定回路２０ａに流れる電流は、主として、直列接続された複数のダイオードＤの順方向電圧の合計値と、バイアス電流設定用抵抗ＲＢの抵抗値とによって決定される。ここで、ダイオードＤの順方向電圧は一般に負の温度係数を有しているので、バイアス電流設定回路２０ａに流れる電流の温度係数は、ダイオードＤの温度係数によって決まる。 Here, the current flowing through the bias current setting circuit 20a is mainly determined by the total value of the forward voltages of the plurality of diodes D connected in series and the resistance value of the bias current setting resistor RB. Here, since the forward voltage of the diode D generally has a negative temperature coefficient, the temperature coefficient of the current flowing through the bias current setting circuit 20a is determined by the temperature coefficient of the diode D.

そのためバイアス電流出力回路２０ｂから出力されるバイアス電流も、ダイオードＤの温度係数によって決まる温度係数を有することになる。 Therefore, the bias current output from the bias current output circuit 20 b also has a temperature coefficient determined by the temperature coefficient of the diode D.

そして、バイアス電流が温度によって変化すれば、バイアス電流と抵抗ＲＬの抵抗値とで決まる抵抗ＲＬの両端電圧も温度によって変化することになるから、レベルシフト電圧ＶＬも温度によって変化することになる。 If the bias current changes with temperature, the voltage across the resistor RL determined by the bias current and the resistance value of the resistor RL also changes with temperature. Therefore, the level shift voltage VL also changes with temperature.

したがって、バイアス回路２０のバイアス電流設定回路２０ｂに流れる電流の温度係数を適宜設定することによって、レベルシフト電圧ＶＬの温度係数を所望の値に設定することができる。つまり、本実施形態の近接センサのバイアス回路２０では、バイアス電流設定回路２０ｂが、レベルシフト電圧ＶＬの温度係数をトランジスタＱ１のベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅの温度係数とは異ならせる温度係数設定手段を構成している。 Therefore, the temperature coefficient of the level shift voltage VL can be set to a desired value by appropriately setting the temperature coefficient of the current flowing through the bias current setting circuit 20b of the bias circuit 20. That is, in the bias circuit 20 of the proximity sensor according to the present embodiment, the bias current setting circuit 20b includes temperature coefficient setting means for making the temperature coefficient of the level shift voltage VL different from the temperature coefficient of the base-emitter voltage Vbe of the transistor Q1. It is composed.

なお、温度係数設定手段によって、温度補償を行う方法については実施形態１で述べたとおりであり、バイアス電流設定回路２０ｂによっても同様の方法により温度補償を行うことができるから、詳細な説明は省略する。 Note that the method for performing temperature compensation by the temperature coefficient setting means is as described in the first embodiment, and the temperature compensation can be performed by the bias current setting circuit 20b by the same method, and thus detailed description thereof is omitted. To do.

以上述べた本実施形態の近接センサによれば、上記実施形態１と同様の効果を奏する上に、簡単な構成で温度係数設定手段を有するバイアス回路２０を得ることができる。 According to the proximity sensor of the present embodiment described above, the same effect as that of the first embodiment can be obtained, and the bias circuit 20 having the temperature coefficient setting means can be obtained with a simple configuration.

なお、本実施形態の近接センサは、レベルシフト回路２１とバイアス回路２０との両方に温度係数設定手段を設けているが、バイアス回路２０にのみ温度係数設定手段を設けるようにしてもよい。 In the proximity sensor of this embodiment, the temperature coefficient setting means is provided in both the level shift circuit 21 and the bias circuit 20, but the temperature coefficient setting means may be provided only in the bias circuit 20.

ただし、レベルシフト回路２１と、バイアス回路２０との両方に温度係数設定手段を設けているほうが、レベルシフト回路２１の温度係数設定手段だけでは、負性コンダクタンスＧｏｓｃの絶対値の温度係数を所望の値に設定することが難しいような場合であっても、バイアス回路２０の温度係数設定手段を併せて用いることで負性コンダクタンスＧｏｓｃの絶対値の温度係数を所望の値に設定することができ、レベルシフト電圧ＶＬの温度係数の設定が行いやすくなる点で好ましい。 However, if the temperature coefficient setting means is provided in both the level shift circuit 21 and the bias circuit 20, the temperature coefficient of the absolute value of the negative conductance Gosc can be set to a desired value only by the temperature coefficient setting means of the level shift circuit 21. Even when it is difficult to set the value, the temperature coefficient of the negative conductance Gosc can be set to a desired value by using the temperature coefficient setting means of the bias circuit 20 together. This is preferable because the temperature coefficient of the level shift voltage VL can be easily set.

実施形態１の近接センサの回路ブロック図である。FIG. 3 is a circuit block diagram of the proximity sensor according to the first embodiment. 実施形態２の近接センサの回路ブロック図である。6 is a circuit block diagram of a proximity sensor according to Embodiment 2. FIG.

Explanation of symbols

１ＬＣ共振回路
２発振回路部
４信号処理部
１０検知コイル
１１コンデンサ
２０バイアス回路
２０ａバイアス電流設定回路
２０ｂバイアス電流出力回路
２１レベルシフト回路
２２エミッタフォロワ回路
２３電流帰還回路
Ｑ１トランジスタ
ＲＬ抵抗（温度係数設定手段）
ＲＢバイアス電流設定用抵抗
Ｄダイオード（温度係数設定手段） DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 LC resonance circuit 2 Oscillation circuit part 4 Signal processing part 10 Detection coil 11 Capacitor 20 Bias circuit 20a Bias current setting circuit 20b Bias current output circuit 21 Level shift circuit 22 Emitter follower circuit 23 Current feedback circuit Q1 Transistor RL Resistance (temperature coefficient setting) means)
RB Bias current setting resistor D Diode (Temperature coefficient setting means)

Claims

An LC resonance circuit unit consisting of a detection coil and a capacitor used to detect the detected object, an oscillation circuit unit that oscillates the LC resonance circuit unit, and a detection signal for the detected object based on the oscillation amplitude of the LC resonance circuit unit And a signal processing unit
The oscillation circuit unit includes a bias circuit that supplies a bias current to the LC resonance circuit, a level shift circuit that generates a level shift voltage by level shifting the oscillation voltage of the LC resonance circuit unit, and the level shift voltage is input to the base. An emitter follower circuit comprising a transistor and a current feedback circuit for supplying a feedback current corresponding to the magnitude of the current output from the emitter follower circuit to the LC resonance circuit unit,
At least one of the level shift circuit and the bias circuit has temperature coefficient setting means for making the temperature coefficient of the level shift voltage different from the temperature coefficient of the base-emitter voltage of the transistor. Sensor.

The level shift circuit has one or more resistors inserted between the LC resonance circuit unit 1 and the base of the transistor,
The proximity sensor according to claim 1, wherein the temperature coefficient setting means is the resistance.

The bias circuit includes a bias current setting circuit that sets a magnitude of a bias current, and a bias current output circuit that outputs a bias current having a magnitude set by the bias current setting circuit.
The bias current setting circuit includes a series circuit of at least one diode and a bias current setting resistor.
3. The proximity sensor according to claim 1, wherein the temperature coefficient setting means is a bias current setting circuit.