JP2009047812A - Shift register circuit system and electrooptic device including shift register circuit system - Google Patents
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Description
本発明は、シフトレジスタ回路システム及びシフトレジスタ回路システムを含む電気光学装置に係り、特に、同じ導電型を有する複数のトランジスタで構成されるシフトレジスタ回路システム及びシフトレジスタ回路システムを含む電気光学装置に関する。 The present invention relates to a shift register circuit system and an electro-optical device including the shift register circuit system, and more particularly to a shift register circuit system including a plurality of transistors having the same conductivity type and an electro-optical device including the shift register circuit system. .
アクティブマトリクス型の液晶表示装置等の電気光学装置では、複数の走査信号線と複数のデータ信号線とを用いてマトリクス状に配置された各表示領域に所望の表示を行う。そして、複数の走査信号線について順次選択を行い、また、映像信号を複数のデータ信号線へ順次供給するために、シフトレジスタ回路技術が用いられる。そして、シフトレジスタ回路技術としては、例えば複数のデータフリップフロップ等を直列に接続し、これをクロック信号で駆動し、データを前段から後段に順次転送する方式等が知られている。さらに、非特許文献1に示すような抵抗負荷型のインバータ回路を用いる方式も知られている。
In an electro-optical device such as an active matrix liquid crystal display device, desired display is performed on each display region arranged in a matrix using a plurality of scanning signal lines and a plurality of data signal lines. A shift register circuit technique is used to sequentially select a plurality of scanning signal lines and to sequentially supply video signals to the plurality of data signal lines. As a shift register circuit technique, for example, a system in which a plurality of data flip-flops and the like are connected in series, driven by a clock signal, and data is sequentially transferred from the previous stage to the subsequent stage is known. Furthermore, a system using a resistance load type inverter circuit as shown in Non-Patent
特許文献1には、非特許文献1に示される抵抗負荷型インバータ回路を用いるシフトレジスタ回路は、消費電流が大きいことを指摘し、貫通電流を抑制する構成を開示している。ここでは、表示装置として、第1信号に応答してオンする複数のトランジスタを有する第1回路部と、第1回路部の各トランジスタのオン状態の期間と重ならないオン状態の期間が得られる第2信号に応答してオンする複数のトランジスタを有する第2回路部とを含むシフトレジスタ回路部を備えることが述べられている。
上記特許文献1のシフトレジスタ回路部によれば、インバータ回路方式を用い、貫通電流を抑制して消費電流を低減するシフトレジスタ回路を構成することができる。シフトレジスタ回路の出力は、例えば、走査信号線に供給されるので、一般的には、走査信号線の電圧振幅に合わせたものとなっている。したがって、走査信号線の電圧振幅が大きいと、シフトレジスタ回路の電圧振幅も大きくなり、これによって消費電力の低減が制限される。
According to the shift register circuit portion of
本発明の目的は、さらに消費電力の低減を図ることを可能とするシフトレジスタ回路システム及びシフトレジスタ回路システムを含む電気光学装置を提供することである。 An object of the present invention is to provide a shift register circuit system and an electro-optical device including the shift register circuit system that can further reduce power consumption.
本発明に係るシフトレジスタ回路システム(実施の形態においてNチャネルトランジスタで構成される垂直方向ドライバ回路30または水平方向スイッチ回路18)は、走査信号線(実施の形態においてGate Line1)とデータ信号線によりマトリクス状に配置された表示領域(実施の形態において表示領域14)に所望の表示を行う表示装置(実施の形態において液晶表示装置10)に用いられ、前記走査信号線またはデータ信号線を選択する選択信号(実施の形態において走査線選択信号(GateLine1の信号)またはデータ線選択信号)を出力するシフトレジスタ回路システムであって、同じ導電型のトランジスタからなり、入力信号(実施の形態においてクロック信号CKV)によりシフト信号(実施の形態においてSRout1)を出力するシフトレジスタ回路(実施の形態においてシフトレジスタ回路40,61)と、前記シフト信号により前記選択信号を出力する出力回路(実施の形態において出力回路部32)を備え、前記シフトレジタ回路は、前記シフト信号をブートストラップするブートストラップ回路(実施の形態においてブートストラップ回路26)を有することを特徴とする。
The shift register circuit system according to the present invention (vertical
この構成によれば、シフトレジスタ回路に入力される入力信号の電圧振幅範囲(実施の形態においてクロック信号はVH1とVLとの間の電圧振幅範囲)は、出力回路に入力されるシフト信号の電圧範囲(実施の形態においてシフト信号はVH2+VthとVLとの間の電圧振幅範囲)よりも小さくすることができるため、シフトレジスタ回路に入力される入力信号の電圧範囲は、出力回路部に入力されるシフト信号の電圧範囲よりも小さくてよい。したがって、シフトレジスタ回路部を出力回路部よりも低電圧で駆動でき、同じ電圧で駆動する場合に比べ、シフトレジスタ回路システムの消費電力をさらに低減できる。 According to this configuration, the voltage amplitude range of the input signal input to the shift register circuit (in the embodiment, the clock signal is a voltage amplitude range between VH1 and VL) is the voltage of the shift signal input to the output circuit. Since the range (in the embodiment, the shift signal is a voltage amplitude range between VH2 + Vth and VL) can be made smaller, the voltage range of the input signal input to the shift register circuit is input to the output circuit unit It may be smaller than the voltage range of the shift signal. Therefore, the shift register circuit unit can be driven at a lower voltage than the output circuit unit, and the power consumption of the shift register circuit system can be further reduced as compared with the case of driving at the same voltage.
本発明に係るシフトレジスタ回路システムは、同じ導電型を有し、入力信号に応答する少なくとも1つのトランジスタを含む複数のトランジスタを、クロック信号線(実施の形態においてクロック信号線CKV)と予め設定された所定電位VLを有する所定電位信号線(実施の形態において電位信号線VL)との間に直列に接続してインバータ回路を構成し、前段出力ノード(実施の形態において前段出力ノードND101)を有する前段回路(実施の形態において前段回路63)と、前記導電型を有し、前記前段出力ノードの信号に応答する少なくとも1つのトランジスタを含む複数のトランジスタを前記クロック信号線と前記所定電位信号線との間に直列に接続してインバータ回路を構成し、後段出力ノード(実施の形態において後段出力ノードND105)を有する後段回路(実施の形態において後段回路65)と、前記導電型を有し、前記後段出力ノードの信号に応答する後段応答トランジスタ(実施の形態において出力トランジスタNT104)と、前記前段出力ノードの信号に応答する前段応答トランジスタ(実施の形態において出力トランジスタNT105)とを、ブートストラップ信号線(実施の形態においてブートストラップ信号線VBP1)と前記所定電位信号線との間に接続し、前記前段応答トランジスタと前記後段応答トランジスタとの接続点を次段のシフトレジスタ回路への接続端子として、前記後段出力ノードと前記接続点との間に後段容量素子を接続したブートストラップ回路(実施の形態においてブートストラップ回路26)と、を含むシフトレジスタ回路部(実施の形態においてシフトレジスタ回路部40)と、前記導電型を有し、前記後段出力ノードから出力回路接続配線(実施の形態において出力接続配線53)を介して接続され前記後段出力ノードの信号に応答する少なくとも1つの入力側トランジスタ(実施の形態において入力側トランジスタ52,NT142)を含む複数のトランジスタをイネーブル信号線(実施の形態においてイネーブル信号線VEND)と前記所定電位信号線との間に直列に接続し、出力回路出力ノードから出力信号を出力する出力回路部(実施の形態において出力回路部32)と、を備えるシフトレジスタ回路システムであって、前記シフトレジスタ回路部における前記クロック信号線の信号を含む入力信号の電圧振幅の前記VLに対するもう一方側の電位をVH1とし、前記出力回路部における前記イネーブル信号線の信号を含む入力信号の電圧振幅の前記VLに対するもう一方側の電位をVH2とし、前記出力回路接続配線の寄生容量をCaとし、前記入力側トランジスタのゲート容量をCbとし、前記後段容量素子の容量値をCcとし、前記入力側トランジスタの閾値電圧をVthとして、VH1<VH2かつ、VH1>{(Ca+Cb+Cc)/(Ca+Cb+2Cc)}×(VH2+Vth)の関係を満たすことを特徴とする。
In the shift register circuit system according to the present invention, a plurality of transistors including at least one transistor having the same conductivity type and responding to an input signal are set in advance as a clock signal line (clock signal line CKV in the embodiment). An inverter circuit is configured by connecting in series with a predetermined potential signal line having the predetermined potential VL (in the embodiment, the potential signal line VL), and has a previous stage output node (the previous stage output node ND101 in the embodiment). A plurality of transistors including a pre-stage circuit (pre-stage
上記構成によれば、シフトレジスタ回路部の入力信号の電圧振幅である(VH1−VL)は、出力回路部の入力信号の電圧振幅(VH2−VL)よりも小さくてよい。出力回路部からの出力信号は、例えば電気光学装置の走査信号線に供給されるので、出力回路部の入力信号の電圧振幅は、走査信号線の電圧振幅等に制約されるが、シフトレジスタ回路部の入力信号の電圧振幅は、後段出力ノードの信号レベルが、出力回路部の入力側トランジスタを作動させるに十分であればよい。上記構成では、後段容量素子を含み、後段出力ノードにぶら下がる各容量の大きさから、出力回路部の入力側トランジスタを作動させる条件を求め、その条件を満たすように、VLを予め定めるものとして、シフトレジスタ回路部の入力信号の電圧振幅を規定するVH1を定める。したがって、シフトレジスタ回路部の入力信号の電圧振幅を出力回路部の入力信号の電圧振幅より小さくでき、同じ電圧振幅である場合に比べ、シフトレジスタ回路システムの消費電力をさらに低減できる。 According to the above configuration, the voltage amplitude (VH1-VL) of the input signal of the shift register circuit unit may be smaller than the voltage amplitude (VH2-VL) of the input signal of the output circuit unit. Since the output signal from the output circuit unit is supplied to, for example, the scanning signal line of the electro-optical device, the voltage amplitude of the input signal of the output circuit unit is limited by the voltage amplitude of the scanning signal line, etc. The voltage amplitude of the input signal of the unit may be sufficient if the signal level of the subsequent output node is sufficient to operate the input side transistor of the output circuit unit. In the above configuration, a condition for operating the input-side transistor of the output circuit unit is obtained from the size of each capacitor that includes the latter-stage capacitive element and hangs from the latter-stage output node, and VL is determined in advance so as to satisfy the condition. VH1 that defines the voltage amplitude of the input signal of the shift register circuit section is determined. Therefore, the voltage amplitude of the input signal of the shift register circuit portion can be made smaller than the voltage amplitude of the input signal of the output circuit portion, and the power consumption of the shift register circuit system can be further reduced as compared with the case where the voltage amplitude is the same.
また、本発明に係るシフトレジスタ回路システムにおいて、前記前段回路は、前記クロック信号線に接続され、第2信号に応答する第2トランジスタと、前記第2トランジスタと前記前段出力ノードとの間に接続され、ゲート端子とドレイン端子とが相互に接続される第3トランジスタと、前記所定電位信号線に接続され、前記クロック信号に応答する第10トランジスタと、前記第10トランジスタと前記前段出力ノードとの間に接続され、前記入力信号である第1信号に応答する第1トランジスタと、前記前段出力ノードと前記所定電位信号線との間に接続される前段容量素子と、を有し、前記後段回路は、前記クロック信号線に接続され、前記第1信号に応答する第7トランジスタと、前記第7トランジスタと前記後段出力ノードとの間に接続され、ゲート端子とドレイン端子とが相互に接続される第8トランジスタと、前記所定電位信号線と前記後段出力ノードとの間に接続され、前記前段出力ノードの信号に応答する第6トランジスタと、前記所定電位信号線に接続され、前記前段出力ノードの信号に応答する前記前段応答トランジスタである第5トランジスタと、前記第5トランジスタと、前記ブートストラップ信号線との間に接続され、前記後段出力ノードの信号に応答する前記後段応答トランジスタである第4トランジスタと、前記第5トランジスタと前記第4トランジスタとの接続点と、前記後段出力ノードとの間に接続された前記後段容量素子と、を有することが好ましい。具体的にこの構成によれば、シフトレジスタ回路部の電圧振幅を出力回路部の電圧振幅より小さくして、シフトレジスタ回路動作を行わせることができる。 In the shift register circuit system according to the present invention, the pre-stage circuit is connected to the clock signal line and connected between the second transistor responding to a second signal and the second transistor and the pre-stage output node. A third transistor in which a gate terminal and a drain terminal are connected to each other, a tenth transistor connected to the predetermined potential signal line and responding to the clock signal, the tenth transistor, and the previous output node A first transistor that responds to a first signal that is the input signal, and a front-stage capacitive element that is connected between the front-stage output node and the predetermined potential signal line, and the rear-stage circuit Is connected to the clock signal line, and responds to the first signal between the seventh transistor, the seventh transistor, and the subsequent output node. An eighth transistor having a gate terminal and a drain terminal connected to each other, and a sixth transistor connected between the predetermined potential signal line and the subsequent output node and responding to a signal from the previous output node Connected to the predetermined potential signal line and connected between the fifth transistor, which is the preceding stage response transistor that responds to the signal of the preceding stage output node, the fifth transistor, and the bootstrap signal line, A fourth transistor that is the latter-stage response transistor responding to a signal at the latter-stage output node, a connection point between the fifth transistor and the fourth transistor, and the latter-stage capacitance element connected between the latter-stage output node; It is preferable to have. Specifically, according to this configuration, the shift register circuit operation can be performed by making the voltage amplitude of the shift register circuit unit smaller than the voltage amplitude of the output circuit unit.
また、本発明に係る電気光学装置は、絶縁基板上に、上記構成のシフトレジスタ回路システムが搭載されることを特徴とする。 The electro-optical device according to the present invention is characterized in that the shift register circuit system having the above-described configuration is mounted on an insulating substrate.
以下に図面を用いて本発明に係る実施の形態につき詳細に説明する。以下では、シフトレジスタ回路システムとして、液晶表示装置の走査信号線の順次走査に用いるシフトレジスタ回路システムを説明するが、液晶表示装置のデータ信号線に映像信号を順次供給するために用いるシフトレジスタ回路システムであってもよい。また、液晶表示装置以外の電気光学装置に用いられるシフトレジスタ回路システムであってもよい。例えば、エレクトロルミネセンス装置、プラズマディスプレイ装置、電気泳動ディスプレイ装置、電子放出素子を用いて装置に用いられるシフトレジスタ回路システムであってもよい。また、電気光学装置以外の回路装置等に用いられるシフトレジスタ回路システムでもよい。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. In the following, a shift register circuit system used for sequential scanning of scanning signal lines of a liquid crystal display device will be described as a shift register circuit system, but a shift register circuit used for sequentially supplying video signals to data signal lines of a liquid crystal display device It may be a system. Further, it may be a shift register circuit system used in an electro-optical device other than the liquid crystal display device. For example, an electroluminescence device, a plasma display device, an electrophoretic display device, or a shift register circuit system used in the device using an electron-emitting device may be used. Further, a shift register circuit system used in a circuit device other than the electro-optical device may be used.
また、以下では、液晶表示装置として、ガラス基板上に低温ポリシリコン技術を用いてシフトレジスタ回路システムを形成するものとして説明するが、これ以外の方法で、絶縁基板上にシフトレジスタ回路システムを搭載するものであればよい。例えば、高温ポリシリコン技術を用いて絶縁基板上にシフトレジスタ回路システムを形成するものものであってもよい。ポリシリコン技術に代えてアモルファスシリコン技術を用いてシフトレジスタ回路システムを形成するものであってもよい。シフトレジスタ回路システムの全部でなく一部をポリシリコン技術あるいはアモルファスシリコン技術等で絶縁基板上に形成に形成するものであってもよい。また、シフトレジスタ回路システムの全部または一部を別チップに形成し、これを液晶表示装置の絶縁基板上に搭載するものであってもよい。 In the following description, a liquid crystal display device is described as a shift register circuit system formed on a glass substrate using low-temperature polysilicon technology, but the shift register circuit system is mounted on an insulating substrate by other methods. Anything to do. For example, a shift register circuit system may be formed on an insulating substrate using high-temperature polysilicon technology. A shift register circuit system may be formed using amorphous silicon technology instead of polysilicon technology. A part, not all of the shift register circuit system, may be formed on an insulating substrate by polysilicon technology or amorphous silicon technology. Alternatively, all or part of the shift register circuit system may be formed on a separate chip and mounted on an insulating substrate of the liquid crystal display device.
図1は、アクティブマトリクス型のフルカラー表示用の液晶表示装置10の模式的平面図である。液晶表示装置10は、ガラス基板12の上にTFT(Thin Film Transistor)等の半導体素子が低温ポリシリコン技術で形成されたものを用い、カラーフィルタ等が形成されたもう1枚のガラス基板との間に液晶分子が挟持されて構成される。
FIG. 1 is a schematic plan view of a liquid
図1において、液晶表示装置10は、表示領域14の周囲に、レベルシフト回路及びDC/DCコンバータを含むドライバIC16、複数のデータ信号線に映像信号を供給するための水平方向スイッチ回路18、プレチャージ用のスイッチ回路20、複数の走査信号線を順次走査する垂直方向ドライバ回路30を含んで構成される。ここで、ドライバIC16は、別チップで形成され、いわゆるCOG(Chip On Glass)技術によってガラス基板12上に搭載される。水平方向スイッチ回路18、プレチャージ用のスイッチ回路20、垂直方向ドライバ回路30は、上記の低温ポリシリコン技術によってガラス基板12上に形成される。なお、図1には、映像信号等の外部信号22とその流れが示されている。すなわち、図1に示されるように、外部信号22はドライバIC16を介し、目的に応じた各構成要素に伝送される。
In FIG. 1, a liquid
アクティブマトリクス型の液晶表示装置10は、図1の紙面上の左右方向である水平方向に延びる複数の走査信号線と、紙面上の上下方向である垂直方向に延びる複数のデータ信号線とによってマトリクス状に区画された各領域を画素領域として、走査信号線の本数とデータ信号線の本数の積に応じた複数の画素領域等によって表示領域14が構成される。そして、表示領域14を構成する各画素領域に順次映像信号を供給して所望の表示を行わせるために、複数の走査信号線を垂直方向に順次選択し、複数のデータ信号線について水平方向に順次映像信号を供給することが行われる。この垂直方向の順次走査と、水平方向の順次走査に、それぞれシフトレジスタ回路システムが用いられる。
The active matrix type liquid
以下では、垂直方向の走査に用いられるシフトレジスタ回路システム、すなわち、絶縁基板であるガラス基板12上に形成される垂直方向ドライバ回路30に関するシフトレジスタ回路システムについて説明する。
Hereinafter, a shift register circuit system used for vertical scanning, that is, a shift register circuit system related to the
図2から図8は、垂直方向ドライバ回路30の構成と、そのシフトレジスタ回路システムに関する説明図である。図2は垂直方向ドライバ回路30の繰り返し単位を抜き出した図、図3は、各入力信号の電圧レベルを示す図、図4と図5はシフトレジスタ回路部の作用を説明する図で、図6と図7は、シフトレジスタ回路部と出力回路部の接続部における様子を説明する図である。図8は垂直方向ドライバ回路30を示す図、図9はその動作に関するタイムチャート、図10は、図8がNチャネルトランジスタで構成された垂直方向ドライバ回路30であるのに対し、Pチャネルトランジスタで構成された垂直方向ドライバ回路31を示す図である。
2 to 8 are explanatory diagrams regarding the configuration of the
垂直方向ドライバ回路は、例えば、走査信号線の数に対応する段数のシフトレジスタ回路とその出力回路とを有するが、各段のシフトレジスタ回路とその出力回路は、その基本構成が同じである。図2は、垂直方向ドライバ回路30の繰り返し単位を示す図である。ここで、垂直方向ドライバ回路30は、シフトレジスタ回路部40の2段分と出力回路部32の2段分を繰り返し単位としていることが示されている。
The vertical driver circuit includes, for example, a shift register circuit having the number of stages corresponding to the number of scanning signal lines and its output circuit, and the basic configuration of the shift register circuit and its output circuit in each stage is the same. FIG. 2 is a diagram showing a repeating unit of the vertical
ここで、シフトレジスタ回路部40の入力信号として、CSV,XCSV,STV,VBP2,VBP1,CKV,XCKVが示され、出力回路部32の入力信号としてVENB,XVENB,SRout(図4等参照)が示されている。各信号の詳細な内容は後述する。ここで、図3に示されるように、シフトレジスタ回路部40の各入力信号の電圧レベルが高電位でVH1、低電位でVLであるのに対し、出力回路部32の各入力信号の電圧レベルが高電位でVH2、低電位でVLである。具体的な電圧値としては、図3の例で、VH1は+5.0V、VH2は+8.0V、VLは−4.5Vに設定される。
Here, CSV, XCSV, STV, VBP2, VBP1, CKV, and XCKV are shown as input signals of the shift
出力回路部32の電圧レベルは、走査信号線の電圧レベルと同じで、ここでは、走査信号線の電圧レベルを+8.0Vと−4.5Vの電圧振幅として、VH2=+8.0V、VL=−4.5Vと設定されている。もちろん、走査信号線の電圧レベルがこれと異なるときは、VH2とVLの設定もそれに合わせることになるので、これらの数値は一例である。
The voltage level of the
これに対し、シフトレジスタ回路部40の電圧レベルは、必ずしも走査信号線の電圧レベルに拘束される必要がないので、出力回路部32の電圧レベルと同じとしなくてもよい。
On the other hand, the voltage level of the shift
しかしながら、図2にも示されるように、出力回路部32への入力は、シフトレジスタ回路部40のブートストラップ回路26を介して行われる。したがって、ブートストラップ回路26の動作によって出力回路部32に供給される信号の電圧レベルが、出力回路部32を作動させるのに十分高い必要がある。ブートストラップ回路26の動作によって出力回路部32に供給される信号の電圧レベルは、後述するように、ブートストラップ回路26に含まれる後段容量素子と、出力回路部32のトランジスタのゲート容量27と、後段容量素子と出力回路部32とを接続する信号線にぶら下がる寄生容量28等によって定まる。
However, as shown in FIG. 2, the input to the
したがって、これらの容量の大きさと、出力回路部32のトランジスタの閾値とを適切に設定することで、シフトレジスタ回路部40の電圧レベルを、出力回路部32の電圧レベルよりも低くしても、出力回路部32を十分に作動させることができることになる。この内容の詳細を説明する前に、シフトレジスタ回路部40の動作、特に、ブートストラップ回路26の動作について、図4、図5を用いて説明する。
Therefore, even if the voltage level of the shift
図4は、シフトレジスタ回路部40の回路図で、ここでは、2段分のシフトレジスタ回路61,62が示されている。
FIG. 4 is a circuit diagram of the shift
なお、以下では、Nチャネルの第1トランジスタをNT1、第2トランジスタをNT2というように示し、例えば、NT8は第8トランジスタを示すものとして略記する。図4のシフトレジスタ回路部40において、トランジスタはすべて同じ導電型で、NチャネルMISトランジスタである。MISトランジスタは、絶縁膜をゲート膜として用いる電界効果型トランジスタで、絶縁膜としては酸化膜、窒化膜、酸化膜と窒化膜との複合絶縁膜等を用いることができる。図4においては、同じ寸法の標準トランジスタを1つの記号で表しており、例えば、NT1は、標準トランジスタを2つ直列に接続して用いていることが示されている。NT2、NT6、NT7も同様である。これに対し、NT4、NT5は標準トランジスタを1つ用いて構成されている。また、NT3、NT8は、MISトランジスタのドレイン端子とゲート端子を接続して2端子素子としたもので、ダイオード特性の抵抗素子として用いられている。なお、NT8は、標準トランジスタを2つ直列に接続したものにおいて、双方のゲート端子を一方のドレイン端子に接続したダイオード特性の抵抗素子として用いられている。
In the following description, the N-channel first transistor is indicated as NT1, the second transistor is indicated as NT2, and for example, NT8 is abbreviated as indicating the eighth transistor. In the shift
また、図4において、VLは所定の電位を有する電位信号線であり、CKVは垂直方向走査のためのクロック信号線であり、VBP1は、次段への出力トランジスタであるNT4のゲートバイアスを持ち上げるために用いられるブートストラップ信号線であり、RESETは、前段回路の出力ノードであるND1の電位を強制的にリセットして所定電位とするためのリセット信号線である。また、前段回路63の出力ノードがND1、前段回路63への第1入力信号がIN、第2入力信号をSRin2、後段回路65においてシフトレジスタ回路61の出力であるシフト信号がSRout1、後段回路65の出力信号であって次段のシフトレジスタ回路62への出力信号がSR1として、それぞれ示されている。
In FIG. 4, VL is a potential signal line having a predetermined potential, CKV is a clock signal line for vertical scanning, and VBP1 raises the gate bias of NT4 which is an output transistor to the next stage. RESET is a reset signal line for forcibly resetting the potential of ND1, which is the output node of the preceding circuit, to a predetermined potential. The output node of the
図4に示されるように、シフトレジスタ回路部40を構成するシフトレジスタ回路61とシフトレジスタ回路62とは、トランジスタ及び容量素子は同じものが用いられており、シフトレジスタ回路61においてNT2、NT7がCKVに接続され、NT4がVBP1に接続されているのに対し、シフトレジスタ回路62においてNT12、NT17がXCKVに接続され、NT14がVBP2に接続されているところが相違する。シフトレジスタ回路部40は、この2つのタイプのシフトレジスタ回路61,62を順次直列に必要な段数を接続して全体が構成される。
As shown in FIG. 4, the
図4の第1のタイプのシフトレジスタ回路61は、前段回路63と後段回路65から構成される。そして、前段回路63と、後段回路65は、複数のNチャネルトランジスタと容量素子とを次のように接続されて構成される。
The first type
上記で説明した符号、記号等を用いて説明すると、前段回路63は、CKVに接続され、SRin2に応答するNT2と、NT2とND1との間に接続され、ゲート端子とドレイン端子とが相互に接続されるNT3と、VLに接続されCKVに応答するNT10と、NT10とND1との間に接続され、INに応答するNT1と、NT1とVLとの間に接続される前段容量素子であるC1を有して構成される。
To explain using the above-described symbols, symbols, etc., the
また、後段回路65は、CKVに接続され、INに応答するNT7と、NT7とSRout1との間に接続され、ゲート端子とドレイン端子とが相互に接続されるNT8と、VLとSRout1との間に接続され、ND1の信号に応答するNT6とを有し、さらに、VLに接続され、ND1の信号に応答するNT5と、NT5とVBP1との間に接続され、SRout1の信号に応答するNT4と、NT5とNT4との接続点とSRout1との間に接続された後段容量素子であるC2とを有して構成され、NT5とNT4との接続点からSR1が次段のシフトレジスタ回路62に出力される。
Further, the
このように、前段回路は、同じ導電型を有し、入力信号に応答する少なくとも1つのトランジスタを含む複数のトランジスタを、クロック信号CKVが供給されるクロック信号線と予め設定された所定電位VLを有する所定電位信号線との間に直列に接続してインバータ回路を構成し、前段出力ノードを有する回路である。また、後段回路は、前段回路と同様に同じ導電型を有し、前段出力ノードの信号に応答する少なくとも1つのトランジスタを含む複数のトランジスタを、クロック信号CKVが供給されるクロック信号線と、所定電位VLを有する所定電位信号線との間に直列に接続してインバータ回路を構成し、後段出力ノードを有する回路である。 As described above, the pre-stage circuit has a plurality of transistors including at least one transistor having the same conductivity type and responding to an input signal, a clock signal line to which the clock signal CKV is supplied, and a predetermined potential VL set in advance. An inverter circuit is configured by connecting in series with a predetermined potential signal line having a pre-stage output node. Further, the post-stage circuit has the same conductivity type as the pre-stage circuit, and includes a plurality of transistors including at least one transistor responding to the signal of the pre-stage output node, a clock signal line to which the clock signal CKV is supplied, and a predetermined signal This circuit is connected in series with a predetermined potential signal line having a potential VL to form an inverter circuit, and has a subsequent output node.
次段のシフトレジスタ回路62も前段回路64と後段回路66とを含んで構成される。ここでは、Nチャネルトランジスタの符号が、シフトレジスタ回路61におけるものに+10されたものとして示されている。すなわち第1トランジスタがNT11、第2トランジスタがNT12として示され、例えば、NT18は第8トランジスタである。そして、シフトレジスタ回路61と比較して、第1信号がSR1となること、また上記のように、NT12、NT17がXCKVに接続され、NT14がVBP2に接続されている。ここで、XCKVは、CKVの反転信号であり、VBP2は、VBP1の反転信号であって、VP1よりも位相がCKV及びXCKVの半周期分だけずらされている信号である。
The next-stage
かかるシフトレジスタ回路部40の作用を図5のタイムチャートを用いて説明する。図5においてaのタイミングの前の状態は、CKVがVH1(Hレベルの電位、すなわち高電位)、XCKVがVL(Lレベルの電位、すなわち低電位)、INがVL、SRin2がVLである。また、ND1はC1によって前回に駆動したときのVH1が保持されているとしてVH1である。あるいは、最初の駆動の際には、図4に示されるRESETをVH1として、強制的にND1をVH1にされ、その状態がC1によって保持されていると考えてもよく、いずれにせよND1はVH1である。なお、SRin2には、次段シフトレジスタ回路62の出力信号であってさらに次の段への出力信号であるSR2が用いられる。
The operation of the shift
最初に、シフトレジスタ回路61が以下のように作動する。すなわち、aのタイミングにおいては、CKVがVLの期間にあるときにINから入力信号が入力される。INが入力されると、NT1がオンし、NT7がオンする。また、ND1がVH1であるのでNT5,NT6がオンしている。ここで、CKVがVL、SRin2がVLであるので、前段回路63においてはNT2,NT3がオフであり、後段回路65においては、NT8がオフ、NT4がオフである。したがって、前段回路63、後段回路65のいずれにおいても、直列に接続された複数のトランジスタのオン状態が重なっておらず、貫通電流が流れない。
First, the
また、INがVH1に変化することでNT1がオンとなるが、NT10はオフであり、NT2,NT3もオフであるので、ND1の状態はINがVH1に変化したことでは変化せず、VH1の状態を維持する。すなわち、INがVH1に変化してもND1はVH1のままであるので、VLに接続されるNT6はオンのままで、SRout1はハイインピーダンスとならない。換言すれば、後段回路65の複数のトランジスタのそれぞれのオフ状態が同時に重なることがなく、SRout1がハイインピーダンスとなることがない。
Further, NT1 is turned on when IN changes to VH1, but NT10 is turned off, and NT2 and NT3 are also turned off. Therefore, the state of ND1 does not change when IN changes to VH1, and VH1 Maintain state. That is, even if IN changes to VH1, ND1 remains at VH1, so that NT6 connected to VL remains on and SRout1 does not become high impedance. In other words, the off states of the plurality of transistors in the
bのタイミングにおいては、制御信号であるCKVがVH1に変化する。これによってNT10がオンする。NT1はオンのままであるので、ND1がここでVLに変化する。したがって、NT5,NT6がオフする。しかし、CKVがVH1となるので、オンのままのNT7を介しNT8がオンするので、SRout1はVH1となる。したがって、NT4がオンし、SR1はVBP1のVL(Lレベル電位)に固定される。これによって、C2の両端には、VH1(Hレベル電位)とVL(Lレベル電位)が印加される。 At the timing b, the control signal CKV changes to VH1. This turns on NT10. Since NT1 remains on, ND1 now changes to VL. Therefore, NT5 and NT6 are turned off. However, since CKV becomes VH1, since NT8 is turned on via NT7 that is kept on, SRout1 becomes VH1. Therefore, NT4 is turned on and SR1 is fixed to VL (L level potential) of VBP1. As a result, VH1 (H level potential) and VL (L level potential) are applied to both ends of C2.
なお、bの状態において、前段回路63は、NT1、NT10がオンであるが、NT2,NT3がオフであり、後段回路は、NT7、NT8がオンであるが、NT6がオフであり、またNT4がオンであるがNT5がオフである。したがって、前段回路63、後段回路65のいずれにおいても、直列に接続された複数のトランジスタのオン状態が重なっておらず、貫通電流が流れない。
In the state of b, in the
cのタイミングにおいては、制御信号であるVBP1がVH1(Hレベル電位)に変化する。したがって、C2のもう一方側であるSRout1の電位は、C2を通してVH1+(VH1−VL)の電位に上昇する。つまり、bのタイミングとcのタイミングでブートストラップ信号線の電位がVLからVH1に変化することで、SRout1の電位が上昇し、これにより、NT4のゲート端子にソース端子電位よりも高い電位が印加されることになり、NT4を確実にオンさせることができる。これによって、SR1がVH1に変化する。 At timing c, the control signal VBP1 changes to VH1 (H level potential). Therefore, the potential of SRout1, which is the other side of C2, rises to the potential of VH1 + (VH1-VL) through C2. That is, the potential of SRout1 rises because the potential of the bootstrap signal line changes from VL to VH1 at the timings b and c, and thereby a potential higher than the source terminal potential is applied to the gate terminal of NT4. As a result, NT4 can be reliably turned on. As a result, SR1 changes to VH1.
その後、CKVが次にVLに変化する前に、INがVLに変化する。INは第1信号で、この信号を順次シフトすることになるので、この時点で、シフトされるべき信号の入力が終了する。 Thereafter, IN changes to VL before CKV changes to VL next time. Since IN is the first signal and this signal is sequentially shifted, input of the signal to be shifted is completed at this point.
上記cにおいて、SR1がVH1に変化することで、次段のシフトレジスタ回路62に第1信号としてのSR1がVLからVH1に変化することになる。シフトレジスタ回路62においても、上記のaからcのタイミングで説明したのと同様の作動が行われる。そして、上記cのタイミングでシフトレジスタ回路61の次段への出力信号であるSR1が立ち上がったと同様に、これからXCKVの半周期分だけ遅れて、シフトレジスタ回路62の次段への出力信号であるSR2が立ち上がり、これがシフトレジスタ回路61の第2信号であるSRin2として用いられる。すなわち、SRin2がVLからVH1に立ち上がる。
In c, when SR1 changes to VH1, SR1 as the first signal in the next-stage
その後dのタイミングにおいて、制御信号であるVBP1がVH1からVLに変化する。これによってNT4を通してSR1はVLに変化する。そしてこのときC2を通してSRout1は、cのタイミングで電位上昇した電位分だけ電圧降下する。 Thereafter, at timing d, the control signal VBP1 changes from VH1 to VL. This changes SR1 to VL through NT4. At this time, SRout1 drops through C2 by the amount of the potential increased at the timing c.
eのタイミングでは、制御信号であるCKVがVH1に変化する。ここではNT2,NT3がオンしているので、ND1がVH1に変化する。これによってNT5、NT6がオンするので、SRout1はVLに変化する。 At the timing e, the control signal CKV changes to VH1. Here, since NT2 and NT3 are on, ND1 changes to VH1. As a result, NT5 and NT6 are turned on, so SRout1 changes to VL.
このようにして、aのタイミングで入力されたINの信号が、CKVの半周期ずれたシフト信号として、SRout1が、シフトレジスタ回路61から出力される。同様に、さらにCKVの半周期後に、次のシフト信号として、SRout2が、シフトレジスタ回路62から出力される。シフトレジスタ回路部40において、シフトレジスタ回路61,62を必要な段数接続し、上記のように各トランジスタの作動タイミングを制御し、これを繰り返すことで、INの信号を、順次シフトさせた信号を出力させることができる。
In this way, SRout1 is output from the
なお、図5において、INとSRin2とはオン状態が同時に重ならず、また、INとND1とはオン状態が同時に重なることがないので、シフトレジスタ回路61の前段回路63、後段回路65のいずれにおいても、直列に接続された複数のトランジスタのオン状態が重なっておらず、貫通電流が流れない。シフトレジスタ回路62についても同様である。
In FIG. 5, since IN and SRin2 do not overlap with each other in the ON state, and IN and ND1 do not overlap with each other in the ON state, either of the
以上でシフトレジスタ回路の基本的構成とその作用を説明したので、次に、シフトレジスタ回路部と出力回路部との接続関係について説明する。以下では、図1から図5の符号、記号を用いて説明する。 Having described the basic configuration and operation of the shift register circuit, the connection relationship between the shift register circuit portion and the output circuit portion will be described next. Below, it demonstrates using the code | symbol and symbol of FIGS. 1-5.
図2で説明したように、出力回路部32への入力は、シフトレジスタ回路部40のブートストラップ回路26を介して行われる。図6は、ブートストラップ回路26の後段容量素子51と、出力回路部32の入力側トランジスタ52と、この両者を接続する出力接続配線53の様子が示されている。また、図6においては、出力接続配線53の寄生容量28と、入力側トランジスタ52のゲート容量27が示されている。ここで、出力接続配線53は、図4に関連して説明したSRout1である。このSRout1に3つの容量がぶら下がっていることになるが、ここで、3つの容量について、寄生容量28の容量値をCa、ゲート容量27の容量値をCb、後段容量素子51の容量値をCcとして表すものとする。
As described with reference to FIG. 2, the input to the
図7は、図5に対応して、ブートストラップ信号線(VBP1)の電位、クロック信号線(CKV)の電位、出力接続配線53(SRout1)の電位が示されている。タイミングb,c,d,eはそれぞれ図5で説明したように、CKVがVLからVH1に変化するタイミング、VBP1がVLからVH1に変化するタイミング、VBP1がVH1からVLに変化するタイミング、CKVがVH1からVLに変化するタイミングである。このように、VBP1とCKVは、シフトレジスタ回路部40の入力信号であるので、その高電位はVH1であるが、入力側トランジスタ52は出力回路部32に属するので、その高電位はVH2である。
FIG. 7 shows the potential of the bootstrap signal line (VBP1), the potential of the clock signal line (CKV), and the potential of the output connection wiring 53 (SRout1) corresponding to FIG. The timings b, c, d, e are the timing at which CKV changes from VL to VH1, the timing at which VBP1 changes from VL to VH1, the timing at which VBP1 changes from VH1 to VL, and the CKV, as described in FIG. This is the timing when VH1 changes to VL. Thus, since VBP1 and CKV are input signals of the shift
既に図5で詳細に説明したように、タイミングcにおいてCKVがVLからVH1に変化すると、SRout1の電位は、VLからVH1に立ち上がる。次にタイミングdにおいてVBP1がVLからVH1に変化すると、後段容量素子51の作用によって、SRout1はVH1よりも上昇する。このSRout1の電位が出力回路部の入力側トランジスタ52のゲートに供給されることになる。
As already described in detail with reference to FIG. 5, when CKV changes from VL to VH1 at timing c, the potential of SRout1 rises from VL to VH1. Next, when VBP1 changes from VL to VH1 at timing d, SRout1 rises above VH1 due to the action of the
したがって、タイミングcにおけるSRout1の電位が、入力側トランジスタ52を作動するのに十分な電圧レベルであれば、シフトレジスタ回路システムとしては正常に動作する。すなわち、図7のSRout1でVH2の電位レベルを示してあるが、タイミングcにおいて、SRout1の電位がVH2を十分に上回ることが、シフトレジスタ回路システムが正常動作する条件となり、この条件を満たす範囲であれば、VH1はVH2より低い電圧であってもよい。
Therefore, if the potential of SRout1 at the timing c is a voltage level sufficient to operate the
再び図6に戻り、SRout1の電位関係をみると、SRout1には、3つの容量が関連している。そして、図7で説明したように、タイミングcの段階では、SRout1の電位は、CKVの高電位であるVH1に、後段容量素子51の作用によってVBP1の高電位であるVH1によるかさ上げ分の電位が加算されている。後者の電位は、SRout1の寄生容量28と、入力側トランジスタ52のゲート容量27によって電位分割が行われるので、その大きさは、{Cc/(Ca+Cb+Cc)}となる。入力側トランジスタ52の閾値をVthとすると、SRout1の電位によって入力側トランジスタ52を確実に動作させるには、SRout1の電位が(VH2+Vth)であることが必要である。
Returning to FIG. 6 again, looking at the potential relationship of SRout1, three capacitors are associated with SRout1. Then, as described with reference to FIG. 7, at the stage of timing c, the potential of SRout1 is increased to VH1 which is a high potential of CKV, and the potential of the increase due to VH1 which is the high potential of VBP1 by the action of the
このことから、VH1×[1+{Cc/(Ca+Cb+Cc)}]>VH2+Vthを満たす条件の範囲で、VH1<VH2とできることになる。あるいは、この式を書き換えて、VH2>VH1>{(Ca+Cb+Cc)/(Ca+Cb+2Cc)}×(VH2+Vth)を満たすように、VH1を設定することができる。 From this, it is possible to satisfy VH1 <VH2 in a range of conditions satisfying VH1 × [1+ {Cc / (Ca + Cb + Cc)}]> VH2 + Vth. Alternatively, VH1 can be set to satisfy VH2> VH1> {(Ca + Cb + Cc) / (Ca + Cb + 2Cc)} × (VH2 + Vth) by rewriting this equation.
このように、Vth、Ccの大きさに応じて、出力回路部の電圧範囲である(VH2−VL)よりも、シフトレジスタ回路部の電圧範囲(VH1−VL)を小さくすることができる。その一例が図3で説明したように、VL=−4.5V、VH2=+8.0V、VH1=+5.0Vである。 As described above, the voltage range (VH1−VL) of the shift register circuit portion can be made smaller than the voltage range (VH2−VL) of the output circuit portion in accordance with the magnitudes of Vth and Cc. One example is VL = −4.5V, VH2 = + 8.0V, and VH1 = + 5.0V as described with reference to FIG.
以上で、シフトレジスタ回路において、シフトレジスタ回路部の動作電圧範囲を出力回路部の動作電圧範囲より小さくする構成を説明したので、次に、垂直方向ドライバ回路の全体構成と作用を説明する。 The configuration in which the operating voltage range of the shift register circuit portion is smaller than the operating voltage range of the output circuit portion in the shift register circuit has been described above. Next, the overall configuration and operation of the vertical driver circuit will be described.
図8は、Nチャネルトランジスタで構成されたシフトレジスタ回路部40を含む垂直方向ドライバ回路30を示す回路図である。ここでは、4段のシフトレジスタ回路の部分が示されているが、もちろん必要な段数で構成されたシフトレジスタ回路部40を含む垂直方向ドライバ回路30とできる。
FIG. 8 is a circuit diagram showing a vertical
垂直方向ドライバ回路30は、図4、図5で説明した内容のシフトレジスタ回路部40と、シフトレジスタ回路部40への入力部34と、シフトレジスタ回路部40からの出力回路部32を含んで構成される。
The
ここで、シフトレジスタ回路部40からの出力回路部32は、図1で説明した表示領域14における各走査信号線に接続される。なお、図8では、GateLineとして走査信号線が示されている。また、シフトレジスタ回路部40への入力部34は、図示されていない制御回路部に接続される。制御回路部は、シフトレジスタ回路部40の作動タイミングを制御する機能を有し、例えば、液晶表示装置10の外部制御装置に設けられるほか、場合によっては、液晶表示装置10の内部に設けることもできる。したがって、制御回路部は、シフトレジスタ回路部40と共に、シフトレジスタ回路システムを構成する。
Here, the
なお、図8では、シフトレジスタ回路部40を構成する各トランジスタの符号を100から用いている。すなわち、図8におけるNT101は図4におけるNT1に相当し、図8のNT102は図4のNT2に相当する。以下同様で、例えば、図8のNT110は、図4のNT10に相当する。
In FIG. 8, the reference numerals of the transistors constituting the shift
また、図8におけるVENBは、垂直方向の走査線選択を可能にするイネーブル信号であり、XVENBはVENBの反転信号である。STVは図4のRESETと同じ内容である。CSVは、VH1(Hレベル)のときに、シフト方向である走査方向を順方向、VL(Lレベル)のときにシフト方向である走査方向を逆方向とする機能を有する走査方向切換信号である。 In addition, VENB in FIG. 8 is an enable signal that enables the scanning line selection in the vertical direction, and XVENB is an inverted signal of VENB. STV has the same contents as RESET in FIG. CSV is a scanning direction switching signal having a function of setting the scanning direction, which is the shift direction, to the forward direction when VH1 (H level), and the reverse direction to the scanning direction, which is the shift direction, when VL (L level). .
例えば、図1において、走査線選択信号を紙面の上方向から下に向かって走査させる方向を順方向とすると、走査線選択信号を紙面の下方向から上に向かって走査させる方向が逆方向である。したがって、CSVをVH1に設定すると、シフトレジスタ回路部40は、順方向に順次IN信号をシフトさせて出力し、図1の紙面において上方向から下に向かう方向に走査線を順次選択走査できる。また、走査線の順次選択方向を逆転させたいときは、CSVをVLに設定すればよい。なお、図6におけるXCSVはCSVの反転信号である。
For example, in FIG. 1, assuming that the direction in which the scanning line selection signal is scanned from the top to the bottom of the paper is the forward direction, the direction of scanning the scanning line selection signal from the bottom to the top of the paper is the reverse direction. is there. Therefore, when the CSV is set to VH1, the shift
上記構成の垂直方向ドライバ回路30の動作を図9のタイムチャートを用いて説明する。図9において各信号を示す記号は、図8に示したもので、図9の上方に並べられたCKV,XCKV,VBP1,VBP2,VENB,XVENBは、制御信号である。なお、上記のように、CKV,XCKV,VBP1,VBP2の電圧範囲は、高電位がVH1、低電位がVLであり、VENB,XVENBの電圧範囲は、高電位がVH2、低電位がVLであるが、タイムチャート上では、VH1とVH2の相違を省略してある。
The operation of the
図9においてCKV等の下方に並べられたNDxxx(xxxは3桁の数字)は、各段のシフトレジスタ回路の各ノードの状態信号である。例えば、ND1xxは、第1段のシフトレジスタ回路の各ノードの状態信号で、例えば、ND101は、図8におけるノードND101の状態信号で、図4で説明した前段出力ノードND1の状態信号に相当する。ND102は、図8におけるノードND102の状態信号で、図4の第1信号INに相当する。また、ND103は、第2信号SRin2に相当する。また、ND105が図4におけるSRout1に相当し、これに基づいて、GateLine1の信号が生成される。また、ND104が図4のSR1に相当する。
In FIG. 9, NDxxx (xxx is a three-digit number) arranged below CKV or the like is a state signal of each node of the shift register circuit in each stage. For example, ND1xx is a status signal of each node of the first-stage shift register circuit. For example, ND101 is a status signal of the node ND101 in FIG. 8, and corresponds to the status signal of the previous output node ND1 described in FIG. . ND102 is a state signal of the node ND102 in FIG. 8, and corresponds to the first signal IN in FIG. The
したがって、図4においてSR1が次段のシフトレジスタ回路の入力となると説明したように、図8においては、各段のNDn04(nは段数を示す数字)が、次の段の入力信号NDm02(ここでm=n+1:つまり次段)に対応することが、破線枠と矢印で示されている。また、図4において、第2信号であるSRin2は、次の段の出力信号SR2であると説明したように、図8においては、NDm04がNDn03に対応することが破線枠と矢印で示されている。以下同様である。 Therefore, as described in FIG. 4 that SR1 becomes the input of the shift register circuit of the next stage, in FIG. 8, NDn04 (n is a number indicating the number of stages) of each stage is the input signal NDm02 (here, M = n + 1: that is, the next stage) is indicated by a broken line frame and an arrow. In FIG. 4, SRin2 that is the second signal is output signal SR2 of the next stage, and in FIG. 8, NDm04 corresponds to NDn03 by a broken line frame and an arrow. Yes. The same applies hereinafter.
以下では、シフト方向である走査方向について順方向に代表させて説明する。すなわち、CSVをVH1と設定した場合について説明する。これにより、順方向走査時には、走査方向切換信号CSVがゲートに入力されるNT131,NT231,NT331,NT431等と、NT121,NT221,NT321,NT421等がオン状態に保持される。また、XCSVがゲートに入力されるNT132,NT232,NT332,NT432等と、NT122,NT222,NT322,NT422等がオフ状態に保持される。 Hereinafter, the scanning direction that is the shift direction will be described as being representative of the forward direction. That is, a case where the CSV is set to VH1 will be described. Thus, during forward scanning, NT131, NT231, NT331, NT431, etc., and NT121, NT221, NT321, NT421, etc., to which the scanning direction switching signal CSV is input to the gate, are held in the ON state. Also, NT132, NT232, NT332, NT432, etc., and NT122, NT222, NT322, NT422, etc., in which XCSV is input to the gate, are held in the OFF state.
そして、初期状態では、格段のシフトレジスタ回路の前段出力ノードND101,ND201,ND301,ND401等の電位はVH1とVLとの間の不安定な電位となっている。この状態で、スタート信号であるSTVが入力され、リセットトランジスタNT109,NT209,NT309,NT409等のゲートに入力される。これにより、リセットトランジスタがオンし、リセットトランジスタを介してVH1がノードNDn01(nは段数)に供給され、電位の不安定な状態が解消する。そして、トランジスタNTn05、NTn06を介してノードNDn05,NDn06にVLが供給される。例えば、初段においては、ND105に強制的にVH1が供給されてハイインピーダンス状態が解消し、NT105,NT106がオンし、NT105、NT106を介してノードND105,ND106にVLが供給される。この状態が、リセットされた初期状態で、動作開始前の状態である。
In the initial state, the potentials of the pre-stage output nodes ND101, ND201, ND301, ND401, etc. of the remarkable shift register circuit are unstable potentials between VH1 and VL. In this state, the start signal STV is input and input to the gates of the reset transistors NT109, NT209, NT309, NT409, and the like. As a result, the reset transistor is turned on, and VH1 is supplied to the node NDn01 (n is the number of stages) via the reset transistor, so that the unstable potential state is eliminated. Then, VL is supplied to the nodes NDn05 and NDn06 via the transistors NTn05 and NTn06. For example, in the first stage, VH1 is forcibly supplied to the
次に、入力ノードであるND102に、シフトすべき入力パルスの立上がりとしてVH1の信号が供給される。これにより、NT101,NT107がオンする。このとき制御信号であるクロック信号CKVはVLのため、NT110,NT108はオフしている。そのため、前段出力ノードND101はC101の作用により初期状態のVH1を保持し、出力ノードであるND104,ND105はC102の作用により初期状態のVLを保持する。 Next, the signal VH1 is supplied to the input node ND102 as the rising edge of the input pulse to be shifted. Thereby, NT101 and NT107 are turned on. At this time, the clock signal CKV, which is a control signal, is VL, so that NT110 and NT108 are off. Therefore, the previous-stage output node ND101 holds the initial state VH1 by the action of C101, and the output nodes ND104 and ND105 hold the initial state VL by the action of C102.
次に制御信号であるCKVがVH1に変化すると、NT110,NT108のゲートにVH1が入力されるので、NT110、NT108がオンする。NT101,NT110がオンすることで、NT101,NT110を介し、前段出力ノードND101がVLに変化する。これによってNT105,NT106がオフする。同時に後段出力ノードND105には、NT108を介して制御信号であるCKVのVH1が供給される。また、NT104がオンすることで、次段への出力ノードであるND104には制御信号であるブートストラップ信号VBP1のVLが供給される。このとき、C102の両端には、ND105のVH1、ND104のVLが印加される状態となる。
Next, when CKV which is a control signal changes to VH1, since VH1 is input to the gates of NT110 and NT108, NT110 and NT108 are turned on. When NT101 and NT110 are turned on, the previous output node ND101 changes to VL via NT101 and NT110. As a result, NT105 and NT106 are turned off. At the same time, VH1 of CKV which is a control signal is supplied to the subsequent output node ND105 via NT108. Further, when NT 104 is turned on, VL of the
次に制御信号であるVBP1がVH1に変化すると、NT104を介してND104はVH1へ変化を開始する。この変化にともなって、C102はその両端の電位差を“VH1−VL”のままに保持しようとするため、C102のもう一方側の端子であるND105は、“VH1+VH1−VL”へ変化する(ブートストラップ効果)。このように、NT104のゲートに接続されているND105の電位がVH2よりも十分高い電位に変化する。これによって、NT104はオン状態を継続し、ND104は十分に速い時間でVH1に変化を完了する。
Next, when the control signal VBP1 changes to VH1, the ND 104 starts changing to VH1 via the NT104. Along with this change, C102 tries to keep the potential difference between both ends as “VH1−VL”, so that ND105 which is the other terminal of C102 changes to “VH1 + VH1−VL” (bootstrap). effect). In this way, the potential of
その後、次段への出力ノードであるND104は、NT232を介して、次段のシフトレジスタ回路の入力部であるND202にシフトパルスを転送する。図7では、この様子が破線枠と矢印で示されている。なお、次段のシフトレジスタ回路は、初段のシフトレジスタ回路とは接続が異なるタイプで、制御信号としてはXCKVとVBP2が接続されている。
Thereafter, the ND 104 that is an output node to the next stage transfers a shift pulse to the
次段のシフトレジスタ回路は前段のシフトレジスタ回路と同様に動作し、その後段出力ノードであるND205からシフトパルスが出力される。また、その次段への出力ノードであるND204からは、その次の段、すなわち3段目のシフトレジスタ回路のための入力信号が出力されると共に、その出力信号が初段のシフトレジスタ回路の第2信号として、初段のシフトレジスタ回路のND103に戻されて出力される。図9では、この様子が破線枠と矢印で示されている。
The next-stage shift register circuit operates in the same manner as the previous-stage shift register circuit, and a shift pulse is output from the ND 205 that is the subsequent-stage output node. The ND 204, which is an output node to the next stage, outputs an input signal for the next stage, that is, the third stage shift register circuit, and the output signal is output from the first stage shift register circuit. Two signals are returned to the
ND103に第2信号としてVH1が供給されると、NT102がオンする。このとき制御信号であるCKVはVLであるので、NT103はオフしている。
When VH1 is supplied to the
そして、次に制御信号であるVBP1がVLに変化すると、NT104を介してND104はVL電位に変化する。このときC102の作用によって、ND105は、ブートストラップ効果で電位上昇した分だけ電位降下する。
Then, when the control signal VBP1 changes to VL, the ND 104 changes to the VL potential via the NT104. At this time, due to the action of C102, the potential of the
次に制御信号であるCKVがVH1になると、NT102を介してNT103がオンし、これによって前段出力ノードND101がVH1へ変化する。ND101がVH1へ変化すると、NT105,NT106がオンする。 Next, when the control signal CKV becomes VH1, NT103 is turned on via NT102, whereby the previous output node ND101 changes to VH1. When ND101 changes to VH1, NT105 and NT106 are turned on.
最後にND103がVLに変化し、NT102,NT103がオフする。前段出力ノードND101はC101の作用によってVH1を保持し、これによって初段シフトレジスタ回路は動作前の初期状態に戻る。 Finally, ND103 changes to VL, and NT102 and NT103 are turned off. The pre-stage output node ND101 holds VH1 by the action of C101, whereby the first-stage shift register circuit returns to the initial state before the operation.
これらの動作を初段シフトレジスタ回路、2段目のシフトレジスタ回路、3段目のシフトレジスタ回路、4段目のシフトレジスタ回路と、目的とする段数だけ繰り返すことによって、制御信号であるクロック信号に同期して、信号をシフトしてゆくことができる。なお、図8に示されるように、奇数段のシフトレジスタ回路はそれぞれ同じ構成で、偶数段のシフトレジスタ回路はそれぞれ同じ構成で、奇数段と偶数段では、上記のようにCKVがXCKVとなり、VBP1がVBP2となるところが異なるのみである。 By repeating these operations for the first stage shift register circuit, the second stage shift register circuit, the third stage shift register circuit, the fourth stage shift register circuit, and the target number of stages, the clock signal as the control signal is obtained. The signal can be shifted synchronously. As shown in FIG. 8, the odd-numbered shift register circuits have the same configuration, the even-numbered shift register circuits have the same configuration, and CKV becomes XCKV in the odd-numbered and even-numbered stages as described above. The only difference is that VBP1 becomes VBP2.
そして、各シフトレジスタ回路の後段出力ノードであるNDn05は、図8の出力回路部32におけるNTn41,NTn42のゲートに入力され、制御信号であるVENBと、ノード105,ND105との論理和をとることで、GateLine(n)に出力される。
Then, NDn05, which is a subsequent output node of each shift register circuit, is input to the gates of NTn41 and NTn42 in the
以上がNチャネルトランジスタで構成される垂直方向ドライバ回路30の説明であるが、これをPチャネルトランジスタで構成することもできる。図10は、Pチャネルトランジスタで構成された垂直方向ドライバ回路31の回路図である。図8と同様に、垂直方向ドライバ回路31は、図4、図5で説明した内容のシフトレジスタ回路部41と、シフトレジスタ回路部41への入力部35と、シフトレジスタ回路部41からの出力回路部33を含んで構成される。この垂直方向ドライバ回路31は、図8における構成において、Pチャネルトランジスタの動作に適するように、電位関係を変更した構成であり、その動作は図7に関連して説明した内容と同様であるので、詳細な説明を省略する。
The above is the description of the vertical
また、水平方向のデータ信号線の順次走査に本発明のシフトレジスタ回路システムを採用してよい。この場合、水平方向スイッチ回路18として構成されるシフトレジスタ回路システムは、同じ導電型のトランジスタからなり、入力信号によりシフト信号を出力するシフトレジスタ回路と、前記シフト信号により選択信号を出力する出力回路を備え、前記シフトレジタ回路は、前記入力信号が供給されるトランジスタのゲートバイアスをブートストラップするブートストラップ回路を有する構成とすればよい。
Further, the shift register circuit system of the present invention may be employed for the sequential scanning of the data signal lines in the horizontal direction. In this case, the shift register circuit system configured as the
10 液晶表示装置、12 ガラス基板、14 表示領域、16 ドライバIC、18 水平方向スイッチ回路、20 プレチャージ用のスイッチ回路、22 外部信号、26 ブートストラップ回路、27 ゲート容量、28 寄生容量、30,31 垂直方向ドライバ回路、32,33 出力回路部、34,35 入力部、40,41 シフトレジスタ回路部、51 後段容量素子、52 入力側トランジスタ、53 出力接続配線、61,62 シフトレジスタ回路、63,64 前段回路、65,66 後段回路。
DESCRIPTION OF
Claims (4)
同じ導電型のトランジスタからなり、入力信号によりシフト信号を出力するシフトレジスタ回路と、前記シフト信号により前記選択信号を出力する出力回路を備え、
前記シフトレジタ回路は、前記シフト信号をブートストラップするブートストラップ回路を有することを特徴とするシフトレジスタ回路システム。 A shift register circuit system that is used in a display device that performs desired display in a display area arranged in a matrix by scanning signal lines and data signal lines, and that outputs a selection signal for selecting the scanning signal lines or data signal lines. And
A shift register circuit that is composed of transistors of the same conductivity type and outputs a shift signal according to an input signal, and an output circuit that outputs the selection signal according to the shift signal,
The shift register circuit system, wherein the shift register circuit includes a bootstrap circuit that bootstraps the shift signal.
前記導電型を有し、前記前段出力ノードの信号に応答する少なくとも1つのトランジスタを含む複数のトランジスタを前記クロック信号線と前記所定電位信号線との間に直列に接続してインバータ回路を構成し、後段出力ノードを有する後段回路と、
前記導電型を有し、前記後段出力ノードの信号に応答する後段応答トランジスタと、前記前段出力ノードの信号に応答する前段応答トランジスタとを、ブートストラップ信号線と前記所定電位信号線との間に接続し、前記前段応答トランジスタと前記後段応答トランジスタとの接続点を次段のシフトレジスタ回路への接続端子として、前記後段出力ノードと前記接続点との間に後段容量素子を接続したブートストラップ回路と、
を含むシフトレジスタ回路部と、
前記導電型を有し、前記後段出力ノードから出力回路接続配線を介して接続され前記後段出力ノードの信号に応答する少なくとも1つの入力側トランジスタを含む複数のトランジスタをイネーブル信号線と前記所定電位信号線との間に直列に接続し、出力回路出力ノードから出力信号を出力する出力回路部と、
を備えるシフトレジスタ回路システムであって、
前記シフトレジスタ回路部における前記クロック信号線の信号を含む入力信号の電圧振幅の前記VLに対するもう一方側の電位をVH1とし、前記出力回路部における前記イネーブル信号線の信号を含む入力信号の電圧振幅の前記VLに対するもう一方側の電位をVH2とし、前記出力回路接続配線の寄生容量をCaとし、前記入力側トランジスタのゲート容量をCbとし、前記後段容量素子の容量値をCcとし、前記入力側トランジスタの閾値電圧をVthとして、VH1<VH2かつ、VH1>{(Ca+Cb+Cc)/(Ca+Cb+2Cc)}×(VH2+Vth)の関係を満たすことを特徴とするシフトレジスタ回路システム。 A plurality of transistors having the same conductivity type and including at least one transistor responding to an input signal are connected in series between a clock signal line and a predetermined potential signal line having a predetermined predetermined potential VL. A pre-stage circuit that constitutes a circuit and has a pre-stage output node;
A plurality of transistors having the conductivity type and including at least one transistor responding to a signal at the preceding output node are connected in series between the clock signal line and the predetermined potential signal line to constitute an inverter circuit. A post-stage circuit having a post-stage output node;
A post-stage response transistor having the conductivity type and responding to the signal of the post-stage output node and a pre-stage response transistor responding to the signal of the pre-stage output node are interposed between the bootstrap signal line and the predetermined potential signal line. A bootstrap circuit in which a connection point between the preceding stage response transistor and the subsequent stage response transistor is used as a connection terminal to a next stage shift register circuit, and a subsequent stage capacitive element is connected between the subsequent stage output node and the connection point. When,
A shift register circuit unit including
A plurality of transistors including at least one input side transistor having the conductivity type and connected from the subsequent-stage output node via an output circuit connection wiring and responding to a signal of the subsequent-stage output node include an enable signal line and the predetermined potential signal An output circuit unit that is connected in series with the line and outputs an output signal from the output circuit output node;
A shift register circuit system comprising:
The voltage amplitude of the input signal including the signal of the enable signal line in the output circuit unit is set to VH1 on the other side of the voltage amplitude of the input signal including the signal of the clock signal line in the shift register circuit unit with respect to VL. VH2 is a potential on the other side of the VL, Ca is a parasitic capacitance of the output circuit connection wiring, Cb is a gate capacitance of the input-side transistor, Cc is a capacitance value of the subsequent capacitive element, and A shift register circuit system satisfying a relationship of VH1 <VH2 and VH1> {(Ca + Cb + Cc) / (Ca + Cb + 2Cc)} × (VH2 + Vth) where a threshold voltage of the transistor is Vth.
前記前段回路は、
前記クロック信号線に接続され、第2信号に応答する第2トランジスタと、
前記第2トランジスタと前記前段出力ノードとの間に接続され、ゲート端子とドレイン端子とが相互に接続される第3トランジスタと、
前記所定電位信号線に接続され、前記クロック信号に応答する第10トランジスタと、
前記第10トランジスタと前記前段出力ノードとの間に接続され、前記入力信号である第1信号に応答する第1トランジスタと、
前記前段出力ノードと前記所定電位信号線との間に接続される前段容量素子と、
を有し、
前記後段回路は、
前記クロック信号線に接続され、前記第1信号に応答する第7トランジスタと、
前記第7トランジスタと前記後段出力ノードとの間に接続され、ゲート端子とドレイン端子とが相互に接続される第8トランジスタと、
前記所定電位信号線と前記後段出力ノードとの間に接続され、前記前段出力ノードの信号に応答する第6トランジスタと、
前記所定電位信号線に接続され、前記前段出力ノードの信号に応答する前記前段応答トランジスタである第5トランジスタと、
前記第5トランジスタと、前記ブートストラップ信号線との間に接続され、前記後段出力ノードの信号に応答する前記後段応答トランジスタである第4トランジスタと、
前記第5トランジスタと前記第4トランジスタとの接続点と、前記後段出力ノードとの間に接続された前記後段容量素子と、
を有することを特徴とするシフトレジスタ回路システム。 The shift register circuit system according to claim 2,
The preceding circuit is
A second transistor connected to the clock signal line and responsive to a second signal;
A third transistor connected between the second transistor and the previous output node and having a gate terminal and a drain terminal connected to each other;
A tenth transistor connected to the predetermined potential signal line and responsive to the clock signal;
A first transistor connected between the tenth transistor and the previous output node and responsive to a first signal as the input signal;
A pre-stage capacitive element connected between the pre-stage output node and the predetermined potential signal line;
Have
The latter circuit is
A seventh transistor connected to the clock signal line and responsive to the first signal;
An eighth transistor connected between the seventh transistor and the subsequent output node and having a gate terminal and a drain terminal connected to each other;
A sixth transistor connected between the predetermined potential signal line and the subsequent output node and responding to a signal of the previous output node;
A fifth transistor that is connected to the predetermined potential signal line and that responds to a signal at the preceding output node and is the preceding response transistor;
A fourth transistor that is connected between the fifth transistor and the bootstrap signal line and that is the post-stage response transistor that responds to a signal of the post-stage output node;
The latter-stage capacitive element connected between a connection point between the fifth transistor and the fourth transistor and the latter-stage output node;
A shift register circuit system comprising:
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JP2007212443A JP2009047812A (en) | 2007-08-16 | 2007-08-16 | Shift register circuit system and electrooptic device including shift register circuit system |
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