JP2009033250A - Transmitter - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、送信装置に関し、特に、通信条件等に応じて電力効率及び歪特性を適応的に調整することが可能な送信装置に関する。 The present invention relates to a transmission apparatus, and more particularly to a transmission apparatus capable of adaptively adjusting power efficiency and distortion characteristics according to communication conditions and the like.
無線送信装置において発生する歪は、変調精度の劣化に伴う実効通信速度の低下や近接する周波数帯域を利用する他の無線通信機器への干渉を与えてしまう。そのため、無線通信装置における歪の発生は、周波数利用効率を向上させる上で大きな妨げになる。そこで、無線送信装置には、歪を小さく抑えることができるEER(Envelope Elimination and Restoration)方式の増幅器が利用されることが多い。しかし、EER方式では、トランジスタの電源電圧を調整して出力電圧を可変するため、出力電力(電源電圧)が低い領域において歪が増大することが知られている。 The distortion generated in the wireless transmission device may cause a decrease in effective communication speed due to a deterioration in modulation accuracy and interference with other wireless communication devices that use adjacent frequency bands. For this reason, the occurrence of distortion in the wireless communication apparatus is a major obstacle to improving the frequency utilization efficiency. Therefore, an EER (Envelope Elimination and Restoration) type amplifier that can suppress distortion is often used in a wireless transmission device. However, in the EER method, since the output voltage is varied by adjusting the power supply voltage of the transistor, it is known that distortion increases in a region where the output power (power supply voltage) is low.
また、EER方式の歪特性は、高い出力電力の場合で比較すると線型増幅器よりも良好であるが、出力電力が低下した場合に線型増幅器よりも劣化してしまう。さらに、EER方式は、中程度の出力電力の場合においてLINC(Linear amplification with Non−linear Components)方式やA級増幅器よりも線型性に劣るということが知られている。尚、LINC方式は、位相差を有する2つの信号を合成することによって振幅を再生する方式であるため、各信号を増幅する2つの増幅器間に位相誤差が生じなければ理想的な線型性が得られる点で有利である。 Further, the distortion characteristics of the EER system are better than those of the linear amplifier when compared with the case of high output power, but are deteriorated as compared with the linear amplifier when the output power is reduced. Furthermore, it is known that the EER system is inferior in linearity to a LINC (Linear Amplification with Non-Linear Components) system or a class A amplifier in the case of moderate output power. The LINC method is a method of reproducing amplitude by combining two signals having a phase difference. Therefore, an ideal linearity can be obtained if no phase error occurs between the two amplifiers that amplify each signal. This is advantageous.
上記の問題に対し、例えば、下記の特許文献1には、高周波入出力特性が線型応答を示す領域でEER方式又は近似的なEER方式を適用し、非線形応答を示す領域でA級又はAB級等の線型増幅器を適用する切り替え型の送信回路の構成例が開示されている。同様に、下記の特許文献2には、送信出力が所定の閾値以上の場合にEER方式を適用し、閾値以下の場合に線型増幅器を適用する集積回路の構成例が開示されている。さらに、下記の特許文献3には、利用者の通信目的に応じた評価値を算出して、当該評価値に基づいて送信方式を切り替える受信機の構成例が開示されている。
In response to the above problem, for example, in
しかしながら、適応変調型の無線機やコグニティブ無線機等に対して上記の各方式を適用した場合、要求される性能が動的に変化するため、その無線機に要求される性能と送信機が切り替え選択した性能とが乖離する可能性がある。例えば、適応変調型の無線機の場合、変調多値数が大きくなるにつれて低歪特性が要求されるため、電力効率を優先するように送信方式の切り替え設定がされると、誤り率が増大して実効的な通信速度の大幅な低下を招く等の問題が生じる。逆に、大きな変調多値数の場合を考慮して低歪特性に傾倒した送信方式の切り替え設定がされると、小さな変調多値数を用いて頻繁に送信する場合に電力効率が大幅に低下するという問題がある。 However, when each of the above methods is applied to an adaptive modulation type radio or a cognitive radio, the required performance changes dynamically, so the performance required for the radio and the transmitter are switched. The selected performance may deviate. For example, in the case of an adaptive modulation type radio device, a low distortion characteristic is required as the modulation multi-level number increases. Therefore, if the transmission scheme is set to give priority to power efficiency, the error rate increases. This causes problems such as a significant decrease in effective communication speed. On the other hand, if the transmission scheme is switched to a low distortion characteristic considering the case of a large modulation multilevel number, the power efficiency will be greatly reduced when frequent transmission is performed using a small modulation multilevel number. There is a problem of doing.
また、利用されていない周波数を積極的に利用して周波数利用効率を高めるコグニティブ無線に上記の切り替え方式を適用する例を挙げると、周波数の優先利用権を有する無線機(プライマリ)に対して優先利用権を有しない無線機(セカンダリ)が妨害を与えないように、セカンダリの切り替え設定を低歪性優先の設定にする必要がある。そのため、セカンダリは、自機が送信する周波数に近接する周波数領域を利用するプライマリが存在しない場合にも、過剰に低歪性を重視する設定にするため、電力効率が低下してしまうという問題が生じる。そのため、高電力効率と低歪特性という相反する2つの性能を好適なバランスに制御する技術が求められている。 An example of applying the above switching method to a cognitive radio that actively uses unused frequencies to increase frequency utilization efficiency is given priority over the radio (primary) that has the right to use the frequency. It is necessary to set the secondary switching setting to the low distortion priority setting so that the wireless device (secondary) having no usage right does not interfere. For this reason, even if there is no primary that uses a frequency region close to the frequency transmitted by the own device, the secondary is set to emphasize excessively low distortion, which causes a problem that power efficiency is lowered. Arise. Therefore, there is a demand for a technique for controlling two conflicting performances of high power efficiency and low distortion characteristics in a suitable balance.
そこで、本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、本発明の目的とするところは、変調方式又は通信環境に応じて歪特性と電力効率とのバランスを動的に調整することが可能な、新規かつ改良された送信装置を提供することにある。 Therefore, the present invention has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to dynamically adjust the balance between distortion characteristics and power efficiency in accordance with a modulation scheme or a communication environment. It is an object of the present invention to provide a new and improved transmission device that is possible.
上記課題を解決するために、本発明のある観点によれば、高出力電力の場合に電力効率に優れた第1方式の増幅器として動作し、低出力電力の場合に線形性に優れた第2方式の増幅器として動作し、中出力電力の場合に前記第1方式の特性と前記第2方式の特性とが混在する混在モードで動作する電力増幅部と、前記電力増幅部に対し、自装置に要求される線形性に応じて、前記第1方式の入出力特性と前記第2方式の入出力特性とが切り替わる出力電力の閾値、又は前記混在モードにおける前記第1方式と前記第2方式との混在比率を可変させる中電力特性可変部とを備えることを特徴とする送信装置が提供される。 In order to solve the above-described problem, according to one aspect of the present invention, the second amplifier operates as a first-type amplifier excellent in power efficiency in the case of high output power and excellent in linearity in the case of low output power. A power amplifying unit that operates in a mixed mode in which the characteristics of the first method and the characteristics of the second method coexist in the case of medium output power; A threshold of output power at which the input / output characteristics of the first method and the input / output properties of the second method are switched according to the required linearity, or the first method and the second method in the mixed mode There is provided a transmission device including a medium power characteristic variable unit that varies a mixing ratio.
また、前記中電力特性可変部は、デジタル変調信号の品質尺度であるEVM(Error Vector Magnitude)を前記要求される線形性として参照し、そのEVMの値に応じて前記出力電力の閾値又は前記混合比率を可変するように構成されていてもよい。 The medium power characteristic variable unit refers to EVM (Error Vector Magnitude), which is a quality measure of the digital modulation signal, as the required linearity, and the threshold value of the output power or the mixture according to the value of the EVM. You may be comprised so that a ratio may be varied.
また、前記送信装置は、周辺の無線通信環境の情報を取得する環境情報取得部と、前記環境情報取得部により取得された前記周辺の無線通信環境の情報に基づいて、自装置が送信する信号により発生する付随的な周波数成分によって、当該送信する信号の近接周波数における他の無線装置が利用する周波数領域に干渉を与えるか否かを判断する妨害判断部とをさらに備えていてもよい。そして、前記中電力特性可変部は、自装置が信号送信する際に、その送信信号の周波数に近接する周波数領域への漏洩電力を前記要求される線形性として参照し、その漏洩電力の大きさに応じて前記出力電力の閾値又は前記混合比率を可変するように構成されていてもよい。 In addition, the transmission device includes an environment information acquisition unit that acquires information on a surrounding wireless communication environment, and a signal that the device transmits based on the information on the surrounding wireless communication environment acquired by the environment information acquisition unit. The interference determination unit may further determine whether or not to cause interference in a frequency region used by another wireless device in the proximity frequency of the signal to be transmitted by the accompanying frequency component generated by the above. The medium power characteristic variable unit refers to leakage power to a frequency region close to the frequency of the transmission signal as the required linearity when the device transmits a signal, and the magnitude of the leakage power. The threshold value of the output power or the mixing ratio may be varied according to the above.
また、前記送信装置は、ユーザの通信目的に応じた所定の評価値を設定するための評価値設定部をさらに備えていてもよい。そして、前記中電力特性可変部は、前記所定の評価値に基づいて前記出力電力の閾値又は前記混合比率を可変させるように構成されていてもよい。 The transmission device may further include an evaluation value setting unit for setting a predetermined evaluation value according to the user's communication purpose. The medium power characteristic varying unit may be configured to vary the threshold value of the output power or the mixing ratio based on the predetermined evaluation value.
また、前記電力増幅部は、前記出力電力が低い場合にLINC(Linear amplification with Non−linear Components)方式の増幅器として動作し、前記出力電力が高い場合にEER(Envelope Elimination and Restoration)方式の増幅器として動作するものであってもよい。 The power amplifying unit operates as a LINC (Linear Amplification with Non-Linear Components) amplifier when the output power is low, and as an EER (Envelope Elimination and Restoration) amplifier when the output power is high. It may operate.
また、前記電力増幅部は、前記LINC方式による出力と前記EER方式による出力との積が線型となるように振幅制限するためのデータテーブルを有し、当該データテーブルに基づいて前記EER方式と前記LINC方式とを切り替えるように構成されていてもよい。 The power amplifying unit includes a data table for limiting an amplitude so that a product of the output by the LINC method and the output by the EER method is linear, and based on the data table, the EER method and the You may be comprised so that a LINC system may be switched.
また、前記電力増幅部は、前記出力電力が低い場合に線形増幅器として動作し、前記出力電力が高い場合にEER方式の増幅器として動作するものであってもよい。 The power amplifying unit may operate as a linear amplifier when the output power is low and operate as an EER amplifier when the output power is high.
また、前記電力増幅部は、前記出力電力が低い場合にLINC方式の増幅器として動作し、前記出力電力が高い場合にB級プッシュプル増幅器として動作するものであってもよい。 The power amplifying unit may operate as a LINC amplifier when the output power is low, and operate as a class B push-pull amplifier when the output power is high.
上記の構成により、変調方式や周囲の通信環境に応じて、低歪性を有する送信方式と高電力効率を有する送信方式とを動的に切り替えて送信することが可能になり、周波数利用効率が向上すると共に、マルチモード変調やコグニティブ無線のような要求性能が動的に変化する技術に対しても送信方式の切り替え技術を好適に応用することが可能になる。 With the above configuration, it is possible to dynamically switch between a transmission method having low distortion and a transmission method having high power efficiency according to the modulation method and the surrounding communication environment, and the frequency utilization efficiency is improved. In addition to the improvement, it is possible to suitably apply the transmission scheme switching technique to a technique in which required performance dynamically changes, such as multimode modulation and cognitive radio.
以上説明したように本発明によれば、変調方式又は通信環境に応じて歪特性と電力効率とのバランスを動的に調整することが可能になる。 As described above, according to the present invention, it is possible to dynamically adjust the balance between the distortion characteristic and the power efficiency in accordance with the modulation method or the communication environment.
以下に添付図面を参照しながら、本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。なお、本明細書及び図面において、実質的に同一の機能構成を有する構成要素については、同一の符号を付することにより重複説明を省略する。 Exemplary embodiments of the present invention will be described below in detail with reference to the accompanying drawings. In addition, in this specification and drawing, about the component which has the substantially same function structure, duplication description is abbreviate | omitted by attaching | subjecting the same code | symbol.
[EER方式と線形方式の特性例]
まず、本発明の好適な実施形態について説明するに先立ち、図3及び図4を参照しながら、EER方式の増幅器とA級(又はAB級)増幅器との間の振幅歪特性及び電力効率の違いについて説明する。図3は、EER方式の増幅器及びA級増幅器の振幅歪特性を示す説明図である。図4は、EER方式の増幅器及びA級増幅器の電力付加効率(PAE;Power Added Efficiency)を示す説明図である。尚、図3及び図4に示すグラフは、上記の歪特性及び電力効率を説明するために模式的に示したものであり、数値的な厳密性を有するものではない点に注意されたい。
[Example of characteristics of EER method and linear method]
First, prior to describing a preferred embodiment of the present invention, the difference in amplitude distortion characteristics and power efficiency between an EER type amplifier and a class A (or class AB) amplifier will be described with reference to FIGS. Will be described. FIG. 3 is an explanatory diagram showing amplitude distortion characteristics of an EER type amplifier and a class A amplifier. FIG. 4 is an explanatory diagram showing power added efficiency (PAE) of an EER amplifier and a class A amplifier. It should be noted that the graphs shown in FIGS. 3 and 4 are schematically shown to explain the above distortion characteristics and power efficiency, and do not have numerical strictness.
図3は、横軸を出力電力[dB]、縦軸を入出力電力の振幅比[dB/dB]とし、EER方式の増幅器が示す振幅歪特性を鎖線で、A級増幅器が示す振幅歪特性を実線で示したグラフである。一方、図4は、横軸を出力電力[dB]、縦軸を振幅付加効率[%]とし、EER方式の増幅器が示す電力効率を鎖線で、A級増幅器が示す電力効率を実線で示したグラフである。 In FIG. 3, the horizontal axis represents output power [dB], the vertical axis represents the amplitude ratio [dB / dB] of input / output power, the amplitude distortion characteristic indicated by the EER amplifier is indicated by a chain line, and the amplitude distortion characteristic indicated by the class A amplifier. Is a graph indicated by a solid line. On the other hand, in FIG. 4, the horizontal axis represents output power [dB], the vertical axis represents amplitude added efficiency [%], the power efficiency indicated by the EER amplifier is indicated by a chain line, and the power efficiency indicated by the class A amplifier is indicated by a solid line. It is a graph.
図3を参照すると、A級増幅器は、低出力電力〜中出力電力の領域で非常に良い線型性(入出力電力比がほぼ1.0)を示している。また、EER方式の増幅器は、高出力電力の領域でA級増幅器よりも良い線型性を示している。一方、図4を参照すると、EER方式の増幅器は、出力電力が大きい領域においてA級増幅器に比べて圧倒的に優れた電力効率を示している。図3及び図4から、高電力時には、歪特性と電力効率との両面でEER方式の優位性が分かる。しかし、中電力時には、低歪特性を重視するか、高電力効率を優先するかに応じてEER方式とA級増幅器とを選択する必要があることが分かる。 Referring to FIG. 3, the class A amplifier exhibits a very good linearity (input / output power ratio is approximately 1.0) in the range of low output power to medium output power. In addition, the EER amplifier exhibits better linearity than the class A amplifier in the high output power region. On the other hand, referring to FIG. 4, the EER system amplifier has power efficiency superior to that of the class A amplifier in a region where the output power is large. 3 and 4, the superiority of the EER method can be understood in terms of both distortion characteristics and power efficiency at high power. However, it can be seen that at the time of medium power, it is necessary to select the EER method and the class A amplifier depending on whether low distortion characteristics are emphasized or high power efficiency is prioritized.
以上、EER方式及びA級増幅器の電力効率と歪特性とについて説明した。現状、線形増幅器において相反する関係にある電力効率の向上と歪特性の改善という課題は、送信機における解決すべき非常に重要な課題となっており、その解決手段として、いくつかの方式が提案されている。例えば、送信電力の大きさに応じて相対的に小・中・大電力と分類し、小・中電力の場合と大電力の場合とで増幅器の動作を切り替える方法がある。 The power efficiency and distortion characteristics of the EER method and the class A amplifier have been described above. At present, the issues of improving power efficiency and distortion characteristics, which are in conflict with each other in linear amplifiers, are very important issues to be solved in the transmitter, and several methods have been proposed as a solution. Has been. For example, there is a method of classifying relatively small, medium, and large power according to the magnitude of transmission power, and switching the operation of the amplifier between the small and medium power and the large power.
例えば、Doherty方式の送信機は、送信電力が中小電力の場合に動作する線形増幅器と、大電力の場合に動作するC級増幅器とを有する。この方式を適用すると、送信電力が小中電力の際に高い線形性が得られ、かつ、高電力の際に高い電力効率が確保される。他の例として、送信電力が大電力の場合にEER方式の増幅器として動作する送信機の構成も提案されている。 For example, a Doherty transmitter has a linear amplifier that operates when transmission power is medium and small power and a class C amplifier that operates when transmission power is high. When this method is applied, high linearity is obtained when the transmission power is small and medium power, and high power efficiency is ensured when the power is high. As another example, a configuration of a transmitter that operates as an EER amplifier when the transmission power is high has been proposed.
しかしながら、複数の変調方式を切り替えて利用する適応変調型の送信機等に適用する場合、変調多値数に応じた増幅方式の切り替え制御が必要になる。なぜなら、変調多値数が小さい場合には歪による影響(例えば、実効的な通信速度の低下等)が重要な問題とならないが、変調多値数が大きくなると歪による影響が問題となるからである。 However, when applied to an adaptive modulation type transmitter or the like that switches between a plurality of modulation schemes, it is necessary to control the switching of amplification schemes according to the number of modulation levels. This is because when the modulation multi-level number is small, the influence of distortion (for example, reduction in effective communication speed) is not an important problem, but when the modulation multi-level number is large, the influence of distortion becomes a problem. is there.
そのため、適応変調型の送信機等では電力効率よりも低歪性を優先する必要がある。但し、小さい変調多値数を用いて主に送信する送信機の場合、利用頻度の低い多値変調に合わせて低歪性を優先した設定にすると、過剰な低歪性設定となるため、電力効率が低下してしまう。こうした問題は、送信電力に応じてEER方式とLINC方式(又はA級増幅器)とを単純に切り替えるだけの構成では解決することが難しい。 Therefore, it is necessary to give priority to low distortion over power efficiency in an adaptive modulation type transmitter or the like. However, in the case of a transmitter that mainly transmits using a small number of modulation multi-levels, if low-distortion is prioritized in accordance with low-frequency multi-level modulation, excessive low-distortion setting will result. Efficiency will decrease. Such a problem is difficult to solve with a configuration in which the EER method and the LINC method (or class A amplifier) are simply switched according to the transmission power.
そこで、本件出願人は、変調精度、又は帯域外漏洩電力に基づく要求性能等に応じて、電力効率に優れた増幅器としての機能と、直線性に優れた増幅器としての機能とを適応的に変更することが可能な送信装置の構成を提案する。以下、この送信装置に係る具体的な構成例について説明する。 Therefore, the present applicant adaptively changes the function as an amplifier with excellent power efficiency and the function as an amplifier with excellent linearity according to the required accuracy based on modulation accuracy or out-of-band leakage power. A configuration of a transmitting apparatus capable of performing the above is proposed. Hereinafter, a specific configuration example according to the transmission apparatus will be described.
<第1実施形態>
ここで、本発明の第1実施形態について詳細に説明する。本実施形態は、高出力電力時にEER方式の増幅器として機能し、低出力電力時にLINC方式の増幅器として機能する送信装置100に関し、これらの方式が切り替わる出力電力の閾値を制御する構成に特徴を有する。
<First Embodiment>
Here, the first embodiment of the present invention will be described in detail. The present embodiment relates to a
尚、本実施形態に係る送信装置100は、上記の両方式をシームレスに切り替えることができるため、本稿の中で「切り替える」という表現を用いたとしても、いずれかの方式に完全に切り替える動作を意味しない点に注意されたい。つまり、中電力領域において両方式の特性が混在する混在モードが存在するのである。この点については後述する。
Note that the
[送信装置100の構成]
まず、図1を参照しながら、本実施形態に係る送信装置100の構成について説明する。図1は、本実施形態に係る送信装置100の構成を示す説明図である。
[Configuration of Transmitting Device 100]
First, the configuration of the
図1を参照すると、送信装置100は、主に、変調器102と、ロールオフ・フィルタ104、106と、位相検出器108と、エンベロープ検出器110と、振幅制限器112、114と、電力制御部116と、逆余弦演算器118と、加算器120と、減算器122と、位相変調器124、126と、ディジタル/アナログ変換器128、132、140、144、152と、ローパス・フィルタ130、134、142、146、154と、アップコンバータ136、148と、E級増幅器138、150と、D級増幅器156と、加算器158と、スイッチ160と、アンテナ162と、受信部164と、閾値制御部166とにより構成される。尚、閾値制御部166は、中電力特性可変部の一例である。
Referring to FIG. 1, a transmitting
まず、複素ベースバンド信号S=r(t)ejθ(t)のI(In−phase)成分とQ(Quadrature−phase)成分とが変調器102から出力される。次いで、変調器102から出力された複素ベースバンド信号SのI成分は、ロールオフ・フィルタ104に入力されて帯域制限される。同様に、変調器102から出力された複素ベースバンド信号SのQ成分は、ロールオフ・フィルタ106に入力されて帯域制限される。次いで、ロールオフ・フィルタ104から出力されたI成分は、分岐されて位相検出器108とエンベロープ検出器110とに入力される。同様に、ロールオフ・フィルタ106から出力されたQ成分は、分岐されて位相検出器108とエンベロープ検出器110とに入力される。
First, an I (In-phase) component and a Q (Quadrature-phase) component of the complex baseband signal S = r (t) e jθ (t) are output from the
位相検出器108は、入力されたI成分及びQ成分に基づいて複素ベースバンド信号Sの位相信号θ(t)を抽出する。また、エンベロープ検出器110は、入力されたI成分及びQ成分に基づいて複素ベースバンド信号Sの振幅信号r(t)を抽出する。尚、前記の位相信号θ(t)及び振幅信号r(t)(極座標信号)は、複素ベースバンド信号SのI成分又はQ成分に対してCORDIC(COordinate Rotation DIgital Computer)等による演算処理、tan−1(Q/I)、I成分及びQ成分の2乗和の平方根等を算出する処理によって求められる。
The
位相検出器108から出力された位相信号θ(t)は分岐されて加算器120及び減算器122に入力される。一方、エンベロープ検出器110から出力された振幅信号r(t)は、分岐されて振幅制限器112、114に入力される。振幅制限器112は、入力された振幅信号r(t)を第1のテーブルデータに基づき、電力制御部116による電圧制御を受けて振幅制限する。同様に、振幅制限器114は、入力された振幅信号r(t)を第2のテーブルデータに基づき、電力制御部116による電圧制御を受けて振幅制限する。
The phase signal θ (t) output from the
但し、第1のテーブルデータは、図7(A)の鎖線(Filtered)で示されたデータである。また、第2のテーブルデータは、図7(B)の鎖線(Filtered)で示されたデータである。図7に示すように、本実施形態に係る第1及び第2のテーブルデータは、出力電力の閾値付近でスムージングされている。例えば、テーブルデータのエッジがガウシアンフィルタ等によりスムージングされる。これにより、EER方式とLINC方式とが混在する中間状態を経て両方式がシームレスに切り替えられるため、クリッピングにより発生する歪の帯域が制限される。また、第1のテーブルデータと第2のテーブルデータとの積が出力電力に対して線形になるように設定される。 However, the first table data is data indicated by a chained line (Filtered) in FIG. The second table data is data indicated by a chained line (Filtered) in FIG. As shown in FIG. 7, the first and second table data according to the present embodiment are smoothed in the vicinity of the output power threshold. For example, the edge of the table data is smoothed by a Gaussian filter or the like. As a result, both systems are seamlessly switched through an intermediate state in which the EER system and the LINC system coexist, so that the band of distortion generated by clipping is limited. The product of the first table data and the second table data is set to be linear with respect to the output power.
そして、振幅制限器112は、下式(1)に示すような振幅制限された振幅信号rp(t)を出力する。また、振幅制限器114は、下式(2)に示すような振幅制限された振幅信号re(t)を出力する。但し、Rtは、後述する逆余弦演算器118への入力を制限する値である。また、rp(t)*re(t)=r(t)であるため、エンベロープに対する線形性が保持される。
Then, the
再び図1を参照する。振幅制限器112により出力された振幅信号rp(t)は、逆余弦演算器118に入力される。次いで、逆余弦演算器118により逆余弦演算(cos−1)されて生成された位相差信号は、分岐されて加算器120と減算器122とに入力される。加算器120は、入力された位相信号θ(t)と位相差信号とを加算して加算信号を出力する。出力された加算信号は、位相変調器124に入力される。減算器122は、入力された位相信号θ(t)から位相差信号を減算して減算信号を出力する。そして、出力された減算信号は、位相変調器126に入力される。
Refer to FIG. 1 again. The amplitude signal r p (t) output by the
位相変調器124は、入力された加算信号に対して位相変調を施して位相変調信号(以下、第1位相変調信号)を出力する。第1位相変調信号のI成分は、ディジタル/アナログ変換器128に入力されてアナログ信号に変換される。また、第1位相変調信号のQ成分は、ディジタル/アナログ変換器132に入力されてアナログ信号に変換される。ディジタル/アナログ変換器128、132から出力された信号は、それぞれ、ローパス・フィルタ130、134に入力されて帯域制限される。次いで、ローパス・フィルタ130、134により帯域制限された信号は、アップコンバータ136に入力されてRF周波数に周波数変換される。アップコンバータ136により周波数変換された信号は、E級増幅器138に入力されて電力増幅される。
The
同様に、位相変調器126は、入力された減算信号に対して位相変調を施して位相変調信号(以下、第2位相変調信号)を出力する。第2位相変調信号のI成分は、ディジタル/アナログ変換器140に入力されてアナログ信号に変換される。また、第2位相変調信号のQ成分は、ディジタル/アナログ変換器144に入力されてアナログ信号に変換される。ディジタル/アナログ変換器140、144から出力された信号は、それぞれ、ローパス・フィルタ142、146に入力されて帯域制限される。次いで、ローパス・フィルタ142、146により帯域制限された信号は、アップコンバータ148に入力されてRF周波数に周波数変換される。アップコンバータ148により周波数変換された信号は、E級増幅器150に入力されて電力増幅される。尚、E級増幅器138、150は、スイッチングモードで動作する非線形増幅器の一例である。
Similarly, the
一方で、振幅制限器114により出力された振幅信号re(t)は、ディジタル/アナログ変換器152に入力されてアナログ信号に変換される。次いで、ディジタル/アナログ変換器152から出力された信号は、ローパス・フィルタ154に入力されて帯域制限される。次いで、ローパス・フィルタ154から出力された信号は、E級増幅器138、150に入力されて各機器の電源電圧が制御される。また、E級増幅器138、150により増幅された信号は、加算器158に入力されて加算される。次いで、加算器158から出力された信号は、アンテナ162を介して送信される。
On the other hand, the amplitude signal r e (t) output by the
以上、本実施形態に係る送信装置100の送信機能について説明した。上記の構成を適用すると、データテーブルに基づき、出力電力に応じてEER方式とLINC方式とをシームレスに切り替えて送信することが可能になる。しかし、本実施形態の特徴は、このEER方式とLINC方式とが切り替わるデータテーブル上の閾値又は混在モードにおける混在比率を適応的に可変する構成にある。以下では、EER方式とLINC方式との間の切り替え制御について説明する。
The transmission function of the
(閾値制御に関して)
上記のように、本実施形態に係る送信装置100は、テーブルデータに基づいて振幅信号r(t)に振幅制限を施すことによりEER方式とLINC方式とを切り替える。そのため、送信装置100は、このテーブルデータを書き換えることにより、EER方式とLINC方式とが切り替わる閾値の位置を制御する。以下では、中電力時にLINC方式の増幅器として動作するようなテーブルデータの設定を歪優先の設定と呼び、中電力時にEER方式の増幅器として動作するようなテーブルデータの設定を効率優先の設定と呼ぶことにする。
(Regarding threshold control)
As described above, the
図1に示すように、閾値制御部166は、振幅制限器112、114に対してテーブルデータ(又は閾値制御用信号)を入力して閾値を制御する。例えば、閾値制御部166は、送信信号の変調方式等に応じて閾値を制御することができる。この場合、送信装置100は、閾値制御部166が変調方式に関する設定情報を取得できるように構成される。より具体的に述べると、閾値制御部166は、大きい変調多値数(例えば、64QAM)を利用するために良好なEVMが要求される場合、中電力時にLINC方式を用いる歪優先のテーブル設定をする。逆に、閾値制御部166は、小さい変調多値数(例えば、π/4PSK)を利用するためにEVMに対する要求が低い場合、中電力時にEER方式を用いる効率優先のテーブル設定をする。
As shown in FIG. 1, the
また、送信装置100は、自装置が送信する信号の周波数に近接する周波数領域の利用状況に応じて閾値制御することもできる。その場合、受信部164は、送信周波数付近の周波数をスイープして周波数毎に受信信号レベルを測定する。閾値制御部166は、受信部164から測定結果を受け、受信信号レベルが所定値以上の場合に近接周波数が利用されていると判断する。閾値制御部166は、近接周波数が利用されていると判断すると、歪優先のテーブルデータを生成して振幅制限器112、114を制御し、近接周波数に対する漏洩電力の発生を抑制する。逆に、閾値制御部166は、受信信号レベルが所定値未満の場合、近接周波数が利用されていないと判断する。そして、閾値制御部166は、効率優先のテーブルデータを生成して振幅制限器112、114を制御する。
Further, the
また、送信装置100は、他の方法を用いて自装置の送信周波数に近接する周波数領域の使用状況を判断することも可能である。その場合であっても、閾値制御部166は、近接周波数の使用状況に応じて、歪優先のテーブル設定、又は効率優先のテーブル設定をすることができる。また、閾値制御部166は、使用中のテーブルデータに対して書き換え処理を実行する場合、データの不連続性や書き換え時のデータ不確定等の発生を避けるため、シャドーテーブルを利用することが可能である。例えば、閾値制御部166は、受信信号レベルが所定値を超えた時点でシャドーテーブルに適切なテーブルデータを書き込んでおき、送信処理が完了した時点等の適切なタイミングでシャドーテーブルのデータと古いテーブルデータとを切り替えてもよい。
Moreover, the
(変形例1)
本実施形態の第1変形例として、閾値制御部166は、上記の特開2005−167475のように、ユーザの嗜好に応じて閾値の設定変更をすることも可能である。例えば、ユーザが電池寿命よりも送信時間の短縮を要望する場合、閾値制御部166は、中電力時の選択基準をEER方式よりもLINC方式(又はA級増幅器)により動作させるようにテーブル設定をする。この設定により、線形性が向上することでデータのスループットが向上して通信時間が短縮される。逆に、ユーザが電池寿命の向上を要望する場合、中電力時の選択基準をLINC方式(又はA級増幅器)として動作させるようにテーブル設定する。このように、本実施形態に係る送信装置100は、ユーザ要求プロファイルに基づいて閾値制御するように構成されていてもよい。
(Modification 1)
As a first modification of the present embodiment, the
(変形例2)
さらに、本実施形態の第2変形例として、送信装置100は、上記の閾値制御部166に代えて、中電力時のEER方式/LINC方式の混在比率を可変させる混在比率制御部170を備えていてもよい。この混在比率制御部170は、中電力特性可変部の一例である。本変形例に係る混在比率制御部170は、EER方式とLINC方式との混在比率を制御することにより、低歪特性を優先するか、或いは、高い電力効率を優先するかを制御することができる。
(Modification 2)
Furthermore, as a second modification of the present embodiment, the
ここで、図8を参照しながら、閾値制御部166による中電力特性の制御方法と、混在比率制御部170による中電力特性の制御方法との違いについて説明する。
Here, the difference between the control method of the medium power characteristic by the
図8(A)は、閾値制御部166による中電力特性の制御方法を示す説明図であり、閾値のみを変化させた場合のテーブルデータの変化を示している。図8(B)は、混在比率制御部170による中電力特性の制御方法を示す説明図であり、閾値を固定して混在比率を変化させた場合のテーブルデータの変化を示している。尚、図8は、いずれも、振幅制限器112に適用される図7(A)のテーブルデータに対応する。
FIG. 8A is an explanatory diagram showing a control method of the medium power characteristic by the
図8(A)に示すように、閾値制御部166は、閾値を高出力電力側(a4→a1)、或いは、閾値を低出力電力側(a1→a4)にシフトさせることができる。図8(A)を参照すると、高出力電力側に閾値をシフトした場合、LINC方式の特性が強く現れるため、中電力時の出力特性が線形になることが分かる。また、低出力電力側に閾値をシフトした場合、EER方式の特性が強く現れるため、中電力時に飽和状態に近い出力特性が得られる。
As shown in FIG. 8A, the
一方、図8(B)に示すように、混在比率制御部170は、EER方式とLINC方式との混在比率を可変制御するためにテーブルデータを変更する。高出力電力時に飽和するカーブb4は、EER方式がほぼ100%の状態を示している。また、線形に増加するカーブb1は、LINC方式がほぼ100%の状態を示している。図8(B)中に矢印で示したように、混在比率制御部170は、テーブルデータをb1〜b4の間で可変制御することにより、EER方式とLINC方式との混在比率を調整することができる。 On the other hand, as shown in FIG. 8B, the mixture ratio control unit 170 changes the table data in order to variably control the mixture ratio between the EER method and the LINC method. Curve b 4 to saturate at high output power, EER method is showed almost 100% state. Further, a linearly increasing curve b 1 indicates a state in which the LINC method is almost 100%. As indicated by the arrows in FIG. 8B, the mixture ratio control unit 170 adjusts the mixture ratio between the EER method and the LINC method by variably controlling the table data between b 1 and b 4. be able to.
尚、図8(B)は、閾値を固定して混在比率を可変制御する場合を示したものであるが、閾値と混在比率とを共に変更することも可能である。また、低出力電力時にLINC方式で動作し、高出力電力時にB級プッシュプル増幅器として動作するように変形した構成に対しても、上記の閾値制御部166及び混在比率制御部170を適用可能である。
FIG. 8B shows a case where the mixture ratio is variably controlled with the threshold value fixed, but it is also possible to change both the threshold value and the mixture ratio. Further, the
以上、本実施形態に係る送信装置100の構成について説明した。上記の構成を適用すると、変調歪(通信速度)と消費電力とのバランスが適応的に良好な状態に調整される。また、与干渉(周波数利用効率)と消費電力とのバランスが適応的に良好な状態に調整される。さらに、ユーザの利用状況に応じてスループット(通信時間)と消費電力とのバランスが適応的に良好な状態に調整される。
The configuration of the
[具体的な閾値制御方法]
ここで、図5及び図6を参照しながら、送信装置100による具体的な閾値制御方法について簡単に纏める。図5は、与干渉及び消費電力に基づく電力効率及び歪特性の調整方法を示す説明図である。図6は、変調歪及び消費電力に基づく電力効率及び歪特性の調整方法を示す説明図である。
[Specific threshold control method]
Here, a specific threshold control method by the
本実施形態に係る送信装置100は、自装置の送信周波数に近接する周波数領域を使用する他の無線装置が存在しない場合、図5(A)に示すように、閾値を低出力電力側にシフトし(Th1)、中電力領域でEER方式を優先的に利用する設定にする。逆に、送信装置100は、自装置の送信信号に付随して発生する周波数成分によって当該送信信号の周波数に近接する周波数領域を使用する他の無線装置に干渉を与える場合、図5(B)に示すように、閾値を高出力電力側にシフトし(Th2)、中電力領域でLINC方式を優先的に利用する設定にする。
When there is no other wireless device using a frequency region close to the transmission frequency of the
また、本実施形態に係る送信装置100は、QPSKのように低歪性を要求しない変調方式を利用する場合、図6(A)に示すように、低出力電力側に閾値をシフトし(Th1)、中電力領域でEER方式を利用する設定にする。一方、送信装置100は、低歪性を要求する64QAMのような変調方式を利用する場合、図6(B)に示すように、高出力電力側に閾値をシフトし(Th2)、中電力領域でLINC方式を利用する設定にする。また、EER方式とLINC方式との切り替えに伴うノイズの影響を受けにくい構成の場合には、LINC方式とEER方式との切り替えを急峻に行うように設定することも可能である。例えば、図6(B)よりも図6(A)の方が閾値付近の傾きが緩やかに記載されているのは、方式切り替えの急峻さの違いを表現したものである。
Also, when using a modulation scheme that does not require low distortion such as QPSK, the
以上、本実施形態に係る閾値制御方法について具体的に説明した。上記の方法を適用することにより、周辺の通信環境や変調方式等に応じて、低歪性を優先するか、或いは、高電力効率を優先するかを動的に選択することが可能になるため、マルチモード変調やコグニティブ無線といった要求基準が動的に変動する方式に対しても、EER方式とLINC方式とを好適に切り替えて制御できるようになる。尚、送信装置100は、LINC方式とEER方式とを中電力領域で完全に切り替えるのではなく、混合した状態で動作している点に注意が必要である。従って、送信装置100は、EER方式のウェイトとLINC方式のウェイトとを適応的に切り替えているのである。
The threshold control method according to the present embodiment has been specifically described above. By applying the above method, it is possible to dynamically select whether to give priority to low distortion or high power efficiency according to the surrounding communication environment and modulation method. In addition, it is possible to control by appropriately switching between the EER method and the LINC method even for a method in which the required standards such as multi-mode modulation and cognitive radio dynamically change. It should be noted that the
<第2実施形態>
次に、図2を参照しながら、本発明の第2実施形態に係る送信装置200の構成について説明する。図2は、本実施形態に係る送信装置200の構成を示す説明図である。本実施形態は、閾値制御をAGC(Automatic Gain Control)の制御により行う点に特徴を有する。
Second Embodiment
Next, the configuration of the transmission apparatus 200 according to the second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 2 is an explanatory diagram illustrating a configuration of the transmission device 200 according to the present embodiment. The present embodiment is characterized in that threshold control is performed by control of AGC (Automatic Gain Control).
図2に示すように、送信装置200は、主に、変調器202と、ロールオフ・フィルタ204、206と、Rθ変換部208と、ディジタル/アナログ変換器210、216、226と、ローパス・フィルタ212、218、228と、アップコンバータ214と、可変利得増幅器220(VGA;Variable Gain Amplifier)と、AGC制御電圧変更部222と、増幅器224と、D級増幅器230と、スイッチ232と、アンテナ234と、受信部164と、閾値制御部238とにより構成される。
As shown in FIG. 2, the transmission apparatus 200 mainly includes a
まず、変調器202から出力された複素ベースバンド信号S=r(t)ejθ(t)のI成分とQ成分とが、それぞれ、ロールオフ・フィルタ204、206に入力される。次いで、ロールオフ・フィルタ204、206により帯域制限された複素ベースバンド信号SのI成分及びQ成分はRθ変換部208に入力される。Rθ変換部208は、後述するAGC制御電圧変更部222から入力されるAGC制御信号に応じて線形方式(A級増幅器)又はEER方式の切り替え制御をする。Rθ変換部208は、線形方式を選択した場合、入力された複素ベースバンド信号SのI成分及びQ成分をそのまま出力する。一方、Rθ変換部208は、EER方式を選択した場合、入力された複素ベースバンド信号Sを振幅信号と位相信号とに分離して出力する。
First, the I component and the Q component of the complex baseband signal S = r (t) e jθ (t) output from the
Rθ変換部208から出力された信号は、ディジタル/アナログ変換器210、216に入力されてアナログ信号に変換される。次いで、ディジタル/アナログ変換器210、216から出力された信号は、ローパス・フィルタ212、218に入力されて帯域制限される。次いで、ローパス・フィルタ212、218により帯域制限された信号は、アップコンバータ214に入力されてRF周波数に周波数変換される。次いで、アップコンバータ214から出力された信号は可変利得増幅器220に入力される。可変利得増幅器220は、後述するAGC制御電圧変更部222から入力されたAGC制御信号に基づいて利得が制御される。また、可変利得増幅器220から出力された信号は増幅器224に入力されて電力増幅された後、アンテナ234を介して送信される。
The signal output from the
また、Rθ変換部208から出力された信号は、ディジタル/アナログ変換器226に入力されてアナログ信号に変換される。次いで、ディジタル/アナログ変換器226から出力された信号は、ローパス・フィルタ228に入力されて帯域制限される。次いで、ローパス・フィルタ228から出力された信号は、D級増幅器230に入力されて電力増幅される。次いで、D級増幅器230から出力された信号は増幅器224に入力される。
The signal output from the
上記のように、送信装置200は、AGC制御電圧変更部222から出力されたAGC制御信号に応じて線形方式とEER方式とを切り替えることができる。また、AGC制御電圧変更部222は、閾値制御部238により出力されたテーブルデータに基づいてAGC制御信号を出力する。例えば、歪優先のテーブル設定がされると、AGC制御電圧変更部222は、中電力時にA級増幅器として動作するように可変利得増幅器220の利得を低下させるためのAGC制御信号を出力する。逆に、効率優先のテーブル設定がされると、AGC制御電圧変更部222は、中電力時にEER方式として動作するように可変利得増幅器220の利得を増加させるためのAGC制御信号を出力する。尚、閾値制御部238の機能は、テーブルデータの出力先がAGC制御電圧変更部222である点を除いて、上記の第1実施形態に係る閾値制御部166の機能と実質的に同一である。
As described above, the transmission apparatus 200 can switch between the linear method and the EER method according to the AGC control signal output from the AGC control
以上、本発明の第2実施形態に係る送信装置200の構成について説明した。上記のように、送信装置200は、AGC制御により、EER方式の動作とA級増幅器の動作とが切り替わる閾値又は混在モードにおける混在比率を周辺の通信状況や変調方式等に応じて適応的に制御することができる。尚、本実施形態のように、AGC制御により送信方式を切り替えることが可能な送信装置であれば、本実施形態の構成を適用することができる。 The configuration of the transmission device 200 according to the second embodiment of the present invention has been described above. As described above, the transmission apparatus 200 adaptively controls the threshold at which the operation of the EER method and the operation of the class A amplifier are switched or the mixture ratio in the mixed mode by AGC control according to the surrounding communication state, the modulation method, and the like. can do. Note that the configuration of the present embodiment can be applied to any transmission apparatus that can switch the transmission method by AGC control as in the present embodiment.
以上、添付図面を参照しながら本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明は係る例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本発明の技術的範囲に属するものと了解される。 As mentioned above, although preferred embodiment of this invention was described referring an accompanying drawing, it cannot be overemphasized that this invention is not limited to the example which concerns. It will be apparent to those skilled in the art that various changes and modifications can be made within the scope of the claims, and these are naturally within the technical scope of the present invention. Understood.
例えば、上記の実施形態において、A級増幅器を例に説明した部分があるが、AB級増幅器を適用することも可能である。この変形により、若干歪が増加するものの、A級増幅器を適用する場合よりも電力効率が向上する。 For example, in the above embodiment, the class A amplifier has been described as an example, but a class AB amplifier can also be applied. Although this distortion slightly increases the distortion, the power efficiency is improved as compared with the case where the class A amplifier is applied.
100 送信装置
102 変調器
104、106 ロールオフ・フィルタ
108 位相検出器
110 エンベロープ検出器
112、114 振幅制限器
116 電力制御部
118 逆余弦演算器
120、158 加算器
122 減算器
124、126 位相変調器
128、132、140、144、152 ディジタル/アナログ変換器
130、134、142、146、154 ローパス・フィルタ
136、148 アップコンバータ
138、150 E級増幅器
156 D級増幅器
160 スイッチ
162 アンテナ
164 受信部
166 閾値制御部
170 混在比率制御部
200 送信装置
202 変調器
204、206 ロールオフ・フィルタ
208 Rθ変換部
210、216、226 ディジタル/アナログ変換器
212、218、228 ローパス・フィルタ
214 アップコンバータ
220 可変利得増幅器
222 AGC制御電圧変更部
224 増幅器
230 D級増幅器
232 スイッチ
234 アンテナ
238 閾値制御部
DESCRIPTION OF
Claims (8)
前記電力増幅部に対し、自装置に要求される線形性に応じて、前記第1方式の入出力特性と前記第2方式の入出力特性とが切り替わる出力電力の閾値又は前記混在モードにおける前記第1方式と前記第2方式との混在比率を可変させる中電力特性可変部と、
を備えることを特徴とする、送信装置。 It operates as a first method amplifier excellent in power efficiency when high output power is used, operates as a second method amplifier excellent in linearity when it is low output power, and operates as the first method when medium output power is used. And a power amplifying unit that operates in a mixed mode in which the characteristics of the second method are mixed,
The power amplifying unit is configured to output a threshold of output power at which the input / output characteristics of the first scheme and the input / output characteristics of the second scheme are switched according to the linearity required for the device, or the first in the mixed mode. A medium power characteristic variable unit that varies a mixing ratio of the first method and the second method;
A transmission device comprising:
前記環境情報取得部により取得された前記周辺の無線通信環境の情報に基づいて、自装置が送信する信号により発生する付随的な周波数成分によって、当該送信する信号の近接周波数における他の無線装置が利用する周波数領域に干渉を与えるか否かを判断する妨害判断部と、
をさらに備え、
前記中電力特性可変部は、自装置が信号送信する際に、その送信信号の周波数に近接する周波数領域への漏洩電力を前記要求される線形性として参照し、その漏洩電力の大きさに応じて前記出力電力の閾値又は前記混合比率を可変させることを特徴とする、請求項1に記載の送信装置。 An environment information acquisition unit that acquires information on the surrounding wireless communication environment;
Based on the information on the surrounding wireless communication environment acquired by the environment information acquisition unit, other wireless devices in the close frequency of the signal to be transmitted are generated by an accompanying frequency component generated by the signal transmitted by the device. An interference determination unit that determines whether to interfere with the frequency domain to be used;
Further comprising
The medium power characteristic variable unit refers to leakage power to a frequency region close to the frequency of the transmission signal as the required linearity when the device transmits a signal, and depends on the magnitude of the leakage power. The transmission apparatus according to claim 1, wherein a threshold value of the output power or the mixing ratio is varied.
前記中電力特性可変部は、前記所定の評価値に基づいて前記出力電力の閾値又は前記混合比率を可変させることを特徴とする、請求項1に記載の送信装置。 An evaluation value setting unit for setting a predetermined evaluation value according to the user's communication purpose;
The transmission apparatus according to claim 1, wherein the medium power characteristic variable unit varies the threshold value of the output power or the mixing ratio based on the predetermined evaluation value.
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