JP2008509621A

JP2008509621A - Method and apparatus for spatial channel coding / decoding in multi-channel parallel transmission

Info

Publication number: JP2008509621A
Application number: JP2007525409A
Authority: JP
Inventors: ウ，ガン; リ，ユエホン
Original assignee: Koninklijke Philips NV; Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 2004-08-09
Filing date: 2005-08-02
Publication date: 2008-03-27
Also published as: EP1779573A1; KR20070050436A; CN1993918A; CN1735079A; WO2006016320A1; TW200607273A

Abstract

空間チャネルコーディング方法は、所定の通信レートに従ってエンコードされるシリアルデータのグループを入力し、所定の通信モードに従って関連のコーディング基準を用いてこのデータのグループでチャネルコーディングを実行し、並列符号化信号の複数のチャネルを出力し、符号化信号の各チャネルの間に関連の冗長情報が存在し、それに従って複数の送信アンテナを介してこの符号化信号のチャネルを送信することを有する。この方法は、全体としてチャネルコーディング及び空間コーディングを行うことによりコーディングを実行するため、受信機に唯一の受信アンテナしか存在しない場合であっても、受信信号は、この並列信号の複数のチャネルの間での関連の冗長情報に従ってデコード可能であり、これにより、システムのデータ伝送レートを改善することが可能になる。 The spatial channel coding method inputs a group of serial data encoded according to a predetermined communication rate, performs channel coding on this group of data using an associated coding standard according to a predetermined communication mode, Output multiple channels and have associated redundant information between each channel of the encoded signal and transmit the channel of this encoded signal via multiple transmit antennas accordingly. Since this method performs coding by performing channel coding and spatial coding as a whole, even if there is only one receiving antenna in the receiver, the received signal is between multiple channels of this parallel signal. Can be decoded in accordance with the relevant redundant information in order to improve the data transmission rate of the system.

Description

本発明は、概して無線通信システムでマルチチャネル並列データ伝送を実施する方法及び装置に関し、特に空間チャネルエンコーディング及びデコーディング方法を使用することにより並列でマルチチャネル伝送を実施する方法及び装置に関する。 The present invention relates generally to a method and apparatus for performing multi-channel parallel data transmission in a wireless communication system, and more particularly to a method and apparatus for performing multi-channel transmission in parallel by using spatial channel encoding and decoding methods.

移動通信の普及の高まりで、純粋な音声通信は、様々な種類の情報を取得する人々の欲求をもはや満たすことができない。一方で、移動データ通信サービスは、SOHOや娯楽等のような便利でリッチなコンテンツを提供することを介して、有望な将来を描いている。高速データ伝送をサポートするHPDS（High-speed Packet Data Service）（特に基地局からUE（User Equipment）へのダウンリンクでの高速データサービス）は、将来の無線通信システムの主な目的になっている。 With the increasing popularity of mobile communications, pure voice communications can no longer satisfy the desire of people to obtain various types of information. On the other hand, mobile data communication services have a promising future through providing convenient and rich contents such as SOHO and entertainment. High-speed packet data service (HPDS) that supports high-speed data transmission (especially high-speed data service in the downlink from the base station to the user equipment (UE)) will be the main purpose of future wireless communication systems .

データサービスの伝送レートは、従来の単一アンテナの無線通信システムでは、周波数帯域、タイムスロット又は拡散コードを多重することにより改善される。例えば、マルチキャリアシステムでは、システムは各ユーザに複数の周波数帯域を割り当て、多重後に異なる帯域で信号を送信する。TDMAシステムでは、システムは異なるタイムスロットに異なるユーザ情報を割り当て、多重後に信号を送信することができる。更に、CDMAシステムで同じタイムスロットで信号を送信するために、複数のコードが使用され得る。図１は、3GPP UMTS FDD単一アンテナシステムの従来の送信機及び受信機の構成を示している。図１に示すように、畳み込み／ターボエンコード（すなわちチャネルコーディング）、インターリーブ、シンボルマッピングの後に、送信されるデータはOVSF（Orthogonal Variable Spreading Factor）及び続いてスクランブルコードにより多重され、拡散及びスクランブリングされたユーザ信号を得る。このように、複数の拡散されたユーザ信号はコード分割により同じ帯域に多重され、パルス整形及びRF変調を通じてRF信号を形成し得る。受信機では、RF処理、RRC（Root Raised Cosine）フィルタリング及びオーバーサンプリングの後に、アンテナを介して受信されたRF信号は、複数の並列伝送チャネルの特性を推定するために、チャネル推定ユニットに供給される。次に、逆拡散及び検出ユニットが、まず、逆拡散後にチャネルパラメータを推定し、次に、推定結果を使用して受信信号を検出する。その後に、検出シンボル信号がシンボル逆マッピング、逆インターリーブ及び畳み込み／ターボデコーディングを通じて処理され、所望のビット信号を最終的に得る。図１に示す送信機及び受信機の構成では、複数のデータストリームはコード分割により同じ帯域に多重され、これにより、データ伝送レートが改善され得る。 The transmission rate of data services is improved by multiplexing frequency bands, time slots or spreading codes in conventional single antenna wireless communication systems. For example, in a multi-carrier system, the system allocates a plurality of frequency bands to each user, and transmits signals in different bands after multiplexing. In a TDMA system, the system can assign different user information to different time slots and transmit signals after multiplexing. In addition, multiple codes can be used to transmit signals in the same time slot in a CDMA system. FIG. 1 shows a conventional transmitter and receiver configuration of a 3GPP UMTS FDD single antenna system. As shown in FIG. 1, after convolution / turbo encoding (ie channel coding), interleaving, and symbol mapping, the transmitted data is multiplexed, spread and scrambled with an OVSF (Orthogonal Variable Spreading Factor) followed by a scrambling code. Get a user signal. In this way, a plurality of spread user signals can be multiplexed into the same band by code division and form an RF signal through pulse shaping and RF modulation. At the receiver, after RF processing, RRC (Root Raised Cosine) filtering and oversampling, the RF signal received via the antenna is fed to the channel estimation unit to estimate the characteristics of multiple parallel transmission channels. The Next, the despreading and detection unit first estimates the channel parameters after despreading, and then detects the received signal using the estimation result. Thereafter, the detected symbol signal is processed through symbol de-mapping, de-interleaving and convolution / turbo decoding to finally obtain the desired bit signal. In the configuration of the transmitter and the receiver shown in FIG. 1, a plurality of data streams are multiplexed into the same band by code division, and thereby the data transmission rate can be improved.

しかし、無線通信からの更なる成長及び要求の厳しい要件に比べて、現在では周波数帯域に関して利用可能な無線リソース、タイムスロット及び拡散コードは依然として非常に限られている。データ伝送レートが更に改善を必要とする場合、空間リソースを十分に利用する手法がある。最近提案されているMIMO（Multiple Input Multiple Output）では、複数の送信及び受信アンテナが使用され、空間ドメインで複数の並列無線チャネルを構成し、これにより、空間リソースを十分に利用することを通じてシステムのデータ伝送レートを改善する。現在のMIMO技術では、BLAST（Bell Labs Layered Space-Time）が、かなりデータ伝送レートを改善する典型的なものである。 However, compared to the further growth and demanding requirements from wireless communications, currently available radio resources, time slots and spreading codes for frequency bands are still very limited. When the data transmission rate needs further improvement, there is a method of fully utilizing the space resources. Recently proposed Multiple Input Multiple Output (MIMO) uses multiple transmit and receive antennas to configure multiple parallel radio channels in the spatial domain, thereby making full use of the spatial resources to Improve data transmission rate. With current MIMO technology, BLAST (Bell Labs Layered Space-Time) is a typical improvement in data transmission rates.

BLASTは様々な構成を有しており、このうち、全くチャネルコーディングのないBLAST構成が、空間チャネルを完全に利用してデータ伝送レートを最大化することができる。この理由は、送信される信号に冗長な情報が存在しないからである。しかし、不都合なことに、この構成での伝送品質は非常に悪い。伝送品質を改善するために、図２に示すように、図１に示す畳み込み／ターボエンコーダと同じ役目を果たすチャネルコーディングユニット（すなわち畳み込み／ターボエンコーダ）がBLAST構成と共に3GPP UMTS FDDシステムに追加される。図１と比べて、図２に示すBLAST送信機を参照すると、送信される単一チャネルのデータが、畳み込み／ターボエンコーダ、インターリーバ及びシンボルマッピングユニットの後に、BLASTユニット310に供給される。BLASTユニット310では、送信される単一チャネルのデータは、複数の独立のサブデータストリームに分割される。次に、サブデータストリームは、拡散及びスクランブリングされ、それぞれ他のユーザ信号と追加され、マルチチャネル並列信号を得る。パルス整形及びRF変調の後に、これらの並列信号は、複数の送信アンテナを介して、受信機に送信される。受信機側では、受信機は、複数の受信アンテナで複数の無線チャネルを通じて伝搬された信号を受信し、RF処理、RRCフィルタリング及びオーバーサンプリングを実行する。次に、チャネル推定ユニットは、各チャネルの特性を推定し、その後、逆拡散及び検出ユニットは、チャネル推定結果を使用して、受信した逆拡散信号を処理する。次に、BLAST検出ユニット410は、マルチチャネル処理された信号でV-BLAST検出を実行し、各アンテナからの送信データを復元し、これらを単一チャネルのシリアルデータに変換する。最後に、図１に記載のものと同じシンボル逆マッピング器、逆インターリーバ及び畳み込み／ターボデコーダの処理の後に、所望のビットデータが取り出される。 BLAST has various configurations, and among these, the BLAST configuration without any channel coding can fully utilize the spatial channel to maximize the data transmission rate. This is because there is no redundant information in the transmitted signal. Unfortunately, however, the transmission quality with this configuration is very poor. In order to improve transmission quality, a channel coding unit (ie convolution / turbo encoder) serving the same function as the convolution / turbo encoder shown in FIG. 1 is added to the 3GPP UMTS FDD system with a BLAST configuration, as shown in FIG. . Compared to FIG. 1, referring to the BLAST transmitter shown in FIG. 2, the transmitted single channel data is supplied to the BLAST unit 310 after the convolution / turbo encoder, interleaver and symbol mapping unit. In the BLAST unit 310, single channel data to be transmitted is divided into a plurality of independent sub-data streams. Next, the sub data stream is spread and scrambled and added with each other user signal to obtain a multi-channel parallel signal. After pulse shaping and RF modulation, these parallel signals are transmitted to the receiver via multiple transmit antennas. On the receiver side, the receiver receives signals propagated through a plurality of radio channels by a plurality of reception antennas, and performs RF processing, RRC filtering, and oversampling. The channel estimation unit then estimates the characteristics of each channel, after which the despreading and detection unit processes the received despread signal using the channel estimation results. Next, the BLAST detection unit 410 performs V-BLAST detection on the multi-channel processed signal, restores transmission data from each antenna, and converts them into single-channel serial data. Finally, the desired bit data is extracted after the same symbol inverse mapper, inverse interleaver and convolution / turbo decoder processing as described in FIG.

図２の送信機及び受信機を参照すると、チャネルコーディング及びBLASTが結合されており、これにより、マルチチャネル伝送が並列で実現されるときと同様に、或る程度まで信号品質が保証され得る。しかし、このBLAST構成は、独立した空間チャネルの空間特性を使用することにより、マルチチャネル信号を復調し、これにより、受信機は複数の受信アンテナを備える必要があり、アンテナ数は送信アンテナ数以上でなければならない。この場合に限り、MIMOチャネルの特性に基づいてサブデータストリームが区別可能になる。更に、複数チャネルのRFユニットを有するUEが、複数アンテナから対応する複数チャネルの信号を処理することも必要である。しかし、ダウンリンクHPDS受信機としてのUEにとって、重さ、サイズ、バッテリ消費及びコストの制限を考慮して、これは商業的ではない。通常では、現在の状態では、唯一の受信アンテナがUEに備えられている。従って、BLASTは、データ伝送レートをかなり拡張し得るが、現在の状態でダウンリンクHPDSを提供するのにあまり適していない。 Referring to the transmitter and receiver of FIG. 2, channel coding and BLAST are combined, so that signal quality can be guaranteed to a certain extent, as when multi-channel transmission is realized in parallel. However, this BLAST configuration demodulates multi-channel signals by using the spatial characteristics of independent spatial channels, so that the receiver needs to have multiple receive antennas, the number of antennas being equal to or greater than the number of transmit antennas Must. Only in this case, sub-data streams can be distinguished based on the characteristics of the MIMO channel. Furthermore, it is also necessary for a UE having a multi-channel RF unit to process a corresponding multi-channel signal from a plurality of antennas. However, for a UE as a downlink HPDS receiver, this is not commercial considering weight, size, battery consumption and cost limitations. Normally, in the current state, the UE is equipped with only one receiving antenna. Thus, BLAST can significantly extend the data transmission rate, but is not well suited to provide downlink HPDS in the current state.

BLASTの他に、PARC（Per Antenna Rate Control）やRC MPD（Rate Control Multipath Diversity）やDSTTD-SGRC（Double Space Time Transmit Diversity-Sub-Group Rate Control）等のように、3GPP UMTS FDDシステムで提案されている他のMIMO技術が存在する。しかし、これらのMIMO技術もUEに複数の受信アンテナを必要とし、このため、UEの実装及びコストの観点から、ダウンリンク高速伝送に適していない。 In addition to BLAST, 3GPP UMTS FDD systems such as PARC (Per Antenna Rate Control), RC MPD (Rate Control Multipath Diversity) and DSTTD-SGRC (Double Space Time Transmit Diversity-Sub-Group Rate Control) are proposed. There are other MIMO technologies that exist. However, these MIMO techniques also require a plurality of receiving antennas in the UE, and are therefore not suitable for downlink high-speed transmission from the viewpoint of UE implementation and cost.

前記の分析に基づいて、MIMO技術は、高速データ伝送を実現し得るが、UEでの受信アンテナ数の要件のため、その用途は制限される。従来技術では、STTC（Space-Time Trellis Coding）が単一受信アンテナで採用され得るが、既存のSTTCは、多くても２つの送信アンテナ及び16の状態のトレリス図しか提供しない。伝送レートを改善するために更に多くの送信アンテナが必要な場合、又はエンコード利得を高めるために更に多くの状態が必要な場合、トレリス図をプロットする方法でSTTCを設計することは非常に複雑になる。このことは、STTCの用途をかなり制限する。単一受信アンテナを使用する他の技術（空間−時間送信ダイバーシチ又はビーム整形（beam shaping）等）は、どのようにダイバーシチ利得を改善するか、又はシステム性能を改善するためにどのように干渉を低減するかしか考慮していないため、データ伝送レートを高めるためにほとんど寄与しない。 Based on the above analysis, MIMO technology can achieve high-speed data transmission, but its application is limited due to the requirement of the number of receiving antennas at the UE. In the prior art, Space-Time Trellis Coding (STTC) may be employed with a single receive antenna, but existing STTC provides at most two transmit antennas and a 16-state trellis diagram. If more transmit antennas are needed to improve the transmission rate, or more states are needed to increase the encoding gain, it is very complicated to design the STTC by plotting a trellis diagram. Become. This considerably limits the use of STTC. Other techniques that use a single receive antenna (such as space-time transmit diversity or beam shaping) can improve the diversity gain or how to reduce interference to improve system performance. Since only the reduction is considered, it hardly contributes to increase the data transmission rate.

従って、UEが唯一の受信アンテナであっても高データレート伝送を実現可能であることを保証するための、マルチチャネル並列データ伝送で使用される方法を提案する必要がある。 Therefore, there is a need to propose a method used in multi-channel parallel data transmission to ensure that high data rate transmission can be achieved even if the UE is the only receiving antenna.

本発明の目的は、マルチチャネル並列データ伝送用の空間チャネルコーディング及びデコーディング方法を提供することであり、この方法で、UEは唯一の受信アンテナであってもマルチチャネル並列データ受信を実現することができ、これによってデータ伝送レートを改善することができる。 An object of the present invention is to provide a spatial channel coding and decoding method for multi-channel parallel data transmission, in which the UE realizes multi-channel parallel data reception even if it is the only receiving antenna. As a result, the data transmission rate can be improved.

本発明に従って空間チャネルコーディング方法が提案され、所定の通信レートに従ってエンコードされるシリアルデータのグループを入力し、所定の通信モードに従って対応のコーディング基準を用いてこのデータのグループでチャネルコーディングを実行し、並列符号化信号の複数のチャネルを出力し、符号化信号の各チャネルの間に関連の冗長情報が存在し、それに従って複数の送信アンテナを介してこの符号化信号のチャネルを送信することを有する。 A spatial channel coding method is proposed according to the present invention, a group of serial data encoded according to a predetermined communication rate is input, and channel coding is performed on this group of data using a corresponding coding standard according to a predetermined communication mode, Output multiple channels of the parallel encoded signal, and there is associated redundant information between each channel of the encoded signal, and transmitting the channel of this encoded signal via multiple transmit antennas accordingly .

本発明に従って空間チャネルデコーディング方法が提案され、並列符号化信号の複数のチャネルを受信し、この並列符号化信号の複数のチャネルは、空間チャネルコーディングの後に送信側で複数の対応の送信アンテナを介して送信され、符号化信号の各チャネのル間に関連の冗長情報が存在し、符号化信号が受信パイロット信号に従って伝搬されるこの複数の無線チャネルでチャネル推定を実行し、空間チャネルコードに従ってチャネル推定結果を使用することにより受信信号をデコードすることを有する。 In accordance with the present invention, a spatial channel decoding method is proposed, which receives a plurality of channels of a parallel encoded signal, and the plurality of channels of the parallel encoded signal are subjected to a plurality of corresponding transmit antennas on the transmitting side after spatial channel coding. There is associated redundant information between each channel of the encoded signal transmitted over the channel, performing channel estimation on this multiple radio channel where the encoded signal is propagated according to the received pilot signal, and according to the spatial channel code Decoding the received signal by using the channel estimation result.

本発明に従って空間チャネルエンコーダが提案され、それぞれエンコードされるシリアルデータのグループを受信する複数のエンコーディング分岐であり、各エンコーディング分岐は複数のレジスタを有し、所定の通信モードに従って対応のコーディング基準を使用することにより受信データのグループでチャネルコーディングを実行し、符号化信号の各パスの間に関連の冗長情報が存在するエンコーディング分岐と、それに従ってこの符号化信号の各パスを送信する複数の送信アンテナとを有する。 A spatial channel encoder is proposed according to the present invention, each encoding branch receiving a group of serial data to be encoded, each encoding branch having a plurality of registers and using a corresponding coding standard according to a predetermined communication mode A plurality of transmit antennas for performing channel coding on a group of received data and having associated redundancy information between each path of the encoded signal and transmitting each path of this encoded signal accordingly And have.

本発明に従って空間チャネルデコーダが提案され、複数の並列符号化信号を受信する少なくとも１つの受信アンテナであり、この複数の並列符号化信号は、空間チャネルコーディングの後に送信側で複数の送信アンテナを介して送信され、符号化信号の各パスの間に関連の冗長情報が存在する受信アンテナと、受信パイロット信号に従って符号化信号を伝搬するこの複数の無線チャネルでチャネル推定を実行する少なくとも１つのチャネル推定ユニットと、空間チャネルコードに従ってチャネル推定結果を使用することにより受信信号をデコードするデコーディングモジュールとを有する。 In accordance with the present invention, a spatial channel decoder is proposed, which is at least one receiving antenna that receives a plurality of parallel encoded signals, and the plurality of parallel encoded signals are transmitted via a plurality of transmitting antennas on the transmitting side after spatial channel coding. And at least one channel estimate that performs channel estimation on the plurality of radio channels that transmit the encoded signal according to the received pilot signal and the receiving antenna for which there is associated redundant information between each path of the encoded signal A unit and a decoding module for decoding the received signal by using the channel estimation result according to the spatial channel code.

本発明の更なる理解と共に、他の目的及び実現は、添付図面を考慮に入れて以下の説明及び特許請求の範囲を参照することで明らかになる。 Other objects and implementations, together with a further understanding of the invention, will become apparent from the following description and appended claims, taken in conjunction with the accompanying drawings.

本発明の好ましい実施例の詳細な説明について、添付図面に参照が行われる。添付図面では同様の参照符号は同様の部分を示す。 For a detailed description of the preferred embodiment of the present invention, reference is made to the accompanying drawings. Like reference numerals refer to like parts in the accompanying drawings.

本発明の空間チャネルコーディング方法によれば、マルチチャネル並列信号の間に空間相関関係が存在するように何らかの冗長情報をマルチチャネル並列構成に追加することを通じて、チャネルコーディングがマルチチャネル並列構成と結合され、受信側のUEがマルチチャネル並列信号を復調することを促進し、これにより、UEが限られた受信アンテナを有していても、大量の高速データトラヒックを受信することが可能になる。 According to the spatial channel coding method of the present invention, channel coding is combined with the multi-channel parallel configuration through adding some redundant information to the multi-channel parallel configuration so that a spatial correlation exists between the multi-channel parallel signals. This facilitates reception side UEs to demodulate multi-channel parallel signals, thereby enabling a large amount of high-speed data traffic to be received even if the UE has a limited reception antenna.

前記の分析に基づいて、チャネルコーディングと空間エンコーディングとを統合した空間チャネルコーディング方法が本発明で提案される。特に、基地局のような送信機では、まず、１回の空間チャネルコーディングの入力ビット数がシステムにより必要なデータ伝送レートに従って決定される。次に、所定のコーディング基準に従って、複数の分岐で、それぞれ入力ビットで空間チャネルコーディングが実行され、複数の符号化ビットは、システムにより使用される変調及びマッピングを通じて送信アンテナ数に対応するマルチチャネル符号化信号に変換され、これにより、複数の送信アンテナを介して受信側に送信される。受信側（UE）では、受信機は、所定のコーディング基準に従って、チャネル推定から得られた複数チャネルの特性を使用することにより受信信号をデコードし、これにより、マルチチャネル並列符号化信号が単一チャネルの所望のデータに変換される。空間チャネルコーディング方法の処理の後に、マルチチャネル並列符号化信号の間に時間相関関係及び空間相関関係の特性が存在する。この特性は、デコーディングで利用可能であり、これによって、UEの受信アンテナ数の要件を低減し得る。 Based on the above analysis, a spatial channel coding method integrating channel coding and spatial encoding is proposed in the present invention. In particular, in a transmitter such as a base station, first, the number of input bits for one spatial channel coding is determined according to a data transmission rate required by the system. Next, spatial channel coding is performed on each of the input bits in a plurality of branches according to a predetermined coding standard, and the plurality of coded bits are multi-channel codes corresponding to the number of transmit antennas through modulation and mapping used by the system. The signal is converted into a digitized signal, and transmitted to the receiving side via a plurality of transmitting antennas. On the receiving side (UE), the receiver decodes the received signal by using the characteristics of the multiple channels obtained from the channel estimation according to a predetermined coding standard, so that a multi-channel parallel coded signal is single. It is converted into the desired data of the channel. After processing of the spatial channel coding method, temporal and spatial correlation characteristics exist between multi-channel parallel coded signals. This property can be utilized in decoding, which can reduce the UE's receive antenna count requirement.

3GPP UMTS FDDシステムで唯一の受信アンテナを備えたUE受信機を一例に挙げて、図３−５に関して本発明で提案されるSCC（spatial channel code）方法に関して以下に詳細に説明する。 Taking a UE receiver with a single receiving antenna in the 3GPP UMTS FDD system as an example, the SCC (spatial channel code) method proposed in the present invention will be described in detail below with reference to FIGS.

図３は、本発明に従って提案される空間チャネルコーディング方法を採用した送信機（基地局等）及び受信機（UE等）の構成を示している。図３に示すように、送信されるデータは、まず、空間チャネルコーディングのためにSCC構成510に供給される。SCC構成510は、図４及び図５に関して後で詳細に説明される。SCC構成510により処理された後に、送信されるデータは、空間相関関係を有するマルチチャネル並列符号化信号に変換される。次に、インターリーバ102でインターリーブされ、OVSF拡散ユニット103で拡散され、スクランブル器104でスクランブリングされ、マルチプレクサ105で重複され、パルス整形ユニット106でパルス整形され、RFユニット107で変調された後に、マルチチャネル符号化信号は、複数のアンテナのRF信号に変換され、複数の送信アンテナを介して無線チャネルに送信される。 FIG. 3 shows a configuration of a transmitter (base station or the like) and a receiver (UE or the like) adopting the spatial channel coding method proposed according to the present invention. As shown in FIG. 3, the data to be transmitted is first supplied to the SCC configuration 510 for spatial channel coding. The SCC configuration 510 will be described in detail later with respect to FIGS. After being processed by the SCC configuration 510, the data to be transmitted is converted into a multi-channel parallel encoded signal having a spatial correlation. Next, after being interleaved by the interleaver 102, spread by the OVSF spreading unit 103, scrambled by the scrambler 104, overlapped by the multiplexer 105, pulse shaped by the pulse shaping unit 106, and modulated by the RF unit 107, The multi-channel encoded signal is converted into RF signals of a plurality of antennas and transmitted to the radio channel via the plurality of transmission antennas.

マルチチャネル並列RF信号は、無線チャネルを介してUE受信機600に到達する。この実施例では、受信機600は唯一の受信アンテナを有する。受信アンテナにより受信された信号は、複数の並列空間チャネルを介した全ての信号の重複形式である。RFユニット208は、受信したマルチチャネルRF信号をベースバンド信号に変換し、これらをRRCフィルタリング及びオーバーサンプリングユニット206に送信し、これにより、アナログ信号を離散的信号に変換する。得られた離散的信号は、逆拡散及び検出ユニット204と逆インターリーバ202とにより処理され、空間チャネルデコーディング構成610に供給される。チャネル推定ユニット220は、受信パイロット信号に従って複数の並列空間チャネルの特性を推定する。次に、チャネル推定ユニット220により推定された複数の並列空間チャネルの特性を使用することにより、空間チャネルデコーディング構成610は、送信機500により使用されるSCC構成510に従って、逆インターリーブされた重複信号で対応するソフト判定Viterbiデコーディングを実行する。これにより、マルチチャネル並列信号を取得し、マルチチャネル並列信号を単一チャネルのシリアルデータ（すなわち、デコーディングでの必要なデータ）に変換する。空間チャネルデコーディング構成610が推定されたチャネル特性を使用することによりソフト判定Viterbiデコーディングを実行する方法の手順に関しては、以下に説明する。 The multi-channel parallel RF signal reaches the UE receiver 600 via the radio channel. In this embodiment, receiver 600 has only one receive antenna. The signal received by the receiving antenna is an overlapping form of all signals through multiple parallel spatial channels. The RF unit 208 converts the received multi-channel RF signals into baseband signals and transmits them to the RRC filtering and oversampling unit 206, thereby converting the analog signals into discrete signals. The resulting discrete signal is processed by despreading and detection unit 204 and deinterleaver 202 and provided to spatial channel decoding configuration 610. Channel estimation unit 220 estimates the characteristics of the multiple parallel spatial channels according to the received pilot signal. Next, by using the characteristics of the multiple parallel spatial channels estimated by the channel estimation unit 220, the spatial channel decoding configuration 610 is deinterleaved according to the SCC configuration 510 used by the transmitter 500. Execute the corresponding soft decision Viterbi decoding. Thereby, a multi-channel parallel signal is acquired, and the multi-channel parallel signal is converted into single-channel serial data (that is, data necessary for decoding). The procedure of the method for performing soft decision Viterbi decoding by using the channel characteristics estimated by the spatial channel decoding configuration 610 is described below.

図３を参照すると、SCC構成510は、チャネルコーディング及び空間コーディングの役目を行う主な処理ユニットである。SCC構成510の２つの特定の構成が、それぞれ図４及び図５に示されている。図４では、送信機500は２つの送信アンテナを有し、受信機600は唯一の受信アンテナを有する。図５では、送信機500は３つの送信アンテナを有し、受信機600は唯一の受信アンテナを有する。図４及び図５に示すように、本発明の２つの実施例では、構成を更にコンパクトにするために、シンボルマッピングユニット103の機能もSCC構成に統合され得る。このように、SCC構成に入力されるデータビットを処理した後に、位相／振幅変調シンボルの複数のチャネルが取得され得る。更に、シンボルマッピングユニットはまた、SCC構成の外側に配置されてもよい。 Referring to FIG. 3, the SCC configuration 510 is a main processing unit that performs channel coding and spatial coding. Two specific configurations of the SCC configuration 510 are shown in FIGS. 4 and 5, respectively. In FIG. 4, transmitter 500 has two transmit antennas and receiver 600 has only one receive antenna. In FIG. 5, transmitter 500 has three transmit antennas, and receiver 600 has only one receive antenna. As shown in FIGS. 4 and 5, in the two embodiments of the present invention, the function of the symbol mapping unit 103 can also be integrated into the SCC configuration in order to make the configuration more compact. In this way, multiple channels of phase / amplitude modulation symbols may be obtained after processing the data bits input to the SCC configuration. Further, the symbol mapping unit may also be located outside the SCC configuration.

SCC構成について、送信機500が２つの送信アンテナを有し、受信機600が唯一の受信アンテナを有する図４を参照して以下で説明する。 The SCC configuration is described below with reference to FIG. 4 where transmitter 500 has two transmit antennas and receiver 600 has only one receive antenna.

図４に示すように、SCC構成は、レジスタDのグループでそれぞれ表されるシフトレジスタの４つの並列の分岐と、２つのQPSKマッピングユニットとを有し、シフトレジスタの各分岐はチャネルコーディングを実施する。このため、チャネルコーディング分岐とも呼ばれる。 As shown in FIG. 4, the SCC configuration has four parallel branches of shift registers, each represented by a group of registers D, and two QPSK mapping units, and each branch of the shift register performs channel coding. To do. For this reason, it is also called a channel coding branch.

この実施例では、システムが2b/s/Hzのデータ伝送レート（b/s/Hzは単位スペクトル及び単位時間毎のビット数を示す）を有するために図３に示す２つの送信アンテナを備えた送信機を必要としており、QPSK変調が採用されることを仮定すると、１回のエンコーディングでSCC構成に入力されるビット数は、本発明の本質的な概念に基づいて、2b/s/Hzのデータ伝送レートに従った２である。一方で、各送信アンテナは、２ビットが１シンボルに対応し、送信機が２つの送信アンテナを有するQPSK変調を採用する。このことは、出力される符号化ビット数は４であることを意味するため、SCC構成は４つのチャネルコーディング分岐を有し、２つの分岐により出力される符号化ビットが１つのQPSKシンボルを生成するために使用される。従って、SCC構成のコーディングレートは1/2である。 In this embodiment, the system has two transmit antennas as shown in FIG. 3 in order to have a data transmission rate of 2 b / s / Hz (b / s / Hz indicates the number of bits per unit spectrum and unit time). Assuming that a transmitter is required and QPSK modulation is employed, the number of bits input to the SCC configuration in one encoding is 2b / s / Hz based on the essential concept of the present invention. 2 according to the data transmission rate. On the other hand, each transmission antenna employs QPSK modulation in which 2 bits correspond to 1 symbol and the transmitter has two transmission antennas. This means that the number of encoded bits to be output is 4, so the SCC configuration has four channel coding branches, and the encoded bits output by the two branches generate one QPSK symbol. Used to do. Therefore, the coding rate of the SCC configuration is 1/2.

チャネルコーディング分岐の数が決定されると、各チャネルコーディング分岐のチャネルコーディングのレジスタ数が９に設定され得る。すなわち、信号の反干渉機能を改善するために、図４の各分岐のエンコーダは９のレジスタDを有する。１回のコーディングに２つの入力ビット情報が必要であるため、９のレジスタDのうち７のみが最後のコーディングの後にシフト状態を維持する。すなわち、各チャネルコーディング分岐は、合計で2⁷=128の状態を有する。特に、チャネルコーディング分岐の状態の数は、実際のシステムの伝送品質の要件に従って設定され得る。システムが信号品質に高い要件を有する場合には、更に多くのレジスタが必要になる。 Once the number of channel coding branches is determined, the number of channel coding registers for each channel coding branch may be set to nine. That is, in order to improve the signal anti-interference function, each branch encoder of FIG. Since two input bit information is required for one coding, only 7 out of 9 registers D maintain a shift state after the last coding. That is, each channel coding branch has a total of 2 ⁷ = 128 states. In particular, the number of channel coding branch states may be set according to the transmission quality requirements of the actual system. If the system has high requirements for signal quality, more registers are required.

前記の設定によれば、2b/s/Hzとしてのデータ伝送レート及び128の状態を有するSCC構成が、２つの送信アンテナと１つの受信アンテナとが存在する状態で使用するために構成される。これが図４に図示されている。 According to the above settings, an SCC configuration having a data transmission rate of 2b / s / Hz and a state of 128 is configured for use in the presence of two transmit antennas and one receive antenna. This is illustrated in FIG.

図４を参照すると、２つのシリアルデータビットb1及びb2は、同時に４つの並列エンコーディング分岐にシフトされる。各処理分岐は、予め設計されたコーディング基準に従ってコーディングを実行する。例えば、第１のチャネルコーディング分岐の生成コードG0は101110011であり、第２のチャネルコーディング分岐の生成コードG1は010011100であり、生成コードの各ビットはレジスタに対応する。分岐毎に、特定のコーディング手順は、対応の生成コードビットが1として設定されるレジスタに格納された全てのビット状態で、符号化ビット情報が2を法とする加算を実行することにより得られる。次に、第１の分岐の符号化ビットと第２の分岐の符号化ビットとを結合することにより、QPSKマッピングが実行され、第１の送信アンテナを介して送信されるシンボルc₁を得る。同様に、第３及び第４の分岐の符号化ビットでQPSKマッピングが実行され、第２の送信アンテナを介して送信されるシンボルc₂を得る。このように、単一チャネルのシリアルデータが、図４に示す構成に従って符号化される並列信号の２つのチャネルに符号化されてマッピングされる。並列信号の２つのチャネルの間に空間相関関係が存在する。 Referring to FIG. 4, the two serial data bits b1 and b2 are simultaneously shifted into four parallel encoding branches. Each processing branch performs coding according to a pre-designed coding standard. For example, the generation code G0 of the first channel coding branch is 101110011, the generation code G1 of the second channel coding branch is 010011100, and each bit of the generation code corresponds to a register. For each branch, a specific coding procedure is obtained by performing an addition in which the coded bit information is modulo 2 in all bit states stored in a register whose corresponding generated code bit is set to 1. . Next, by combining the coded bits of the first branch and the coded bits of the second branch, QPSK mapping is performed to obtain a symbol c ₁ transmitted via the first transmission antenna. Similarly, QPSK mapping is performed on the coded bits of the third and fourth branches to obtain a symbol c ₂ transmitted via the second transmission antenna. In this way, single-channel serial data is encoded and mapped into two channels of parallel signals encoded according to the configuration shown in FIG. There is a spatial correlation between the two channels of the parallel signal.

図４のSCC構成を参照すると、信号の反干渉機能を改善して信号のBER（Bit Error Rate）を最小化するために、適切なコーディング基準が選択される必要がある。従って、空間チャネルコードでシステム設計を行う方法が提案される。コーディングシステムの設計の基本はコード生成行列Gを構築できることであるため、図４の構成は、空間チャネルコードの数学モデルを構築するように以下で一般化される。 Referring to the SCC configuration of FIG. 4, in order to improve the signal anti-interference function and minimize the bit error rate (BER) of the signal, an appropriate coding standard needs to be selected. Therefore, a method for designing a system with a spatial channel code is proposed. Since the basic design of the coding system is that a code generator matrix G can be constructed, the configuration of FIG. 4 is generalized below to construct a mathematical model of a spatial channel code.

まず、SCC構成に入力されるデータ情報ビットがB=[b₁,...,b_K]であることを仮定する。ただし、Kは１回にSCCをエンコードするビット数を示す。本発明の概念によれば、Kはシステムが必要とするデータ伝送レートにより決定される。例えば、図４の構成でデータ伝送レートが2b/s/Hzである場合に、K=2である。従って、第nの送信アンテナ（n=1,...,Nは送信アンテナの数である）に対応するシンボルc_nは以下のように表され得る。 First, it is assumed that the data information bits input to the SCC configuration are B = [b ₁ ,..., B _K ]. Here, K indicates the number of bits for encoding SCC at a time. According to the inventive concept, K is determined by the data transmission rate required by the system. For example, K = 2 when the data transmission rate is 2b / s / Hz in the configuration of FIG. Accordingly, the transmitting antennas of the n (n = 1, ..., N is the number of transmit antennas) symbols c _n corresponding to can be expressed as follows.

ただし、D=[B M], M={b_K+1,...,b_K+S}は、レジスタの現在の状態の情報ビットを表し、Sは、システム性能の要件に従って状態情報を保存するレジスタ数である。例えば、図４に示す構成ではS=7である。すなわち、D=[b₁,b₂,...,b_K b_K+1,b_K+2,...,b_K+S]である。Gはコード生成行列であり、コード生成行列Gの上付き文字Tは行列の転置を示す。下付き文字のQn-Q+1:Qnは、Qn-Q+1行からQn行までの値がc_nを計算するために使用されることを示す。式(1)のQは、システムにより使用される変調を表す。例えば、システムがQPSK変調を採用する場合にQ=2であり、システムが16QAM（Quadrature Amplitude Modulation）変調を採用する場合にQ=4である。この式から、各送信アンテナにより送信されるシンボルc_nに対応するチャネルコーディング分岐のグループの数は、変調モードに対応するQの値により決定されることがわかる。例えば、図４に示す構成がQPSKを採用する場合（すなわち、Q=2）、c_lを生成する生成コードは、コード生成行列の第１行及び第２行（すなわち、図４に示す第１及び第２のチャネルコーディング分岐）である。Gの各行は、１つのチャネルコーディング分岐の生成コードに対応する。すなわち、コード生成行列Gの各要素は、シフトレジスタのレジスタDに対応し、要素が1である場合に、レジスタDのビットが2を法とする加算を実行するために抽出される。式(1)のΦ(-)は、符号化値を位相シンボルにマッピングする変調手順を示している。図４に示す構成を参照すると、システムはQPSK変調を使用し、Φ(-)はΦ(x)=exp(πjx/2), x=1,2,...4として表される。

Where D = [BM], M = {b _{K + 1} , ..., b _{K + S} } represents the information bits of the current state of the register, and S stores the state information according to system performance requirements The number of registers to be For example, in the configuration shown in FIG. 4, S = 7. That is, D = [b ₁ , b ₂ ,..., B _K b _{K + 1} , b _{K + 2} , ..., b _{K + S} ]. G is a code generation matrix, and a superscript T of the code generation matrix G indicates transposition of the matrix. Subscript Qn-Q + 1: Qn indicates that the value from Qn-Q + 1 row to Qn row is used to compute c _n. Q in equation (1) represents the modulation used by the system. For example, Q = 2 when the system employs QPSK modulation, and Q = 4 when the system employs 16QAM (Quadrature Amplitude Modulation) modulation. From this equation, the number of groups of channel coding branches corresponding to the symbol c _n transmitted by each transmitting antenna, it can be seen that is determined by the values of Q corresponding to the modulation mode. For example, if the configuration shown in FIG. 4 will adopt QPSK (i.e., Q = 2), generating code that generates a c _l, the first and second rows of the code generation matrix (i.e., first shown in FIG. 4 And a second channel coding branch). Each row of G corresponds to a generated code of one channel coding branch. That is, each element of the code generation matrix G corresponds to the register D of the shift register, and when the element is 1, the bits of the register D are extracted to perform addition modulo 2. Φ (−) in equation (1) indicates a modulation procedure for mapping the encoded value to the phase symbol. Referring to the configuration shown in FIG. 4, the system uses QPSK modulation, and Φ (−) is expressed as Φ (x) = exp (πjx / 2), x = 1, 2,.

前述のように、空間チャネルコーディング手順は式(1)により表され得るため、空間チャネルコーディングの数学モデルが構成される。コード生成行列の行数及び列数は、実際のデータ伝送レートと、送信アンテナ数と、システムにより使用される変調方法とに従って決定される。以下に説明する次のステップは、コード生成行列Gの要素を決定する方法に焦点を当てる。すなわち、最適なコーディング効果を得るための適切なコード生成行列を検索する。 As described above, since the spatial channel coding procedure can be represented by Equation (1), a mathematical model of spatial channel coding is constructed. The number of rows and columns of the code generator matrix is determined according to the actual data transmission rate, the number of transmit antennas, and the modulation method used by the system. The next step described below focuses on how to determine the elements of the code generator matrix G. That is, an appropriate code generation matrix for obtaining an optimal coding effect is searched.

送信アンテナの数と受信アンテナの数との積が３より大きくない場合、コード生成行列Gを検索するために以下の基準が使用され得る。コード生成行列Gに従って生成されたトレリス図では、各デコーディングパスに対応する出力シンボルで構成された差分行列Bは、行列A=B*B’の階数／積の最小値を最大化し得る。ただし、B’は差分行列Bの共役転置を表す。この実施例では、送信アンテナ数はN=2であり、受信アンテナ数はM=1であるため、この基準がコード生成行列Gを検索するために使用され得る。検索手順では、各コード生成行列Gに対応するトレリス図は、行列Aの階数／積の最小値を最大化する基準により判定され、式(2)で表される最適なコード生成行列Gが見出され得る。 If the product of the number of transmit antennas and the number of receive antennas is not greater than 3, the following criteria may be used to search the code generator matrix G: In the trellis diagram generated according to the code generation matrix G, the difference matrix B composed of output symbols corresponding to each decoding pass may maximize the minimum value of the rank / product of the matrix A = B * B ′. However, B 'represents the conjugate transpose of the difference matrix B. In this embodiment, the number of transmit antennas is N = 2 and the number of receive antennas is M = 1, so this criterion can be used to search the code generator matrix G. In the search procedure, the trellis diagram corresponding to each code generator matrix G is determined based on the criterion for maximizing the minimum value of the rank / product of the matrix A, and the optimum code generator matrix G expressed by Equation (2) is found. Can be issued.

コード生成行列Gの実装構成が図４に示されている。

The implementation configuration of the code generator matrix G is shown in FIG.

式(2)のコード生成行列Gを式(1)に置換すると、２つの送信アンテナに対応する並列符号化信号（すなわち、図４に示す構成の出力信号）を得ることができる。図３に示す送信機500の構成を参照すると、並列符号化信号の２つのチャネルは、インターリーブされ、拡散され、スクランブリングされ、パルス整形され、変調された後に、２つの送信アンテナを介してUE受信機に送信される。受信機では、図３に示す空間チャネルデコーディング構成610は、チャネル推定ユニット220により推定されたチャネル特性に基づいて、式(2)のコード生成行列Gから生成されたトレリス図に従って受信信号でソフト判定Viterbiデコーディングを実行する。 When the code generation matrix G in equation (2) is replaced with equation (1), parallel encoded signals corresponding to two transmission antennas (that is, output signals having the configuration shown in FIG. 4) can be obtained. Referring to the configuration of transmitter 500 shown in FIG. 3, the two channels of the parallel encoded signal are interleaved, spread, scrambled, pulse shaped, modulated, and then transmitted via two transmit antennas to the UE. Sent to the receiver. At the receiver, the spatial channel decoding configuration 610 shown in FIG. 3 softens the received signal according to the trellis diagram generated from the code generation matrix G of equation (2) based on the channel characteristics estimated by the channel estimation unit 220. Perform decision Viterbi decoding.

ソフト判定Viterbiデコーディングは以下のように動作する。空間チャネルデコーディング構成は、コード生成行列Gに従ってコーディング構成の状態数により決定されたトレリス図の各パスを検索し、受信信号の最小誤差を有する最適なパスを見つける。これにより、最適なパスに対応する入力データビットが所望のデータになる。本発明の実施例では、受信機600は唯一の受信アンテナを有しており、受信信号は並列送信信号の２つのチャネルの合計である。例えば、r=h₁×c₁+h₂×c₂+nである。ただし、hはチャネル特性であり、nはガウス雑音である。従って、パス検索手順では、空間チャネルデコーディング構成610は、検索パスで符号化信号c₁’及びc₂’を乗算して加算する重みとして推定チャネル特性h₁及びh₂を取り、判定される信号（すなわちr’=h₁×c₁’+h₂×c₂’）を得る。次に、空間チャネルデコーディング構成610は、判定される信号r’と受信信号rとを比較し、判定メトリックを生成する。判定メトリックは、r’と実際の受信信号rとの間の差を反映する。検索手順では、ソフト判定Viterbiデコーディングは、最小の判定メトリックを有するパスのみを最適パスとして保持し、所望のユーザデータを取り出す。 Soft decision Viterbi decoding works as follows. The spatial channel decoding configuration searches each path of the trellis diagram determined by the number of states of the coding configuration according to the code generation matrix G, and finds the optimal path having the minimum error of the received signal. Thereby, the input data bit corresponding to the optimum path becomes the desired data. In an embodiment of the present invention, receiver 600 has only one receive antenna, and the received signal is the sum of the two channels of parallel transmit signals. For example, r = h ₁ × c ₁ + h ₂ × c ₂ + n. Here, h is channel characteristics and n is Gaussian noise. Thus, in the path search procedure, the spatial channel decoding configuration 610 is determined by taking the estimated channel characteristics h ₁ and h ₂ as weights to multiply and add the encoded signals c ₁ ′ and c ₂ ′ in the search path. A signal is obtained (ie r ′ = h ₁ × c ₁ ′ + h ₂ × c ₂ ′). Next, the spatial channel decoding configuration 610 compares the determined signal r ′ and the received signal r to generate a determination metric. The decision metric reflects the difference between r ′ and the actual received signal r. In the search procedure, soft decision Viterbi decoding retains only the path having the smallest decision metric as the optimum path and retrieves desired user data.

前記の説明は、２つの送信アンテナを有する送信機と１つの受信アンテナを有する受信機とを例に挙げて、提案の空間チャネルコーディング方法及び構成を示している。本発明で提案する方法はまた、送信機が３つの送信アンテナを有しており（N=3）、受信機が唯一のアンテナを有する（M=1）場合にも適している。この場合、システムに必要なデータ伝送レートが3b/s/Hzであり、K=3である（すなわち、１回のエンコーディングに入力されるビット数が3である）ことを仮定し、8PSK変調がシステムにより使用されている場合には、Q=3であり、8PSK変調はΦ(x)=exp(πjx/8), x=1,2,...8として表され得る。式(1)の要件によれば、各送信アンテナに対応するチャネルコーディング分岐の数は3である。この時点で、128の状態（S=7）でのチャネルコーディング分岐を採用することによりシステム性能要件が満たされ得る場合、N=3、M=1及びM=7のコード生成行列は、9行及び10列を有する。一方で、行列Aの階数／積の最小値を最大化する基準で、適切なコード生成行列Gが見出され得る。検索の後に、N=3、M=1及びS=7の最適なコード生成行列Gが以下のように式(3)で表され得る。 The above description shows the proposed spatial channel coding method and configuration, taking as an example a transmitter with two transmit antennas and a receiver with one receive antenna. The method proposed in the present invention is also suitable when the transmitter has three transmit antennas (N = 3) and the receiver has only one antenna (M = 1). In this case, assuming that the data transmission rate required for the system is 3b / s / Hz and K = 3 (that is, the number of bits input to one encoding is 3), 8PSK modulation is performed. When used by the system, Q = 3 and 8PSK modulation can be expressed as Φ (x) = exp (πjx / 8), x = 1, 2,. According to the requirement of equation (1), the number of channel coding branches corresponding to each transmit antenna is three. At this point, if the system performance requirements can be met by adopting the channel coding branch with 128 states (S = 7), the code generator matrix for N = 3, M = 1 and M = 7 is 9 rows And 10 columns. On the other hand, an appropriate code generation matrix G can be found on the basis of maximizing the minimum value of the rank / product of the matrix A. After the search, an optimal code generation matrix G with N = 3, M = 1, and S = 7 can be expressed by Equation (3) as follows:

３つの連続入力のデータビットb1、b2及びb3は、式(3)でコード生成行列Gに従って符号化される。c_nを生成するコード生成行列の行数の要件（式(1)のQn-Q+1:Qn）によれば、入力シンボルc₁はコード生成行列Gの最初の３行から生成された符号化ビットのマッピングシンボルである。

Three consecutively input data bits b1, b2, and b3 are encoded according to code generation matrix G in equation (3). According to the number of rows of the code generator matrix that generates c _n (Qn-Q + 1: Qn in equation (1)), the input symbol c ₁ is a code generated from the first three rows of the code generator matrix G. This is a mapping symbol of the bit.

図５は、３つの送信アンテナで使用される3b/s/Hz及び128の状態での空間チャネルコーディング構成を示しており、１つの受信アンテナが式(3)に従って構成されている。基本的な原理は図４の原理と同じであり、３つの入力ビットが１回のデコーディングで処理可能であり、９個の並列チャネルコーディング分岐が存在するという違いがある。９個の分岐のうち３つ毎により出力される符号化ビットが結合され、8PSKマッピングを作り、並列符号化ビットの３つのチャネルを得る。図５に示す空間チャネルデコーディング構成を利用することにより、相応して、送信機は３つのチャネルのインターリーブ、拡散、スクランブリング、パルス整形及びRF変調ユニットを有し、これにより、符号化信号の３つのパスを、対応の送信アンテナを介して送信されるRF信号に変換する。 FIG. 5 shows a spatial channel coding configuration in the state of 3b / s / Hz and 128 used by three transmitting antennas, and one receiving antenna is configured according to Equation (3). The basic principle is the same as that of FIG. 4, with the difference that three input bits can be processed with one decoding and there are nine parallel channel coding branches. The coded bits output by every third of the nine branches are combined to create an 8PSK mapping to obtain three channels of parallel coded bits. By utilizing the spatial channel decoding configuration shown in FIG. 5, the transmitter accordingly has three channels of interleaving, spreading, scrambling, pulse shaping and RF modulation units, so that the coded signal The three paths are converted into RF signals that are transmitted via corresponding transmit antennas.

受信側では、単一アンテナの受信機が同様に採用されているため、受信機の構成は完全に図３のものと同じである。しかし、受信信号は３つのチャネルからの信号を有する（すなわち、r=h₁×c₁+h₂×c₂+h₃×c₃+nである）ため、図３の受信機のチャネル推定ユニットは、３つのチャネルのチャネル特性h₁、h₂及びh₃を推定する必要がある。空間チャネルデコーディング構成がソフト判定Viterbiデコーディングを実行すると、判定される信号は、３つの重み付け符号化信号の合計になる。すなわち、r’=h₁×c₁’+h₂×c₂’+h₃×c₃’である。所望のユーザデータは、r’と受信信号rとを比較することにより生成された判定メトリックを使用することを通じて取り出され、トレリス図で最適なパスを選択することができる。 On the receiving side, a single-antenna receiver is similarly employed, so the configuration of the receiver is completely the same as that of FIG. However, since the received signal has signals from three channels (ie, r = h ₁ × c ₁ + h ₂ × c ₂ + h ₃ × c ₃ + n), the channel estimation of the receiver of FIG. The unit needs to estimate the channel characteristics h ₁ , h ₂ and h ₃ of the _three channels. When the spatial channel decoding configuration performs soft-decision Viterbi decoding, the determined signal is the sum of the three weighted encoded signals. That is, r ′ = h ₁ × c ₁ ′ + h ₂ × c ₂ ′ + h ₃ × c ₃ ′. The desired user data is retrieved through the use of a decision metric generated by comparing r ′ and the received signal r and the optimal path can be selected in the trellis diagram.

前記の説明は、図４及び図５に関して、送信機500が２つ又は３つのアンテナを有し、受信機600が唯一の受信アンテナを有する場合にも当てはまる。更に、提案の方法は２つの場合に限定されず、更に多くの送信アンテナが存在する場合にも適用可能であり、受信機が複数の受信アンテナを有する場合にも適用可能である。 The above description also applies to FIGS. 4 and 5 where the transmitter 500 has two or three antennas and the receiver 600 has only one receive antenna. Further, the proposed method is not limited to the two cases, and can be applied when there are more transmitting antennas, and can also be applied when the receiver has a plurality of receiving antennas.

図６は、本発明の実施例に従って、複数の送信アンテナを備えた送信機の構成と、複数の受信アンテナを備えた受信機の構成とを示している。図３と比較して、図６では受信機700は複数の受信アンテナを有しており、それに従って、受信機は複数の受信処理分岐を有する。それぞれの受信処理分岐は、図３に示す単一受信アンテナの受信処理分岐と同じ構造を有しており、RFユニット208と、RRCフィルタリング及びオーバーサンプリングユニット206と、逆拡散及び検出ユニット204と、逆インターリーバ202と、チャネル推定ユニット220とを有する。各受信分岐により処理される受信信号は、デコーディングのために、各分岐のチャネル推定ユニットにより推定されたチャネル特性と共に、空間チャネルデコーディング構成710に送信される。単一受信アンテナの場合と異なり、ソフト判定Viterbiデコーディングを実行するときに、空間チャネルデコーディング構成710は、受信したマルチチャネル信号を重み付けて加算し、最適な受信信号を獲得し、チャネル推定から推定されたチャネル特性を使用することにより受信信号をデコードし、最終的に所望のユーザデータを取り出すことができる。信号の受信ダイバーシチ利得を改善し、信号のBERを低減するために、受信機が複数のアンテナ受信を使用可能であることが、ここでわかる。従って、受信機が複数の受信アンテナを有する場合、空間チャネルコーディングレートが増加可能であり、データ伝送レートが更に改善可能である。 FIG. 6 shows the configuration of a transmitter with multiple transmit antennas and the configuration of a receiver with multiple receive antennas according to an embodiment of the present invention. Compared to FIG. 3, in FIG. 6, the receiver 700 has a plurality of receive antennas, and accordingly the receiver has a plurality of receive processing branches. Each reception processing branch has the same structure as the reception processing branch of the single reception antenna shown in FIG. 3, and includes an RF unit 208, an RRC filtering and oversampling unit 206, a despreading and detection unit 204, A deinterleaver 202 and a channel estimation unit 220 are included. The received signal processed by each receive branch is transmitted to the spatial channel decoding configuration 710 for decoding along with the channel characteristics estimated by the channel estimation unit of each branch. Unlike the case of a single receive antenna, when performing soft decision Viterbi decoding, the spatial channel decoding configuration 710 weights and adds the received multi-channel signals to obtain the optimal received signal and By using the estimated channel characteristics, the received signal can be decoded and finally desired user data can be retrieved. It can now be seen that the receiver can use multiple antenna reception to improve the receive diversity gain of the signal and reduce the BER of the signal. Therefore, when the receiver has a plurality of receiving antennas, the spatial channel coding rate can be increased and the data transmission rate can be further improved.

図６を参照すると、本発明で提案される方法は、単一受信アンテナに適用可能であり、同様に複数の受信アンテナにも適用可能である。送信アンテナ数と受信アンテナ数の積が３より大きい場合に、最適なコード生成行列を見つける前記の判定基準は変わる点に留意すべきである。研究では、３つより多くのダイバーシチ分岐が存在する場合に、マルチパスフェージングチャネルの複数のチャネルがAWGNチャネルに変わることが示されている。従って、空間チャネルコードを符号化する判定基準は、例えば最小のユークリッド距離が最大化され得ることを確保するため、従来のTCMのものと同じになる。更に多くのアンテナが存在しても、TCMコーディングが空間チャネルコーディング構成として直接に選択され得る。従って、単一アンテナのみに適用可能にするために使用されるTCMが、以下では複数のアンテナにも適用可能になる。 Referring to FIG. 6, the method proposed in the present invention can be applied to a single receiving antenna, and similarly to a plurality of receiving antennas. It should be noted that when the product of the number of transmitting antennas and the number of receiving antennas is greater than 3, the above criterion for finding the optimal code generation matrix changes. Studies have shown that multiple channels of a multipath fading channel change to AWGN channels when there are more than three diversity branches. Therefore, the criterion for encoding the spatial channel code is the same as that of the conventional TCM, for example, to ensure that the minimum Euclidean distance can be maximized. Even with more antennas, TCM coding can be directly selected as the spatial channel coding configuration. Therefore, the TCM used to make it applicable only to a single antenna will be applicable to multiple antennas below.

図３−６に関する本発明の実施例の説明から、実際のシステムの空間チャネルコーディング構成は、データ伝送レートの要件と、送信アンテナ数及び受信アンテナ数の要件とに従って設計可能である。表１は、異なるアンテナ構成及び変調での空間チャネルコーディングについて、到達可能なデータレート、空間コーディングレート及びダイバーシチ階数（diversity order）を記載している。表１でSCC-I及びSCC-IIとしてラベル付けされている構成は、それぞれ本発明の実施例の図４及び図５に示す構成である。空間コーディングレートは、空間次元でのコーディングレートである。例えば、４つの送信アンテナと２つの受信アンテナと16QAMマッピングとが使用される場合は、4Tx-2Rx 16QAMとして略される。システムにより必要なデータレートが4b/s/Hzであることを仮定すると、空間チャネルエンコーダによる１回のコーディングのデータビットは4ビットであり、各チャネルコーディング分岐により符号化された後に16ビットの符号化ビットが得られ、空間コーディングレートは1/4になる。次に、16のコーディングビットが16QAMマッピングを通じて処理された後に、空間チャネルコーディング構成は、４つの送信アンテナに対応する４つのシンボルを出力する。この場合、２つの受信アンテナが存在するため、ダイバーシチ階数は８である。表から、実際のシステムで、送信アンテナとデータ伝送レートと変調モードとの要件に従って合理的な空間チャネルコーディング構成が選択され得ることがわかる。これにより、UEが限られた受信機能で高速データ伝送を実現することが可能になる。 From the description of the embodiments of the present invention with respect to FIGS. 3-6, the spatial channel coding configuration of an actual system can be designed according to the data transmission rate requirements and the requirements for the number of transmit antennas and the number of receive antennas. Table 1 lists the reachable data rate, spatial coding rate, and diversity order for spatial channel coding with different antenna configurations and modulations. The configurations labeled as SCC-I and SCC-II in Table 1 are the configurations shown in FIGS. 4 and 5 of the embodiment of the present invention, respectively. The spatial coding rate is a coding rate in the spatial dimension. For example, when 4 transmit antennas, 2 receive antennas, and 16QAM mapping are used, it is abbreviated as 4Tx-2Rx 16QAM. Assuming that the data rate required by the system is 4b / s / Hz, the data bits for one coding by the spatial channel encoder are 4 bits, and the 16 bits code after being coded by each channel coding branch Bits are obtained, and the spatial coding rate becomes 1/4. Next, after the 16 coding bits have been processed through 16QAM mapping, the spatial channel coding configuration outputs 4 symbols corresponding to 4 transmit antennas. In this case, since there are two receiving antennas, the diversity rank is eight. From the table, it can be seen that in a practical system, a reasonable spatial channel coding configuration can be selected according to the requirements of transmit antenna, data transmission rate and modulation mode. As a result, the UE can realize high-speed data transmission with a limited reception function.

本発明で提案される空間チャネルコーディング方法に関して、チャネルコーディング及び空間コーディングが結合され、マルチチャネル並列伝送を実現する。従って、単一アンテナの送受信構成及び既存のBLAST技術に比較して、より良いシステム性能が実現可能になる。これはシミュレーションテストで立証される。 Regarding the spatial channel coding method proposed in the present invention, channel coding and spatial coding are combined to realize multi-channel parallel transmission. Therefore, better system performance can be realized compared to a single antenna transmission / reception configuration and existing BLAST technology. This is verified by simulation tests.

表２は、８の異なる送受信アンテナでの異なる構成のシミュレーションパラメータを示している。８個の構成は、SISO（Signal Input Single Output）構成、SCC構成並びに（nBLAST）チャネルコーディングをそれぞれ有するBLAST構成及び有さないBLAST構成として、４つのグループに分類される。各グループは、QPSK変調を示すI及び8PSK変調を示すIIとして示す２つの特定の構成を有する。表２では、SISO-I及びSISO-IIはインターリーブを実行せず、それぞれ(2,1,9)及び(3.1,9)として２つのコーディングモードを採用し、それぞれ1/2及び1/3としてのコーディングレートでチャネルコーディングを実行する。２つのエンコーダは共に256の状態を有する。表２に記載のSCC-I及びSCC-IIは、送信機がそれぞれ２つ又は３つの送信アンテナを使用し、受信機が単一受信アンテナを使用するときの本発明の２つの実施例のパラメータである。BLASTのグループに関して、BLAST-I及びBLAST-IIの構成はSISO-I及びSISO-IIの構成と同じである。

Table 2 shows simulation parameters for different configurations with 8 different transmit and receive antennas. The eight configurations are classified into four groups as SLAST (Signal Input Single Output) configuration, SCC configuration, and BLAST configuration with and without (nBLAST) channel coding, respectively. Each group has two specific configurations, denoted as I indicating QPSK modulation and II indicating 8PSK modulation. In Table 2, SISO-I and SISO-II do not perform interleaving and adopt two coding modes as (2,1,9) and (3.1,9), respectively, as 1/2 and 1/3, respectively. Execute channel coding at a coding rate of. Both encoders have 256 states. The SCC-I and SCC-II listed in Table 2 are the parameters of the two embodiments of the present invention when the transmitter uses two or three transmit antennas respectively and the receiver uses a single receive antenna. It is. Regarding the BLAST group, the structure of BLAST-I and BLAST-II is the same as that of SISO-I and SISO-II.

前記の８個の構成でのシミュレーションテストは、伝搬チャネルが準静的フラットフェージングチャネルであり、データ伝送中に各フレームのビット数が130であるという仮定に基づいており、シミュレーションテストの他のパラメータは3GPP UMTS FDD標準に従って設定されている。 The simulation test with the above eight configurations is based on the assumption that the propagation channel is a quasi-static flat fading channel and the number of bits in each frame is 130 during data transmission. Is set according to the 3GPP UMTS FDD standard.

前記の８個の構成は、SNRの変化に対するFERの性能をテストするシミュレーションテストに選ばれている。シミュレーション結果が図７及び図８に示されている。 The eight configurations are selected for simulation tests that test the performance of FER against SNR changes. The simulation results are shown in FIGS.

図７は、SISO-I、SCC-I、BLAST-I及びnBLAST-Iとしての４つの構成に対応するSNRの変化で、受信信号のFERの曲線を示している。図８は、SISO-II、SCC-II、BLAST-II及びnBLAST-IIとしての４つの構成に関するSNRの変化で、受信信号のFERの曲線を示している。図７及び図８では、水平座標は受信信号のSNRを示しており、垂直座標は関連のFERを示している。図７を参照すると、同じFER（例えばFER=10^-1）で、４つのシステム方式を比較すると、SCC-Iを採用するシステムで耐え得る受信信号のSNRが最小にあり、SISO-Iより4dB小さく、BLAST-Iより3dB小さい。同様に、図８を参照すると、同じFER（例えばFER=10^-1）で、SCCIIを採用するシステムで耐え得る受信信号のSNRが最小になり、SISO-IIより1dB小さく、BLAST-IIより3dB小さい。従って、SCCが好適なシステム性能を実現することができると決定し得る。

FIG. 7 shows a FER curve of a received signal with changes in SNR corresponding to four configurations as SISO-I, SCC-I, BLAST-I, and nBLAST-I. FIG. 8 shows the FER curve of the received signal with changes in SNR for four configurations as SISO-II, SCC-II, BLAST-II and nBLAST-II. 7 and 8, the horizontal coordinate indicates the SNR of the received signal, and the vertical coordinate indicates the related FER. Referring to FIG. 7, when the four system methods are compared with the same FER (for example, FER = 10 ⁻¹ ), the SNR of the received signal that can be endured by the system adopting the SCC-I is minimum, and 4 dB from the SISO-I. Small, 3dB smaller than BLAST-I. Similarly, referring to FIG. 8, with the same FER (for example, FER = 10 ⁻¹ ), the SNR of the received signal that can be withstood by a system employing SCCII is minimized, 1 dB smaller than SISO-II, and 3 dB smaller than BLAST-II small. Therefore, it can be determined that the SCC can achieve suitable system performance.

シミュレーションテストでは、システムデータ伝送レートもテストされており、これは、b/s/Hzとしての単位でシステムスペクトル効率を示す。テスト結果は表２の最後の行に記載されている。図２のデータ伝送レートから、空間チャネルコーディング方式のデータ伝送レートは、単一アンテナ構成のものよりかなり高いことがわかる。図７及び図８から、BLASTアーキテクチャが最も悪いFERを有しており、複数の受信アンテナを使用しなければならないが、最高のデータ伝送レートを提供することが明らかになる。従って、BLASTと比較して、SCCがダウンリンク高速データサービスを提供するのに適している。 In the simulation test, the system data transmission rate is also tested, which indicates the system spectral efficiency in units as b / s / Hz. The test results are listed in the last row of Table 2. From the data transmission rate of FIG. 2, it can be seen that the data transmission rate of the spatial channel coding scheme is considerably higher than that of the single antenna configuration. From FIGS. 7 and 8, it is clear that the BLAST architecture has the worst FER and must use multiple receive antennas, but provides the highest data transmission rate. Therefore, compared with BLAST, SCC is suitable for providing a downlink high-speed data service.

本発明の有利な結果
添付図面と共に本発明の実施例の前記の詳細な説明に基づいて、全体方式としてチャネルコーディングと空間コーディングとを統合した空間チャネルコーディング方法が、受信機の受信アンテナ数が限られている場合又は１になる場合に、マルチチャネル並列伝送を実施し得ることがわかる。これにより、システムのデータ伝送レートを増加させ、特にダウンリンクでHPDSを提供するのに非常に適する。 Advantageous Results of the Invention Based on the above detailed description of the embodiments of the present invention in conjunction with the accompanying drawings, a spatial channel coding method that integrates channel coding and spatial coding as a whole scheme has a limited number of receiving antennas in the receiver. It can be seen that multi-channel parallel transmission can be implemented if This increases the data transmission rate of the system and is particularly suitable for providing HPDS on the downlink.

更に、提案の空間チャネルコーディングは、既存のSTTCに比べて、更に多くの送信アンテナ及び更に多くのチャネルコーディング状態（例えば128の状態）を有することができ、更にダイバーシチ利得及びコーディング利得を改善することができる。一方で、提案の空間チャネルコードを設計する際に、空間チャネルコードは、通信レートと、通信品質と、変調モードと、送信機により採用される送信アンテナ数とに従って柔軟に決定可能であり、従って非常に容易且つ柔軟に適用可能である。 Furthermore, the proposed spatial channel coding can have more transmit antennas and more channel coding states (eg 128 states) compared to the existing STTC, further improving diversity gain and coding gain. Can do. On the other hand, when designing the proposed spatial channel code, the spatial channel code can be flexibly determined according to the communication rate, communication quality, modulation mode, and the number of transmit antennas employed by the transmitter, and therefore It can be applied very easily and flexibly.

更に、本発明はまた、送信アンテナ数と受信アンテナ数との積が３より大きいときに、空間チャネルコード生成行列の判定基準が最小のユークリッド距離を最大化することであることを提供する。このことは、TCMコーディングに適しており、従って、将来的にシステムを拡張する実現可能な方法を提供する。 Furthermore, the present invention also provides that the criterion of the spatial channel code generation matrix is to maximize the minimum Euclidean distance when the product of the number of transmit antennas and the number of receive antennas is greater than 3. This is suitable for TCM coding and thus provides a feasible way to expand the system in the future.

本発明の実施例に関して本発明を説明したが、本発明はここに記載及び図示の特定の実施例に限定されないことが、当業者にわかる。本発明の要旨及び範囲を逸脱することなく、様々な変更、変形及び等価な構成が本発明を実施するために使用され得る。従って、本発明は特許請求の範囲のみによって限定されることを意図する。 While the invention has been described with reference to embodiments of the invention, those skilled in the art will recognize that the invention is not limited to the specific embodiments described and illustrated herein. Various changes, modifications and equivalent arrangements may be used to implement the invention without departing from the spirit and scope of the invention. Accordingly, it is intended that the invention be limited only by the claims.

単一アンテナでの3GPP UMTS FDDシステムの送信機及び受信機を示すブロック図Block diagram showing transmitter and receiver of 3GPP UMTS FDD system with single antenna BLAST技術を採用した3GPP UMTS FDDシステムの送信機及び受信機を示すブロック図Block diagram showing transmitter and receiver of 3GPP UMTS FDD system adopting BLAST technology 本発明の好ましい実施例で提案される空間チャネルコーディング及びデコーディング方法を採用した複数の送信アンテナを備える送信機及び唯一の受信アンテナを有する受信機を示すブロック図FIG. 2 is a block diagram showing a transmitter with multiple transmit antennas and a receiver with only one receive antenna employing the spatial channel coding and decoding method proposed in the preferred embodiment of the present invention. 本発明の好ましい実施例に従って提案される２つの送信アンテナを備える送信機で使用される空間チャネルコーディングの構成Spatial channel coding configuration used in a transmitter with two transmit antennas proposed in accordance with a preferred embodiment of the present invention 本発明の好ましい実施例に従って提案される３つの送信アンテナを備える送信機で使用される空間チャネルコーディングの構成Spatial channel coding configuration used in a transmitter with three transmit antennas proposed in accordance with a preferred embodiment of the present invention 本発明の好ましい実施例に従って提案される空間チャネルコーディング及びデコーディング方法を採用した複数のアンテナを備え得る送信機及び複数のアンテナを備え得る受信機を示すブロック図1 is a block diagram illustrating a transmitter that can include multiple antennas and a receiver that can include multiple antennas employing the proposed spatial channel coding and decoding method according to a preferred embodiment of the present invention. チャネルコーディングで単一アンテナの構成を採用し、２つの送信アンテナを備えた提案の空間チャネルコーディング構成を採用し、QPSK（Quadrature Phase Shift Keying）変調に関して２つのBLAST構成を採用したシステムのFER（Frame Error Rate）性能のテスト曲線The FER (Frame (Frame) of the system adopting a single antenna configuration in channel coding, a proposed spatial channel coding configuration with two transmit antennas, and two BLAST configurations for quadrature phase shift keying (QPSK) modulation. Error Rate) performance test curve チャネルコーディングで単一アンテナの構成を採用し、２つの送信アンテナを備えた提案の空間チャネルコーディング構成を採用し、8PSK変調に関して２つのBLAST構成を採用したシステムのFER（Frame Error Rate）性能のテスト曲線FER (Frame Error Rate) performance testing of a system that employs a single antenna configuration for channel coding, a proposed spatial channel coding configuration with two transmit antennas, and two BLAST configurations for 8PSK modulation curve

Claims

(a) inputting a group of serial data encoded according to a predetermined communication rate;
(b) performing channel coding on the group of data using a corresponding coding standard according to a predetermined communication mode, outputting a multi-channel parallel encoded signal, and related redundant information between each channel of the encoded signal; Exists;
(c) A spatial channel coding method comprising transmitting the multi-channel coded signal via a plurality of transmit antennas accordingly.

Step (b) is:
(b1) determining a corresponding group of channel coding branches according to the number of the plurality of transmit antennas;
(b2) determining a channel coding branch included in each group of branches according to a predetermined modulation mode;
The spatial channel coding method according to claim 1, further comprising: (b3) encoding the group of data input to the plurality of branches according to an associated coding standard.

Step (b2) is:
Further comprising determining a plurality of registers for channel coding at said branch according to communication quality requirements;
The spatial channel coding method according to claim 2, wherein the group of data input to the plurality of registers in the branch according to the related coding standard is encoded in step (b3).

Step (b3) is:
Selecting data output from the corresponding plurality of registers at the plurality of branches according to the associated coding criteria;
4. The spatial channel coding method according to claim 3, further comprising generating encoded data of the plurality of branches according to the output data.

Step (b3) is:
The spatial channel coding method according to claim 4, further comprising: performing symbol mapping on the plurality of branches of the generated encoded data according to the modulation mode, and outputting the multi-channel parallel encoded signal.

The spatial channel coding method according to claim 5, wherein the modulation mode is at least one of BPSK, QPSK, 8PSK, and QAM.

If the product of the number of transmit antennas and the number of receive antennas is not greater than 3, and the receiving antenna on the receiving side is used to receive the encoded signal transmitted from the transmitting antenna, the coding criterion is: In the trellis diagram generated according to the code generation matrix configured by the plurality of branches and the plurality of registers of each branch, a difference matrix configured between output symbols corresponding to each decoding pass is the difference matrix and this The spatial channel coding method according to claim 3, wherein the minimum value of the rank / product of the matrix obtained through the product with the conjugate transpose matrix can be maximized.

If the product of the number of transmit antennas and the number of receive antennas is greater than 3, the coding criterion ensures that the minimum Euclidean distance in the trellis diagram is maximized when decoding is performed. The spatial channel coding method according to claim 7.

The spatial channel coding method according to claim 7, wherein when the product of the number of transmission antennas and the number of reception antennas is greater than 3, the coding standard employs conventional TCM (Trellis Code Modulation) coding.

Step (c) is:
Multiplexing the spread encoded signal using different spreading codes to transmit the multiplexed encoded signal over the same antenna;
The spatial channel coding method according to claim 1, further comprising transmitting each channel of the spread coded signal multiplexed via the plurality of transmission antennas accordingly.

(a) receiving a multi-channel parallel coded signal via at least one receive antenna, the multi-channel parallel coded signal being transmitted via a plurality of corresponding transmit antennas at the transmitting side after spatial channel coding; There is associated redundant information between each channel of the encoded signal;
(b) performing channel estimation on a plurality of radio channels in which the encoded signal is propagated according to a received pilot signal;
(c) A spatial channel decoding method comprising decoding a received signal by using the channel estimation result according to spatial channel coding.

When the encoded signal is received via a plurality of receiving antennas in step (a), the plurality of radio channels that propagate the encoded signal are estimated according to the received pilot signal in step (b), respectively. ,
Step (c) is:
Weighting the plurality of received encoded signals by using corresponding channel estimation results;
The method of claim 11, further comprising decoding a weighted signal according to the spatial channel coding.

13. The spatial channel decoding method according to claim 11 or 12, wherein in step (c) a soft decision Viterbi decoding method is used to decode the received signal.

The spatial channel decoding method according to claim 13, wherein the spatial channel coding is based on a communication mode employed on the transmission side.

The spatial channel decoding method according to claim 14, wherein the communication mode includes a communication rate, a communication quality, a modulation mode, and the number of transmission antennas.

If the product of the number of transmit antennas and the number of receive antennas is not greater than 3, the coding criterion employed by the spatial channel coding corresponds to each decoding path in a trellis diagram generated according to a code generation matrix. 16. The spatial channel data of claim 15, wherein the difference matrix constructed between output symbols can maximize the minimum of the rank / product of the matrix obtained through the product of the difference matrix and the conjugate transpose matrix. Coding method.

If the product of the number of transmit antennas and the number of receive antennas is greater than 3, the coding criterion used by the spatial channel code is the smallest Euclidean in the trellis diagram when performing soft decision Viterbi decoding The spatial channel decoding method according to claim 16, wherein the distance can be maximized.

The spatial channel decoding method according to claim 16, wherein the spatial channel coding is TCM coding when a product of the number of transmission antennas and the number of reception antennas is greater than 3.

A plurality of encoding branches each receiving a group of serial data to be encoded;
Each encoding branch has a plurality of registers and performs channel coding on the group of received data by using a corresponding coding standard according to a predetermined communication mode;
Each of the plurality of encoding branches outputs a parallel encoded signal, transmits the parallel encoded signal via a plurality of transmission antennas accordingly, and a space in which related redundant information exists between each channel of the encoded signal. Channel encoder.

The spatial channel encoder according to claim 19, wherein the encoding branch is determined according to a number of the plurality of transmission antennas and a predetermined modulation mode.

The number of registers included in each encoding branch is based on communication quality requirements.
21. The spatial channel encoder of claim 20, wherein the encoded data is generated from the output data of the corresponding register of each encoding branch according to an associated coding standard.

The spatial channel encoder according to claim 21, wherein the modulation mode is at least one of BPSK, QPSK, 8PSK, and QAM.

When the product of the number of transmitting antennas and the number of receiving antennas is not greater than 3, and the receiving antenna is for receiving an encoded signal transmitted from the transmitting antenna on the receiving side, the coding criterion is , A trellis diagram generated according to a code generation matrix configured by the plurality of branches and a plurality of registers of each branch, and a difference matrix configured between output symbols corresponding to each decoding pass is the difference matrix and 20. The spatial channel encoder according to claim 19, wherein the minimum of the rank / product of the matrix obtained through the product with the conjugate transpose matrix can be maximized.

If the product of the number of transmit antennas and the number of receive antennas is greater than 3, the coding criterion allows the minimum Euclidean distance in the trellis diagram to be maximized when decoding is performed. The spatial channel encoder of claim 19.

The spatial channel encoder according to claim 19, wherein when the product of the number of transmitting antennas and the number of receiving antennas is greater than 3, the coding standard employs conventional TCM (Trellis Code Modulation) coding.

Further comprising a plurality of multiplexing units each used to multiplex the encoded signals spread with different spreading codes to transmit the encoded signals multiplexed via the same antenna;
The spatial channel encoder of claim 19, wherein the plurality of transmit antennas transmit each channel of a spread coded signal multiplexed accordingly.

Having a decoding module for decoding the received signal by using the channel estimation result according to spatial channel coding;
The received signal is a multi-channel parallel encoded signal received via at least one receive antenna;
The multi-channel parallel coded signal is transmitted via a plurality of corresponding transmit antennas on the transmitting side after spatial channel coding,
There is associated redundant information between each channel of the encoded signal,
The spatial channel decoder, wherein the channel estimation result is obtained by at least one channel estimation unit through performing channel estimation on a plurality of radio channels that propagate the encoded signal according to a received pilot signal.

Further comprising a weighting module for weighting the plurality of received signals using corresponding channel estimation results obtained by the plurality of channel estimation units according to pilot signals received by the plurality of receiving antennas;
28. The spatial channel decoder of claim 27, wherein the decoding module performs soft decision Viterbi decoding on signals weighted according to spatial channel decoding.

The spatial channel coding is based on a communication mode adopted on the transmission side,
The spatial channel decoder according to claim 28, wherein the communication mode includes a communication rate, a communication quality, a modulation mode, and the number of transmission antennas.

If the product of the number of transmit antennas and the number of receive antennas is not greater than 3, the coding criterion employed by the spatial channel coding corresponds to each decoding path in a trellis diagram generated according to a code generation matrix. 30. The spatial channel decoder according to claim 29, wherein the difference matrix constructed between output symbols can maximize the minimum of the rank / product of the matrix obtained through the product of the difference matrix and the conjugate transpose matrix. .

If the product of the number of transmit antennas and the number of receive antennas is greater than 3, the coding criterion employed by the spatial channel code is the smallest Euclidean in the trellis diagram when performing soft decision Viterbi decoding The spatial channel decoder of claim 30, which maximizes distance.

The spatial channel decoder according to claim 30, wherein when the product of the number of transmission antennas and the number of reception antennas is greater than 3, the spatial channel coding is TCM (Trellis Code Modulation) coding.

A spatial channel encoder that performs channel coding on the transmitted serial data, outputs a multi-channel parallel encoded signal, and has associated redundant information between each channel of the encoded signal;
A plurality of transmit antennas for transmitting each channel of the encoded signal accordingly;
A wireless network system.

The spatial channel encoder is:
A plurality of encoding branches each receiving a group of serial data to be encoded;
Each encoding branch has a plurality of registers and performs channel coding on a group of received data according to a predetermined communication mode by using a corresponding coding standard;
Each of the plurality of encoding branches outputs a parallel encoded signal and transmits a parallel encoded signal via the plurality of transmit antennas accordingly, and associated redundant information exists between each channel of the encoded signal. The wireless network system according to claim 33.

The encoding branch is determined by the number of the plurality of transmitting antennas and a predetermined modulation mode,
The number of registers included in each encoding branch is determined by communication quality requirements,
35. The wireless network system of claim 34, wherein the encoded data is generated from output data of a corresponding register of each encoding branch according to an associated coding standard.

Receiving a multi-channel parallel encoded signal, the multi-channel parallel encoded signal is transmitted via a plurality of transmission antennas on the transmitting side after spatial channel coding, and associated redundant information between each channel of the encoded signal At least one receiving antenna in which is present;
At least one channel estimation unit performing channel estimation on a plurality of radio channels carrying the encoded signal according to a received pilot signal;
A spatial channel decoder that decodes the received signal by using the channel estimation result according to spatial channel coding;
A wireless terminal.

Further comprising a weighting module for weighting the plurality of received codes or signals using corresponding channel estimation results obtained by the plurality of channel estimation units according to pilot signals received by the plurality of receiving antennas;
The wireless terminal according to claim 36, wherein the spatial channel decoder performs soft decision Viterbi decoding with a signal weighted according to spatial channel coding.

The spatial channel coding is based on the communication mode adopted on the transmission side,
The wireless terminal according to claim 37, wherein the communication mode includes a communication rate, a communication quality, a modulation mode, and the number of transmission antennas.