JP2008300979A - Lvds receiver - Google Patents
Lvds receiver Download PDFInfo
- Publication number
- JP2008300979A JP2008300979A JP2007142315A JP2007142315A JP2008300979A JP 2008300979 A JP2008300979 A JP 2008300979A JP 2007142315 A JP2007142315 A JP 2007142315A JP 2007142315 A JP2007142315 A JP 2007142315A JP 2008300979 A JP2008300979 A JP 2008300979A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- switch
- voltage
- lvds receiver
- differential
- transistor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Abstract
Description
本発明は、チップ間の高速信号伝送を実現するLVDS(low Voltage Differential Signal)、あるいはLVDSよりも信号振幅の小さい信号を扱うSub−LVDSなどのアナログ差動電流信号を受信するLVDSレシーバに関するものである。 The present invention relates to an LVDS receiver that receives an analog differential current signal such as LVDS (low voltage differential signal) that realizes high-speed signal transmission between chips, or Sub-LVDS that handles a signal having a smaller signal amplitude than LVDS. is there.
LVDS、あるいはSub−LVDSインターフェース規格では、チップ間信号伝送を差動電流出力で行う。例えば、Sub−LVDS用のLVDSレシーバは、差動電圧入力信号として高速信号(例:500Mbps)を受信する。 In the LVDS or Sub-LVDS interface standard, signal transmission between chips is performed with a differential current output. For example, an LVDS receiver for Sub-LVDS receives a high-speed signal (eg, 500 Mbps) as a differential voltage input signal.
Sub−LVDSインターフェース規格については、詳しくは、非特許文献1などに記載されている。例えば、Sub−LVDSインターフェース規格では、信号振幅が150mV、出力電流値は1.5mAと規定されている。また、送信ブロックが出力した電流に対して電流−電圧変換を行う抵抗の抵抗値は100Ωと規定されている。この抵抗は、抵抗値のばらつきを抑えるため通常はチップ外に設けられた外付け抵抗である。 The Sub-LVDS interface standard is described in detail in Non-Patent Document 1 and the like. For example, the Sub-LVDS interface standard specifies a signal amplitude of 150 mV and an output current value of 1.5 mA. The resistance value of the resistor that performs current-voltage conversion on the current output from the transmission block is defined as 100Ω. This resistor is usually an external resistor provided outside the chip in order to suppress variations in resistance value.
LVDSレシーバなどを含んだLVDS伝送システムを検査するためには、送信ブロック、LVDSレシーバ、さらには伝送路のインピーダンスをプローブ検査ボード上に設ける。 In order to inspect an LVDS transmission system including an LVDS receiver or the like, impedances of a transmission block, an LVDS receiver, and a transmission path are provided on a probe inspection board.
図24は、LVDS伝送システムのプローブ検査ボードの構成の一例を示すブロック図である。プローブ検査ボード上には、図24に示すように、送信ブロック701、伝送路702、レシーバブロック704、及び外付け抵抗705が設けられている。
FIG. 24 is a block diagram illustrating an example of the configuration of the probe inspection board of the LVDS transmission system. As shown in FIG. 24, a
送信ブロック701(図24中ではTxと略記)は、伝送路702を介して差動電流信号を出力する。伝送路702は、プローブ検査ボード上の伝送路である。図24におけるインピーダンス703は、伝送路のインピーダンスを示しており、自己及び相互インダクタンス、容量、抵抗からなる。レシーバブロック704(図24中ではRxと略記)は、伝送路702を介して、送信ブロック701が出力した差動信号を受信する。外付け抵抗705は、送信ブロック701の出力に対して電流−電圧変換を行う抵抗(例:100Ω)である。
The transmission block 701 (abbreviated as Tx in FIG. 24) outputs a differential current signal via the
なお、本インターフェース規格を用いたチップでは高速信号の送受信を行うので、パッケージを用いないベアーチップ実装が主流となってきている。
しかしながら、上記のプローブ検査ボードは、通信テストを行う場合に、外付け抵抗をレシーバ近傍に配置することが物理的に不可能である。そのため、プローブ検査ボード上の伝送路のインピーダンスが差動信号品質を劣化させて、実使用のスピード(例:500Mbps)での通信テストが困難であった。 However, it is physically impossible for the probe inspection board to place an external resistor near the receiver when performing a communication test. For this reason, the impedance of the transmission line on the probe inspection board deteriorates the differential signal quality, making it difficult to perform a communication test at an actual use speed (eg, 500 Mbps).
これに対しては、レシーバブロックのチップ内部にポリシリコン(PS)抵抗で100Ω程度の抵抗を作成することも考えられるが、抵抗値のばらつきは通常は15%以上あり、実使用時、及びテスト時での使用に問題があった。 For this, it may be possible to create a resistor of about 100Ω with polysilicon (PS) resistance inside the chip of the receiver block, but the variation in resistance value is usually 15% or more. There was a problem in use at the time.
本発明は上記の問題に着目してなされたものであり、LVDSレシーバにおいて、外部抵抗を用いずに、伝送路のインピーダンスによる信号品質の劣化を最小限に抑えるようにすることを目的としている。 The present invention has been made paying attention to the above problem, and an object of the present invention is to minimize signal quality degradation due to impedance of a transmission line without using an external resistor in an LVDS receiver.
上記の課題を解決するため、本発明の一態様は、
アナログ差動電流信号を受信するLVDSレシーバであって、
2つの差動入力端子を有し、前記2つの差動入力端子間に与えられたアナログ差動電圧信号に応じたロジック信号を出力する差動レシーバ部と、
前記2つの差動入力端子間にトランジスタで形成され、かつ前記LVDSレシーバの外部からオンオフ制御可能な複数個のスイッチを含んだスイッチ部と、
を備え、
前記差動レシーバ部は、前記アナログ差動電流信号が前記複数個のスイッチのオン抵抗により電流−電圧変換されて、前記アナログ差動電圧信号として前記2つの差動入力端子に与えられることを特徴とする。
In order to solve the above problems, one embodiment of the present invention provides:
An LVDS receiver for receiving an analog differential current signal,
A differential receiver having two differential input terminals and outputting a logic signal according to an analog differential voltage signal applied between the two differential input terminals;
A switch unit including a plurality of switches formed by transistors between the two differential input terminals and capable of being turned on / off from the outside of the LVDS receiver;
With
In the differential receiver unit, the analog differential current signal is subjected to current-voltage conversion by ON resistances of the plurality of switches, and is supplied to the two differential input terminals as the analog differential voltage signal. And
本発明によれば、外部抵抗を用いずに、伝送路のインピーダンスによる信号品質の劣化を最小限に抑えることが可能になる。 According to the present invention, it is possible to minimize degradation of signal quality due to the impedance of the transmission line without using an external resistor.
以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。なお、以下の各実施形態の説明において、一度説明した構成要素と同様の機能を有する構成要素については、同一の符号を付して説明を省略する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. In the following description of each embodiment, components having the same functions as those described once are given the same reference numerals and description thereof is omitted.
《発明の実施形態1》
図1は、本発明の実施形態1に係る通信テストブロック100を示す図である。通信テストブロック100は、Sub−LVDSの通信テストを行なうプローブ検査ボード上に実現される。通信テストブロック100は、同図に示すように、送信ブロック110(図中ではTxと略記)、伝送路120、及びLVDSレシーバ130(図中ではRxと略記)を含んでいる。
Embodiment 1 of the Invention
FIG. 1 is a diagram showing a
送信ブロック110は、伝送路120を介してアナログ差動電流信号を出力する。
The
伝送路120は、プローブ検査ボード上の伝送路である。図1におけるインピーダンス121は、伝送路120のインピーダンスを示しており、自己及び相互インダクタンス、容量、抵抗からなる。
The
LVDSレシーバ130は、伝送路120を介して、送信ブロック110が出力したアナログ差動電流信号を、アナログ差動電圧信号として受信する。具体的には、LVDSレシーバ130は、差動レシーバ部140とスイッチ部150とを含んでいる。
The LVDS
差動レシーバ部140は、+側差動入力端子141(DP+)と−側差動入力端子142(DM−)とを有しており、これらの端子から入力されるアナログ差動電圧信号に応じて、“H”あるいは“L“のロジック信号(出力信号S01)を後段のロジックに出力する。
The
スイッチ部150は、差動レシーバ部140の差動入力端子間をショートさせる複数個のスイッチを含んでいる。それらのスイッチのオン抵抗を利用して、送信ブロック110が出力したアナログ差動電圧信号を、差動レシーバ部140へ入力するアナログ差動電圧信号に変換する。
The
図2は、スイッチ部150を具現化した回路図である。この例のスイッチ部150は、PMOSトランジスタとNMOSトランジスタとを1つずつ組み合わせた相補型スイッチを複数個備えており、各相補型スイッチ同士が並列接続されている。各スイッチを構成するMOSトランジスタのゲートは、LVDSレシーバ130の外部から電位の制御、すなわち、オンオフの制御ができるようになっている。
FIG. 2 is a circuit diagram that embodies the
図2には、PMOSトランジスタ151〜153、NMOSトランジスタ154〜156によって構成された3つの相補型スイッチを図示してある。例えばテスト時に、いくつかのトランジスタが選択されて、オンにされることにより差動入力端子間の抵抗を形成する。なお、スイッチ部150内のスイッチの数は、各スイッチのオン抵抗と必要な合成抵抗値に応じて定めればよい(以下の各実施形態においても同じ)。
FIG. 2 shows three complementary switches composed of
また、本実施形態では、それぞれPMOSトランジスタ及び各NMOSトランジスタのサイズ(W/L比)の比率を2倍、4倍、8倍、と2のべき乗に設定している。これにより、それぞれのスイッチの抵抗値に重み付けを与え、各トランジスタのゲートに与える制御信号の十進数表記に対するオン抵抗値を単調減少関数とすることができる。図3は、制御信号の十進数表記と並列抵抗の合成値の関係の一例である。図3において、横軸は6ビット[5:0]の制御信号を十進表記した数値であり、縦軸は差動入力端子間のスイッチのオン抵抗の合成抵抗値を示している。また、図3のグラフにおける3本の線は、NMOSトランジスタ、及びPMOSトランジスタの特性が、共にTypの場合、共にFast−Fastの場合、共にSlow−Slowの場合をそれぞれ示している。 In the present embodiment, the ratio of the size (W / L ratio) of the PMOS transistor and the NMOS transistor is set to 2 times, 4 times, 8 times, and a power of 2, respectively. Thereby, the resistance value of each switch is weighted, and the ON resistance value with respect to the decimal notation of the control signal given to the gate of each transistor can be a monotonously decreasing function. FIG. 3 is an example of the relationship between the decimal notation of the control signal and the composite value of the parallel resistance. In FIG. 3, the horizontal axis is a numerical value representing a 6-bit [5: 0] control signal in decimal notation, and the vertical axis indicates a combined resistance value of the ON resistance of the switch between the differential input terminals. Also, the three lines in the graph of FIG. 3 indicate the case where the characteristics of the NMOS transistor and the PMOS transistor are both Typ, both Fast-Fast, and both Slow-Slow.
Sub−LVDSで使用する抵抗値は80−120Ω程度である。例えば、通常のCMOSプロセスで使用しているポリシリコン(PS)抵抗を、PMOSトランジスタ151やNMOSトランジスタ154に直列に接続すると、NMOSトランジスタ、PMOSトランジスタのサイズが大きくなりすぎて、差動入力端子間の寄生容量により受信信号が著しく劣化する。これに対し、本実施形態では、電圧電流変換抵抗としてトランジスタのオン抵抗のみを利用しているので、プロセスの変動があっても、テストに最適な抵抗値を外部から設定することが可能になる。したがって、本実施形態によれば、外部抵抗を用いずに、伝送路のインピーダンスによる信号品質の劣化を最小限に抑えることが可能になる。
The resistance value used in Sub-LVDS is about 80-120Ω. For example, if a polysilicon (PS) resistor used in a normal CMOS process is connected in series to the
また、複数のスイッチの中からオンさせるスイッチを選択させることにより、LVDSレシーバの外部からスイッチ部150による抵抗値を制御することができる。これにより、差動レシーバ部に入力されるアナログ差動電圧信号の振幅を自由に変更できるため、テストでの有用性は高い。すなわち、上記の構成により不良チップの選別を容易に行うことが可能となる。
Further, by selecting a switch to be turned on from a plurality of switches, the resistance value by the
なお、図2の例では、入力コモン電圧が変動した時のオン抵抗値の変動を抑えるために、PMOSトランジスタ、NMOSトランジスタの両方のトランジスタを使用しているが、入力コモン電圧が高い場合には、図4のように、PMOSトランジスタのみでスイッチ部を形成してもよい。また、逆に入力コモン電圧が低い場合には、図5のように、NMOSトランジスタのみでスイッチ部を形成してもよい。 In the example of FIG. 2, both the PMOS transistor and the NMOS transistor are used to suppress the fluctuation of the on-resistance value when the input common voltage fluctuates. However, when the input common voltage is high, As shown in FIG. 4, the switch unit may be formed of only PMOS transistors. On the other hand, when the input common voltage is low, as shown in FIG.
《発明の実施形態2》
実施形態2では、実施形態1よりも信号波形の劣化を抑えることができるスイッチ部の例を説明する。図6は、実施形態2に係るスイッチ部150の構成を示す図である。
<< Embodiment 2 of the Invention >>
In the second embodiment, an example of a switch unit that can suppress the deterioration of the signal waveform as compared with the first embodiment will be described. FIG. 6 is a diagram illustrating a configuration of the
本実施形態のスイッチ部150は、図6に示すように、各トランジスタの基盤が、それぞれのトランジスタのソースに接続されている。
As shown in FIG. 6, in the
これにより、Vt(MOSトランジスタの閾値電圧)の基盤バイアス効果による増加を抑えることが可能になる。それゆえ、トランジスタのオン抵抗を実施形態1のスイッチ部150と比較して小さくすることができ、PMOS、NMOSの両方のトランジスタのサイズを小さくすることが可能になる。その結果、差動入力端子間の寄生容量を低減でき、実施形態1の回路に比べ信号波形の劣化を抑えることが可能になる。
As a result, an increase in Vt (threshold voltage of the MOS transistor) due to the base bias effect can be suppressed. Therefore, the on-resistance of the transistor can be reduced as compared with the
なお、図6の例では、入力コモン電圧が変動した時のオン抵抗値の変動を抑えるために、PMOS、NMOSの両方のトランジスタを使用しているが、入力コモン電圧が高い場合には、図7のように、PMOSトランジスタのみでスイッチを形成してもよい。また、逆に入力コモン電圧が低い場合には、図8のように、NMOSトランジスタのみでスイッチを形成してもよい。 In the example of FIG. 6, both PMOS and NMOS transistors are used to suppress fluctuations in the on-resistance value when the input common voltage fluctuates. However, when the input common voltage is high, As shown in FIG. 7, the switch may be formed only by the PMOS transistor. On the other hand, when the input common voltage is low, a switch may be formed only with an NMOS transistor as shown in FIG.
《発明の実施形態3》
実施形態3では、スイッチ部を形成するNMOS、PMOSトランジスタを、ロジックに使用する例えば1.2V耐圧の低電圧トランジスタで形成した例を説明する。図9は、実施形態3に係るスイッチ部150の構成を示す図である。
<< Embodiment 3 of the Invention >>
In the third embodiment, an example will be described in which the NMOS and PMOS transistors forming the switch section are formed of low voltage transistors having a withstand voltage of, for example, 1.2 V used for logic. FIG. 9 is a diagram illustrating a configuration of the
図9において、低電圧PMOSトランジスタ321〜323、低電圧NMOSトランジスタ324〜326は、1.2V耐圧の低電圧トランジスタである。
In FIG. 9, low-
また、クランプ回路310は、+側差動入力端子141、−側差動入力端子142の電圧を、スイッチ部を構成する低電圧トランジスタの耐圧よりも低くするようになっている。図10、図11、及び図12は、クランプ回路310の具体的な回路図の一例である。図10、図11、図12に示すように、それぞれのクランプ回路は、基準電源311を有している。基準電源311は、それぞれのクランプ回路におけるクランプ電圧を決定する電源である。
In addition, the
例えば、図10に例示のクランプ回路310は、第1のダイオード312、第2のダイオード313を有しており、この構成により、+側差動入力端子141、−側差動入力端子142を(基準電源311の電圧+ダイオードの順方向電圧(Vd))でクランプすることができる。
For example, the
また、図11に例示のクランプ回路310は、PMOSトランジスタ314〜315を有しており、この構成により、+側差動入力端子141、−側差動入力端子142を(基準電源311の電圧+PMOSトランジスタのゲートソース間電圧(Vgs))でクランプすることができる。
The
また、図12に例示のクランプ回路310は、比較器316〜317、及びスイッチ318〜319を有している。
Further, the
比較器316は、+側差動入力端子141と基準電源311の電圧を比較する。比較器317は、−側差動入力端子142と基準電源311の電圧を比較する。
The
スイッチ318は、+側差動入力端子141を接地させるためのスイッチである。スイッチ318は、+側差動入力端子141の電圧が基準電源311の電圧よりも高い場合にオンにされて、+側差動入力端子141の電圧を降下させる。スイッチ319は、−側差動入力端子142を接地させるためのスイッチである。−側差動入力端子142の電圧が基準電源311の電圧よりも高い場合にオンにされて、−側差動入力端子142の電圧を降下させる。上記の作用により、+側差動入力端子141、−側差動入力端子142の電圧を常に低電圧トランジスタの耐圧以下に抑えることができる。
The
上記のスイッチ部150によれば、低電圧トランジスタを使用する場合は通常のトランジスタに比べ、トランジスタのゲート長(L)を約1/10に設計することができ、小さなサイズのトランジスタで小さなオン抵抗を実現できる。したがって、本実施形態では、この作用により、差動入力端子間の容量を低減でき、信号劣化を抑えることができる。
According to the
通常、送信側のドライバーは、3V系の通常のトランジスタを使用し、出力電流は送信ブロックの3V系の電源より供給される。そのため、本実施形態の副作用として、スタートアップ時等に、差動入力端子の電圧が低電圧トランジスタの耐圧を超え、低電圧トランジスタデバイスの破壊を引き起こすことが考えられる。しかし、本実施形態では、クランプ回路310が挿入されているので、+側差動入力端子141、−側差動入力端子142の電圧が、スイッチを形成している低電圧トランジスタの耐圧を超えないようできる。
Normally, the driver on the transmission side uses a 3V normal transistor, and the output current is supplied from the 3V power supply of the transmission block. Therefore, as a side effect of this embodiment, it is considered that the voltage at the differential input terminal exceeds the withstand voltage of the low voltage transistor at the time of start-up or the like, causing the breakdown of the low voltage transistor device. However, in this embodiment, since the
なお、図9の例では、入力コモン電圧が変動した時のオン抵抗値の変動を抑えるために、低電圧PMOSトランジスタ、低電圧NMOSの両方のトランジスタを使用しているが、入力コモン電圧が高い場合には、図13のように、低電圧PMOSトランジスタのみでスイッチ部を形成してもよい。また、逆に入力コモン電圧が低い場合には、図14のように低電圧NMOSトランジスタのみでスイッチ部を形成してもよい。 In the example of FIG. 9, both low-voltage PMOS transistors and low-voltage NMOS transistors are used to suppress fluctuations in the on-resistance value when the input common voltage fluctuates, but the input common voltage is high. In this case, as shown in FIG. 13, the switch unit may be formed by only a low voltage PMOS transistor. On the contrary, when the input common voltage is low, the switch unit may be formed by only the low voltage NMOS transistor as shown in FIG.
《発明の実施形態4》
実施形態4では、スイッチ部を形成するNMOS、PMOSトランジスタのVt(MOSトランジスタの閾値電圧)を抑えた例を説明する。図15は、実施形態4に係るスイッチ部150の構成を示す図である。
<< Embodiment 4 of the Invention >>
In the fourth embodiment, an example in which Vt (threshold voltage of the MOS transistor) of the NMOS and PMOS transistors forming the switch unit is suppressed will be described. FIG. 15 is a diagram illustrating a configuration of the
本実施形態のスイッチ部150は、図15に示すように、スイッチを形成しているNMOSトランジスタ、PMOSトランジスタの基盤を、それぞれのトランジスタのソースに接続している。これにより、Vtの基盤バイアス効果による増加を抑えている。
As shown in FIG. 15, the
上記のように、本実施形態ではVtを低く抑えることが可能になるため、トランジスタのオン抵抗を、実施形態3(図9を参照)と比較して小さくすることができる。それゆえ、低電圧PMOSトランジスタ、低電圧NMOSトランジスタの両方のトランジスタのサイズを小さくすることが可能になる。この結果、差動入力端子間の寄生容量を低減でき、実施形態3の回路に比べ、信号波形の劣化を抑えることができる。 As described above, Vt can be kept low in this embodiment, so that the on-resistance of the transistor can be reduced as compared with Embodiment 3 (see FIG. 9). Therefore, the size of both the low voltage PMOS transistor and the low voltage NMOS transistor can be reduced. As a result, parasitic capacitance between the differential input terminals can be reduced, and signal waveform deterioration can be suppressed as compared with the circuit of the third embodiment.
なお、図15の例では、入力コモン電圧が変動した時のオン抵抗値の変動を抑えるために、低電圧PMOSトランジスタ、低電圧NMOSトランジスタの両方のトランジスタを使用しているが、入力コモン電圧が高い場合には、図16のように、低電圧PMOSトランジスタのみでスイッチを形成してもよい。また、逆に入力コモン電圧が低い場合には、図17のように、低電圧NMOSトランジスタのみでスイッチを形成してもよい。 In the example of FIG. 15, both low-voltage PMOS transistor and low-voltage NMOS transistor are used in order to suppress fluctuations in the on-resistance value when the input common voltage fluctuates. If it is high, the switch may be formed by only a low-voltage PMOS transistor as shown in FIG. On the other hand, when the input common voltage is low, the switch may be formed by only the low voltage NMOS transistor as shown in FIG.
《発明の実施形態5》
実施形態5では、差動入力端子の電圧が低電圧トランジスタのD−S間(ドレイン−ソース間)の耐圧を超えた場合に生じるデバイス破壊防止が可能な例を説明する。図18は、実施形態5に係るスイッチ部150の構成を示す図である。
<< Embodiment 5 of the Invention >>
In the fifth embodiment, an example will be described in which device destruction that can occur when the voltage at the differential input terminal exceeds the withstand voltage between the D-S (between the drain and source) of the low-voltage transistor can be described. FIG. 18 is a diagram illustrating a configuration of the
本実施形態のスイッチ部150は、低電圧PMOSトランジスタ321〜323、低電圧PMOSトランジスタ511〜513、低電圧NMOSトランジスタ324〜326、低電圧NMOSトランジスタ514〜516を備えている。低電圧PMOSトランジスタ321と低電圧PMOSトランジスタ511、低電圧NMOSトランジスタ324と低電圧NMOSトランジスタ514、低電圧PMOSトランジスタ322と低電圧PMOSトランジスタ512、低電圧NMOSトランジスタ325と低電圧NMOSトランジスタ515、・・・、低電圧PMOSトランジスタ323と低電圧PMOSトランジスタ513、低電圧NMOSトランジスタ326と低電圧NMOSトランジスタ516は、それぞれ直列に接続されている。
The
本実施形態では、図9の例と比べ、ドレイン−ソース間に印加される電圧を半分に低減することができる。また、直列接続によりトータルの合成オン抵抗値は、図9の例に比べて2倍になるが、ドレイン−ソース間の容量も直列接続により半分になる。そのため、信号劣化に関しては図9の例と同等である。 In the present embodiment, the voltage applied between the drain and the source can be reduced to half compared to the example of FIG. Further, the total combined on-resistance value is doubled by the series connection as compared with the example of FIG. 9, but the drain-source capacitance is also halved by the series connection. Therefore, signal degradation is equivalent to the example of FIG.
以上のように、本実施形態のスイッチ部150は、スイッチを形成している低電圧NMOSトランジスタ、低電圧PMOSトランジスタを直列に接続した。それゆえ、差動入力端子の電圧が低電圧トランジスタのドレイン−ソース間耐圧を超えた場合に生じるデバイス破壊を防止することが可能になる。
As described above, in the
なお、本実施形態では、2段の直列接続を例として示しているが、3段以上の直列接続についても同様の効果が得られるのは自明である。 In the present embodiment, two-stage series connection is shown as an example, but it is obvious that the same effect can be obtained with three or more series connections.
また、図18の例では、入力コモン電圧が変動した時のオン抵抗値の変動を抑えるために、低電圧PMOSトランジスタ、低電圧NMOSトランジスタの両方のトランジスタを使用しているが、入力コモン電圧が高い場合には、図19のように、低電圧PMOSトランジスタのみでスイッチを形成してもよい。また、逆に入力コモン電圧が低い場合には、図20のように、低電圧NMOSトランジスタのみでスイッチを形成してもよい。 In the example of FIG. 18, both low-voltage PMOS transistor and low-voltage NMOS transistor are used to suppress fluctuations in on-resistance when the input common voltage fluctuates. If it is high, the switch may be formed by only a low-voltage PMOS transistor as shown in FIG. On the other hand, when the input common voltage is low, the switch may be formed by only the low voltage NMOS transistor as shown in FIG.
《発明の実施形態6》
実施形態6では、スイッチ部を形成するNMOS、PMOSトランジスタのVt(MOSトランジスタの閾値電圧)を抑えた例を説明する。図21は、実施形態6に係るスイッチ部150の構成を示す図である。
Embodiment 6 of the Invention
In the sixth embodiment, an example in which Vt (the threshold voltage of the MOS transistor) of the NMOS and PMOS transistors forming the switch unit is suppressed will be described. FIG. 21 is a diagram illustrating a configuration of the
本実施形態のスイッチ部150は、図21に示すように、スイッチを形成しているNMOSトランジスタ、PMOSトランジスタの基盤を、それぞれのトランジスタのソースに接続している。これにより、Vtの基盤バイアス効果による増加を抑えている。
As shown in FIG. 21, the
上記のように、本実施形態ではVtを低く抑えることが可能になるため、トランジスタのオン抵抗を、図18の例と比較して小さくすることができる。それゆえ、低電圧PMOSトランジスタ、低電圧NMOSトランジスタの両方のトランジスタのサイズを小さくすることが可能になる。この結果、差動入力端子間の寄生容量を低減でき、図18の回路に比べて、信号波形の劣化を抑えることができる。 As described above, in this embodiment, Vt can be kept low, so that the on-resistance of the transistor can be reduced as compared with the example of FIG. Therefore, the size of both the low voltage PMOS transistor and the low voltage NMOS transistor can be reduced. As a result, the parasitic capacitance between the differential input terminals can be reduced, and the deterioration of the signal waveform can be suppressed as compared with the circuit of FIG.
なお、図21の例では、入力コモン電圧が変動した時のオン抵抗値の変動を抑えるために、低電圧PMOSトランジスタ、低電圧NMOSトランジスタの両方のトランジスタを使用しているが、入力コモン電圧が高い場合には、図22のように、低電圧PMOSトランジスタのみでスイッチを形成してもよい。また、逆に入力コモン電圧が低い場合には、図23のように、低電圧NMOSトランジスタのみでスイッチを形成してもよい。 In the example of FIG. 21, both the low-voltage PMOS transistor and the low-voltage NMOS transistor are used in order to suppress the fluctuation of the on-resistance value when the input common voltage fluctuates. If it is high, the switch may be formed by only a low-voltage PMOS transistor as shown in FIG. On the contrary, when the input common voltage is low, the switch may be formed by only the low voltage NMOS transistor as shown in FIG.
本発明に係るLVDSレシーバは、外部抵抗を用いずに、伝送路のインピーダンスによる信号品質の劣化を最小限に抑えることが可能になるという効果を有し、チップ間の高速信号伝送を実現するLVDS、あるいはLVDSよりも信号振幅の小さい信号を扱うSub−LVDSなどのアナログ差動電流信号を受信するLVDSレシーバ等として有用である。 The LVDS receiver according to the present invention has an effect that signal quality deterioration due to the impedance of the transmission path can be minimized without using an external resistor, and realizes high-speed signal transmission between chips. Alternatively, it is useful as an LVDS receiver that receives an analog differential current signal such as a Sub-LVDS that handles a signal having a signal amplitude smaller than that of the LVDS.
100 通信テストブロック
110 送信ブロック
120 伝送路
121 インピーダンス
130 LVDSレシーバ
140 差動レシーバ部
141 +側差動入力端子
142 −側差動入力端子
150 スイッチ部
151〜153 PMOSトランジスタ
154〜156 NMOSトランジスタ
310 クランプ回路
311 基準電源
312 第1のダイオード
313 第2のダイオード
314〜315 PMOSトランジスタ
316〜317 比較器
318〜319 スイッチ
321〜323 低電圧PMOSトランジスタ
324〜326 低電圧NMOSトランジスタ
511〜513 低電圧PMOSトランジスタ
514〜516 低電圧NMOSトランジスタ
S01 出力信号
DESCRIPTION OF
Claims (10)
2つの差動入力端子を有し、前記2つの差動入力端子間に与えられたアナログ差動電圧信号に応じたロジック信号を出力する差動レシーバ部と、
前記2つの差動入力端子間にトランジスタで形成され、かつ前記LVDSレシーバの外部からオンオフ制御可能な複数個のスイッチを含んだスイッチ部と、
を備え、
前記差動レシーバ部は、前記アナログ差動電流信号が前記複数個のスイッチのオン抵抗により電流−電圧変換されて、前記アナログ差動電圧信号として前記2つの差動入力端子に与えられることを特徴とするLVDSレシーバ。 An LVDS receiver for receiving an analog differential current signal,
A differential receiver having two differential input terminals and outputting a logic signal according to an analog differential voltage signal applied between the two differential input terminals;
A switch unit including a plurality of switches formed by transistors between the two differential input terminals and capable of being turned on / off from the outside of the LVDS receiver;
With
In the differential receiver unit, the analog differential current signal is subjected to current-voltage conversion by ON resistances of the plurality of switches, and is supplied to the two differential input terminals as the analog differential voltage signal. LVDS receiver.
前記スイッチ部の各スイッチは、NMOSトランジスタとPMOSトランジスタの相補型スイッチ、NMOSトランジスタのみのスイッチ、及びPMOSトランジスタのみのスイッチのうちの何れかであることを特徴とするLVDSレシーバ。 The LVDS receiver of claim 1,
Each switch of the switch unit is any one of a complementary switch of an NMOS transistor and a PMOS transistor, a switch of only an NMOS transistor, and a switch of only a PMOS transistor.
前記スイッチ部の各スイッチを構成するトランジスタは、ソースと基盤とが接続されていることを特徴とするLVDSレシーバ。 The LVDS receiver according to claim 1, wherein a source and a base are connected to each of the transistors constituting each switch of the switch unit.
前記差動入力端子間の電圧を、前記スイッチ部を構成するトランジスタの耐圧よりも低くするクランプ回路をさらに備えたことを特徴とするLVDSレシーバ。 The LVDS receiver of claim 1,
An LVDS receiver, further comprising a clamp circuit for lowering a voltage between the differential input terminals to a withstand voltage of a transistor constituting the switch unit.
前記スイッチ部の各スイッチは、NMOSトランジスタとPMOSトランジスタの相補型スイッチ、NMOSトランジスタのみのスイッチ、及びPMOSトランジスタのみのスイッチのうちの何れかであることを特徴とするLVDSレシーバ。 The LVDS receiver of claim 4, wherein
Each switch of the switch unit is any one of a complementary switch of an NMOS transistor and a PMOS transistor, a switch of only an NMOS transistor, and a switch of only a PMOS transistor.
前記スイッチ部の各スイッチを構成するトランジスタは、ソースと基盤とが接続されていることを特徴とするLVDSレシーバ。 The LVDS receiver of claim 4, wherein
In the LVDS receiver, a transistor and each base of the switch section are connected to a source and a base.
前記クランプ回路は、基準電源とダイオードとの組み合わせ、基準電源とPMOSトランジスタの組み合わせ、及び基準電源とコンパレータとスイッチの組み合わせのうちの何れかの組み合わせであることを特徴とするLVDSレシーバ。 The LVDS receiver of claim 4, wherein
The LVDS receiver, wherein the clamp circuit is any one of a combination of a reference power supply and a diode, a combination of a reference power supply and a PMOS transistor, and a combination of a reference power supply, a comparator, and a switch.
前記スイッチ部の各スイッチを構成するトランジスタは、複数個の低電圧トランジスタを直列に接続したものであることを特徴とするLVDSレシーバ。 The LVDS receiver of claim 2, wherein
The LVDS receiver according to claim 1, wherein the transistors constituting each switch of the switch unit are a plurality of low voltage transistors connected in series.
前記スイッチ部の各スイッチを構成するトランジスタは、ソースと基盤とが接続されていることを特徴とするLVDSレシーバ。 The LVDS receiver of claim 8, wherein
In the LVDS receiver, a transistor and each base of the switch section are connected to a source and a base.
それぞれのスイッチは、抵抗値が大きい方から順に、各スイッチを構成するトランジスタのサイズの比率が2のべき乗単位で大きくなるように設定されていることを特徴とするLVDSレシーバ。 The LVDS receiver of claim 1,
The LVDS receiver is characterized in that each switch is set so that the ratio of the size of the transistors constituting each switch increases in units of powers of 2 in order from the largest resistance value.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2007142315A JP2008300979A (en) | 2007-05-29 | 2007-05-29 | Lvds receiver |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2007142315A JP2008300979A (en) | 2007-05-29 | 2007-05-29 | Lvds receiver |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2008300979A true JP2008300979A (en) | 2008-12-11 |
Family
ID=40174114
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2007142315A Pending JP2008300979A (en) | 2007-05-29 | 2007-05-29 | Lvds receiver |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2008300979A (en) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2015122656A (en) * | 2013-12-24 | 2015-07-02 | 株式会社メガチップス | Data receiving device |
JP2019149662A (en) * | 2018-02-27 | 2019-09-05 | セイコーエプソン株式会社 | Circuit device, electro-optical device, and electronic device |
-
2007
- 2007-05-29 JP JP2007142315A patent/JP2008300979A/en active Pending
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2015122656A (en) * | 2013-12-24 | 2015-07-02 | 株式会社メガチップス | Data receiving device |
JP2019149662A (en) * | 2018-02-27 | 2019-09-05 | セイコーエプソン株式会社 | Circuit device, electro-optical device, and electronic device |
US11132933B2 (en) | 2018-02-27 | 2021-09-28 | Seiko Epson Corporation | Circuit device, electro-optical device, and electronic apparatus |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP2008182516A (en) | Interface circuit and semiconductor integrated circuit | |
US8354873B2 (en) | Transmission gate and semiconductor device | |
US8581628B2 (en) | Low voltage transmitter with high output voltage | |
US9250696B2 (en) | Apparatus for reference voltage generating circuit | |
US8749269B2 (en) | CML to CMOS conversion circuit | |
US20110316505A1 (en) | Output Buffer With Improved Output Signal Quality | |
US10079603B1 (en) | Configurable, multi-functional driver circuit | |
US10135442B2 (en) | Current-mode logic circuit | |
JP2006042136A (en) | Terminating circuit, semiconductor device, and electronic apparatus | |
JP2014075692A (en) | Output circuit | |
JP2004253859A (en) | Current driver circuit | |
JP2009239471A (en) | Mos integrated circuit and electronic equipment including the same | |
JP2008300979A (en) | Lvds receiver | |
JP6464638B2 (en) | Transmission circuit and semiconductor integrated circuit | |
JPWO2004066499A1 (en) | Semiconductor integrated circuit | |
US11005477B2 (en) | Driver circuit and control method therefor, and transmission/reception system | |
US8324928B2 (en) | Calibration circuit | |
US8514119B2 (en) | High-speed voltage-level converter using capacitor | |
TWI641253B (en) | Network driving circuit and method of driving network device | |
KR20100133610A (en) | Voltage level shifter | |
US9065441B2 (en) | Voltage scale-down circuit | |
JP2009111751A (en) | Analog switch and selector circuit using the same | |
US9374047B2 (en) | Buffer circuit | |
US10897252B1 (en) | Methods and apparatus for an auxiliary channel | |
US9520708B2 (en) | Protection circuit, interface circuit, and communication system |