JP2008292307A

JP2008292307A - Gas concentration detector

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Publication number: JP2008292307A
Application number: JP2007138163A
Authority: JP
Inventors: Yasuo Kakuzen; 安夫覚前; Shigeyuki Ohira; 茂之大平
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2007-05-24
Filing date: 2007-05-24
Publication date: 2008-12-04

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a gas concentration detector capable of appropriately setting a rise time at a start of applying current and a fall time at a period of interrupting the current to a switching element of a heater driving circuit in order to satisfy both reducing its high-frequency noise and assuring its controllability. <P>SOLUTION: The gas concentration detector 1 is equipped with a gas sensor element 2, a heater element 3 and the heater driving circuit 4. A first signal line L1 having a first resistor R1 and a second signal line L2 having a second resistor R2 whose resistance value is smaller than that of the first resistor R1, are connected in parallel to a signal terminal G of the switching element 41 of the heater driving circuit 4. The heater driving circuit 4 can turn on the switching element 41 through the first signal line L1 when applying the current to the heater element 3, and discharge the signal terminal G of the switching element 41 through the second signal line L2 when interrupting the current flowing in the heater element 3. <P>COPYRIGHT: (C)2009,JPO&INPIT

Description

本発明は、ガスセンサ素子とヒータ素子とを備えたガス濃度検出装置に関し、特に、ヒータ素子へ通電を行い、ガスセンサ素子の温度を制御するためのヒータ駆動回路に関する。 The present invention relates to a gas concentration detection apparatus including a gas sensor element and a heater element, and more particularly, to a heater drive circuit for energizing the heater element and controlling the temperature of the gas sensor element.

例えば、ＮＯｘ、ＣＯ、ＨＣ等の特定ガスの濃度を検出するよう構成されたガス濃度検出装置においては、酸素イオン導電性を有する固体電解質体の両表面にそれぞれ電極を設けてなるガスセンサ素子によるセンサ出力を安定させるために、ヒータ素子に通電を行って、当該ガスセンサ素子の温度を所定の温度に保つようにしている。
例えば、特許文献１のガス濃度検出装置においては、被検出ガス中の余剰酸素を排出するポンプセル（第１セル）と、余剰酸素排出後のガス成分から特定成分の濃度に応じた電流を流すセンサセル（第２セル）と、ポンプセル及びセンサセルを加熱するヒータとを備えるガス濃度センサを用い、制御回路によって、センサセルの内部抵抗を検出し、この検出した内部抵抗に基づいてヒータの通電を制御することが開示されている。また、制御回路は、センサセルの印加電圧を交流的に変化させて、センサセルのインピーダンスを検出し、この検出したセンサセルのインピーダンスに基づいてヒータの通電を制御している。これによれば、被検出ガスの温度変動や流速の変化があっても、常に所定のガス濃度検出精度を確保することができる。 For example, in a gas concentration detection apparatus configured to detect the concentration of a specific gas such as NOx, CO, HC, etc., a sensor using a gas sensor element in which electrodes are provided on both surfaces of a solid electrolyte body having oxygen ion conductivity, respectively. In order to stabilize the output, the heater element is energized to keep the temperature of the gas sensor element at a predetermined temperature.
For example, in the gas concentration detection device of Patent Document 1, a pump cell (first cell) that discharges excess oxygen in a gas to be detected, and a sensor cell that passes a current according to the concentration of a specific component from the gas component after discharging excess oxygen. (2nd cell) and the gas concentration sensor provided with the heater which heats a pump cell and a sensor cell, the internal resistance of a sensor cell is detected with a control circuit, and energization of a heater is controlled based on this detected internal resistance Is disclosed. Further, the control circuit changes the applied voltage of the sensor cell in an alternating manner to detect the impedance of the sensor cell, and controls the energization of the heater based on the detected impedance of the sensor cell. According to this, it is possible to always ensure a predetermined gas concentration detection accuracy even if there is a temperature variation or a flow velocity change of the gas to be detected.

ところで、上記ヒータ素子の通電を行う際には、ヒータ駆動回路により、ＰＷＭ制御（パルス幅変調制御）等によってスイッチング素子をＯＮ、ＯＦＦさせ、ヒータ素子への通電時間等を制御している。そして、スイッチング素子が導通状態（ＯＮ状態）になる場合と非導通状態（ＯＦＦ状態）になる場合とにおいては、スイッチング素子の信号端子における電圧の印加状態が異なる。
これにより、スイッチング素子の信号端子への通電を行うための抵抗に流れる電流の変化は、通電開始時と通電遮断時とにおいて異なることになる。しかしながら、従来のヒータ駆動回路においては、通電開始時と通電遮断時とにおいて、上記抵抗の値が固定されている。そのため、例えば、上記抵抗の値を小さくすると、電流の変化が速くなって高周波ノイズ（ラジオノイズ）が大きくなるおそれがある一方、上記抵抗の値を大きくすると、電流の変化が遅くなって制御性が悪化してしまうおそれがある（ＰＷＭ制御を行う際には、デューティ比のコントロールができなくなるおそれがある。）。 By the way, when energizing the heater element, the heater drive circuit turns on and off the switching element by PWM control (pulse width modulation control) or the like to control the energization time to the heater element. The voltage application state at the signal terminal of the switching element differs depending on whether the switching element is in a conductive state (ON state) or non-conductive state (OFF state).
Thereby, the change of the current flowing through the resistor for energizing the signal terminal of the switching element differs between when energization is started and when energization is interrupted. However, in the conventional heater drive circuit, the value of the resistance is fixed when energization is started and when energization is interrupted. For this reason, for example, if the resistance value is decreased, the current change may be accelerated and high-frequency noise (radio noise) may be increased. On the other hand, if the resistance value is increased, the current change is delayed and controllability is increased. (The duty ratio may not be controlled when performing PWM control).

また、例えば、特許文献２の電圧形スイッチング素子制御方法においては、パワーＭＯＳＦＥＴのスイッチング制御を行う際に、ノイズの発生しやすい小電流域のみにおいて、パワーＭＯＳＦＥＴのゲート抵抗を大きくするように切り換えて、スイッチング時間を長くすることが開示されている。これによれば、上記小電流域においては、スイッチングに伴う電圧変化率を小さくして、ノイズの発生を低減することができる一方、大電流域においては、スイッチング損失の増加を抑制することができる。
しかしながら、引用文献２においても、通電開始時におけるスイッチング時間（立上り時間）と、通電遮断時におけるスイッチング時間（立下り時間）とを適切に設定するための工夫はなされていない。 Further, for example, in the voltage-type switching element control method disclosed in Patent Document 2, when performing switching control of the power MOSFET, switching is performed so that the gate resistance of the power MOSFET is increased only in a small current region where noise is likely to occur. It is disclosed to increase the switching time. According to this, in the small current region, it is possible to reduce the voltage change rate accompanying switching and reduce the generation of noise, while in the large current region, it is possible to suppress an increase in switching loss. .
However, even in the cited document 2, no contrivance for appropriately setting the switching time (rise time) at the start of energization and the switching time (fall time) at the time of energization interruption is not made.

特開２０００−１７１４３９号公報JP 2000-171439 A 特開平５−３２８７４６号公報JP-A-5-328746

本発明は、かかる従来の問題点に鑑みてなされたもので、ヒータ駆動回路のスイッチング素子における通電開始時の立上り時間及び通電遮断時の立下り時間を適切に設定することができ、高周波ノイズの低減及び制御性の確保を両立させることができるガス濃度検出装置を提供しようとするものである。 The present invention has been made in view of such conventional problems, and can appropriately set the rise time at the start of energization and the fall time at the time of energization cut-off in the switching element of the heater drive circuit. An object of the present invention is to provide a gas concentration detection device capable of achieving both reduction and ensuring controllability.

本発明は、酸素イオン導電性を有する固体電解質体の両表面にそれぞれ電極を設けてなるガスセンサ素子と、通電によって発熱するヒータ素子と、制御用マイコンからの指令を受けて上記ヒータ素子へ通電を行い上記ガスセンサ素子の温度を制御するためのヒータ駆動回路とを備えたガス濃度検出装置において、
上記ヒータ駆動回路は、上記ヒータ素子の一端に接続した通電用電源と、上記ヒータ素子の他端に接続し、上記制御用マイコンからの指令を受けて上記ヒータ素子への通電を行うよう動作するスイッチング素子とを備えており、
該スイッチング素子の信号端子には、第１抵抗を設けた第１信号線と、上記第１抵抗よりも抵抗値が小さい第２抵抗を設けた第２信号線とが並列接続してあり、
上記ヒータ素子への通電時には、上記第１信号線を通じて上記スイッチング素子を導通させることができる一方、上記ヒータ素子への通電の遮断時には、上記第２信号線を通じて上記スイッチング素子の信号端子の放電を行うことができるよう構成したことを特徴とするガス濃度検出装置にある（請求項１）。 The present invention provides a gas sensor element in which electrodes are provided on both surfaces of a solid electrolyte body having oxygen ion conductivity, a heater element that generates heat by energization, and an energization to the heater element in response to a command from a control microcomputer. In a gas concentration detection device comprising a heater drive circuit for performing and controlling the temperature of the gas sensor element,
The heater drive circuit is connected to an energizing power source connected to one end of the heater element and connected to the other end of the heater element, and operates to energize the heater element in response to a command from the control microcomputer. Switching element,
A first signal line provided with a first resistor and a second signal line provided with a second resistor having a resistance value smaller than that of the first resistor are connected in parallel to the signal terminal of the switching element,
When the heater element is energized, the switching element can be conducted through the first signal line. On the other hand, when the heater element is de-energized, the signal terminal of the switching element is discharged through the second signal line. The gas concentration detection apparatus is configured to be able to perform the operation (claim 1).

本発明のガス濃度検出装置においては、ヒータ素子に通電を行うためのヒータ駆動回路のスイッチング素子において、通電開始時におけるスイッチング時間（立上り時間）と、通電遮断時におけるスイッチング時間（立下り時間）とを適切に設定するための工夫を行っている。
具体的には、本発明においては、ヒータ駆動回路のスイッチング素子の信号端子には、第１抵抗を設けた第１信号線と、第１抵抗よりも抵抗値が小さい第２抵抗を設けた第２信号線とを並列接続している。 In the gas concentration detection device of the present invention, in the switching element of the heater drive circuit for energizing the heater element, the switching time (rise time) at the start of energization and the switching time (fall time) at the time of energization interruption The device has been devised to properly set the.
Specifically, in the present invention, the signal terminal of the switching element of the heater driving circuit is provided with a first signal line provided with a first resistor and a second resistor having a resistance value smaller than that of the first resistor. Two signal lines are connected in parallel.

そして、ヒータ駆動回路において、制御用マイコンからの指令を受けてヒータ素子へ通電を行い、ガスセンサ素子の温度を制御する際に、ヒータ素子への通電開始時には、第１信号線の第１抵抗を通じてスイッチング素子の信号端子へ通電し、スイッチング素子を導通させることができる。このとき、第１信号線の第１抵抗には、電源電圧等による電圧が印加される。そのため、第２抵抗よりも抵抗値が大きい第１抵抗を通じて、スイッチング素子の信号端子に通電することができる。これにより、ヒータ素子への通電開始時には、スイッチング素子の立上り時間（ＯＮ時の速度）をできるだけ遅くする（電流の変化を遅くする）ことができ、スイッチング時に生じる高周波ノイズを小さくすることができる。 In the heater driving circuit, when the heater element is energized in response to a command from the control microcomputer and the temperature of the gas sensor element is controlled, when the energization of the heater element starts, the first resistance of the first signal line is used. By energizing the signal terminal of the switching element, the switching element can be conducted. At this time, a voltage such as a power supply voltage is applied to the first resistor of the first signal line. Therefore, the signal terminal of the switching element can be energized through the first resistor having a resistance value larger than that of the second resistor. As a result, when energization of the heater element is started, the rise time (speed when ON) of the switching element can be delayed as much as possible (current change is delayed), and high-frequency noise generated during switching can be reduced.

一方、ヒータ素子への通電遮断時には、第２信号線の第２抵抗を通じてスイッチング素子の信号端子の放電を行うことができる。このとき、第２信号線の第２抵抗には、電源電圧等による電圧よりも低いスイッチング素子の通電遮断時における電圧が残っている。そのため、第１抵抗よりも抵抗値が小さい第２抵抗を通じて、スイッチング素子の信号端子の放電を行うことができる。これにより、ヒータ素子への通電遮断時には、スイッチング素子の立下り時間（ＯＦＦ時の速度）をできるだけ速くする（電流の変化を速くする）ことができ、制御性を確保することができる。 On the other hand, when the energization to the heater element is cut off, the signal terminal of the switching element can be discharged through the second resistor of the second signal line. At this time, the second resistance of the second signal line retains a voltage when the switching element is turned off, which is lower than the voltage due to the power supply voltage or the like. Therefore, the signal terminal of the switching element can be discharged through the second resistor having a resistance value smaller than that of the first resistor. As a result, when the energization of the heater element is interrupted, the fall time (speed when OFF) of the switching element can be made as fast as possible (current change is made faster), and controllability can be ensured.

それ故、本発明のガス濃度検出装置によれば、ヒータ駆動回路のスイッチング素子における通電開始時の立上り時間及び通電遮断時の立下り時間を適切に設定することができ、高周波ノイズの低減及び制御性の確保を両立させることができる。 Therefore, according to the gas concentration detection device of the present invention, the rise time at the start of energization and the fall time at the time of energization interruption in the switching element of the heater drive circuit can be appropriately set, and the reduction and control of high frequency noise. It is possible to ensure both sex.

上述した本発明における好ましい実施の形態につき説明する。
本発明において、上記第２信号線には、上記スイッチング素子の信号端子の側にアノード端子を配置してダイオード素子が直列接続してあり、上記ヒータ素子への通電時には、上記第１信号線を通じて上記スイッチング素子を導通させることができる一方、上記ヒータ素子への通電の遮断時には、上記第１信号線及び上記第２信号線を通じて上記スイッチング素子の信号端子の放電を行うことができるよう構成することができる（請求項２）。
この場合には、第２信号線の第２抵抗に直列接続したダイオード素子を用いることによって、スイッチング素子の信号端子に対する通電開始時と通電遮断時との導通経路を異ならせることができる。そして、第１抵抗によって定まるスイッチング素子の通電開始時の立上り時間と、第１抵抗と第２抵抗との並列抵抗によって定まるスイッチング素子の通電遮断時の立下り時間とを適切に設定することができる。 A preferred embodiment of the present invention described above will be described.
In the present invention, an anode terminal is disposed on the second signal line on the signal terminal side of the switching element, and a diode element is connected in series. When the heater element is energized, the second signal line passes through the first signal line. The switching element can be turned on, and when the energization to the heater element is interrupted, the signal terminal of the switching element can be discharged through the first signal line and the second signal line. (Claim 2).
In this case, by using a diode element connected in series with the second resistor of the second signal line, the conduction path between the start of energization and the de-energization of the signal terminal of the switching element can be made different. The rise time at the start of energization of the switching element determined by the first resistor and the fall time at the time of energization interruption of the switching element determined by the parallel resistance of the first resistor and the second resistor can be appropriately set. .

上記第１信号線には、上記スイッチング素子の信号端子の側にカソード端子を配置してダイオード素子が直列接続してあり、上記ヒータ素子への通電時には、上記第１信号線を通じて上記スイッチング素子を導通させる一方、上記ヒータ素子への通電の遮断時には、上記第２信号線を通じて上記スイッチング素子の信号端子の放電を行うよう構成することもできる（請求項３）。
この場合には、第２信号線の第２抵抗に直列接続したダイオード素子を用いることによって、スイッチング素子の信号端子における通電開始時と通電遮断時との導通経路を異ならせることができる。そして、第１抵抗によって定まるスイッチング素子の通電開始時の立上り時間と、第２抵抗によって定まるスイッチング素子の通電遮断時の立下り時間とを適切に設定することができる。 In the first signal line, a cathode terminal is arranged on the signal terminal side of the switching element, and a diode element is connected in series. When the heater element is energized, the switching element is connected through the first signal line. On the other hand, when energization to the heater element is interrupted, the signal terminal of the switching element can be discharged through the second signal line.
In this case, by using a diode element connected in series to the second resistor of the second signal line, the conduction path at the start of energization and at the time of energization interruption at the signal terminal of the switching element can be made different. Then, the rise time at the start of energization of the switching element determined by the first resistor and the fall time at the time of energization interruption of the switching element determined by the second resistance can be appropriately set.

また、上記第２信号線には、該第２信号線の導通状態と非導通状態とを切り替えることができる切替手段が設けてあり、上記ヒータ素子への通電時には、上記切替手段によって上記第２信号線を非導通状態にし、上記第１信号線を通じて上記スイッチング素子を導通させることができる一方、上記ヒータ素子への通電の遮断時には、上記切替手段によって上記第２信号線を導通状態にし、該第２信号線及び上記第１信号線を通じて上記スイッチング素子の信号端子の放電を行うことができるよう構成することもできる（請求項４）。
この場合には、第２信号線に設けた切替手段を用いることによって、スイッチング素子の信号端子に対する通電開始時と通電遮断時との導通経路を異ならせることができる。そして、第１抵抗によって定まるスイッチング素子の通電開始時の立上り時間と、第１抵抗と第２抵抗との並列抵抗によって定まるスイッチング素子の通電遮断時の立下り時間とを適切に設定することができる。 The second signal line is provided with switching means capable of switching between a conductive state and a non-conductive state of the second signal line, and when the heater element is energized, the switching means causes the second signal line to switch the second signal line. While the signal line can be made non-conductive and the switching element can be made conductive through the first signal line, when the energization to the heater element is interrupted, the switching means makes the second signal line conductive, The signal terminal of the switching element can be discharged through the second signal line and the first signal line.
In this case, by using the switching means provided on the second signal line, it is possible to make the conduction paths different when the energization is started and when the energization is interrupted with respect to the signal terminal of the switching element. The rise time at the start of energization of the switching element determined by the first resistor and the fall time at the time of energization interruption of the switching element determined by the parallel resistance of the first resistor and the second resistor can be appropriately set. .

また、上記スイッチング素子の信号端子には、上記第１信号線と上記第２信号線とを交互に導通させることができる切替手段が設けてあり、上記ヒータ素子への通電時には、上記切替手段によって上記第１信号線を導通状態にして、該第１信号線を通じて上記スイッチング素子を導通させる一方、上記ヒータ素子への通電の遮断時には、上記切替手段によって上記第２信号線を導通状態にして、該第２信号線を通じて上記スイッチング素子の信号端子の放電を行うよう構成することもできる（請求項５）。
この場合には、第１信号線と第２信号線とを交互に導通させることができる切替手段を用いることによって、スイッチング素子の信号端子に対する通電開始時と通電遮断時との導通経路を異ならせることができる。そして、第１抵抗によって定まるスイッチング素子の通電開始時の立上り時間と、第２抵抗によって定まるスイッチング素子の通電遮断時の立下り時間とを適切に設定することができる。 The signal terminal of the switching element is provided with switching means capable of alternately conducting the first signal line and the second signal line. When the heater element is energized, the switching means The first signal line is made conductive, and the switching element is made conductive through the first signal line. On the other hand, when the energization to the heater element is cut off, the switching means makes the second signal line conductive. The signal terminal of the switching element may be discharged through the second signal line.
In this case, by using switching means capable of alternately conducting the first signal line and the second signal line, the conduction paths at the start of energization and at the time of energization interruption for the signal terminal of the switching element are made different. be able to. Then, the rise time at the start of energization of the switching element determined by the first resistor and the fall time at the time of energization interruption of the switching element determined by the second resistance can be appropriately set.

また、上記スイッチング素子は、ＭＯＳ型ＦＥＴ（ＭＯＳ型の電界効果トランジスタ）であり、上記制御用マイコンは、パルス幅変調信号によって上記ＭＯＳ型ＦＥＴをスイッチング動作させるよう構成してあり、上記第１抵抗と上記第２抵抗とは、上記パルス幅変調信号によって上記ＭＯＳ型ＦＥＴから上記ヒータ素子に通電される各パルス電流のＯＮ時の電流値にオーバシュートがなく、かつＯＦＦ時の電流値が所定時間継続できる状態に設定することが好ましい（請求項６）。
この場合には、第１抵抗と第２抵抗とを適切に設定して、高周波ノイズの低減及び制御性の確保を容易に両立させることができる。
また、この場合には、ＭＯＳ型ＦＥＴ（スイッチング素子）による通電遮断時において、ＭＯＳ型ＦＥＴのゲート端子（信号端子）に生じる寄生コンデンサに溜まった電荷を第２抵抗を通じて放電することができる。
また、上記スイッチング素子としては、ＭＯＳ型ＦＥＴ以外にも、例えば、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）等の電圧形のスイッチング素子を用いることができる。 The switching element is a MOS FET (MOS field effect transistor), and the control microcomputer is configured to switch the MOS FET by a pulse width modulation signal, and the first resistor And the second resistor means that there is no overshoot in the ON current value of each pulse current supplied from the MOS FET to the heater element by the pulse width modulation signal, and the OFF current value is a predetermined time. It is preferable to set it in a state where it can be continued (Claim 6).
In this case, it is possible to easily set both the first resistor and the second resistor to reduce high-frequency noise and ensure controllability.
In this case, when the energization is cut off by the MOS type FET (switching element), the charge accumulated in the parasitic capacitor generated at the gate terminal (signal terminal) of the MOS type FET can be discharged through the second resistor.
In addition to the MOS type FET, for example, a voltage type switching element such as an IGBT (insulated gate bipolar transistor) can be used as the switching element.

また、上記ヒータ駆動回路は、上記制御用マイコンからの上記パルス幅変調信号を受けてスイッチング動作する１段目のＮＰＮ型トランジスタと、該１段目のＮＰＮ型トランジスタのスイッチング動作を受けてスイッチング動作する２段目のＰＮＰ型トランジスタとを有しており、上記２段目のＰＮＰ型トランジスタのコレクタ端子は、回路用電源に接続してあり、上記２段目のＰＮＰ型トランジスタのエミッタ端子は、エミッタ接地抵抗を介してグラウンド電位に接続してあり、上記第１信号線及び上記第２信号線は、上記２段目のＰＮＰ型トランジスタのエミッタ端子と、上記エミッタ接地抵抗との間から分岐して接続してあり、上記ヒータ素子への通電の遮断時には、上記第２信号線及び上記エミッタ接地抵抗を通じて上記ＭＯＳ型ＦＥＴのゲート端子の放電を行うことができるよう構成することができる（請求項７）。
この場合には、１段目のＮＰＮ型トランジスタのスイッチング動作を受けて、２段目のＰＮＰ型トランジスタをスイッチングさせることにより、回路用電源からＭＯＳ型ＦＥＴのゲート端子に、このＭＯＳ型ＦＥＴを導通させるための十分な電流を流すことができる。また、上記エミッタ接地抵抗の大きさも考慮して、ＭＯＳ型ＦＥＴ（スイッチング素子）の通電遮断時の立下り時間を適切に設定することができる。
なお、エミッタ接地抵抗の抵抗値は、上記第２抵抗の抵抗値よりも小さく設定することが好ましい。 The heater driving circuit receives the pulse width modulation signal from the control microcomputer and performs a switching operation of the first stage NPN transistor and the switching operation of the first stage NPN transistor. The collector terminal of the second stage PNP transistor is connected to a circuit power supply, and the emitter terminal of the second stage PNP transistor is The first signal line and the second signal line branch from between the emitter terminal of the second-stage PNP transistor and the grounded emitter resistance. And when the energization to the heater element is interrupted, the MOS type F is connected through the second signal line and the emitter ground resistance. It can be configured to be able to discharge the gate terminal of the T (claim 7).
In this case, the MOS FET is turned on from the circuit power supply to the gate terminal of the MOS FET by switching the second PNP transistor in response to the switching operation of the first NPN transistor. A sufficient current can be supplied. Further, in consideration of the magnitude of the grounded emitter resistance, the fall time when the MOS FET (switching element) is turned off can be set appropriately.
The resistance value of the grounded emitter resistor is preferably set smaller than the resistance value of the second resistor.

また、上記ガス濃度検出装置においては、上記ガスセンサ素子によって、ＮＯｘ不活性の電極を備え被測定ガス中の酸素濃度を調整するためのポンプセルと、ＮＯｘ活性の電極を備え上記ポンプセルによって酸素濃度の調整を行った後の被測定ガス中のＮＯｘ濃度を測定するためのセンサセルと、ＮＯｘ不活性の電極を備え上記ポンプセルによって酸素濃度の調整を行った後の被測定ガス中の酸素濃度を監視するためのモニタセンサセルとが構成してあり、上記ポンプセル又は上記モニタセルには、該ポンプセル又は該モニタセルの素子インピーダンス（又は素子アドミタンス）を測定するためのインピーダンス測定回路が接続してあり、上記制御用マイコンは、上記インピーダンス測定回路によって測定した素子インピーダンス（又は素子アドミタンス）の値に基づいて、上記パルス幅変調信号のデューティ比を変化させるよう構成することが好ましい（請求項８）。 In the gas concentration detection device, the gas sensor element is provided with a NOx inert electrode and a pump cell for adjusting the oxygen concentration in the gas to be measured, and the NOx active electrode is provided and the oxygen concentration is adjusted by the pump cell. A sensor cell for measuring the NOx concentration in the gas to be measured after the gas flow is performed, and an oxygen concentration in the gas to be measured after the oxygen concentration is adjusted by the pump cell provided with the NOx inert electrode And the monitor cell is connected to an impedance measurement circuit for measuring the element impedance (or element admittance) of the pump cell or the monitor cell. Is the element impedance (or element) measured by the impedance measurement circuit. Based on the value of the admittance), it is preferably configured to vary the duty ratio of the pulse width modulated signal (claim 8).

この場合には、制御用マイコンは、上記インピーダンス測定回路によって測定したポンプセル又はモニタセルの素子インピーダンス（又は素子アドミタンス）の値に基づいて、ポンプセル又はモニタセルの温度を検出することができる。そして、制御用マイコンは、ポンプセル又はモニタセルの温度をガスセンサ素子の温度として、この温度が所定の温度になるようパルス幅変調信号のデューティ比（パルス幅）を変化させることができる。 In this case, the control microcomputer can detect the temperature of the pump cell or monitor cell based on the value of the element impedance (or element admittance) of the pump cell or monitor cell measured by the impedance measurement circuit. The control microcomputer can change the duty ratio (pulse width) of the pulse width modulation signal so that the temperature of the pump cell or the monitor cell is the temperature of the gas sensor element and this temperature becomes a predetermined temperature.

以下に、本発明のガス濃度検出装置１にかかる実施例につき、図面と共に説明する。
本例のガス濃度検出装置１は、図１、図２に示すごとく、酸素イオン導電性を有する固体電解質体２１の両表面にそれぞれ電極を設けてなるガスセンサ素子２と、通電によって発熱するヒータ素子３と、制御用マイコン７からの指令を受けてヒータ素子３へ通電を行いガスセンサ素子２の温度を制御するためのヒータ駆動回路４とを備えている。
図１に示すごとく、ヒータ駆動回路４は、ヒータ素子３のプラス端子（一端）Ｈ＋に接続した通電用電源ＶＢ（例えば、１１〜１７Ｖ）と、ヒータ素子３のマイナス端子（他端）Ｈ−に接続し、制御用マイコン７からの指令を受けてヒータ素子３への通電を行うよう動作するスイッチング素子４１とを備えている。 Hereinafter, embodiments of the gas concentration detection apparatus 1 according to the present invention will be described with reference to the drawings.
As shown in FIGS. 1 and 2, the gas concentration detection apparatus 1 of this example includes a gas sensor element 2 having electrodes on both surfaces of a solid electrolyte body 21 having oxygen ion conductivity, and a heater element that generates heat when energized. 3 and a heater drive circuit 4 for receiving a command from the control microcomputer 7 and energizing the heater element 3 to control the temperature of the gas sensor element 2.
As shown in FIG. 1, the heater drive circuit 4 includes an energizing power supply VB (for example, 11 to 17 V) connected to a plus terminal (one end) H + of the heater element 3 and a minus terminal (other end) H− of the heater element 3. And a switching element 41 that operates to energize the heater element 3 in response to a command from the control microcomputer 7.

スイッチング素子４１の信号端子Ｇには、第１抵抗Ｒ１を設けた第１信号線Ｌ１と、第１抵抗Ｒ１よりも抵抗値が小さい第２抵抗Ｒ２を設けた第２信号線Ｌ２とが並列接続してある。ヒータ駆動回路４は、ヒータ素子３への通電時には、第１信号線Ｌ１を通じてスイッチング素子４１を導通させることができる一方、ヒータ素子３への通電の遮断時には、第２信号線Ｌ２を通じてスイッチング素子４１の信号端子Ｇの放電を行うことができるよう構成してある。 The signal terminal G of the switching element 41 is connected in parallel with a first signal line L1 provided with a first resistor R1 and a second signal line L2 provided with a second resistor R2 having a resistance value smaller than that of the first resistor R1. It is. The heater drive circuit 4 can conduct the switching element 41 through the first signal line L1 when the heater element 3 is energized, while the switching element 41 is established through the second signal line L2 when the energization to the heater element 3 is interrupted. The signal terminal G can be discharged.

以下に、本例のガス濃度検出装置１につき、図１〜図６と共に詳説する。
本例のガス濃度検出装置１は、エンジン等の内燃機関の排気管を流れる排ガス（被測定ガス）Ｇ中のＮＯｘ濃度を検出するものである。そして、図２に示すごとく、本例のガス濃度検出装置１は、ガスセンサ素子２によって、ＮＯｘ不活性の電極２０１、２０２を備え排ガスＧ中の酸素濃度を調整するためのポンプセル２Ａと、ＮＯｘ活性の電極２０３及びＮＯｘ不活性の電極２０４を備えポンプセル２Ａによって酸素濃度の調整を行った後の排ガスＧ中のＮＯｘ濃度を測定するためのセンサセル２Ｂと、ＮＯｘ不活性の電極２０５、２０６を備えポンプセル２Ａによって酸素濃度の調整を行った後の排ガスＧ中の酸素濃度を監視するためのモニタセンサセル２Ｂとを構成している。 Hereinafter, the gas concentration detection device 1 of this example will be described in detail with reference to FIGS.
The gas concentration detection apparatus 1 of this example detects the NOx concentration in the exhaust gas (measured gas) G flowing through the exhaust pipe of an internal combustion engine such as an engine. As shown in FIG. 2, the gas concentration detection device 1 of this example includes a pump cell 2 </ b> A for adjusting the oxygen concentration in the exhaust gas G with the NOx inactive electrodes 201 and 202 by the gas sensor element 2, and NOx activity. The sensor cell 2B for measuring the NOx concentration in the exhaust gas G after adjustment of the oxygen concentration by the pump cell 2A, and the NOx inactive electrodes 205 and 206 are provided. A monitor sensor cell 2B for monitoring the oxygen concentration in the exhaust gas G after adjusting the oxygen concentration with 2A is configured.

また、ガスセンサ素子２としてのポンプセル２Ａ、センサセル２Ｂ及びモニタセル２Ｃと、ヒータ素子３とを備えたガスセンサ１０は、種々の構成にすることができる。本例においては、図２に示すごとく、ポンプセル２Ａは、第１の固体電解質体２１Ａの一方の表面に被測定ガスＧに曝される電極２０１を設けると共に、この電極２０１に対向して、第１の固体電解質体２１Ａの他方の表面に基準ガスＦ（大気ガス等）に曝される電極２０２を設けて形成してある。ポンプセル２Ａの一対の電極２０１、２０２は、ＮＯｘ不活性の材料を用いて構成してある。
センサセル２Ｂは、第１の固体電解質体２１Ａにスペーサ２３を介して積層する第２の固体電解質体２１Ｂの一方の表面に被測定ガスＧに曝される電極２０３を設けると共に、この電極２０３に対向して、第２の固体電解質体２１Ｂの他方の表面に基準ガスＦ（大気ガス等）に曝される電極２０４を設けて形成してある。センサセル２Ｂにおいて、被測定ガスＧに曝される電極２０３は、ＮＯｘ活性の材料を用いて構成してあり、基準ガスＦに曝される電極２０４は、ＮＯｘ不活性の材料を用いて構成してある。 Further, the gas sensor 10 including the pump cell 2A, the sensor cell 2B, the monitor cell 2C, and the heater element 3 as the gas sensor element 2 can have various configurations. In this example, as shown in FIG. 2, the pump cell 2A is provided with an electrode 201 exposed to the gas G to be measured on one surface of the first solid electrolyte body 21A and opposed to the electrode 201, The electrode 202 exposed to the reference gas F (atmospheric gas or the like) is provided on the other surface of one solid electrolyte body 21A. The pair of electrodes 201 and 202 of the pump cell 2A is configured using a NOx inactive material.
The sensor cell 2B is provided with an electrode 203 exposed to the gas G to be measured on one surface of the second solid electrolyte body 21B laminated on the first solid electrolyte body 21A via the spacer 23, and opposed to the electrode 203. Thus, the electrode 204 exposed to the reference gas F (atmospheric gas or the like) is provided on the other surface of the second solid electrolyte body 21B. In the sensor cell 2B, the electrode 203 exposed to the gas G to be measured is configured using a NOx active material, and the electrode 204 exposed to the reference gas F is configured using a NOx inactive material. is there.

モニタセル２Ｃは、第２の固体電解質体２１Ｂの一方の表面に被測定ガスＧに曝される電極２０５を設けると共に、この電極２０５に対向して、第２の固体電解質体２１Ｂの他方の表面に基準ガスＦ（大気ガス等）に曝される電極２０６を設けて形成してある。モニタセル２Ｃの一対の電極２０５、２０６は、ＮＯｘ不活性の材料を用いて構成してある。
また、センサセル２Ｂとモニタセル２Ｃとは、第２の固体電解質体２１Ｂの両表面に隣接して設けてあり、それぞれの基準ガスＦに曝される電極２０４、２０６は、共通化してある。 The monitor cell 2C is provided with an electrode 205 exposed to the gas G to be measured on one surface of the second solid electrolyte body 21B, and on the other surface of the second solid electrolyte body 21B so as to face the electrode 205. An electrode 206 that is exposed to a reference gas F (atmospheric gas or the like) is provided. The pair of electrodes 205 and 206 of the monitor cell 2C is configured using a NOx inactive material.
The sensor cell 2B and the monitor cell 2C are provided adjacent to both surfaces of the second solid electrolyte body 21B, and the electrodes 204 and 206 exposed to the respective reference gases F are shared.

また、図２に示すごとく、ヒータ素子３は、白金等によって形成したヒータ導体３を、絶縁性のセラミックス基板３１同士の間に挟持させて形成してある。ヒータ素子３は、第１の固体電解質体２１Ａに積層して設けてある。
第１の固体電解質体２１Ａと第２の固体電解質体２１Ｂとの間には、排ガスＧが供給されるチャンバー２４が形成してあり、このチャンバー２４に、ポンプセル２Ａ、センサセル２Ｂ及びモニタセル２Ｃの被測定ガスＧ側の電極２０１、２０３、２０５が曝されている。また、チャンバー２４内には、第２の固体電解質体２１Ｂに設けた多孔質拡散層２２及びピンホール２１１を経由して、排ガスＧが供給されるよう構成されている。 As shown in FIG. 2, the heater element 3 is formed by sandwiching a heater conductor 3 made of platinum or the like between insulating ceramic substrates 31. The heater element 3 is laminated on the first solid electrolyte body 21A.
A chamber 24 to which the exhaust gas G is supplied is formed between the first solid electrolyte body 21A and the second solid electrolyte body 21B. The chamber 24 is covered with the pump cell 2A, the sensor cell 2B, and the monitor cell 2C. The electrodes 201, 203, and 205 on the measurement gas G side are exposed. In addition, the exhaust gas G is supplied into the chamber 24 via the porous diffusion layer 22 and the pinhole 211 provided in the second solid electrolyte body 21B.

図１、図２に示すごとく、本例の制御用マイコン７は、パルス幅変調信号（ＰＷＭ信号）によってスイッチング素子４１をスイッチング動作させるよう構成してある。
図１に示すごとく、本例のヒータ駆動回路４は、制御用マイコン７からのパルス幅変調信号を受けてスイッチング動作する１段目のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１と、この１段目のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１のスイッチング動作を受けてスイッチング動作する２段目のＰＮＰ型トランジスタＴＲ２とを有している。 As shown in FIGS. 1 and 2, the control microcomputer 7 of this example is configured to switch the switching element 41 by a pulse width modulation signal (PWM signal).
As shown in FIG. 1, the heater drive circuit 4 of this example includes a first-stage NPN transistor TR1 that performs a switching operation in response to a pulse width modulation signal from the control microcomputer 7, and the first-stage NPN transistor TR1. And a second-stage PNP transistor TR2 that performs the switching operation.

制御用マイコン７の出力ポートＰは、電流制限用の抵抗Ｒ４を介して１段目のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１のベース端子Ｂに接続してあり、１段目のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１のベース端子Ｂとエミッタ端子Ｅとの間には、フィードバック用の抵抗Ｒ５が接続してある。１段目のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１のエミッタ端子Ｅは、グラウンド電位に接続してあり、１段目のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１のコレクタ端子Ｃは、電流制限用の抵抗Ｒ６、Ｒ７を介して回路用電源Ｖｃｃ（例えば、５Ｖ）に接続してある。
２段目のＰＮＰ型トランジスタＴＲ２のベース端子Ｂは、電流制限用の抵抗Ｒ７を介して回路用電源Ｖｃｃに接続してあり、２段目のＰＮＰ型トランジスタＴＲ２のコレクタ端子Ｃは、回路用電源Ｖｃｃに直接接続してある。２段目のＰＮＰ型トランジスタＴＲ２のエミッタ端子Ｅは、エミッタ接地抵抗Ｒ３を介してグラウンド電位に接続してある。 The output port P of the control microcomputer 7 is connected to the base terminal B of the first stage NPN transistor TR1 via the current limiting resistor R4, and the base port B of the first stage NPN transistor TR1 is connected to the base terminal B of the first stage NPN transistor TR1. Between the emitter terminal E, a feedback resistor R5 is connected. The emitter terminal E of the first stage NPN transistor TR1 is connected to the ground potential, and the collector terminal C of the first stage NPN transistor TR1 is connected to a circuit power supply via current limiting resistors R6 and R7. It is connected to Vcc (for example, 5V).
The base terminal B of the second stage PNP transistor TR2 is connected to the circuit power supply Vcc via the current limiting resistor R7, and the collector terminal C of the second stage PNP transistor TR2 is connected to the circuit power supply. Connected directly to Vcc. The emitter terminal E of the second stage PNP transistor TR2 is connected to the ground potential via a grounded emitter resistor R3.

図１に示すごとく、本例のスイッチング素子４１は、ＮチャネルのＭＯＳ型ＦＥＴ（ＭＯＳ型の電界効果トランジスタ）４１である。第１信号線Ｌ１及び第２信号線Ｌ２は、２段目のＰＮＰ型トランジスタＴＲ２のエミッタ端子Ｅとエミッタ接地抵抗Ｒ３との間の導線部と、ＭＯＳ型ＦＥＴ４１のゲート端子Ｇとの間に並列に接続してある。
本例の第２信号線Ｌ２には、ＭＯＳ型ＦＥＴ４１のゲート端子Ｇの側にアノード端子を配置してダイオード素子Ｄ２が、第２抵抗Ｒ２と直列に接続してある。ＭＯＳ型ＦＥＴ４１のドレイン端子Ｄは、ヒータ素子３のマイナス端子Ｈ−に接続してあり、ＭＯＳ型ＦＥＴ４１のソース端子Ｓは、グラウンド電位に接続してある。 As shown in FIG. 1, the switching element 41 of this example is an N-channel MOS type FET (MOS type field effect transistor) 41. The first signal line L1 and the second signal line L2 are connected in parallel between the conductive wire portion between the emitter terminal E of the second-stage PNP transistor TR2 and the grounded emitter resistor R3 and the gate terminal G of the MOS FET 41. Is connected to.
In the second signal line L2 of this example, an anode terminal is disposed on the gate terminal G side of the MOS type FET 41, and a diode element D2 is connected in series with the second resistor R2. The drain terminal D of the MOS type FET 41 is connected to the negative terminal H− of the heater element 3, and the source terminal S of the MOS type FET 41 is connected to the ground potential.

また、図２に示すごとく、ガス濃度検出装置１においては、センサ駆動回路６によって、ポンプセル２Ａ、センサセル２Ｂ及びモニタセル２Ｃを駆動するよう構成されている。センサ駆動回路６は、ポンプセル２Ａにおいては、一対の電極２０１、２０２に電圧を印加して、排ガスＧ中の酸素濃度を、ガスセンサ素子２が限界電流特性を示す所定の濃度にするよう構成されている。また、センサ駆動回路６は、センサセル２Ｂ及びモニタセル２Ｃに限界電流特性を示す所定の電圧を印加し、センサセル２Ｂ及びモニタセル２Ｃに流れるセンサ電流を検出して、これらの電流値の差分を求めることによって、ＮＯｘ濃度を求めるよう構成されている。 As shown in FIG. 2, the gas concentration detection apparatus 1 is configured to drive the pump cell 2A, the sensor cell 2B, and the monitor cell 2C by the sensor drive circuit 6. In the pump cell 2A, the sensor drive circuit 6 is configured to apply a voltage to the pair of electrodes 201 and 202 so that the oxygen concentration in the exhaust gas G becomes a predetermined concentration at which the gas sensor element 2 exhibits limit current characteristics. Yes. The sensor driving circuit 6 applies a predetermined voltage indicating the limit current characteristic to the sensor cell 2B and the monitor cell 2C, detects the sensor current flowing through the sensor cell 2B and the monitor cell 2C, and obtains a difference between these current values. The NOx concentration is determined.

また、モニタセル２Ｃには、このモニタセル２Ｃを構成する一対の電極２０３、２０４及び第１の固体電解質体２１Ａによる素子インピーダンス（又は素子アドミタンス）を測定するためのインピーダンス測定回路６１が接続してある。このインピーダンス測定回路６１は、モニタセル２Ｃにおいて、センサ電流の検出から素子インピーダンスの測定に切り替え、センサ電流の検出を行っていない時間帯を利用して、モニタセル２Ｃに所定の交流電圧を印加し、このモニタセル２Ｃに流れる交流電流の変化を検出することによって、素子インピーダンスを求めるよう構成されている。
なお、素子インピーダンスの信号は、Ａ／Ｄ変換器を介して制御用マイコン７に取り込まれる。 The monitor cell 2C is connected to an impedance measuring circuit 61 for measuring element impedance (or element admittance) by the pair of electrodes 203, 204 and the first solid electrolyte body 21A constituting the monitor cell 2C. The impedance measurement circuit 61 switches from sensor current detection to element impedance measurement in the monitor cell 2C, and applies a predetermined AC voltage to the monitor cell 2C using a time zone during which sensor current detection is not performed. The device impedance is determined by detecting a change in the alternating current flowing in the monitor cell 2C.
The element impedance signal is taken into the control microcomputer 7 via the A / D converter.

同図に示すごとく、制御用マイコン７においては、ガスセンサ素子２（モニタセル２Ｃ）の温度Ｔ（℃）と、モニタセル２Ｃの素子インピーダンス（又は素子アドミタンス）Ａｄｍ（Ω又はＳ）との関係マップ（グラフ）が形成してある。制御用マイコン７は、インピーダンス測定回路６１によって測定した素子インピーダンス（又は素子アドミタンス）の値より、この測定時点のガスセンサ素子２の温度を検出し、ガスセンサ素子２の温度が目標とする温度になるように、パルス幅変調信号のデューティ比（パルス幅）を変化させるよう構成してある。また、制御用マイコン７は、ＰＩＤ制御等のフィードバック制御を行って、ガスセンサ素子２の温度が目標とする温度になるように、パルス幅変調制御を行う。
なお、制御用マイコン７は、上位のＥＣＵ（電子制御装置）との電気通信を行うよう構成されている。 As shown in the figure, in the control microcomputer 7, a relationship map (graph) between the temperature T (° C.) of the gas sensor element 2 (monitor cell 2C) and the element impedance (or element admittance) Adm (Ω or S) of the monitor cell 2C. ) Is formed. The control microcomputer 7 detects the temperature of the gas sensor element 2 at the time of measurement from the value of the element impedance (or element admittance) measured by the impedance measurement circuit 61 so that the temperature of the gas sensor element 2 becomes a target temperature. In addition, the duty ratio (pulse width) of the pulse width modulation signal is changed. Further, the control microcomputer 7 performs feedback control such as PID control, and performs pulse width modulation control so that the temperature of the gas sensor element 2 becomes a target temperature.
The control microcomputer 7 is configured to perform electrical communication with a host ECU (electronic control unit).

次に、制御用マイコン７からのパルス幅変調信号によってヒータ素子３に通電し、ガスセンサ素子２の温度を目標温度に保つ動作について説明し、本例のガス濃度検出装置１による作用効果につき説明する。
図１において、制御用マイコン７からパルス幅変調信号のＯＮ時の電圧が、１段目のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１に印加されると、１段目のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１が導通状態（ＯＮ状態）になると共に２段目のＰＮＰ型トランジスタＴＲ２も導通状態（ＯＮ状態）になる。 Next, the operation of energizing the heater element 3 by the pulse width modulation signal from the control microcomputer 7 to keep the temperature of the gas sensor element 2 at the target temperature will be described, and the operation and effect of the gas concentration detection device 1 of this example will be described. .
In FIG. 1, when the ON voltage of the pulse width modulation signal is applied from the control microcomputer 7 to the first-stage NPN transistor TR1, the first-stage NPN transistor TR1 is turned on (ON state). At the same time, the second-stage PNP transistor TR2 is also turned on (ON state).

そして、第１信号線Ｌ１の第１抵抗Ｒ１を通じてＭＯＳ型ＦＥＴ４１のゲート端子Ｇに電圧が印加され、ＭＯＳ型ＦＥＴ４１のドレイン端子Ｄとソース端子Ｓ間が導通して、通電用電源ＶＢによりヒータ素子３が通電される。このとき、第１信号線Ｌ１の第１抵抗Ｒ１には、回路用電源Ｖｃｃによる電圧が印加される。そのため、第２抵抗Ｒ２よりも抵抗値が大きい第１抵抗Ｒ１を通じて、ＭＯＳ型ＦＥＴ４１のゲート端子Ｇに通電することができる。これにより、図６に示すごとく、ヒータ素子３への通電開始時には、ＭＯＳ型ＦＥＴ４１の立上り時間Ｔ１（ＯＮ時の速度）をできるだけ遅くする（電流の変化を遅くする）ことができ、スイッチング時に生じる高周波ノイズを小さくすることができる。 A voltage is applied to the gate terminal G of the MOS type FET 41 through the first resistor R1 of the first signal line L1, the drain terminal D and the source terminal S of the MOS type FET 41 are conducted, and the heater element is supplied by the energizing power supply VB. 3 is energized. At this time, a voltage from the circuit power supply Vcc is applied to the first resistor R1 of the first signal line L1. Therefore, the gate terminal G of the MOS FET 41 can be energized through the first resistor R1 having a resistance value larger than that of the second resistor R2. Thereby, as shown in FIG. 6, when energization to the heater element 3 is started, the rise time T1 (speed at the time of ON) of the MOS FET 41 can be delayed as much as possible (current change is delayed), which occurs at the time of switching. High frequency noise can be reduced.

また、ＭＯＳ型ＦＥＴ４１が導通しているときには、ゲート−ソース間の電圧は、回路用電源Ｖｃｃ前後の電圧になっている。
次いで、図１において、所定時間ヒータ素子３が通電された後、制御用マイコン７からパルス幅変調信号のＯＦＦ時の電圧が、１段目のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１に印加されると、１段目のＮＰＮ型トランジスタＴＲ１が非導通状態（ＯＦＦ状態）になると共に２段目のＰＮＰ型トランジスタＴＲ２も非導通状態（ＯＦＦ状態）になる。 When the MOS FET 41 is conducting, the voltage between the gate and the source is a voltage around the circuit power supply Vcc.
Next, in FIG. 1, after the heater element 3 is energized for a predetermined time, when the voltage at the time of OFF of the pulse width modulation signal is applied from the control microcomputer 7 to the first stage NPN transistor TR1, the first stage The NPN transistor TR1 is turned off (OFF state) and the second-stage PNP transistor TR2 is also turned off (OFF state).

そして、ＭＯＳ型ＦＥＴ４１のゲート−ソース間に残った電圧（ゲート端子Ｇの寄生コンデンサに蓄えられた電荷）は、ゲート端子Ｇから第１信号線Ｌ１の第１抵抗Ｒ１並びに第２信号線Ｌ２の第２抵抗Ｒ２及びダイオード素子Ｄ２と、エミッタ接地抵抗Ｒ３とを経由して放電される。そして、ゲート−ソース間に残った電圧が閾値電圧Ｖｔｈ（１〜２Ｖ前後）以下になると、ＭＯＳ型ＦＥＴ４１は非導通状態（ＯＦＦ状態）となる。このとき、第２信号線Ｌ２の第２抵抗Ｒ２には、回路用電源Ｖｃｃによる電圧よりも低いＭＯＳ型ＦＥＴ４１の閾値電圧Ｖｔｈが残っている。そのため、第１抵抗Ｒ１よりも抵抗値が小さい、第１抵抗Ｒ１と第２抵抗Ｒ２との並列抵抗を通じて、ＭＯＳ型ＦＥＴ４１のゲート端子Ｇの放電を行うことができる。
これにより、図６に示すごとく、ヒータ素子３への通電遮断時には、ＭＯＳ型ＦＥＴ４１の立下り時間Ｔ２（ＯＦＦ時の速度）をできるだけ速くする（電流の変化を速くする）ことができ、制御性を確保することができる。 The voltage (charge stored in the parasitic capacitor of the gate terminal G) remaining between the gate and source of the MOS type FET 41 is supplied from the gate terminal G to the first resistor R1 of the first signal line L1 and the second signal line L2. Discharge occurs via the second resistor R2, the diode element D2, and the grounded emitter resistor R3. When the voltage remaining between the gate and the source becomes equal to or lower than the threshold voltage Vth (around 1 to 2 V), the MOS FET 41 is turned off (OFF state). At this time, the threshold voltage Vth of the MOS FET 41 lower than the voltage generated by the circuit power supply Vcc remains in the second resistor R2 of the second signal line L2. Therefore, the gate terminal G of the MOS FET 41 can be discharged through the parallel resistance of the first resistance R1 and the second resistance R2, which has a resistance value smaller than that of the first resistance R1.
As a result, as shown in FIG. 6, when the energization to the heater element 3 is interrupted, the fall time T2 (speed when OFF) of the MOS FET 41 can be made as fast as possible (current change is made faster), and controllability is improved. Can be secured.

このように、本例のヒータ駆動回路４においては、ヒータ素子３の通電開始時において、回路用電源Ｖｃｃによる高い電圧に対しては、大きな抵抗値の第１抵抗Ｒ１を通じてＭＯＳ型ＦＥＴ４１のゲート端子Ｇに通電を行い、ヒータ素子３の通電遮断時において、回路用電源Ｖｃｃよりも低い電圧の閾値電圧Ｖｔｈに対しては、第１抵抗Ｒ１よりも抵抗値が小さい第２抵抗Ｒ２等（第１抵抗Ｒ１と第２抵抗Ｒ２との並列抵抗と、エミッタ接地抵抗Ｒ３との直列抵抗値）を通じてＭＯＳ型ＦＥＴ４１のゲート端子Ｇの放電を行うことができる。
そのため、ＭＯＳ型ＦＥＴ４１のゲート端子Ｇに印加される印加パルス（電圧信号）の通電開始時の立上り時間Ｔ１（ＯＮ時の立上り速度）と、通電遮断時の立下り時間Ｔ２（ＯＦＦ時の立下り速度）とを適切に（本例では、略同じ時間に）設定することができる。 As described above, in the heater drive circuit 4 of this example, when the heater element 3 starts energization, the gate terminal of the MOS FET 41 is connected to the high voltage from the circuit power supply Vcc through the first resistor R1 having a large resistance value. When the heater element 3 is energized and the heater element 3 is deenergized, the second resistor R2 having a resistance value lower than the first resistor R1 or the like (the first resistor R1) is applied to the threshold voltage Vth that is lower than the circuit power supply Vcc. The gate terminal G of the MOS FET 41 can be discharged through a parallel resistance of the resistor R1 and the second resistor R2 and a series resistance value of the emitter common resistor R3.
Therefore, the rising time T1 (starting speed when ON) of the application pulse (voltage signal) applied to the gate terminal G of the MOS FET 41 and the falling time T2 (turning OFF when OFF) when the energization is interrupted Speed) can be set appropriately (in this example, at substantially the same time).

それ故、本例のガス濃度検出装置１によれば、ヒータ駆動回路４のＭＯＳ型ＦＥＴ４１における通電開始時の立上り時間Ｔ１と通電遮断時の立下り時間Ｔ２とを適切に（例えば略同じ時間に）設定することができ、高周波ノイズの低減及び制御性の確保を両立させることができる。 Therefore, according to the gas concentration detection apparatus 1 of the present example, the rise time T1 at the start of energization and the fall time T2 at the time of energization interruption in the MOS type FET 41 of the heater drive circuit 4 are appropriately set (for example, at substantially the same time). ) Can be set, and both reduction of high frequency noise and ensuring of controllability can be achieved.

なお、図３に示すごとく、第１信号線Ｌ１には、ＭＯＳ型ＦＥＴ４１のゲート端子Ｇの側にカソード端子を配置してダイオード素子Ｄ１を、第１抵抗Ｒ１に直列に接続することもできる。その他の構成は、図１の構成と同じである。この場合には、ヒータ素子３への通電時には、第１信号線Ｌ１を通じてＭＯＳ型ＦＥＴ４１を導通させる一方、ヒータ素子３への通電の遮断時には、第２信号線Ｌ２を通じてＭＯＳ型ＦＥＴ４１のゲート端子Ｇの放電を行うことができる。 As shown in FIG. 3, the first signal line L1 may have a cathode terminal disposed on the gate terminal G side of the MOS FET 41, and the diode element D1 may be connected in series to the first resistor R1. Other configurations are the same as those in FIG. In this case, when the heater element 3 is energized, the MOS FET 41 is conducted through the first signal line L1, while when the heater element 3 is energized, the gate terminal G of the MOS FET 41 is established through the second signal line L2. Can be discharged.

また、図４に示すごとく、第２信号線Ｌ２には、上記ダイオード素子Ｄ２を用いる代わりに、この第２信号線Ｌ２の導通状態と非導通状態とを切り替えることができる切替手段Ｅ１を設けることもできる。この切替手段Ｅ１は、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）等を用いて構成することができる。この場合には、ヒータ素子３への通電時には、切替手段Ｅ１によって第２信号線Ｌ２を非導通状態にし、第１信号線Ｌ１を通じてＭＯＳ型ＦＥＴ４１を導通させることができる一方、ヒータ素子３への通電の遮断時には、切替手段Ｅ１によって第２信号線Ｌ２を導通状態にし、この第２信号線Ｌ２及び第１信号線Ｌ１を通じてＭＯＳ型ＦＥＴ４１のゲート端子Ｇの放電を行うことができる。 Further, as shown in FIG. 4, the second signal line L2 is provided with switching means E1 that can switch between the conductive state and the non-conductive state of the second signal line L2 instead of using the diode element D2. You can also. The switching means E1 can be configured using a field effect transistor (FET) or the like. In this case, when the heater element 3 is energized, the second signal line L2 can be made non-conductive by the switching means E1 and the MOS FET 41 can be made conductive through the first signal line L1. When the energization is cut off, the second signal line L2 can be made conductive by the switching means E1, and the gate terminal G of the MOS FET 41 can be discharged through the second signal line L2 and the first signal line L1.

また、図５に示すごとく、上記ダイオード素子Ｄ２を用いる代わりに、ＭＯＳ型ＦＥＴ４１のゲート端子Ｇには、第１信号線Ｌ１と第２信号線Ｌ２とを交互に導通させることができる切替手段Ｅ２を設けることもできる。この切替手段Ｅ２は、異なるチャネルの電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を対称形に接続してなるアナログスイッチ等によって構成することができる。この場合には、ヒータ素子３への通電時には、切替手段Ｅ２によって第１信号線Ｌ１を導通状態にして、この第１信号線Ｌ１を通じてＭＯＳ型ＦＥＴ４１を導通させる一方、ヒータ素子３への通電の遮断時には、切替手段Ｅ２によって第２信号線Ｌ２を導通状態にして、この第２信号線Ｌ２を通じてＭＯＳ型ＦＥＴ４１のゲート端子Ｇの放電を行うことができる。 Further, as shown in FIG. 5, instead of using the diode element D2, the switching means E2 capable of alternately conducting the first signal line L1 and the second signal line L2 to the gate terminal G of the MOS type FET 41. Can also be provided. This switching means E2 can be constituted by an analog switch or the like formed by connecting field effect transistors (FETs) of different channels in a symmetrical manner. In this case, when the heater element 3 is energized, the first signal line L1 is made conductive by the switching means E2, and the MOS FET 41 is made conductive through the first signal line L1, while the heater element 3 is energized. At the time of interruption, the second signal line L2 can be made conductive by the switching means E2, and the gate terminal G of the MOS type FET 41 can be discharged through the second signal line L2.

（動作確認）
上記実施例１の構成のヒータ駆動回路４を用いたガス濃度検出装置１（発明品）について、ＭＯＳ型ＦＥＴ４１のゲート端子Ｇに印加される印加パルス（電圧信号）及びヒータ素子３に通電されるヒータ電流の状態を確認した。また、比較のために、図７に示すごとく、ＭＯＳ型ＦＥＴ４１のゲート端子Ｇに、抵抗Ｒ９を設けた１つの信号線Ｌ３を接続した従来のヒータ駆動回路（比較品）についても同様に確認した。比較品のその他の構成は発明品と同様である。
図６には、横軸に時間をとり、縦軸に電圧値又は電流値をとって、パルス幅変調信号（ＰＷＭ信号）によって、ＭＯＳ型ＦＥＴ４１のゲート端子Ｇに印加される印加パルス（ゲート信号）及びヒータ素子３に通電されるヒータ電流（パルス電流）の状態を、比較品及び発明品について示す。また、比較品については、ゲート端子Ｇに設ける抵抗の抵抗値が大きい場合（例えば、６８ｋΩ）（比較品１）と、小さい場合（例えば、１ｋΩ）（比較品２）とについて示す。 (Operation check)
In the gas concentration detection device 1 (invention product) using the heater drive circuit 4 having the configuration of the first embodiment, an applied pulse (voltage signal) applied to the gate terminal G of the MOS FET 41 and the heater element 3 are energized. The state of the heater current was confirmed. For comparison, a conventional heater drive circuit (comparative product) in which one signal line L3 provided with a resistor R9 is connected to the gate terminal G of the MOS FET 41 as shown in FIG. . Other configurations of the comparative product are the same as those of the invention product.
In FIG. 6, the horizontal axis represents time, the vertical axis represents voltage value or current value, and an applied pulse (gate signal) applied to the gate terminal G of the MOS type FET 41 by a pulse width modulation signal (PWM signal). ) And the state of the heater current (pulse current) energized to the heater element 3 are shown for the comparative product and the invention product. As for the comparative product, a case where the resistance value of the resistor provided at the gate terminal G is large (for example, 68 kΩ) (comparative product 1) and a case where the resistance value is small (for example, 1 kΩ) (comparative product 2) is shown.

なお、発明品においては、第１抵抗Ｒ１の抵抗値は６８ｋΩとし、第２抵抗Ｒ２の抵抗値は２０ｋΩとし、エミッタ接地抵抗Ｒ３の抵抗値は３ｋΩとした。
図６に示すごとく、比較品１においては、ＭＯＳ型ＦＥＴ４１のゲート端子Ｇに印加される印加パルスは、ゲート端子Ｇに設けた抵抗の抵抗値が大きいために、通電開始時の立上り時間Ｔ１は適切であるものの、通電遮断時の立下り時間Ｔ２が長くて、印加パルスのＯＦＦ時の電圧を確保することができないことがわかる。また、比較品１において、ヒータ素子３へのヒータ電流の電流パルスにおいても、立下り時間Ｔ２が長くて、ＯＦＦ時のヒータ電流を確保することができないことがわかる。 In the invention, the resistance value of the first resistor R1 was 68 kΩ, the resistance value of the second resistor R2 was 20 kΩ, and the resistance value of the grounded emitter resistor R3 was 3 kΩ.
As shown in FIG. 6, in the comparative product 1, since the applied pulse applied to the gate terminal G of the MOS FET 41 has a large resistance value of the resistance provided at the gate terminal G, the rise time T1 at the start of energization is Although appropriate, it can be seen that the fall time T2 when the energization is cut off is long, and the voltage when the applied pulse is OFF cannot be secured. Further, it can be seen that in the comparative product 1, even in the current pulse of the heater current to the heater element 3, the fall time T2 is long and the heater current at the OFF time cannot be secured.

また、比較品２においては、ゲート端子Ｇに設けた抵抗の抵抗値が小さいために、ＭＯＳ型ＦＥＴ４１のゲート端子Ｇに印加される印加パルスについては、通電開始時の立上り時間Ｔ１及び通電遮断時の立下り時間Ｔ２を短くできるものの、ヒータ素子３へのヒータ電流の電流パルスについては、通電開始時に電流のオーバシュートが発生してしまうことがわかる。そして、この場合には、ヒータ駆動回路４において、大きな高周波ノイズが発生してしまうおそれがある。 Further, in the comparative product 2, since the resistance value of the resistor provided at the gate terminal G is small, with respect to the applied pulse applied to the gate terminal G of the MOS FET 41, the rise time T1 at the start of energization and the time when the energization is cut off. It can be seen that, for the current pulse of the heater current to the heater element 3, current overshoot occurs at the start of energization. In this case, a large high frequency noise may occur in the heater drive circuit 4.

一方、同図に示すごとく、発明品においては、ゲート端子Ｇに対して通電開始時の抵抗値と通電遮断時の抵抗値とを適切に切り替えることができ、ＭＯＳ型ＦＥＴ４１のゲート端子Ｇに印加される印加パルスについて、通電開始時の立上り時間Ｔ１及び通電遮断時の立下り時間Ｔ２を適切に（例えば、略同じ時間に）設定することができることがわかる。また、ヒータ素子３へのヒータ電流の電流パルスについても、通電開始時に電流のオーバシュートがなく、ＯＦＦ時のヒータ電流も適切に確保できることがわかる。
このように、発明品によれば、第１抵抗Ｒ１と第２抵抗Ｒ２とを、ヒータ電流（パルス電流）のＯＮ時の電流値にオーバシュートがなく、かつＯＦＦ時の電流値が所定時間継続できる状態に設定できることがわかる。 On the other hand, as shown in the figure, in the invention, the resistance value at the start of energization and the resistance value at the time of energization interruption can be appropriately switched with respect to the gate terminal G, and applied to the gate terminal G of the MOS type FET 41. It can be seen that for the applied pulse, the rise time T1 at the start of energization and the fall time T2 at the time of energization interruption can be set appropriately (for example, at substantially the same time). It can also be seen that the current pulse of the heater current to the heater element 3 has no current overshoot at the start of energization, and the heater current at OFF can be appropriately secured.
Thus, according to the invention, the first resistor R1 and the second resistor R2 are connected to the heater current (pulse current) with no overshoot in the current value when the heater current (pulse current) is ON, and the current value when OFF is continued for a predetermined time. It can be seen that it can be set to a ready state.

このように、上記第１抵抗Ｒ１と上記第２抵抗Ｒ２とを適切に設定することにより、上記パルス幅変調信号によって上記ＭＯＳ型ＦＥＴ４１から上記ヒータ素子３に通電される各パルス電流のＯＮ時の電流値にオーバシュートがなく、かつＯＦＦ時の電流値が所定時間継続できるヒータ電流を形成することができる。
なお、制御用マイコン７において、パルス幅変調信号の周期、及び使用するデューティ比の範囲（特にディーティ比が大きい場合）等については、適宜適切な範囲に設定することができる。 Thus, by appropriately setting the first resistor R1 and the second resistor R2, the pulse current modulated from the MOS FET 41 to the heater element 3 by the pulse width modulation signal is turned on. It is possible to form a heater current in which the current value has no overshoot and the current value at the OFF time can be continued for a predetermined time.
In the control microcomputer 7, the period of the pulse width modulation signal, the range of the duty ratio to be used (especially when the duty ratio is large), and the like can be appropriately set within an appropriate range.

実施例における、ヒータ駆動回路を説明する回路図。The circuit diagram explaining the heater drive circuit in an Example. 実施例における、ガス濃度検出装置を説明する構成図。The block diagram explaining the gas concentration detection apparatus in an Example. 実施例における、他のヒータ駆動回路を説明する回路図。The circuit diagram explaining the other heater drive circuit in an Example. 実施例における、他のヒータ駆動回路を説明する回路図。The circuit diagram explaining the other heater drive circuit in an Example. 実施例における、他のヒータ駆動回路を説明する回路図。The circuit diagram explaining the other heater drive circuit in an Example. 動作確認における、発明品及び比較品について、ＰＷＭ信号、ゲート信号及びヒータ電流の状態を示すタイミングチャート。The timing chart which shows the state of a PWM signal, a gate signal, and a heater current about invention and a comparative product in operation check. 動作確認における、従来のヒータ駆動回路を説明する回路図。The circuit diagram explaining the conventional heater drive circuit in operation check.

Explanation of symbols

１ガス濃度検出装置
２ガスセンサ素子
２Ａポンプセル
２Ｂセンサセル
２Ｃモニタセル
２１固体電解質体
３ヒータ素子
４ヒータ駆動回路
４１スイッチング素子（ＭＯＳ型ＦＥＴ）
Ｌ１第１信号線
Ｌ２第２信号線
Ｒ１第１抵抗
Ｒ２第２抵抗
Ｒ３エミッタ接地抵抗
Ｄ１、Ｄ２ダイオード素子
Ｅ１、Ｅ２切替手段
ＴＲ１１段目のＮＰＮ型トランジスタ
ＴＲ２２段目のＰＮＰ型トランジスタ
Ｖｃｃ回路用電源
ＶＢ通電用電源
Ｖｔｈ閾値電圧
６センサ駆動回路
６１インピーダンス測定回路
７制御用マイコン
Ｆ基準ガス
Ｇ被測定ガス（排ガス）
Ｔ１立上り時間
Ｔ２立下り時間 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Gas concentration detection apparatus 2 Gas sensor element 2A Pump cell 2B Sensor cell 2C Monitor cell 21 Solid electrolyte body 3 Heater element 4 Heater drive circuit 41 Switching element (MOS type FET)
L1 First signal line L2 Second signal line R1 First resistor R2 Second resistor R3 Common emitter resistor D1, D2 Diode element E1, E2 Switching means TR1 First stage NPN transistor TR2 Second stage PNP transistor Vcc circuit Power supply VB Power supply Vth threshold voltage 6 Sensor drive circuit 61 Impedance measurement circuit 7 Control microcomputer F Reference gas G Gas to be measured (exhaust gas)
T1 rise time T2 fall time

Claims

A gas sensor element in which electrodes are provided on both surfaces of a solid electrolyte body having oxygen ion conductivity, a heater element that generates heat when energized, and the heater element that receives an instruction from a control microcomputer and energizes the heater element. In a gas concentration detection device comprising a heater drive circuit for controlling the temperature of
The heater drive circuit is connected to an energizing power source connected to one end of the heater element and connected to the other end of the heater element, and operates to energize the heater element in response to a command from the control microcomputer. Switching element,
A first signal line provided with a first resistor and a second signal line provided with a second resistor having a resistance value smaller than that of the first resistor are connected in parallel to the signal terminal of the switching element,
When the heater element is energized, the switching element can be conducted through the first signal line. On the other hand, when the heater element is de-energized, the signal terminal of the switching element is discharged through the second signal line. A gas concentration detection device configured to be able to perform the operation.

The diode element is connected in series to the second signal line according to claim 1, wherein an anode terminal is disposed on the signal terminal side of the switching element.
When the heater element is energized, the switching element can be conducted through the first signal line. On the other hand, when the heater element is energized, the switching element is passed through the first signal line and the second signal line. A gas concentration detection apparatus configured to be able to discharge the signal terminal.

The diode element is connected in series with the first signal line according to claim 2, wherein a cathode terminal is disposed on the signal terminal side of the switching element.
When the heater element is energized, the switching element is made conductive through the first signal line, and when the heater element is de-energized, the signal terminal of the switching element is discharged through the second signal line. A gas concentration detection device characterized by that.

In Claim 1, the second signal line is provided with a switching means capable of switching between a conductive state and a non-conductive state of the second signal line,
At the time of energization to the heater element, the switching means can make the second signal line non-conductive and the switching element can be made conductive through the first signal line. Gas concentration detection characterized in that the second signal line is made conductive by the switching means, and the signal terminal of the switching element can be discharged through the second signal line and the first signal line. apparatus.

In Claim 1, the signal terminal of the switching element is provided with switching means capable of alternately conducting the first signal line and the second signal line,
When the heater element is energized, the switching means makes the first signal line conductive, and the switching element is conducted through the first signal line, while when the heater element is de-energized, the switching means The gas concentration detection device is configured to discharge the signal terminal of the switching element through the second signal line by bringing the second signal line into a conductive state.

The switching element according to any one of claims 1 to 5, wherein the switching element is a MOS FET.
The control microcomputer is configured to switch the MOS FET by a pulse width modulation signal,
The first resistor and the second resistor have no overshoot in the ON current value of each pulse current supplied from the MOS FET to the heater element by the pulse width modulation signal, and the OFF current. A gas concentration detection device characterized in that the value is set in a state that can continue for a predetermined time.

7. The heater driving circuit according to claim 6, wherein the heater driving circuit receives the pulse width modulation signal from the control microcomputer and performs a switching operation of the first stage NPN transistor and the first stage NPN transistor. And a second stage PNP transistor that performs switching operation,
The collector terminal of the second-stage PNP transistor is connected to a circuit power supply, and the emitter terminal of the second-stage PNP transistor is connected to a ground potential via a grounded emitter resistor.
The first signal line and the second signal line are branched and connected between the emitter terminal of the second-stage PNP transistor and the grounded emitter resistor,
A gas concentration detection device configured to discharge the gate terminal of the MOS type FET through the second signal line and the grounded emitter resistor when the energization to the heater element is cut off.

8. The gas sensor element according to claim 6, wherein the gas sensor element includes a NOx inert electrode and a pump cell for adjusting the oxygen concentration in the gas to be measured, and the NOx active electrode is used to adjust the oxygen concentration by the pump cell. A sensor cell for measuring the NOx concentration in the gas to be measured later, and a monitor sensor for monitoring the oxygen concentration in the gas to be measured after the NOx inert electrode is adjusted by the pump cell A cell, and
An impedance measurement circuit for measuring the element impedance (or element admittance) of the pump cell or the monitor cell is connected to the pump cell or the monitor cell,
The control microcomputer is configured to change the duty ratio of the pulse width modulation signal based on the value of element impedance (or element admittance) measured by the impedance measurement circuit. apparatus.