JP2008270871A - Reference voltage generating circuit, a-d converter, and d-a converter - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、各種電子機器に直流の出力電圧を供給する基準電圧発生回路に関し、特にその電子機器の静止時の制御に関するものである。また、本発明は、基準電圧発生回路を用いたA/DコンバータおよびD/Aコンバータに関するものである。 The present invention relates to a reference voltage generation circuit that supplies a DC output voltage to various electronic devices, and more particularly to control of the electronic device at rest. The present invention also relates to an A / D converter and a D / A converter using a reference voltage generation circuit.
A/DコンバータやD/Aコンバータにおいては、基準電圧を分割抵抗で分圧して使用する場合がある。低ノイズのアプリケーションにおいては、分割抵抗は熱雑音源となるためにあまり抵抗値を大きくできず、全体で10kΩ程度となる場合がある。基準電圧が分割抵抗に直接印加される場合、静止時にも分割抵抗に電流が流れ、それによって分割抵抗で電流が消費される。例えば基準電圧が1Vの場合は、分割抵抗の抵抗値が10kΩであるとすると、静止時であっても常に100μAの電流が流れる。 In an A / D converter or a D / A converter, a reference voltage may be divided by a dividing resistor and used. In low noise applications, the dividing resistor is a thermal noise source, so the resistance value cannot be increased so much, and may be about 10 kΩ as a whole. When the reference voltage is directly applied to the dividing resistor, a current flows through the dividing resistor even when it is stationary, thereby consuming the current at the dividing resistor. For example, when the reference voltage is 1 V, if the resistance value of the dividing resistor is 10 kΩ, a current of 100 μA always flows even at rest.
この課題を解決するために基準電圧と分割抵抗との間にスイッチを入れる場合がある。しかしながら、スイッチのオン抵抗により基準電圧の電圧低下が起こり、相対精度が悪くなる。 In order to solve this problem, a switch may be inserted between the reference voltage and the dividing resistor. However, a voltage drop of the reference voltage occurs due to the ON resistance of the switch, and the relative accuracy is deteriorated.
図9にこの課題を解決した従来例を示す。図9は特許文献1の図1の回路図を表す。図9のA/Dコンバータ70は、基準電圧源71と、抵抗72−1〜72−Nおよびスイッチ74−1〜74−Nからなるラダー抵抗部72と、コンパレータ73−1〜73−Nからなるコンパレータ部73とから構成される。このA/Dコンバータ70は、基準電圧源71の電圧をラダー抵抗部72で分圧した電圧と入力電圧VINとをコンパレータ部73で比較し、比較結果を出力信号S1、S2、S3、S4…S(N−1)、SNとして出力する。
FIG. 9 shows a conventional example that solves this problem. FIG. 9 is a circuit diagram of FIG. The A /
ラダー抵抗部72は、抵抗72−1〜72−Nごとにスイッチ74−1〜72−Nを備えることを特徴とし、静止時にはスイッチ74−1〜72−Nをオフにし、基準電圧源71の電流消費を低減するとともに、抵抗72−1〜72−Nごとにスイッチ74−1〜72−Nを備えることで抵抗の相対比精度を向上させ、高精度の分圧電圧を出力することが可能となる。
しかしながら、図9のA/Dコンバータ70においては、抵抗72−1〜72−Nごとにスイッチ74−1〜72−Nを必要とするため、高分解能のA/Dコンバータほど、スイッチの個数が増え、実装面積およびコストの増大の原因となる。
However, since the A /
また、分圧電圧の出力精度を保つためには、各スイッチ74−1〜72−Nの相対比精度が求められる。相対比精度確保のためには、各スイッチ74−1〜72−Nの選定や配置に制約が生じ、歩留まり悪化の原因となる。 Further, in order to maintain the output accuracy of the divided voltage, the relative ratio accuracy of each of the switches 74-1 to 72-N is required. In order to ensure the relative ratio accuracy, the selection and arrangement of the switches 74-1 to 72-N are restricted, which causes a deterioration in yield.
したがって、本発明の目的は、静止時には電流消費を低減しつつ、高精度の分圧電圧の出力が可能で配置や面積に制約の少ない基準電圧発生回路およびそれを用いたA/Dコンバータを提供することである。 Accordingly, an object of the present invention is to provide a reference voltage generation circuit capable of outputting a divided voltage with high accuracy and having less restrictions on arrangement and area while reducing current consumption at rest, and an A / D converter using the same. It is to be.
上記課題を解決するために、本発明の第1の基準電圧発生回路は、第1の電圧を出力する基準電圧源と、第1の電圧を入力して第2の電圧を出力する能動回路と、第2の出力電圧を入力して第2の電圧を電圧分割して段階的に電圧値が異なる複数の第3の電圧を出力する電圧分割回路とを備え、能動回路は、動作制御信号を入力とし、動作制御信号が第1の状態であるときに第2の電圧として第1の電圧に対して所定の関係にある電圧を出力し、動作制御信号が第2の状態であるときに第2の電圧として動作制御信号が第1の状態であるときの出力電圧より低い電圧を出力するか、または出力端が開放状態になる。 In order to solve the above problems, a first reference voltage generation circuit according to the present invention includes a reference voltage source that outputs a first voltage, an active circuit that inputs the first voltage and outputs a second voltage, and A voltage dividing circuit that inputs the second output voltage and divides the second voltage to output a plurality of third voltages having different voltage values in stages, and the active circuit receives the operation control signal As an input, when the operation control signal is in the first state, a voltage having a predetermined relationship with the first voltage is output as the second voltage, and when the operation control signal is in the second state, the second voltage is output. A voltage lower than the output voltage when the operation control signal is in the first state is output as the voltage of 2, or the output terminal is opened.
この構成によれば、通常動作時に動作制御信号を第1の状態とし、静止時に動作制御信号を第2の状態にすることで、静止時において能動回路から電圧分解回路に流れる電流を通常動作時に比べて少なく抑えることができ、電流消費を低減することができる。また、能動回路は、通常動作時において能動回路が挿入されたことによる第2の電圧の不必要な低下を避けることができ、高精度の分圧電圧の出力が可能である。さらに、能動回路は電圧分割回路全体に対して一つ設けるだけでよく、配置や面積の制約を少なくできる。 According to this configuration, the operation control signal is set to the first state during normal operation and the operation control signal is set to the second state during stationary operation, so that the current flowing from the active circuit to the voltage resolving circuit during stationary operation can be Compared to this, the current consumption can be reduced. Further, the active circuit can avoid an unnecessary decrease in the second voltage due to the insertion of the active circuit during normal operation, and can output a divided voltage with high accuracy. Furthermore, only one active circuit needs to be provided for the entire voltage dividing circuit, and restrictions on arrangement and area can be reduced.
上記本発明の第1の基準電圧発生回路においては、能動回路はバッファからなり、所定の関係とは第2の電圧の電圧値が第1の電圧の電圧値と同じであることが好ましい。 In the first reference voltage generation circuit of the present invention, the active circuit is preferably a buffer, and the predetermined relationship is that the voltage value of the second voltage is the same as the voltage value of the first voltage.
この構成によれば、基準電圧源から出力される第1の電圧とまったく同じ電圧値を有する第2の電圧を電圧分割回路に加えることができる。 According to this configuration, the second voltage having the same voltage value as the first voltage output from the reference voltage source can be applied to the voltage dividing circuit.
また、上記本発明の第1の基準電圧発生回路においては、能動回路は増幅器からなり、所定の関係とは第2の電圧の電圧値が第1の電圧の電圧値の定数倍であってもよい。 In the first reference voltage generating circuit of the present invention, the active circuit is an amplifier, and the predetermined relationship is that even if the voltage value of the second voltage is a constant multiple of the voltage value of the first voltage. Good.
この構成によれば、基準電圧源から出力される第1の電圧の定数倍の電圧値を有する第2の電圧を電圧分割回路に加えることができる。基準電圧源としてバンドギャップ電圧1.25Vを使用する場合が多いが、基準電圧源を昇圧することにより、A/D変換器の入力の上限を1.25V以上にすることが可能である。 According to this configuration, the second voltage having a voltage value that is a constant multiple of the first voltage output from the reference voltage source can be applied to the voltage dividing circuit. In many cases, a band gap voltage of 1.25 V is used as the reference voltage source. However, by boosting the reference voltage source, the upper limit of the input of the A / D converter can be increased to 1.25 V or more.
本発明の第2の基準電圧発生回路は、第1の電圧を出力する基準電圧源と、第1の電圧を入力して第2の電圧を出力する能動回路と、第2の出力電圧を入力して第2の電圧を電圧分割して段階的に電圧値が異なる複数の第3の電圧を出力する電圧分割回路とを備え、能動回路は、動作電源電圧が供給されたときに第2の電圧として第1の電圧に対して所定の関係にある電圧を出力し、動作電源電圧が供給されないときに第2の電圧として動作電源電圧が供給されたときの出力電圧より低い電圧を出力するか、または出力端が開放状態になる。 A second reference voltage generation circuit according to the present invention includes a reference voltage source that outputs a first voltage, an active circuit that receives the first voltage and outputs a second voltage, and receives the second output voltage. And a voltage dividing circuit that divides the second voltage and outputs a plurality of third voltages having different voltage values in stages, and the active circuit receives the second power supply voltage when the operating power supply voltage is supplied. Whether a voltage having a predetermined relationship with respect to the first voltage is output as a voltage, and a voltage lower than the output voltage when the operating power supply voltage is supplied is output as the second voltage when the operating power supply voltage is not supplied Or the output end is open.
この構成によれば、通常動作時に能動回路に動作電源電圧を供給し、静止時に能動回路に動作電源電圧を供給しないことで、静止時において能動回路から電圧分解回路に流れる電流を通常動作時に比べて少なく抑えることができ、電流消費を低減することができる。また、能動回路は、通常動作時において能動回路が挿入されたことによる第2の電圧の不必要な低下を避けることができ、高精度の分圧電圧の出力が可能である。さらに、能動回路は電圧分割回路全体に対して一つ設けるだけでよく、配置や面積の制約を少なくできる。 According to this configuration, the operating power supply voltage is supplied to the active circuit during normal operation, and the operating power supply voltage is not supplied to the active circuit during rest, so that the current flowing from the active circuit to the voltage resolving circuit during rest can be compared with that during normal operation. Therefore, current consumption can be reduced. Further, the active circuit can avoid an unnecessary decrease in the second voltage due to the insertion of the active circuit during normal operation, and can output a divided voltage with high accuracy. Furthermore, only one active circuit needs to be provided for the entire voltage dividing circuit, and restrictions on arrangement and area can be reduced.
上記本発明の第2の基準電圧発生回路においては、能動回路はバッファからなり、所定の関係とは第2の電圧の電圧値が第1の電圧の電圧値と同じであることであることが好ましい。 In the second reference voltage generation circuit of the present invention, the active circuit is formed of a buffer, and the predetermined relationship is that the voltage value of the second voltage is the same as the voltage value of the first voltage. preferable.
この構成によれば、基準電圧源から出力される第1の電圧とまったく同じ電圧値を有する第2の電圧を電圧分割回路に加えることができる。 According to this configuration, the second voltage having the same voltage value as the first voltage output from the reference voltage source can be applied to the voltage dividing circuit.
また、上記本発明の第2の基準電圧発生回路においては、能動回路は増幅器からなり、所定の関係とは第2の電圧の電圧値が第1の電圧の電圧値の定数倍であることであってもよい。 In the second reference voltage generating circuit of the present invention, the active circuit is an amplifier, and the predetermined relationship is that the voltage value of the second voltage is a constant multiple of the voltage value of the first voltage. There may be.
この構成によれば、基準電圧源から出力される第1の電圧の定数倍の電圧値を有する第2の電圧を電圧分割回路に加えることができる。基準電圧源としてバンドギャップ電圧1.25Vを使用する場合が多いが、基準電圧源を昇圧することにより、A/D変換器の入力の上限を1.25V以上にすることが可能である。 According to this configuration, the second voltage having a voltage value that is a constant multiple of the first voltage output from the reference voltage source can be applied to the voltage dividing circuit. In many cases, a band gap voltage of 1.25 V is used as the reference voltage source. However, by boosting the reference voltage source, the upper limit of the input of the A / D converter can be increased to 1.25 V or more.
本発明の第1のA/D変換器は、上記した本発明の第1の基準電圧発生回路と、アナログ入力信号と基準電圧発生回路から出力される複数の第3の電圧とを比較するコンパレータ部とを備えている。 A first A / D converter according to the present invention includes a first reference voltage generation circuit according to the present invention described above, and a comparator that compares an analog input signal and a plurality of third voltages output from the reference voltage generation circuit. Department.
この構成によれば、第1の基準電圧発生回路と同様の作用効果を奏する。 According to this configuration, the same effects as the first reference voltage generation circuit are obtained.
上記本発明の第1のA/D変換器においては、コンパレータ部は、動作制御信号を入力とし、動作制御信号が第1の状態であるときに動作し、動作制御信号が第2の状態であるときに動作を停止することが好ましい。 In the first A / D converter of the present invention, the comparator unit receives the operation control signal, operates when the operation control signal is in the first state, and the operation control signal is in the second state. It is preferable to stop the operation at a certain time.
この構成によれば、静止時にコンパレータ部が停止するので、静止時の消費電力を低減できる。 According to this configuration, since the comparator unit stops when stationary, power consumption when stationary can be reduced.
本発明の第2のA/D変換器は、上記本発明の第2の基準電圧発生回路と、アナログ入力信号と基準電圧発生回路から出力される複数の第3の電圧とを比較するコンパレータ部とを備えている。 A second A / D converter of the present invention includes a comparator unit that compares the second reference voltage generation circuit of the present invention with an analog input signal and a plurality of third voltages output from the reference voltage generation circuit. And.
この構成によれば、第2の基準電圧発生回路と同様の作用効果を奏する。 According to this configuration, the same effect as the second reference voltage generation circuit is obtained.
上記本発明の第2のA/D変換器においては、コンパレータ部は、能動回路に動作電源電圧が供給されたときに動作電源電圧が供給され、能動回路に動作電源電圧が供給されないときに動作電源電圧が供給されないことが好ましい。 In the second A / D converter of the present invention, the comparator section is supplied with the operating power supply voltage when the operating power supply voltage is supplied to the active circuit, and operates when the operating power supply voltage is not supplied to the active circuit. It is preferable that no power supply voltage is supplied.
この構成によれば、静止時にコンパレータ部が停止するので、静止時の消費電力を低減できる。 According to this configuration, since the comparator unit stops when stationary, power consumption when stationary can be reduced.
本発明の第1のD/A変換器は、上記した本発明の第1の基準電圧発生回路と、デジタル入力信号により基準電圧発生回路から出力される複数の第3の電圧のうちの一つを選択する選択部とを備えている。 The first D / A converter of the present invention includes the first reference voltage generation circuit of the present invention described above and one of a plurality of third voltages output from the reference voltage generation circuit by a digital input signal. And a selection unit for selecting.
この構成によれば、第1の基準電圧発生回路と同様の作用効果を奏する。 According to this configuration, the same effects as the first reference voltage generation circuit are obtained.
上記本発明の第1のD/A変換器においては、選択部は、動作制御信号を入力とし、動作制御信号が第1の状態であるときに動作し、動作制御信号が第2の状態であるときに動作を停止することが好ましい。 In the first D / A converter of the present invention, the selection unit receives the operation control signal, operates when the operation control signal is in the first state, and the operation control signal is in the second state. It is preferable to stop the operation at a certain time.
この構成によれば、静止時に選択部が停止するので、静止時の消費電力を低減できる。 According to this configuration, since the selection unit stops when stationary, power consumption when stationary can be reduced.
本発明の第2のD/A変換器は、上記した本発明の第2の基準電圧発生回路と、デジタル入力信号により基準電圧発生回路から出力される複数の第3の電圧のうちの一つを選択する選択部とを備えている。 A second D / A converter according to the present invention includes the above-described second reference voltage generation circuit according to the present invention and one of a plurality of third voltages output from the reference voltage generation circuit by a digital input signal. And a selection unit for selecting.
この構成によれば、第2の基準電圧発生回路と同様の作用効果を奏する。 According to this configuration, the same effect as the second reference voltage generation circuit is obtained.
上記本発明の第2のD/A変換器においては、選択部は、能動回路に動作電源電圧が供給されたときに動作電源電圧が供給され、能動回路に動作電源電圧が供給されないときに動作電源電圧が供給されないことが好ましい。 In the second D / A converter of the present invention, the selection unit operates when the operation power supply voltage is supplied to the active circuit and when the operation power supply voltage is not supplied to the active circuit. It is preferable that no power supply voltage is supplied.
この構成によれば、静止時に選択部が停止するので、静止時の消費電力を低減できる。 According to this configuration, since the selection unit stops when stationary, power consumption when stationary can be reduced.
本発明によれば、基準電圧を分圧する電圧分割回路を有する基準電圧発生回路において、静止時の電力消費が抑制され、かつ高精度の分圧電圧の出力が可能となる。また、電圧分割回路を構成する分割抵抗の数が増えても、抵抗以外の実装面積が増えず、バッファもしくは増幅器の配置に制約がない。 According to the present invention, in a reference voltage generation circuit having a voltage dividing circuit that divides a reference voltage, power consumption at rest can be suppressed, and a highly accurate divided voltage can be output. Further, even if the number of dividing resistors constituting the voltage dividing circuit increases, the mounting area other than the resistors does not increase, and there is no restriction on the arrangement of the buffers or amplifiers.
以下、本発明の実施の形態を、図面を参照しながら説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
(実施の形態1)
以下、本発明の実施の形態1に係る基準電圧発生回路およびそれを用いたA/Dコンバータについて、図面を参照しながら説明する。
(Embodiment 1)
Hereinafter, a reference voltage generation circuit according to
図1は、本発明の実施の形態1に係る基準電圧発生回路およびそれを用いたA/Dコンバータの回路図を示す。A/Dコンバータ10は、基準電圧発生回路11とラダー抵抗部14とコンパレータ部15とから構成される。
FIG. 1 shows a circuit diagram of a reference voltage generating circuit and an A / D converter using the same according to
基準電圧発生回路11は、電圧V1を出力する基準電圧源12と能動回路であるバッファ13とから構成され、基準電圧VREFを出力する。基準電圧VREFは電圧分割回路であるラダー抵抗部14に供給される。バッファ13は入力電圧と同じ電圧値を有する電圧を出力する。
The reference
ラダー抵抗部14は、抵抗14−1〜14−Nからなり、その分圧出力はコンパレータ部15を構成する各コンパレータ15−1〜15−Nに入力される。
The
バッファ13およびコンパレータ部15は、信号SLEEPによって制御される。コンパレータ部15は信号SLEEPがオフの時には出力信号S1〜SNを出力し、信号SLEEPがオンの時には停止し、電流を消費しない。
The
バッファ13は、信号SLEEPがオフのときには電圧V1(第1の電圧)と等しい電圧値を有する基準電圧VREF(第2の電圧)を出力し、信号SLEEPがオンのときは基準電圧VREFを0Vに低下させる。なお、消費電力の削減の目的からは、0Vまで低下させることが望ましいが、0Vまで低下させなくても、電圧V1より低くすれば、消費電力の削減は可能である。
The
図2に信号SLEEPによって制御されるバッファ13の一例の回路図を示す。図2はCMOSオペアンプで構成したバッファ13の一例の回路図である。バッファ13は、差動入力回路16、定電流源17、定電流源18、インバータ19、定電流源20、スイッチM1、スイッチM2、パワースイッチM3から構成される。
FIG. 2 shows a circuit diagram of an example of the
信号SLEEPがオフのとき(通常動作時)には、スイッチM1およびスイッチM2はオフしており、基準電圧源11から電圧V1が入力され、基準電圧VREFを出力する。差動入力回路16に入力される基準電圧VREFと電圧V1に電圧差が生じた場合、電圧差を打ち消すようパワースイッチM3のゲート電圧が変動する。電圧V1が基準電圧VREFより高い場合は、パワースイッチM3のゲート電圧は下降し、基準電圧VREFは上昇する。電圧V1が基準電圧VREFよりも低い場合は、パワースイッチM3のゲート電圧は上昇し、基準電圧VREFは下降する。したがって、常に基準電圧VREFは電圧V1に等しくなるようにフィードバックが働く。また、電圧V1の精度については、差動入力回路16の構成により、基準電圧VREFとの誤差を2mV程度に抑制することが可能である。基準電圧VREFが例えばバンドギャップ電圧1.25Vであるならば、0.2%程度の非常に低い誤差の電圧出力が可能となる。なお、上記の誤差は、差動回路における入力トランジスタの不整合により生じるものである。
When the signal SLEEP is off (during normal operation), the switch M1 and the switch M2 are off, the voltage V1 is input from the
静止時には、信号SLEEPをオンし、スイッチM1およびM2をオンにする。これによって、パワースイッチM3、および定電流源17ともにオフにする。その結果、バッファ13の出力は0Vとなる。したがって、バッファ13は出力からの電圧供給が止まり、ラダー抵抗部による電流消費は抑制される。
At rest, the signal SLEEP is turned on and the switches M1 and M2 are turned on. As a result, both the power switch M3 and the constant
また、信号SLEEPによってスイッチM2のみをオンし、スイッチM1はオフしない場合、バッファ13の出力はオープン状態となる。したがって、バッファ13は出力からの電流供給が止まり、ラダー抵抗部による電流消費は抑制される。
When only the switch M2 is turned on by the signal SLEEP and the switch M1 is not turned off, the output of the
この実施の形態によれば、従来例のスイッチの代わりに、バッファ13を設け、信号SLEEPによってバッファ13の動作を制御することにより、通常動作時は出力端子から電圧V1と同じ電圧値を有する基準電圧VREFを出力し、それが使用される電子機器の静止時には出力端子から出力する基準電圧VREFを通常動作時より低下させるか、または出力をオープン状態にする。
According to this embodiment, the
このように、静止時には出力端子から出力する基準電圧VREFを通常動作時より低下させるか、または出力をオープン状態にするので、静止時の消費電流を削減することができる。また、通常動作時には、電圧V1と同じ電圧値を有する基準電圧VREFを出力するので、高精度の分圧電圧を出力することができる。さらに電圧分割回路を構成する分割抵抗の数が増えても、抵抗以外の実装面積が増えず、バッファ13の配置に制約がない。
In this way, the reference voltage VREF output from the output terminal is lowered at the time of stationary, or the output is opened, so that the current consumption at the stationary time can be reduced. Further, during the normal operation, the reference voltage VREF having the same voltage value as the voltage V1 is output, so that a highly accurate divided voltage can be output. Further, even if the number of dividing resistors constituting the voltage dividing circuit is increased, the mounting area other than the resistors is not increased, and the arrangement of the
(実施の形態2)
図3は、本発明の実施の形態2に係る基準電圧発生回路およびそれを用いたA/Dコンバータの回路図を示す。図3において、図1のA/Dコンバータ10および基準電圧発生回路11と同様の構成要素には同じ番号を付与し、その説明は省略する。図3のA/Dコンバータ30が図1のA/Dコンバータ10と異なる点は、図1では構成要素として基準電圧発生回路11を用いているのに対し、図3では基準電圧発生回路31を用いている点である。また、図3の基準電圧発生回路31が図2の基準電圧発生回路11と異なる構成は、バッファ13のかわりに能動回路である増幅器33を用いた点である。
(Embodiment 2)
FIG. 3 shows a circuit diagram of a reference voltage generating circuit and an A / D converter using the same according to
増幅器33は、信号SLEEPがオンになった静止時には、基準電圧VREFを低下させるが、信号SLEEPがオフとなった通常動作時には基準電圧VREFを電圧V1よりも高い電圧に変更する。図3に示す増幅器33は、オペアンプ34と抵抗35および抵抗36から構成される非反転アンプの一例である。抵抗35と抵抗36の抵抗比により入力に対し1倍以上の電圧出力が可能である。
The
図4に増幅器33の一例を示す。図4において、図2のバッファ13と同様の構成要素には同じ番号を付与し、その説明は省略する。図4の増幅器33が図2のバッファ13と異なる点は、図4では構成要素として抵抗35および抵抗36が加わっている点である。抵抗35の抵抗値をR35、抵抗36の抵抗値をR36とすると、増幅器33の入出力電圧の関係は、VREF=(1+R35/R36)×V1となる。増幅器33もバッファ13と同様にフィードバックが働き、基準電圧VREFは電圧V1の(1+R35/R36)倍で精度の確保された出力電圧が出力される。
FIG. 4 shows an example of the
この実施の形態によれば、実施の形態1と同様の効果を有する上、ラダー抵抗部14に加える基準電圧VREFを基準電圧源12の電圧V1より高くできる。その結果、以下のような作用が得られる。基準電圧源としてバンドギャップ電圧1.25Vを使用する場合が多いが、基準電圧源を昇圧することにより、A/D変換器の入力の上限を1.25V以上にすることが可能である。
According to this embodiment, the same effect as in the first embodiment can be obtained, and the reference voltage VREF applied to the
なお、静止時に増幅器33の出力をオープン状態にしてもよい。
Note that the output of the
(実施の形態3)
図5は、本発明の実施の形態3に係る基準電圧発生回路およびそれを用いたA/Dコンバータの回路図を示す。図5において、図1のA/Dコンバータ10および基準電圧発生回路11と同様の構成要素には同じ番号を付与し、その説明は省略する。
(Embodiment 3)
FIG. 5 shows a circuit diagram of a reference voltage generating circuit and an A / D converter using the same according to
図5のA/Dコンバータ40が図1のA/Dコンバータ10と異なる構成は、図1では構成要素として基準電圧発生回路11およびコンパレータ部15を用いているのに対し、図5では基準電圧発生回路41およびコンパレータ部45を用いている点である。コンパレータ部45は、コンパレータ45−1〜45−Nから構成される。
The configuration in which the A /
また、図5のA/Dコンバータの構成要素として電源46に接続されるスイッチ47が追加されている。このスイッチ47は、静止時にはオフとなり、通常動作時にはオンとなる。さらに図1の基準電圧発生回路11はバッファ13を使用しているのに対し、図5の基準電圧発生回路41ではバッファ43を使用している点が異なる。
Further, a
この実施の形態3では、静止時に信号SLEEPをオンするかわりに、電源46とコンパレータ部45およびバッファ13との間のスイッチ47をオフにする。これによって、コンパレータ部45は、静止時に電源電圧VCCの供給が停止される。これによって、静止時におけるコンパレータ部45の消費電流を削減する。
In the third embodiment, the
また、スイッチ47をオフにすることにより、バッファ43も同様に静止時に電源電圧VCCの供給が停止される。これによって、バッファ43から出力される基準電圧VREFが0Vまで下がる。その結果、静止時において、基準電圧VREFをラダー抵抗部14に印加することによる電力損失を低減することができる。
Further, by turning off the
図6は、バッファ43の一例の回路図を示す。図2のバッファ13と異なる点は、図6のバッファ43には、インバータ19、スイッチM1、スイッチM2を構成要素に含む必要がなく、信号SLEEPをオン・オフして基準電圧VREFを変えるかわりに、電源電圧VCCを制御して基準電圧VREFを変える点である。通常動作時は電源電圧VCCが十分高く、基準電圧VREFは電圧V1に等しい。一方、静止時には、電源電圧VCCがバッファ43に供給されないため、バッファ43は停止し、基準電圧VREFは0Vとなる。したがって、ラダー抵抗部14およびバッファ43での電流消費はない。
FIG. 6 shows a circuit diagram of an example of the
この実施の形態によれば、第1の実施の形態と同様の効果を有する。 According to this embodiment, it has the same effect as the first embodiment.
なお、静止時にバッファ43の出力をオープン状態にしてもよい。
Note that the output of the
(実施の形態4)
図7は、本発明の実施の形態4に係る基準電圧発生回路およびそれを用いたA/Dコンバータの回路図を示す。図7において、図5のA/Dコンバータ40および基準電圧発生回路41と同様の構成要素には同じ番号を付与し、その説明は省略する。図7のA/Dコンバータ60が図5のA/Dコンバータ40と異なる構成は、図5では構成要素として基準電圧発生回路41を用いているのに対し、図7では基準電圧発生回路61を用いている点である。さらに図5の基準電圧発生回路41でバッファ43を使用しているのに対し、図7の基準電圧発生回路61は増幅器63を使用している点が異なる。増幅器63は、オペアンプ64と抵抗65および抵抗66から構成される非反転アンプの一例である。抵抗65と抵抗66の抵抗比により入力に対し1倍以上の電圧出力が可能である。
(Embodiment 4)
FIG. 7 shows a circuit diagram of a reference voltage generating circuit and an A / D converter using the same according to
増幅器63は、スイッチ47がオフになった静止時には、電源電圧VCCの供給をやめて、基準電圧VREFを低下させる。一方、スイッチ47がオンとなった通常動作時には、基準電圧VREFを電圧V1よりも高い電圧に変更する。
The
本発明の構成によれば、第3の実施の形態と同様の効果を有する上、ラダー抵抗部14に加える基準電圧VREFを基準電圧源12の電圧V1より高くできる。
According to the configuration of the present invention, the same effect as that of the third embodiment can be obtained, and the reference voltage VREF applied to the
なお、静止時に増幅器63の出力をオープン状態にしてもよい。
Note that the output of the
(実施の形態5)
図8は、本発明の実施の形態5に係る基準電圧発生回路およびそれを用いたD/Aコンバータの回路図を示す。D/Aコンバータ90は、基準電圧発生回路11とラダー抵抗部14と選択部95とから構成される。基準電圧発生回路11とラダー抵抗部14は図1のものと同じであるため説明を省略する。
(Embodiment 5)
FIG. 8 shows a circuit diagram of a reference voltage generation circuit according to Embodiment 5 of the present invention and a D / A converter using the reference voltage generation circuit. The D /
選択部95は、バッファ95−0およびスイッチ95−1〜95−Nから構成される。
デジタル入力DINによりスイッチ95−1〜95−Nのうちの一つのスイッチのみがオンし、他のスイッチはオフする。よって、基準電圧VREFをラダー抵抗で分圧した電圧のうちの一つが入力される。出力VOUTからはこの電圧と同じ電位の電圧が出力される。
The
Only one of the switches 95-1 to 95-N is turned on by the digital input DIN, and the other switches are turned off. Therefore, one of the voltages obtained by dividing the reference voltage VREF with a ladder resistor is input. A voltage having the same potential as this voltage is output from the output VOUT.
したがって、デジタル入力DINに一対一に対応した出力VOUTが出力される。 Therefore, the output VOUT corresponding to the digital input DIN one to one is output.
なお、この実施の形態5は、実施の形態1に対応した構成のD/Aコンバータ90について説明しているが、実施の形態2〜4にそれぞれ対応した構成のD/Aコンバータも同様に、構成できるのはいうまでもない。すなわち、バッファ13の代わりに、図3のような増幅器33を用いてD/Aコンバータを形成することができ、図5のようなバッファ43およびスイッチ47を用いてD/Aコンバータを形成することもでき、さらに図7のような増幅器63およびスイッチ47を用いてD/Aコンバータを形成することもできる。
Although the fifth embodiment describes the D /
なお、本発明の各実施の形態においてはラダー抵抗部14を構成する抵抗の数はいくつであってもよい。
In each embodiment of the present invention, the number of resistors constituting the
本発明は、基準電圧を分圧して使用する基準電圧発生回路とそれを用いたA/D変換器およびD/A変換器に有用である。 The present invention is useful for a reference voltage generation circuit that divides and uses a reference voltage, an A / D converter and a D / A converter using the reference voltage generation circuit.
10 A/Dコンバータ
30 A/Dコンバータ
40 A/Dコンバータ
60 A/Dコンバータ
11 基準電圧発生回路
31 基準電圧発生回路
41 基準電圧発生回路
61 基準電圧発生回路
12 基準電圧源
13 バッファ
14 ラダー抵抗部
14−1〜14−N 抵抗
15 コンパレータ部
15−1〜15−N コンパレータ
16 差動入力回路
17 定電流源
18 定電流源
19 インバータ
20 定電流源
33 増幅器
34 オペアンプ
35 抵抗
36 抵抗
43 バッファ
45 コンパレータ部
45−1〜45−N コンパレータ
46 電源
47 スイッチ
63 増幅器
64 オペアンプ
65 抵抗
66 抵抗
70 A/Dコンバータ
71 基準電圧源
72 ラダー抵抗部
72−1〜72−N 抵抗
73 コンパレータ部
73〜−1〜73−N コンパレータ
74 スイッチ
74−1〜74−N スイッチ
90 D/Aコンバータ
95 選択部
95−0 バッファ
95−1〜95−N スイッチ
M1 スイッチ
M2 スイッチ
M3 パワースイッチ
VREF 基準電圧
V1 電圧
VIN 入力電圧
VCC 電源電圧
S1 出力信号
S2 出力信号
S3 出力信号
S4 出力信号
S(N−1) 出力信号
SN 出力信号
SLEEP 信号
R35 抵抗値
R36 抵抗値
DIN デジタル入力
VOUT 出力
DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 A / D converter 30 A / D converter 40 A / D converter 60 A /
Claims (14)
前記第1の電圧を入力して第2の電圧を出力する能動回路と、
前記第2の出力電圧を入力して前記第2の電圧を電圧分割して段階的に電圧値が異なる複数の第3の電圧を出力する電圧分割回路とを備え、
前記能動回路は、動作制御信号を入力とし、前記動作制御信号が第1の状態であるときに前記第2の電圧として前記第1の電圧に対して所定の関係にある電圧を出力し、前記動作制御信号が第2の状態であるときに前記第2の電圧として前記動作制御信号が第1の状態であるときの出力電圧より低い電圧を出力するか、または出力端が開放状態になることを特徴とする基準電圧発生回路。 A reference voltage source for outputting a first voltage;
An active circuit for inputting the first voltage and outputting a second voltage;
A voltage dividing circuit that inputs the second output voltage, divides the second voltage, and outputs a plurality of third voltages having different voltage values stepwise;
The active circuit receives an operation control signal, outputs a voltage having a predetermined relationship with the first voltage as the second voltage when the operation control signal is in a first state, When the operation control signal is in the second state, a voltage lower than the output voltage when the operation control signal is in the first state is output as the second voltage, or the output terminal is opened. A reference voltage generating circuit.
前記第1の電圧を入力して第2の電圧を出力する能動回路と、
前記第2の出力電圧を入力して前記第2の電圧を電圧分割して段階的に電圧値が異なる複数の第3の電圧を出力する電圧分割回路とを備え、
前記能動回路は、動作電源電圧が供給されたときに前記第2の電圧として前記第1の電圧に対して所定の関係にある電圧を出力し、前記動作電源電圧が供給されないときに前記第2の電圧として前記動作電源電圧が供給されたときの出力電圧より低い電圧を出力するか、または出力端が開放状態になることを特徴とする基準電圧発生回路。 A reference voltage source for outputting a first voltage;
An active circuit for inputting the first voltage and outputting a second voltage;
A voltage dividing circuit that inputs the second output voltage, divides the second voltage, and outputs a plurality of third voltages having different voltage values stepwise;
The active circuit outputs a voltage having a predetermined relation to the first voltage as the second voltage when an operating power supply voltage is supplied, and the second circuit when the operating power supply voltage is not supplied. A reference voltage generation circuit characterized in that a voltage lower than the output voltage when the operating power supply voltage is supplied is output as the voltage of the output voltage, or the output terminal is in an open state.
アナログ入力信号と前記基準電圧発生回路から出力される複数の第3の電圧とを比較するコンパレータ部とを備えたA/D変換器。 A reference voltage generation circuit according to any one of claims 1 to 3,
An A / D converter comprising a comparator unit that compares an analog input signal with a plurality of third voltages output from the reference voltage generation circuit.
アナログ入力信号と前記基準電圧発生回路から出力される複数の第3の電圧とを比較するコンパレータ部とを備えたA/D変換器。 A reference voltage generating circuit according to any one of claims 4 to 6,
An A / D converter comprising a comparator unit that compares an analog input signal with a plurality of third voltages output from the reference voltage generation circuit.
デジタル入力信号により前記基準電圧発生回路から出力される複数の第3の電圧のうちの一つを選択する選択部とを備えたD/A変換器。 A reference voltage generation circuit according to any one of claims 1 to 3,
A D / A converter comprising: a selection unit that selects one of a plurality of third voltages output from the reference voltage generation circuit according to a digital input signal.
デジタル入力信号により前記基準電圧発生回路から出力される複数の第3の電圧のうちの一つを選択する選択部とを備えたD/A変換器。 A reference voltage generating circuit according to any one of claims 4 to 6,
A D / A converter comprising: a selection unit that selects one of a plurality of third voltages output from the reference voltage generation circuit according to a digital input signal.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
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Family
ID=40049856
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