JP2008263439A - Class f amplifying circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、F級増幅回路に関し、増幅素子から負荷側を見込んだインピーダンスを、偶数調波に対しては短絡、奇数調波に対しては開放とするF級動作高周波半導体素子において、増幅素子の基本波の出力インピーダンスを負荷インピーダンスに近づける高調波処理回路を具備したF級増幅回路に関する。 The present invention relates to a class F amplifier circuit, in a class F operation high frequency semiconductor device in which the impedance viewed from the amplifier element is short-circuited for even harmonics and open for odd harmonics. The present invention relates to a class F amplifier circuit including a harmonic processing circuit that brings the output impedance of the fundamental wave close to the load impedance.
近年、高電子移動度トランジスタ(HEMT:High Electron Mobility Transistor)やヘテロ接合バイポーラトランジスタ(HBT:Hetero-junction Bipolar Transistor)などの高周波動作可能なトランジスタが実用化されている。これらの素子によれば、50〜60GHz帯の動作周波数を実現することができる。 In recent years, transistors capable of high-frequency operation such as high electron mobility transistors (HEMT) and hetero-junction bipolar transistors (HBT) have been put into practical use. According to these elements, an operating frequency in the 50 to 60 GHz band can be realized.
これらの素子においては、利得を向上させるために、高調波を積極的に利用することがある。この場合、高調波による電力消費を抑えることが、電力効率を向上させるために望ましい。 In these elements, harmonics may be actively used to improve gain. In this case, it is desirable to suppress power consumption due to harmonics in order to improve power efficiency.
このような目的のために、いわゆるF級増幅回路が使用される。F級増幅回路の原理は瞬時電圧波形と瞬時電流波形が如何なる時刻においても重ならないようにすることである。 For this purpose, a so-called class F amplifier circuit is used. The principle of the class F amplifier circuit is to prevent the instantaneous voltage waveform and the instantaneous current waveform from overlapping at any time.
このためには、トランジスタの出力端子から負荷側を見込んだインピーダンスを、偶数次高調波に対して短絡、奇数次高調波に対して開放とすることが必要である。これにより、トランジスタ出力端子における電流は基本波と偶数次高調波のみの周波数成分とし、同電圧は基本波と奇数次高調波成分のみの周波数成分とすることができ、高調波による電力損失が無くなる。このとき基本波の電流と電圧の位相が完全逆相であれば、100%の効率で直流電力をマイクロ波電力に変換可能である。 For this purpose, it is necessary to short-circuit the impedance viewed from the output terminal of the transistor to the even-order harmonics and open to the odd-order harmonics. As a result, the current at the transistor output terminal can be a frequency component of only the fundamental wave and the even-order harmonic component, and the voltage can be a frequency component of only the fundamental wave and the odd-order harmonic component, eliminating power loss due to the harmonic. . At this time, if the phase of the current and voltage of the fundamental wave is completely opposite, direct current power can be converted to microwave power with 100% efficiency.
高周波電力増幅器を高効率にするために、増幅素子から負荷を見込んだインピーダンスを基本波に対して整合するだけでなく、偶数調波に対して短絡、奇数調波に対して開放とする高調波処理回路を備えることを特徴とするF級増幅回路は特許文献1および特許文献2に開示されている(例えば、特許文献1および特許文献1参照。)。
In order to make the high-frequency power amplifier highly efficient, not only the impedance expected from the amplifying element is matched to the fundamental wave, but also harmonics that are short-circuited for even harmonics and open for odd harmonics A class F amplifier circuit including a processing circuit is disclosed in
例えば、増幅素子を電界効果トランジスタ(FET:Field Effect Transistor)として、外囲器のRF出力端子からドレインにDCバイアスVddを供給する内部整合型FETの場合において、特許文献1に開示されているように、分布定数回路で構成される高調波処理回路を内蔵すると、分布定数回路の面積が大きくなるため、外囲器の面積も大きくなる。
For example, in the case of an internal matching FET in which an amplifying element is a field effect transistor (FET) and a DC bias Vdd is supplied from the RF output terminal of the envelope to the drain, as disclosed in
また、特許文献2に開示されているように、集中定数回路で構成する小型な高調波処理回路はDC的に開放で、高調波処理回路とは別経路のチョークコイルを介してFETのドレインに直接DCバイアスを供給する方式であるため、RF出力端子からDCバイアスを供給する高出力内部整合型FETには使用することはできない。 Further, as disclosed in Patent Document 2, a small harmonic processing circuit constituted by a lumped constant circuit is open in terms of DC, and is connected to the drain of the FET via a choke coil on a different path from the harmonic processing circuit. Since the DC bias is directly supplied, it cannot be used for a high-power internal matching FET that supplies a DC bias from the RF output terminal.
また、高出力のFETの基本波周波数に対する出力インピーダンスは負荷よりも低いので、特許文献2に開示されている高調波処理回路を適用すると、さらに出力インピーダンスが低下し、負荷に対して整合化を図ることが難しくなる。 In addition, since the output impedance of the high-power FET with respect to the fundamental frequency is lower than that of the load, when the harmonic processing circuit disclosed in Patent Document 2 is applied, the output impedance is further lowered and matching with the load is performed. It becomes difficult to plan.
そして、両者共にFETのドレインから負荷を見込んだインピーダンスを奇数次高調波で開放にしているので、FETの出力容量が無視できる周波数ではF級動作となるが、FETの出力容量が無視できない高周波ではF級動作から外れてしまう。
本発明の目的は、RF出力端子からDCバイアスを供給でき、小型化でき、FETの出力容量が無視できない高周波でもF級動作となり、FETの基本波周波数に対する出力インピーダンスを負荷インピーダンスに近づける高効率のF級増幅回路を提供することにある。 The object of the present invention is that a DC bias can be supplied from the RF output terminal, the size can be reduced, and a high-efficiency class F operation can be achieved even at high frequencies where the output capacity of the FET cannot be ignored, and the output impedance for the fundamental frequency of the FET is close to the load impedance. The object is to provide a class F amplifier circuit.
上記目的を達成するための本発明の請求項1に記載のF級増幅回路は、入力信号の角周波数ωoの成分およびその高調波成分を含む出力信号を出力する増幅素子と、前記増幅素子の出力端子と接地端子を接続する第1のリアクタンス回路と、前記増幅素子の前記出力端子側に配置される基本波整合回路と、前記基本波整合回路の入力端子と前記増幅素子の前記出力端子間に接続される第2のリアクタンス回路と、前記基本波整合回路の出力端子と前記接地端子を接続する負荷とを備え、前記増幅素子の出力インピーダンスを出力抵抗と出力容量からなる並列回路のインピーダンスとし、前記第1のリアクタンス回路は直流成分に対して開放、角周波数bωo、2ωo、4ωo、・・・、2nωo(ただし、0<b<1で、nは1以上の自然数)成分に対して短絡、角周波数ωo、3ωo、5ωo、・・・、(2n+1)ωo成分に対して前記増幅素子の出力容量と並列共振し、前記第2のリアクタンス回路は直流成分に対して短絡、角周波数3ωo、5ωo、・・・、(2n+1)ωo成分に対して開放となることを特徴とし、第1のリアクタンス回路と第2のリアクタンス回路をインダクタとキャパシタからなる集中定数回路で構成する。
In order to achieve the above object, a class F amplifier circuit according to
本発明のF級増幅回路によれば、RF出力端子からDCバイアスを供給でき、小型化でき、FETの出力容量が無視できない高周波でもF級動作となり、FETの基本波周波数に対する出力インピーダンスを負荷インピーダンスに近づけて高効率化を図ることができる。 According to the class F amplifier circuit of the present invention, the DC bias can be supplied from the RF output terminal, the size can be reduced, and the class F operation can be performed even at a high frequency where the output capacity of the FET cannot be ignored. High efficiency can be achieved by approaching to.
次に、図面を参照して、本発明の実施の形態を説明する。以下の図面の記載において、同一又は類似の部分には同一又は類似の符号を付している。ただし、図面は模式的なものであり、現実のものとは異なることに留意すべきである。又、図面相互間においても互いの寸法の関係や比率が異なる部分が含まれていることはもちろんである。 Next, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. In the following description of the drawings, the same or similar parts are denoted by the same or similar reference numerals. However, it should be noted that the drawings are schematic and different from the actual ones. Moreover, it is a matter of course that portions having different dimensional relationships and ratios are included between the drawings.
また、以下に示す実施の形態は、この発明の技術的思想を具体化するための装置や方法を例示するものであって、この発明の技術的思想は、各構成部品の配置等を下記のものに特定するものでない。この発明の技術的思想は、特許請求の範囲において、種々の変更を加えることができる。 Further, the embodiment described below exemplifies an apparatus and a method for embodying the technical idea of the present invention. The technical idea of the present invention is the arrangement of each component as described below. It is not something specific. The technical idea of the present invention can be variously modified within the scope of the claims.
[第1の実施の形態]
図1は、本発明の第1の実施の形態に係るF級増幅器の模式的回路構成図を示し、図2は、本発明の第1の実施の形態に係るF級増幅器の模式的等価回路接続構成図を示す。
[First embodiment]
FIG. 1 is a schematic circuit diagram of a class F amplifier according to the first embodiment of the present invention, and FIG. 2 is a schematic equivalent circuit of the class F amplifier according to the first embodiment of the present invention. A connection block diagram is shown.
本発明の第1の実施の形態に係るF級増幅器は、図1乃至図2に示すように、入力信号の角周波数ωoの成分およびその高調波成分を含む出力信号を出力する増幅素子(FET)10と、FET10の出力端子NOFと接地端子を接続する第1のリアクタンス二端子回路12と、高周波出力端子NORFに接続される基本波整合回路16と、FET10の出力端子NOFと高周波出力端子NORF間に直列接続され、FET10の出力端子NOFと基本波整合回路16の入力端子を接続する第2のリアクタンス二端子回路14と、基本波整合回路16の出力端子と前記接地端子を接続する負荷22とを備える。
As shown in FIGS. 1 and 2, the class F amplifier according to the first embodiment of the present invention includes an amplifying element (FET) that outputs an output signal including the component of the angular frequency ωo of the input signal and its harmonic component. ) 10, a first reactance two-
FET10の出力インピーダンスを出力抵抗ROと出力容量COからなる並列回路のインピーダンスとし、第1のリアクタンス二端子回路12は直流成分に対して開放、角周波数bωo、2ωo、4ωo、・・・、2nωo(ただし、0<b<1で、nは1以上の自然数)成分に対して短絡、角周波数ωo、3ωo、5ωo、・・・、(2n+1)ωo成分に対してFET10の出力容量COと並列共振し、第2のリアクタンス二端子回路14は直流成分に対して短絡、角周波数3ωo、5ωo、・・・、(2n+1)ωo成分に対して開放となることを特徴とする。
The output impedance of the
FET10のドレインをFET10の出力端子とし、ドレインと接地端子を第1のリアクタンス二端子回路12で接続し、ドレインと基本波整合回路16の入力端子を第2のリアクタンス二端子回路14で接続する。そして、基本波整合回路16の出力端子をRF出力端子NORFとし、RF出力端子NORFと負荷22の間にバイアス回路のチョークコイル18とDCカットコンデンサ20を挿入する。なお、基本波整合回路16の少なくても一部を負荷に移しても良い。
The drain of the
FET10の出力インピーダンスを出力抵抗ROと出力容量COからなる並列回路のインピーダンスとした図2において、第1のリアクタンス二端子回路12と出力容量COを並列接続した回路のアドミッタンスをYp(s)とすると、Yp(s)はDCで開放、角周波数bωo、2ωo、4ωo、・・・、2nωoで短絡、角周波数ωo、3ωo、5ωo、・・・、(2n+1)ωoで開放となるので、
高出力のFET10の出力抵抗ROは負荷より低インピーダンスとなるので、出力容量COが大きいと基本波の角周波数ωoに対する整合化の帯域幅が狭くなる。そこで、それ以上に帯域幅を狭くしないように、Yp(s)を部分分数展開した。
一方、第2のリアクタンス二端子回路14のインピーダンスをZs(s)とすると、DCで短絡、角周波数3ωo、5ωo、・・・、(2n+1)ωoで開放である。フォスターのリアクタンス定理からZs(s)は3ωoと5ωoの間、5ωoと7ωo、・・・、(2n−1)ωoと(2n+1)ωoの間で短絡となる。その短絡となる周波数は任意に設定できるが、開放となる角周波数3ωo、5ωo、・・・、(2n+1)ωoの高域と低域の対称性がよい請求項8の場合はnが1の時はDCだけで短絡、nが2の時はDCと角周波数4ωoで短絡、nの時はDC、角周波数4ωo、6ωo、・・・、2nωoで短絡となるので、
このHsはCOとは独立に設定でき、Hsを大きくすると3ωo、5ωo、・・・、(2n+1)ωoで開放となる帯域幅が広くなる。 The Hs can be set independently of the C O, 3ωo Larger Hs, 5ωo, ···, is bandwidth of open at (2n + 1) ωo becomes wider.
高出力のFET10の出力抵抗ROは負荷よりも低インピーダンスとなるので、基本波整合回路16でインピーダンスを昇圧する必要がある。この基本波整合回路16として、FET10のドレインに直列のLを接続する方式を使用することによって、RF出力端子NORFからDCバイアスを供給することができる。
Since the output resistance R O of the
そして、基本波の角周波数ωoで第2のリアクタンス二端子回路14のインピーダンスZs(ωo)は誘導性となるので、第2のリアクタンス二端子回路14は基本波整合回路16の一部として働く。尚、DCやωoで短絡になる回路よりもこの回路の方が小型化することができる。
Since the impedance Zs (ωo) of the second reactance two-
図3は、本発明の第1の実施の形態に係るF級増幅器に適用する第1のリアクタンス二端子回路の回路構成図であって、第1のリアクタンス二端子回路12のアドミッタンスYp1(s)を部分分数展開した場合の接続図である。
FIG. 3 is a circuit configuration diagram of a first reactance two-terminal circuit applied to the class F amplifier according to the first embodiment of the present invention. The admittance Yp1 (s) of the first reactance two-
高周波で実用的なn=1,2の場合の各インダクタンスとキャパシタンスを表1に示す。2ωoと4ωoを短絡し3ωoと5ωoを開放にするn=2の場合の方が、2ωoを短絡し3ωoを開放にするn=1の場合より高効率にできるが、例えばb=0.3においてn=2はn=1に対してインダクタンスの合計Σ(Lpip)が約0.9倍、キャパシタンスの合計Σ(Cpip)が約1.6倍になるので、例えばキャパシタの大きさが支配的な場合には高調波処理回路は大きくなる。
図4は、本発明の第1の実施の形態に係るF級増幅器に適用する第1のリアクタンス二端子回路の別の回路構成図であって、第1のリアクタンス二端子回路12のインピーダンスZp1(s)=1/Yp1(s)を部分分数展開した場合の接続図である。 FIG. 4 is another circuit configuration diagram of the first reactance two-terminal circuit applied to the class F amplifier according to the first embodiment of the present invention. The impedance Zp1 ( s) = 1 / Yp1 (s) is a connection diagram when partial fraction expansion is performed.
高周波で実用的なn=1,2の場合の各インダクタンスとキャパシタンスを表2に示す。 Table 2 shows inductances and capacitances when n = 1 and 2, which are practical at high frequencies.
ここで
K1=1/{(6-b2)ωo2Co}
K2=(9-4b2)/(6-b2)
K3=(4-b2)(16-b2)/{(960-364b2+35b4-b6)ωo2Co}
K4={K6+(K6 2-4K7)0.5}/2
K5={K6-(K6 2-4K7)0.5}/2
K6=5×(2496-1036b2+119b4-4b6)/(960-364b2+35b4-b6)
K7=(14400-8596b2+1505b4 -64b6)/(960-364b2+35b4-b6)
である。
here
K 1 = 1 / {(6-b 2 ) ωo 2 Co}
K 2 = (9-4b 2 ) / (6-b 2 )
K 3 = (4-b 2 ) (16-b 2 ) / {(960-364b 2 + 35b 4 -b 6 ) ωo 2 Co}
K 4 = {K 6 + (K 6 2 -4K 7 ) 0.5 } / 2
K 5 = {K 6- (K 6 2 -4K 7 ) 0.5 } / 2
K 6 = 5 × (2496-1036b 2 + 119b 4 -4b 6 ) / (960-364b 2 + 35b 4 -b 6 )
K 7 = (14400-8596b 2 + 1505b 4 -64b 6 ) / (960-364b 2 + 35b 4 -b 6 )
It is.
例えば、b=0.3においてn=2はn=1に対してインダクタンスの合計Σ(Lpis)が約0.6倍、キャパシタンスの合計Σ(Cpis)が約1.8倍になるので、例えばインダクタの大きさが支配的な場合には高効率なn=2の方が高調波処理回路を小さくできる。
図5は、本発明の第1の実施の形態に係るF級増幅器に適用する第1のリアクタンス二端子回路の更に別の回路構成図であって、第1のリアクタンス二端子回路のインピーダンスZp1(s)=1/Yp1(s)を連分数展開した場合の接続図である。 FIG. 5 is still another circuit configuration diagram of the first reactance two-terminal circuit applied to the class F amplifier according to the first embodiment of the present invention. The impedance Zp1 ( s) = 1 / Yp1 (s) is a connection diagram when a continuous fraction is expanded.
高周波で実用的なn=1,2の場合の各インダクタンスとキャパシタンスを表3に示す。 Table 3 shows inductances and capacitances in the case of n = 1, 2 which is practical at high frequencies.
ここで、K1〜K7は表2と同じで、他は
K8= b2+20-K4-K5
K9=64+20b2-K4K5
K10=K4+K5-K9/K8
K11=K4K5-64b2/K8
である。
Where K 1 to K 7 are the same as in Table 2,
K 8 = b 2 + 20-K 4 -K 5
K 9 = 64 + 20b 2 -K 4 K 5
K 10 = K 4 + K 5 -K 9 / K 8
K 11 = K 4 K 5 -64b 2 / K 8
It is.
例えば、b=0.3においてn=2はn=1に対してインダクタンスの合計Σ(Lpil)が約0.6倍、キャパシタンスの合計Σ(Cpil)が約1.6倍になるので、例えばインダクタの大きさが支配的な場合には高効率なn=2の方が高調波処理回路を小さくできる。
第1のリアクタンス二端子回路のn=1とn=2のΣ(Lpij)とΣ(Cpij)を表4に纏める(i=1,2、j=p,s,l)。インダクタンスΣ(Lpij)は表2のZp1(s)の部分分数展開が小さい。一方、キャパシタンスΣ(Cpij)は表1のYp1(s)の部分分数展開や表3のZp1(s)の連分数展開が小さい。
図6は、本発明の第1の実施の形態に係るF級増幅器に適用する第2のリアクタンス二端子回路の回路構成図であって、第2のリアクタンス二端子回路のアドミッタンスYs(s)=1/Zs(s)を部分分数展開した場合の接続図である。 FIG. 6 is a circuit configuration diagram of a second reactance two-terminal circuit applied to the class F amplifier according to the first embodiment of the present invention, where the admittance Ys (s) = FIG. 6 is a connection diagram when 1 / Zs (s) is partially fractionally expanded.
高周波で実用的なn=1,2の場合の各インダクタンスとキャパシタンスを表5に示す。2ωoと4ωoを短絡し3ωoと5ωoを開放にするn=2の場合の方が2ωoを短絡し3ωoを開放にするn=1の場合よりも高効率にすることができる。一方、n=2はn=1に対してインダクタンスの合計Σ(Lsip)が約3倍、キャパシタンスの合計Σ(Csip)が約1.3倍になるので高調波処理回路は大きくなる。
図7は、本発明の第1の実施の形態に係るF級増幅器に適用する第2のリアクタンス二端子回路の別の回路構成図であって、第2のリアクタンス二端子回路のインピーダンスZs(s)を部分分数展開した場合の接続図である。 FIG. 7 is another circuit configuration diagram of the second reactance two-terminal circuit applied to the class F amplifier according to the first embodiment of the present invention, and shows the impedance Zs (s) of the second reactance two-terminal circuit. ) Is a connection diagram in the case of partial fraction expansion.
高周波で実用的なn=1,2の場合の各インダクタンスとキャパシタンスを表6に示す。n=1の場合は表5と同じである。n=2の場合は、n=1の場合に対してインダクタンスの合計Σ(Lsis)が約0.6倍、キャパシタンスの合計Σ(Csis)が約4倍になるので、例えばインダクタの大きさが支配的な場合には高効率なn=2の場合の方が高調波処理回路を小さくできる。
図8は、本発明の第1の実施の形態に係るF級増幅器に適用する第2のリアクタンス二端子回路の更に別の回路構成図であって、第2のリアクタンス二端子回路14のアドミッタンスYs(s)=1/Zs(s)を連分数展開した場合の接続図である。
FIG. 8 is still another circuit configuration diagram of the second reactance two-terminal circuit applied to the class F amplifier according to the first embodiment of the present invention, in which the admittance Ys of the second reactance two-
高周波で実用的なn=1,2の場合の各インダクタンスとキャパシタンスを表7に示す。n=1の場合は表5や表6と同じである。n=2の場合はn=1の場合に対してインダクタンスの合計Σ(Lsil)が約0.6倍、キャパシタンスの合計Σ(Csil)が約6倍になるので、例えばインダクタの大きさが支配的な場合には高効率なn=2の場合の方が高調波処理回路を小さくできる。
第2のリアクタンス二端子回路のn=2のΣ(Lsij)とΣ(Csij)を表8に纏める(i=1,2、j=p,s,l)。インダクタンスΣ(Lsij)は表6のZs(s)の部分分数展開や表7のYs(s)の連分数展開が小さい。一方、キャパシタンスΣ(Csij)は表5のYs(s)の部分分数展開が小さい。
図9は、本発明の第1の実施の形態に係るF級増幅器を実装した、高出力内部整合型FETの模式的回路パターン構成例を示す。 FIG. 9 shows a schematic circuit pattern configuration example of a high-power internal matching FET on which the class F amplifier according to the first embodiment of the present invention is mounted.
入力部は、図9に示すように、RF入力端子NIRFに接続され,ゲート電圧Vggが供給されるマイクロストリップ線路38と、周辺に配置される入力側外部回路40とを備え、マイクロストリップ線路38は、外囲器リード48を介してFET部に接続されている。
As shown in FIG. 9, the input unit includes a
FET部は、図9に示すように、外囲器26に囲まれており、マイクロストリップ線路38に接続された入力ゲート側基本波整合回路42と、入力ゲート側基本波整合回路42とボンディングワイヤ(BW)28を介してゲート電極が接続されたFET10と、FET10のドレイン電極に接続された高調波処理回路32と、高調波処理回路32と接続された出力ドレイン側基本波整合回路44とを備え、出力ドレイン側基本波整合回路44は、RF出力端子NORFに接続されている。
As shown in FIG. 9, the FET section is surrounded by an
出力部は、図9に示すように、RF出力端子NORFに接続されたマイクロストリップ線路に対して、DCバイアスVddが供給され、DCバイアスVddが供給されたマイクロストリップ線路からは、DCカットコンデンサ20を介してRF出力電圧VORFが出力される。また、DCバイアスVddが供給されたマイクロストリップ線路には、パスコンデンサ34が接続されている。
As shown in FIG. 9, the output unit is supplied with a DC bias Vdd with respect to the microstrip line connected to the RF output terminal NORF. From the microstrip line supplied with the DC bias Vdd, a DC cut capacitor is provided. The RF output voltage V ORF is output via 20. A
図9の高出力内部整合型FETの例では、高調波処理回路32をFET10のチップ上に一体化しているが、寄生リアクタンスが問題にならなければ、高調波処理回路32を別基板に構成しても良い。また、インダクタとキャパシタの個別部品を組み合わせて構成しても良い。
In the example of the high output internal matching FET of FIG. 9, the
しかし、高周波で高出力になり、キャパシタの耐圧やインダクタの電流容量の点から高調波処理回路32を波長に比べて十分小さくできず、インダクタの寄生キャパシタンスやキャパシタの寄生インダクタンスが無視できない場合には、少なくとも高調波処理回路32の部分をFET10のチップと一体化してモノリシックマイクロ波集積回路(MMIC:Monolithic Microwave Integrated Circuit)とするか、または、回路のQ値が高いMEMS(Micro Electro Mechanical Systems)を使うことが有効である。
However, when the output is high at high frequency, the
例えば、n=2の場合の第1のリアクタンス二端子回路12に関して、MMICのビアホールの接地インダクタンスが無視できない場合、図4や図5に示す回路構成ではビアホールの接地インダクタンスをLp1sやLp1lに含めれば、ビアホールは1個で済むが、図3に示す回路構成ではビアホールの接地インダクタンスを別々のLp1p、Lp2p、Lp3pに含めなければならないので、3個のビアホールが必要になる。
For example, regarding the first reactance two-
一方、マイクロチップコンデンサを接地面にマウントする場合は、接地インダクタンスの問題はない。また、図4や図5の回路構成ではドレインに接続する配線パターンをLp1sやLp1lの1本にできるが、図3の回路構成ではCpip(i=1,2,3)を介しても介さなくても、Lp1p、Lp2p、Lp3pの2本必要となるのでレイアウトの難易度が高くなる。
この様に、n=2の場合、第1のリアクタンス二端子回路12で3種類(図3〜図5)と第2のリアクタンス二端子回路14で3種類(図6〜図8)の合計9種類の組合せが可能となるので、インダクタやキャパシタの種類、サイズ、寄生リアクタンス、レイアウトなどを考慮して最適な回路を選定すれば良い。
On the other hand, when the microchip capacitor is mounted on the ground plane, there is no problem of ground inductance. 4 and 5, the wiring pattern connected to the drain can be one of Lp1s and Lp1l. However, in the circuit configuration of FIG. 3, there is no need to use Cpip (i = 1, 2, 3). However, since two Lp1p, Lp2p, and Lp3p are required, the layout becomes more difficult.
Thus, in the case of n = 2, the first reactance two-
本発明の第1の実施の形態に係るF級増幅回路に適用されるFETは接合型FET、ショットキーゲート型FET、MIS(Metal Insulator Semiconductor)型であっても良い。 The FET applied to the class F amplifier circuit according to the first embodiment of the present invention may be a junction FET, a Schottky gate FET, or a MIS (Metal Insulator Semiconductor) type.
なお、増幅素子はFETに限らず、HEMTやLDMOS(Lateral Doped Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor)やHBTなど他の増幅素子にも適用できることは言うまでもない。 Needless to say, the amplifying element is not limited to the FET, but can be applied to other amplifying elements such as HEMT, LDMOS (Lateral Doped Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor), and HBT.
さらに、FETを構成する材料としては、シリコンに限定されるものではなく、GaN、InP、SiGe、SiC、GaAs、ダイヤモンドであってもよい。また、HBTとしては、例えば、GaAlN/GaN系などを適用することができる。 Furthermore, the material constituting the FET is not limited to silicon, but may be GaN, InP, SiGe, SiC, GaAs, or diamond. Moreover, as HBT, GaAlN / GaN system etc. are applicable, for example.
本発明の第1の実施の形態に係るF級増幅回路によれば、RF出力端子からDCバイアスを供給でき、小型化でき、FETの出力容量が無視できない高周波でもF級動作が可能であり、FETの基本波周波数に対する出力インピーダンスを負荷インピーダンスに近づけて高効率化を図ることができる。 According to the class F amplifier circuit according to the first embodiment of the present invention, a DC bias can be supplied from the RF output terminal, the size can be reduced, and the class F operation is possible even at a high frequency where the output capacity of the FET cannot be ignored. The output impedance with respect to the fundamental frequency of the FET can be made close to the load impedance, and high efficiency can be achieved.
[第2の実施の形態]
図10は、本発明の第2の実施の形態に係るF級増幅器の模式的回路構成図を示す。
[Second Embodiment]
FIG. 10 is a schematic circuit diagram of a class F amplifier according to the second embodiment of the present invention.
図10に示すように、2個のFET10a,10bを逆相で動作させてバラン50で電力合成するプッシュプル増幅器の場合、基本波整合回路の少なくとも一部を基本波整合回路17a,17bのように、接地端子を接地から浮かして2個のFET10a,10b間で接続しても良い。
As shown in FIG. 10, in the case of a push-pull amplifier in which two
本発明の第2の実施の形態に係るF級増幅器は、図10に示すように、入力信号の角周波数ωoの成分およびその高調波成分を含む出力信号を出力する同相側のFET10aと、FET10aの出力端子NOF+と接地端子を接続する同相側の第1のリアクタンス二端子回路12aと、RF出力端子NORF+に接続される同相側の基本波整合回路17aと、FET10aの出力端子NOF+とRF出力端子NORF+間に直列接続され、FET10a出力端子NOF+と基本波整合回路17aの入力端子を接続する同相側の第2のリアクタンス二端子回路14aおよび基本波整合回路16aとを備える。
As shown in FIG. 10, the class F amplifier according to the second embodiment of the present invention includes an in-
さらに、本発明の第2の実施の形態に係るF級増幅器は、図10に示すように、入力信号の角周波数ωoの成分およびその高調波成分を含む出力信号を出力する逆相側のFET10bと、FET10bの出力端子NOF-と接地端子を接続する逆相側の第1のリアクタンス二端子回路12bと、RF出力端子NORF-に接続される逆相側の基本波整合回路17bと、FET10aの出力端子NOF-とRF出力端子NORF-間に直列接続され、FET10bの出力端子NOF-と基本波整合回路17bの入力端子を接続する逆相側の第2のリアクタンス二端子回路14bおよび基本波整合回路16bとを備える。
Furthermore, as shown in FIG. 10, the class F amplifier according to the second embodiment of the present invention has an
基本波整合回路17a,17bの出力端子はそれぞれRF出力端子NORF+,RF出力端子NORF-に接続される。RF出力端子NORF+,およびRF出力端子NORF-は、それぞれDCカットコンデンサ20a,20bを介して、バラン50に接続されており、バラン50の出力端子と接地端子間の負荷22から、プッシュプル増幅器の出力信号が得られる。
The output terminals of the fundamental
FET10aの出力インピーダンスを出力抵抗ROと出力容量COからなる並列回路のインピーダンスとし、第1のリアクタンス二端子回路12aは、直流成分に対して開放、角周波数bωo、2ωo、4ωo、・・・、2nωo(ただし、0<b<1で、nは1以上の自然数)成分に対して短絡、角周波数ωo、3ωo、5ωo、・・・、(2n+1)ωo成分に対してFET10aの出力容量COと並列共振し、第2のリアクタンス二端子回路14aは直流成分に対して短絡、角周波数3ωo、5ωo、・・・、(2n+1)ωo成分に対して開放となることを特徴とする。
The output impedance of the
同様に、FET10bの出力インピーダンスを出力抵抗ROと出力容量COからなる並列回路のインピーダンスとし、第1のリアクタンス二端子回路12bは、直流成分に対して開放、角周波数bωo、2ωo、4ωo、・・・、2nωo(ただし、0<b<1で、nは1以上の自然数)成分に対して短絡、角周波数ωo、3ωo、5ωo、・・・、(2n+1)ωo成分に対してFET10bの出力容量COと並列共振し、第2のリアクタンス二端子回路14bは直流成分に対して短絡、角周波数3ωo、5ωo、・・・、(2n+1)ωo成分に対して開放となることを特徴とする。
Similarly, the output impedance of the
FET10aのドレインをFET10aの出力端子NOF+とし、ドレインと接地端子を第1のリアクタンス二端子回路12aで接続し、ドレインと基本波整合回路16aの入力端子を第2のリアクタンス二端子回路14aで接続する。そして、基本波整合回路17aの出力端子をRF出力端子NORF+とし、RF出力端子NORF+ と負荷22の間に、バラン50を介して、バイアス回路用のチョークコイル18aとDCカットコンデンサ20aを挿入する。なお、基本波整合回路17aの少なくても一部を負荷に移しても良い。
The drain of the
同様に、FET10bのドレインをFET10bの出力端子NOF-とし、ドレインと接地端子を第1のリアクタンス二端子回路12bで接続し、ドレインと基本波整合回路16bの入力端子を第2のリアクタンス二端子回路14bで接続する。そして、基本波整合回路17bの出力端子をRF出力端子NORF-とし、RF出力端子NORF-と負荷22の間に、バラン50を介して、バイアス回路用のチョークコイル18bとDCカットコンデンサ20bを挿入する。なお、基本波整合回路17bの少なくても一部を負荷に移しても良い。
Similarly, the drain of the
本発明の第2の実施の形態に係るF級増幅器においても第1のリアクタンス二端子回路12a,12bは、本発明の第1の実施の形態に係るF級増幅器と同様に、図3乃至図5に示す回路構成を適用することができる。また、その場合には、本発明の第1の実施の形態に係るF級増幅器と同様に、表1乃至表3に示す回路成分を有することも明らかである。 Also in the class F amplifier according to the second embodiment of the present invention, the first reactance two-terminal circuits 12a and 12b are similar to those of the class F amplifier according to the first embodiment of the present invention in FIGS. The circuit configuration shown in FIG. 5 can be applied. In that case, it is also clear that the circuit components shown in Tables 1 to 3 are included as in the class F amplifier according to the first embodiment of the present invention.
本発明の第2の実施の形態に係るF級増幅器においても第2のリアクタンス二端子回路14a,14bは、本発明の第1の実施の形態に係るF級増幅器と同様に、図6乃至図8に示す回路構成を適用することができる。また、その場合には、本発明の第1の実施の形態に係るF級増幅器と同様に、表5乃至表7に示す回路成分を有することも明らかである。
In the class F amplifier according to the second embodiment of the present invention, the second reactance two-
本発明の第2の実施の形態に係るF級増幅回路に適用されるFETは接合型FET、ショットキーゲート型FET、MIS型であっても良い。 The FET applied to the class F amplifier circuit according to the second embodiment of the present invention may be a junction type FET, a Schottky gate type FET, or a MIS type.
なお、増幅素子はFETに限らず、HEMTやLDMOSやHBTなど他の増幅素子にも適用できることは言うまでもない。 Needless to say, the amplifying element is not limited to the FET, but can be applied to other amplifying elements such as HEMT, LDMOS, and HBT.
さらに、FETを構成する材料としては、シリコンに限定されるものではなく、GaN、InP、SiGe、SiC、GaAs、ダイヤモンドであってもよい。また、HBTとしては、例えば、GaAlN/GaN系などを適用することができる。 Furthermore, the material constituting the FET is not limited to silicon, but may be GaN, InP, SiGe, SiC, GaAs, or diamond. Moreover, as HBT, GaAlN / GaN system etc. are applicable, for example.
本発明の第2の実施の形態に係るF級増幅回路によれば、2個のFET10a,10bを逆相で動作させてバラン50で電力合成するプッシュプル増幅器において、RF出力端子からDCバイアスを供給でき、小型化でき、FETの出力容量が無視できない高周波でもF級動作可能であり、高効率化を図ることができる。
According to the class F amplifier circuit according to the second embodiment of the present invention, in a push-pull amplifier that operates two
[その他の実施の形態]
上記のように、本発明は第1乃至第2の実施の形態によって記載したが、この開示の一部をなす論述及び図面はこの発明を限定するものであると理解すべきではない。この開示から当業者には様々な代替実施の形態、実施例及び運用技術が明らかとなろう。
[Other embodiments]
As described above, the present invention has been described according to the first to second embodiments. However, it should not be understood that the description and drawings constituting a part of this disclosure limit the present invention. From this disclosure, various alternative embodiments, examples, and operational techniques will be apparent to those skilled in the art.
このように、本発明はここでは記載していない様々な実施の形態等を含むことは勿論である。したがって、本発明の技術的範囲は上記の説明から妥当な特許請求の範囲に係る発明特定事項によってのみ定められるものである。 As described above, the present invention naturally includes various embodiments not described herein. Therefore, the technical scope of the present invention is defined only by the invention specifying matters according to the scope of claims reasonable from the above description.
本発明の第1乃至第2の実施の形態に係るF級増幅回路は、RF出力端子からDCバイアスを供給でき、小型化でき、FETの出力容量が無視できない高周波でもF級動作とすることができ、高効率化を図ることができることから、内部整合型電力増幅素子、電力MMIC(Monolithic Microwave Integrated Circuit)、マイクロ波電力増幅器、ミリ波電力増幅器など幅広い適用分野が存在する。 The class F amplifier circuit according to the first to second embodiments of the present invention can supply a DC bias from the RF output terminal, can be miniaturized, and can perform class F operation even at a high frequency where the output capacity of the FET cannot be ignored. Therefore, there is a wide range of application fields such as an internal matching power amplifying element, a power MMIC (Monolithic Microwave Integrated Circuit), a microwave power amplifier, and a millimeter wave power amplifier.
10,10a,10b…電界効果トランジスタ(FET)
12,12a,12b…第1のリアクタンス二端子回路
14,14a,14b…第2のリアクタンス二端子回路
16…基本波整合回路
16a,16b…基本波整合回路1
17a,17b…基本波整合回路2
18,18a,18b…チョークコイル
20,20a,20b…DCカットコンデンサ
22…負荷
26…外囲器
28…ボンディングワイヤ(BW)
32…高調波処理回路
34…パスコンサ
38…マイクロストリップ線路
40…入力側外部回路
42…入力ゲート側基本波整合回路
44…出力ドレイン側基本波整合回路
46…出力側外部回路
48…外囲器リード
50…バラン
10, 10a, 10b ... Field Effect Transistor (FET)
12, 12a, 12b ... first reactance two-
17a, 17b ... fundamental wave matching circuit 2
18, 18a, 18b ... choke coils 20, 20a, 20b ... DC cut capacitor 22 ... load 26 ...
32 ...
Claims (16)
前記増幅素子の出力端子と接地端子を接続する第1のリアクタンス回路と、
前記増幅素子の前記出力端子側に配置される基本波整合回路と、
前記基本波整合回路の入力端子と前記増幅素子の前記出力端子間に接続される第2のリアクタンス回路と、
前記基本波整合回路の出力端子と前記接地端子を接続する負荷と
を備え、
前記増幅素子の出力インピーダンスを出力抵抗と出力容量からなる並列回路のインピーダンスとし、
前記第1のリアクタンス回路は直流成分に対して開放、角周波数bωo、2ωo、4ωo、・・・、2nωo(ただし、0<b<1で、nは1以上の自然数)成分に対して短絡、角周波数ωo、3ωo、5ωo、・・・、(2n+1)ωo成分に対して前記増幅素子の出力容量と並列共振し、
前記第2のリアクタンス回路は直流成分に対して短絡、角周波数3ωo、5ωo、・・・、(2n+1)ωo成分に対して開放となることを特徴とするF級増幅回路。 An amplifying element that outputs an output signal including the component of the angular frequency ωo of the input signal and its harmonic component;
A first reactance circuit connecting an output terminal of the amplifying element and a ground terminal;
A fundamental wave matching circuit disposed on the output terminal side of the amplification element;
A second reactance circuit connected between the input terminal of the fundamental matching circuit and the output terminal of the amplifying element;
A load connecting the output terminal of the fundamental matching circuit and the ground terminal;
The output impedance of the amplifying element is the impedance of a parallel circuit composed of an output resistor and an output capacitor
The first reactance circuit is open to the direct current component, short-circuited to the angular frequency bωo, 2ωo, 4ωo,..., 2nωo (where 0 <b <1, n is a natural number of 1 or more), Resonant in parallel with the output capacitance of the amplifying element with respect to the angular frequency ωo, 3ωo, 5ωo,.
The second reactance circuit is a short circuit with respect to a direct current component and is open with respect to an angular frequency of 3ωo, 5ωo,..., (2n + 1) ωo components.
前記第1のリアクタンス回路が、(n+1)個の直列共振回路を並列接続した回路であることを特徴とするF級増幅回路。 The class F amplifier circuit according to claim 1,
The class F amplifier circuit, wherein the first reactance circuit is a circuit in which (n + 1) series resonant circuits are connected in parallel.
前記第1のリアクタンス回路が、n個の並列共振回路、1個のインダクタ、1個のキャパシタを直列接続した回路であることを特徴とするF級増幅回路。 The class F amplifier circuit according to claim 1,
The class F amplifier circuit, wherein the first reactance circuit is a circuit in which n parallel resonant circuits, one inductor, and one capacitor are connected in series.
前記第1のリアクタンス回路が、直列インダクタと並列キャパシタを1段とした(n+1)段の梯子型回路であることを特徴とするF級増幅回路。 The class F amplifier circuit according to claim 1,
The class F amplifier circuit, wherein the first reactance circuit is an (n + 1) -stage ladder-type circuit having a series inductor and a parallel capacitor as one stage.
前記第2のリアクタンス回路が、(n−1)個の直列共振回路、1個のインダクタ、1個のキャパシタを並列接続した回路であることを特徴とするF級増幅回路。 The class F amplifier circuit according to claim 1,
The class F amplifying circuit, wherein the second reactance circuit is a circuit in which (n-1) series resonant circuits, one inductor, and one capacitor are connected in parallel.
前記第2のリアクタンス回路が、n個の並列共振回路を直列接続した回路であることを特徴とするF級増幅回路。 The class F amplifier circuit according to claim 1,
The class F amplifier circuit, wherein the second reactance circuit is a circuit in which n parallel resonant circuits are connected in series.
前記第2のリアクタンス回路が、並列キャパシタと直列インダクタを1段としたn段の梯子型回路であることを特徴とするF級増幅回路。 The class F amplifier circuit according to claim 1,
The class F amplifying circuit, wherein the second reactance circuit is an n-stage ladder circuit having a parallel capacitor and a series inductor as one stage.
前記第2のリアクタンス回路が、nが1の時は直流成分に対して短絡、nが2の時は直流成分と角周波数4ωo成分に対して短絡、nの時は直流成分、角周波数4ωo、6ωo、・・・、2nωo成分に対して短絡となることを特徴とするF級増幅回路。 The class F amplifier circuit according to claim 1,
The second reactance circuit is short-circuited to a DC component when n is 1, short-circuited to a DC component and an angular frequency 4ωo component when n is 2, and a DC component, an angular frequency 4ωo when n is n, A class F amplifier circuit that is short-circuited with respect to 6ωo,..., 2nωo components.
前記基本波整合回路の少なくとも一部を前記負荷に移したことを特徴とするF級増幅回路。 The class F amplifier circuit according to claim 1,
A class F amplifier circuit, wherein at least a part of the fundamental wave matching circuit is moved to the load.
前記増幅素子は、接合ゲート型電界効果トランジスタであることを特徴とするF級増幅回路。 The class F amplifier circuit according to any one of claims 1 to 9,
The class F amplifier circuit, wherein the amplifying element is a junction gate type field effect transistor.
前記増幅素子は、ショットキーゲート型電界効果トランジスタであることを特徴とするF級増幅回路。 The class F amplifier circuit according to any one of claims 1 to 9,
The class F amplifier circuit, wherein the amplifying element is a Schottky gate type field effect transistor.
前記増幅素子は、絶縁ゲート型電界効果トランジスタであることを特徴とするF級増幅回路。 The class F amplifier circuit according to any one of claims 1 to 9,
The class F amplifier circuit, wherein the amplifying element is an insulated gate field effect transistor.
前記増幅素子は、高電子移動度電界効果トランジスタであることを特徴とするF級増幅回路。 The class F amplifier circuit according to any one of claims 1 to 9,
The class F amplifier circuit, wherein the amplifying element is a high electron mobility field effect transistor.
前記増幅素子は、ヘテロ接合型バイポーラトランジスタであることを特徴とするF級増幅回路。 The class F amplifier circuit according to any one of claims 1 to 9,
The class F amplifier circuit, wherein the amplifying element is a heterojunction bipolar transistor.
前記基本波整合回路の少なくとも一部の接地端子を接地から浮かして互いに接続したことを特徴とするF級増幅回路。 The class F amplifier circuit according to claim 15,
A class F amplifier circuit characterized in that at least some of the ground terminals of the fundamental wave matching circuit are floated from ground and connected to each other.
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