JP2008198417A - Discharge lamp lighting device - Google Patents

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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a lighting device for a discharge lamp with little power dissipation, with which there is little change of brightness of a lamp due to fluctuation, if any, of power source voltage, and capable of eliminating color shade at the time of reading of a manuscript or the like. <P>SOLUTION: When a light acceptance periodic signal 40 is on a high level, an RS flip-flop circuit FF1 of a timer circuit 8 is set to have a switching element SW1 of an oscillating control circuit 2 put on and have an oscillation circuit 1 stopped. When the light acceptance periodic signal 40 reverses, the flip-flop circuit FF1 is reset to have the oscillation circuit 1 start oscillating and the lamp is lit. The timer circuit 8 changes the timing of resetting of the flip-flop circuit FF1, in accordance with fluctuation of the power source voltage. With this, the number of oscillation pulses within a period of the light acceptance periodic signal 40 changes, so that brightness of the lamp is controlled not to greatly change, even if the power source voltage fluctuates. <P>COPYRIGHT: (C)2008,JPO&INPIT

Description

本発明は放電ランプ点灯装置に関し、更に詳しくは、複写機等に適用され、カラー原稿読み取り装置に用いられる希ガス放電ランプ等の点灯装置に関し、特に電源電圧の変動による明るさの変化などの影響を小さくした放電ランプ点灯装置に関するものである。   The present invention relates to a discharge lamp lighting device, and more particularly to a lighting device such as a rare gas discharge lamp applied to a copying machine or the like and used for a color original reading device, and more particularly, the influence of a change in brightness due to a fluctuation in power supply voltage. The present invention relates to a discharge lamp lighting device having a reduced size.

カラースキャナー用の原稿読取用照明として蛍光ランプが使用されている。蛍光ランプとしては、例えばバルブ外面に一対の電極を有する外部電極式希ガス蛍光ランプ（以下希ガス蛍光ランプという）が長寿命であることから多く使用されるようになってきている。 カラースキャナー用の希ガス蛍光ランプの発光色は白色であるが、それは、希ガス放電によってガラス管内に生じた紫外線が、ガラス内面に塗布された蛍光体（赤）、蛍光体（緑）、蛍光体（青）の３種類の蛍光体で可視光に変換されて白色になっている。
赤色光、緑色光は蛍光ランプの消灯後の残光時間が長い。このため、所定の明るさを維持するため、どのタイミングでＯＮ、ＯＦＦとなっても、各ＯＮ時間にＣＣＤラインセンサに入力する光量（積分値）の差はほとんど無いが、青色光については残光時間が短く、明るさのピークとそうでないときの明るさに大きな差が生じる。
このため、ＣＣＤラインセンサのＯＮ、ＯＦＦのタイミングによっては、各ＯＮ時間にＣＣＤに入力する光量（積分値）にバラツキが生じ、青色光量だけがＣＣＤラインセンサヘ入力される総量に差が生じる場合がある。
したがって上記蛍光ランプをカラースキャナー等における原稿読取照明用に使用し、ＣＣＤラインセンサで原稿読み取りを行うと、ライン毎の積算光量のバラツキにより色むらが発生することがあった。 A fluorescent lamp is used as illumination for reading a document for a color scanner. As a fluorescent lamp, for example, an external electrode type rare gas fluorescent lamp (hereinafter, referred to as a rare gas fluorescent lamp) having a pair of electrodes on the outer surface of a bulb has been widely used because of its long life. The emission color of rare gas fluorescent lamps for color scanners is white, but this is because the ultraviolet rays generated in the glass tube by rare gas discharge are applied to the phosphor (red), phosphor (green), and fluorescence. It is converted into visible light by three types of phosphors (blue) and turns white.
Red light and green light have a long afterglow time after the fluorescent lamp is turned off. For this reason, in order to maintain a predetermined brightness, there is almost no difference in the amount of light (integrated value) input to the CCD line sensor at each ON time, regardless of the timing at which it is turned ON or OFF. The light time is short, and there is a big difference between the brightness peak and the brightness when it is not.
Therefore, depending on the ON / OFF timing of the CCD line sensor, there is a variation in the amount of light (integrated value) input to the CCD during each ON time, and there is a difference in the total amount that only the blue light amount is input to the CCD line sensor. There is.
Therefore, when the fluorescent lamp is used for illumination for reading a document in a color scanner or the like and the document is read by a CCD line sensor, color unevenness may occur due to variations in the accumulated light quantity for each line.

上記問題点を解決し、原稿を色むらなく白色光で照射することができる希ガス蛍光ランプの点灯装置が特許文献１に記載されている。
上記特許文献１に記載の点灯装置は、インバータ制御用ＩＣからなる発振回路部を備えたインバータ回路を有し、このインバータ制御用ＩＣにより、原稿読み取り用受光センサの受光周期信号を受信する。そして、この受光周期に同期した駆動周期で所定の繰り返し周期のパルス信号を出力しスイッチング素子を駆動し、トランスの二次側に繰り返し波形を有する電圧を発生させ、希ガス蛍光ランプを点灯させる。
上記のように、受光センサの受光周期に同期した駆動周期で上記蛍光ランプを点灯させ、かつ、上記繰り返し波形を有する電圧の立ち上がり時点を上記駆動周期に基づいて定めることにより、各受光周期における各色の積算光量を一定とすることができ、色むらを無くすことができる。
特許３５０９５５０号公報 Patent Document 1 describes a lighting device for a rare gas fluorescent lamp that solves the above problems and can irradiate a document with white light without color unevenness.
The lighting device described in Patent Document 1 includes an inverter circuit including an oscillation circuit unit including an inverter control IC, and receives the light reception period signal of the document reading light reception sensor by the inverter control IC. Then, a pulse signal having a predetermined repetition period is output in a drive period synchronized with the light reception period to drive the switching element, generate a voltage having a repetitive waveform on the secondary side of the transformer, and turn on the rare gas fluorescent lamp.
As described above, by turning on the fluorescent lamp in a driving cycle synchronized with the light receiving cycle of the light receiving sensor and determining the rising point of the voltage having the repetitive waveform based on the driving cycle, each color in each light receiving cycle Can be made constant, and color unevenness can be eliminated.
Japanese Patent No. 3509550

特許文献１に記載の点灯装置では、発振回路部を専用ＩＣで構成していた。しかし、コストダウンの為に上記発振回路部を比較的安価なコンパレータで構成することが考えられる。
図８に安価なコンパレータで発振回路を構成した放電ランプ点灯装置の構成例を示す。図８に示すように、放電ランプ点灯装置は、発振回路１、波形整形回路３、発振制御回路２、駆動回路４、電力制御素子５、昇圧トランス６、出力制御回路７から成るインバータ回路１０で構成され、昇圧トランス６の二次側に希ガス蛍光ランプ２０が接続される。
ここで、放電ランプ点灯装置へは、電源３０から直流電圧が供給されるが、この供給電圧が変動するとランプの明るさが変動する。そこで、図８に示すように、電源３０から供給される電圧を電圧レギュレータ６０により＋２４Ｖに安定化して放電ランプ点灯装置に供給することが考えられる。
電源電圧は最大で±１０％程度変動することがあるが、電圧レギュレータ６０を用いれば、電源電圧３０の電圧の変動の影響を除去し、ランプの明るさを一定に保つことができる。 In the lighting device described in Patent Document 1, the oscillation circuit unit is configured by a dedicated IC. However, it is conceivable to configure the oscillation circuit unit with a relatively inexpensive comparator for cost reduction.
FIG. 8 shows a configuration example of a discharge lamp lighting device in which an oscillation circuit is configured by an inexpensive comparator. As shown in FIG. 8, the discharge lamp lighting device includes an inverter circuit 10 including an oscillation circuit 1, a waveform shaping circuit 3, an oscillation control circuit 2, a drive circuit 4, a power control element 5, a step-up transformer 6, and an output control circuit 7. The rare gas fluorescent lamp 20 is connected to the secondary side of the step-up transformer 6.
Here, a DC voltage is supplied from the power supply 30 to the discharge lamp lighting device. When the supply voltage fluctuates, the brightness of the lamp fluctuates. Therefore, as shown in FIG. 8, it can be considered that the voltage supplied from the power supply 30 is stabilized to +24 V by the voltage regulator 60 and supplied to the discharge lamp lighting device.
Although the power supply voltage may fluctuate by about ± 10% at the maximum, if the voltage regulator 60 is used, the influence of the fluctuation of the power supply voltage 30 can be removed and the brightness of the lamp can be kept constant.

発振回路１は上述した比較的安価なコンパレータから構成される比較器１１と、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１の直列回路からなる帰還回路を備え、上記抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１の時定数で定まる周波数で発振動作し、パルス状の出力を発生する。
上記インバータ回路１０には、電源３０から電圧レギュレータ６０を介してＤＣ２４Ｖの電源電圧が供給される。
上記出力制御回路７には、外部からランプ点灯制御信号５０が入力され、出力制御回路７はこの信号により駆動回路４の入力側の電位を制御して希ガス蛍光ランプ２０の点灯／非点灯を制御する。
また、上記発振制御回路２には、外部から原稿読取用光センサ（ＣＣＤラインセンサ）の読取周期信号である受光周期信号４０が入力され、発振制御回路２はこの受光周期信号４０により発振回路１の動作を制御する。 The oscillation circuit 1 includes a comparator 11 composed of the above-described relatively inexpensive comparator and a feedback circuit composed of a series circuit of the resistor R1 and the capacitor C1, and oscillates at a frequency determined by the time constant of the resistor R1 and the capacitor C1. Then, a pulsed output is generated.
The inverter circuit 10 is supplied with a power supply voltage of 24 V DC from a power supply 30 via a voltage regulator 60.
The output control circuit 7 receives a lamp lighting control signal 50 from the outside, and the output control circuit 7 controls the potential on the input side of the driving circuit 4 by this signal to turn on / off the rare gas fluorescent lamp 20. Control.
The oscillation control circuit 2 receives a light reception period signal 40 which is a reading period signal of a document reading optical sensor (CCD line sensor) from the outside. The oscillation control circuit 2 receives the oscillation circuit 1 based on the light reception period signal 40. To control the operation.

該点灯装置の動作について、以下説明する。
インバータ回路１０に外部の電源３０よりＤＣ２４Ｖの電源電圧が入力される。この電源電圧の入力により、発振回路１の発振動作を開始しようとするが、受光周期信号４０がハイレベルのとき発振制御回路２のスイッチング素子ＳＷがオンであり、発振回路１の出力はスイッチング素子ＳＷを介して強制的にアースへ落とされる。このため、発振回路１はリセットされ、波形整形回路３には発振信号は入力されない。
次に、受光周期信号が反転する［例えば、ハイレベル（Ｈ）からローレベル（Ｌ）に変わる］と、該発振制御回路２内のスイッチング素子ＳＷがオフとなる。これにより該発振回路１からの発振信号が波形整形回路３に伝達される。
波形整形回路３へ伝達された発振信号は、矩形波に整形され出力される。ここで、インバータ回路１０の外部からランプ点灯制御信号５０が入力され、出力制御回路７が動作すると該波形整形回路３から出力された信号が、駆動回路４に伝達される。
なお、上記ランプ点灯制御信号５０が入力されなければ、該出力制御回路７は波形整形回路３からの出力信号を例えばローレベルに維持し、駆動回路４へは信号が伝達されない。 The operation of the lighting device will be described below.
A power supply voltage of 24 VDC is input to the inverter circuit 10 from an external power supply 30. When the power supply voltage is input, the oscillation operation of the oscillation circuit 1 is started. When the light receiving period signal 40 is at a high level, the switching element SW of the oscillation control circuit 2 is on, and the output of the oscillation circuit 1 is the switching element. Forced to ground via SW. Therefore, the oscillation circuit 1 is reset and no oscillation signal is input to the waveform shaping circuit 3.
Next, when the light reception cycle signal is inverted [for example, changed from high level (H) to low level (L)], the switching element SW in the oscillation control circuit 2 is turned off. As a result, the oscillation signal from the oscillation circuit 1 is transmitted to the waveform shaping circuit 3.
The oscillation signal transmitted to the waveform shaping circuit 3 is shaped into a rectangular wave and output. Here, when the lamp lighting control signal 50 is input from the outside of the inverter circuit 10 and the output control circuit 7 operates, the signal output from the waveform shaping circuit 3 is transmitted to the drive circuit 4.
If the lamp lighting control signal 50 is not input, the output control circuit 7 maintains the output signal from the waveform shaping circuit 3 at a low level, for example, and no signal is transmitted to the drive circuit 4.

駆動回路４から出力された信号は、電力制御素子５に入力される。該電力制御素子５はＦＥＴ等のスイッチング素子で構成される。
ＦＥＴのゲートに駆動回路４からの出力信号が入力されるとＦＥＴがオン−オフを繰り返す。オン時間には、昇圧トランス６の一次側に電流が流れ、エネルギーが蓄積される。次いでＦＥＴのゲートがオフすると昇圧トランス６の２次側に蓄えられたエネルギーが電流として放出されるといったフライバック動作を行っている。
昇圧トランス６の２次側から蓄積されたエネルギーが電流として放出され、希ガスランプ２０に一定電圧以上の高圧が印加され、該希ガスランプ２０が点灯する。 A signal output from the drive circuit 4 is input to the power control element 5. The power control element 5 is composed of a switching element such as an FET.
When the output signal from the drive circuit 4 is input to the gate of the FET, the FET is repeatedly turned on and off. During the on-time, a current flows to the primary side of the step-up transformer 6 and energy is accumulated. Next, when the gate of the FET is turned off, a flyback operation is performed in which the energy stored on the secondary side of the step-up transformer 6 is released as a current.
The energy accumulated from the secondary side of the step-up transformer 6 is released as a current, a high voltage of a certain voltage or higher is applied to the rare gas lamp 20, and the rare gas lamp 20 is turned on.

図９は上記比較器１１から構成される発振回路の動作を説明する図である。
同図において、電源電圧ＤＣ２４Ｖが印加されると、定電圧ダイオードＺｄ、分圧抵抗Ｒａを介してＩＣ等から構成される比較器１１の＋入力側に電圧が掛かる。また、電源電圧は低電圧ダイオードＺｄと抵抗Ｒｄを介して該比較器１１の出力側にも接続され、比較器１１の出力側と＋入力側との間には正帰還抵抗Ｒｃが接続されている。
したがって、比較器１１の出力側がハイレベルのとき（比較器１１の出力側のスイッチング素子がオフ状態のとき）、上記分圧抵抗Ｒａに並列に、抵抗Ｒｄと抵抗Ｒｃの直列回路が接続されることとなり、上記＋側入力に加わる電圧は、抵抗Ｒａと、並列に接続された抵抗Ｒｄと抵抗Ｒｃの合成抵抗値と、分圧抵抗Ｒａに直列接続された分圧抵抗Ｒｂの抵抗値との分圧比によって決まる値となる。この電圧を第２の比較基準電圧Ｖ２とする。 FIG. 9 is a diagram for explaining the operation of the oscillation circuit composed of the comparator 11.
In the figure, when the power supply voltage DC24V is applied, a voltage is applied to the + input side of the comparator 11 composed of an IC or the like via the constant voltage diode Zd and the voltage dividing resistor Ra. The power supply voltage is also connected to the output side of the comparator 11 via a low voltage diode Zd and a resistor Rd, and a positive feedback resistor Rc is connected between the output side and the + input side of the comparator 11. Yes.
Therefore, when the output side of the comparator 11 is at a high level (when the switching element on the output side of the comparator 11 is in an OFF state), a series circuit of a resistor Rd and a resistor Rc is connected in parallel with the voltage dividing resistor Ra. Thus, the voltage applied to the + side input is the resistance Ra, the combined resistance value of the resistor Rd and the resistor Rc connected in parallel, and the resistance value of the voltage dividing resistor Rb connected in series to the voltage dividing resistor Ra. The value is determined by the partial pressure ratio. This voltage is defined as a second comparison reference voltage V2.

一方、比較器１１の出力側がローレベルになると（比較器１１内の出力側のスイッチング素子がオン状態になったとき、ここでは出力側が接地電位になるとする）、上記正帰還抵抗Ｒｃの一端（比較器１１の出力側に接続された端子）はローレベルとなり、分圧抵抗Ｒｂに並列に上記抵抗Ｒｃが接続されることとなり、上記＋側入力に加わる電圧は、分圧抵抗Ｒａの抵抗値と、並列に接続された分圧抵抗Ｒａと抵抗Ｒｃの合成抵抗値の分圧比によって決まる値となる。この電圧を第１の比較基準電圧Ｖ１とする。上記電圧Ｖ１，Ｖ２は比較器１１の比較基準電圧となり、Ｖ１＜Ｖ２である。
また、該比較器１１の出力側から抵抗Ｒ１を介して一端が接地されたコンデンサＣ１が接続されている。更には、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１との接続部は、比較器１１の比較器−側に接続されている。 On the other hand, when the output side of the comparator 11 becomes a low level (when the switching element on the output side in the comparator 11 is turned on, it is assumed here that the output side becomes the ground potential), one end of the positive feedback resistor Rc ( The terminal connected to the output side of the comparator 11 becomes low level, and the resistor Rc is connected in parallel to the voltage dividing resistor Rb. The voltage applied to the + side input is the resistance value of the voltage dividing resistor Ra. And a value determined by the voltage dividing ratio of the combined resistance value of the voltage dividing resistor Ra and the resistor Rc connected in parallel. This voltage is defined as a first comparison reference voltage V1. The voltages V1 and V2 are comparison reference voltages for the comparator 11, and V1 <V2.
Further, a capacitor C1 whose one end is grounded is connected from the output side of the comparator 11 via a resistor R1. Furthermore, the connection portion between the resistor R1 and the capacitor C1 is connected to the comparator-side of the comparator 11.

上述したように比較器１１の比較基準電圧はその出力がハイレベルの場合はＶ２、ローレベルの場合はＶ１である。このため、図９の (ａ) に示すように、比較器１１の−側入力端の電圧Ｖｉが小さいとき、比較器１１の出力はハイレベルＨであり、比較基準電圧はＶ２である。そして、−側入力端の電圧Ｖｉが上昇し、上記電圧Ｖ２を越えると、比較器１１の出力はローレベルＬになる。この状態から−側入力端の電圧Ｖｉが下降し、上記電圧Ｖ１より小さくなると、比較器１１の出力はハイレベルＬとなる。以下このような動作をヒステリシス動作と呼ぶ。
ここで、前記したように比較器１１の出力側には、抵抗Ｒ１を介してコンデンサＣ１が接続され、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１との接続部が比較器１１の−入力側に接続されている。したがって、−側入力端の電圧が小さく、比較器１１の出力がハイレベルのとき、抵抗Ｒ１を介してコンデンサＣ１が充電される。
この充電によりコンデンサＣ１の電圧が上昇し上記比較基準電圧Ｖ２を越えると、比較器１１の出力はローレベルとなる。 As described above, the comparison reference voltage of the comparator 11 is V2 when the output is high level and V1 when the output is low level. For this reason, as shown in FIG. 9A, when the voltage Vi at the negative side input terminal of the comparator 11 is small, the output of the comparator 11 is at the high level H and the comparison reference voltage is V2. When the voltage Vi at the negative side input terminal rises and exceeds the voltage V2, the output of the comparator 11 becomes low level L. From this state, when the voltage Vi at the negative side input terminal decreases and becomes smaller than the voltage V1, the output of the comparator 11 becomes the high level L. Hereinafter, such an operation is referred to as a hysteresis operation.
Here, as described above, the capacitor C1 is connected to the output side of the comparator 11 via the resistor R1, and the connection portion between the resistor R1 and the capacitor C1 is connected to the negative input side of the comparator 11. Therefore, when the voltage at the negative side input terminal is small and the output of the comparator 11 is at a high level, the capacitor C1 is charged via the resistor R1.
When the voltage of the capacitor C1 rises due to this charging and exceeds the comparison reference voltage V2, the output of the comparator 11 becomes low level.

このため、コンデンサＣ１に充電されていた電荷は抵抗Ｒ１を通じて放電される。また、比較器１１の出力がローレベルであるため上記比較基準電圧はＶ１となる。
放電が進みコンデンサＣの電位が上記比較基準電圧Ｖ１より小さくなると再び比較器１１の出力はハイレベルに反転する。
すなわち、図９に示すようにコンデンサＣ１と抵抗Ｒ１の接続点の電位（Ａ点の電位）は三角波状に変化し、比較器１１の出力（Ｃ点の電位）は、同図に示すように、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１の時定数で定まる繰り返し周期を有する矩形波となる。 For this reason, the electric charge charged in the capacitor C1 is discharged through the resistor R1. Further, since the output of the comparator 11 is at a low level, the comparison reference voltage is V1.
When the discharge proceeds and the potential of the capacitor C becomes smaller than the comparison reference voltage V1, the output of the comparator 11 is inverted again to the high level.
That is, as shown in FIG. 9, the potential at the connection point between the capacitor C1 and the resistor R1 (potential at the point A) changes in a triangular waveform, and the output of the comparator 11 (potential at the point C) is as shown in FIG. A rectangular wave having a repetition period determined by the time constant of the resistor R1 and the capacitor C1.

図８に戻り、発振制御回路２には前記したように、受光周期信号４０によりオン／オフするトランジスタスイッチング素子ＳＷが設けられ、該スイッチング素子ＳＷは、例えば受光周期信号４０がハイレベルのときオンし、ローレベルの時オフする。該スイッチング素子ＳＷは、コレクタ側が比較器１１の出力に接続されており、エミッタ側が接地されている。
このため、受光周期信号４０がハイレベルであり、スイッチング素子ＳＷがオンであると、比較器１１の出力側は接地電位となりコンデンサＣ１が放電する。
すなわち、受光周期信号がハイレベルになることにより、発振回路１がリセットされ、コンデンサＣ１が接地電位まで落ちる。
また、受光周期信号４０がローレベルとなると、発振制御回路２のスイッチング素子ＳＷがオフとなり、比較器１１の出力側がハイレベルとなり、コンデンサＣ１が充電を開始し、コンデンサＣ１の電圧は接地電位から上昇を開始する。 Returning to FIG. 8, the oscillation control circuit 2 is provided with the transistor switching element SW that is turned on / off by the light reception period signal 40 as described above. The switching element SW is turned on when the light reception period signal 40 is at a high level, for example. And when it is low level, it turns off. The switching element SW has a collector side connected to the output of the comparator 11 and an emitter side grounded.
For this reason, when the light reception cycle signal 40 is at a high level and the switching element SW is on, the output side of the comparator 11 becomes the ground potential, and the capacitor C1 is discharged.
That is, when the light reception cycle signal becomes high level, the oscillation circuit 1 is reset and the capacitor C1 falls to the ground potential.
When the light receiving period signal 40 becomes low level, the switching element SW of the oscillation control circuit 2 is turned off, the output side of the comparator 11 becomes high level, the capacitor C1 starts charging, and the voltage of the capacitor C1 is changed from the ground potential. Start climbing.

ところで、図８に示した発振回路部において、受光周期信号がハイレベルからローレベルに反転したとき発振回路の出力信号に遅延が発生するといった問題があった。
図１０のタイミングチャートを用いて、遅延が発生する動作を説明する。
図１０において、（ａ）はＣ１とＲ１で作る三角波（コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１の接続点であるＡ点の電位）、（ｂ）は受光周期信号（Ｃ点の電位）、（ｃ）は発振回路出力（Ｂ点の電位）を示す。
受光周期信号４０として一定のハイレベル期間を持った繰り返しパルス（Ｔ３−Ｔ４）が入力された場合、そのパルス信号は、図８に示す発振制御回路２のスイッチング素子ＳＷに入力する。 Incidentally, the oscillation circuit section shown in FIG. 8 has a problem that a delay occurs in the output signal of the oscillation circuit when the light reception cycle signal is inverted from the high level to the low level.
An operation in which a delay occurs will be described using the timing chart of FIG.
In FIG. 10, (a) is a triangular wave formed by C1 and R1 (potential at point A, which is a connection point between capacitor C1 and resistor R1), (b) is a light receiving period signal (potential at point C), and (c) is oscillation. The circuit output (potential at point B) is shown.
When a repetitive pulse (T3-T4) having a constant high level period is input as the light receiving period signal 40, the pulse signal is input to the switching element SW of the oscillation control circuit 2 shown in FIG.

スイッチング素子ＳＷがオンになると（Ｔ３）、その期間（Ｔ３−Ｔ４）は比較器１１の出力は強制的にローレベルに落とされる。この動作を受けて発振回路のコンデンサＣ１は抵抗Ｒ１を介して放電する。
その際、コンデンサＣの充電電圧は接地電位レベルまで下がってしまう（Ｔ３）。次に、Ｔ４の時点で受光周期信号４０がローレベルに落ちると、スイッチング素子ＳＷがオフになり、比較器１１の出力はハイレベルとなり、コンデンサＣ１の充電が開始される。
そして、コンデンサＣ１の充電電圧が比較器１１の比較基準電圧Ｖ２まで上昇すると、再び、比較器１１の出力はローレベルとなる（Ｔ５）。ここで、Ｔ３において、コンデンサＣ１の充電電圧が接地電位レベルまで落ちているため、Ｔ４での該コンデンサＣ１の充電開始からＴ５の充電完了まで時間がかかり遅延が発生する。
すなわち、その後に発生する三角波は接地電位から電位が上昇し該コンパレータの基準電圧Ｖ２に到達するまでの時間がかかってしまう。このため、受光周期信号がローレベルの期間におけるランプの発光回数が少なくなる。 When the switching element SW is turned on (T3), the output of the comparator 11 is forcibly lowered to a low level during the period (T3-T4). In response to this operation, the capacitor C1 of the oscillation circuit is discharged through the resistor R1.
At this time, the charging voltage of the capacitor C drops to the ground potential level (T3). Next, when the light reception cycle signal 40 falls to a low level at the time T4, the switching element SW is turned off, the output of the comparator 11 becomes a high level, and charging of the capacitor C1 is started.
When the charging voltage of the capacitor C1 rises to the comparison reference voltage V2 of the comparator 11, the output of the comparator 11 becomes low level again (T5). Here, since the charging voltage of the capacitor C1 has dropped to the ground potential level at T3, it takes time from the start of charging of the capacitor C1 at T4 to the completion of charging of T5, causing a delay.
In other words, it takes time for the triangular wave generated thereafter to rise from the ground potential to reach the reference voltage V2 of the comparator. For this reason, the number of times the lamp emits light during a period in which the light reception period signal is at a low level is reduced.

上述遅延を解消するため、本出願人は、先に図１１に示す放電ランプ点灯装置を提案した（特願２００５−２３７３９０）。
図１１に示すように、放電ランプ点灯装置は、前記図８に示したものと同様、発振回路１、波形整形回路３、発振制御回路２、出力制御回路７、駆動回路４、電力制御素子５、昇圧トランス６から成るインバータ回路１０で構成され、昇圧トランス６の二次側に希ガス蛍光ランプ２０が接続される。
なお、図１１に示した放電ランプ点灯装置においても、前記図８に示したものと同様、電圧レギュレータ６０により電源３０から供給される電圧を＋２４Ｖに安定化して放電ランプ点灯装置に供給することで、電源電圧３０の電圧の変動によるランプの明るさの変動を除去することができる。 In order to eliminate the above-mentioned delay, the present applicant has previously proposed a discharge lamp lighting device shown in FIG. 11 (Japanese Patent Application No. 2005-237390).
As shown in FIG. 11, the discharge lamp lighting device is the same as that shown in FIG. 8, the oscillation circuit 1, the waveform shaping circuit 3, the oscillation control circuit 2, the output control circuit 7, the drive circuit 4, and the power control element 5. The noble gas fluorescent lamp 20 is connected to the secondary side of the step-up transformer 6.
In the discharge lamp lighting device shown in FIG. 11 as well, the voltage supplied from the power source 30 by the voltage regulator 60 is stabilized at +24 V and supplied to the discharge lamp lighting device, as shown in FIG. The variation in the brightness of the lamp due to the variation in the power supply voltage 30 can be eliminated.

図１１に示したものでは、上記発振制御回路２はスイッチング素子ＳＷ１に直列に接続された分圧抵抗Ｒ３を有し、分圧抵抗Ｒ３の一端がスイッチング素子ＳＷ１に接続され、他端が比較器１１の出力側に接続されている。
上記分圧抵抗Ｒ３は、上記スイッチング素子ＳＷ１をオフにした時に上記抵抗とコンデンサの接続点の電位が、上記発振回路の発振動作に所定時間以上の遅延が生じさせないようにするレベルシフト手段として機能する。
すなわち、上記レベルシフト手段により上記スイッチング素子ＳＷがオフになったときの抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１の接続点の電位を接地電位より上昇させ、上記スイッチング素子ＳＷがオフになってから、コンデンサＣ１の充電電圧が上記比較器１１の出力を反転させる電圧に上昇するまでの時間が、上記比較器１１の出力信号の１周期（出力信号のオン時間＋オフ時間）を越えないようにする。 In the circuit shown in FIG. 11, the oscillation control circuit 2 has a voltage dividing resistor R3 connected in series to the switching element SW1, one end of the voltage dividing resistor R3 is connected to the switching element SW1, and the other end is a comparator. 11 is connected to the output side.
The voltage dividing resistor R3 functions as level shifting means for preventing the potential of the connection point between the resistor and the capacitor from causing a delay of a predetermined time or more in the oscillation operation of the oscillation circuit when the switching element SW1 is turned off. To do.
That is, the potential at the connection point between the resistor R1 and the capacitor C1 when the switching element SW is turned off by the level shift means is raised from the ground potential, and the capacitor C1 is charged after the switching element SW is turned off. The time until the voltage rises to a voltage that inverts the output of the comparator 11 does not exceed one cycle of the output signal of the comparator 11 (on time of output signal + off time).

その他の構成は前述した図８に示したものと同様であり、発振回路１は前述した比較的安価なコンパレータから構成される比較器１１と、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１の直列回路からなる帰還回路を備え、前述したように、上記抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１の時定数で定まる周波数で発振動作し、パルス状の出力を発生する。
上記インバータ回路１０には、電源３０からＤＣ２４Ｖの電源電圧が供給される。
上記出力制御回路７には、外部からランプ点灯制御信号５０が入力され、出力制御回路７はこの信号により駆動回路４の入力側の電位を制御して希ガス蛍光ランプ２０の点灯／非点灯を制御する。
また、上記発振制御回路２には、外部から原稿読取用光センサ（ＣＣＤラインセンサ）の読取周期信号である受光周期信号４０が入力され、発振制御回路２はこの受光周期信号４０により発振回路１の動作を制御する。 The other configuration is the same as that shown in FIG. 8 described above, and the oscillation circuit 1 includes a comparator 11 composed of the above-described relatively inexpensive comparator and a feedback circuit composed of a series circuit of the resistor R1 and the capacitor C1. As described above, it oscillates at a frequency determined by the time constant of the resistor R1 and the capacitor C1 and generates a pulsed output.
The inverter circuit 10 is supplied with a power supply voltage of DC 24 V from a power supply 30.
The output control circuit 7 receives a lamp lighting control signal 50 from the outside, and the output control circuit 7 controls the potential on the input side of the driving circuit 4 by this signal to turn on / off the rare gas fluorescent lamp 20. Control.
The oscillation control circuit 2 receives a light reception period signal 40 which is a reading period signal of a document reading optical sensor (CCD line sensor) from the outside. The oscillation control circuit 2 receives the oscillation circuit 1 based on the light reception period signal 40. To control the operation.

次に図１１に示したランプ点灯装置の動作について説明する。
インバータ回路１０に外部の電源３０よりＤＣ２４Ｖの電源電圧が入力される。この電源電圧の入力により、発振回路１の発振動作を開始しようとするが、受光周期信号４０がハイレベルのとき発振制御回路２のスイッチング素子ＳＷがオンであり、発振回路１の出力は分圧抵抗Ｒ３とスイッチング素子ＳＷを介してアースへ接続されている。このため、発振回路１はリセットされ、波形整形回路３には発振信号は入力されない。
次に、受光周期信号が反転する［例えば、ハイレベル（Ｈ）からローレベル（Ｌ）に変わる］と、該発振制御回路２内のスイッチング素子ＳＷがオフとなる。これにより該発振回路１からの発振信号が波形整形回路３に伝達される。 Next, the operation of the lamp lighting device shown in FIG. 11 will be described.
A power supply voltage of 24 VDC is input to the inverter circuit 10 from an external power supply 30. When the power supply voltage is input, the oscillation operation of the oscillation circuit 1 is started. However, when the light receiving period signal 40 is at a high level, the switching element SW of the oscillation control circuit 2 is on, and the output of the oscillation circuit 1 is divided. The resistor R3 and the switching element SW are connected to the ground. Therefore, the oscillation circuit 1 is reset and no oscillation signal is input to the waveform shaping circuit 3.
Next, when the light reception cycle signal is inverted [for example, changed from high level (H) to low level (L)], the switching element SW in the oscillation control circuit 2 is turned off. As a result, the oscillation signal from the oscillation circuit 1 is transmitted to the waveform shaping circuit 3.

波形整形回路３へ伝達された発振信号は、矩形波に整形され出力される。ここで、インバータ回路１０の外部からランプ点灯制御信号５０が入力され、出力制御回路７が動作すると該波形整形回路３から出力された信号が、駆動回路４に伝達される。
駆動回路４から出力された信号は、電力制御素子５に入力され、前記したように、電力制御素子５（例えばＦＥＴ）がオン−オフを繰り返す。オン時間には、昇圧トランス６の一次側に電流が流れ、エネルギーが蓄積される。次いでＦＥＴのゲートがオフすると昇圧トランス６の２次側に蓄えられたエネルギーが電流として放出されるといったフライバック動作を行う。
昇圧トランス６の２次側から蓄積されたエネルギーが電流として放出され、希ガスランプ２０に一定電圧以上の高圧が印加され、該希ガスランプ２０が点灯する。 The oscillation signal transmitted to the waveform shaping circuit 3 is shaped into a rectangular wave and output. Here, when the lamp lighting control signal 50 is input from the outside of the inverter circuit 10 and the output control circuit 7 operates, the signal output from the waveform shaping circuit 3 is transmitted to the drive circuit 4.
The signal output from the drive circuit 4 is input to the power control element 5, and the power control element 5 (for example, FET) is repeatedly turned on and off as described above. During the on-time, a current flows to the primary side of the step-up transformer 6 and energy is accumulated. Next, when the gate of the FET is turned off, a flyback operation is performed in which the energy stored on the secondary side of the step-up transformer 6 is released as a current.
The energy accumulated from the secondary side of the step-up transformer 6 is released as a current, a high voltage of a certain voltage or higher is applied to the rare gas lamp 20, and the rare gas lamp 20 is turned on.

ところで、前記したように図８に示した発振回路部においては、受光周期信号がハイレベルからローレベルに反転したとき、図１０に示したように遅延が発生するといった問題が起こった。
そこで、図１１に示したものでは、発振制御回路２のスイッチング素子ＳＷに直列に分圧抵抗Ｒ３を接続した。これにより、上記遅延を減少させることができる。
以下、図１２の発振回路と受光周期信号との関係を示すタイミングチャートにより、本実施例の動作を説明する。
図１２において、（ａ）はＣ１とＲ１で作る三角波（コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１の接続点であるＡ点の電位）、（ｂ）は受光周期信号（Ｃ点の電位）、（ｃ）は発振回路出力（Ｂ点の電位）を示す。 Incidentally, as described above, in the oscillation circuit unit shown in FIG. 8, when the light receiving period signal is inverted from the high level to the low level, there is a problem that a delay occurs as shown in FIG.
Therefore, in the device shown in FIG. 11, a voltage dividing resistor R3 is connected in series to the switching element SW of the oscillation control circuit 2. Thereby, the delay can be reduced.
Hereinafter, the operation of the present embodiment will be described with reference to a timing chart showing the relationship between the oscillation circuit and the light receiving period signal in FIG.
In FIG. 12, (a) is a triangular wave formed by C1 and R1 (potential at point A, which is a connection point between capacitor C1 and resistor R1), (b) is a light receiving period signal (potential at point C), and (c) is oscillation. The circuit output (potential at point B) is shown.

受光周期信号４０として一定のハイレベル期間を持った繰り返しパルス（Ｔ３−Ｔ４）が入力された場合、そのパルス信号は、発振制御回路２のスイッチング素子ＳＷに入力する。
スイッチング素子ＳＷがオンになると（Ｔ３）、その期間（Ｔ３−Ｔ４）はコンパレータ１ａの出力は分圧抵抗Ｒ３を介して接地される。このため、発振回路１のコンデンサＣ１は抵抗Ｒ１、Ｒ３を介して放電する。
これによりコンデンサＣ１の充電電圧が、前記比較基準電圧Ｖ１より小さくなると、コンパレータ１ａの出力はハイレベルとなるが、スイッチング素子ＳＷがオンのため、その電圧は分圧抵抗Ｒ３やＲｄ等により定まる電圧Ｖｓとなる。
コンデンサＣ１は抵抗Ｒ１、Ｒ３を介して放電するが、コンパレータ１ａの出力電圧がＶｓであるので、コンデンサＣ１の電圧はＶｓ以下にはならない。
ついで、発振制御回路１のスイッチング素子ＳＷがオフになると、コンパレータ１ａの出力側の電圧はＶｈとなり、コンデンサＣ１の充電が始まる。
そして、コンデンサＣ１の充電電圧がコンパレータ１ａの比較基準電圧Ｖ２まで上昇すると、再び、コンパレータ１ａの出力はローレベルとなる（Ｔ５）。
ここで、受光周期信号がオンのとき、コンデンサＣ１の充電電圧は、接地電位より大きいＶｓであるので、Ｔ４での該コンデンサＣ１の充電開始からＴ５の充電完了まで時間は短縮され、前記図１０に示したような大きな遅延は発生しない。このため、ランプの発光回数が少なくなるといった問題は解消される。 When a repetitive pulse (T3-T4) having a constant high level period is input as the light receiving period signal 40, the pulse signal is input to the switching element SW of the oscillation control circuit 2.
When the switching element SW is turned on (T3), the output of the comparator 1a is grounded via the voltage dividing resistor R3 during the period (T3-T4). For this reason, the capacitor C1 of the oscillation circuit 1 is discharged via the resistors R1 and R3.
As a result, when the charging voltage of the capacitor C1 becomes smaller than the comparison reference voltage V1, the output of the comparator 1a becomes high level. However, since the switching element SW is turned on, the voltage is determined by the voltage dividing resistors R3, Rd, etc. Vs.
The capacitor C1 is discharged through the resistors R1 and R3. However, since the output voltage of the comparator 1a is Vs, the voltage of the capacitor C1 does not become Vs or less.
Next, when the switching element SW of the oscillation control circuit 1 is turned off, the voltage on the output side of the comparator 1a becomes Vh, and charging of the capacitor C1 starts.
When the charging voltage of the capacitor C1 rises to the comparison reference voltage V2 of the comparator 1a, the output of the comparator 1a becomes low level again (T5).
Here, when the light-receiving period signal is on, the charging voltage of the capacitor C1 is Vs larger than the ground potential, so the time from the start of charging of the capacitor C1 at T4 to the completion of charging at T5 is shortened. A large delay as shown in FIG. For this reason, the problem that the number of times of light emission of the lamp is reduced is solved.

ところで、前述したように放電ランプ点灯装置へ電力を供給する電源の電圧は最大で±１０％程度変動することがある。ランプ電源の電圧が変動するとランプの明るさが変化し、カラースキャナー用の原稿読取用照明として使用する場合、ＣＣＤラインセンサに入力する光量（積分値）にバラツキが生じる。
そこで、前述したように、電圧レギュレータ６０を用いて電源電圧を安定化することが考えられる。
しかし、半導体素子を電源ラインに直列（あるいは並列）に接続した電圧レギュレータ（３端子レギュレータ）は、半導体素子等で電圧を降下させるため、消費電力が大きく、電力損失が大きい。このため、点灯装置全体の効率が低下する。
また、例えば＋２４Ｖの安定化した直流電圧を必要とする場合、この電圧より２〜３Ｖ程度高い＋２６〜２７Ｖ程度の電源が必要となり、このような電圧の電源を用意する必要がある。 By the way, as described above, the voltage of the power source that supplies power to the discharge lamp lighting device may fluctuate by about ± 10% at the maximum. When the voltage of the lamp power supply fluctuates, the brightness of the lamp changes, and when used as document reading illumination for a color scanner, the amount of light (integrated value) input to the CCD line sensor varies.
Therefore, as described above, it is conceivable to stabilize the power supply voltage using the voltage regulator 60.
However, a voltage regulator (three-terminal regulator) in which a semiconductor element is connected in series (or in parallel) to a power supply line drops the voltage at the semiconductor element or the like, so that power consumption is large and power loss is large. For this reason, the efficiency of the whole lighting device falls.
For example, when a stabilized DC voltage of +24 V is required, a power supply of about +26 to 27 V, which is about 2 to 3 V higher than this voltage, is required, and it is necessary to prepare a power supply of such a voltage.

なお、上記レギュレータとして、スイッチングレギュレータを使用すれば、上記３端子レギュレータを用いるより電力損失は小さくなるが、スイッチングレギュレータは比較的高価である。
本発明は上記事情に鑑みなされたものであって、電源電圧が変動してもランプの明るさの変化が少なく、また、原稿等の読取り時に発生する色むらを無くすことができ、さらに電圧レギュレータを用いる場合より電力損失を小さくすることができる比較的安価な希ガス蛍光ランプの点灯装置を提供することを目的とする。 If a switching regulator is used as the regulator, the power loss is smaller than when the three-terminal regulator is used, but the switching regulator is relatively expensive.
The present invention has been made in view of the above circumstances, and even if the power supply voltage fluctuates, there is little change in the brightness of the lamp, color unevenness that occurs when reading a document or the like can be eliminated, and a voltage regulator It is an object of the present invention to provide a relatively inexpensive rare gas fluorescent lamp lighting device capable of reducing power loss compared to the case of using a lamp.

上記課題を本発明においては、次のように解決する。
（１）ガラス管内面に赤、緑、青の３種類の蛍光物質を塗布した原稿照明用蛍光ランプと、所定の受光周期で走査される原稿読み取り用受光センサとを備えたカラー原稿読み取り装置に適用され、繰り返し波形を有する電圧を印加して上記蛍光ランプを点灯させる放電ランプ点灯装置において、上記放電ランプ点灯装置を、所定の発振周波数で発振する発振回路と、上記受光周期に合わせて出力される受光周期信号を受信して、該受光周期に同期したタイミングで上記発振回路の発振を開始させ、上記受光周期信号に同期した駆動周期で上記発振回路が発振するように制御する発振制御回路と、上記発振回路の出力に基づき上記繰り返し波形を有する電圧を発生し、上記蛍光ランプを点灯させる駆動回路と、少なくとも上記駆動回路に電源電圧を供給する電源と、上記電源電圧が所定の電圧より高いときには上記発振回路の発振開始タイミングを遅らせ、電源電圧が所定の電圧より低いときには上記発振回路の発振開始タイミングを早めるタイマ回路とから構成する。
（２）上記（１）において、上記発振回路は、比較器と、抵抗とコンデンサの直列回路から構成される帰還回路を備え、上記発振制御回路に、上記受光周期信号により動作するスイッチング回路と、上記スイッチング回路をオフにした時に、上記抵抗とコンデンサの接続点の電位が、上記発振回路の発振動作に所定時間以上の遅延が生じさせないようにするレベルシフト手段を設ける。このレベルシフト手段としては、具体的には、発振制御回路のスイッチング回路に直列に抵抗を接続したり、スイッチング回路に直列にダイオードなどの素子を接続することにより実現することができる。 In the present invention, the above problem is solved as follows.
(1) A color document reading apparatus having a document illumination fluorescent lamp in which three kinds of fluorescent materials of red, green, and blue are coated on the inner surface of a glass tube, and a document reading light receiving sensor that is scanned at a predetermined light receiving period. In a discharge lamp lighting device that is applied and applies a voltage having a repetitive waveform to light the fluorescent lamp, the discharge lamp lighting device is output in accordance with an oscillation circuit that oscillates at a predetermined oscillation frequency and the light reception period. An oscillation control circuit that receives the light reception period signal, starts oscillation of the oscillation circuit at a timing synchronized with the light reception period, and controls the oscillation circuit to oscillate at a drive period synchronized with the light reception period signal; Generating a voltage having the repetitive waveform based on the output of the oscillation circuit and lighting the fluorescent lamp; and at least power supply to the drive circuit And a timer circuit that delays the oscillation start timing of the oscillation circuit when the power supply voltage is higher than a predetermined voltage and advances the oscillation start timing of the oscillation circuit when the power supply voltage is lower than the predetermined voltage. .
(2) In the above (1), the oscillation circuit includes a comparator and a feedback circuit including a series circuit of a resistor and a capacitor, and the oscillation control circuit includes a switching circuit that operates according to the light reception period signal; Level shift means is provided to prevent the potential at the connection point of the resistor and the capacitor from causing a delay of a predetermined time or more in the oscillation operation of the oscillation circuit when the switching circuit is turned off. Specifically, this level shift means can be realized by connecting a resistor in series with the switching circuit of the oscillation control circuit or by connecting an element such as a diode in series with the switching circuit.

本発明においては、以下の効果を得ることができる。
（１）タイマ回路を設け、電源電圧の変動に応じて、発振回路の発振開始タイミングを遅らせたり早めたりすることにより、電源電圧が変動しても１受光周期内にランプに供給される電力積算値（電流実効値）を略一定にすることができ、電源電圧の変動を相殺してランプの明るさをほぼ一定に保つことができる。
（２）発振制御回路に、スイッチング回路をオフにした時に、上記抵抗とコンデンサの接続点の電位が、上記発振回路の発振動作に所定時間以上の遅延が生じさせないようにするレベルシフト手段を設けたので、受光周期信号により発振回路がリセットされてから発振信号が立ち上がるまでの遅延時間を減少させ、原稿等の読取り時に発生する色むらを無くすことができる。 In the present invention, the following effects can be obtained.
(1) By providing a timer circuit and delaying or speeding up the oscillation start timing of the oscillation circuit according to the fluctuation of the power supply voltage, the power integration supplied to the lamp within one light receiving period even if the power supply voltage fluctuates The value (effective current value) can be made substantially constant, and the brightness of the lamp can be kept almost constant by offsetting fluctuations in the power supply voltage.
(2) The oscillation control circuit is provided with level shift means for preventing the potential of the connection point between the resistor and the capacitor from causing a delay of a predetermined time or more in the oscillation operation of the oscillation circuit when the switching circuit is turned off. Therefore, the delay time from when the oscillation circuit is reset by the light reception period signal to when the oscillation signal rises can be reduced, and uneven color that occurs when reading a document or the like can be eliminated.

図１は本発明の第１の実施例の放電ランプ点灯装置の構成を示す図である。
本実施例の放電ランプ点灯装置は、発振回路１、波形整形回路３、発振制御回路２、駆動回路４、電力制御素子５、昇圧トランス６、出力制御回路７、タイマ回路８から成るインバータ回路１０で構成され、昇圧トランス６の二次側に希ガス蛍光ランプ２０が接続される。
また、上記放電ランプ点灯装置には、電源３０から＋ＤＣ２４Ｖの電源電圧が供給され、この電圧は最大で１０％程度変動する。 FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a discharge lamp lighting device according to a first embodiment of the present invention.
The discharge lamp lighting device of this embodiment includes an inverter circuit 10 including an oscillation circuit 1, a waveform shaping circuit 3, an oscillation control circuit 2, a drive circuit 4, a power control element 5, a step-up transformer 6, an output control circuit 7, and a timer circuit 8. The noble gas fluorescent lamp 20 is connected to the secondary side of the step-up transformer 6.
The discharge lamp lighting device is supplied with a power supply voltage of + DC 24 V from the power supply 30 and the voltage fluctuates by about 10% at the maximum.

図１に示したものでは、前述したように上記発振制御回路２はスイッチング素子ＳＷ１に直列に接続された分圧抵抗Ｒ３を有し、分圧抵抗Ｒ３の一端がスイッチング素子ＳＷ１に接続され、他端が比較器１１の出力側に接続されている。
上記分圧抵抗Ｒ３は、上記スイッチング素子ＳＷ１をオフにした時に上記抵抗とコンデンサの接続点の電位が、上記発振回路の発振動作に所定時間以上の遅延が生じさせないようにするレベルシフト手段とし機能する。
すなわち、前述したように、上記レベルシフト手段により上記スイッチング素子ＳＷ１がオフになったときの抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１の接続点の電位を接地電位より上昇させ、発振回路の発振動作に所定時間以上の遅延が生じさせないようにする。 In the circuit shown in FIG. 1, the oscillation control circuit 2 has a voltage dividing resistor R3 connected in series to the switching element SW1, as described above, and one end of the voltage dividing resistor R3 is connected to the switching element SW1. The end is connected to the output side of the comparator 11.
The voltage dividing resistor R3 functions as level shift means for preventing the potential of the connection point between the resistor and the capacitor from causing a delay of a predetermined time or more in the oscillation operation of the oscillation circuit when the switching element SW1 is turned off. To do.
That is, as described above, when the switching element SW1 is turned off by the level shift means, the potential at the connection point of the resistor R1 and the capacitor C1 is increased from the ground potential, and the oscillation operation of the oscillation circuit is performed for a predetermined time or more. Avoid delays.

発振回路１は前述した比較的安価なコンパレータから構成される比較器１１と、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１の直列回路からなる帰還回路を備え、前述したように、上記抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１の時定数で定まる周波数で発振動作し、パルス状の出力を発生する。
なお、電源電圧が変動すると、発振回路１の抵抗Ｒａ，Ｒｂの接続点の電位は変動するが、電源電圧の変動によりコンデンサＣ１への充電電圧も同様に変動するので、電源電圧変動による発振周波数への影響は小さい。
上記出力制御回路７には、外部からランプ点灯制御信号５０が入力され、出力制御回路７はこの信号により駆動回路４の入力側の電位を制御して希ガス蛍光ランプ２０の点灯／非点灯を制御する。
また、上記発振制御回路２には、外部から原稿読取用光センサ（ＣＣＤラインセンサ）の読取周期信号である受光周期信号４０が入力され、発振制御回路２はこの受光周期信号４０により発振回路１の動作を制御する。 The oscillation circuit 1 includes a comparator 11 composed of the above-described relatively inexpensive comparator, and a feedback circuit composed of a series circuit of the resistor R1 and the capacitor C1, and as described above, with the time constant of the resistor R1 and the capacitor C1. Oscillates at a fixed frequency and generates a pulsed output.
Note that when the power supply voltage fluctuates, the potential at the connection point of the resistors Ra and Rb of the oscillation circuit 1 fluctuates, but the charging voltage to the capacitor C1 similarly fluctuates due to fluctuations in the power supply voltage. The impact on is small.
The output control circuit 7 receives a lamp lighting control signal 50 from the outside, and the output control circuit 7 controls the potential on the input side of the driving circuit 4 by this signal to turn on / off the rare gas fluorescent lamp 20. Control.
The oscillation control circuit 2 receives a light reception period signal 40 which is a reading period signal of a document reading optical sensor (CCD line sensor) from the outside. The oscillation control circuit 2 receives the oscillation circuit 1 based on the light reception period signal 40. To control the operation.

上記インバータ回路１０には、電源３０から±１０％程度電圧が変動するＤＣ２４Ｖの電源電圧が供給される。ランプ電源の電圧が変動するとランプの明るさが変化し、前述したようにカラースキャナー用の原稿読取用照明として使用する場合、ＣＣＤラインセンサに入力する光量（積分値）にバラツキが生じる。
そこで、本実施例においては、タイマ回路８を設けて、電源電圧に応じて、上記発振回路１の発振開始タイミングを変えて、電源電圧が変動することによるランプの明るさの変動を抑制している。
タイマ回路８は、電源電圧を分圧する分圧抵抗Ｒｆ、Ｒｇと、コンデンサＣ２と、コンデンサＣ２に充電した電荷を放電させるスイッチング素子ＳＷ２と、コンデンサＣ２へ供給される電圧を一定にするための定電圧ダイオードＺＤ２と、コンデンサＣ２の充電電圧と、上記分圧抵抗Ｒｆ、Ｒｇの接続点の電圧を比較する比較器８ａと、受光周期信号によりセットされ、上記比較器８ａの出力によりリセットされるＲＳフリップフロップ回路ＦＦ１と、ＲＳフリップフロップ回路ＦＦ１の出力を反転させて発振制御回路のスイッチング素子ＳＷ１の駆動信号を出力するインバータ回路ＩＮＶ１から構成される。 The inverter circuit 10 is supplied with a power supply voltage of DC 24 V from which the voltage fluctuates by about ± 10%. When the voltage of the lamp power supply fluctuates, the brightness of the lamp changes, and as described above, when used as document reading illumination for a color scanner, the amount of light (integrated value) input to the CCD line sensor varies.
Therefore, in this embodiment, a timer circuit 8 is provided to change the oscillation start timing of the oscillation circuit 1 in accordance with the power supply voltage, thereby suppressing fluctuations in lamp brightness caused by fluctuations in the power supply voltage. Yes.
The timer circuit 8 includes voltage dividing resistors Rf and Rg that divide the power supply voltage, a capacitor C2, a switching element SW2 that discharges the electric charge charged in the capacitor C2, and a constant voltage for making the voltage supplied to the capacitor C2 constant. The voltage diode ZD2, the charging voltage of the capacitor C2, and the comparator 8a that compares the voltage at the connection point of the voltage dividing resistors Rf and Rg, and the RS that is set by the light receiving period signal and reset by the output of the comparator 8a A flip-flop circuit FF1 and an inverter circuit INV1 that inverts the output of the RS flip-flop circuit FF1 and outputs a drive signal of the switching element SW1 of the oscillation control circuit are configured.

図２は上記タイマ回路８の動作を説明する図であり、同図（ａ）は回路図、（ｂ）は図２（ｂ）におけるＣ〜Ｇの各点における電圧を示している。
図２において、受光周期信号Ｃが入力されると［図２（ｂ）Ｃ］、ＲＳフリップフロップ回路ＦＦ１がセットされる。これにより、ＲＳフリップフロップ回路ＦＦ１の反転出力ＩＮＶ（Ｑ）（Ｑの上に横棒をつけた反転出力をここではＩＮＶ（Ｑ）と表記する）はＬレベル（ローレベル）となり、スイッチング素子ＳＷ２はオフとなり、コンデンサＣ２は充電を開始する［図２（ｂ）Ｅ］。なお、コンデンサＣ２の充電電圧は定電圧ダイオードＺｄ２と抵抗Ｒ３により定電圧化されているので、電源電圧が変動してもコンデンサＣ２の充電速度は変化しない。
また、インバータＩＮＶ１の出力は、ハイレベル（Ｈレベル）となり［図２（ｂ）Ｄ］、発振制御回路２のスイッチング素子ＳＷ１はオンとなる。
コンデンサＣ２の充電が進み、その充電電圧が分圧抵抗Ｒｆ、Ｒｇの接続点の電位（Ｆ点電位）に達すると、比較器８ａが出力を発生し［図２（ｂ）Ｇ］、ＲＳフリップフロップ回路ＦＦ１はリセットされる。このため、ＲＳフリップフロップ回路ＦＦ１の反転出力ＩＮＶ（Ｑ）はＨレベルとなり、スイッチング素子ＳＷ２はオンとなり、コンデンサＣ２に充電された電荷は放電する［図２（ｂ）Ｅ］。また、インバータＩＮＶ１の出力は、Ｌレベルとなり［図２（ｂ）Ｄ］、発振制御回路２のスイッチング素子ＳＷ１はオフとなる。上記動作は受光周期信号Ｃが入力される毎に繰り返される。 2A and 2B are diagrams for explaining the operation of the timer circuit 8. FIG. 2A is a circuit diagram, and FIG. 2B shows voltages at points C to G in FIG. 2B.
In FIG. 2, when the light reception period signal C is input [FIG. 2 (b) C], the RS flip-flop circuit FF1 is set. As a result, the inverted output INV (Q) of the RS flip-flop circuit FF1 (inverted output with a horizontal bar on Q is expressed as INV (Q) here) becomes L level (low level), and the switching element SW2 Is turned off, and the capacitor C2 starts charging [FIG. 2 (b) E]. Since the charging voltage of the capacitor C2 is made constant by the constant voltage diode Zd2 and the resistor R3, the charging speed of the capacitor C2 does not change even if the power supply voltage fluctuates.
Further, the output of the inverter INV1 becomes a high level (H level) [FIG. 2 (b) D], and the switching element SW1 of the oscillation control circuit 2 is turned on.
When the charging of the capacitor C2 proceeds and the charging voltage reaches the potential (point F potential) at the connection point of the voltage dividing resistors Rf and Rg, the comparator 8a generates an output [FIG. 2 (b) G], the RS flip-flop The circuit FF1 is reset. For this reason, the inverted output INV (Q) of the RS flip-flop circuit FF1 becomes H level, the switching element SW2 is turned on, and the charge charged in the capacitor C2 is discharged [FIG. 2 (b) E]. Further, the output of the inverter INV1 becomes L level [FIG. 2 (b) D], and the switching element SW1 of the oscillation control circuit 2 is turned off. The above operation is repeated every time the light receiving period signal C is input.

ここで、比較器８ａの一方の入力である分圧抵抗Ｒｆ、Ｒｇの接続点の電位は電源電圧に応じて変動するが、コンデンサＣ２の充電電圧は定電圧ダイオードＺＤ２により定電圧化されている。このため、電源電圧が高くなり、図２（ｂ）Ｅに示すようにＦ点電位がＶａ→Ｖｂのように上昇すると、ＲＳフリップフロップ回路ＦＦ１のリセットのタイミングが遅くなり、Ｄ点の電位は図２（ｂ）のＤに示すようにＨレベルの時間が長くなる（ｔ１→ｔ２）。
したがって、受光周期信号Ｃが入力されてから、発振制御回路２のスイッチング素子ＳＷ２がオフになるまでの時間は長くなる。
前述したように発振制御回路２のスイッチング素子ＳＷ２がオフになると発振回路１は発振を開始するので、電源電圧が高い場合、発振回路１の発振開始のタイミングは後ろにずれる。
一方、電源電圧が低くなると、Ｆ点の電位が低下し、ＲＳフリップフロップ回路ＦＦ１のリセットのタイミングが早くなる。このため、Ｄ点の電位はＨレベルの時間が短くなり、受光周期信号Ｃが入力されてから、発振制御回路２のスイッチング素子ＳＷ２がオフになるまでの時間は短くなる。すなわち、電源電圧が低い場合、発振回路１の発振開始のタイミングは前にずれる。 Here, the potential at the connection point of the voltage dividing resistors Rf and Rg, which is one input of the comparator 8a, varies according to the power supply voltage, but the charging voltage of the capacitor C2 is made constant by the constant voltage diode ZD2. . For this reason, when the power supply voltage increases and the potential at the F point rises as Va → Vb as shown in FIG. 2 (b) E, the reset timing of the RS flip-flop circuit FF1 is delayed, and the potential at the D point becomes As indicated by D in FIG. 2B, the time of the H level becomes longer (t1 → t2).
Therefore, the time from when the light receiving period signal C is input to when the switching element SW2 of the oscillation control circuit 2 is turned off becomes longer.
As described above, when the switching element SW2 of the oscillation control circuit 2 is turned off, the oscillation circuit 1 starts oscillating. Therefore, when the power supply voltage is high, the oscillation start timing of the oscillation circuit 1 is shifted backward.
On the other hand, when the power supply voltage is lowered, the potential at the point F is lowered, and the reset timing of the RS flip-flop circuit FF1 is advanced. Therefore, the potential at the point D is shortened to the H level, and the time from when the light receiving period signal C is input to when the switching element SW2 of the oscillation control circuit 2 is turned off is shortened. That is, when the power supply voltage is low, the oscillation start timing of the oscillation circuit 1 is shifted forward.

図３は本実施例の発振回路と受光周期信号との関係を示すタイミングチャートであり、同図により、図１に示したランプ点灯装置の動作について説明する。
インバータ回路１０に外部の電源３０よりＤＣ２４Ｖの電源電圧が入力される。この電源電圧の入力により、発振回路１の発振動作を開始しようとするが、受光周期信号４０がハイレベルであると［図３（ｂ）］、タイマ回路８のフリップフロップ回路ＦＦ１がセット状態であり、インバータ回路ＩＮＶ１の出力はＨレベルで［図３（ｃ）］、発振制御回路２のスイッチング素子ＳＷ１がオンである。
このため、発振回路１の出力は分圧抵抗Ｒ３とスイッチング素子ＳＷ１を介してアースへ接続され、発振回路１の動作は停止し、波形整形回路３に発振信号は出力されない。
ここで、前述したように、コンデンサＣ１の充電電圧が、前記比較基準電圧Ｖ１より小さくなると、コンパレータ１１の出力はハイレベルとなるが、スイッチング素子ＳＷ1 がオンのため、その電圧は分圧抵抗Ｒ３やＲｄ等により定まる電圧Ｖｓとなる。このためコンデンサＣ１の電圧はＶｓ以下にはならず、コンデンサＣ１の充電開始から充電完了まで時間は短縮され、前記図１０に示したような大きな遅延は発生しない。 FIG. 3 is a timing chart showing the relationship between the oscillation circuit of this embodiment and the light-receiving period signal. The operation of the lamp lighting device shown in FIG.
A power supply voltage of 24 VDC is input to the inverter circuit 10 from an external power supply 30. In response to the input of the power supply voltage, the oscillation operation of the oscillation circuit 1 is started. When the light reception cycle signal 40 is at a high level [FIG. 3 (b)], the flip-flop circuit FF1 of the timer circuit 8 is in the set state. The output of the inverter circuit INV1 is at the H level [FIG. 3 (c)], and the switching element SW1 of the oscillation control circuit 2 is on.
Therefore, the output of the oscillation circuit 1 is connected to the ground via the voltage dividing resistor R3 and the switching element SW1, the operation of the oscillation circuit 1 is stopped, and no oscillation signal is output to the waveform shaping circuit 3.
Here, as described above, when the charging voltage of the capacitor C1 becomes smaller than the comparison reference voltage V1, the output of the comparator 11 becomes high level. However, since the switching element SW1 is on, the voltage is divided by the voltage dividing resistor R3. And Vs determined by Rd and the like. For this reason, the voltage of the capacitor C1 does not become Vs or less, the time from the start of charging of the capacitor C1 to the completion of charging is shortened, and a large delay as shown in FIG. 10 does not occur.

次に、受光周期信号が反転すると［図３（ｂ）］、タイマ回路８のコンデンサＣ２が充電を開始する。そして、コンデンサＣ２の充電電圧が分圧抵抗Ｒｆ、Ｒｇの接続点の電位に達すると、比較器８ａの出力がＨレベルとなり、フリップフロップＦＦ１がリセットされる。
このため、インバータ回路ＩＮＶ１の出力がＬレベルとなり［図３（ｃ）］、発振制御回路２のスイッチング素子ＳＷ１がオフとなる。これにより、発振回路１のコンデンサＣ１は充電を開始する［図３（ａ）］。そして、前述したように、コンデンサＣ１の電圧が抵抗Ｒａ，Ｒｂで定まる電圧まで上昇すると、比較器１１の出力は反転し、コンデンサＣ１が放電する。以下同様の動作を繰り返し［図３（ａ）］、発振回路１は発振する［図３（ｄ）］。そして、発振回路１からの発振信号が波形整形回路３に伝達される。 Next, when the light reception cycle signal is inverted [FIG. 3B], the capacitor C2 of the timer circuit 8 starts charging. When the charging voltage of the capacitor C2 reaches the potential at the connection point of the voltage dividing resistors Rf and Rg, the output of the comparator 8a becomes H level, and the flip-flop FF1 is reset.
For this reason, the output of the inverter circuit INV1 becomes L level [FIG. 3 (c)], and the switching element SW1 of the oscillation control circuit 2 is turned off. Thereby, the capacitor C1 of the oscillation circuit 1 starts charging [FIG. 3 (a)]. As described above, when the voltage of the capacitor C1 rises to a voltage determined by the resistors Ra and Rb, the output of the comparator 11 is inverted and the capacitor C1 is discharged. Thereafter, the same operation is repeated [FIG. 3A], and the oscillation circuit 1 oscillates [FIG. 3D]. Then, the oscillation signal from the oscillation circuit 1 is transmitted to the waveform shaping circuit 3.

波形整形回路３へ伝達された発振信号は、矩形波に整形され出力される。ここで、インバータ回路１０の外部からランプ点灯制御信号５０が入力され、出力制御回路７が動作すると該波形整形回路３から出力された信号が、駆動回路４に伝達される。
駆動回路４から出力された信号は、電力制御素子５に入力され、前記したように、電力制御素子５（例えばＦＥＴ）がオン−オフを繰り返す。オン時間には、昇圧トランス６の一次側に電流が流れ、エネルギーが蓄積される。次いでＦＥＴのゲートがオフすると昇圧トランス６の２次側に蓄えられたエネルギーが電流として放出されるといったフライバック動作を行う。
昇圧トランス６の２次側から蓄積されたエネルギーが電流として放出され、希ガスランプ２０に一定電圧以上の高圧が印加され、該希ガスランプ２０が点灯する。 The oscillation signal transmitted to the waveform shaping circuit 3 is shaped into a rectangular wave and output. Here, when the lamp lighting control signal 50 is input from the outside of the inverter circuit 10 and the output control circuit 7 operates, the signal output from the waveform shaping circuit 3 is transmitted to the drive circuit 4.
The signal output from the drive circuit 4 is input to the power control element 5, and the power control element 5 (for example, FET) is repeatedly turned on and off as described above. During the on-time, a current flows to the primary side of the step-up transformer 6 and energy is accumulated. Next, when the gate of the FET is turned off, a flyback operation is performed in which the energy stored on the secondary side of the step-up transformer 6 is released as a current.
The energy accumulated from the secondary side of the step-up transformer 6 is released as a current, a high voltage of a certain voltage or higher is applied to the rare gas lamp 20, and the rare gas lamp 20 is turned on.

本実施例においては、上述したようにタイマ回路８により、電源電圧の変動に応じて発振回路１の発振開始タイミングを変え、電源電圧が変動してもランプの明るさが大きく変動しないように制御している。
図４は電源電圧が変動したときの発振回路１が出力を示す図である。なお、受光周期信号の周波数は例えば１４ｋＨｚ、点灯周波数（発振回路１の発振周波数）は例えば７０ｋＨｚである。
同図のＡ，Ｂ，Ｃはそれぞれ電源電圧が２４Ｖ、２１．６Ｖ、２６．４Ｖの時の（ａ）受光周期信号、（ｂ）タイマ回路８の出力、（ｃ）発振回路１が出力する発振パルスを示す。
同図に示すように電源電圧が２１．６Ｖのとき、タイマ回路８の出力がＨレベルの期間は、電源電圧が２４Ｖのときより短くなり、電源電圧が２６．４Ｖのとき、タイマ回路８が出力がＨレベルの期間は、電源電圧が２４Ｖのときより長くなる。 In the present embodiment, as described above, the timer circuit 8 changes the oscillation start timing of the oscillation circuit 1 in accordance with the fluctuation of the power supply voltage so that the brightness of the lamp does not fluctuate greatly even if the power supply voltage fluctuates. is doing.
FIG. 4 is a diagram showing the output of the oscillation circuit 1 when the power supply voltage fluctuates. The frequency of the light reception period signal is, for example, 14 kHz, and the lighting frequency (the oscillation frequency of the oscillation circuit 1) is, for example, 70 kHz.
A, B, and C in the figure are (a) a light reception period signal, (b) an output of the timer circuit 8 and (c) an oscillation circuit 1 when the power supply voltage is 24V, 21.6V, and 26.4V, respectively. Indicates an oscillation pulse.
As shown in the figure, when the power supply voltage is 21.6 V, the period when the output of the timer circuit 8 is H level is shorter than when the power supply voltage is 24 V, and when the power supply voltage is 26.4 V, the timer circuit 8 The period when the output is at the H level is longer than when the power supply voltage is 24V.

タイマ回路８が出力がＨレベルのとき発振回路１の発振は停止しているので、入力電圧が２４Ｖより高くなれば、発振回路１が発振を停止している期間は長くなり、入力電圧が２４Ｖより低くなれば、発振回路１が発振を停止している期間は短くなる。
ここで、受光周期信号の周期は一定であるので、電源電圧が低くなり発振を停止している期間が短くなると、図４Ｂに示すように受光周期内における発振パルス数が多くなり、ランプの発光回数も多くなる。一方、電源電圧が高くなり発振を停止している期間が長くなると、図４Ｃに示すように受光周期内における発振パルス数が少なくなり、ランプの発光回数も多くなる。
すなわち、電源電圧が低くなることにより、発光一回当たりのランプに流れる実効電流が減少しても、発光回数を増加させることにより、この低下分をキャンセルさせることができ、また、電源電圧が高くなることにより、発光一回当たりのランプに流れる実効電流か増加しても、発光回数を減少させることで、その増加分をキャンセルさせることができる。
したがって、タイマ回路８による遅延時間を適切に設定することにより、電源電圧が変動しても、ランプの明るさを略一定に保つことができる。 Since the oscillation of the oscillation circuit 1 is stopped when the output of the timer circuit 8 is H level, if the input voltage becomes higher than 24V, the period during which the oscillation circuit 1 has stopped oscillating becomes longer and the input voltage becomes 24V. If it is lower, the period during which the oscillation circuit 1 stops oscillating becomes shorter.
Here, since the period of the light reception period signal is constant, when the power supply voltage decreases and the period in which the oscillation is stopped becomes shorter, the number of oscillation pulses in the light reception period increases as shown in FIG. The number of times also increases. On the other hand, if the power supply voltage increases and the period during which oscillation is stopped becomes longer, the number of oscillation pulses in the light receiving period decreases as shown in FIG. 4C, and the number of times the lamp emits light also increases.
That is, even if the effective current flowing through the lamp per light emission decreases due to the lower power supply voltage, this decrease can be canceled by increasing the number of times of light emission, and the power supply voltage is increased. Thus, even if the effective current flowing through the lamp per light emission increases, the increase can be canceled by reducing the number of light emission times.
Therefore, by appropriately setting the delay time by the timer circuit 8, the brightness of the lamp can be kept substantially constant even if the power supply voltage fluctuates.

図５は、本発明の第２の実施例の希ガス蛍光ランプ点灯装置のブロック図、図６は該インバータ回路の発振動作と受光周期信号との関係を示すタイミングチャートである。
図５、図６に示した点灯装置は、発振制御回路２のスイッチング素子ＳＷ１のコレクタを発振回路１のコンデンサＣ１と抵抗Ｒ１の接続点に接続したものであり、その他の構成は前記図１、図２に示したものと同様である。
図５に示すように、本実施例の希ガスランプ点灯装置は、前記図１に示したものと同様、発振回路１、波形整形回路３、発振制御回路２、出力制御回路７、駆動回路４、電力制御素子５、タイマ回路８、昇圧トランス６から成るインバータ回路１０で構成され、昇圧トランス６の二次側に希ガス蛍光ランプ２０が接続される。上記発振制御回路２はスイッチング素子ＳＷ１に直列に接続された分圧抵抗Ｒ３を有し、分圧抵抗Ｒ３の一端がスイッチング素子ＳＷ１に接続され、他端がコンデンサＣ１と抵抗Ｒ１の接続点に接続されている。この分圧抵抗Ｒ３が前述したレベルシフト手段として機能する。 FIG. 5 is a block diagram of a rare gas fluorescent lamp lighting device according to a second embodiment of the present invention, and FIG. 6 is a timing chart showing the relationship between the oscillation operation of the inverter circuit and the light receiving period signal.
In the lighting device shown in FIGS. 5 and 6, the collector of the switching element SW1 of the oscillation control circuit 2 is connected to the connection point between the capacitor C1 and the resistor R1 of the oscillation circuit 1, and the other configurations are the same as those shown in FIG. This is the same as that shown in FIG.
As shown in FIG. 5, the rare gas lamp lighting device of the present embodiment is the same as that shown in FIG. 1, the oscillation circuit 1, the waveform shaping circuit 3, the oscillation control circuit 2, the output control circuit 7, and the drive circuit 4. The inverter circuit 10 includes a power control element 5, a timer circuit 8 and a step-up transformer 6, and a rare gas fluorescent lamp 20 is connected to the secondary side of the step-up transformer 6. The oscillation control circuit 2 has a voltage dividing resistor R3 connected in series to the switching element SW1, one end of the voltage dividing resistor R3 is connected to the switching element SW1, and the other end is connected to a connection point between the capacitor C1 and the resistor R1. Has been. This voltage dividing resistor R3 functions as the level shift means described above.

発振回路１は前述した比較的安価なコンパレータから構成される比較器１１と、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１の直列回路からなる帰還回路を備え、上記抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１の時定数で定まる周波数で発振動作し、パルス状の出力を発生する。
また、図１と同様、上記インバータ回路１０には、電源３０から＋ＤＣ２４Ｖの電源電圧が供給され、この電圧は最大で１０程度変動する。
上記出力制御回路７には、外部からランプ点灯制御信号５０が入力され、出力制御回路７はこの信号により駆動回路４の入力側の電位を制御して希ガス蛍光ランプ２０の点灯／非点灯を制御する。
また、上記発振制御回路２には、外部から前記したように受光周期信号４０が入力され、発振制御回路２はこの受光周期信号４０により発振回路１の動作を制御する。 The oscillation circuit 1 includes a comparator 11 composed of the above-described relatively inexpensive comparator and a feedback circuit composed of a series circuit of the resistor R1 and the capacitor C1, and oscillates at a frequency determined by the time constant of the resistor R1 and the capacitor C1. Then, a pulsed output is generated.
As in FIG. 1, the inverter circuit 10 is supplied with a power supply voltage of + DC 24 V from the power supply 30 and this voltage fluctuates by about 10 at the maximum.
The output control circuit 7 receives a lamp lighting control signal 50 from the outside, and the output control circuit 7 controls the potential on the input side of the driving circuit 4 by this signal to turn on / off the rare gas fluorescent lamp 20. Control.
Further, as described above, the light reception cycle signal 40 is input to the oscillation control circuit 2 from the outside, and the oscillation control circuit 2 controls the operation of the oscillation circuit 1 by the light reception cycle signal 40.

次に本実施例のランプ点灯装置の動作について以下に説明する。
インバータ回路１０に外部の電源３０よりＤＣ２４Ｖの電源電圧が入力される。この電源電圧の入力により、発振回路１の発振動作を開始しようとするが、受光周期信号４０がハイレベルであると［図６（ｂ）］、タイマ回路８のフリップフロップ回路ＦＦ１がセット状態であり、インバータ回路ＩＮＶ１の出力はＨレベルで［図６（ｃ）］、発振制御回路２のスイッチング素子ＳＷ１がオンである。
このため、コンデンサＣ１に充電されていた電荷は、発振制御回路２の抵抗Ｒ３を介して放電し、発振回路１は動作を停止し、波形整形回路３には発振信号は入力されない。
ここで、スイッチング素子ＳＷ１がオンであると、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１の接続点の電圧は分圧抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ１により定まる電圧Ｖｓとなる。
上記のように、受光周期信号がオンのとき、コンデンサＣ１の充電電圧はＶｓであるので、前述したようにコンデンサＣ１の充電開始から充電完了まで時間は短縮され、前記図１０の回路の場合のように大きな遅延は発生しない。 Next, the operation of the lamp lighting device of this embodiment will be described below.
A power supply voltage of 24 VDC is input to the inverter circuit 10 from an external power supply 30. When the power supply voltage is input, the oscillation operation of the oscillation circuit 1 is started. When the light reception cycle signal 40 is at a high level [FIG. 6B], the flip-flop circuit FF1 of the timer circuit 8 is in the set state. The output of the inverter circuit INV1 is at the H level [FIG. 6 (c)], and the switching element SW1 of the oscillation control circuit 2 is on.
For this reason, the electric charge charged in the capacitor C1 is discharged through the resistor R3 of the oscillation control circuit 2, the oscillation circuit 1 stops operating, and no oscillation signal is input to the waveform shaping circuit 3.
Here, when the switching element SW1 is on, the voltage at the connection point between the capacitor C1 and the resistor R1 becomes a voltage Vs determined by the voltage dividing resistor R3 and the resistor R1.
As described above, when the light reception period signal is on, the charging voltage of the capacitor C1 is Vs. Therefore, as described above, the time from the start of charging of the capacitor C1 to the completion of charging is shortened. In the case of the circuit of FIG. Does not cause such a large delay.

次に、受光周期信号が反転すると［図６（ｂ）］、タイマ回路８のコンデンサＣ２が充電を開始する。そして、コンデンサＣ２の充電電圧が分圧抵抗Ｒｆ、Ｒｇの接続点の電位に達すると、比較器８ａの出力がＨレベルとなり、フリップフロップＦＦ１がリセットされる。
このため、インバータ回路ＩＮＶ１の出力がＬレベルとなり［図６（ｃ）］、発振制御回路２のスイッチング素子ＳＷ１がオフとなる。これにより、発振回路１のコンデンサＣ１は充電を開始する［図６（ａ）］。そして、前述したように、コンデンサＣ１の電圧が抵抗Ｒａ，Ｒｂで定まる電圧まで上昇すると、比較器１１の出力は反転し、コンデンサＣ１が放電する。以下同様の動作を繰り返し［図６（ａ）］、発振回路１は発振する［図６（ｄ）］。そして、発振回路１からの発振信号が波形整形回路３に伝達される。 Next, when the light reception cycle signal is inverted [FIG. 6B], the capacitor C2 of the timer circuit 8 starts charging. When the charging voltage of the capacitor C2 reaches the potential at the connection point of the voltage dividing resistors Rf and Rg, the output of the comparator 8a becomes H level, and the flip-flop FF1 is reset.
Therefore, the output of the inverter circuit INV1 becomes L level [FIG. 6 (c)], and the switching element SW1 of the oscillation control circuit 2 is turned off. Thereby, the capacitor C1 of the oscillation circuit 1 starts charging [FIG. 6 (a)]. As described above, when the voltage of the capacitor C1 rises to a voltage determined by the resistors Ra and Rb, the output of the comparator 11 is inverted and the capacitor C1 is discharged. Thereafter, the same operation is repeated [FIG. 6A], and the oscillation circuit 1 oscillates [FIG. 6D]. Then, the oscillation signal from the oscillation circuit 1 is transmitted to the waveform shaping circuit 3.

波形整形回路３へ伝達された発振信号は、矩形波に整形され出力される。ここで、インバータ回路１０の外部からランプ点灯制御信号５０が入力され、出力制御回路７が動作すると該波形整形回路３から出力された信号が、駆動回路４に伝達される。
駆動回路４から出力された信号は、電力制御素子５に入力され、前記したように、電力制御素子５（例えばＦＥＴ）がオン−オフを繰り返す。オン時間には、昇圧トランス６の一次側に電流が流れ、エネルギーが蓄積される。次いでＦＥＴのゲートがオフすると昇圧トランス６の２次側に蓄えられたエネルギーが電流として放出されるといったフライバック動作を行う。
昇圧トランス６の２次側から蓄積されたエネルギーが電流として放出され、希ガスランプ２０に一定電圧以上の高圧が印加され、該希ガスランプ２０が点灯する。 The oscillation signal transmitted to the waveform shaping circuit 3 is shaped into a rectangular wave and output. Here, when the lamp lighting control signal 50 is input from the outside of the inverter circuit 10 and the output control circuit 7 operates, the signal output from the waveform shaping circuit 3 is transmitted to the drive circuit 4.
The signal output from the drive circuit 4 is input to the power control element 5, and the power control element 5 (for example, FET) is repeatedly turned on and off as described above. During the on-time, a current flows to the primary side of the step-up transformer 6 and energy is accumulated. Next, when the gate of the FET is turned off, a flyback operation is performed in which the energy stored on the secondary side of the step-up transformer 6 is released as a current.
The energy accumulated from the secondary side of the step-up transformer 6 is released as a current, a high voltage of a certain voltage or higher is applied to the rare gas lamp 20, and the rare gas lamp 20 is turned on.

本実施例においては、上記のようにタイマ回路８により、電源電圧の変動に応じて発振回路１の発振開始タイミングを変えている。
このため、前記第１の実施例と同様に、電源電圧が低くなるとランプの発光回数も多くなり、電源電圧が高くなると、受光周期内における発振パルス数が少なくなり、ランプの発光回数も多くなる。このため、電源電圧が変動してもランプの明るさが大きく変動しない。 In this embodiment, as described above, the timer circuit 8 changes the oscillation start timing of the oscillation circuit 1 in accordance with the fluctuation of the power supply voltage.
For this reason, as in the first embodiment, when the power supply voltage is lowered, the number of times of light emission of the lamp is increased. . For this reason, even if the power supply voltage fluctuates, the brightness of the lamp does not fluctuate greatly.

上記実施例では、発振制御回路２のスイッチング素子ＳＷ１に直列に分圧抵抗Ｒ３を接続した場合について示したが、レベルシフト手段としては、図７に示すような手段を用いてもよい。
図７（ａ）（ｂ）はスイッチング素子ＳＷ１に直列に複数のダイオードを直列接続してレベルシフト手段を構成した場合を示している。同図（ａ）はスイッチング素子ＳＷ１のコレクタ側に複数のダイオードＤ１，Ｄ２を直列接続した場合を示し、同図（ｂ）はスイッチング素子ＳＷ１のエミッタ側に複数のダイオードＤ１，Ｄ２を直列接続した場合を示している。
何れの場合にも、スイッチング素子ＳＷ１がオンになっているとき、直列接続したダイオードＤ１の両端に生ずる電圧分だけ、コンパレータ１ａの出力側の電圧を上昇させることができ、前記分圧抵抗Ｒ３を設けた場合と同様の効果を得ることができる。
また、図７（ｃ）は分圧抵抗Ｒ３をスイッチング素子ＳＷ１のエミッタ側に直列接続した場合を示し、分圧抵抗Ｒ３を同図に示すように配置しても、前記図２、図５に示したものと同様の効果を得ることができる。 In the above embodiment, the case where the voltage dividing resistor R3 is connected in series to the switching element SW1 of the oscillation control circuit 2 has been described. However, a means as shown in FIG. 7 may be used as the level shift means.
FIGS. 7A and 7B show a case where a level shift means is configured by connecting a plurality of diodes in series to the switching element SW1. FIG. 5A shows a case where a plurality of diodes D1 and D2 are connected in series on the collector side of the switching element SW1, and FIG. 5B shows a case where a plurality of diodes D1 and D2 are connected in series on the emitter side of the switching element SW1. Shows the case.
In any case, when the switching element SW1 is turned on, the voltage on the output side of the comparator 1a can be increased by the voltage generated at both ends of the diode D1 connected in series. The same effect as when it is provided can be obtained.
FIG. 7C shows a case where the voltage dividing resistor R3 is connected in series to the emitter side of the switching element SW1, and even if the voltage dividing resistor R3 is arranged as shown in FIG. Effects similar to those shown can be obtained.

本発明の第１の実施例の放電ランプ点灯装置の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the discharge lamp lighting device of the 1st Example of this invention. 図１に示すタイマ回路の動作を説明する図である。It is a figure explaining operation | movement of the timer circuit shown in FIG. 第１の実施例における発振回路と受光周期信号との関係を示すタイミングチャートである。It is a timing chart which shows the relationship between the oscillation circuit and light reception period signal in a 1st Example. 電源電圧が変動したときの発振回路の出力を示す図である。It is a figure which shows the output of an oscillation circuit when a power supply voltage fluctuates. 本発明の第２の実施例の希ガス蛍光ランプ点灯装置のブロック図である。It is a block diagram of the noble gas fluorescent lamp lighting device of the 2nd example of the present invention. 第２の実施例における発振回路と受光周期信号との関係を示すタイミングチャートである。It is a timing chart which shows the relationship between the oscillation circuit and light reception period signal in a 2nd Example. 発振制御回路の他の構成例を示す図である。It is a figure which shows the other structural example of an oscillation control circuit. 放電ランプ点灯装置の構成例を示す図である。It is a figure which shows the structural example of a discharge lamp lighting device. 図７に示す比較器から構成される発振回路の動作を説明する図である。It is a figure explaining operation | movement of the oscillation circuit comprised from the comparator shown in FIG. 図７に示す放電ランプ点灯装置の発振回路と受光周期信号との関係を示すタイミングチャートである。It is a timing chart which shows the relationship between the oscillation circuit and light reception period signal of the discharge lamp lighting device shown in FIG. 発振回路の出力信号に生ずる遅延を解消した放電ランプ点灯装置の構成例を示す図である。It is a figure which shows the structural example of the discharge lamp lighting device which eliminated the delay which arises in the output signal of an oscillation circuit. 図１０の放電ランプ点灯装置の発振回路と受光周期信号との関係を示すタイミングチャートである。It is a timing chart which shows the relationship between the oscillation circuit and light reception period signal of the discharge lamp lighting device of FIG.

符号の説明Explanation of symbols

１ 発振回路
１ａ コンパレータ
２ 発振制御回路
３ 波形整形回路
４ 駆動回路
５ 電力制御素子
６ 昇圧トランス
７ 出力制御回路
８ タイマ回路
８ａ 比較器
１０ インバータ回路
１１ 比較器
２０ 希ガス蛍光ランプ
３０ 電源
４０ 受光周期信号
５０ ランプ点灯制御信号
ＳＷ１，ＳＷ２ スイッチング素子
Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ
Ｒ１，Ｒ２ 抵抗
Ｒ３ 分圧抵抗
Ｒａ〜Ｒｇ 抵抗
ＦＦ１ ＲＳフリップフロップ
ＩＮＶ１ 反転回路
Ｚｄ１，Ｚｄ２ 定電圧ダイオード DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Oscillation circuit 1a Comparator 2 Oscillation control circuit 3 Waveform shaping circuit 4 Drive circuit 5 Power control element 6 Step-up transformer 7 Output control circuit 8 Timer circuit 8a Comparator 10 Inverter circuit 11 Comparator 20 Noble gas fluorescent lamp 30 Power supply 40 Light reception period signal 50 Lamp lighting control signal SW1, SW2 Switching element C1, C2 Capacitor R1, R2 Resistor R3 Voltage dividing resistor Ra to Rg Resistor FF1 RS flip-flop INV1 Inverting circuit Zd1, Zd2 Constant voltage diode

Claims (2)

ガラス管内面に赤、緑、青の３種類の蛍光物質を塗布した原稿照明用蛍光ランプと、所定の受光周期で走査される原稿読み取り用受光センサとを備えたカラー原稿読み取り装置に適用され、繰り返し波形を有する電圧を印加して上記蛍光ランプを点灯させる放電ランプ点灯装置であって、
上記放電ランプ点灯装置は、
所定の発振周波数で発振する発振回路と、
上記受光周期に合わせて出力される受光周期信号を受信して、該受光周期に同期したタイミングで上記発振回路の発振を開始させ、上記受光周期信号に同期した駆動周期で上記発振回路が発振するように制御する発振制御回路と、
上記発振回路の出力に基づき上記繰り返し波形を有する電圧を発生し、上記蛍光ランプを点灯させる駆動回路と、
少なくとも上記駆動回路に電源電圧を供給する電源と、
上記電源電圧が所定の電圧より高いときには上記発振回路の発振開始タイミングを遅らせ、電源電圧が所定の電圧より低いときには上記発振回路の発振開始タイミングを早めるタイマ回路とを備えた
ことを特徴とする放電ランプ点灯装置。 Applied to a color document reading apparatus comprising a fluorescent lamp for document illumination in which three kinds of fluorescent materials of red, green, and blue are applied to the inner surface of a glass tube, and a document reading light receiving sensor that is scanned at a predetermined light receiving period, A discharge lamp lighting device for lighting a fluorescent lamp by applying a voltage having a repetitive waveform,
The discharge lamp lighting device is
An oscillation circuit that oscillates at a predetermined oscillation frequency;
A light reception period signal output in accordance with the light reception period is received, the oscillation circuit starts oscillating at a timing synchronized with the light reception period, and the oscillation circuit oscillates at a driving period synchronized with the light reception period signal. An oscillation control circuit for controlling
A driving circuit for generating a voltage having the repetitive waveform based on an output of the oscillation circuit and lighting the fluorescent lamp;
A power supply for supplying a power supply voltage to at least the drive circuit;
A discharge circuit comprising: a timer circuit that delays the oscillation start timing of the oscillation circuit when the power supply voltage is higher than a predetermined voltage, and that accelerates the oscillation start timing of the oscillation circuit when the power supply voltage is lower than the predetermined voltage. Lamp lighting device. 上記発振回路は比較器と、抵抗とコンデンサの直列回路から構成される帰還回路を備え、
上記発振制御回路は、上記受光周期信号により動作するスイッチング回路と、上記スイッチング回路をオフにした時に、上記抵抗とコンデンサの接続点の電位が、上記発振回路の発振動作に所定時間以上の遅延が生じさせないようにするレベルシフト手段を備えた
ことを特徴とする請求項１に記載の放電ランプ点灯装置。 The oscillation circuit includes a comparator and a feedback circuit composed of a series circuit of a resistor and a capacitor.
The oscillation control circuit includes a switching circuit that operates according to the light reception period signal, and when the switching circuit is turned off, the potential at the connection point of the resistor and the capacitor is delayed for a predetermined time or more in the oscillation operation of the oscillation circuit. 2. The discharge lamp lighting device according to claim 1, further comprising level shift means for preventing the discharge lamp from being generated.
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