JP2008172909A

JP2008172909A - Dc-dc converter, electronic equipment, and method of reducing power consumption

Info

Publication number: JP2008172909A
Application number: JP2007003040A
Authority: JP
Inventors: Akio Saito; 昭夫斉藤
Original assignee: Lenovo Singapore Pte Ltd
Current assignee: Lenovo Singapore Pte Ltd
Priority date: 2007-01-11
Filing date: 2007-01-11
Publication date: 2008-07-24
Anticipated expiration: 2027-01-11
Also published as: JP4295327B2; CN101222178A

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a DC-DC converter that can reduce electric power consumption by a sense resistor. <P>SOLUTION: In the DC-DC converter 23 of this invention, a bypass circuit is prepared for the sense resistor 115 to prevent a current from flowing in the sense resistor during either an on period or an off period when it is not necessary to determine the end of the period with a feedback signal based on a sense voltage. Wasteful electric power had been consumed so far by the sense resistor even during the period when the determination of the end of the on or off period is not required by a feedback based on the sense voltage. This wasteful power consumption can be avoided by this invention. <P>COPYRIGHT: (C)2008,JPO&INPIT

Description

本発明は、センス抵抗を有するＤＣ−ＤＣコンバータの消費電力を低減する技術に関する。 The present invention relates to a technique for reducing power consumption of a DC-DC converter having a sense resistor.

パーソナル・コンピュータ（以下ＰＣという。）、携帯電話、デジタル・カメラ、またはテレビなどの電子機器では液晶ディスプレイが採用されている。液晶ディスプレイに使用される液晶素子は背後にバックライトが設けられている。そして、画面の表示内容に対応した位置にある液晶素子に電圧が印加されて偏光状態が変化すると、バックライトからの光の透過量が変化して表示画面を形成する。 Liquid crystal displays are used in electronic devices such as personal computers (hereinafter referred to as PCs), mobile phones, digital cameras, and televisions. A liquid crystal element used for a liquid crystal display has a backlight behind it. Then, when a voltage is applied to the liquid crystal element at a position corresponding to the display content of the screen and the polarization state changes, the amount of light transmitted from the backlight changes to form a display screen.

液晶ディスプレイのバックライトに求められる性質は、一定以上の明るさを提供できる白色光であること、明るさが表示面全体に対して均一であること、明るさが時間の経過に対して安定していること、および長寿命であることなどが挙げられる。それらの条件を満たすバックライトの光源として、現在は主に冷陰極蛍光ランプ（以下ＣＣＦＬという。）および白色発光ダイオード（以下ＬＥＤという。）が使用されている。ＣＣＦＬによるバックライトは大型の画面に適しているが、交流の動作電圧を発生させるためにインバーターを設ける必要がある。これに対して白色ＬＥＤは点光源であるため大型の表示画面には適していないが、直流電圧で駆動することができそれ自体は半導体素子であるため小型の電子機器に組み込むことができる。したがって、現在のところ、携帯電話、デジタル・カメラなどに搭載される小型液晶ディスプレイには白色ＬＥＤが使用され、ＰＣ、液晶テレビなどに搭載される大型液晶ディスプレイにはＣＣＦＬが使用されている。白色ＬＥＤは適切に使用すれば寿命が長く、電力から光へのエネルギー変換効率が高いので、今後、白色ＬＥＤの改良が進むことで大型液晶ディスプレイのバックライトもＣＣＦＬから白色ＬＥＤへの置換が進むであろうと予測されている。 The characteristics required for LCD backlights are white light that can provide a certain level of brightness, brightness that is uniform over the entire display surface, and brightness that is stable over time. And long life. Currently, cold cathode fluorescent lamps (hereinafter referred to as CCFLs) and white light emitting diodes (hereinafter referred to as LEDs) are mainly used as backlight light sources that satisfy these conditions. Although a backlight using CCFL is suitable for a large screen, it is necessary to provide an inverter in order to generate an AC operating voltage. On the other hand, the white LED is not suitable for a large display screen because it is a point light source, but can be driven by a DC voltage and can itself be incorporated into a small electronic device because it is a semiconductor element. Therefore, at present, white LEDs are used for small liquid crystal displays mounted on mobile phones, digital cameras, and the like, and CCFLs are used for large liquid crystal displays mounted on PCs, liquid crystal televisions, and the like. If white LEDs are used properly, they have a long lifetime and high energy conversion efficiency from power to light. Therefore, as white LEDs are improved, the backlight of large liquid crystal displays will be replaced with CCFLs. It is predicted that it will be.

液晶ディスプレイに使用するＬＥＤは、長時間安定した発光量で駆動することが望まれる。ＬＥＤは、素子温度が変化すると順方向降下電圧が変化して電流が変化する。したがって、ＬＥＤを一定の電圧で駆動した場合には素子温度の変化により発光量が変化することになる。よって、白色ＬＥＤをバックライトの光源として使用する場合は、電流を制御して発光量を安定させることが一般的である。 It is desired that an LED used for a liquid crystal display is driven with a stable light emission for a long time. In the LED, when the element temperature changes, the forward voltage drop changes and the current changes. Therefore, when the LED is driven at a constant voltage, the light emission amount changes due to a change in element temperature. Therefore, when using a white LED as a light source for a backlight, it is common to control the current to stabilize the light emission amount.

図８は、白色ＬＥＤに電力を供給するＤＣ−ＤＣコンバータ４２３の従来の回路構成を示すブロック図である。バックライト用のＤＣ−ＤＣコンバータ４２３は、ＡＣアダプタもしくはバッテリー・パックなどのＤＣ電源２１から電力の供給を受ける。ＤＣ−ＤＣコンバータ４２３は、ＦＥＴ１０１、ＦＥＴ１０３、インダクタ１０５、キャパシタ１０７、ＦＥＴドライバ１０９、エラー・アンプ１１３、およびセンス抵抗１１５などで構成され、同期整流方式で動作する。ＤＣ−ＤＣコンバータ４２３からの出力は、複数の白色ＬＥＤによって構成されたバックライト２５に供給される。 FIG. 8 is a block diagram showing a conventional circuit configuration of a DC-DC converter 423 that supplies power to a white LED. The backlight DC-DC converter 423 is supplied with power from a DC power source 21 such as an AC adapter or a battery pack. The DC-DC converter 423 includes an FET 101, an FET 103, an inductor 105, a capacitor 107, an FET driver 109, an error amplifier 113, a sense resistor 115, and the like, and operates in a synchronous rectification method. The output from the DC-DC converter 423 is supplied to the backlight 25 constituted by a plurality of white LEDs.

バックライト２５とセンス抵抗１１５は直列に接続されている。そして、バックライト２５を流れる負荷電流はセンス抵抗１１５の両端の電圧として検出される。エラー・アンプ１１３は、基準電圧Ｖｒｅｆとセンス抵抗１１５から検出した電圧を比較してＦＥＴドライバ１０９に両者の差をフィードバック信号として出力する。ＦＥＴドライバ１０９は、エラー・アンプ１１３からのフィードバック信号に基づいて、バックライト２５を流れる電流が設定された値となるようにＦＥＴ１０１よびＦＥＴ１０３のオン・オフ動作を制御する。 The backlight 25 and the sense resistor 115 are connected in series. The load current flowing through the backlight 25 is detected as a voltage across the sense resistor 115. The error amplifier 113 compares the reference voltage Vref and the voltage detected from the sense resistor 115, and outputs the difference between the two to the FET driver 109 as a feedback signal. Based on the feedback signal from the error amplifier 113, the FET driver 109 controls the on / off operation of the FET 101 and the FET 103 so that the current flowing through the backlight 25 becomes a set value.

なお、センス抵抗により電流を測定する方法において消費電力を低減する技術として、たとえば以下のような文献がある。特許文献１はテレビジョン受像器の過電流保護回路に採用する電流検出抵抗にバイパス回路を設けて、垂直帰線期間に電流検出抵抗に電流を流さないようにし、電流検出抵抗の抵抗ロスを軽減する技術を開示する。特許文献２はスイッチング回路の電流の測定において、スイッチング・トランジスタのオン状態において電圧降下を測定する回路を開示する。
特開２００１−２１１５４２号公報特開平０７−１９８７５８号公報 As a technique for reducing power consumption in a method of measuring current with a sense resistor, for example, there are the following documents. In Patent Document 1, a bypass circuit is provided in the current detection resistor used in the overcurrent protection circuit of the television receiver so that no current flows through the current detection resistor during the vertical blanking period, thereby reducing the resistance loss of the current detection resistor. The technology to do is disclosed. Patent Document 2 discloses a circuit for measuring a voltage drop in an ON state of a switching transistor in measuring a current of a switching circuit.
JP 2001-211152 A JP 07-198758 A

ＦＥＴドライバ１０９は、フィードバック信号に基づいてＦＥＴ１０１およびＦＥＴ１０３がオン・オフする期間を制御している。ＦＥＴドライバ１０９はたとえばパルス周波数変調方式（以下、ＰＦＭ方式という。）で制御を行う場合、ＦＥＴ１０１がオフになっている期間に負荷電流をセンス抵抗１１５によって検出し、負荷電流が所定値以下になったらＦＥＴ１０１をオンにする。しかし、ＰＦＭ方式ではＦＥＴ１０１をオンする期間は一定であり、その間はセンス抵抗で負荷電流を検出してＦＥＴ１０１およびＦＥＴ１０３の動作を制御する必要はない。 The FET driver 109 controls a period during which the FET 101 and the FET 103 are turned on / off based on the feedback signal. For example, when the FET driver 109 performs control by a pulse frequency modulation method (hereinafter referred to as a PFM method), the load current is detected by the sense resistor 115 while the FET 101 is off, and the load current becomes a predetermined value or less. Then, the FET 101 is turned on. However, in the PFM method, the period during which the FET 101 is turned on is constant, and it is not necessary to control the operation of the FET 101 and the FET 103 by detecting the load current with a sense resistor during that period.

またＦＥＴドライバ１０９がパルス幅変調方式（以下、ＰＷＭ方式という。）で制御を行う場合、ＦＥＴ１０１がオンになっている期間に負荷電流をセンス抵抗１１５によって検出し、負荷電流が所定値以上になったらＦＥＴ１０１をオフにする。しかし、ＰＷＭ方式では終期が一定であり、ＦＥＴ１０１がオフになっている間はセンス抵抗で負荷電流を検出してＦＥＴ１０１およびＦＥＴ１０３の動作を制御する必要はない。 Further, when the FET driver 109 performs control by the pulse width modulation method (hereinafter referred to as PWM method), the load current is detected by the sense resistor 115 during the period when the FET 101 is on, and the load current becomes a predetermined value or more. Then, the FET 101 is turned off. However, in the PWM method, the end is constant, and it is not necessary to control the operation of the FET 101 and the FET 103 by detecting the load current with the sense resistor while the FET 101 is off.

つまり、ＰＦＭ方式であってもＰＷＭ方式であっても、ＦＥＴ１０１およびＦＥＴ１０３の動作を制御するために、負荷電流の値を利用しない期間が存在しているが、ＤＣ−ＤＣコンバータ４２３ではセンス抵抗１１５に電流が流れ続けている。したがって、その間はセンス抵抗によって無駄に電力が消費されることになる。 That is, there is a period in which the value of the load current is not used to control the operation of the FET 101 and the FET 103 regardless of the PFM method or the PWM method. However, the sense resistor 115 is used in the DC-DC converter 423. Current continues to flow through. Therefore, power is wasted by the sense resistor during that time.

たとえば白色ＬＥＤの定格電圧が約３Ｖであるとすると、そこに流れる電流を測定するには、両端の電圧が約０．３３Ｖ程度となるセンス抵抗が必要である。この場合、ＤＣ−ＤＣコンバータ４２３から出力された電力のうち、約１０％がセンス抵抗１１５によって消費されることになる。そのときのＦＥＴ１０１およびＦＥＴ１０３のスイッチングのデューティ比を５０％とすると、センス抵抗１１５によって消費される電力の５０％、つまりＤＣ−ＤＣコンバータ４２３から出力された電力の約５％は、ＤＣ−ＤＣコンバータ４２３およびバックライト２５の動作に何ら寄与しないで無駄に消費されることになる。 For example, if the rated voltage of the white LED is about 3V, a sense resistor with a voltage at both ends of about 0.33V is required to measure the current flowing therethrough. In this case, about 10% of the power output from the DC-DC converter 423 is consumed by the sense resistor 115. If the duty ratio of switching of the FET 101 and the FET 103 at that time is 50%, 50% of the power consumed by the sense resistor 115, that is, about 5% of the power output from the DC-DC converter 423 is DC-DC converter. 423 and the backlight 25 do not contribute to the operation and are consumed wastefully.

しかし、センス抵抗１１５の抵抗値を小さくしてそこで消費される電力を低減することにも限界がある。センス抵抗１１５の抵抗値を小さくすると、その両端の電圧が小さくなり、それによってエラー・アンプ１１３による電流の検出精度が悪化して、フィードバックの動作に悪影響が出るからである。 However, there is a limit to reducing the power consumed by reducing the resistance value of the sense resistor 115. This is because if the resistance value of the sense resistor 115 is reduced, the voltage at both ends of the sense resistor 115 is reduced, thereby deteriorating the current detection accuracy by the error amplifier 113 and adversely affecting the feedback operation.

そこで本発明の目的は、センス抵抗によって消費される電力を低減することが可能なＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。さらに本発明の目的は、そのようなＤＣ−ＤＣコンバータを搭載した電子機器と、ＤＣ−ＤＣコンバータにおける消費電力の低減方法を提供することにある。 Therefore, an object of the present invention is to provide a DC-DC converter capable of reducing the power consumed by the sense resistor. A further object of the present invention is to provide an electronic device equipped with such a DC-DC converter and a method for reducing power consumption in the DC-DC converter.

本発明は、直流の入力電圧をスイッチングして出力電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて実現される。ＤＣ−ＤＣコンバータは、出力電流または出力電圧がフィードバックされて、メイン・スイッチのオン期間またはオフ期間の終期が決定される。出力電流および出力電圧はセンス抵抗に電流が流れることで発生するセンス電圧として検出されるため、センス抵抗では電力が消費される。 The present invention is realized in a DC-DC converter that switches a DC input voltage to an output voltage. In the DC-DC converter, the output current or the output voltage is fed back to determine the end of the on period or the off period of the main switch. Since the output current and the output voltage are detected as a sense voltage generated when a current flows through the sense resistor, power is consumed in the sense resistor.

本発明の原理は、オン期間またはオフ期間のいずれか一方の期間のうちで、終期をセンス電圧に基づくフィードバック信号により決定する必要のない期間にセンス抵抗に流れる電流を阻止する点にある。オン期間またはオフ期間の終期をセンス電圧に基づくフィードバックにより決定する必要のない期間であっても、これまでセンス抵抗で無駄な電力が消費されていたが、本発明によりその無駄を省くことができる。 The principle of the present invention is to prevent a current flowing through the sense resistor during a period in which one of the on period and the off period does not need to be determined by the feedback signal based on the sense voltage. Even if it is a period in which it is not necessary to determine the end of the on period or the off period by feedback based on the sense voltage, wasteful power has been consumed by the sense resistor so far, but the present invention can eliminate the waste. .

本発明の第１の態様では、電流制御型のＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。電流制御型の場合は、負荷電流を設定された値に設定するためにセンス抵抗に負荷電流が流れセンス抵抗で消費する電力は大きい。本態様ではセンス抵抗にバイパス回路を設け、制御回路が、オン期間またはオフ期間のいずれか一方の期間の終期をフィードバック回路の出力で決定してメイン・スイッチの動作を制御し、他方の期間に負荷電流を迂回させるようにバイパス回路の動作を制御する。 In a first aspect of the present invention, a current control type DC-DC converter is provided. In the case of the current control type, in order to set the load current to a set value, the load current flows through the sense resistor and the power consumed by the sense resistor is large. In this aspect, a bypass circuit is provided in the sense resistor, and the control circuit determines the end of either the on period or the off period by the output of the feedback circuit to control the operation of the main switch, and in the other period The operation of the bypass circuit is controlled so as to bypass the load current.

ＤＣ−ＤＣコンバータは、オン期間にエネルギーを蓄積するインダクタとオフ期間にインダクタに蓄積したエネルギーを負荷に供給する転流回路を含むことができる。インダクタと転流回路により、オン期間からオフ期間に渡って平滑された電流を負荷に供給することができる。転流回路はショットキー・バリア・ダイオードのようなダイオードで構成してもよく、あるいは、ＦＥＴやバイポーラ・トランジスタなどで構成して同期整流方式で制御するようにしてもよい。 The DC-DC converter may include an inductor that stores energy during an on period and a commutation circuit that supplies energy stored in the inductor during an off period to a load. The inductor and the commutation circuit can supply a smoothed current from the on period to the off period to the load. The commutation circuit may be constituted by a diode such as a Schottky barrier diode, or may be constituted by an FET, a bipolar transistor or the like and controlled by a synchronous rectification method.

制御回路はメイン・スイッチの制御方式に応じて、センス電圧が所定値を超えたときにオン期間を終了したり、センス電圧が所定値より低下したときにオフ期間を終了したりして、負荷に流れる平均電流を一定の値に維持することができる。電流制御型のＤＣ−ＤＣコンバータは、温度により順方向電圧が変化する発光ダイオードの駆動電力源として適している。制御回路は、所定の周期間隔ごとに負荷電流がセンス抵抗に流れるようにバイパス回路の動作を制御すると、一層センス抵抗での消費電力を低減することができる。 Depending on the control method of the main switch, the control circuit ends the on-period when the sense voltage exceeds a predetermined value, or ends the off-period when the sense voltage falls below the predetermined value. Can be maintained at a constant value. The current control type DC-DC converter is suitable as a driving power source of a light emitting diode whose forward voltage changes with temperature. When the control circuit controls the operation of the bypass circuit so that the load current flows through the sense resistor at predetermined cycle intervals, the power consumption at the sense resistor can be further reduced.

本発明の第２の態様では、電圧制御型のＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。電圧制御型形の場合は、出力電圧を検出するためにセンス抵抗を使用する。本態様では、センス抵抗に流れる電流を阻止する節電回路を設けることで、オン期間またはオフ期間のうちで、メイン・スイッチの制御に必要のない期間はセンス抵抗に流れる電流を制限する。節電回路は、センス抵抗を回路から切り離すスイッチで構成してもよい。 In a second aspect of the present invention, a voltage-controlled DC-DC converter is provided. In the case of the voltage control type, a sense resistor is used to detect the output voltage. In this aspect, by providing a power saving circuit that blocks the current flowing through the sense resistor, the current flowing through the sense resistor is limited during a period of the on period or the off period that is not necessary for the control of the main switch. The power saving circuit may include a switch that disconnects the sense resistor from the circuit.

本発明により、センス抵抗によって消費される電力を低減することが可能なＤＣ−ＤＣコンバータを提供することができた。さらに本発明により、そのようなＤＣ−ＤＣコンバータを搭載した電子機器と、ＤＣ−ＤＣコンバータにおける消費電力の低減方法を提供することができた。 According to the present invention, it is possible to provide a DC-DC converter capable of reducing the power consumed by the sense resistor. Furthermore, according to the present invention, an electronic device equipped with such a DC-DC converter and a method for reducing power consumption in the DC-DC converter can be provided.

図１は、本発明の実施の形態にかかる電子機器の一例であるノート型パーソナル・コンピュータ（以下、ノートＰＣという。）１０の外形図で、図２はノートＰＣ１０に実装されている電源系統の構成を示すブロック図である。ノートＰＣ１０は、表面にキーボードを搭載し内部に多くのデバイスを収納した筐体１３と、液晶ディスプレイ（ＬＣＤ）１１とで構成されている。ＡＣアダプタもしくはバッテリー・パックなどのＤＣ電源２１から供給される約８〜２０Ｖ前後の直流電圧は、４つのＤＣ−ＤＣコンバータに供給される。 FIG. 1 is an outline view of a notebook personal computer (hereinafter referred to as a notebook PC) 10 as an example of an electronic apparatus according to an embodiment of the present invention, and FIG. 2 shows a power supply system mounted on the notebook PC 10. It is a block diagram which shows a structure. The notebook PC 10 includes a housing 13 that has a keyboard mounted on the surface and accommodates many devices inside, and a liquid crystal display (LCD) 11. A DC voltage of about 8 to 20 V supplied from a DC power source 21 such as an AC adapter or a battery pack is supplied to four DC-DC converters.

バックライト用ＤＣ−ＤＣコンバータ２３は、定電流制御によって、液晶ディスプレイ１１のバックライト２５に直流電流を供給するステップ・ダウン・スイッチング・レギュレータである。５．０Ｖ用ＤＣ−ＤＣコンバータ２７は、５．０Ｖシステム負荷３３に対して定電圧制御で５．０Ｖの直流電圧を供給する。５．０Ｖシステム負荷３３は、ハードディスク・ドライブ、光学ディスク・ドライブ、ＵＳＢコネクタなど、５．０Ｖの直流電圧で動作する各デバイスの総称である。 The backlight DC-DC converter 23 is a step-down switching regulator that supplies a direct current to the backlight 25 of the liquid crystal display 11 by constant current control. The 5.0V DC-DC converter 27 supplies a 5.0V DC voltage to the 5.0V system load 33 by constant voltage control. The 5.0V system load 33 is a generic name for devices that operate with a DC voltage of 5.0V, such as a hard disk drive, an optical disk drive, and a USB connector.

３．３Ｖ用ＤＣ−ＤＣコンバータ２９は、３．３Ｖシステム負荷３５に対して定電圧制御で３．３Ｖの直流電圧を供給する。３．３Ｖシステム負荷３５は、チップセット、バスなど、３．３Ｖの直流電圧で動作する各デバイスの総称である。ＣＰＵ用ＤＣ−ＤＣコンバータ３１は、定電圧制御で、ＣＰＵ３７に対するパフォーマンスの要求に応じて設定された約１．０〜１．５Ｖ程度の直流電圧をＣＰＵ３７に供給する。 The 3.3V DC-DC converter 29 supplies a 3.3V DC voltage to the 3.3V system load 35 by constant voltage control. The 3.3V system load 35 is a generic name for devices that operate with a DC voltage of 3.3V, such as a chip set and a bus. The CPU DC-DC converter 31 supplies the CPU 37 with a DC voltage of about 1.0 to 1.5 V set according to performance requirements for the CPU 37 by constant voltage control.

ＤＣ−ＤＣコンバータ２３の唯一の負荷であるバックライト２５は、単数または直列接続された複数の白色ＬＥＤによって構成される。バックライト２５を構成する白色ＬＥＤは、所定値の電流を流すように駆動するのに適しているのに対して、ノートＰＣ１０を構成する他のデバイスは所定値の電圧を印加して動作させるのに適している。したがって、図２に示したように、バックライト２５に対しては電流制御型のバックライト用ＤＣ−ＤＣコンバータ２３が電力を供給するのに対して、他のデバイスに対しては動作電圧に対応した電圧制御型の５．０Ｖ用ＤＣ−ＤＣコンバータ２７、３．３Ｖ用ＤＣ−ＤＣコンバータ２９、およびＣＰＵ用ＤＣ−ＤＣコンバータ３１が電力を供給する。 The backlight 25 that is the only load of the DC-DC converter 23 is composed of a single or a plurality of white LEDs connected in series. The white LED constituting the backlight 25 is suitable for driving so as to pass a predetermined current, while the other devices constituting the notebook PC 10 are operated by applying a predetermined voltage. Suitable for Therefore, as shown in FIG. 2, the current-controlled backlight DC-DC converter 23 supplies power to the backlight 25, while the other devices correspond to the operating voltage. The voltage-controlled 5.0V DC-DC converter 27, 3.3V DC-DC converter 29, and CPU DC-DC converter 31 supply power.

図３は、本発明の実施の形態にかかる電流制御型のバックライト用ＤＣ−ＤＣコンバータ２３の構成を示すブロック図である。ＤＣ−ＤＣコンバータ２３は、ハイ・サイドのＦＥＴ１０１、ロー・サイドのＦＥＴ１０３、インダクタ１０５、キャパシタ１０７、ＦＥＴドライバ１０９、エラー・アンプ１１３、センス抵抗１１５、およびＦＥＴ１１１で構成されている。ＤＣ−ＤＣコンバータ２３は、直列接続された複数の白色ＬＥＤによって構成された負荷としてのバックライト２５に直流電流を供給する。 FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of the current-controlled backlight DC-DC converter 23 according to the embodiment of the present invention. The DC-DC converter 23 includes a high side FET 101, a low side FET 103, an inductor 105, a capacitor 107, an FET driver 109, an error amplifier 113, a sense resistor 115, and an FET 111. The DC-DC converter 23 supplies a direct current to the backlight 25 as a load composed of a plurality of white LEDs connected in series.

ＦＥＴ１０１、ＦＥＴ１０３、およびＦＥＴ１１１はともにＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴで構成され、それぞれゲートがＦＥＴドライバ１０９に接続されている。ＦＥＴ１０１はドレインがＤＣ電源２１に接続され、ソースがＦＥＴ１０３のドレインに接続されている。ＦＥＴ１０３のソースは接地１１７に接続されている。インダクタ１０５は、一端がＦＥＴ１０１のソースに接続され他端がキャパシタ１０７の一端とバックライト２５の一端に接続されている。キャパシタ１０７の他端は接地１１７に接続されている。 The FET 101, FET 103, and FET 111 are all configured by N-channel MOSFETs, and their gates are connected to the FET driver 109, respectively. The FET 101 has a drain connected to the DC power source 21 and a source connected to the drain of the FET 103. The source of the FET 103 is connected to the ground 117. The inductor 105 has one end connected to the source of the FET 101 and the other end connected to one end of the capacitor 107 and one end of the backlight 25. The other end of the capacitor 107 is connected to the ground 117.

バックライト２５の他端にはセンス抵抗１１５の一端が接続され、センス抵抗１１５の他端は接地１１７に接続されている。エラー・アンプ１１３の一方の入力端子にはセンス抵抗１１５の一端が接続され、エラー・アンプ１１３の他方の入力端子には基準電圧Ｖｒｅｆが入力される。基準電圧Ｖｒｅｆは接地１１７を基準にした電圧であり、他のＤＣ−ＤＣコンバータで生成される。エラー・アンプ１１３の出力端子はＦＥＴドライバ１０９に接続される。 One end of the sense resistor 115 is connected to the other end of the backlight 25, and the other end of the sense resistor 115 is connected to the ground 117. One end of the sense resistor 115 is connected to one input terminal of the error amplifier 113, and the reference voltage Vref is input to the other input terminal of the error amplifier 113. The reference voltage Vref is a voltage based on the ground 117, and is generated by another DC-DC converter. The output terminal of the error amplifier 113 is connected to the FET driver 109.

エラー・アンプ１１３は、２つの入力端子に供給された電圧の差をフィードバック信号としてＦＥＴドライバ１０９に出力する。センス電圧と基準電圧Ｖｒｅｆの値は、負荷電流が所定の平均電流の値になるときにフィードバック信号がゼロになるように設定されている。したがって、ＦＥＴドライバ１０９は、フィードバック信号がゼロになるようにＦＥＴ１０１およびＦＥＴ１０３の動作を制御することができる。 The error amplifier 113 outputs the difference between the voltages supplied to the two input terminals to the FET driver 109 as a feedback signal. The values of the sense voltage and the reference voltage Vref are set so that the feedback signal becomes zero when the load current reaches a predetermined average current value. Therefore, the FET driver 109 can control the operations of the FET 101 and the FET 103 so that the feedback signal becomes zero.

ＦＥＴ１１１のドレインはセンス抵抗１１５の一端に接続され、ソースが接地１１７に接続される。ＦＥＴ１１１はセンス抵抗１１５を迂回させるバイパス回路を構成する。図３に示したＤＣ−ＤＣコンバータ２３は電流制御型であり、ＰＷＭ方式またはＰＦＭ方式のいずれかで動作する。 The drain of the FET 111 is connected to one end of the sense resistor 115, and the source is connected to the ground 117. The FET 111 constitutes a bypass circuit that bypasses the sense resistor 115. The DC-DC converter 23 shown in FIG. 3 is a current control type, and operates in either the PWM method or the PFM method.

図１〜図３は本実施の形態を説明するために、主要なハードウェアの構成および接続関係を簡素化して記載したに過ぎないものである。ノートＰＣ１０、もしくはＤＣ−ＤＣコンバータ２３を構成するためには、これら以外にも多くのデバイスが使われるが、それらは当業者には周知であるので詳しく言及しない。もちろん、図１〜図３で記載した複数のブロックを１個の集積回路としたり、逆に１個のブロックを複数の集積回路に分割して構成したりすることも、当業者が任意に選択することができる範囲においては本発明の範囲に含まれる。本願に添付されたその他の図についても同様である。 FIGS. 1 to 3 simply illustrate the main hardware configuration and connection relationship in order to explain the present embodiment. Many other devices are used to configure the notebook PC 10 or the DC-DC converter 23, but these are well known to those skilled in the art and will not be described in detail. Of course, a person skilled in the art also arbitrarily selects a plurality of blocks described in FIGS. 1 to 3 as one integrated circuit or conversely divides one block into a plurality of integrated circuits. It is included in the scope of the present invention as long as it can be performed. The same applies to other figures attached to the present application.

つぎに、ＤＣ−ＤＣコンバータ２３をＰＦＭ方式で動作させる場合の制御方法について説明する。図４は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２３がＰＦＭ方式で動作する場合の、各ＦＥＴの動作と、バックライト２５を流れる負荷電流の変化を示す図である。ＰＦＭ方式で定電流制御を行う場合は、ＦＥＴドライバ１０９はＦＥＴ１０１がオンになりＦＥＴ１０３がオフになる期間（以後、この期間をオン期間という。）を一定にするように制御する。また、ＦＥＴドライバ１０９はＦＥＴ１０１がオフになりＦＥＴ１０３がオンになる期間（以後、この期間をオフ期間という。）の終期をエラー・アンプ１１３から受け取ったフィードバック信号に基づいて制御する。ＦＥＴドライバ１０９には、あらかじめオン期間が設定されている。 Next, a control method when the DC-DC converter 23 is operated by the PFM method will be described. FIG. 4 is a diagram showing the operation of each FET and the change in load current flowing through the backlight 25 when the DC-DC converter 23 operates in the PFM method. When performing constant current control by the PFM method, the FET driver 109 performs control so that the period during which the FET 101 is turned on and the FET 103 is turned off (hereinafter, this period is referred to as an on period) is constant. The FET driver 109 controls the end of the period in which the FET 101 is turned off and the FET 103 is turned on (hereinafter, this period is referred to as an off period) based on the feedback signal received from the error amplifier 113. The FET driver 109 has an ON period set in advance.

ＦＥＴドライバ１０９は動作を開始すると、ＦＥＴ１０１およびＦＥＴ１０３のゲートに信号を送ってこれらを動作させる。ＦＥＴドライバ１０９はＦＥＴ１０１とＦＥＴ１０３を一方がオンのときには他方がオフになるように同期させて動作させるいわゆる同期整流方式で制御する。インダクタ１０５は、オン期間にバックライト２５に流れる負荷電流を磁気的エネルギーとして蓄積し、オフ期間に蓄積した磁気的エネルギーを負荷電流としてバックライト２５に供給する。キャパシタ１０７は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２３の出力からリップルを低減するために設けているが、負荷がリップルを許容する場合は除去することも可能である。 When the FET driver 109 starts its operation, it sends signals to the gates of the FET 101 and the FET 103 to operate them. The FET driver 109 controls the FET 101 and the FET 103 in a so-called synchronous rectification method in which one of them is operated in synchronism so that the other is turned off. The inductor 105 accumulates the load current flowing in the backlight 25 during the on period as magnetic energy, and supplies the magnetic energy accumulated during the off period to the backlight 25 as the load current. The capacitor 107 is provided to reduce the ripple from the output of the DC-DC converter 23, but can be removed when the load allows the ripple.

バックライト２５とセンス抵抗１１５は直列に接続されているため、センス抵抗１１５にはバックライト２５と同一の値の負荷電流が流れる。そして、負荷電流はセンス抵抗１１５の両端の電圧（以後、センス電圧という。）として検出され、センス電圧はエラー・アンプ１１３の一方の入力端子に供給される。エラー・アンプ１１３は、基準電圧Ｖｒｅｆとセンス電圧を比較してＦＥＴドライバ１０９に両者の差をフィードバック信号として出力する。ＦＥＴドライバ１０９は、エラー・アンプ１１３から受け取ったフィードバック信号がゼロになるようにオフ期間の終期を決定して、バックライト２５を流れる平均電流があらかじめ設定された値になるようにＦＥＴ１０１およびＦＥＴ１０３の動作を制御する。 Since the backlight 25 and the sense resistor 115 are connected in series, a load current having the same value as that of the backlight 25 flows through the sense resistor 115. The load current is detected as a voltage across the sense resistor 115 (hereinafter referred to as a sense voltage), and the sense voltage is supplied to one input terminal of the error amplifier 113. The error amplifier 113 compares the reference voltage Vref and the sense voltage, and outputs the difference between them to the FET driver 109 as a feedback signal. The FET driver 109 determines the end of the off period so that the feedback signal received from the error amplifier 113 becomes zero, and the FET 101 and the FET 103 have a predetermined value so that the average current flowing through the backlight 25 becomes a preset value. Control the behavior.

オン期間は、ＦＥＴ１０１がＤＣ電源２１の直流電圧を通過させるので、インダクタ１０５を経由してバックライト２５に負荷電流が流れる。負荷電流は、インダクタ１０５に発生する逆起電力の影響で徐々に増大する。負荷電流は、あらかじめ定められたオン期間の終期まで増大し続けるか、あるいはバックライト２５のインピーダンスで定まる飽和電流に到達する。ＦＥＴドライバ１０９は、オン期間にＦＥＴ１１１をオンにしてセンス抵抗１１５に流れていた負荷電流を迂回させる。したがって、オン期間は、バックライト２５を流れた負荷電流はＦＥＴ１１１を通過して接地１１７に流れるので、センス抵抗１１５には電流が流れず、エラー・アンプ１１３にはセンス電圧が入力されない。ＦＥＴドライバ１０９は、オン期間の終期を決定するためにフィードバック信号を必要としないので、エラー・アンプ１１３から送られたフィードバック信号を無視する。 During the ON period, since the FET 101 passes the DC voltage of the DC power source 21, a load current flows to the backlight 25 via the inductor 105. The load current gradually increases due to the influence of the counter electromotive force generated in the inductor 105. The load current continues to increase until the end of a predetermined on-period, or reaches a saturation current determined by the impedance of the backlight 25. The FET driver 109 turns on the FET 111 during the ON period to bypass the load current that has been flowing through the sense resistor 115. Therefore, during the ON period, the load current flowing through the backlight 25 passes through the FET 111 and flows to the ground 117, so that no current flows through the sense resistor 115 and no sense voltage is input to the error amplifier 113. Since the FET driver 109 does not require a feedback signal to determine the end of the on period, it ignores the feedback signal sent from the error amplifier 113.

オフ期間は、インダクタ１０５に蓄積された磁気的エネルギーが負荷電流としてバックライト２５に供給されるので、磁気的エネルギーの消耗とともにバックライト２５に流れる電流値が低下する。オフ期間の終期は、バックライト２５に供給する平均電流を所定の値にするために負荷電流が所定の閾値まで低下したことで判断する必要がある。 During the off period, the magnetic energy accumulated in the inductor 105 is supplied to the backlight 25 as a load current, so that the value of the current flowing through the backlight 25 decreases as the magnetic energy is consumed. The end of the off period needs to be determined based on the fact that the load current has decreased to a predetermined threshold in order to set the average current supplied to the backlight 25 to a predetermined value.

エラー・アンプ１１３は、オフ期間の終期を判断するためのフィードバック信号をＦＥＴドライバ１０９に出力する。よって、ＦＥＴドライバ１０９は、オフ期間にＦＥＴ１１１をオフにしてセンス抵抗１１５に負荷電流を流し、エラー・アンプ１１３がセンス電圧を受け取ってフィードバック信号をＦＥＴドライバ１０９に出力できるようにしている。この制御方式によれば、オン期間にはセンス抵抗１１５に電流は流れないので、そこで無駄に消費されていた電力を低減することができる。 The error amplifier 113 outputs a feedback signal for determining the end of the off period to the FET driver 109. Therefore, the FET driver 109 turns off the FET 111 during the off period to flow a load current through the sense resistor 115 so that the error amplifier 113 receives the sense voltage and can output a feedback signal to the FET driver 109. According to this control method, since no current flows through the sense resistor 115 during the ON period, it is possible to reduce the power that was wasted.

つぎに、ＤＣ−ＤＣコンバータ２３をＰＷＭ方式で動作させる場合の制御方法について説明する。図５は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２３がＰＷＭ方式で動作する場合の、各ＦＥＴの動作と、バックライト２５を流れる負荷電流の変化を示す図である。ＰＷＭ方式の場合は、各素子の機能はＰＦＭ方式とほぼ同一であるとして説明できるので、ここではその相違点のみを説明する。ＰＷＭ方式では、オン期間とオフ期間の合計である１周期の長さを一定として、１周期の中でオン期間の長さを調整することにより、出力される電流の平均値が設定された値になるようにする。 Next, a control method when the DC-DC converter 23 is operated by the PWM method will be described. FIG. 5 is a diagram illustrating the operation of each FET and the change in load current flowing through the backlight 25 when the DC-DC converter 23 operates in the PWM system. In the case of the PWM system, the function of each element can be described as being almost the same as that of the PFM system, so only the differences will be described here. In the PWM method, the length of one period, which is the sum of the on period and the off period, is constant, and the length of the on period is adjusted in one period to set the average value of the output current. To be.

したがって、オン期間中にバックライト２５に流れる負荷電流の平均値を設定された値にするための負荷電流の上限値が閾値となるようにセンス電圧と基準電圧Ｖｒｅｆが設定され、エラー・アンプ１１３はそれらに基づいてフィードバック信号をＦＥＴドライバ１０９に出力する。ＦＥＴドライバ１０９はフィードバック信号に基づいて負荷電流が閾値に到達したと判断したときに、それまでオンだったＦＥＴ１０１をオフに、オフだったＦＥＴ１０３をオンにしてオフ期間に移行するように制御を行う。 Therefore, the sense voltage and the reference voltage Vref are set so that the upper limit value of the load current for setting the average value of the load current flowing in the backlight 25 during the ON period to the set value becomes a threshold value, and the error amplifier 113 is set. Outputs a feedback signal to the FET driver 109 based on them. When the FET driver 109 determines that the load current has reached the threshold value based on the feedback signal, the FET driver 109 controls to turn off the FET 101 that has been turned on until then and turn on the FET 103 that has been turned off to shift to the off period. .

つまり、オン期間は、フィードバック信号の生成にセンス電圧が必要であるためセンス抵抗１１５に負荷電流を流す必要があるが、オフ期間の終期は、オン期間とオフ期間の合計からなる周期の長さが一定なので制御する必要はなく、エラー・アンプ１１３はセンス電圧を検出してＦＥＴドライバ１０９にフィードバック信号を出力する必要がない。そこで、オン期間はＦＥＴ１１１をオフにしてセンス抵抗１１５に負荷電流を流し、オフ期間はＦＥＴ１１１をオンにしてセンス抵抗１１５に電流を流さないようにする。その結果、オン期間もオフ期間もセンス抵抗１１５に負荷電流を流していた従来のＤＣ−ＤＣコンバータよりもセンス抵抗１１５で無駄に消費されていた電力を低減することができる。 That is, in the on period, a sense voltage is required to generate the feedback signal, and thus it is necessary to pass a load current through the sense resistor 115. Therefore, the error amplifier 113 does not need to detect the sense voltage and output a feedback signal to the FET driver 109. Therefore, the FET 111 is turned off during the ON period and a load current flows through the sense resistor 115, and the FET 111 is turned ON during the OFF period so that no current flows through the sense resistor 115. As a result, the power consumed in the sense resistor 115 can be reduced as compared with the conventional DC-DC converter in which the load current is passed through the sense resistor 115 during both the on period and the off period.

図６は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２３を構成する各ＦＥＴのオン・オフの別のパターンと、バックライト２５を流れる負荷電流の変化について説明する図である。この例では、ＦＥＴ１０１およびＦＥＴ１０３は図５と同じＰＷＭ方式で動作しているが、ＦＥＴドライバ１０９は、ＦＥＴ１１１を５周期に１回の割合で発生するオン期間にオフにするように制御して、そのときだけセンス抵抗１１５に電流を流し、エラー・アンプ１１３がセンス電圧の検出を行うように制御する。ＦＥＴドライバ１０９は、フィードバック信号がゼロになったらそれまでオンだったＦＥＴ１０１をオフにし、オフだったＦＥＴ１０３およびＦＥＴ１１１をオンにするように制御を行う。このようにして５周期に１回だけ発生するオン期間の終期がフィードバック信号に基づいて決定され、残りの４周期のオン期間はＦＥＴドライバが直前に記憶しておいたオン期間の長さと同一期間になるように設定される。 FIG. 6 is a diagram for explaining another pattern of ON / OFF of each FET constituting the DC-DC converter 23 and a change in load current flowing through the backlight 25. In this example, the FET 101 and the FET 103 are operating in the same PWM system as in FIG. 5, but the FET driver 109 controls the FET 111 to be turned off during the on period that occurs once every five cycles, Only at that time, a current is supplied to the sense resistor 115 and the error amplifier 113 is controlled to detect the sense voltage. The FET driver 109 controls to turn off the FET 101 that has been turned on until the feedback signal becomes zero, and to turn on the FET 103 and the FET 111 that have been turned off. In this way, the end of the ON period that occurs only once in 5 cycles is determined based on the feedback signal, and the remaining 4 cycles of the ON period are the same as the length of the ON period that was previously stored by the FET driver. Is set to be

この制御方式によれば、ＦＥＴ１１１をオンにしてセンス抵抗１１５に負荷電流を流さない期間をさらに長くできるので、センス抵抗１１５によって無駄に消費される電力をさらに低減することができる。この例では、オン期間の終期が５周期中の１周期でしか変化しないことになるが、バックライト用に使用されるＤＣ−ＤＣコンバータ２３の動作周波数は通常数百ｋＨｚ〜数ＭＨｚ程度であるので、負荷の電流−電圧特性の変動が激しい場合などを除いては実用上支障がない。なお、フィードバック信号によりオン期間の終期の制御を決定する周期は５周期ごとに限らない。また、ＰＦＭ方式の場合も、ＰＷＭ方式の例と同様に複数の周期中の１周期のみＦＥＴ１１１をオフにしてセンス抵抗１１５に電流を流して出力電流の制御を行うようにすることができる。 According to this control method, the period during which the FET 111 is turned on and no load current flows through the sense resistor 115 can be further lengthened, so that the power consumed by the sense resistor 115 can be further reduced. In this example, the end of the ON period changes only in one of the five periods, but the operating frequency of the DC-DC converter 23 used for the backlight is usually about several hundred kHz to several MHz. Therefore, there is no practical problem except when the load current-voltage characteristics fluctuate drastically. Note that the cycle for determining the control at the end of the ON period by the feedback signal is not limited to every five cycles. Also in the case of the PFM method, the output current can be controlled by turning off the FET 111 and supplying a current to the sense resistor 115 for only one cycle among a plurality of cycles, as in the PWM method example.

図７は、本発明の実施の形態にかかる電圧制御型のＤＣ−ＤＣコンバータ２２３を示すブロック図である。ＤＣ−ＤＣコンバータ２２３は、図３に示した電流制御型のＤＣ−ＤＣコンバータ２３と共通する要素が多いので、ここではそれと相違する構成についてのみ説明し、共通する要素については参照番号も同一として説明を省略する。ＤＣ−ＤＣコンバータ２２３では、ＦＥＴ２１１、センス抵抗２２５、およびセンス抵抗２２６が直列に接続されて直列回路を形成し、その直列回路が負荷２５ｂに対して並列に接続される。 FIG. 7 is a block diagram showing a voltage-controlled DC-DC converter 223 according to the embodiment of the present invention. Since the DC-DC converter 223 has many elements in common with the current control type DC-DC converter 23 shown in FIG. 3, only the configuration different from that will be described here, and the same reference numerals are used for the common elements. Description is omitted. In the DC-DC converter 223, the FET 211, the sense resistor 225, and the sense resistor 226 are connected in series to form a series circuit, and the series circuit is connected in parallel to the load 25b.

センス抵抗２２５、２２６は、負荷２５ｂに対するＤＣ−ＤＣコンバータ２２３の出力電圧を分圧した電圧を、エラー・アンプ２１３の一方の入力端子に供給する。エラー・アンプ２１３の他方の入力端子には基準電圧Ｖｒｅｆが入力され、その両者の差がフィードバック信号としてＦＥＴドライバ１０９に出力される。なお、センス抵抗２２５および２２６の抵抗値および基準電圧Ｖｒｅｆの電圧値は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２２３の出力電圧の平均値が定格値であるときにエラー・アンプ２１３のフィードバック信号がゼロになるように設定されている。このことによってＦＥＴドライバ１０９は、エラー・アンプ１１３から入力されるフィードバック信号がゼロになるよう、オン期間またはオフ期間を変化させ出力電圧の平均値が定格値となるように制御を行う。 The sense resistors 225 and 226 supply a voltage obtained by dividing the output voltage of the DC-DC converter 223 with respect to the load 25 b to one input terminal of the error amplifier 213. The reference voltage Vref is input to the other input terminal of the error amplifier 213, and the difference between the two is output to the FET driver 109 as a feedback signal. The resistance values of the sense resistors 225 and 226 and the voltage value of the reference voltage Vref are set so that the feedback signal of the error amplifier 213 becomes zero when the average value of the output voltage of the DC-DC converter 223 is the rated value. Is set. As a result, the FET driver 109 performs control so that the average value of the output voltage becomes the rated value by changing the ON period or the OFF period so that the feedback signal input from the error amplifier 113 becomes zero.

ＰＷＭ方式では、オン期間にＦＥＴ２１１がオンになり、負荷２５ｂに印加される負荷電圧がセンス抵抗２２５および２２６によって分圧され、エラー・アンプ１１３へセンス電圧が入力される。オフ期間にはＦＥＴ２１１がオフになり、センス抵抗２２５および２２６には電流は流れないので、そこで電力が消費されることはない。ＰＦＭ方式では、オン期間にＦＥＴ２１１がオフになり、オフ期間にＦＥＴ２１１がオンになる。 In the PWM method, the FET 211 is turned on during the on period, the load voltage applied to the load 25 b is divided by the sense resistors 225 and 226, and the sense voltage is input to the error amplifier 113. During the off period, the FET 211 is turned off, and no current flows through the sense resistors 225 and 226, so that no power is consumed there. In the PFM method, the FET 211 is turned off during the on period, and the FET 211 is turned on during the off period.

つまり、電圧制御型のＤＣ−ＤＣコンバータにおいてもオン期間またはオフ期間のうちで出力電圧を検出する必要のない期間は、ＦＥＴ２１１をオフにして、センス抵抗２２５および２２６に電流が流れないようにすれば、そこで電力が無駄に消費されないようにすることができる。電圧制御型のＤＣ−ＤＣコンバータでは、出力電圧を検出してＦＥＴドライバ１０９にフィードバック信号を送ることでオン期間の終期またはオフ期間の終期を制御することを除けば、図３〜図６に示した電流制御型のＤＣ−ＤＣコンバータ２３についての動作の説明を参照して理解できるので、回路の詳細な説明は省略する。 That is, even in the voltage-controlled DC-DC converter, the FET 211 is turned off so that no current flows through the sense resistors 225 and 226 during the period in which the output voltage does not need to be detected during the on period or the off period. For example, power can be prevented from being wasted. The voltage control type DC-DC converter is shown in FIGS. 3 to 6 except that the end of the on period or the end of the off period is controlled by detecting the output voltage and sending a feedback signal to the FET driver 109. The detailed description of the circuit will be omitted because it can be understood with reference to the description of the operation of the current-controlled DC-DC converter 23.

これまで、ステップ・ダウン型のＤＣ−ＤＣコンバータを例にして説明してきたが、本発明はステップ・アップ型のＤＣ−ＤＣコンバータに適用することもできる。液晶ディスプレイが大きくなると、そのバックライトとして使用される白色ＬＥＤが直列接続される個数が多くなる。したがって、それらの白色ＬＥＤに電力を供給するには、より高い電圧が必要である。ノートＰＣのＤＣ電源から供給される電圧は約８〜２０Ｖ前後であるが、たとえば定格電圧が約３Ｖの白色ＬＥＤを８個直列に接続して駆動するには、約２４Ｖの電圧が必要である。このような場合、ステップ・アップ型のＤＣ−ＤＣコンバータを採用することによって、ノートＰＣでもより多くの白色ＬＥＤを直列に接続したバックライトを採用することができる。 Up to now, the step-down type DC-DC converter has been described as an example, but the present invention can also be applied to a step-up type DC-DC converter. As the liquid crystal display becomes larger, the number of white LEDs used as the backlight connected in series increases. Therefore, higher voltages are required to supply power to those white LEDs. The voltage supplied from the DC power supply of the notebook PC is about 8 to 20 V. For example, in order to drive eight white LEDs having a rated voltage of about 3 V connected in series, a voltage of about 24 V is required. . In such a case, by adopting a step-up type DC-DC converter, it is possible to adopt a backlight in which more white LEDs are connected in series even in a notebook PC.

ステップ・アップ型ＤＣ−ＤＣコンバータには、ステップ・ダウンＤＣ−ＤＣコンバータのように、センス抵抗に流れる電流をセンス電圧として検出してオン期間またはオフ期間の終期を決定して出力電流または出力電圧を設定された値に維持するような動作をするものが存在する。そのようなステップ・アップ型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいても、オン期間またはオフ期間のうち出力のフィードバック信号でその終期を決定する必要がない期間にセンス抵抗に電流を流さないことで、センス抵抗が無駄な電力を消費しないようにすることができる。 In the step-up type DC-DC converter, as in the step-down DC-DC converter, the current flowing through the sense resistor is detected as a sense voltage and the end of the on period or the off period is determined to output current or output voltage. There are those that operate to maintain a set value. Even in such a step-up type DC-DC converter, the sense resistor is wasted by not passing a current through the sense resistor during the on-period or the off-period during which it is not necessary to determine the end by the output feedback signal. Power consumption can be avoided.

前述のように、従来のＤＣ−ＤＣコンバータ４２３で、白色ＬＥＤの定格電圧を約３Ｖ、センス抵抗１１５の両端の電圧を約０．３３Ｖ、ＦＥＴ１０１およびＦＥＴ１０３のスイッチングのデューティ比を５０％とすると、ＤＣ−ＤＣコンバータ４２３から出力された電力のうち約５％はセンス抵抗１１５によって無駄に消費されることになる。しかし本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ２３では、従来は無駄に消費されていた約５％の電力を、センス抵抗１１５を流れる電流をバイパスすることによって消費されないようにしている。本発明のために新しく追加するデバイスはＦＥＴ１１１だけであり、しかもＦＥＴ１１１はＦＥＴ１０１またはＦＥＴ１０３と同じタイミングで駆動されるので、ＦＥＴドライバ１０９は従来のものとほぼ同一でよい。 As described above, in the conventional DC-DC converter 423, when the rated voltage of the white LED is about 3 V, the voltage across the sense resistor 115 is about 0.33 V, and the switching duty ratio of the FET 101 and the FET 103 is 50%, About 5% of the power output from the DC-DC converter 423 is wasted by the sense resistor 115. However, in the DC-DC converter 23 of the present invention, about 5% of power that has been wasted in the past is prevented from being consumed by bypassing the current flowing through the sense resistor 115. The only device newly added for the present invention is the FET 111, and the FET 111 is driven at the same timing as the FET 101 or the FET 103. Therefore, the FET driver 109 may be almost the same as the conventional one.

つまり、本発明の実施によってＦＥＴの駆動にかかる消費電力の増加はごく僅かである。したがって、センス抵抗１１５で無駄に消費されていた約５％の電力がほぼそのまま、従来のＤＣ−ＤＣコンバータ４２３と比べて本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ２３で節電できる量となる。なお、所定の周期をスキップしながらセンス抵抗に電流を流して出力電流の制御を行う方法を採用すれば、センス抵抗で消費される電力をさらに低減することができる。 That is, the increase in power consumption for driving the FET by the implementation of the present invention is negligible. Therefore, about 5% of the power consumed by the sense resistor 115 is almost as it is, which is an amount that can be saved by the DC-DC converter 23 of the present invention as compared with the conventional DC-DC converter 423. If a method of controlling the output current by passing a current through the sense resistor while skipping a predetermined period, the power consumed by the sense resistor can be further reduced.

本発明は、出力電流または出力電圧をセンス抵抗のセンス電圧として検出してフィードバック信号を生成することによって、オン期間またはオフ期間の終期を決定するＤＣ−ＤＣコンバータで、フィードバック信号に基づく制御が行われない期間が存在しているものに対して適用できる。フィードバック値に基づく制御が行われない期間にはセンス抵抗に電流を流さないようにするという本発明の原則を理解していれば、当業者はさらに多くの種類のＤＣ−ＤＣコンバータに対して本発明を適用することができるであろう。 The present invention is a DC-DC converter that determines the end of an on period or an off period by detecting an output current or an output voltage as a sense voltage of a sense resistor to generate a feedback signal, and performs control based on the feedback signal. It can be applied to those for which there is a period of time that does not exist. Those skilled in the art will be able to use the present invention for many types of DC-DC converters if they understand the principle of the present invention to prevent current from flowing through the sense resistor during periods when control based on feedback values is not performed. The invention could be applied.

その用途も白色ＬＥＤ用光源に限定されず、ＤＣ−ＤＣコンバータを有する電子機器に対して幅広く適用可能である。また、使用される素子も、たとえばＦＥＴをパワー・トランジスタもしくはファスト・リカバリ・ダイオードなどに適宜置換することも可能である。 The application is not limited to the light source for white LED, and can be widely applied to electronic devices having a DC-DC converter. In addition, for the elements to be used, for example, the FET can be appropriately replaced with a power transistor or a fast recovery diode.

これまで本発明について図面に示した特定の実施の形態をもって説明してきたが、本発明は図面に示した実施の形態に限定されるものではなく、本発明の効果を奏する限り、これまで知られたいかなる構成であっても採用することができることは言うまでもないことである。 Although the present invention has been described with the specific embodiments shown in the drawings, the present invention is not limited to the embodiments shown in the drawings, and is known so far as long as the effects of the present invention are achieved. It goes without saying that any configuration can be adopted.

ＤＣ−ＤＣコンバータを有する電子機器において利用可能である。 It can be used in an electronic device having a DC-DC converter.

本発明の実施の形態にかかるノートＰＣの外形図である。1 is an external view of a notebook PC according to an embodiment of the present invention. 本発明の実施の形態にかかるノートＰＣの電源系統の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the power supply system of the notebook PC concerning embodiment of this invention. 本発明の実施の形態にかかる電流制御型のバックライト用ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示すブロック図である。1 is a block diagram showing a configuration of a current-controlled backlight DC-DC converter according to an embodiment of the present invention. FIG. ＤＣ−ＤＣコンバータがＰＦＭ方式で動作する場合の、図３の回路中の各々のＦＥＴのオン／オフのタイミング、および負荷電流の変化を示す図である。FIG. 4 is a diagram showing ON / OFF timing of each FET in the circuit of FIG. 3 and a change in load current when the DC-DC converter operates in the PFM method. ＤＣ−ＤＣコンバータがＰＷＭ方式で動作する場合の、図３の回路中の各々のＦＥＴのオン／オフのタイミング、および負荷電流の変化を示す図である。FIG. 4 is a diagram showing ON / OFF timing of each FET in the circuit of FIG. 3 and a change in load current when the DC-DC converter operates in a PWM system. 図３の回路中の各々のＦＥＴのオン／オフのタイミングの別のパターン、および電流の変化を示す図である。FIG. 4 is a diagram showing another pattern of ON / OFF timing of each FET in the circuit of FIG. 3 and a change in current. 本発明の実施の形態にかかる電圧制御型のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the voltage control type DC-DC converter concerning embodiment of this invention. 従来のバックライト用ＤＣ−ＤＣコンバータおよびバックライトの構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the conventional DC-DC converter for backlight, and a backlight.

Explanation of symbols

１０…ノートＰＣ
１１…液晶ディスプレイ
２１…ＤＣ電源
２３、２２３、４２３…ＤＣ−ＤＣコンバータ
２５、２２５…バックライト
２５ｂ…負荷
１０５…インダクタ
１０７…キャパシタ
１０９、３０９…ＦＥＴドライバ
１１３、２１３…エラー・アンプ
１１５、２１５、２１６…センス抵抗
１１７…接地 10 ... Notebook PC
DESCRIPTION OF SYMBOLS 11 ... Liquid crystal display 21 ... DC power supply 23, 223, 423 ... DC-DC converter 25, 225 ... Backlight 25b ... Load 105 ... Inductor 107 ... Capacitor 109, 309 ... FET driver 113, 213 ... Error amplifier 115, 215, 216: Sense resistor 117: Ground

Claims

A current-controlled DC-DC converter that converts an input voltage and supplies a load current to a load;
A main switch that passes the input voltage during an on period and blocks the input voltage during an off period;
A sense resistor that generates a sense voltage when the load current flows;
A feedback circuit that detects the sense voltage and outputs a result of comparison with a reference voltage;
A bypass circuit for bypassing the current flowing through the sense resistor;
The bypass circuit is configured to control the operation of the main switch by determining the end of one of the on period and the off period based on the output of the feedback circuit and to bypass the load current in the other period. DC-DC converter which has a control circuit which controls operation of.

An inductor for storing energy during the ON period;
The DC-DC converter according to claim 1, further comprising: a commutation circuit that supplies energy accumulated in the inductor during the off period to the load.

The DC-DC converter according to claim 1, wherein the control circuit ends the ON period when the sense voltage exceeds a predetermined value.

2. The DC-DC converter according to claim 1, wherein the control circuit ends the off period when the sense voltage falls below a predetermined value.

The DC-DC converter according to claim 1, wherein the load is a light emitting diode.

2. The DC-DC converter according to claim 1, wherein the control circuit controls the operation of the bypass circuit so that the load current flows through the sense resistor at predetermined cycle intervals.

2. The DC-DC converter according to claim 1, wherein the control circuit controls the operation of the main switch by a pulse width modulation method.

2. The DC-DC converter according to claim 1, wherein the control circuit controls the operation of the main switch by a pulse frequency modulation method.

A voltage-controlled DC-DC converter that converts an input voltage and supplies a load voltage to a load,
A main switch that passes the input voltage during an on period and blocks the input voltage during an off period;
A sense resistor that generates a sense voltage when the load voltage is applied;
A feedback circuit that detects the sense voltage and outputs a result of comparison with a reference voltage;
A power saving circuit for blocking a current flowing through the sense resistor;
The end of either the on period or the off period is determined by the output of the feedback circuit to control the operation of the main switch, and the current flowing through the sense resistor is blocked during the other period. A DC-DC converter having a control circuit for controlling the operation of the power saving circuit;

A DC-DC converter that converts an input voltage supplied to a primary side and supplies an output voltage to a secondary side,
A main switch that converts the input voltage into the output voltage by determining whether the end of either the on period or the off period is determined according to the output and turning on and off;
A sense resistor connected to the secondary side of the main switch;
A power saving circuit for limiting a current flowing through the sense resistor;
A control circuit that controls the operation of the power saving circuit so as to limit the current flowing through the sense resistor during a period in which the end period of the on period or the off period does not need to be determined based on the output voltage. DC converter.

A DC voltage source;
Display,
A light emitting diode used for the backlight of the display;
A DC-DC converter for supplying power to the light emitting diode;
The DC-DC converter
A main switch that passes the input voltage during an on period and blocks the input voltage during an off period;
A sense resistor that generates a sense voltage when the load current flows;
A feedback circuit that detects the sense voltage and outputs a result of comparison with a reference voltage;
A bypass circuit for bypassing the current flowing through the sense resistor;
The bypass circuit is configured to control the operation of the main switch by determining the end of one of the on period and the off period based on the output of the feedback circuit and to bypass the load current in the other period. And an electronic device having a control circuit for controlling the operation of the electronic device.

The electronic apparatus according to claim 11, wherein the DC-DC converter is a step-up type that generates an output voltage higher than an input voltage.

A method of reducing power consumption in a DC-DC converter that feeds back a sense voltage detected by a sense resistor and controls a main switch by a pulse width modulation method,
Passing a current through the sense resistor during a period when the main switch is on;
Turning off the main switch when a current flowing through the sense resistor exceeds a predetermined value;
Limiting the current flowing through the sense resistor during a period when the main switch is off;
A method for reducing power consumption.

14. The method of reducing power consumption according to claim 13, wherein the step of passing a current through the sense resistor is executed every time the main switch is turned on a predetermined number of times.

A method of reducing power consumption in a DC-DC converter that feeds back a sense voltage detected by a sense resistor and controls a main switch by a frequency modulation method,
Turning off the main switch and passing a current through the sense resistor;
Turning on the main switch when the current flowing through the sense resistor drops below a predetermined value;
And a step of limiting a current flowing through the sense resistor during a period when the main switch is on.