JP2008172761A - Variable inductance type resonance circuit and broadcasting receiving using the same - Google Patents
Variable inductance type resonance circuit and broadcasting receiving using the same Download PDFInfo
- Publication number
- JP2008172761A JP2008172761A JP2007280945A JP2007280945A JP2008172761A JP 2008172761 A JP2008172761 A JP 2008172761A JP 2007280945 A JP2007280945 A JP 2007280945A JP 2007280945 A JP2007280945 A JP 2007280945A JP 2008172761 A JP2008172761 A JP 2008172761A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- variable
- amplifier
- resonance circuit
- inductance type
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Abstract
Description
本発明は、放送用受信機で、小型、高感度、高選択度を実現させるために障害になっていた要素技術で、低電圧で広範囲に可変できるLC共振回路とそれを用いた放送用受信機に関するものである。 The present invention is an elemental technology that has been an obstacle to realizing small size, high sensitivity, and high selectivity in a broadcast receiver, and an LC resonance circuit that can be varied over a wide range at a low voltage, and broadcast reception using the LC resonance circuit. Related to the machine.
車載用AM放送受信機で最も障害になっていたものは、車載用アンテナ特有の条件の為に、受信機のアンテナ入力段に受信周波数に応じて可変する同調回路を設けることが出来ないことであった。 The most hindrance of the in-vehicle AM broadcast receiver is that it is not possible to provide a tuning circuit that can be varied according to the reception frequency at the antenna input stage of the receiver due to the conditions specific to the in-vehicle antenna. there were.
さらに、LWからSW帯をカバーする広帯域放送用受信機においては、アンテナ入力段ばかりでなく、RF段にも同調回路も設けることが出来ないことであった。 Further, in a broadband broadcast receiver covering the LW to SW band, it is impossible to provide a tuning circuit in the RF stage as well as the antenna input stage.
従来の技術では、LC共振回路は固定インダクタンスと可変容量ダイオードで構成されていた。可変容量ダイオードの容量可変範囲は0〜8Vの電圧で500pFから25pFの20倍の範囲であり、これを周波数可変範囲に換算すると約4.5倍になる。この変化率であれば少なくてもAM受信機の周波数である522KHzから1,710KHzには十分に対応できるものであった。 In the prior art, the LC resonance circuit is composed of a fixed inductance and a variable capacitance diode. The variable capacitance range of the variable capacitance diode is a voltage of 0 to 8 V and a range of 20 times from 500 pF to 25 pF, which is about 4.5 times when converted into a frequency variable range. With this rate of change, the AM receiver frequency of 522 KHz to 1,710 KHz can be sufficiently accommodated at least.
しかし、車載用アンテナは受信周波数の波長に比べて極めて短いエレメントである為に高インピーダンスであり、それを1mの同軸ケーブルを介して受信機に接続される仕様になっていることから図1の等価回路になる。 However, since the in-vehicle antenna is an element that is extremely short compared to the wavelength of the reception frequency, it has a high impedance, and is designed to be connected to the receiver via a 1 m coaxial cable. It becomes an equivalent circuit.
図1において、1はアンテナ起電力、2はアンテナ信号源抵抗として75Ω、3はアンテナ容量15pF、4はケーブル容量65pFである。ラジオ受信機と車載用ラジオアンテナとの互換性を持たせる為に、国内外の業界で取り決められた規格である。 In FIG. 1, 1 is an antenna electromotive force, 2 is 75Ω as an antenna signal source resistance, 3 is an antenna capacitance of 15 pF, and 4 is a cable capacitance of 65 pF. It is a standard that has been agreed in the domestic and foreign industries to provide compatibility between radio receivers and in-vehicle radio antennas.
これは、受信機のフロントエンドの同調回路から見ると、アンテナ容量15pFとケーブル容量65pFの合計80pFが付加していることになり、等価的に可変容量の範囲は105pFから580pFになって、20倍からわずか5倍の範囲に減ることになる。 This means that a total of 80 pF of the
これを周波数の可変範囲に換算すると実質的に約2.3倍に圧縮されてしまい、アンテナ段の同調回路はAM受信機の周波数にも対応出来なかった。 When this is converted into a variable frequency range, it is substantially compressed by about 2.3 times, and the tuning circuit of the antenna stage cannot cope with the frequency of the AM receiver.
この問題を解決する為に、図2に示すように複数のコイルを設け、受信周波数に応じてこれらのコイルを切り替え、周波数可変範囲を広げる方法を用いていた。 In order to solve this problem, a method of providing a plurality of coils as shown in FIG. 2, switching these coils according to the reception frequency, and expanding the frequency variable range has been used.
図2において、1と2はコイル、3は可変容量ダイオード、4はスイッチ、5はスイッチの制御信号、6はバッファー抵抗、7はPLLシンセサイザーからの周波数制御電圧である。 In FIG. 2, 1 and 2 are coils, 3 is a variable capacitance diode, 4 is a switch, 5 is a switch control signal, 6 is a buffer resistor, and 7 is a frequency control voltage from a PLL synthesizer.
コイル切替え方式は、例えばフロントエンドに3個の同調回路を有し、局部信号発生器に1個の発振回路を有していて、それぞれ2個のコイルを切換えながら周波数対応するとすれば、合計で8個も必要であり、必然的に大型化してしまった。 For example, if the coil switching method has three tuning circuits in the front end and one oscillation circuit in the local signal generator, and each frequency is changed while switching two coils, Eight were needed, and the size was inevitably increased.
しかし、車にカセット、CD、MD、カーナビゲーションなど様々なオプションが搭載される時代になると、受信機も小型化を要求され、コイル切り替え方式は時代に合わない方法として実用化されなくなってきた。 However, in the era when various options such as cassettes, CDs, MDs, and car navigations are installed in the car, the receiver is also required to be downsized, and the coil switching method has not been put into practical use as a method that does not match the times.
その結果、受信機にとって最も基本的なことであるアンテナ段の同調回路を放棄し、アンテナからの受信信号をただ単に高インピーダンスRFアンプで受けるという形にならざるを得なかった。その結果、受信機にとって最も重要な性能である高感度で、高い妨害波除去能力を犠牲にしていた。 As a result, the tuning circuit of the antenna stage, which is the most basic for the receiver, was abandoned, and the received signal from the antenna was simply received by a high impedance RF amplifier. As a result, it has sacrificed high sensitivity and high ability to remove interference, which is the most important performance for the receiver.
従来の典型的な車載用AM放送受信機のフロントエンドを図3に示す。1は図1に示す車載用アンテナの等価回路、2はRFアンプ、3と4は同調回路、5はRFミキサー、6は局部信号発生器、7は中間周波数信号出力、8はPLLシンセサイザーから供給される可変容量ダイオードの同調電圧、9は固定チョークコイルで、アンテナ容量15pFとケーブル容量65pFの合計80pFとでおよそ300KHz付近に共振点を有し、高圧送電線から受ける50、60Hzの電源ハムを減衰させる目的で挿入されている。 FIG. 3 shows a front end of a conventional typical in-vehicle AM broadcast receiver. 1 is an equivalent circuit of the vehicle-mounted antenna shown in FIG. 1, 2 is an RF amplifier, 3 and 4 are tuning circuits, 5 is an RF mixer, 6 is a local signal generator, 7 is an intermediate frequency signal output, and 8 is supplied from a
このように、従来の車載用AM放送受信機では周波数可変型同調回路はRFアンプの後段にはあるが、前段には全く無い。従ってアンテナ段は、図4に示すように、妨害波に対して全く無防備な特性となっており、これが重大な欠点になっている。 As described above, in the conventional in-vehicle AM broadcast receiver, the variable frequency tuning circuit is provided at the rear stage of the RF amplifier, but is not provided at all at the front stage. Therefore, as shown in FIG. 4, the antenna stage has completely unprotected characteristics against the interference wave, which is a serious drawback.
アンテナ段に受信周波数に応じて可変する同調回路が無い為に起きる損失は、15pFと65pFの容量分割によって失われる14.5dBの損失の他に、同調回路のQによって得られる通常の利得に対し、合計で20dB以上もの大きな値になる。 The loss caused by the absence of a tuning circuit that varies depending on the reception frequency in the antenna stage is in addition to the loss of 14.5 dB that is lost due to the capacitance division of 15 pF and 65 pF, in addition to the normal gain obtained by the Q of the tuning circuit. The total value is as large as 20 dB or more.
アンテナ段での高い妨害波除去能力を持つことを放棄した従来の受信機は、強い妨害波が存在するとRFアンプの過負荷による混信を起こす。それを避ける為にAGC回路でアンテナ段を強く減衰し、その結果希望波も同時に減衰するといういわゆる感度抑圧を起こす受信機になっていた。 A conventional receiver that abandons having a high ability to eliminate interference at the antenna stage causes interference due to overloading of the RF amplifier when a strong interference is present. In order to avoid this, the AGC circuit strongly attenuates the antenna stage, and as a result, the receiver has a so-called sensitivity suppression in which the desired wave is also attenuated simultaneously.
また、近年欧州向けの車載用放送受信機は、MW帯のAM放送だけではなくLW帯からSW帯までの広帯域放送受信が主流になってきている。 In recent years, in-vehicle broadcast receivers for Europe have become mainstream not only for MW band AM broadcasting but also for broadband broadcast reception from the LW band to the SW band.
しかし、LW帯からSW帯までの広帯域放送受信機は受信周波数範囲が150KHzから22MHzまであり、周波数比で150倍近くあるので、これを可変容量比で換算すると2万倍以上になり、とても可変容量ダイオードで同調回路及び発振回路を実現することは不可能であった。 However, wideband broadcast receivers from the LW band to the SW band have a reception frequency range from 150 KHz to 22 MHz, and the frequency ratio is nearly 150 times, so when converted to a variable capacity ratio, this is more than 20,000 times and is very variable. It is impossible to realize a tuning circuit and an oscillation circuit with a capacitive diode.
従って、LW帯からSW帯までの広帯域放送受信機ではアンテナ段のみならずRF段にも同調回路を設けることが出来ない放送受信機になっていた。 Therefore, the broadband broadcast receiver from the LW band to the SW band is a broadcast receiver in which a tuning circuit cannot be provided not only in the antenna stage but also in the RF stage.
本発明は、アンテナ段やRF段に高選択度を持った同調回路を有し、高感度で高い妨害波除去能力を持った放送用受信機を実現する手段を提供し、従来の受信機が持つ欠点を解決するものである。 The present invention provides a means for realizing a broadcasting receiver having a tuning circuit having high selectivity in the antenna stage and the RF stage, and having high sensitivity and high interference wave elimination capability. It solves the shortcomings.
請求項1記載の発明は、電子的に利得を可変できる増幅器とコイル及びコンデンサーを組み合わせ、増幅器の電圧利得を+1未満の範囲で可変することにより、低電圧で広帯域に可変可能なインダクタンス可変型共振回路を提供することにある。 The invention according to
請求項2記載の発明は、前記請求項1記載のインダクタンス可変型共振回路を放送用受信機のフロントエンドに利用して高感度で高い妨害波除去能力を有する受信機を実現する手段を提供することにある。 According to a second aspect of the present invention, there is provided means for realizing a receiver having a high sensitivity and a high interference wave removing capability by using the variable inductance type resonance circuit according to the first aspect of the present invention for a front end of a broadcast receiver. There is.
請求項1記載のインダクタンス可変型共振回路について、その原理を図5に示す回路図で説明する。 The principle of the variable inductance type resonance circuit according to
図5において、1はインダクタンスがLのコイル、2はキャパシタンスがCのコンデンサー、3は入力インピーダンスが十分に高く、出力インピーダンスが十分に低い、且つ電子的に電圧利得Gが+1未満の範囲で可変できる増幅器、4はPLLシンセサイザーからの周波数制御信号である。 In FIG. 5, 1 is a coil having an inductance L, 2 is a capacitor having a capacitance C, 3 is a sufficiently high input impedance, sufficiently low output impedance, and electronically variable within a range where the voltage gain G is less than +1. A
ここで、増幅器の入力インピーダンスは無限大で、出力インピーダンスは零とすれば、図5の回路は図6の回路と等価になる。本発明の基本となるインダクタンス可変型共振回路の原理を図5及び図6に基づいて説明する。 If the input impedance of the amplifier is infinite and the output impedance is zero, the circuit in FIG. 5 is equivalent to the circuit in FIG. The principle of the variable inductance type resonance circuit as the basis of the present invention will be described with reference to FIGS.
コンデンサーCに流れる電流は
従って、並列共振回路のアドミタンスは次式で表される。
数式3から明らかなように、図6に示す回路は図7と等価な並列共振回路であることが証明される。図7において、1はインダクタンスが数式4に示されるL′のコイルで、2は図5の2と同じキャパシタンスのコンデンサーである。 As is clear from
また、外部負荷又は利得可変アンプの入力インピーダンスが有限である場合の等価回路を図8に示す。実際はこの場合になる。図8において、1はインダクタンスがL′のコイル、2はキャパシタンスがCのコンデンサー、3は抵抗値がRの抵抗である。 FIG. 8 shows an equivalent circuit when the input impedance of the external load or variable gain amplifier is finite. This is actually the case. In FIG. 8, 1 is a coil having an inductance L ', 2 is a capacitor having a capacitance C, and 3 is a resistor having a resistance value R.
固定インダクタンスLと固定キャパシタンスCで共振する角周波数をω0とすれば、インダクタンス可変型共振回路の共振角周波数ωrは
請求項1記載のインダクタンス可変型共振回路は、増幅器を含む帰還回路を形成する。帰還回路は帰還路の位相対振幅特性が不適切であれば不安定で発振する。しかし、本発明のインダクタンス可変型共振回路は安定な帰還回路であることを、ナイキストの判定法で証明する。 The variable inductance type resonance circuit according to claim 1 forms a feedback circuit including an amplifier. The feedback circuit is unstable and oscillates if the phase vs. amplitude characteristic of the feedback path is inappropriate. However, it is proved by the Nyquist determination method that the variable inductance type resonance circuit of the present invention is a stable feedback circuit.
図9において、1はインダクタンスがLのコイル、2はキャパシタンスがCのコンデンサー、3は抵抗値がRの負荷抵抗、4は利得Gが+1未満の利得可変増幅器である。帰還路の伝達関数β及びループ利得G・βは次式で表される。
これは極めて重要な発見で、請求項1記載のインダクタンス可変型共振回路が、帰還利得が+1を越えるにもかかわらず安定な系であることが証明された。 This is a very important finding, and it has been proved that the variable inductance type resonance circuit according to
しかも、このインダクタンス可変型共振回路は、低電圧でも広帯域に周波数を可変することが可能である。これを、
0≦G<+1
の範囲で増幅器の利得を容易に可変できる図11の実施例を使って説明する。Moreover, this variable inductance type resonance circuit can vary the frequency over a wide band even at a low voltage. this,
0 ≦ G <+1
This will be described with reference to the embodiment of FIG.
図11において、1はインダクタンスがLのコイル、2はキャパシタンスがCのコンデンサー、3は入力インピーダンスが十分に高く、出力インピーダンスが十分に低く、利得を0から+1未満の範囲で可変できる増幅器、30は31のトランジスターと組み合わせて利得が+1の前置増幅器、32は33のトランジスターと組み合わせて利得が+1の後置増幅器、34、35及び36は定電流源、37及び38はカレントミラー回路、39及び40は差動回路、41は定電圧源、42及び43は増幅器3の最大利得を決める抵抗、44は後置増幅器のベース電流による直流オフセットを補償する抵抗、45は増幅器3の利得制御信号入力端子である。 In FIG. 11, 1 is a coil having an inductance L, 2 is a capacitor having a capacitance C, 3 is an amplifier whose input impedance is sufficiently high, output impedance is sufficiently low, and gain can be varied within a range from 0 to less than +1. Is a preamplifier with a gain of +1 combined with 31 transistors, 32 is a postamplifier with a gain of +1 combined with 33 transistors, 34, 35 and 36 are constant current sources, 37 and 38 are current mirror circuits, 39 And 40 are differential circuits, 41 is a constant voltage source, 42 and 43 are resistors that determine the maximum gain of the
図11において、トランジスターの電流増幅率は十分大きく、抵抗42、43は同じ抵抗値Rであるとすれば、端子45に入力される制御信号により増幅器の利得を0から+1まで可変することができ、共振周波数をω0から無限小の角周波数まで可変できることを以下に数式で証明する。In FIG. 11, if the current amplification factor of the transistor is sufficiently large and the
前置増幅器30の+端子の信号はトランジスター31のエミッターに現れるから、42と43の抵抗値をRとすれば、31のトランジスターのコレクターに流れる信号電流は
この信号電流はカレントミラー回路37を経て差動回路39によってi1とi2に分流する。即ち
従ってi1をi0で表すと
これを計算したものを図12に示す。この計算範囲では
さらに範囲を広げて
これは非常に注目すべきことで、本発明のインダクタンス可変型共振回路は、低電圧でも従来の可変容量ダイオードを利用した共振回路より可変範囲がはるかに広く取れること発見したものである。 This is very remarkable, and the variable inductance type resonance circuit of the present invention has been found to have a much wider variable range than a conventional resonance circuit using a variable capacitance diode even at a low voltage.
また本発明は、これを利用すれば、今まで同調回路を設けることが出来なかったLW帯からSW帯に至る広帯域放送受信機にも同調回路を設けることが可能で、高感度で妨害波除去能力を有する放送用受信機を実現することが出来ることを発見したものである。 In addition, if this is utilized, the present invention can also provide a tuning circuit for a broadband broadcast receiver from the LW band to the SW band, which has not been able to provide a tuning circuit until now. It was discovered that a broadcasting receiver having the capability can be realized.
また、同調回路はフルタップ又は二次結合を要求されることがある。図13にフルタップ結合、図14に二次結合の実施例を示す。インダクタンス可変型共振器は利得可変増幅器の後置増幅器の出力からバイアス電圧を供給することが可能であるから、そのままトランジスターのコレクターに接続することができる。 Also, the tuning circuit may be required for full tap or secondary coupling. FIG. 13 shows an example of full tap coupling, and FIG. 14 shows an example of secondary coupling. Since the variable inductance resonator can supply a bias voltage from the output of the post-amplifier of the variable gain amplifier, it can be directly connected to the collector of the transistor.
インダクタンス可変型共振回路に使用する利得可変増幅器については、その入力インピーダンスがコンデンサーのインピーダンスと比べて十分に高くない場合は、抵抗がコンデンサーと並列に接続された状態と等価になり、また出力インピーダンスがコイルのインピーダンスに比べて十分に低くない場合は、コイルと直列に抵抗が接続された状態と等価になり、共振回路の無負荷Qがダンプされて感度向上、妨害波除去能力向上の障害になる。従って負帰還増幅器などを用いることが望ましい。 For a variable gain amplifier used in a variable inductance type resonant circuit, if the input impedance is not sufficiently high compared to the impedance of the capacitor, the resistance is equivalent to the state connected in parallel with the capacitor, and the output impedance is If it is not sufficiently low compared to the impedance of the coil, it is equivalent to a state in which a resistor is connected in series with the coil, and the no-load Q of the resonance circuit is dumped, which hinders improvement in sensitivity and interference wave removal capability. . Therefore, it is desirable to use a negative feedback amplifier or the like.
この共振回路に使用する利得可変増幅器の直線性が悪い場合、過負荷受信入力があると同調回路で変調歪を発生する。従って、直線性の良い利得可変増幅器を使うことが必要である。図11に示す実施例では、演算増幅器を含めた帰還型の利得可変回路を使用しているので直線性に優れている。 When the linearity of the variable gain amplifier used in this resonant circuit is poor, modulation distortion occurs in the tuning circuit if there is an overload reception input. Therefore, it is necessary to use a variable gain amplifier with good linearity. In the embodiment shown in FIG. 11, since a feedback gain variable circuit including an operational amplifier is used, the linearity is excellent.
請求項1記載のインダクタンス可変型共振回路を発振回路に利用した実施例を図15に示す。図15において、1は図11の実施例に示す請求項1記載のインダクタンス可変型共振回路、2は差動増幅器である。 FIG. 15 shows an embodiment in which the variable inductance type resonance circuit according to
また、利得可変増幅器の前置増幅器はAGC利得制御付きRFアンプとしても兼用出来る利点がある。図16にその実施例を示す。1はコイル、2はコンデンサー、3は図11に示すものと同じ利得可変増幅器、30は利得制御信号入力端子、4はAGC利得制御付RFアンプ、40はトランジスター、41はAGC信号によって利得制御を行う差動回路、42はAGC利得制御電圧の入力端子、43はコレクター出力端子である。 Further, the preamplifier of the variable gain amplifier has an advantage that it can also be used as an RF amplifier with AGC gain control. FIG. 16 shows an embodiment thereof. 1 is a coil, 2 is a capacitor, 3 is the same gain variable amplifier as shown in FIG. 11, 30 is a gain control signal input terminal, 4 is an RF amplifier with AGC gain control, 40 is a transistor, and 41 is gain controlled by an AGC signal A differential circuit to be performed, 42 is an input terminal for AGC gain control voltage, and 43 is a collector output terminal.
さらに利得可変増幅器の前置増幅器は、RFミキサーとして兼用することが出来る利点がある。図17にその実施例を示す。1はコイル、2はコンデンサー、3は図11に示すものと同じ利得可変増幅器、30は利得制御信号入力端子、4はRFミキサー、40はトランジスター、41は局部発生信号によってスイッチング動作する差動回路、42はIF同調回路、43はIF出力端子である。 Further, the preamplifier of the variable gain amplifier has an advantage that it can also be used as an RF mixer. FIG. 17 shows an embodiment thereof. 1 is a coil, 2 is a capacitor, 3 is the same gain variable amplifier as shown in FIG. 11, 30 is a gain control signal input terminal, 4 is an RF mixer, 40 is a transistor, and 41 is a differential circuit that performs switching operation by a locally generated signal , 42 is an IF tuning circuit, and 43 is an IF output terminal.
図16及び図17の実施例においては、トランジスター40が前置増幅器の出力に並列接続される為、抵抗値はR/2となる。 In the embodiment of FIGS. 16 and 17, since the
請求項2記載の放送用受信機は、請求項1記載のインダクタンス可変型共振回路をフロントエンドの同調回路及び局部信号発生器の発振回路に利用したもので、従来の放送用受信機の持つ欠点を根本的に解決出来るものである。 The broadcast receiver according to
図18は従来の車載用AM放送受信機を示す図で、1は図1に示すものと同じアンテナ等価回路、3はRFアンプ、4、6は可変容量ダイオードを用いた同調回路、7はRFミキサー、8は中間周波数のセラミックフィルター、9はIFアンプ、10は検波器、11はオーディオアンプ、12はスピーカー、13はAGC用制御信号発生器、14はAGC信号、15は局部信号発生器、16はPLLシンセサイザー、17は基準信号を発生する水晶発振器、18はフロントエンドの同調回路及び局部信号発生器の発振回路に用いる可変容量ダイオードの制御電圧、19は高圧送電線の電源ハムを減衰させるチョークコイルである。 FIG. 18 is a diagram showing a conventional in-vehicle AM broadcast receiver, wherein 1 is the same antenna equivalent circuit as shown in FIG. 1, 3 is an RF amplifier, 4 and 6 are tuning circuits using variable capacitance diodes, and 7 is RF. Mixer, 8 is an intermediate frequency ceramic filter, 9 is an IF amplifier, 10 is a detector, 11 is an audio amplifier, 12 is a speaker, 13 is an AGC control signal generator, 14 is an AGC signal, 15 is a local signal generator, 16 is a PLL synthesizer, 17 is a crystal oscillator that generates a reference signal, 18 is a control voltage of a variable capacitance diode used in a front end tuning circuit and an oscillation circuit of a local signal generator, and 19 is a power supply ham for a high-voltage transmission line. It is a choke coil.
従来の車載用AM受信機ではRF段に同調回路を設けることは出来るが、アンテナ段には周波数可変型同調回路を設けることは出来ない。 In a conventional in-vehicle AM receiver, a tuning circuit can be provided in the RF stage, but a frequency variable tuning circuit cannot be provided in the antenna stage.
図19は従来のLW帯からSW帯までの広帯域放送用受信機を示す図で、1は図1に示すものと同じアンテナ等価回路、3はRFアンプ、4はLPF、5は第一中間周波数に変換するRFミキサー、6は第一中間周波数の水晶フィルター、7は第二中間周波数に変換するRFミキサー、8は第二中間周波数のセラミックフィルター、9はIFアンプ、10は検波器、11はオーディオアンプ、12はスピーカー、13はAGC用制御信号発生器、14はAGC信号、15は第一局部信号発生器、16はPLLシンセサイザー、17は基準信号を発生する水晶発振器、19は高圧送電線の電源ハムを減衰させるチョークコイル、20第二局部信号発生器である。 FIG. 19 is a diagram showing a conventional wideband broadcast receiver from the LW band to the SW band. 1 is the same antenna equivalent circuit as shown in FIG. 1, 3 is an RF amplifier, 4 is an LPF, and 5 is a first intermediate frequency. RF mixer for converting to 1, crystal filter for first intermediate frequency, 7 RF mixer for converting to second intermediate frequency, 8 for ceramic filter for second intermediate frequency, 9 for IF amplifier, 10 for detector, 11 for Audio amplifier, 12 speaker, 13 AGC control signal generator, 14 AGC signal, 15 first local signal generator, 16 PLL synthesizer, 17 crystal oscillator generating reference signal, 19 high
通常第一中間周波数としては10.7MHzが用いられ、第二中間周波数としてはAM放送受信機と同様に450KHzが用いられるので、20の第二局部信号発生器としては10.25MHzが選ばれる。 Normally, 10.7 MHz is used as the first intermediate frequency, and 450 KHz is used as the second intermediate frequency in the same manner as in the AM broadcast receiver, so 10.25 MHz is selected as the 20 second local signal generator.
従来のLW帯からSW帯までの広帯域放送用受信機では、可変容量ダイオードに制限されて、アンテナ段のみならずRF段にも同調回路を設けることが出来なかった。 Conventional broadband broadcast receivers from the LW band to the SW band are limited to variable-capacitance diodes and cannot provide tuning circuits not only in the antenna stage but also in the RF stage.
図20は請求項2記載のLW帯からSW帯までの広帯域放送用受信機の実施例を示す図で、1は図1に示すものと同じアンテナ等価回路、2、4及び6は請求項1記載のインダクタンス可変型共振回路を用いた同調回路、3、5はRFアンプ、7はRFミキサー、8は中間周波数のセラミックフィルター、9はIFアンプ、10は検波器、11はオーディオアンプ、12はスピーカー、13はAGC用制御信号発生器、14はAGC信号、15は請求項1記載のインダクタンス可変型共振回路を用いた局部信号発生器、16はPLLシンセサイザー、17は基準信号を発生する水晶発振器、18はフロントエンドの同調回路及び局部信号発生器の発振回路に用いる利得可変増幅器の制御電圧である。 FIG. 20 is a diagram showing an embodiment of a receiver for broadband broadcasting from the LW band to the SW band according to
本実施例では、請求項1記載のインダクタンス可変型共振回路を利用することによってアンテナ段やRF段にも同調回路を設けることが可能である。 In this embodiment, it is possible to provide a tuning circuit in the antenna stage and the RF stage by using the variable inductance type resonance circuit according to the first aspect.
昔の機械式μ同調方式時代には、アンテナ段に同調回路を設けることが出来たので受信機の感度は良好であった。しかし、可変容量ダイオードによる電子同調方式に変わった時からアンテナ段に同調回路を設けることが出来なくなり、受信機の感度は劣化せざるを得なかった。 In the old mechanical μ tuning era, a tuning circuit could be provided in the antenna stage, so the receiver sensitivity was good. However, since the tuning circuit cannot be provided in the antenna stage since the electronic tuning system using the variable capacitance diode is changed, the sensitivity of the receiver has to be deteriorated.
請求項1記載のインダクタンス可変型共振回路はこの問題を解決し、再びアンテナ段に同調回路を設けることが出来るので、全ての周波数で約20dB以上の感度向上が期待できる。 The variable inductance type resonance circuit according to the first aspect solves this problem, and a tuning circuit can be provided again in the antenna stage. Therefore, an improvement in sensitivity of about 20 dB or more can be expected at all frequencies.
アンテナ入力段に同調回路を持つことにより希望波と非希望波を分離でき、アンテナ段の過負荷による混信を避けることが出来る。さらに、従来必要であった図3における9の高圧送電線の電源ハムを減衰させるチョークコイルも不要になる。 By having a tuning circuit in the antenna input stage, it is possible to separate the desired wave and the undesired wave and avoid interference due to overloading of the antenna stage. Further, the choke coil for attenuating the power supply hum of the high-
従来のコンデンサーのキャパシタンスを可変する並列共振を利用した同調回路は、バンド幅が、周波数の高い範囲では広くなり、低い範囲では狭くなるという周波数特性を持つ欠点があったが、請求項1記載のインダクタンス可変型共振回路を利用した同調回路は、バンド幅が一定で変化するという長所を持っている。以下にそれを数式で証明する。 2. A conventional tuning circuit using parallel resonance that varies the capacitance of a capacitor has a drawback that the bandwidth is wide in a high frequency range and narrow in a low frequency range. A tuning circuit using a variable inductance type resonance circuit has the advantage that the bandwidth changes at a constant value. This is proved by mathematical formulas.
図8において、同調回路の良さをQ、−3dBの角周波数バンド幅をBW、同調角周波数をωTとすると
数式20で示すように、従来の可変キャパシタンスと固定インダクタンスを組み合わせた並列共振の同調回路ではバンド幅は同調角周波数の二乗に比例して大きく変化するが、請求項1記載のインダクタンス可変型共振回路を用いた同調回路はC、Rで固定され、バンド幅が同調角周波数に無関係に一定となる。 As shown in
これは放送用受信機にとって極めて重要な要素である。何故ならば、どの放送周波数を受信しても妨害波排除能力は変わらないからである。 This is a very important factor for broadcast receivers. This is because the ability to reject interference does not change regardless of the broadcast frequency received.
世界の大都市におけるAM放送の周波数配置と送信電力の関係を見ると、放送周波数が低い放送局は送信電力が大きく、放送周波数が高い放送局は送信電力が小さい。 Looking at the relationship between AM broadcast frequency allocation and transmission power in major cities around the world, broadcast stations with low broadcast frequencies have high transmission power, and broadcast stations with high broadcast frequencies have low transmission power.
ところが、従来のコンデンサー可変型の同調回路のバンド幅は高い周波数帯で広くなるので、高い周波数の放送波を受信する場合、低い周波数の大電力送信局の放送波を十分に排除出来ない。 However, since the bandwidth of the conventional capacitor variable tuning circuit is widened in a high frequency band, when receiving a high frequency broadcast wave, the broadcast wave of a low frequency high power transmission station cannot be sufficiently eliminated.
請求項1記載のインダクタンス可変型共振回路を用いたアンテナ段の同調回路はその点で極めて効果的に機能する。 The tuning circuit of the antenna stage using the variable inductance type resonance circuit according to
従来は、RFアンプとして直線性の良いFETを別途必要であったが、請求項1記載のインダクタンス可変型共振回路の前置増幅器を共用したAGC利得制御回路付きアンプは負帰還によって直線性に優れ、複数の強い妨害波に対して変調歪を起こし難い増幅器になっている。 Conventionally, an FET with good linearity was separately required as an RF amplifier. However, the amplifier with an AGC gain control circuit sharing the preamplifier of the variable inductance type resonance circuit according to
RFミキサーについても、請求項1記載のインダクタンス可変型共振回路の前置増幅器を共用した負帰還型RFミキサーは直線性に優れ、複数の強い妨害波に対して変調歪を起こすことは無い。 As for the RF mixer, the negative feedback type RF mixer sharing the preamplifier of the variable inductance type resonance circuit according to
請求項1記載のインダクタンス可変型共振回路を利用すれば、集積回路の中の利得可変増幅器で周波数可変型同調回路を構成することが出来るので、従来必要であった可変容量ダイオードが不要になり、RFアンプも別途FETを使う必要がなく、さらに高圧送電線の電源ハムを減衰させるチョークコイルも不要になるなど、大幅なコストダウンが期待できる。 If the variable inductance type resonance circuit according to
図11に、利得が0から+1未満まで可変できる増幅器を用いた請求項1記載のインダクタンス可変型共振回路の実施例を示す。 FIG. 11 shows an embodiment of the variable inductance type resonance circuit according to
図13に、請求項1記載のインダクタンス可変型共振回路を用いた同調回路のフルタップ結合の実施例を示す。 FIG. 13 shows an embodiment of full-tap coupling of a tuning circuit using the variable inductance type resonance circuit according to
図14に、請求項1記載のインダクタンス可変型共振回路を用いた同調回路の二次結合の実施例を示す。 FIG. 14 shows an embodiment of secondary coupling of a tuning circuit using the variable inductance type resonance circuit according to
図15に、請求項1記載のインダクタンス可変型共振回路を用いた局部信号発生器の発振回路の実施例を示す。 FIG. 15 shows an embodiment of an oscillation circuit of a local signal generator using the variable inductance type resonance circuit according to
図20に、請求項2記載の放送用受信機の実施例を示す。 FIG. 20 shows an embodiment of the broadcast receiver according to
本発明は、特に車載用放送受信機に利用可能性が極めて高いもので、従来の受信機が持つアンテナ段の欠点を根本的に解決するものである。 The present invention has extremely high applicability particularly to an in-vehicle broadcast receiver and fundamentally solves the drawbacks of the antenna stage of a conventional receiver.
また、家庭用及び携帯用放送受信機においても本発明は利用可能なものである。 The present invention can also be used in home and portable broadcast receivers.
Claims (2)
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2007280945A JP2008172761A (en) | 2006-12-12 | 2007-10-02 | Variable inductance type resonance circuit and broadcasting receiving using the same |
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2006357164 | 2006-12-12 | ||
JP2007280945A JP2008172761A (en) | 2006-12-12 | 2007-10-02 | Variable inductance type resonance circuit and broadcasting receiving using the same |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2008172761A true JP2008172761A (en) | 2008-07-24 |
Family
ID=39700380
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2007280945A Pending JP2008172761A (en) | 2006-12-12 | 2007-10-02 | Variable inductance type resonance circuit and broadcasting receiving using the same |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2008172761A (en) |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS53133536U (en) * | 1977-03-29 | 1978-10-23 | ||
JPH08130440A (en) * | 1994-10-28 | 1996-05-21 | Takeshi Ikeda | Electronic inductor |
-
2007
- 2007-10-02 JP JP2007280945A patent/JP2008172761A/en active Pending
Patent Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS53133536U (en) * | 1977-03-29 | 1978-10-23 | ||
JPH08130440A (en) * | 1994-10-28 | 1996-05-21 | Takeshi Ikeda | Electronic inductor |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
KR100433073B1 (en) | Rf filter arrangement with image trap | |
KR19980024842A (en) | Integrated image removal mixer | |
JP2002141751A (en) | Mixer circuit with output stage for integrated circuit packaging | |
JPH09307365A (en) | Amplifier and portable telephone set using the amplifier | |
JP4705041B2 (en) | Mixer with feedback | |
JP2011097160A (en) | High-frequency amplifier, and radio communication apparatus | |
JP3877825B2 (en) | Multimode wireless phone | |
US20070207754A1 (en) | Variable inductance LC resonant circuit and radio receiver using the same | |
JP4498620B2 (en) | Amplifier circuit | |
JP2006005848A (en) | Power amplifier and high frequency communication device | |
JPH09121130A (en) | High frequency electronic circuit | |
JP5174632B2 (en) | Television broadcast receiver circuit | |
JP2732736B2 (en) | Parasitic signal suppression circuit of ultra high frequency oscillator | |
JP2008172761A (en) | Variable inductance type resonance circuit and broadcasting receiving using the same | |
WO2004040755A1 (en) | Filter circuit and radio device | |
EP1124329A2 (en) | Television tuner input circuit | |
US6671505B1 (en) | Frequency converter | |
JP2003229791A (en) | Equalizer | |
JP2006197056A (en) | High frequency amplifying circuit and radio transmitter using same | |
JP3653495B2 (en) | Circuit arrangements for adapting amplifiers to high-frequency cables and use of the above circuit arrangements | |
JP2007142712A (en) | High frequency apparatus | |
JP2911683B2 (en) | FM / AM receiving circuit | |
KR100380723B1 (en) | Digital satellite receiver with capability of improving receiving sensitivity in low field area | |
JP2009225411A (en) | Broadcast receiver | |
JPH07283692A (en) | Electronic tuning circuit of am receiver |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Effective date: 20100622 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 |
|
A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20101130 |