JP2008147928A

JP2008147928A - Antenna matching system

Info

Publication number: JP2008147928A
Application number: JP2006331942A
Authority: JP
Inventors: Hisashi Miwa; 寿三輪; Hideji Araki; 秀司荒木
Original assignee: SANPA KOGYO KK
Current assignee: SANPA KOGYO KK
Priority date: 2006-12-08
Filing date: 2006-12-08
Publication date: 2008-06-26

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To improve antenna radiation efficiency by speedily constituting an optimal matching circuit. <P>SOLUTION: A matching unit 3 is connected in the middle between a shortwave transmitter receiver 1 and an antenna 2, and the matching unit 3 is provided with detectors 31, 32, and 33 for a traveling wave/a reflected wave, load resistance, and a phase, and variation portions 34, 35, and 36 for parallel inductance, series inductance, and parallel capacitance, respectively, which are connected to a CPU 37 to obtain states of optimal matching with the antenna for both transmission and reception. <P>COPYRIGHT: (C)2008,JPO&INPIT

Description

本発明は、短波送受信システムにおけるアンテナ整合方式に関する。 The present invention relates to an antenna matching method in a shortwave transmission / reception system.

従来の短波送受信システムにおけるアンテナ整合方式においては、アンテナ整合用のインダクタンス（以下Ｌと略記することがある）、キャパシタンス（同じく以下Ｃと略記することがある）は固定素子を選択してＬ、Ｃ回路を構成していたためハードウエアも大型になり重量も重く、かりにＬ、Ｃ値を変化させて整合を図る場合には周波数チャネルを切り替える都度進行波／反射波監視用のメータによりＬ、Ｃ値を設定していたので、最適な整合回路を構成することが困難であり、アンテナ放射効率も悪くかつＬ、Ｃ値設定に長時間を要するため、選択周波数によって時々刻々回線品質が変化するような遠距離データ通信では、最適周波数チャネル変更が現実問題として困難であった。 In an antenna matching system in a conventional shortwave transmission / reception system, an antenna matching inductance (hereinafter sometimes abbreviated as L) and capacitance (also abbreviated as C hereinafter) are selected by selecting a fixed element. Since the circuit is configured, the hardware becomes large and heavy, and when the L and C values are changed to achieve matching, the L and C values are measured by a traveling wave / reflected wave monitoring meter each time the frequency channel is switched. Therefore, it is difficult to configure an optimum matching circuit, the antenna radiation efficiency is poor, and it takes a long time to set the L and C values, so that the line quality changes every moment depending on the selected frequency. In the long-distance data communication, the optimum frequency channel change is difficult as a real problem.

本発明は、最適な整合回路を迅速に構成してアンテナ放射効率を改善し、最適周波数による短波回線の高品質なデータ通信を実現することを目的とする。 An object of the present invention is to quickly configure an optimum matching circuit to improve antenna radiation efficiency, and to realize high-quality data communication on a shortwave line at an optimum frequency.

本発明は、短波送受信機とアンテナとの中間に整合器を接続してなる短波送受信システムにおけるアンテナ整合方式において、前記整合器内に進行波／反射波、負荷抵抗、位相の各検出部ならびに並列インダクタンス、直列インダクタンス、並列キャパシタンスの各可変部を設けて前記各検出部ならびに各可変部をそれぞれＣＰＵに接続し、前記各検出部の出力により各可変部におけるインダクタンス、キャパシタンスを繰り返し変化させて送受信機からアンテナをみたＶＳＷＲ（電圧定在波比）を規格設定値以下に収束させ、送信、受信ともに最適なアンテナ整合状態を実現できるようにしたことを特徴とする短波送受信システムにおけるアンテナ整合方式である。 The present invention relates to an antenna matching system in a short-wave transmission / reception system in which a matching unit is connected between a short-wave transmission / reception unit and an antenna, and a traveling wave / reflected wave, load resistance, phase detection unit and a parallel unit are included in the matching unit. Inductors, series inductances, and parallel capacitance variable units are provided, and the detection units and variable units are connected to the CPU, and the inductances and capacitances in the variable units are repeatedly changed according to the outputs of the detection units. This is an antenna matching method in a shortwave transmission / reception system characterized in that the VSWR (voltage standing wave ratio) seen from the antenna is converged below the standard set value so that an optimal antenna matching state can be realized for both transmission and reception. .

本発明によれば、迅速に、かつ容易に最適周波数チャネルを変更でき、送信時にはアンテナからの放射効率が大きく改善され、受信時には送信時に設定された整合回路を効率よく使用してアンテナのＶＳＷＲを容易に規格設定値以下とするなど、データ通信の品質を大きく向上させることができるという、すぐれた効果を奏する。 According to the present invention, the optimum frequency channel can be changed quickly and easily, the radiation efficiency from the antenna is greatly improved at the time of transmission, and the VSWR of the antenna is efficiently used at the time of reception by efficiently using the matching circuit set at the time of transmission. There is an excellent effect that the quality of data communication can be greatly improved, such as being easily set to a standard setting value or less.

アンテナの長さは一般に使用する波長の１／４以上が必要とされているが、長波、中波帯では波長が数百ｍ以上であり、アンテナの高さを１／４波長とすることは現実的でない。そこでアンテナを共振させるために回路にインダクタンスＬを挿入して共振周波数を１／４波長よりも低いものとしている。
一方、短波帯の場合は、波長が数十ｍ以下となるので、アンテナの長さを波長の１／２あるいは１／４とすることは一応可能である。 The length of the antenna is generally required to be 1/4 or more of the wavelength to be used. However, in the long wave and medium wave bands, the wavelength is several hundred meters or more, and the height of the antenna should be 1/4 wavelength. Not realistic. Therefore, in order to resonate the antenna, an inductance L is inserted into the circuit so that the resonance frequency is lower than ¼ wavelength.
On the other hand, in the case of a short wave band, since the wavelength is several tens of meters or less, it is possible to make the length of the antenna 1/2 or 1/4 of the wavelength.

本発明では上記の短波帯を使用する送受信機において、アンテナがいかなる条件下においても送信時にはその出力が効率よくアンテナに共振して出力し、受信時にはアンテナからの入力を受信部に効率よく入力するようにすることを目的としている。
アンテナ導線の中央から給電する形式のアンテナをタブレットアンテナといい、特に図７に示すようにアンテナの長さが選択した波長λの１／２のものを「半波長ダイポールアンテナ」という。半波長ダイポールアンテナは通常の短波通信で一般的に使用される。このアンテナは図７にみられるように一対のλ／４長さの導線を一直線に並べ、中央の端部Ａ、Ｂ（給電点という）に給電線を接続して給電するもので、２本の導線の中央端部における間隔は平行な給線の間隔と同じにする。 In the present invention, in the transmitter / receiver using the above-described short wave band, the output of the antenna efficiently resonates and outputs to the antenna at the time of transmission under any condition, and the input from the antenna is efficiently input to the receiver at the time of reception. The purpose is to do so.
An antenna that is fed from the center of the antenna conductor is called a tablet antenna. In particular, as shown in FIG. 7, the antenna having a length ½ of the selected wavelength λ is called a “half-wave dipole antenna”. Half-wave dipole antennas are commonly used in normal shortwave communications. As shown in FIG. 7, this antenna has a pair of λ / 4-length conductors arranged in a straight line, and feeds power by connecting a feed line to center ends A and B (referred to as feed points). The spacing at the central end of the lead wires is the same as the spacing between the parallel feed lines.

半波長ダイポールアンテナにおいてアンテナからもっとも効率よく電波が発射されるときは、電圧、電流ともに正弦波の定常流で、位相差は90度（π／４）である。また、給電点Ａ、Ｂからアンテナを見たインピーダンスが給電点インピーダンスである。給電点では電圧がゼロになる筈であるが、アンテナの放射抵抗があるためゼロとはならず、最小値を示す。半波長ダイポールアンテナの給電点インピーダンスは通常実数部と虚数部とからなり、およそ（７３＋ｊ４３）Ωである。ここでｊで表わした項はインピーダンスのリアクタンス分を表わす符号であり、＋ｊとなっているのでインダクタンス分を示しているが、もし−ｊとなっていればキャパシタンス分を意味する。 When radio waves are emitted from an antenna most efficiently in a half-wave dipole antenna, both voltage and current are sinusoidal steady flows, and the phase difference is 90 degrees (π / 4). The impedance when the antenna is viewed from the feeding points A and B is the feeding point impedance. Although the voltage should be zero at the feed point, it does not become zero because of the radiation resistance of the antenna, and shows a minimum value. The feeding point impedance of the half-wave dipole antenna is generally composed of a real part and an imaginary part, and is approximately (73 + j43) Ω. Here, the term represented by j is a code representing the reactance of the impedance, and is + j, so it represents the inductance, but if it is −j, it represents the capacitance.

短波用のアンテナとしては図８に示すように半波長ダイポールアンテナの一端から給電する方法もある。このときの給電点インピーダンスは、２Ｚ₀ ²／Ｚとなる。ここにＺ₀はアンテナ導線の特性インピーダンスであって、波長λと線直径ｄとにより決定され、Ｚは半波長ダイポールアンテナの放射インピーダンスであって、（１００＋j６３）Ωである。 As a short wave antenna, there is a method of feeding power from one end of a half-wave dipole antenna as shown in FIG. The feeding point impedance at this time is 2Z ₀ ² / Z. Here, Z ₀ is the characteristic impedance of the antenna conductor, which is determined by the wavelength λ and the wire diameter d, and Z is the radiation impedance of the half-wave dipole antenna, which is (100 + j63) Ω.

短波用のアンテナとしてはこれら図７、図８に示すものが基本であるが、変形としてコニカルアンテナ、インバーテッドコーンアンテナ、指向性を持たせてアンテナ利得を上げたログペリアンテナなどがある。
いずれの場合でも短波用のアンテナの給電点インピーダンスは実数部と虚数部とからなり、Ｒ＋ｊωＬ、またはＲ−ｊωＣ（ω＝２πｆ、Ｌはインダクタンス、Ｃはキャパシタンス）となる。本発明は上記のあらゆる短波用のアンテナに適用できる。 7 and FIG. 8 are basic antennas for short waves, but there are a conical antenna, an inverted cone antenna, a log-peri antenna with increased directivity to increase the antenna gain, and the like.
In any case, the feeding point impedance of the short-wave antenna consists of a real part and an imaginary part, and becomes R + jωL or R−jωC (ω = 2πf, L is an inductance, and C is a capacitance). The present invention can be applied to any of the above short-wave antennas.

給電点インピーダンスをベクトル図で表わすと図９のようになる。ＯＺ₁は虚数部がインダクタンス分のとき、ＯＺ₂は虚数部がキャパシタンス分のときのインピーダンスで、前記したように送信機からの出力がアンテナに最も効率よく共振してアンテナからの放射電力が限りなく100％に近づくのはθ₁＝θ₂≒０のときであり、送受信機からアンテナ側を見たときに実効抵抗Ｒに限りなく等しいときである。 The feed point impedance is represented by a vector diagram as shown in FIG. OZ ₁ is the impedance when the imaginary part is the inductance, and OZ ₂ is the impedance when the imaginary part is the capacitance. As described above, the output from the transmitter resonates most efficiently with the antenna and the radiated power from the antenna is limited. However, it approaches 100% when θ ₁ = θ ₂ ≈0, and when the antenna side is viewed from the transmitter / receiver, it is equal to the effective resistance R as much as possible.

上記のように送受信機からアンテナに最大電力が供給できるようにするためには、図１０に示すように送受信機１とアンテナ２との間に整合器３を接続する。
この整合器３を使って送受信機１側からアンテナ２側を見たインピーダンスを限りなく図９のベクトル図において実効抵抗Ｒに近づけるため、整合器の内部は通常Ｌ、Ｃの直列、あるいは並列回路の組み合わせで構成される。 In order to allow the maximum power to be supplied from the transceiver to the antenna as described above, the matching unit 3 is connected between the transceiver 1 and the antenna 2 as shown in FIG.
Since the impedance of the matching device 3 viewed from the transceiver 1 side to the antenna 2 side is as close as possible to the effective resistance R in the vector diagram of FIG. 9, the inside of the matching device is usually a series of L and C or a parallel circuit. Consists of

短波通信においては、選択周波数により、たとえば周波数チャネルをｆ₁からｆ₂に変えたときに、整合条件におけるＬ、Ｃの値が大きく変化する。特に選択周波数が高い方に変わる場合にＬ、Ｃの変化が大きい。
したがって短波帯の中で近接周波数、例えばｆ₁≒ｆ₂≒ｆ₃の間で送受信を行う場合には整合回路は固定回路で構成できるが、ｆ₁、ｆ₂、ｆ₃が短波帯の中で大きく離れている場合には、その選択したチャネル周波数によって、追って説明するようにＬ、Ｃを可変としてその値を周波数に応じて適宜変更することが必要となる。 In shortwave communication, when the frequency channel is changed from f ₁ to f ₂ depending on the selected frequency, the values of L and C in the matching condition change greatly. In particular, when the selected frequency changes to a higher one, changes in L and C are large.
Therefore, when transmission / reception is performed in the short-wave band between adjacent frequencies, for example, f ₁ ≈f ₂ ≈f ₃ , the matching circuit can be configured by a fixed circuit, but f ₁ , f ₂ , and f ₃ are in the short-wave band. If the distance is far away, it is necessary to make L and C variable according to the selected channel frequency and to change the value appropriately according to the frequency.

公知の事実として知られているように、アンテナ整合の理論は下記のとおりである。
図１１は図１０の構成図に対応する回路図である。この図において、送信時に送受信機１の信号源Ｖ_gから整合器３を経てアンテナ２(負荷)Ｚ_Lに最大の電力を供給するための整合条件は次のようになる。
図１１で整合回路を流れる電流Ｉは、
Ｉ＝Ｖ_g／（Ｚ_t＋Ｚ₁）・・・・・・・・（１）
である。ここで信号源、すなわち送受信機Ｖ_gの内部インピーダンスＺ_tは、
Ｚ_t＝Ｒ_t＋ｊＸ_t ・・・・・・・（２）
とする。 As known as a known fact, the theory of antenna matching is as follows.
FIG. 11 is a circuit diagram corresponding to the configuration diagram of FIG. In this figure, the matching conditions for supplying maximum power from the signal source V _g of the transceiver 1 to the antenna 2 (load) Z _L via the matching unit 3 at the time of transmission are as follows.
The current I flowing through the matching circuit in FIG.
I = V _g / (Z _t + Z ₁ ) (1)
It is. Here, the internal impedance Z _t of the signal source, that is, the transceiver V _g is
Z _t = R _t + jX _t (2)
And

図１１の整合回路の(a)、(b)点から負荷側を見たインピーダンスを
Ｚ₁＝Ｒ₁＋ｊＸ₁ ・・・・・・・（３）
で表わせば、整合回路側に供給される平均電力Ｐ_Lは、
Ｐ_L＝１／２｜Ｉ｜²Ｒe（Ｚ₁）
＝１／２｜Ｖ_g／（Ｚ_t＋Ｚ₁）｜²・Ｒ₁
＝１／２｜Ｖ_g｜²・Ｒ₁／（（Ｒ_t＋Ｒ₁）²＋（Ｘ_t＋Ｘ₁）²）・・・（４）
である。（４）式でＲe（Ｚ₁）は（３）式における実数部を表わす。 The impedance when the load side is viewed from the points (a) and (b) of the matching circuit in FIG. 11 is expressed as Z ₁ = R ₁ + jX ₁ (3)
The average power P _L supplied to the matching circuit side is
P _L = 1/2 | I | ² Re (Z ₁ )
= 1/2 | V _g / (Z _t + Z ₁ ) | ² · R ₁
= 1/2 | V _g | ² · R ₁ / ((R _t + R ₁ ) ² + (X _t + X ₁ ) ² ) (4)
It is. In the equation (4), Re (Z ₁ ) represents the real part in the equation (3).

アンテナに供給される電力Ｐ_Lが最大になる条件のＲ₁およびＸ₁は、
∂Ｐ_L／∂Ｒ₁＝１／２｜Ｖ_g｜²・（（Ｒ_t＋Ｒ₁）²＋（Ｘ_t＋Ｘ₁）²−２（Ｒ_t＋Ｒ₁）Ｒ₁）／（（Ｒ_t＋Ｒ₁）²＋（Ｘ_t＋Ｘ₁）²）²
＝０・・・・・・・（５）
より
Ｒ₁＝Ｒ_t ・・・・・・・・・・・・・（６）
Ｘ₁＝−Ｘ_t ・・・・・・・・・・（７）
により、
Ｚ₁＝Ｚ_t ・・・・・・・・・・（８）
となり、両者は共役複素数の関係である。 R ₁ and X _{1 under the} condition that the power P _L supplied to the antenna is maximized are:
_{_{∂P L / ∂R 1 = 1/}} 2 | V g | 2 · ((R t + R 1) 2 + (X t + X 1) 2 -2 (R t + R 1) R 1) / ((R t + R _{^{_{1) 2 + (X t +}}} X 1) 2) 2
= 0 (5)
Than
R ₁ = R _t (6)
X ₁ = −X _t (7)
By
Z ₁ = Z _t (8)
And both have a conjugate complex number relationship.

そして、このとき整合回路側に供給される最大電力（Ｐ_L）maxは、
（Ｐ_L）max＝｜Ｖ_g｜²／８Ｒ_g＝Ｖ_ge ²／４Ｒ_g ・・・・・・・・（９）
ただしＶ_geはＶ_gの実効値で、
Ｖ_ge＝Ｖ_g／２^1/2 ・・・・・・・（１０）
である。以上の中で式（８）が整合条件を満たす基本的条件である。 At this time, the maximum power (P _L ) max supplied to the matching circuit side is
(P _L ) max = | V _g | ² / 8R _g = V _ge ² / 4R _g (9)
Where V _ge is the effective value of V _g
V _ge = V _g / 2 ^1/2 (10)
It is. In the above, Expression (8) is a basic condition that satisfies the matching condition.

前記したように整合回路はインダクタンスＬとキャパシタンスＣにより構成される。最も簡単な回路例を図１２に示す。
前記の式（８）により、
Ｚ₁＝Ｚ_t＝（（ｊωＬ＋Ｒ_L＋ｊＸ_L）・１／ｊωＣ）／（ｊωＬ＋１／ｊωＣ＋Ｒ_L＋ｊＸ_L）・・・・・・・・・（１１）
ここでＺ_L＝Ｒ_L＋ｊＸ_L、Ｘ_a＝ωＬ、Ｂ_c＝ωＣとおけば、式（１１）は式（６）〜（８）から、
Ｒ_ｔ−ｊＸ_t＝（（ｊＸ_a＋Ｒ_L＋ｊＸ_L）・１／ｊＢ_c）／（ｊＸ_a＋１／ｊＢ_c＋Ｒ_L＋ｊＸ_L）・・・・・・・・・（１２）
さらに変形して
（Ｘ_L＋Ｘ_t＋Ｘ_a−Ｂ_c（Ｒ_LＲ_t＋Ｘ_tＸ_a＋Ｘ_ｔＸ_L））＋ｊ（Ｒ_t−Ｒ_L−Ｂ_c（Ｘ_aＲ_t＋Ｘ_LＲ_t−Ｘ_tＲ_L））＝０・・・・・・・・・・・（１３）
となり、整合条件においてはこの式は各々実数部＝０、虚数部＝０の条件から、
Ｘ_L＋Ｘ_t＋Ｘ_a−Ｂ_c（Ｒ_LＲ_t＋Ｘ_tＸ_a＋Ｘ_L）＝０・・・（１４）
Ｒ_t−Ｒ_L−Ｂ_c（Ｘ_aＲ_t＋Ｘ_LＲ_t−Ｘ_tＲ_L）＝０・・・（１５）
となり、この両式と先のＸ_a＝ωＬ、Ｂ_c＝ωＣとから、
Ｂ_c＝(（Ｘ_t±（Ｒ_t／Ｒ_L（Ｒ_t ²＋Ｘ_t ²）−Ｒ_t ²）^1/2）／（Ｒ_t ²＋Ｘ_t ²）
・・・・・（１６）
Ｘ_a＝１／Ｂ_c−（Ｒ_L（１−Ｂ_cＸ_t）／Ｂ_cＲ_t−Ｘ_L ・・・・・（１７）
と求めることができる。 As described above, the matching circuit includes the inductance L and the capacitance C. The simplest circuit example is shown in FIG.
According to the above equation (8),
Z ₁ = Z _t = ((jωL + R _L + jX _L ) · 1 / jωC) / (jωL + 1 / jωC + R _L + jX _L ) (11)
If Z _L = R _L + jX _L , X _a = ωL, and B _c = ωC, then equation (11) can be derived from equations (6) to (8),
R _t −jX _t = ((jX _a + R _L + jX _L ) · 1 / jB _c ) / (jX _a + 1 / jB _c + R _L + jX _L ) (12)
Further modified, (X _L + X _t + X _a −B _c (R _L R _t + X _t X _a + X _t X _L )) + j (R _t −R _L −B _c (X _a R _t + X _L R _t −X _t R _L )) = 0 (13)
In the matching condition, this expression is obtained from the condition that the real part = 0 and the imaginary part = 0, respectively.
X _L + X _t + X _a −B _c (R _L R _t + X _t X _a + X _L ) = 0 (14)
R _t −R _L −B _c (X _a R _t + X _L R _t −X _t R _L ) = 0 (15)
From these two expressions and the previous X _a = ωL and B _c = ωC,
_{_{B c = ((X t ±}} (R t / R L (R t 2 + X t 2) -R t 2) 1/2) / (R t 2 + X t 2)
(16)
_{_{X a = 1 / B c -}} (R L (1-B c X t) / B c R t -X L ····· (17)
It can be asked.

これらの条件を満たすインダクタンスＬ、キャパシタンスＣが選択できれば、インピーダンスの整合がとれ、アンテナから最大放射電力が発射されることになる。
通常短波通信で使用される整合器においては、Ｌ、Ｃの可変にはインダクタンスＬはステッピングモータ、キャパシタンスＣは真空コンデンサまたはギヤステップによる可変コンデンサで駆動する。またアンテナに供給される電力は通常図１３に示すような電力ベクトル図で実数部に供給される電力Ｐ_fが進行波電力で、虚数部Ｐ_rが反射波電力となり、Ｐ_rは送信機内部で無効電力となって熱放射される。すなわち、送受信機に接続された整合器で、図９に示したベクトル図において虚数部を限りなくゼロにするようにＬ、Ｃ回路を設定することができれば図１３に示した電力ベクトル図θ_L≒０となり、アンテナ放射電力ＯＰは最大となる。 If an inductance L and a capacitance C satisfying these conditions can be selected, impedance matching is achieved and the maximum radiated power is emitted from the antenna.
In a matching unit normally used in shortwave communication, the inductance L is driven by a stepping motor and the capacitance C is driven by a vacuum capacitor or a variable capacitor by a gear step. Further, the power supplied to the antenna is usually a power vector diagram as shown in FIG. 13, the power P _f supplied to the real part is the traveling wave power, the imaginary part _Pr is the reflected wave power, and _Pr is inside the transmitter. It becomes a reactive power and heat is radiated. That is, if the L and C circuits can be set so that the imaginary part in the vector diagram shown in FIG. 9 can be zeroed by the matching unit connected to the transceiver, the power vector diagram θ _L shown in FIG. ≈0, and the antenna radiation power OP becomes maximum.

反射波電圧Ｖ_rと進行波電圧Ｖ_fとの比を反射係数Γとすると、
Γ＝Ｖ_r／Ｖ_f ・・・・・・・（１８）
Γ²＝Ｖ_r ²／Ｖ_f ²＝Ｐ_r／Ｐ_f ・・・・・・・（１９）
であり、Ｐ_rは図１３で示した反射波電力、Ｐ_fは進行波電力である。
ＶＳＷＲ（電圧定在波比、電圧反射係数ともいう）は次式によって定義される１より大きい数値である。 _If the ratio of the reflected wave voltage V _r to the traveling wave voltage V _f is the reflection coefficient Γ,
Γ = V _r / V _f (18)
Γ ² = V _r ² / V _f ² = P _r / P _f (19)
P _r is the reflected wave power shown in FIG. 13, and P _f is the traveling wave power.
VSWR (voltage standing wave ratio, also called voltage reflection coefficient) is a numerical value greater than 1 defined by the following equation.

VSWR＝（１＋｜Γ｜）／（１−｜Γ｜）・・・・・（２０）
これを変形すると、
Γ＝（VSWR−１）／（VSWR＋１）・・・・・・・・（２１）
となり、VSWR＝１のときΓ＝０となって、反射波電力は０である。
通常、短波帯においてアンテナから出力される電力の目安としては、
アンテナ効率＝（Ｐ_f−Ｐ_r）／Ｐ_f
＝１−｜Γ｜² ・・・（２２）
が使用される。この式からも、反射係数が小さいほどアンテナ効率はよく、VSWR＝１のとき全電力がアンテナから放射されることになる。 VSWR = (1+ | Γ |) / (1- | Γ |) (20)
If this is transformed,
Γ = (VSWR-1) / (VSWR + 1) (21)
When VSWR = 1, Γ = 0 and the reflected wave power is zero.
In general, as a measure of power output from the antenna in the short wave band,
Antenna efficiency = (P _f −P _r ) / P _f
= 1− | Γ | ² (22)
Is used. Also from this equation, the smaller the reflection coefficient, the better the antenna efficiency. When VSWR = 1, all power is radiated from the antenna.

これまでの各式を使用してVSWR、Γ、Γ²およびアンテナ効率を計算してみると表１のようになる。例えばVSWR＝3.0のとき、送信出力の25％が送信機側に反射していることがわかる。目標とするアンテナ効率を75％以上とすれば、ＶＳＷＲの規格設定値を３以下とするのがよい。 Table 1 shows the calculation of VSWR, Γ, Γ ² and antenna efficiency using the previous equations. For example, when VSWR = 3.0, it can be seen that 25% of the transmission output is reflected to the transmitter side. If the target antenna efficiency is 75% or more, the standard setting value of VSWR should be 3 or less.

つづいて本発明の実施例を説明する。
基本構成として先の図１０に示したように送受信機１とアンテナ２との中間に整合器３を接続する。整合器３は、送信時には送受信機１の出力とアンテナ２間のインピーダンス整合を取り、ＶＳＷＲを限りなく１に近づけてアンテナ効率を良好に保持する。受信時も、送信時と同条件とすることにより、アンテナ２から送受信機１を見た場合にインピーダンス整合が取れ、受信電力を効率よく受信することができる。 Next, examples of the present invention will be described.
As a basic configuration, matching unit 3 is connected between transmitter / receiver 1 and antenna 2 as shown in FIG. The matching unit 3 performs impedance matching between the output of the transceiver 1 and the antenna 2 at the time of transmission, and keeps the antenna efficiency good by bringing the VSWR as close to 1 as possible. By setting the same conditions as those at the time of transmission, impedance matching can be achieved when the transceiver 1 is viewed from the antenna 2 and reception power can be received efficiently.

以下、送信時について説明するが、送信時に整合器３のインピーダンス整合が取れていれば、受信時も同条件で受信し、アンテナ効率がよい。
図１は整合器３の機能を示すブロック図である。整合周波数範囲が大きく、かつアンテナ自身のインピーダンス特性の虚数部分が周波数によって大きく変化する場合、すなわちＶＳＷＲの変化が大きい場合は、固定定数のＬ、Ｃ回路では良好な整合が取れない。そこで選択された送信周波数によりＬ、Ｃを適正値とするため、可変Ｌ、Ｃ回路構成とする。 Hereinafter, the transmission will be described. However, if impedance matching of the matching unit 3 is achieved at the time of transmission, reception is performed under the same conditions at the time of reception, and the antenna efficiency is good.
FIG. 1 is a block diagram showing functions of the matching unit 3. When the matching frequency range is large and the imaginary part of the impedance characteristic of the antenna itself varies greatly depending on the frequency, that is, when the change in VSWR is large, good matching cannot be achieved with the fixed constant L and C circuits. Therefore, in order to set L and C to appropriate values according to the selected transmission frequency, a variable L and C circuit configuration is adopted.

図１において、送信時には左側のＲＦＩＮは送信切替スイッチＫ₁が送信部に接続され、右側のＲＦＯＵＴはスイッチＫ₂がアンテナ入力部に接続される。逆に受信時は、右側のＫ₂はそのままであるが、Ｋ₁は受信部の高周波入力部に接続される。なお、送受信機１の送信出力が例えば１ｋＷ以上の大電力の場合、周波数切替時に右側のＫ₂リレーはまずＲ（＝５０Ω）終端で作動させてＬ、Ｃ値の粗調整を行い、それからＫ₂を切り替えてアンテナに接続して微調整を行うようにする。これによって終端のパワーアンプをインピーダンス解放状態で使用することが回避され、送信部終段半導体を保護することができる。以下はアンテナ接続後の状況について説明する。 In FIG. 1, at the time of transmission, the left RF IN has the transmission switch K ₁ connected to the transmission unit, and the right RF OUT has the switch K ₂ connected to the antenna input unit. Conversely, during reception, K ₂ on the right side remains unchanged, but K ₁ is connected to the high-frequency input unit of the receiving unit. When the transmission output of the transceiver 1 is high power of 1 kW or more, for example, when switching the frequency, the right K ₂ relay is first operated at the R (= 50Ω) terminal to roughly adjust the L and C values, and then K Switch ₂ to connect to the antenna and make fine adjustments. As a result, the use of the terminal power amplifier in an impedance released state is avoided, and the transmitter final stage semiconductor can be protected. The following describes the situation after the antenna is connected.

図１において、進行波／反射波検出部３１では進行波Ｐ_fと反射波Ｐ_rを検出し、Ｐ_f／Ｐ_rの値を、負荷抵抗検出部３２はアンテナの負荷抵抗分Ｒを検出し、位相検出部３３は送受信機からアンテナ側を見た場合の位相差を直流電圧分で検出し、それぞれＣＰＵ３７に入力し記憶させる。
並列インダクタンス可変部３４、直列インダクタンス可変部３５、並列キャパシタンス可変部３６は、前記の記憶された直流電圧値から、可変インダクタンスの場合にはステッピングモータを、可変空気コンデンサの場合はギヤステップを駆動して値を決定する。真空コンデンサの場合は直接直流電圧を印加する。通常は直流電圧の大きさによりＬ、Ｃそれぞれが一義的に対応して駆動され、最適値が選択される。 In Figure 1, to detect the reflected waves P _r and the traveling wave / reflected wave detection unit 31 in the traveling wave P _f, the value of P _f / P _r, the load resistance detection unit 32 detects the load resistance component R of the antenna The phase detector 33 detects the phase difference when the antenna side is viewed from the transmitter / receiver by the DC voltage, and inputs and stores the detected phase difference in the CPU 37.
The parallel inductance variable unit 34, the series inductance variable unit 35, and the parallel capacitance variable unit 36 drive a stepping motor in the case of a variable inductance and a gear step in the case of a variable air capacitor from the stored DC voltage value. To determine the value. In the case of a vacuum capacitor, DC voltage is applied directly. Normally, L and C are uniquely driven according to the magnitude of the DC voltage, and the optimum value is selected.

図２は図１の左側半分に示した各検出部、すなわち整合器３における進行波／反射波検出部３１、負荷抵抗検出部３２、位相検出部３３の各検出部をさらに具体的に示したもの、図３は同じく図１の右側半分に示した各可変部、すなわち並列インダクタンス可変部３４、直列インダクタンス可変部３５、並列キャパシタンス可変部３６の各可変部をさらに具体的に示したものである。 FIG. 2 shows more specifically each detector shown in the left half of FIG. 1, that is, each detector of the traveling wave / reflected wave detector 31, load resistance detector 32, and phase detector 33 in the matching unit 3. FIG. 3 also shows more specifically each variable section shown in the right half of FIG. 1, that is, each variable section of the parallel inductance variable section 34, the series inductance variable section 35, and the parallel capacitance variable section 36. .

進行波／反射波検出部３１では、送信出力をトランスＴ₁₁を通して２次側トランスの対アース電圧によってＣＲ₁₁、ＣＲ₁₂で交流分を検波した際に出力される直流電圧により進行波電力Ｐ_f、反射波電力Ｐ_rが決定される。各ｒはＣＲのアノード側電圧設定用の抵抗、各ＣはＣＲの直流電圧出力を決定する設定用コンデンサ、ＶＲはＰ_f、Ｐ_rの電圧比を設定するための可変直流抵抗である。通常でもＰ_fはＰ_rよりも大きいが、最適アンテナ整合がとれた条件ではＰ_fはＰ_rよりもはるかに大きい値となる。 In the traveling wave / reflected wave detection unit 31, the traveling wave power P _{f is} generated by the DC voltage output when the transmission output is detected by the CR ₁₁ and CR _{12 using the} voltage across the secondary transformer through the transformer T _11. The reflected wave power _Pr is determined. Each r is a resistance for setting the anode voltage of the CR, each C is a setting capacitor for determining the DC voltage output of the CR, and VR is a variable DC resistance for setting the voltage ratio of P _f and _Pr . Although also P _f usually greater than P _r, P _f is the condition where the optimal antenna matching has been established will be much greater than P _r.

負荷抵抗検出部３２では、負荷抵抗Ｒを検出する。アンテナの実効負荷抵抗Ｒは通常50Ωが標準であるが、送受信機からアンテナ側を見た負荷抵抗は０〜数ｋΩまで変化する。そこでさきに示した図９のインピーダンスベクトル図において横軸Ｒ分が50Ωに近づくように、ベクトル合成の負荷抵抗Ｒを検出する。
トランスＴ₂₁とコンデンサＣ₂₁、Ｃ₂₂によって抵抗r₂₀の両端に誘起されるアンテナ負荷抵抗による高周波電圧が決定され、ＣＲにおいて検波の後、入力抵抗を介して差動アンプＡ₂₁に直流電圧が入力され、抵抗Ｒ₂₄から負荷抵抗Ｒが出力される。抵抗r₂₀の両端に誘起される電圧は、送受信機からアンテナ側を見たとき図９における実効抵抗分Ｒが大きいほど大であり、出力も大きくなる。小さい場合は限りなく０に近づき、出力も０に近い値となる。 The load resistance detector 32 detects the load resistance R. The effective load resistance R of the antenna is normally 50Ω, but the load resistance when the antenna is viewed from the transceiver varies from 0 to several kΩ. Therefore, the load resistance R of the vector composition is detected so that the horizontal axis R in the impedance vector diagram of FIG. 9 shown earlier approaches 50Ω.
RF voltage is determined by the antenna load resistance induced across the resistor r ₂₀ by the transformer T ₂₁ and the capacitor C _21, C _22, after the detection in CR, the DC voltage to the differential amplifier A ₂₁ via an input resistor The load resistance R is output from the resistance R ₂₄ . The voltage induced across the resistor r ₂₀ increases as the effective resistance R in FIG. 9 increases as the antenna side is viewed from the transceiver, and the output increases. When it is small, it approaches 0 as much as possible, and the output is also close to 0.

図４は図２における抵抗ｒ₂₄からの出力電圧を横軸にとり、縦軸を負荷抵抗Ｒとした補正図で、出力がｒ_aのときアンテナの実効抵抗ｒ_bが50Ωになるように差動アンプＡ₂₁が設定されている。
位相検出部３３では、送信機側からアンテナ側を見たとき、図９に示したインピーダンスベクトル図で横軸の抵抗分の位相θがどの値であるかを検出する。アンテナからの実効放射効率を向上させるためには、θ₁、θ₂をできるだけ０に近づけることが必要である。図２においてトランスＴ₃₁、コンデンサＣ₃₁、Ｃ₃₂は位相検出のためにチャネル切替を行う際の送信高周波出力を取り出し、各抵抗および可変抵抗で構成される抵抗分でコンデンサＣから位相変差に相当する電圧成分を取り出す。図５は位相対電圧のカーブである。これをＣＰＵ３７に記憶させておき、図２におけるインダクタンスＬ₃₁、コンデンサＣ₃₆を介して出力された位相変化分を電圧で取り出すのである。 Figure 4 is an output voltage from the resistor r ₂₄ in FIG. 2 the horizontal axis, the correction diagram the vertical axis as a load resistor R, the differential so that the output is the effective resistance r _b of the antenna when r _a becomes 50Ω Amplifier A ₂₁ is set.
When the antenna side is viewed from the transmitter side, the phase detection unit 33 detects the value of the phase θ corresponding to the resistance on the horizontal axis in the impedance vector diagram shown in FIG. In order to improve the effective radiation efficiency from the antenna, it is necessary to make θ ₁ and θ ₂ as close to 0 as possible. In FIG. 2, a transformer T ₃₁ and capacitors C ₃₁ and C ₃₂ take out a transmission high-frequency output when the channel is switched for phase detection, and change the phase difference from the capacitor C by a resistance component composed of each resistor and variable resistor. The corresponding voltage component is extracted. FIG. 5 is a phase versus voltage curve. This is stored in the CPU ₃₇ and the phase change output via the inductance L ₃₁ and the capacitor C ₃₆ in FIG. 2 is taken out as a voltage.

図５の位相検出特性によれば、横軸と縦軸の交点は位相検出値が０であるから、図９におけるインピーダンス特性ではθ₁＝θ₂＝０となり、抵抗分Ｒのみとなる。図５における＋Ｖ成分はインダクタンス、−Ｖ成分はキャパシタンスとなり、Ｖ₁₃でθ₁₃、−Ｖ₁₃で−θ₁₃の位相となる。位相検出部３３より出力される直流により、図１に示すＣＰＵ３７の内部で記憶し、図５の特性で直流電圧によって位相検出を行い、整合器のインダクタンスＬおよびキャパシタンスＣを駆動する。位相検出電圧により、前記図１、図２の回路構成で得られた直流電圧によってＬ、Ｃの変化量をＣＰＵ内部で演算し、図３に示す各駆動回路、すなわち並列インダクタンス可変部３４、直列インダクタンス可変部３５、並列キャパシタンス可変部３６のそれぞれのＬ、Ｃをステッピングモータ、可変コンデンサ、大電力の場合は耐圧の大きいコンデンサをアンテナ整合がとれるまで駆動する。なお図１のＣＰＵ３７と図３のＣＰＵ３７とは同じものである。 According to the phase detection characteristic of FIG. 5, since the phase detection value is 0 at the intersection of the horizontal axis and the vertical axis, θ ₁ = θ ₂ = 0 in the impedance characteristic in FIG. + V component in FIG. 5 is an inductance, -V component becomes capacitance, theta ₁₃ at V _13, a phase of - [theta] ₁₃ in -V _13. 1 is stored in the CPU 37 shown in FIG. 1, and phase detection is performed with a DC voltage with the characteristics shown in FIG. 5 to drive the inductance L and capacitance C of the matching unit. Based on the phase detection voltage, the amount of change in L and C is calculated inside the CPU by the DC voltage obtained in the circuit configuration of FIGS. 1 and 2, and each drive circuit shown in FIG. L and C of the inductance variable section 35 and the parallel capacitance variable section 36 are driven by a stepping motor, a variable capacitor, and, in the case of high power, a capacitor having a high withstand voltage until antenna matching is achieved. 1 and the CPU 37 in FIG. 3 are the same.

図１０、図１１では説明のため整合回路は省略して示しているが、実際の回路は少なくとも図１〜３に示すような直並列の組み合わせによる複雑な回路である。アンテナのインピーダンス特性によってその回路構成は異なり、短波帯で整合すべき周波数帯域をどの範囲で選択するかにより回路構成が異なるものとなる。Ｌ、Ｃの大きさ、重量等によって駆動するモータの規格も変わってくる。図９のインピーダンスベクトル図で限りなく実効抵抗分が50Ωに近づくまで、ＣＰＵ内部で設定されたＶＳＷＲの最終収束値は繰り返し計算される。図３における並列インダクタンス可変部３４、直列インダクタンス可変部３５、並列キャパシタンス可変部３６のそれぞれのＬ、Ｃを変化させながら演算を繰り返す。そして収束条件すなわち停止条件は図１において、Ｐ_f、Ｐ_r、Ｒ、θに相当する各出力の直流電圧すべてがＣＰＵ内部に設定された規定値以下に到達したときである。 10 and FIG. 11, the matching circuit is omitted for the sake of explanation, but the actual circuit is a complex circuit having at least a series-parallel combination as shown in FIGS. The circuit configuration differs depending on the impedance characteristics of the antenna, and the circuit configuration differs depending on the range in which the frequency band to be matched in the short wave band is selected. The standard of the motor to be driven varies depending on the size and weight of L and C. The final convergence value of the VSWR set in the CPU is repeatedly calculated until the effective resistance is as close as possible to 50Ω in the impedance vector diagram of FIG. The calculation is repeated while changing L and C of the parallel inductance variable unit 34, the series inductance variable unit 35, and the parallel capacitance variable unit 36 in FIG. In FIG. 1, the convergence condition, that is, the stop condition is when all of the DC voltages of the outputs corresponding to P _f , P _r , R, and θ have reached a specified value or less set in the CPU.

なお、同じ周波数で２回目以降の整合を行うときは、ＣＰＵ内部の学習効果により整合時間が早くなる。
図３の並列インダクタンス可変部３４に示されているＭ₄₁は可変インダクタンスＬ₄₁を駆動するための直流ステッピングモータで、ＣＰＵからのVL₁出力により駆動される。Ｌ₄₂はＬ₄₁の可変範囲を少なくするための固定インダクタンスで、Ｃ₄₁、Ｃ₄₂は高周波バイパスコンデンサである。 When matching is performed for the second and subsequent times at the same frequency, the matching time is shortened due to the learning effect inside the CPU.
M ₄₁ shown in parallel inductance varying unit 34 of FIG. 3 is a DC stepping motor for driving the variable inductance L _41, driven by the VL ₁ output from the CPU. L ₄₂ is a fixed inductance for reducing the variable range of L _{_41,} C _41, C ₄₂ is a high frequency bypass capacitor.

同じく図３の直列インダクタンス可変部３５では、Ｍ₅₁は可変インダクタンスＬ₅₂を駆動する直流ステッピングモータで、ＣＰＵからのＶＬ₂出力により駆動される。一般にＭ₄₁、Ｍ₅₁とも印加される電圧が大きければモータの可変範囲は大きくなり、それに伴ってＬ₄₁、Ｌ₅₂の可変範囲も大きくなる。
図３の並列キャパシタンス可変部３６では、送信出力が小さい場合はVLC₁の電圧により可変コンデンサに連動するモータからのギヤを使用してコンデンサＣ₆₁、Ｃ₆₂、Ｃ₆₃を駆動し、Ｌ₆₁の固定インダクタンスと並列の整合回路を構成して整合をとる。大電力の場合には前記のようにこの可変コンデンサに代えて真空コンデンサを使用する。 Similarly, in the series inductance variable unit 35 of FIG. 3, M ₅₁ is a DC stepping motor that drives the variable inductance L ₅₂ and is driven by the VL ₂ output from the CPU. Generally, if the voltage applied to both M ₄₁ and M ₅₁ is large, the variable range of the motor becomes large, and accordingly, the variable range of L ₄₁ and L ₅₂ also becomes large.
In the parallel capacitance variable unit 36 of FIG. 3, when the transmission output is small, the capacitors C ₆₁ , C ₆₂ and C ₆₃ are driven by the voltage of VLC ₁ using the gear from the motor linked to the variable capacitor, and the L ₆₁ A matching circuit is formed in parallel with the fixed inductance to achieve matching. In the case of high power, a vacuum capacitor is used instead of the variable capacitor as described above.

なお、前記Ｌ、Ｃの可変動作は最初のスタート時から図１の進行波／反射波検出部３１の直流電圧をＣＰＵ３７に取り込んで一時記憶させ、つづいて負荷抵抗検出部３２によって直流電圧をＣＰＵ３７に一時記憶させ、順次上記の検出した直流電圧の大きさにより並列インダクタンス可変部３４、直列インダクタンス可変部３５、並列キャパシタンス可変部３６のＬ、Ｃを駆動する前記作動を検出回路直流電圧によりくり返し行い、収束するまで作動させる。 In the variable operation of L and C, the DC voltage of the traveling wave / reflected wave detection unit 31 in FIG. The operation for driving L and C of the parallel inductance variable unit 34, the series inductance variable unit 35, and the parallel capacitance variable unit 36 according to the magnitude of the detected DC voltage is repeatedly performed with the detection circuit DC voltage in order. Operate until convergence.

なお、周波数に対するＬ、Ｃの値は２回目以降はＣＰＵが学習してあるので、２回目以降の同じ近辺の周波数ではＬ、Ｃの収束が早くなる。
図６は整合器を設けることにより、横軸の整合範囲の周波数に対してＶＳＷＲがどのように改善されているかを示すグラフである。曲線(1)は整合器が接続されていない場合の送受信機側から見たアンテナ側のＶＳＷＲの一例で、規定値（規格設定値）を３とすれば、この例では低い周波数帯で特にＶＳＷＲが規定値以上となっている。曲線(2)は整合器を接続した場合であり、使用する周波数帯においてＶＳＷＲを規定値以下に確保できることがわかる。 Since the CPU has learned the values of L and C with respect to the frequency after the second time, the convergence of L and C is accelerated at the same frequency in the second and subsequent times.
FIG. 6 is a graph showing how the VSWR is improved with respect to the frequency in the matching range on the horizontal axis by providing the matching unit. Curve (1) is an example of the antenna-side VSWR when viewed from the transceiver side when no matching unit is connected. If the specified value (standard setting value) is 3, in this example, the VSWR is particularly low. Is over the specified value. Curve (2) shows a case where a matching device is connected, and it can be seen that VSWR can be secured below a specified value in the frequency band to be used.

以上説明した整合器３の回路構成により、整合周波数の範囲内でＶＳＷＲを限りなく１に近づけることができ、送信時には送信出力側から整合器３を通してアンテナ側を見たインピーダンス整合が良好にとれ、受信時には受信アンテナから送受信機１の受信部側を見たインピーダンス整合がとれて受信電力を最大に入力でき、短波帯における良品質のデータ伝送が可能となる。 With the circuit configuration of the matching device 3 described above, the VSWR can be made as close to 1 as possible within the range of the matching frequency, and at the time of transmission, impedance matching can be satisfactorily seen from the transmission output side through the matching device 3 and the antenna side. At the time of reception, impedance matching can be taken from the receiving antenna when the receiving unit side of the transceiver 1 is seen, and the received power can be input to the maximum, and high-quality data transmission in the short wave band is possible.

本発明実施例の整合器の機能を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the function of the matching device of this invention Example. 図１の左半分を具体的に示した回路図である。FIG. 2 is a circuit diagram specifically showing the left half of FIG. 1. 図１の右半分を具体的に示した回路図である。It is the circuit diagram which showed the right half of FIG. 1 concretely. 実施例における抵抗からの出力電圧と負荷抵抗との関係を示すグラフである。It is a graph which shows the relationship between the output voltage from resistance in Example, and load resistance. 実施例における位相対電圧の関係を示すグラフである。It is a graph which shows the relationship of the phase versus voltage in an Example. 本発明における整合器の効果を示すグラフである。It is a graph which shows the effect of the matching device in this invention. 本発明に係わる短波用ダイポールアンテナを示す説明図である。It is explanatory drawing which shows the dipole antenna for short waves concerning this invention. 同じく本発明に係わる短波用ダイポールアンテナを示す説明図である。It is explanatory drawing which similarly shows the dipole antenna for shortwaves concerning this invention. 本発明に係わるインピーダンスベクトル図である。It is an impedance vector diagram concerning the present invention. 従来一般に行われている送受信システムの構成図である。It is a block diagram of the transmission / reception system generally performed conventionally. 図１０に対応する回路図である。FIG. 11 is a circuit diagram corresponding to FIG. 10. 図１１の整合器の部分を簡単な回路で示した回路図である。It is the circuit diagram which showed the part of the matching device of FIG. 11 with the simple circuit. 実施例においてアンテナに供給される電力のベクトル図である。It is a vector diagram of the electric power supplied to an antenna in an Example.

Explanation of symbols

１送受信機
２アンテナ
３整合器
３１進行波／反射波検出部
３２負荷抵抗検出部
３３位相検出部
３４並列インダクタンス可変部
３５直列インダクタンス可変部
３６並列キャパシタンス可変部
３７ＣＰＵ DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Transmitter / receiver 2 Antenna 3 Matching device 31 Traveling wave / reflected wave detection unit 32 Load resistance detection unit 33 Phase detection unit 34 Parallel inductance variable unit 35 Series inductance variable unit 36 Parallel capacitance variable unit 37 CPU

Claims

In the antenna matching system in a shortwave transmission / reception system in which a matching unit is connected between the shortwave transceiver and the antenna,
The matching unit is configured to connect each of the traveling wave / reflected wave, load resistance, phase detection units and parallel inductance, series inductance, and parallel capacitance variable units to the CPU,
An antenna matching method in a shortwave transmission / reception system characterized in that an optimal antenna matching state can be realized for both transmission and reception.

In the antenna matching system in a shortwave transmission / reception system in which a matching unit is connected between the shortwave transceiver and the antenna,
In each of the matching units, traveling wave / reflected wave, load resistance, phase detection units and parallel inductance, series inductance, parallel capacitance variable units are provided, and the detection units and variable units are connected to the CPU, respectively.
According to the output of each detection unit, the inductance and capacitance in each variable unit are repeatedly changed to converge the VSWR viewed from the transceiver to the standard setting value or less,
An antenna matching method in a shortwave transmission / reception system characterized in that an optimal antenna matching state can be realized for both transmission and reception.

In the antenna matching system in a shortwave transmission / reception system in which a matching unit is connected between the shortwave transceiver and the antenna,
In each of the matching devices, traveling wave / reflected wave, load resistance, phase detection units and parallel inductance, series inductance, parallel capacitance variable units are provided, and the detection units and variable units are connected to the CPU, respectively.
Each detection unit obtains the optimal output DC voltage and temporarily stores it in the CPU internal memory.
At the time of transmission, the memory output DC voltage is taken out and the inductance and capacitance of each variable unit are changed by the drive unit. The inductance and capacitance values are set by the corresponding output DC voltage, and the inductance and capacitance change again after the change. The DC output from each of the detectors is processed inside the CPU and repeatedly changed so as to obtain the optimum inductance and capacitance, and the VSWR viewed from the transceiver is converged to the standard set value to obtain the optimum antenna matching state. Realized,
An antenna matching method in a short-wave transmission / reception system characterized in that the reception power from the reception antenna can be input to the reception unit of the transceiver most efficiently with the inductance and capacitance values matched at the time of transmission.

The antenna matching method in a shortwave transmission / reception system according to claim 2 or 3, wherein the standard setting value of VSWR is 3 or less.