JP2008113520A

JP2008113520A - Motor drive system

Info

Publication number: JP2008113520A
Application number: JP2006295866A
Authority: JP
Inventors: Tadashi Umemori; 粛梅森; Makoto Tanaka; 允田仲
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 2006-10-31
Filing date: 2006-10-31
Publication date: 2008-05-15

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a motor drive system which can accumulate ample charge, regardless of the amount of regenerative energy, in a capacitor serving as a power source for motor drive. <P>SOLUTION: In the motor drive system, a heat engine controller 60 has a voltage meter 72, which measures the voltage of an ultracapacitor 84 inside a DC fixed current power unit 1 and an operation controller 74 which controls the operation of a heat engine drive DC generator 50, according to the measured voltage. The heat engine drive DC generator 50 accumulate charges in the ultracapacitor 84, by performing power generation under control by the heat engine controller 60. The voltage controller 82 inside the DC constant-current power source 1 inputs the DC voltage via the ultracapacitor 84 and controls the polarity and the magnitude of the output voltage, according to the electromotive force of a polyphase point current motor 3 so that the output current becomes a DC constant current. <P>COPYRIGHT: (C)2008,JPO&INPIT

Description

本発明は、モータを利用して電気自動車等の駆動を行うモータ駆動システムに関する。 The present invention relates to a motor drive system that drives an electric vehicle or the like using a motor.

直流モータは、インバータ制御によって駆動される。具体的には、直流モータ内の回転子の位置が検出され、インバータがその位置情報に基づいて直流モータへの通電を制御する。 The DC motor is driven by inverter control. Specifically, the position of the rotor in the DC motor is detected, and the inverter controls energization to the DC motor based on the position information.

直流モータでは、一般に、回転子の磁石材は、円筒型永久磁石により構成される。一方、当該円筒型永久磁石の１つの極性（Ｎ極又はＳ極）に対向する固定子側の巻線は、１つ（１相）である。そして、固定子側の１つの巻線が回転子側の１つの極性に対峙する形式となっている。 In a DC motor, generally, the magnet material of the rotor is constituted by a cylindrical permanent magnet. On the other hand, the stator side winding facing one polarity (N pole or S pole) of the cylindrical permanent magnet is one (one phase). Then, one winding on the stator side is opposed to one polarity on the rotor side.

このような直流モータの使用に際し、制動時に充電を行ってエネルギー効率の向上が図られる場合がある。例えば、特許文献１は、定電圧システムに基づく高速走行時の回生エネルギーを充電する充電回路、高速走行時であることを検出する回生作動検出兼比較回路等を備えるモータ駆動システムである。このモータ駆動システムでは、所定の条件を満たした場合にのみ電気二重層キャパシタに回生エネルギーが蓄えられ、又は、電気二重層キャパシタが放電する。また、特許文献２は、高速走行時の回生エネルギーをキャパシタに回収するモータ駆動システムである。
特開平６−２７６６１６号公報特開平７−１４３６１１号公報 When using such a DC motor, charging may be performed during braking to improve energy efficiency. For example, Patent Document 1 is a motor drive system including a charging circuit that charges regenerative energy during high-speed running based on a constant voltage system, a regenerative operation detection / comparison circuit that detects high-speed running, and the like. In this motor drive system, regenerative energy is stored in the electric double layer capacitor only when a predetermined condition is satisfied, or the electric double layer capacitor is discharged. Patent Document 2 is a motor drive system that collects regenerative energy during high-speed traveling in a capacitor.
JP-A-6-276616 JP-A-7-143611

ところで、回生エネルギーを回収したキャパシタをモータ駆動のための電源として用いる場合、当該モータの駆動力を適切なものとするためには、キャパシタには、回生エネルギーの多寡にかかわらず、できるだけ十分な電荷が蓄積されている必要がある。 By the way, when a capacitor from which regenerative energy has been recovered is used as a power source for driving a motor, the capacitor has sufficient charge as much as possible regardless of the amount of regenerative energy in order to make the driving force of the motor appropriate. Need to be accumulated.

そこで、本発明は、モータ駆動の電源としてのキャパシタに、回生エネルギーの多寡にかかわらず、できるだけ十分な電荷を蓄積させることが可能なモータ駆動システムを提供することを目的とする。 SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide a motor drive system capable of accumulating as much charge as possible in a capacitor as a motor drive power source regardless of the amount of regenerative energy.

本発明は、熱機関駆動直流発電機と、該熱機関駆動直流発電機を制御する制御装置と、キャパシタを内蔵する電源装置と、前記電源装置からの直流電流の方向を制御して矩形波交流電流を生成するインバータと、巻線を流れる前記インバータからの矩形波交流電流に応じた駆動及び制動を行うモータとを有するモータ駆動システムであって、前記制御装置が、前記キャパシタの電圧を測定する電圧測定手段と、前記電圧測定手段により測定された電圧に応じて前記熱機関駆動直流発電機の作動を制御する作動制御手段とを有し、前記熱機関駆動直流発電機が、前記作動制御手段による制御に応じて発電を行って、前記キャパシタに電荷を蓄積させ、前記電源装置が、前記キャパシタからの直流電圧を入力し、出力電流が直流定電流となるように前記モータの起電力に応じて出力電圧の極性及び大きさを制御する電圧制御手段を有することを特徴とする。 The present invention relates to a heat engine driven direct current generator, a control device for controlling the heat engine driven direct current generator, a power supply device incorporating a capacitor, and a rectangular wave alternating current by controlling the direction of the direct current from the power supply device. A motor drive system having an inverter that generates a current and a motor that performs driving and braking according to a rectangular wave alternating current from the inverter that flows through a winding, wherein the control device measures the voltage of the capacitor Voltage measuring means, and operation control means for controlling the operation of the heat engine driven DC generator in accordance with the voltage measured by the voltage measuring means, wherein the heat engine driven DC generator is the operation control means. The electric power is generated according to the control by the capacitor, the electric charge is accumulated in the capacitor, and the power supply device inputs the DC voltage from the capacitor so that the output current becomes a DC constant current. And having a voltage control means for controlling the polarity and magnitude of the output voltage in accordance with the electromotive force of the motor.

この構成によれば、電源装置は、モータの起電力に応じて出力電圧の極性及び大きさを制御することにより、インバータに対して一定の方向及び一定の大きさの直流定電流を供給しつつ、モータの駆動時には放電を行い、制動時には回生エネルギーによるキャパシタにおける電荷の蓄積、すなわち、充電をモータの停止時まで、換言すれば、モータの起電力がゼロになるまで行うことができ、エネルギー効率を向上させることが可能となる。また、モータは、直流電流により駆動する直流モータであるため、小型化で高いトルク効率を実現することができる。更には、キャパシタの電圧に応じて、熱機関駆動直流発電機によって発電が行われて、キャパシタに電荷が蓄積される、換言すれば、キャパシタが充電されるため、キャパシタの電圧が下がった場合には、熱機関駆動直流発電機の発電により当該キャパシタに電荷を蓄積させることが可能となり、回生エネルギーの多寡にかかわらず、キャパシタにできるだけ十分な電荷を蓄積させることが可能となる。 According to this configuration, the power supply device controls the polarity and magnitude of the output voltage according to the electromotive force of the motor, thereby supplying a constant DC current having a certain direction and a certain magnitude to the inverter. When the motor is driven, discharge is performed, and during braking, the charge is accumulated in the capacitor due to regenerative energy, that is, charging is performed until the motor is stopped, in other words, until the electromotive force of the motor becomes zero. Can be improved. Further, since the motor is a direct current motor driven by a direct current, it is possible to realize high torque efficiency with downsizing. Furthermore, in accordance with the voltage of the capacitor, power is generated by the heat engine-driven DC generator, and charges are accumulated in the capacitor. In other words, when the capacitor voltage is lowered because the capacitor is charged. Can store electric charge in the capacitor by the power generation of the heat engine-driven DC generator, and can store as much charge as possible in the capacitor regardless of the amount of regenerative energy.

また、本発明のモータ駆動システムは、前記作動制御手段が、前記電圧測定手段により測定された電圧が予め定められた所定値以下になった場合に、前記熱機関駆動直流発電機を作動させるようにしてもよい。 In the motor drive system according to the present invention, the operation control means operates the heat engine-driven DC generator when the voltage measured by the voltage measurement means is equal to or less than a predetermined value. It may be.

この構成によれば、キャパシタに蓄積される電荷を常時、所定量以上に維持することが可能となる。 According to this configuration, the charge accumulated in the capacitor can be constantly maintained at a predetermined amount or more.

また、本発明のモータ駆動システムは、前記熱機関駆動直流発電機と前記キャパシタとの間に接続され、前記キャパシタに蓄積された電荷が前記熱機関駆動直流発電機に逆流することを防止する逆流防止手段を有するようにしてもよい。 Further, the motor drive system of the present invention is connected between the heat engine-driven DC generator and the capacitor, and prevents a charge accumulated in the capacitor from flowing back to the heat engine-driven DC generator. You may make it have a prevention means.

この構成によれば、モータを駆動させるべく、キャパシタを放電させる際に、電荷が熱機関駆動直流発電機に逆流してモータの駆動力が低下することが防止される。 According to this configuration, when the capacitor is discharged in order to drive the motor, it is possible to prevent the charge from flowing backward to the heat engine-driven DC generator and reducing the driving force of the motor.

同様の観点から、本発明のモータ駆動システムは、前記逆流防止手段が、前記熱機関駆動直流発電機の側をアノードとし、前記キャパシタの側をカソードとするダイオードであるようにしてもよい。 From the same point of view, in the motor drive system of the present invention, the backflow prevention means may be a diode having the heat engine drive DC generator side as an anode and the capacitor side as a cathode.

また、本発明のモータ駆動システムは、前記キャパシタが、ウルトラキャパシタであるようにしてもよい。 In the motor drive system of the present invention, the capacitor may be an ultracapacitor.

この構成によれば、短時間でウルトラキャパシタの充電を完了させることができる。 According to this configuration, charging of the ultracapacitor can be completed in a short time.

本発明のモータ駆動システムは、キャパシタの電圧に応じて、熱機関駆動直流発電機によって発電が行われて、キャパシタに電荷が蓄積されるため、回生エネルギーの多寡にかかわらず、キャパシタにできるだけ十分な電荷を蓄積させることが可能となる。 In the motor drive system of the present invention, electric power is generated by a heat engine drive DC generator according to the voltage of the capacitor, and electric charge is accumulated in the capacitor. Charges can be accumulated.

図１は、本発明による定電流方式のモータ駆動システムを適用した電気自動車の構成を示す。図１において、電気自動車は、直流定電流電源装置１、多相定電流インバータ２、多相定電流モータ３、ディファレンシャルギヤ４、機械ブレーキ５ａ、５ｂ、熱機関駆動直流発電機５０及び熱機関制御装置６０により構成される。本発明による定電流方式のモータ駆動システムは、これらのうち、直流定電流電源装置１、多相定電流インバータ２、多相定電流モータ３、熱機関駆動直流発電機５０及び熱機関制御装置６０を中心にして構成される。機械ブレーキ５ａ、５ｂは、２つのタイヤのそれぞれに対応して設けられており、本発明によるモータ駆動システムでは、後述するように通常の運転では不要であるが、停止後のタイヤのロック、緊急時のブレーキのとしての役割を有している。なお、図１では、直流定電流電源装置１、多相定電流インバータ２及び多相定電流モータ３は、２つのタイヤに対してそれぞれ１つのみ設置されているが、２つのタイヤ毎に配置してもよい。 FIG. 1 shows a configuration of an electric vehicle to which a constant current motor driving system according to the present invention is applied. In FIG. 1, an electric vehicle includes a DC constant current power supply device 1, a multiphase constant current inverter 2, a multiphase constant current motor 3, a differential gear 4, mechanical brakes 5a and 5b, a heat engine drive DC generator 50, and a heat engine control. The device 60 is configured. The constant current motor driving system according to the present invention includes a DC constant current power supply device 1, a multiphase constant current inverter 2, a multiphase constant current motor 3, a heat engine drive DC generator 50, and a heat engine control device 60. It is composed around. The mechanical brakes 5a and 5b are provided corresponding to each of the two tires. In the motor drive system according to the present invention, although not necessary in normal operation as will be described later, the tire lock and emergency It has a role as a brake of time. In FIG. 1, only one DC constant current power supply device 1, multiphase constant current inverter 2 and multiphase constant current motor 3 are installed for each of two tires. May be.

直流定電流電源装置１は、負荷である多相定電流モータ３側の起動力の正負、大小に関係なく、一定方向に一定の大きさの直流定電流を出力するように動作する。また、直流定電流電源装置１は、負荷である多相定電流モータ３の制動時、すなわち、負荷起電力が負の場合には、負荷側からの回生電力を回収するように動作する。 The DC constant current power supply device 1 operates so as to output a constant DC constant current in a certain direction regardless of whether the starting force on the multiphase constant current motor 3 that is a load is positive or negative. Further, the DC constant current power supply device 1 operates to collect regenerative power from the load side when the multiphase constant current motor 3 as a load is braked, that is, when the load electromotive force is negative.

多相定電流インバータ２は、前段の直流定電流電源装置１からの直流定電流を入力として、後述する多相定電流モータ３の固定子巻線に流れる電流の向きを反転切換し、該固定子巻線に矩形波交流電流を流す機能を有する。この反転切換する機能を複数設けることによって、相数は任意に選択可能であり、多相定電流インバータ２は、多相の矩形波交流電流を流すことができる。 The multiphase constant current inverter 2 receives the DC constant current from the DC constant current power supply 1 in the previous stage as an input, and reverses and switches the direction of the current flowing in the stator winding of the polyphase constant current motor 3 to be described later. It has a function of flowing a rectangular wave alternating current through the child winding. By providing a plurality of inversion switching functions, the number of phases can be arbitrarily selected, and the multiphase constant current inverter 2 can flow a multiphase rectangular wave alternating current.

多相定電流モータ３は、前段の多相定電流インバータ２からの多相矩形波交流電流を受けると、内部の回転子の磁極に回転力が生じる。これまでの半導体モータは、三相正弦波電流で駆動する同期電動機、或いは誘導電動機を原形にしているが、本発明における多相定電流モータ３は、直流電動機が原形であり、多相矩形波交流電流で動作する点において全く新しいタイプのモータである。 When the multiphase constant current motor 3 receives the multiphase rectangular wave alternating current from the preceding multiphase constant current inverter 2, a rotational force is generated in the magnetic poles of the internal rotor. The conventional semiconductor motor is based on a synchronous motor or induction motor driven by a three-phase sine wave current. However, the multiphase constant current motor 3 in the present invention is a direct current motor, and is a multiphase rectangular wave. This is a completely new type of motor in that it operates with an alternating current.

本発明によるモータ駆動システムは、矩形波磁束密度と矩形波交流の相乗で生じる回転力が、正弦波磁束密度と正弦波電流による同期電動機形のモータに対して、同じ寸法で２倍の回転力が得られるとともに、小型化が可能になる。また、従来方式のモータ駆動システムでは、電源側とモータ側とが並列接続の関係にあり、制動時に生じる起電力を電源側に送り返すためには、起電力を電源電圧以上に昇圧する必要があり、低速で発生起電力が小さくなると電力回生による電源の充電が困難になる。これに対し、本発明によるモータ駆動システムは、電源側とモータ側とが直列接続の関係にあり、モータ側の起電力の大小は全く関係がなく、自然な形で電力回生が行われる。従って、回生制動が停止時まで可能であり、エネルギーの回収効率が高く、通常の運転時には機械ブレーキ５ａ、５ｂの動作を必要としない。 In the motor driving system according to the present invention, the rotational force generated by the synergistic effect of the rectangular wave magnetic flux density and the rectangular wave alternating current is twice the same rotational force as that of the synchronous motor type motor based on the sine wave magnetic flux density and the sine wave current. As well as miniaturization. In the conventional motor drive system, the power supply side and the motor side are connected in parallel, and in order to send back the electromotive force generated during braking to the power supply side, it is necessary to boost the electromotive force above the power supply voltage. When the generated electromotive force becomes small at low speed, it becomes difficult to charge the power source by power regeneration. On the other hand, in the motor drive system according to the present invention, the power source side and the motor side are connected in series, the magnitude of the electromotive force on the motor side is not related at all, and power regeneration is performed in a natural manner. Therefore, regenerative braking is possible until the stop, energy recovery efficiency is high, and the operation of the mechanical brakes 5a and 5b is not required during normal operation.

図２は、本発明による定電流方式のモータ駆動システムの基本構成のブロック図である。図２に示すモータ駆動システムは、直流定電流電源装置１、多相定電流インバータ２、多相定電流モータ３、熱機関駆動直流発電機５０及び熱機関制御装置６０を有する。これらのうち、直流定電流電源装置１は、電圧制御手段としての電圧制御装置８２と、ウルトラキャパシタ８４と、逆流防止手段としてのダイオード８６とによって構成される。また、熱機関制御装置６０は、電圧測定手段としての電圧測定部７２と、作動制御手段としての作動制御部７４とにより構成される。以下、本発明による定電流方式のモータ駆動システムの構成について詳細に説明する。 FIG. 2 is a block diagram of the basic configuration of a constant current motor driving system according to the present invention. The motor drive system shown in FIG. 2 includes a DC constant current power supply device 1, a multiphase constant current inverter 2, a multiphase constant current motor 3, a heat engine drive DC generator 50, and a heat engine control device 60. Among these, the DC constant current power supply device 1 is constituted by a voltage control device 82 as voltage control means, an ultracapacitor 84, and a diode 86 as backflow prevention means. The heat engine control device 60 includes a voltage measurement unit 72 as voltage measurement means and an operation control unit 74 as operation control means. Hereinafter, the configuration of the constant current motor driving system according to the present invention will be described in detail.

図３及び図４は、図２における多相定電流モータ３の実施例を示す。図３は軸方向断面図、図４は軸垂直方向断面図である。図３及び図４において、回転子鉄心６は、磁気抵抗の小さい純鉄で作られ、軸受８で支えられて回転軸７によって自由に回転することができるようになっている。磁石材９は、実施例では希土類磁石の強力な磁石材を用いており、該回転子鉄心６の外周部に、Ｎ極を内周側、Ｓ極を外周側とするＮＳ対と、Ｓ極を内周側、Ｎ極を外周側とするＮＳ対とがそれぞれ４組配置され、８極で構成されている。 3 and 4 show an embodiment of the multiphase constant current motor 3 in FIG. 3 is an axial sectional view, and FIG. 4 is an axial vertical sectional view. 3 and 4, the rotor core 6 is made of pure iron having a small magnetic resistance, is supported by a bearing 8, and can be freely rotated by a rotating shaft 7. The magnet material 9 uses a strong magnet material of a rare earth magnet in the embodiment, and an NS pair having an N pole on the inner peripheral side and an S pole on the outer peripheral side and an S pole on the outer peripheral portion of the rotor core 6. 4 pairs of NS pairs each having an inner circumference side and an N pole outer circumference side are arranged, and are configured with 8 poles.

回転子鉄心６と磁石材９との組み合わせによる回転子の構成は、回転子鉄心６を珪素鋼板で積層化し、磁石材９を回転子鉄心６に埋入すること、磁石材９を張りつけた回転子全体を高張力部材でカバーすること等が任意に選択可能である。但し、磁石材９の半径方向の形状、寸法を均一にして、空隙１４の磁束密度分布が矩形波に可及的に近くなるように配慮する必要がある。 The structure of the rotor by combining the rotor core 6 and the magnet material 9 is such that the rotor core 6 is laminated with a silicon steel plate, the magnet material 9 is embedded in the rotor core 6, and the magnet material 9 is attached to the rotor. Covering the entire child with a high-tensile member can be arbitrarily selected. However, it is necessary to make the shape and size of the magnet material 9 in the radial direction uniform so that the magnetic flux density distribution of the air gap 14 is as close as possible to the rectangular wave.

固定子鉄心１３は、リング状をなし、その内周面が回転子鉄心６と僅かな空隙１４を介して相対するように配置されて、後述するケース１６に固定されている。この固定子鉄心１３は、本実施例では珪素鋼板を積層することにより形成される。また、固定子鉄心１３の内周面には、後述する固定子巻線１７を挿入するための溝１０が形成されている。この溝１０は、１磁極当りの相の数だけ形成される。本実施例では、４相構成であるため、１磁極当り４つの溝がある。従って全体では８（極）×４（溝）＝３２の溝がある。止め金具１５は、固定子鉄心１３を後述するケース１６に確実に固定するためのものである。固定子巻線１７は、溝１０内に電気的絶縁に留意して取付けられている。 The stator core 13 has a ring shape, and is disposed so that its inner peripheral surface faces the rotor core 6 with a slight gap 14 therebetween, and is fixed to a case 16 described later. In this embodiment, the stator core 13 is formed by laminating silicon steel plates. Further, a groove 10 for inserting a stator winding 17 to be described later is formed on the inner peripheral surface of the stator core 13. The grooves 10 are formed by the number of phases per magnetic pole. In this embodiment, since it has a four-phase configuration, there are four grooves per magnetic pole. Therefore, there are 8 (poles) × 4 (grooves) = 32 grooves as a whole. The stopper 15 is for securely fixing the stator core 13 to a case 16 described later. The stator winding 17 is mounted in the groove 10 with attention to electrical insulation.

図５及び図６は、固定子巻線１７の実施例を示す。図５の上段は該回転子鉄心６を特定位置に停止させ、磁極配列を特定位置に止めて直線状に展開して示したものである。点線で表示した溝１０は、上述したように１磁極あたり４個あり、磁極の回転方向の順にａ、ｂ、ｃ、ｄの符号が付けられている。固定子巻線１７は、４相のそれぞれに対応するＡ相コイル、Ｂ相コイル、Ｃ相コイル及びＤ相コイルからなる。Ａ相コイルは、１つの磁極側の溝ａと隣の磁極側の溝ａとの間で巻かれており、一対の磁極に対してＡ相コイルの１つが対応している。本実施例では４対（８極）であるため、１周に４つのＡ相コイルが同じ方向に巻かれ、これが全て直列あるいは並列に接続されて外部に１対の入出力端として取り出される。Ｂ相、Ｃ相、Ｄ相のコイルについてもＡ相コイルと同様である。 5 and 6 show an embodiment of the stator winding 17. The upper part of FIG. 5 shows the rotor core 6 stopped at a specific position and the magnetic pole array stopped at the specific position and developed in a straight line. As described above, there are four grooves 10 indicated by dotted lines, and symbols a, b, c, and d are given in the order of the rotation direction of the magnetic poles. The stator winding 17 includes an A phase coil, a B phase coil, a C phase coil, and a D phase coil corresponding to each of the four phases. The A phase coil is wound between one magnetic pole side groove a and the adjacent magnetic pole side groove a, and one of the A phase coils corresponds to a pair of magnetic poles. In this embodiment, since there are four pairs (eight poles), four A-phase coils are wound in the same direction around one circumference, all of which are connected in series or in parallel and taken out as a pair of input / output terminals to the outside. The B phase, C phase, and D phase coils are the same as the A phase coil.

図６は、固定子巻線１７を円弧状のまま示したものである。溝１０に挿入された固定子巻線１７は、Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄの各相コイルとも同じ巻き方向で、且つ、各相は１磁極の１／４ピッチずつずれて配置されており、ＮＳ一対を単位として同じパターンを繰り返し、全体としては各相毎に直列接続あるいは並列接続され、相数に対応する数の入出力の端部がある。 FIG. 6 shows the stator winding 17 in an arc shape. The stator windings 17 inserted into the grooves 10 are arranged in the same winding direction for the phase coils A, B, C, and D, and each phase is shifted by 1/4 pitch of one magnetic pole, The same pattern is repeated in units of NS pairs. As a whole, each phase is connected in series or in parallel, and there are as many input / output ends corresponding to the number of phases.

再び、図３及び図４に戻って説明する。遮光板１１及びフォトセンサ１２は、回転子鉄心６と磁石材９からなる回転子の角度位置検知を行うものである。遮光板１１は、回転子を構成する磁石材９の極性に合わせて外縁部がカットされている。フォトセンサ１２は、遮光板１１のカット部分では光が貫通してオン信号を検出することができるようになっており、これが後述する角度位置信号となる。なお、上述した角度位置は、フォトセンサ１２の代わりに磁石材９の極性に合わせて磁化した磁極板、あるいは、該回転子の磁極そのものとの組み合わせによる磁気的機構によっても検知可能であることは周知である。 Again, it returns and demonstrates to FIG.3 and FIG.4. The light shielding plate 11 and the photosensor 12 are for detecting the angular position of the rotor composed of the rotor core 6 and the magnet material 9. The outer edge part of the light shielding plate 11 is cut in accordance with the polarity of the magnet material 9 constituting the rotor. The photosensor 12 is configured such that light passes through the cut portion of the light shielding plate 11 and can detect an ON signal, which becomes an angular position signal described later. It should be noted that the above-described angular position can also be detected by a magnetic mechanism using a magnetic pole plate magnetized according to the polarity of the magnet material 9 instead of the photosensor 12 or a combination with the magnetic pole of the rotor itself. It is well known.

図７（ａ）は、図２における多相定電流インバータ２の４相構成の実施例を示す。図７（ａ）において、端子１８−１（Ｘ）により、後述する直流定電流電源装置１からの直流定電流が流入し、端子１８−２（Ｙ）より流出する。半導体スイッチ１９は、ＩＧＢＴ、サイリスタ、パワートランジスタ等が任意に選択可能である。固定子巻線１７は、図３における多相定電流モータ３の固定子巻線１７に対応し、Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄの４相で構成される。 Fig.7 (a) shows the Example of the 4 phase structure of the multiphase constant current inverter 2 in FIG. In FIG. 7A, a DC constant current from a DC constant current power supply device 1 described later flows in from a terminal 18-1 (X) and flows out from a terminal 18-2 (Y). As the semiconductor switch 19, an IGBT, a thyristor, a power transistor, or the like can be arbitrarily selected. The stator winding 17 corresponds to the stator winding 17 of the multiphase constant current motor 3 in FIG. 3 and is composed of four phases A, B, C, and D.

単相ブリッジユニット２０乃至２３は、Ａ相乃至Ｄ相に対応するものである、Ａ相の単相ブリッジユニット２０は、４つの半導体スイッチ１９（Ｔａ、Ｔａ、Ｔａ´、Ｔａ´）と、１相分の固定子巻線１７のＡ相コイルとにより構成される。Ｂ相の単相ブリッジユニット２１、Ｃ相の単相ブリッジユニット２２及びＤ相の単相ブリッジユニット２３も同様の構成である。多相定電流インバータ２は、単相ブリッジユニットを相数分だけ直列接続して構成される。本実施例では４相構成のため、多相定電流インバータ２は、４つの単相ブリッジユニット２０乃至２３を直列接続して構成される。 The single-phase bridge units 20 to 23 correspond to the A-phase to D-phase. The A-phase single-phase bridge unit 20 includes four semiconductor switches 19 (Ta, Ta, Ta ′, Ta ′), 1 It is comprised by the A phase coil of the stator winding | coil 17 for a phase. The B-phase single-phase bridge unit 21, the C-phase single-phase bridge unit 22, and the D-phase single-phase bridge unit 23 have the same configuration. The multiphase constant current inverter 2 is configured by connecting single-phase bridge units in series for the number of phases. Since the present embodiment has a four-phase configuration, the multiphase constant current inverter 2 is configured by connecting four single-phase bridge units 20 to 23 in series.

単相ブリッジユニット２０乃至２３の動作を、Ａ相の単相ブリッジユニット２０を例に説明する。Ａ相の単相ブリッジを構成する４つの半導体スイッチ１９（Ｔａ、Ｔａ、Ｔａ´、Ｔａ´）は、２つの半導体スイッチ１９（Ｔａ）のオンと２つの半導体スイッチ１９（Ｔａ´）のオンとを交互に行う。固定子巻線１７のＡ相コイルは、半導体スイッチ１９（Ｔａ）及び半導体スイッチ１９（Ｔａ）がオンの場合には、図７（ａ）におけるａ→ａ´の方向に電流が流れ、２つの半導体スイッチ１９（Ｔａ´）がオンの場合には、ａ´→ａの方向に逆向きに電流が流れる。このため、端子Ｘから流入する直流定電流は、振幅が等しい矩形波交流電流となって、Ａ相コイルを流れる。 The operation of the single-phase bridge units 20 to 23 will be described by taking the A-phase single-phase bridge unit 20 as an example. The four semiconductor switches 19 (Ta, Ta, Ta ′, Ta ′) constituting the A-phase single-phase bridge are configured such that the two semiconductor switches 19 (Ta) are turned on and the two semiconductor switches 19 (Ta ′) are turned on. Alternately. When the semiconductor switch 19 (Ta) and the semiconductor switch 19 (Ta) are on, a current flows in the A phase coil of the stator winding 17 in the direction of a → a ′ in FIG. When the semiconductor switch 19 (Ta ′) is on, a current flows in the reverse direction from a ′ to a. For this reason, the DC constant current flowing from the terminal X becomes a rectangular wave AC current having the same amplitude and flows through the A-phase coil.

この場合、単相ブリッジユニット２０の出口側の合流点（図７（ａ）のＸ´）における電流は、端子Ｘから流入する電流と全く同じ直流定電流であり、この直流定電流が後段の単相ブリッジユニット２１の入力電流となる。単相ブリッジユニット２１においても、単相ブリッジユニット２０と同様の動作が行われ、更に後段の単相ブリッジユニット２２及び２３においても、単相ブリッジユニット２０と同様の動作が行われる。 In this case, the current at the junction (X ′ in FIG. 7A) on the outlet side of the single-phase bridge unit 20 is exactly the same DC constant current as the current flowing in from the terminal X, and this DC constant current is the latter stage. It becomes the input current of the single-phase bridge unit 21. The single-phase bridge unit 21 performs the same operation as that of the single-phase bridge unit 20, and the subsequent single-phase bridge units 22 and 23 also perform the same operation as that of the single-phase bridge unit 20.

図７（ｂ）におけるインバータ制御装置２４は、上述した４相分の単相ブリッジユニット２０乃至２３を制御するためのものである。図７（ｂ）において、角度位置信号２５（Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ、Ｓｄ）は、上述した多相定電モータ３の回転子鉄心６の角度位置に対応してフォトセンサ１２から送られる。インバータ制御装置２４は、この角度位置信号２５に応じて、単相ブリッジユニット２０乃至２３内の各半導体スイッチ１９を駆動させるためのドライブ信号２６を出力する。制動指令信号２７（Ｓｏ）は、多相定電流モータ３の制動時に発生するであり、インバータ制御装置２４は、この制動指令信号２７を入力すると、ドライブ信号２６の位相を電気角１８０°反転させる。 The inverter control device 24 in FIG. 7B is for controlling the single-phase bridge units 20 to 23 for the four phases described above. In FIG. 7B, the angular position signal 25 (Sa, Sb, Sc, Sd) is sent from the photosensor 12 corresponding to the angular position of the rotor core 6 of the multiphase constant electric motor 3 described above. The inverter control device 24 outputs a drive signal 26 for driving each semiconductor switch 19 in the single-phase bridge units 20 to 23 according to the angular position signal 25. The braking command signal 27 (So) is generated when the multiphase constant current motor 3 is braked. When the braking control signal 24 is input, the inverter control device 24 inverts the phase of the drive signal 26 by an electrical angle of 180 °. .

図８は、角度位置信号２５、ドライブ信号２６、制動指令信号２７の対応関係を示す図である。角度位置検出信号Ｓａ乃至Ｓｄは、ハイレベル（Ｈ）とローレベル（０）とを回転子が電気角１８０°に対応する角度（幾何学角４５°）回転する時間ずつ交互に繰り返すものである。また、角度位置検出信号Ｓａ乃至Ｓｄにおけるハイレベルとローレベルとの切換タイミングは、回転子が電気角４５°に対応する角度（幾何学角１２．２５°）回転する時間ずつずれている。 FIG. 8 is a diagram illustrating a correspondence relationship between the angular position signal 25, the drive signal 26, and the braking command signal 27. The angular position detection signals Sa to Sd are alternately repeated between the high level (H) and the low level (0) every time the rotor rotates by an angle corresponding to an electrical angle of 180 ° (geometric angle 45 °). . In addition, the switching timing between the high level and the low level in the angular position detection signals Sa to Sd is shifted every time the rotor rotates by an angle corresponding to an electrical angle of 45 ° (geometric angle 12.25 °).

制動指令信号がない場合、単相ブリッジユニット２０内の２つの半導体スイッチ１９（Ｔａ）を駆動させるためのドライブ信号２６は、角度位置検出信号Ｓａがハイレベルの時に同様にハイレベルとなり、角度位置検出信号Ｓａがローレベルの時に同様にローレベルとなる。また、単相ブリッジユニット２０内の２つの半導体スイッチ１９（Ｔａ´）を駆動させるためのドライブ信号２６は、角度位置検出信号Ｓａがハイレベルの時に反対にローレベルとなり、角度位置検出信号Ｓａがローレベルの時に反対にハイレベルとなる。他の単相ブリッジユニット２１乃至２３内の半導体スイッチ１９（Ｔｂ、Ｔｂ´Ｔｃ、Ｔｃ´、Ｔｄ、Ｔｄ´）を駆動させるためのドライブ信号も同様である。 When there is no braking command signal, the drive signal 26 for driving the two semiconductor switches 19 (Ta) in the single-phase bridge unit 20 is similarly high when the angular position detection signal Sa is high, and the angular position Similarly, when the detection signal Sa is at a low level, the detection signal Sa is at a low level. Further, the drive signal 26 for driving the two semiconductor switches 19 (Ta ′) in the single-phase bridge unit 20 is low level when the angular position detection signal Sa is high level, and the angular position detection signal Sa is On the contrary, when it is low level, it becomes high level. The same applies to drive signals for driving the semiconductor switches 19 (Tb, Tb′Tc, Tc ′, Td, Td ′) in the other single-phase bridge units 21 to 23.

一方、制動指令信号がある場合、単相ブリッジユニット２０内の２つの半導体スイッチ１９（Ｔａ）を駆動させるためのドライブ信号２６は、角度位置検出信号Ｓａがハイレベルの時に反対にローレベルとなり、角度位置検出信号Ｓａがローレベルの時に反対にハイレベルとなる。また、単相ブリッジユニット２０内の２つの半導体スイッチ１９（Ｔａ´）を駆動させるためのドライブ信号２６は、角度位置検出信号Ｓａがハイレベルの時に同様にハイレベルとなり、角度位置検出信号Ｓａがローレベルの時に同様にローレベルとなる。他の単相ブリッジユニット２１乃至２３内の半導体スイッチ１９（Ｔｂ、Ｔｂ´Ｔｃ、Ｔｃ´、Ｔｄ、Ｔｄ´）を駆動させるためのドライブ信号も同様である。 On the other hand, when there is a braking command signal, the drive signal 26 for driving the two semiconductor switches 19 (Ta) in the single-phase bridge unit 20 is low level when the angular position detection signal Sa is high level. On the contrary, when the angular position detection signal Sa is at a low level, it becomes a high level. Further, the drive signal 26 for driving the two semiconductor switches 19 (Ta ′) in the single-phase bridge unit 20 becomes the high level when the angular position detection signal Sa is at the high level, and the angular position detection signal Sa is Similarly, when it is low level, it becomes low level. The same applies to drive signals for driving the semiconductor switches 19 (Tb, Tb′Tc, Tc ′, Td, Td ′) in the other single-phase bridge units 21 to 23.

図９は、図８において、制動指令信号なしの条件での基準角度位置を、回転子の角度位置モード１とし、更に電気角４５°毎に回転子角度位置１乃至８とした場合の半導体スイッチ１９の動作を表示したものである。図９に示す動作は、回転子が電気角３６０°に対応する角度、即ちＮＳ一対の角度（幾何学角９０°）だけ回転する毎に繰り返される。なお、制動指令信号ありの条件では、図９の回転子の角度位置モード５を始点として読み変えればよい。 FIG. 9 shows a semiconductor switch when the reference angular position in the condition of no brake command signal in FIG. 8 is the rotor angular position mode 1 and the rotor angular positions 1 to 8 are set every 45 ° of electrical angle. 19 operations are displayed. The operation shown in FIG. 9 is repeated each time the rotor rotates by an angle corresponding to an electrical angle of 360 °, that is, a pair of NS angles (geometric angle 90 °). Note that, under the condition with a braking command signal, the angular position mode 5 of the rotor in FIG.

図１０は、制動指令信号なしの状態での回転子の回転角と固定子巻線１７の電流方向、回転力の発生について説明するための図である。図１０において、回転子表面の磁石材９と遮光板１１とは、一体となって右回りに回転するものとする。フォトセンサ１２は、Ａ相、Ｂ相、Ｃ相、Ｄ相それぞれの検知用として、それぞれＰａ、Ｐｂ、Ｐｃ、Ｐｄがあり、遮光板１１の切り込みの部分では、光信号が貫通して角度位置信号Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ、Ｓｄが生じる。図１０におけるａ、ａ´は、図７（ａ）におけるａ、ａ´と対応しており、２つの半導体スイッチ１９（Ｔａ）がオンの場合に固定子巻線１７において電流がａ→ａ´方向に流れ、２つの半導体スイッチ１９（Ｔａ´）がオンの場合に固定子巻線１７において電流がａ´→ａ方向に流れる。Ｂ、Ｃ、Ｄ相についても同様である。 FIG. 10 is a diagram for explaining the rotation angle of the rotor, the current direction of the stator windings 17 and the generation of rotational force in the absence of a braking command signal. In FIG. 10, the magnet material 9 and the light shielding plate 11 on the rotor surface are integrally rotated clockwise. The photosensor 12 has Pa, Pb, Pc, and Pd for detecting the A phase, the B phase, the C phase, and the D phase, respectively. Signals Sa, Sb, Sc and Sd are generated. 10, a and a ′ correspond to a and a ′ in FIG. 7A, and when the two semiconductor switches 19 (Ta) are on, the current in the stator winding 17 changes from a to a ′. When the two semiconductor switches 19 (Ta ′) are on, current flows in the a ′ → a direction in the stator winding 17. The same applies to the B, C, and D phases.

図１０における回転子の角度位置は、図８における制動指令なしの場合の基準角度位置、図９における回転子の角度位置モード１に対応しており、全ての溝１０内の固定子巻線１７を流れる電流が最大密度の磁束と鎖交して効果的な回転力を生じる。更に、回転子が図１０の位置から溝１０の１つ分のピッチ（電気角４５°、幾何学角１２．２５°）だけ回転すると、固定子巻線１７のＡ相のコイルに鎖交する磁束の極性が反転するが、これと同時にフォトセンサ１９（Ｐａ）が遮光され、角度位置信号Ｓａがオフとなり、図７（ａ）におけるＡ相単相ブリッジユニット２０の２つの半導体スイッチ１９（Ｔａ´）がオンに切り換わる。これにより、Ａ相コイルの電流が反転して、全ての溝１０内の固定子巻線１７を流れる電流は効果的な回転力の発生を継続する。以後も同様であり、回転子が電気角４５°に対応する角度（幾何学角１２．２５°）だけ回転する毎に、固定子巻線１７の各相のコイル電流が順次反転し、８回の反転で一巡する。そして、回転子のどの角度位置においても、溝１０内の全ての固定子巻線１７の電流が回転力の発生に効果的に寄与することになる。 The rotor angular position in FIG. 10 corresponds to the reference angular position in the case of no braking command in FIG. 8, the rotor angular position mode 1 in FIG. 9, and the stator windings 17 in all the grooves 10. The current flowing through the chain links with the maximum density magnetic flux to produce an effective rotational force. Further, when the rotor is rotated from the position in FIG. 10 by one pitch of the groove 10 (electrical angle 45 °, geometrical angle 12.25 °), it interlinks with the A-phase coil of the stator winding 17. Although the polarity of the magnetic flux is reversed, at the same time, the photo sensor 19 (Pa) is shielded, the angular position signal Sa is turned off, and the two semiconductor switches 19 (Ta in the A-phase single-phase bridge unit 20 in FIG. ') Is switched on. Thereby, the current of the A-phase coil is reversed, and the current flowing through the stator windings 17 in all the grooves 10 continues to generate effective rotational force. The same applies thereafter, and each time the rotor rotates by an angle corresponding to an electrical angle of 45 ° (geometric angle of 12.25 °), the coil current of each phase of the stator winding 17 is sequentially reversed, and 8 times. Go around with the reversal. Then, at any angular position of the rotor, the currents of all the stator windings 17 in the groove 10 effectively contribute to the generation of the rotational force.

一方、図１１は、制動指令信号ありの状態での回転子の角度位置信号と固定子巻線１７の電流方向を示したものであり、図１０と比較すると、同じ磁界方向に対して電流方向は全て反対であり、効果的な制動力を生じる。図７（ｂ）に示すインバータ制御装置２４が制動指令信号２７を受けたときの処理の仕方には、２通りがある。第１の処理は、インバータ制御装置２４が、角度位置信号２５に応じて生じるドライブ信号２６の位相を電気角１８０°反転させる方法である。第二は、図１１に示すように、フォトセンサ１２の位置から電気角１８０°に対応する角度（幾何学角４５°）ずらした位置に別のフォトセンサ１２´（Ｐａ´、Ｐｂ´、Ｐｃ´、Ｐｄ´）を設け、インバータ制御装置２４がこのフォトセンサ１２´からの角度位置信号を入力する方法である。これら第１及び第２のいずれの方法を用いても、インバータ制御装置２４が制動指令信号２７を受けることによって、回転子の位置に対するドライブ信号２６の位相が電気角１８０°のずれを生じ、その結果、同じ回転子の位置に対する固定子巻線１７の電流は、位相が逆になって回転子に制動力が加わる。 On the other hand, FIG. 11 shows the angular position signal of the rotor and the current direction of the stator winding 17 in a state where there is a braking command signal. Compared with FIG. Are all the opposite and produce an effective braking force. There are two ways of processing when the inverter control device 24 shown in FIG. 7B receives the braking command signal 27. The first process is a method in which the inverter control device 24 inverts the phase of the drive signal 26 generated in response to the angular position signal 25 by an electrical angle of 180 °. Second, as shown in FIG. 11, another photosensor 12 ′ (Pa ′, Pb ′, Pc) is shifted from the position of the photosensor 12 by an angle corresponding to an electrical angle of 180 ° (geometric angle 45 °). ', Pd'), and the inverter control device 24 inputs the angular position signal from the photosensor 12 '. Whichever of these first and second methods is used, when the inverter control device 24 receives the braking command signal 27, the phase of the drive signal 26 with respect to the rotor position shifts by an electrical angle of 180 °. As a result, the current of the stator winding 17 with respect to the same rotor position is reversed in phase, and braking force is applied to the rotor.

上述した制動制御が行われる場合の電気エネルギーの授受について説明する。図１２は、図７（ａ）における多相定電流インバータ２の端子（Ｘ）と端子（Ｙ）との間の起電力を説明するための図である。図７（ａ）の多相定電流インバータ２は４相構成であるが、ここでは説明を単純にするために、図１２（ａ）に示すＡ相の単相ブリッジユニット２０における電気エネルギーの授受を説明する。多相定電流モータ３内の回転子の回転により、磁石材９からの磁束が固定子巻線１７を横切ることで、当該固定子巻線１７に起電力が生じる。多相定電流モータ３の空隙１４における磁束密度分布は矩形波状であるため、固定子巻線１７に生じる起電力ｅｄは、図１２（ｂ）のように矩形波交流電圧となる。 Transmission and reception of electric energy when the above-described braking control is performed will be described. FIG. 12 is a diagram for explaining an electromotive force between the terminal (X) and the terminal (Y) of the multiphase constant current inverter 2 in FIG. Although the multiphase constant current inverter 2 of FIG. 7A has a four-phase configuration, here, in order to simplify the explanation, electric energy is transferred in the A-phase single-phase bridge unit 20 shown in FIG. Will be explained. Due to the rotation of the rotor in the multiphase constant current motor 3, the magnetic flux from the magnet material 9 crosses the stator winding 17, so that an electromotive force is generated in the stator winding 17. Since the magnetic flux density distribution in the air gap 14 of the multiphase constant current motor 3 has a rectangular wave shape, the electromotive force ed generated in the stator winding 17 becomes a rectangular wave AC voltage as shown in FIG.

図１２（ｃ）は、固定子巻線１７に生じる起電力ｅｄの波形の「正」のタイミングで図１２（ａ）のＡ相の単相ブリッジユニット２０における半導体スイッチＴａがオン、起電力ｅｄの波形の「負」のタイミングで半導体スイッチＴａ´がオンとなる場合のＸ点−Ｘ´点間の起電力波形である。このＸ点−Ｘ´点間の電圧は平均値ｅｄの正の値を有する。直流定電流電源装置１からＸ点に直流定電流Ｉが流れ込めば、Ａ相コイルには、電源側からｅｄｘＩの電力が供給され、回転子には、この値に対応した回転エネルギーが生じる。なお、固定子巻線１７の抵抗による電力損、回転子の機械的損失は無視するものとする。 FIG. 12C shows that the semiconductor switch Ta in the single-phase bridge unit 20 of the A phase in FIG. 12A is turned on at the “positive” timing of the waveform of the electromotive force ed generated in the stator winding 17, and the electromotive force ed. This is an electromotive force waveform between the point X and the point X ′ when the semiconductor switch Ta ′ is turned on at the “negative” timing of the waveform. The voltage between the point X and the point X ′ has a positive value of the average value ed. If the DC constant current I flows from the DC constant current power supply device 1 to the point X, the A-phase coil is supplied with edxI power from the power supply side, and rotational energy corresponding to this value is generated in the rotor. The power loss due to the resistance of the stator winding 17 and the mechanical loss of the rotor are ignored.

図１２（ｄ）は、固定子巻線１７に生じる起電力ｅｄの波形に対する図１２（ａ）のＡ相の単相ブリッジユニット２０における半導体スイッチＴａ、Ｔａ´の切換動作が図１２（ｃ）の場合より電気角１８０°だけ遅れる場合のＸ点−Ｘ´点間の起電力波形である。このＸ点−Ｘ´点間の電圧は、平均値が−ｅｄの負の値をもつ。従って、電源側からＸ点に直流定電流Ｉが流れ込めば、Ａ相コイルには電源側から−ｅｄｘＩの電力が供給される。これは、Ａ相コイルから電源側にｅｄｘＩの電力を送り返すことを意味し、回転子には制動力が加わり、制動で回収したエネルギーは直流定電流電源装置１に回収される。 FIG. 12D shows the switching operation of the semiconductor switches Ta and Ta ′ in the A-phase single-phase bridge unit 20 of FIG. 12A with respect to the waveform of the electromotive force ed generated in the stator winding 17. This is an electromotive force waveform between the point X and the point X ′ when the electrical angle is delayed by 180 ° from the case of FIG. The voltage between the point X and the point X ′ has a negative value with an average value of −ed. Therefore, if the DC constant current I flows from the power source side to the X point, the -edxI power is supplied to the A-phase coil from the power source side. This means that the power of edxI is sent back from the A phase coil to the power source side. A braking force is applied to the rotor, and the energy recovered by the braking is recovered by the DC constant current power supply device 1.

Ｂ相の単相ブリッジユニット２１、Ｃ相の単相ブリッジユニット２２及びＤ相の単相ブリッジユニット２３についても基本的には同じであり、全て重畳されて作用する。 The B-phase single-phase bridge unit 21, the C-phase single-phase bridge unit 22, and the D-phase single-phase bridge unit 23 are basically the same, and all operate in a superimposed manner.

このように、本発明によるモータ駆動システムは、多相定電流インバータ２に一定方向の一定電流（直流定電流）を流すことにより、多相定電流モータ３内の回転子の回転力は、多相定電流インバータ２の位相制御のみによって駆動時及び制動時の制御がなされ、更には負荷起電力が正と負の領域で変化することにより、電力の供給、回生が速度に関わりなく自動的に行われる。 As described above, the motor driving system according to the present invention allows the rotational force of the rotor in the multiphase constant current motor 3 to be increased by supplying a constant current (DC constant current) in a constant direction to the multiphase constant current inverter 2. Control during driving and braking is performed only by the phase control of the phase constant current inverter 2, and further, the load electromotive force changes in the positive and negative regions, so that power supply and regeneration are automatically performed regardless of the speed. Done.

図１３（ａ）は、直流定電流電源装置１の回路構成を示す図である。直流定電流電源装置１は、単に出力電流が一定に制御された電源装置とは異なり、負荷側の起電力の正負、大小に関係なく一定方向の一定電流（直流定電流）を出力するように制御され、且つ、負荷側である多相定電流モータ３から回生される電力を受け入れる機能を有することに特徴がある。 FIG. 13A is a diagram illustrating a circuit configuration of the DC constant current power supply device 1. Unlike a power supply device in which the output current is simply controlled to be constant, the DC constant current power supply device 1 outputs a constant current (DC constant current) in a constant direction regardless of whether the electromotive force on the load side is positive or negative. It is characterized by having a function of receiving electric power regenerated from the multiphase constant current motor 3 which is controlled and is on the load side.

直流定電流電源装置１は、電圧制御装置８２内の非対称制御のＰＷＭ（パルス幅制御）ブリッジ（以下、「非対称ＰＷＭブリッジ」と称する）を中心に構成されている。この非対称ＰＷＭブリッジにおける半導体スイッチ３１は、ＩＧＢＴ、サイリスタ、パワートランジスタ等が任意に選択可能である。また、非対称ＰＷＭブリッジにおける所謂交流端子にあたる部分には、ウルトラキャパシタ８４が接続され、非対称ＰＷＭブリッジの所謂直流端子にあたる部分には、多相定電流インバータ２の端子Ｘ及び端子Ｙ（図７（ａ）参照）が接続される。 The DC constant current power supply device 1 is configured around an asymmetric control PWM (pulse width control) bridge (hereinafter referred to as “asymmetric PWM bridge”) in the voltage control device 82. As the semiconductor switch 31 in the asymmetric PWM bridge, an IGBT, a thyristor, a power transistor, or the like can be arbitrarily selected. Further, an ultracapacitor 84 is connected to a portion corresponding to a so-called AC terminal in the asymmetric PWM bridge, and a terminal X and a terminal Y of the multiphase constant current inverter 2 (FIG. 7A) are connected to a so-called DC terminal of the asymmetric PWM bridge. )) Is connected.

図１３（ａ）の直流定電流電源装置１において、非対称ＰＷＭブリッジを構成する半導体スイッチ３１（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４）は、所定の搬送周波数信号に応じてオンオフ動作し、オン期間が制御可能である。２つの半導体スイッチ３１（Ｓ１、Ｓ４）の対と、２つの半導体スイッチ３１（Ｓ２、Ｓ３）の対は、通常のブリッジにおけるように対称的に動作するのではなく、負荷起電力の正あるいは負に対応してそれぞれが一体で非対称に動作するようにしてある。具体的には、半導体スイッチ３１（Ｓ１、Ｓ４）の対が動作すると端子Ｘ、Ｙの両端に正の平均値の電圧が出力され、その値は、半導体スイッチ３１（Ｓ１、Ｓ４）のオン期間の長さで制御される。また、半導体スイッチ３１（Ｓ２、Ｓ３）の対が動作すると、端子Ｘ、Ｙの両端に負の平均値の電圧が出力され、その値は、半導体スイッチ３１（Ｓ２、Ｓ３）のオン期間の長さで制御される。 In the DC constant current power supply device 1 of FIG. 13A, the semiconductor switches 31 (S1, S2, S3, S4) constituting the asymmetric PWM bridge are turned on and off according to a predetermined carrier frequency signal, and the on period is controlled. Is possible. The pair of two semiconductor switches 31 (S1, S4) and the pair of two semiconductor switches 31 (S2, S3) do not operate symmetrically as in a normal bridge, but are positive or negative of the load electromotive force. In correspondence with each other, they are designed to operate integrally and asymmetrically. Specifically, when the pair of semiconductor switches 31 (S1, S4) operates, a positive average voltage is output across the terminals X and Y, and the value is based on the ON period of the semiconductor switches 31 (S1, S4). Is controlled by the length. Further, when the pair of semiconductor switches 31 (S2, S3) is operated, a negative average voltage is output across the terminals X and Y, and this value is the length of the ON period of the semiconductor switch 31 (S2, S3). It is controlled by

半導体スイッチ３１（Ｓ５）は、非対称ＰＷＭブリッジの出力側に並列に接続され、リアクトル３０、後段の多相定電流インバータ２を通じた循環回路を構成する、この半導体スイッチ３１（Ｓ５）は、半導体スイッチ３１（Ｓ１、Ｓ４）の対のオフ期間、及び、半導体スイッチ３１（Ｓ２、Ｓ３）の対のオフ期間にオンとなるように動作する。これにより、半導体スイッチ３１（Ｓ１、Ｓ４）の対のオフ期間、及び、半導体スイッチ３１（Ｓ２、Ｓ３）の対のオフ期間においても、多相定電流インバータ２に対して直流定電流を断続させることなく供給する。 The semiconductor switch 31 (S5) is connected in parallel to the output side of the asymmetric PWM bridge, and constitutes a circulation circuit through the reactor 30 and the subsequent multiphase constant current inverter 2. The semiconductor switch 31 (S5) is a semiconductor switch. It operates so as to be on during the off period of the pair of 31 (S1, S4) and the off period of the pair of the semiconductor switch 31 (S2, S3). Thereby, the DC constant current is intermittently supplied to the multiphase constant current inverter 2 even in the off period of the pair of semiconductor switches 31 (S1, S4) and the off period of the pair of semiconductor switches 31 (S2, S3). Supply without.

図１３（ｂ）は、電圧制御装置８２内に構成される定電流電源制御装置３５であり、上述した半導体スイッチ３１（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ５）を制御するためのものである。この定電流電源制御装置３５は、出力電流、負荷起電力等の制御情報を受けて、直流定電流電源装置１の出力電流が電流設定指令信号３４によって指令された定電流値になるように、半導体スイッチ３１（Ｓ１乃至Ｓ５）を駆動させるためのドライブ信号３２を出力する。 FIG. 13B shows a constant current power supply control device 35 configured in the voltage control device 82, for controlling the semiconductor switch 31 (S1, S2, S3, S4, S5) described above. This constant current power supply control device 35 receives control information such as output current and load electromotive force so that the output current of the DC constant current power supply device 1 becomes a constant current value commanded by the current setting command signal 34. A drive signal 32 for driving the semiconductor switch 31 (S1 to S5) is output.

図１４は、負荷起電力が正で大小、負で大小の４条件における半導体スイッチ１９（Ｓ１乃至Ｓ５）の動作とその動作時の出力電圧を示す図である。負荷起電力が正で大の場合には、半導体スイッチ３１（Ｓ１、Ｓ４）の対が選択され、オン期間が長くなる。このため、端子Ｘ、Ｙの両端に正の大きな平均値の電圧が出力される。また、負荷起電力が正で小の場合には、半導体スイッチ３１（Ｓ１、Ｓ４）の対が選択され、オン期間が短くなる。このため、端子Ｘ、Ｙの両端に正の小さな平均値の電圧が出力される。一方、負荷起電力が負で絶対値が大の場合には、半導体スイッチ３１（Ｓ２、Ｓ３）の対が選択され、オン期間が長くなる。このため、端子Ｘ、Ｙの両端に負の絶対値の大きな平均値の電圧が出力される。また、負荷起電力が負で小の場合には、半導体スイッチ３１（Ｓ１、Ｓ４）の対が選択され、オン期間が短くなる。このため、端子Ｘ、Ｙの両端に負の絶対値の小さな平均値の電圧が出力される。 FIG. 14 is a diagram showing the operation of the semiconductor switch 19 (S1 to S5) and the output voltage at the time of operation under four conditions of positive and small load electromotive force and negative and large. When the load electromotive force is positive and large, the pair of semiconductor switches 31 (S1, S4) is selected, and the on period is lengthened. For this reason, a positive large average voltage is output across the terminals X and Y. When the load electromotive force is positive and small, the pair of semiconductor switches 31 (S1, S4) is selected, and the on period is shortened. For this reason, a positive small average voltage is output across the terminals X and Y. On the other hand, when the load electromotive force is negative and the absolute value is large, the pair of semiconductor switches 31 (S2, S3) is selected, and the ON period is lengthened. For this reason, an average voltage having a large negative absolute value is output at both ends of the terminals X and Y. When the load electromotive force is negative and small, the pair of semiconductor switches 31 (S1, S4) is selected, and the ON period is shortened. For this reason, an average value voltage having a small negative absolute value is output to both ends of the terminals X and Y.

図１５は、多相定電流モータ３の起動加速、定速回転、回生制動及び停止の一連の動作に対応する直流定電流電源装置１の動作について示したものである。図１５（ａ）に示すように、多相定電流モータ３の動作が行われる場合、図１５（ｂ）に示すように、直流定電流電源装置１は、多相定電流モータ３の駆動時と制動時には、定速回転時よりも大きな定電流を多相定電流インバータ２に供給する必要がある。 FIG. 15 shows the operation of the DC constant current power supply apparatus 1 corresponding to a series of operations of starting acceleration, constant speed rotation, regenerative braking, and stopping of the multiphase constant current motor 3. When the operation of the multiphase constant current motor 3 is performed as shown in FIG. 15A, the DC constant current power supply device 1 is operated when the multiphase constant current motor 3 is driven as shown in FIG. During braking, it is necessary to supply a larger constant current to the multiphase constant current inverter 2 than during constant speed rotation.

多相定電流インバータ２の端子Ｘから見た負荷起電力は、駆動状態では正、制動状態では負であり、その大きさは多相定電流モータ３の回転子の回転速度にほぼ比例する。直流定電流電源装置１は、図１５（ｃ）の点線に示すように、正負の負荷起電力に負荷回路の抵抗分による電圧降下（抵抗ドロップ）分を加算した電圧を出力することで、多相定電流インバータ２に直流定電流を供給することができる。これにより、多相定電流モータ３の制動時には、停止まで回生制動が可能となり、機械ブレーキを使用する必要がない。 The load electromotive force viewed from the terminal X of the multiphase constant current inverter 2 is positive in the driving state and negative in the braking state, and its magnitude is substantially proportional to the rotational speed of the rotor of the multiphase constant current motor 3. The DC constant current power supply device 1 outputs a voltage obtained by adding a voltage drop (resistance drop) due to the resistance of the load circuit to the positive and negative load electromotive force, as indicated by the dotted line in FIG. A DC constant current can be supplied to the phase constant current inverter 2. Thereby, at the time of braking of the multiphase constant current motor 3, regenerative braking is possible until stopping, and it is not necessary to use a mechanical brake.

負荷側の多相定電流モータ３が制動状態では負荷起電力は負である。この場合、直流定電流電源装置１は半導体スイッチ１９（Ｓ２、Ｓ３）の対が動作して出力電圧は負になり、負荷側から回生電流がウルトラキャパシタ８４の正端子から流れ込む。この現象はあたかもバッテリーの充電と同様の態様となっている。ウルトラキャパシタ８４は充電機能を有しており、回生電力を充電する。なお、ウルトラキャパシタ８４に代えて、燃料電池等の充電機能を有しない電源装置が用いられる場合には、エネルギー回収のために、電源装置に並列にウルトラキャパシタを接続しておく必要がある。更には、ウルトラキャパシタ８４に代えてリチウムイオン電池等の充電機能を有する電源装置が用いられる場合であって、回生電力が数十秒単位の急峻な変動となる際には適切に充電を行うことができない場合にも、電源装置に並列にウルトラキャパシタを接続することが望ましい。 When the load-side multiphase constant current motor 3 is in a braking state, the load electromotive force is negative. In this case, in the DC constant current power supply device 1, the pair of semiconductor switches 19 (S 2, S 3) operates, the output voltage becomes negative, and the regenerative current flows from the positive terminal of the ultracapacitor 84 from the load side. This phenomenon is similar to the charging of the battery. The ultracapacitor 84 has a charging function and charges regenerative power. When a power supply device that does not have a charging function, such as a fuel cell, is used instead of the ultracapacitor 84, it is necessary to connect the ultracapacitor in parallel to the power supply device for energy recovery. Further, when a power supply device having a charging function such as a lithium ion battery is used in place of the ultracapacitor 84, the regenerative power is appropriately charged when it suddenly fluctuates in units of several tens of seconds. Even if this is not possible, it is desirable to connect an ultracapacitor in parallel with the power supply.

なお、直流定電流電源装置１の構成には、図１３以外にも様々なものが考えられる。図１６（ａ）は、直流定電流電源装置１の回路構成の他の実施例である。図１６（ａ）に示す直流定電流電源装置１は、ウルトラキャパシタ８４、リアクトル４０、充放電切換器４６及び定電流チョッパ４７を有する。これらのうち、充放電切換器４６は、４つの半導体スイッチ４１（Ｓ１１、Ｓ１２、Ｓ１３、Ｓ１４）によって構成される。また、定電流チョッパ４７は、２つの半導体スイッチ４１（Ｓ１５及びＳ１６）によって構成される。半導体スイッチ４１（Ｓ１１乃至Ｓ１４）は、図１３（ａ）における半導体スイッチ３１（Ｓ１乃至Ｓ４）と同じ働きをし、半導体スイッチ４１（Ｓ１６）は、図１３（ａ）における半導体スイッチ３１（Ｓ５）と同じ働きをする。一方、図１３（ｂ）は、直流定電流制御装置１内に構成される定電流電源制御装置４５であり、ドライブ信号４２により、上述した半導体スイッチ３１（Ｓ１乃至Ｓ６）を制御する。 Various configurations other than those shown in FIG. 13 are conceivable as the configuration of the DC constant current power supply device 1. FIG. 16A shows another embodiment of the circuit configuration of the DC constant current power supply device 1. The DC constant current power supply device 1 shown in FIG. 16A includes an ultracapacitor 84, a reactor 40, a charge / discharge switching unit 46, and a constant current chopper 47. Among these, the charge / discharge switch 46 is constituted by four semiconductor switches 41 (S11, S12, S13, S14). The constant current chopper 47 includes two semiconductor switches 41 (S15 and S16). The semiconductor switch 41 (S11 to S14) has the same function as the semiconductor switch 31 (S1 to S4) in FIG. 13A, and the semiconductor switch 41 (S16) is the semiconductor switch 31 (S5) in FIG. Works the same as On the other hand, FIG. 13B shows a constant current power supply control device 45 configured in the DC constant current control device 1, and controls the semiconductor switch 31 (S 1 to S 6) described above by the drive signal 42.

充放電切換器４６は、定電流電源制御装置４５からのドライブ信号４２を受けて、２つの半導体スイッチ４１（Ｓ１、Ｓ４）の対と、２つの半導体スイッチ４１（Ｓ２、Ｓ３）の対のいずれかをオンとすることによって、ウルトラキャパシタ８４の極性切換を行う。 The charge / discharge switching unit 46 receives the drive signal 42 from the constant current power supply control device 45 and receives either the pair of two semiconductor switches 41 (S1, S4) or the pair of two semiconductor switches 41 (S2, S3). By switching on, the polarity of the ultracapacitor 84 is switched.

定電流チョッパ４７内の半導体スイッチ４１（Ｓ１５）は、定電流電源制御装置４５からのドライブ信号４２を受けて、高速でオン、オフ切換を行う。オンとなる期間の長さが制御されることにより、所定の直流定電流が出力される。 The semiconductor switch 41 (S15) in the constant current chopper 47 receives the drive signal 42 from the constant current power supply control device 45 and switches on and off at high speed. A predetermined DC constant current is output by controlling the length of the ON period.

定電流チョッパ４７内の半導体スイッチ４１（Ｓ１６）は、定電流電源制御装置４５からのドライブ信号４２を受けて、半導体スイッチ４１（Ｓ１５）のオフ期間中にオンとなって、リアクトル４０、後段の多相定電流インバータ２を通じた循環回路を構成する。 The semiconductor switch 41 (S16) in the constant current chopper 47 receives the drive signal 42 from the constant current power supply control device 45 and is turned on during the off period of the semiconductor switch 41 (S15). A circulation circuit through the multiphase constant current inverter 2 is configured.

次に、熱機関駆動直流発電機５０を用いたウルトラキャパシタ８４の充電について説明する。図２における熱機関駆動直流発電機５０は、ガソリンエンジンやマイクロガスタービン等の任意のものが用いられ、出力電圧が直流定電流電源装置１内のウルトラキャパシタ８４の充電電圧に対応するように選択される。この熱機関駆動直流発電機５０は、発電を行い、ウルトラキャパシタ８４に電荷を蓄積させる、換言すれば、ウルトラキャパシタ８４を充電させる。 Next, charging of the ultracapacitor 84 using the heat engine drive DC generator 50 will be described. The heat engine-driven DC generator 50 in FIG. 2 is an arbitrary one such as a gasoline engine or a micro gas turbine, and is selected so that the output voltage corresponds to the charging voltage of the ultracapacitor 84 in the DC constant current power supply device 1. Is done. The heat engine-driven DC generator 50 generates power and accumulates charges in the ultracapacitor 84, in other words, charges the ultracapacitor 84.

直流定電流電源装置１は、上述したように、電圧制御装置８２による制御によって、充電されたウルトラキャパシタ８４を直流電源として、負荷側の起電力の正負、大小に関係なく一定方向の一定電流（直流定電流）を出力する。ダイオード８６は、アノードが熱機関駆動直流発電機５０に、カソードがウルトラキャパシタ８４に接続されており、ウルトラキャパシタ８４が放電して、多相定電流モータ３を駆動させる際に、ウルトラキャパシタ８４に蓄積された電荷が熱機関駆動直流発電機５０に逆流することを防止する。 As described above, the DC constant current power supply device 1 uses the charged ultracapacitor 84 as a DC power supply under the control of the voltage control device 82, regardless of whether the electromotive force on the load side is positive or negative, the constant current in a constant direction ( DC constant current) is output. The diode 86 has an anode connected to the heat engine drive DC generator 50 and a cathode connected to the ultracapacitor 84. When the ultracapacitor 84 is discharged and drives the multiphase constant current motor 3, the diode 86 is connected to the ultracapacitor 84. The accumulated electric charge is prevented from flowing back to the heat engine drive DC generator 50.

熱機関制御装置６０内の電圧測定部７２は、ウルトラキャパシタ８４の電圧を測定し、その測定結果を作動制御部７４へ出力する。作動制御部７４は、ウルトラキャパシタ８４の電圧が予め定められた所定値以下である場合に、熱機関駆動直流発電機５０へ作動指令を出力する。熱機関駆動直流発電機５０は、この作動指令を入力した場合に、発電を開始し、ウルトラキャパシタ８４を充電させる。これにより、多相定電流モータ３の制動時における回生エネルギーが小さく、ウルトラキャパシタ８４に十分な電荷が蓄積されないような場合にも、熱機関駆動直流発電機５０の発電によりウルトラキャパシタ８４に十分な量の電荷を蓄積させることが可能となり、その後の多相定電流モータ３の駆動において適切な駆動力を得ることが可能となる。 The voltage measurement unit 72 in the heat engine control device 60 measures the voltage of the ultracapacitor 84 and outputs the measurement result to the operation control unit 74. The operation control unit 74 outputs an operation command to the heat engine-driven DC generator 50 when the voltage of the ultracapacitor 84 is equal to or lower than a predetermined value. When this operation command is input, the heat engine drive DC generator 50 starts power generation and charges the ultracapacitor 84. Thereby, even when the regenerative energy at the time of braking of the multiphase constant current motor 3 is small and sufficient charge is not accumulated in the ultracapacitor 84, the ultracapacitor 84 is sufficiently generated by the power generation of the heat engine drive DC generator 50. It becomes possible to accumulate an amount of electric charge, and an appropriate driving force can be obtained in the subsequent driving of the multiphase constant current motor 3.

以下、本発明のモータ駆動システムを電気自動車に採用した場合における定量評価について説明する。本定量評価における多相定電流インバータ２及び多相定電流モータ３の諸元は、出力が５５［ｋｗ］（６０秒）、モータ回転速度が１２，０００［ｒｐｍ］、効率が９４［％］、モータ重量が１１［ｋｇ］である。また、電気自動車の諸元は、計算上の最高速度が７０［ｋｍ／ｈ］、最高推力が２，８４０［Ｎ］、車両重量が１，０００［ｋｇ］、タイヤ走行抵抗が０．０１Ｍ（但し、Ｍは車両重量）、空気抵抗がＳ・Ｃｄ・ｖ²／１０（但し、Ｓは車両断面積１．５［ｍ²］、Ｃｄは係数０．３、ｖは速度１９．４［ｍ／ｓ］）である。 Hereinafter, quantitative evaluation when the motor drive system of the present invention is employed in an electric vehicle will be described. The specifications of the multiphase constant current inverter 2 and the multiphase constant current motor 3 in this quantitative evaluation are as follows: the output is 55 [kw] (60 seconds), the motor rotation speed is 12,000 [rpm], and the efficiency is 94 [%]. The motor weight is 11 [kg]. The specifications of the electric vehicle are as follows: the calculated maximum speed is 70 [km / h], the maximum thrust is 2,840 [N], the vehicle weight is 1,000 [kg], and the tire running resistance is 0.01M ( However, M is vehicle weight), air resistance ^{S · Cd · v 2/10} ( where, S is the vehicle cross section 1.5 [m ^2], Cd is the coefficient 0.3, v is the velocity 19.4 [m / S]).

定量評価における運転パターンは新燃料費測定モード（１０・１５モード）とした。図１７は、新燃料費測定モードにおける速度の時間遷移を示す図である。また、図１８は、１０モードでの走行における各モード（＃１乃至＃１０）の運転条件を示し、図１９は、１５モードでの走行における各モード（＃１乃至＃１５）の運転条件を示している。図１７乃至図１９から明らかなように、新燃料費測定モードは、１０モードでの走行の３回の繰り返しに対応する第１乃至第３運転パターンと、１５モードでの走行に対応する第４運転パターンからなり、加速、定速、減速が繰り返される。なお、第１走行パターンのモード＃１の開始は、新燃料費測定モードの開始から３０秒後である。 The operation pattern in the quantitative evaluation is the new fuel cost measurement mode (10/15 mode). FIG. 17 is a diagram showing a time transition of speed in the new fuel cost measurement mode. FIG. 18 shows the operating conditions of each mode (# 1 to # 10) in traveling in the 10 mode, and FIG. 19 shows the operating conditions of each mode (# 1 to # 15) in traveling in the 15 mode. Show. As is apparent from FIGS. 17 to 19, the new fuel cost measurement mode includes first to third operation patterns corresponding to three repetitions of traveling in the 10 mode and a fourth corresponding to traveling in the 15 mode. It consists of driving patterns, and acceleration, constant speed, and deceleration are repeated. The start of mode # 1 of the first travel pattern is 30 seconds after the start of the new fuel cost measurement mode.

定量評価における走行エネルギーは以下のように算出される。すなわち、加速時の走行エネルギーは、加速直後の速度ｖに対応する１／２ｍｖ²と加速中の走行抵抗損との和を効率０．９４で除して算出される。また、定速走行時の走行エネルギーは、走行抵抗損を効率０．９４で除して算出される。また、減速時の走行エネルギーは、減速直前の速度ｖに対応する１／２ｍｖ²から減速中の走行抵抗損を差し引いた値に効率０．９４を乗じて算出される。 The running energy in the quantitative evaluation is calculated as follows. That is, the running energy during acceleration is calculated by dividing the sum of 1/2 mv ² corresponding to the speed v immediately after acceleration and the running resistance loss during acceleration by an efficiency of 0.94. The traveling energy during constant speed traveling is calculated by dividing the traveling resistance loss by the efficiency of 0.94. The traveling energy at the time of deceleration is calculated by multiplying the value obtained by subtracting the traveling resistance loss during deceleration from 1/2 mv ² corresponding to the speed v immediately before deceleration by the efficiency of 0.94.

図２０は、１０モードでの走行における各モード（＃１乃至＃１０）での走行エネルギー、換言すれば、多相定電流モータ３への供給エネルギーと、多相定電流モータ３からの回収エネルギー（回生エネルギー）とを示し、図２１は、１５モードでの走行における各モード（＃１乃至＃１５）での走行エネルギーを示す。なお、これら図２０及び図２１において、黒三角は回収エネルギーであることを示す。 FIG. 20 shows traveling energy in each mode (# 1 to # 10) in traveling in 10 modes, in other words, supply energy to the multiphase constant current motor 3 and recovered energy from the multiphase constant current motor 3. (Regenerative energy) is shown, and FIG. 21 shows travel energy in each mode (# 1 to # 15) in travel in the 15 mode. 20 and 21, black triangles indicate recovered energy.

新燃料費測定モードは、上述したように１０モードでの走行が３回繰り返され、１５モードでの走行が１回行われる。従って、新燃料費測定モードにおける走行エネルギーの総量は、図２０及び図２１によれば、７６８［ｋＪ］であり、これはガソリン０．０１８［リットル］から得られるエネルギーに相当する。また、新燃料費測定モードの総時間は６６０［秒］、平均電力は１．１６［ｋｗ］、ピーク電力は１５モードでのモード＃６における２１．８［ｋｗ］である。 In the new fuel cost measurement mode, the travel in the 10 mode is repeated three times as described above, and the travel in the 15 mode is performed once. Therefore, according to FIGS. 20 and 21, the total amount of travel energy in the new fuel cost measurement mode is 768 [kJ], which corresponds to energy obtained from 0.018 [liter] of gasoline. The total time of the new fuel cost measurement mode is 660 [seconds], the average power is 1.16 [kw], and the peak power is 21.8 [kw] in the mode # 6 in the 15 mode.

次に、新燃料費測定モードでの定量評価に基づいて、ウルトラキャパシタ８４の必要容量を算出する。ウルトラキャパシタ８４の蓄積エネルギーは、１／２ＣＶ²［Ｊ］（但し、Ｃは静電容量［Ｆ］、Ｖは充電電圧［ボルト］）で算出される。そして、この蓄積エネルギーの１／２が直流電力として使用可能である。図２０及び図２１によれば、新燃料費測定モードでの供給エネルギーの最大値は、１５モードでのモード＃１２における１６７［ｋＪ］、回収エネルギーの最大値は、１５モードでのモード＃１４における１１８［ｋＪ］である。従って、ウルトラキャパシタ８４の必要容量は、これら供給エネルギーと回収エネルギーのうち、絶対値の大きい供給エネルギーに対応して算出され、１６７，０００＝（１／２）×Ｃ×５００²×０．５より、Ｃ＝２．６７［Ｆ］（５００［ボルト］時）となる。この容量のウルトラキャパシタ８４は、実用上、十分に小さい寸法と容量である。 Next, the required capacity of the ultracapacitor 84 is calculated based on the quantitative evaluation in the new fuel cost measurement mode. The energy stored in the ultracapacitor 84 is calculated by 1/2 CV ² [J] (where C is a capacitance [F] and V is a charging voltage [volt]). And 1/2 of this stored energy can be used as DC power. 20 and 21, the maximum value of the supplied energy in the new fuel cost measurement mode is 167 [kJ] in the mode # 12 in the 15 mode, and the maximum value of the recovered energy is the mode # 14 in the 15 mode. 118 [kJ]. Therefore, the required capacity of the ultracapacitor 84 is calculated corresponding to the supply energy having a large absolute value among these supply energy and recovered energy, and 167,000 = (1/2) × C × 500 ² × 0.5. Therefore, C = 2.67 [F] (at 500 [volt]). The ultracapacitor 84 having this capacity has a sufficiently small size and capacity for practical use.

上述した新燃料費測定モードでの定量評価と、ウルトラキャパシタ８４の必要容量とによれば、１．１６［ｋＷ］の発電能力を有する熱機関駆動直流発電機５０を用いることによって、乗用車規模の電気自動車の電力を充足することができ、当該電気自動車における化石燃料消費量や二酸化炭素排出量は、従来のガソリン車の数十分の一に減少させることができ、従来のガソリン車のみならず、いわゆるハイブリッド車に対しても優位性がある。 According to the quantitative evaluation in the new fuel cost measurement mode described above and the required capacity of the ultracapacitor 84, the use of the heat engine-driven DC generator 50 having a power generation capacity of 1.16 [kW] allows the passenger car scale to be increased. Electric vehicle power can be satisfied, and fossil fuel consumption and carbon dioxide emissions in the electric vehicle can be reduced to a tenth of conventional gasoline vehicles. There is also an advantage over so-called hybrid vehicles.

以上のように、本発明に係るモータ駆動システムは、モータ駆動の電源としてのキャパシタに、回生エネルギーの多寡にかかわらず、できるだけ十分な電荷を蓄積させることができ、モータ駆動システムとして有用である。 As described above, the motor drive system according to the present invention can accumulate as much charge as possible in a capacitor as a motor drive power source regardless of the amount of regenerative energy, and is useful as a motor drive system.

電気自動車の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of an electric vehicle. モータ駆動システムの構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of a motor drive system. 多相定電流モータの軸方向断面図である。It is an axial sectional view of a multiphase constant current motor. 多相定電流モータの軸垂直方向断面図である。It is an axial perpendicular direction sectional view of a multiphase constant current motor. 固定子巻線の実施例（直線状に展開）を示す図である。It is a figure which shows the Example (expanded linearly) of a stator winding | coil. 固定子巻線の実施例（円弧状に表示）を示す図である。It is a figure which shows the Example (displayed in circular arc shape) of a stator winding | coil. 多相定電流インバータの実施例を示す図である。It is a figure which shows the Example of a multiphase constant current inverter. 角度位置信号、ドライブ信号、制動指令信号の対応関係を示す図である。It is a figure which shows the correspondence of an angle position signal, a drive signal, and a braking command signal. 駆動状態における半導体スイッチの動作サイクルを示す図である。It is a figure which shows the operation cycle of the semiconductor switch in a drive state. 駆動状態における回転子の位置と固定子巻線電流を示す図である。It is a figure which shows the position of the rotor in a drive state, and a stator winding current. 制動状態における回転子の位置と固定子巻線電流を示す図である。It is a figure which shows the position of the rotor in a braking state, and a stator winding current. 多相定電流インバータに生じる負荷起電力を示す図である。It is a figure which shows the load electromotive force which arises in a polyphase constant current inverter. 直流定電流電源装置の実施例を示す図である。It is a figure which shows the Example of a DC constant current power supply device. 直流定電流電源装置内の半導体スイッチの動作とその動作時の出力電圧を示す図である。It is a figure which shows the operation | movement of the semiconductor switch in a direct current constant current power supply device, and the output voltage at the time of the operation | movement. 自動車の駆動状態と直流定電流電源装置の動作を示す図である。It is a figure which shows the drive state of a motor vehicle, and operation | movement of a direct current constant current power supply device. 直流定電流電源装置の他の実施例を示す図である。It is a figure which shows the other Example of a direct current constant current power supply device. 新燃料費測定モードにおける速度の時間遷移を示す図である。It is a figure which shows the time transition of the speed in new fuel cost measurement mode. １０モードでの走行における各モードの運転条件を示す図である。It is a figure which shows the driving | running condition of each mode in driving | running | working in 10 mode. １５モードでの走行における各モードの運転条件を示す図である。It is a figure which shows the driving condition of each mode in driving | running | working in 15 mode. １０モードでの走行における各モードでの走行エネルギーを示す図である。It is a figure which shows the driving | running energy in each mode in driving | running | working in 10 mode. １５モードでの走行における各モードでの走行エネルギーを示す図である。It is a figure which shows the driving | running energy in each mode in driving | running | working in 15 mode.

Explanation of symbols

１直流定電流電源装置
２多相定電流インバータ
３多相定電流モータ
４ディファレンシャルギヤ
５ａ、５ｂ機械ブレーキ
６回転子鉄心
７回転軸
８軸受
９磁石材
１０溝
１１遮光板
１２フォトセンサ
１３固定子鉄心
１４空隙
１５止め金具
１６ケース
１７固定子巻線
１８−１、１８−２端子
１９、３１、４１半導体スイッチ
２０Ａ相単相ブリッジユニット
２１Ｂ相単相ブリッジユニット
２２Ｃ相単相ブリッジユニット
２３Ｄ相単相ブリッジユニット
２４インバータ制御装置
２５角度位置信号
２６、３２ドライブ信号
２７制動指令信号
３０、４０リアクトル
３４電流設定指令信号
３５、４５定電流電源制御装置
４６充放電切換器
４７定電流チョッパ
５０熱機関駆動直流発電機
６０熱機関制御装置
７２電圧測定部
７４作動制御部
８２電圧制御装置
８４ウルトラキャパシタ
８６ダイオード DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 DC constant current power supply device 2 Multiphase constant current inverter 3 Multiphase constant current motor 4 Differential gear 5a, 5b Mechanical brake 6 Rotor core 7 Rotating shaft 8 Bearing 9 Magnet material 10 Groove 11 Light shielding plate 12 Photo sensor 13 Stator core 14 Air gap 15 Fastener 16 Case 17 Stator winding 18-1, 18-2 Terminals 19, 31, 41 Semiconductor switch 20 A-phase single-phase bridge unit 21 B-phase single-phase bridge unit 22 C-phase single-phase bridge unit 23 D Phase single phase bridge unit 24 Inverter controller 25 Angular position signal 26, 32 Drive signal 27 Braking command signal 30, 40 Reactor 34 Current setting command signal 35, 45 Constant current power supply controller 46 Charge / discharge switcher 47 Constant current chopper 50 Heat Engine-driven DC generator 60 Heat engine controller 72 Electricity Measuring unit 74 operation controller 82 a voltage control device 84 ultracapacitor 86 diode

Claims

A heat engine drive DC generator, a control device for controlling the heat engine drive DC generator, a power supply device incorporating a capacitor, and a direction of a direct current from the power supply device are generated to generate a rectangular wave AC current A motor drive system having an inverter and a motor that performs driving and braking according to a rectangular wave alternating current from the inverter flowing through the winding,
The controller is
Voltage measuring means for measuring the voltage of the capacitor;
Operation control means for controlling the operation of the heat engine-driven DC generator according to the voltage measured by the voltage measurement means,
The heat engine driven DC generator is
Power generation is performed according to the control by the operation control means, electric charge is accumulated in the capacitor,
The power supply device
A motor drive comprising voltage control means for inputting a DC voltage from the capacitor and controlling the polarity and magnitude of the output voltage in accordance with the electromotive force of the motor so that the output current becomes a DC constant current. system.

The said operation control means operates the said heat engine drive direct current generator, when the voltage measured by the said voltage measurement means becomes below a predetermined value defined beforehand. Motor drive system.

A backflow prevention unit is provided between the heat engine drive DC generator and the capacitor, and has backflow prevention means for preventing the charge accumulated in the capacitor from flowing back to the heat engine drive DC generator. Item 3. The motor drive system according to Item 1 or 2.

The motor drive system according to claim 3, wherein the backflow prevention means is a diode having an anode on the side of the heat engine drive DC generator and a cathode on the side of the capacitor.

The motor drive system according to claim 1, wherein the capacitor is an ultracapacitor.