JP2007525909A

JP2007525909A - Optical system with FM source and spectrum shaping element

Info

Publication number: JP2007525909A
Application number: JP2007500803A
Authority: JP
Inventors: マーゲレフテー，ダニエル; マツイ，ヤスヒロ; ジェン，ジュエヤン; ジョンソン，バート; ウォーカー，ダンカン; タイェバティ，パーヴィズ
Original assignee: アズナ・エルエルシー
Priority date: 2004-02-27
Filing date: 2005-02-28
Publication date: 2007-09-06
Anticipated expiration: 2025-02-28
Also published as: CN101073210B; EP1738504A2; WO2005084268A3; CA2557150A1; EP1738504A4; JP4584304B2; CN101073210A; WO2005084268A2

Abstract

【課題】変調信号のスペクトル特性を修正することにより、光送信距離を分散限界よりも遥かに延長し、変調レーザ源、およびファイバ分散に対する耐性を高め、部分的周波数変調信号を実質的振幅変調信号に変換する光スペクトル整形システムを提供する。
【解決手段】本発明の一形態において、光ファイバ通信システムを提供する。このシステムは、基準二進信号を受信し、第１信号を生成するように構成されている光信号源であって、前記第１信号が周波数変調されている、光信号源と、前記第１信号を第２信号に整形するように構成されている光スペクトル整形器であって、前記第２信号が振幅変調されかつ周波数変調されている、光スペクトル整形器とを備えており、伝送ファイバにおける分散に対して前記第２信号の耐性を高めるように、前記第２信号の周波数特性を構成するような前記第１信号の周波数特性、および前記光スペクトル整形器の光特性を特徴とする。本発明の別の形態では、光送信機を提供する。この光送信機は、第１周波数変調信号を発生する周波数変調源と、第１周波数変調信号を受信し、第２の振幅および周波数変調信号を発生する振幅変調器とを備えている。
【選択図】図４By modifying the spectral characteristics of a modulated signal, the optical transmission distance is extended far beyond the dispersion limit, the tolerance to the modulated laser source and fiber dispersion is increased, and the partial frequency modulated signal is converted into a substantially amplitude modulated signal. An optical spectrum shaping system for converting to
In one aspect of the present invention, an optical fiber communication system is provided. The system is an optical signal source configured to receive a reference binary signal and generate a first signal, wherein the first signal is frequency modulated, and the first signal An optical spectrum shaper configured to shape a signal into a second signal, wherein the second signal is amplitude-modulated and frequency-modulated. The frequency characteristic of the first signal that constitutes the frequency characteristic of the second signal and the optical characteristic of the optical spectrum shaper are characterized by increasing the tolerance of the second signal against dispersion. In another aspect of the invention, an optical transmitter is provided. The optical transmitter includes a frequency modulation source that generates a first frequency modulation signal, and an amplitude modulator that receives the first frequency modulation signal and generates a second amplitude and frequency modulation signal.
[Selection] Figure 4

Description

本発明は、一般的には信号送信に関し、更に特定すれば、光信号および電気信号の送信に関する。 The present invention relates generally to signal transmission, and more particularly to transmission of optical and electrical signals.

本願は、
(i)Daniel Mahgerefteh et al.が２００２年１１月６日に出願した、係属中の先願米国特許出願第１０／２８９，９４４号、POWER SOURCE FOR A DISPERSION COMPENSATION FIBER OPTIC SYSTEM（分散補償光ファイバ・システムのための電源）（代理人整理番号TAYE-59474-00006）の一部継続出願であり、
(ii)Daniel Mahgerefteh et al.が２００２年１２月３日に出願した、係属中の先願米国特許出願第１０／３０８，５２２号、HIGH-SPEED TRANSMISSION SYSTEM COMPRISING A COUPLED MULTI-CAVITY OPTICAL DISCRIMINATOR（結合マルチキャビティ光判別器を備えた高速送信システム）（代理人整理番号TAYE-59474-00007）の一部継続出願であり、
(iii)Daniel Mahgerefteh et al.が２００３年１０月６日に出願した、係属中の先願米国特許出願第１０／６８０，６０７号、FLAT DISPERSION FREQUENCY DISCRIMINATOR (FDFD)（平坦分散周波数判別装置）（代理人整理番号TAYE-59474-00009）の一部継続出願であり、
(iv)Yasuhiro Matsui et al.が２００４年２月２７日に出願した、係属中の先願米国仮特許出願第６０／５４８，２３０号、OPTICAL SYSTEM COMPRISING AN FM SOURCE AND A SPECTRAL RESHAPING ELEMENT（ＦＭ源およびスペクトル整形エレメントを備えた光システム）（代理人整理番号TAYE-31 PROV)の優先権を主張し、
(v)Daniel Mahgerefteh et al.が２００４年３月１８日に出願した、係属中の先願米国仮特許出願第６０／５５４，２４３号、FLAT CHIRP INDUCED BY FILTER EDGE（フィルタ・エッジによって誘発する平坦チャープ）（代理人整理番号TAYE-34 PROV)の優先権を主張し、
(vi)Daniel Mahgerefteh et al.が２００４年４月２８日に出願した、係属中の先願米国仮特許出願第６０／５６６，０６０号、A METHOD OF TRANSMISSION USING PARTIAL FM AND AM MODULATION（部分的ＦＭおよびＡＭ変調を用いた送信方法）（代理人整理番号TAYE-37PROV)の優先権を主張し、
(vii)Daniel Mahgerefteh et al.が２００４年５月３日に出願した、係属中の先願米国仮特許出願第６０／５６７，７３７号、ADIABATIC FREUENCY MODULATION (AFM)（断熱周波数変調（ＡＦＭ））（代理人整理番号TAYE-39PROV)の優先権を主張し、
(viii)Daniel Mahgerefteh et al.が２００４年５月１０日に出願した、係属中の先願米国仮特許出願第６０／５６９，７６９号、FLAT CHIRP INDUCED BY AN OPTICAL FILTER EDGE（光フィルタ・エッジによって誘発する平坦チャープ）（代理人整理番号TAYE-40 PROV)の優先権を主張し、
(ix)Daniel Mahgerefteh et al.が２００４年５月１０日に出願した、係属中の先願米国仮特許出願第６０／５６９，７６８号、A METHOD OF TRANSMISSION USING PARTIAL FM AND AM MODULATION（部分的ＦＭおよびＡＭ変調を用いる送信方法）（代理人整理番号TAYE-41PROV)の優先権を主張し、
(x)Kevin McCallion et al.が２００４年１０月２５日に出願した、係属中の先願米国仮特許出願第６０／６２１，７５５号、SPECTRAL RESPONSE MODIFICATION VIA SPATIAL FILTERING WITH OPTICAL FIBER（光ファイバを用いた空間フィルタリングによるスペクトル応答の修正）（代理人整理番号TAYE-47PROV)の優先権を主張し、
(xi) Yasuhiro Matsui et al.が２００４年１１月１９日に出願した、係属中の先願米国仮特許出願第６０／６２９，７４１号、OPTICAL SYSTEM COMPRISING AN FM SOURCE AND A SPECTRAL RESHAPING ELEMENT（ＦＭ源およびスペクトル整形エレメントを備えた光システム）（代理人整理番号TAYE-48PROV)の優先権を主張する。 This application
(i) Pending US Patent Application No. 10 / 289,944, filed November 6, 2002 by Daniel Mahgerefteh et al., POWER SOURCE FOR A DISPERSION COMPENSATION FIBER OPTIC SYSTEM Power supply for the system) (agent reference number TAYE-59474-00006)
(ii) Pending US Patent Application No. 10 / 308,522, filed December 3, 2002 by Daniel Mahgerefteh et al., HIGH-SPEED TRANSMISSION SYSTEM COMPRISING A COUPLED MULTI-CAVITY OPTICAL DISCRIMINATOR A high-speed transmission system equipped with a multi-cavity optical discriminator) (agent number TAYE-59474-00007)
(iii) Pending US Patent Application No. 10 / 680,607, filed October 6, 2003 by Daniel Mahgerefteh et al., FLAT DISPERSION FREQUENCY DISCRIMINATOR (FDFD) (Flat Dispersion Frequency Discriminator) ( Agent part number TAYE-59474-00009)
(iv) Pending US Provisional Patent Application No. 60 / 548,230, filed February 27, 2004, OPTICAL SYSTEM COMPRISING AN FM SOURCE AND A SPECTRAL RESHAPING ELEMENT (FM source) And optical system with spectrum shaping element) (agent number TAYE-31 PROV)
(v) Pending US Provisional Patent Application No. 60 / 554,243, filed March 18, 2004, by Daniel Mahgerefteh et al., FLAT CHIRP INDUCED BY FILTER EDGE Chirp) (assuming the agent reference number TAYE-34 PROV)
(vi) Pending US Provisional Patent Application No. 60 / 566,060 filed April 28, 2004 by Daniel Mahgerefteh et al., A METHOD OF TRANSMISSION USING PARTIAL FM AND AM MODULATION (partial FM) And transmission method using AM modulation) (Attorney reference number TAYE-37PROV)
(vii) Pending US Provisional Patent Application No. 60 / 567,737, filed May 3, 2004 by Daniel Mahgerefteh et al., ADIABATIC FREUENCY MODULATION (AFM) (Adiabatic Frequency Modulation (AFM)) Claiming the priority of (Agent number TAYE-39PROV)
(viii) Pending US Provisional Patent Application No. 60 / 569,769, filed May 10, 2004 by Daniel Mahgerefteh et al., FLAT CHIRP INDUCED BY AN OPTICAL FILTER EDGE (by optical filter edge) Insist on the priority of the flat chirp to trigger) (agent reference number TAYE-40 PROV)
(ix) Pending US Provisional Patent Application No. 60 / 569,768, filed May 10, 2004 by Daniel Mahgerefteh et al., A METHOD OF TRANSMISSION USING PARTIAL FM AND AM MODULATION (partial FM) And transmission method using AM modulation) (Attorney reference number TAYE-41PROV)
(x) Pending US Provisional Patent Application No. 60 / 621,755, filed October 25, 2004 by Kevin McCallion et al., SPECTRAL RESPONSE MODIFICATION VIA SPATIAL FILTERING WITH OPTICAL FIBER Claiming the priority of the spectral response by spatial filtering) (agent number TAYE-47PROV),
(xi) Pending U.S. Provisional Patent Application No. 60 / 629,741, filed on November 19, 2004, by Yasuhiro Matsui et al., OPTICAL SYSTEM COMPRISING AN FM SOURCE AND A SPECTRAL RESHAPING ELEMENT (FM source) And optical system with spectral shaping element) (agent number TAYE-48PROV) claim priority.

以上１１件の特定した特許出願は、ここで引用したことにより、本願にも含まれるものとする。
（発明の背景）
ディジタル光ファイバ送信機の品質および性能は、送信したディジタル信号が、著しい歪みを生ずることなく伝搬することができる距離によって決定する。受信機において、分散ファイバを通じた伝搬後における信号のビット・エラー・レート（ＢＥＲ）を測定し、通例１０^−１２である一種のＢＥＲを得るために必要な光パワーを決定する。これは感度と呼ばれている。送信機の出力における感度の伝搬後における感度との差を、分散不利益(dispersion penalty)と呼ぶ。これは、通例、分散不利益が〜１ｄＢのレベルに達する距離によって特徴付けられる。外部変調源(externally modulated source)のような標準的な１０Ｇｂ／ｓ光ディジタル送信機は、分散不利益が〜１ｄＢのレベルに達する前に、１５５０ｎｍにおいて標準的な単一モード・ファイバ内を〜５０ｋｍの距離まで送信することができる。これを分散限界と呼ぶ。分散限界は、ディジタル信号は変換が限定される、即ち、信号はそのビットの間時間変動位相を有さず、１００ｐｓ即ち１／（ビット・レート）のビット周期を有するという基本的な想定によって決定する。送信機の品質の別の尺度に、ファイバ伝搬後の絶対感度がある。 The above 11 identified patent applications are included in the present application by quoting here.
(Background of the Invention)
The quality and performance of a digital fiber optic transmitter is determined by the distance that the transmitted digital signal can propagate without significant distortion. At the receiver, the bit error rate (BER) of the signal after propagation through the dispersion fiber is measured to determine the optical power required to obtain a kind of BER, typically ^10-12 . This is called sensitivity. The difference in sensitivity at the output of the transmitter after propagation is called the dispersion penalty. This is typically characterized by the distance at which the dispersion penalty reaches a level of ˜1 dB. A standard 10 Gb / s optical digital transmitter, such as an externally modulated source, is ~ 50 km in a standard single mode fiber at 1550 nm before the dispersion penalty reaches a level of ~ 1 dB. Can be transmitted up to a distance. This is called the dispersion limit. The dispersion limit is determined by the basic assumption that a digital signal is limited in conversion, i.e., the signal has no time-varying phase during that bit and has a bit period of 100 ps or 1 / (bit rate). To do. Another measure of transmitter quality is absolute sensitivity after fiber propagation.

３種類の光送信機が現在従来技術の光ファイバ・システムにおいて用いられており、(i)直接変調レーザ（ＤＭＬ）、(ii)電気吸収変調レーザ（ＥＭＬ）、および(iii)外部変調マッハ・ゼンダー（ＭＺ）である。１０Ｇｂ／ｓおよび１５５０ｎｍにおける標準的な単一モード・ファイバでの送信では、ＭＺ変調器およびＥＭＬが最も長い到達距離を有することができ、通例８０ｋｍに達することが一般に想定されている。位相整形デュオバイナリ(phase shaped duobinary)と呼ばれる特殊な符号化方式を用いると、ＭＺ送信機は２００ｋｍまで達することができる。一方、直接変調レーザ（ＤＭＬ）は＜５ｋｍに達するに過ぎない。何故なら、これら固有の時間依存チャープが、この距離の後信号の激しい歪みの原因となるからである。 Three types of optical transmitters are currently used in prior art fiber optic systems: (i) direct modulation laser (DML), (ii) electroabsorption modulation laser (EML), and (iii) external modulation Mach Zender (MZ). For transmission over standard single mode fiber at 10 Gb / s and 1550 nm, it is generally assumed that the MZ modulator and EML can have the longest reach, typically reaching 80 km. Using a special coding scheme called phase shaped duobinary, the MZ transmitter can reach up to 200 km. On the other hand, direct modulation lasers (DML) only reach <5 km. This is because these inherent time-dependent chirps cause severe distortion of the signal after this distance.

一例として、単一モード・ファイバにおいて１０Ｇｂ／ｓでＤＭＬ_Ｓの到達距離を＞８０ｋｍに延長する、光ファイバを通じた長距離光波データ送信（１０Ｇｂ／ｓにおいて＞８０ｋｍ）が、以下の文献に開示されている。(i)Daniel Mahgerefteh et al.が２００２年１１月６日に出願した、米国特許出願第１０／２８９，９４４号、POWER SOURCE FOR A DISPERSION COMPENSATION FIBER OPTIC SYSTEM（分散補償光ファイバ・システムのための電力源）（代理人整理番号TAYE-59474-00006）、(ii)Daniel Mahgerefteh et al.が２００３年１０月６日に出願した、米国特許出願第１０／６８０，６０７号、FLAT DISPERSION FREQUENCY DISCRIMINATOR (FDFD)（平坦分散周波数判別装置）（代理人整理番号TAYE-59474-00009）、および(iii)Daniel Mahgerefteh et al.が２００２年１２月３日に出願した、米国特許出願第１０／３０８，５２２号、HIGH-SPEED TRANSMISSION SYSTEM COMPRISING A COUPLED MULTI-CAVITY OPTICAL DISCRIMINATOR（結合マルチキャビティ光判別器を備えた高速送信システム）（代理人整理番号TAYE-59474-00007）。これらの特許出願は、ここで引用したことにより、本願にも含まれるものとする。これら新規のシステムに付随する送信機は、マサチューセッツ州WilmingtonのAzna LLC社によるチャープ管理レーザ（ＣＭＬ）^ＴＭと呼ばれることもある。これら新たなシステムでは、周波数変調（ＡＦＭ）源の後段に光スペクトル整形器（ＯＳＲ）があり、周波数変調を用いて、振幅変調信号を増大させ、伝送ファイバにおける分散を部分的に補償する。一実施形態では、周波数変調源は直接変調レーザ（ＤＭＬ）を備えている場合もある。光スペクトル整形器（ＯＳＲ）は、周波数判別器と呼ばれることもあり、波長依存送信機能を有するしかるべき光エレメントによって形成することができる。ＯＳＲは、周波数変調を振幅変調に変換するように改造することができる。 As an example, long range lightwave data transmission over optical fiber (> 80 km at 10 Gb / s) that extends the reach of DML _S to> 80 km at 10 Gb / s in single mode fiber is disclosed in the following document: ing. (i) US Patent Application No. 10 / 289,944, filed November 6, 2002 by Daniel Mahgerefteh et al., POWER SOURCE FOR A DISPERSION COMPENSATION FIBER OPTIC SYSTEM. Source) (Attorney Docket Number TAYE-59474-00006), (ii) US Patent Application No. 10 / 680,607, filed October 6, 2003, by Daniel Mahgerefteh et al., FLAT DISPERSION FREQUENCY DISCRIMINATOR (FDFD ) (Flat Dispersion Frequency Discriminator) (Attorney Docket Number TAYE-59474-00009), and (iii) US Patent Application No. 10 / 308,522 filed December 3, 2002 by Daniel Mahgerefteh et al. , HIGH-SPEED TRANSMISSION SYSTEM COMPRISING A COUPLED MULTI-CAVITY OPTICAL DISCRIMINATOR (High-speed transmission system with combined multi-cavity optical discriminator) (Agent number TAYE-59474-00007). These patent applications are incorporated herein by reference. The transmitter associated with these new systems is sometimes referred to as Chirp Managed Laser (CML) ^TM by Azna LLC of Wilmington, Massachusetts. In these new systems, an optical spectrum shaper (OSR) follows the frequency modulation (AFM) source and uses frequency modulation to increase the amplitude modulated signal and partially compensate for dispersion in the transmission fiber. In one embodiment, the frequency modulation source may comprise a direct modulation laser (DML). An optical spectrum shaper (OSR), sometimes called a frequency discriminator, can be formed by a suitable optical element having a wavelength dependent transmission function. The OSR can be modified to convert frequency modulation to amplitude modulation.

本発明の新規のシステムでは、更に１０Ｇｂ／ｓおよび１５５０ｎｍにおける標準的な単一モード・ファイバ上で２５０ｋｍ以上にＣＭＬ^ＴＭ送信機の到達距離を延長するようにＯＳＲを構成することにより、周波数変調源のチャープ特性を別個に適合化し更に整形する。本システムは、とりわけ、下記の文献に記載されているシステムから選択した特徴を組み合わせたものである。(i)Yasuhiro Matsui et al.が２００４年２月２７日に出願した、米国仮特許出願第６０／５４８，２３０号、OPTICAL SYSTEM COMPRISING AN FM SOURCE AND A SPECTRAL RESHAPING ELEMENT（ＦＭ源およびスペクトル整形エレメントを備えた光システム）（代理人整理番号TAYE-31 PROV)、(ii)Daniel Mahgerefteh et al.が２００４年３月１８日に出願した、米国仮特許出願第６０／５５４，２４３号、FLAT CHIRP INDUCED BY FILTER EDGE（フィルタ・エッジによって誘発する平坦チャープ）（代理人整理番号TAYE-34 PROV)、(iii)Daniel Mahgerefteh et al.が２００４年４月２８日に出願した、米国仮特許出願第６０／５６６，０６０号、A METHOD OF TRANSMISSION USING PARTIAL FM AND AM MODULATION（部分的ＦＭおよびＡＭ変調を用いた送信方法）（代理人整理番号TAYE-37PROV)、(iv)Daniel Mahgerefteh et al.が２００４年５月３日に出願した、米国仮特許出願第６０／５６７，７３７号、ADIABATIC FREUENCY MODULATION (AFM)（断熱周波数変調（ＡＦＭ））（代理人整理番号TAYE-39PROV)、(v)Daniel Mahgerefteh et al.が２００４年５月１０日に出願した、米国仮特許出願第６０／５６９，７６９号、FLAT CHIRP INDUCED BY AN OPTICAL FILTER EDGE（光フィルタ・エッジによって誘発する平坦チャープ）（代理人整理番号TAYE-40 PROV)。これらの特許出願の内容は、ここで引用したことにより、本願にも含まれるものとする。 In the novel system of the present invention, the frequency modulation source is further configured by configuring the OSR to extend the reach of the CML ^TM transmitter over 250 km over standard single mode fiber at 10 Gb / s and 1550 nm. The chirp characteristics of are individually adapted and further shaped. This system combines, among other things, features selected from the systems described in the following references. (i) Yasuhiro Matsui et al., filed February 27, 2004, US Provisional Patent Application No. 60 / 548,230, OPTICAL SYSTEM COMPRISING AN FM SOURCE AND A SPECTRAL RESHAPING ELEMENT Optical system equipped) (Attorney Docket Number TAYE-31 PROV), (ii) US Provisional Patent Application No. 60 / 554,243, FLAT CHIRP INDUCED, filed March 18, 2004 by Daniel Mahgerefteh et al. BY FILTER EDGE (flat chirp induced by filter edge) (Attorney Docket TAYE-34 PROV), (iii) US Provisional Patent Application No. 60 / filed April 28, 2004 by Daniel Mahgerefteh et al. 566,060, A METHOD OF TRANSMISSION USING PARTIAL FM AND AM MODULATION (transmission method using partial FM and AM modulation) (attorney reference number TAYE-37PROV), (iv) Daniel Mahgerefteh et al. Filed on March 3 US Provisional Patent Application No. 60 / 567,737, ADIABATIC FREUENCY MODULATION (AFM) (AFM) (Attorney Docket Number TAYE-39PROV), (v) Daniel Mahgerefteh et al. US Provisional Patent Application No. 60 / 569,769, FLAT CHIRP INDUCED BY AN OPTICAL FILTER EDGE (flat chirp induced by optical filter edge) (Attorney Docket Number TAYE-40 PROV) The contents of these patent applications are incorporated herein by reference.

本発明は、変調光源と一緒に動作する光スペクトル整形装置（ＯＳＲ）を提供し、変調信号のスペクトル特性を修正することにより、光送信距離を、分散限界よりも遥かに延長する。ＯＳＲは、受動光エレメントとして定めることができ、光周波数依存損失および周波数依存位相を入力光信号に分与する。また、本発明は、変調レーザ源、およびファイバ分散に対する耐性を高め、部分的周波数変調信号を実質的振幅変調信号に変換する光スペクトル整形システムも提供する。 The present invention provides an optical spectrum shaping device (OSR) that works with a modulated light source to extend the optical transmission distance far beyond the dispersion limit by modifying the spectral characteristics of the modulated signal. The OSR can be defined as a passive optical element, which distributes optical frequency dependent loss and frequency dependent phase to the input optical signal. The present invention also provides a modulated laser source and an optical spectrum shaping system that increases resistance to fiber dispersion and converts a partially frequency modulated signal to a substantially amplitude modulated signal.

光スペクトル整形装置（ＯＳＲ）は、結合マルチキャビティ（ＣＭＣ：Coupled Multicavity）フィルタのような種々のフィルタとすることができ、部分的周波数変調信号を実質的振幅変調信号に変換する忠実度を高める。また、ＯＳＲは、部分的に、ファイバの分散を補償することができる。本発明の一実施形態では、光フィルタに通信可能に結合した変調レーザ源を提供することができ、フィルタは、レーザ源の波長をロックし、部分的周波数変調レーザ信号を実質的振幅変調信号に変換するように構成されている。 The optical spectrum shaper (OSR) can be a variety of filters, such as a coupled multicavity (CMC) filter, which increases the fidelity of converting a partial frequency modulated signal to a substantially amplitude modulated signal. OSR can also partially compensate for fiber dispersion. In one embodiment of the present invention, a modulated laser source can be provided that is communicatively coupled to an optical filter that locks the wavelength of the laser source and converts the partially frequency modulated laser signal into a substantially amplitude modulated signal. Configured to convert.

本発明の一形態では、
基準二進信号を受信し、第１信号を生成するように構成されている光信号源であって、前記第１信号が周波数変調されている、光信号源と、
前記第１信号を第２信号に整形するように構成されている光スペクトル整形器であって、前記第２信号が振幅変調されかつ周波数変調されている、光スペクトル整形器と、
を備えており、
伝送ファイバにおける分散に対して前記第２信号の耐性を高めるように、前記第２信号の周波数特性を構成するような前記第１信号の周波数特性および前記光スペクトル整形器の光特性を特徴とする光ファイバ通信システムを提供する。 In one form of the invention,
An optical signal source configured to receive a reference binary signal and generate a first signal, wherein the first signal is frequency modulated;
An optical spectrum shaper configured to shape the first signal into a second signal, wherein the second signal is amplitude modulated and frequency modulated;
With
Characterized by the frequency characteristics of the first signal and the optical characteristics of the optical spectrum shaper that constitute the frequency characteristics of the second signal so as to increase the resistance of the second signal to dispersion in the transmission fiber. An optical fiber communication system is provided.

本発明の別の形態では、
第１周波数変調信号を発生する周波数変調源と、
前記第１周波数変調信号を受信し、第２振幅および周波数変調信号を発生する振幅変調器と、
を備えている光送信機を提供する。 In another form of the invention,
A frequency modulation source for generating a first frequency modulation signal;
An amplitude modulator that receives the first frequency modulation signal and generates a second amplitude and frequency modulation signal;
An optical transmitter comprising:

本発明の別の形態では、
基準二進信号を受信するステップと、
第１信号を生成するために、前記基準二進信号を用いて光信号源を動作させるステップであって、前記第１信号を周波数変調する、ステップと、
前記第１信号を第２信号に整形するように、前記周波数変調信号を光スペクトル整形器に通過させるステップであって、前記第２信号を振幅変調および周波数変調する、ステップと、
前記第１信号の周波数特性、および前記光スペクトル整形器の光特性は、伝送ファイバにおける分散に対して前記第２信号の耐性を高めるように、前記第２信号の周波数特性を構成するステップと、
前記第２信号を伝送ファイバに通過させるステップと、
を備えている、伝送ファイバを通じて光信号を送信する方法を提供する。 In another form of the invention,
Receiving a reference binary signal;
Operating an optical signal source with the reference binary signal to generate a first signal, frequency modulating the first signal; and
Passing the frequency modulated signal through an optical spectrum shaper to shape the first signal into a second signal, the amplitude modulation and frequency modulation of the second signal;
Configuring the frequency characteristics of the second signal such that the frequency characteristics of the first signal and the optical characteristics of the optical spectrum shaper increase the resistance of the second signal to dispersion in a transmission fiber;
Passing the second signal through a transmission fiber;
A method for transmitting an optical signal over a transmission fiber is provided.

本発明の別の形態では、
周波数変調信号を生成するために前記基準信号を用いるステップと、
前記周波数変調信号を受信し、振幅および周波数変調信号を発生するために振幅変調器を設けるステップと、
を備えている、基準信号の送信方法を提供する。 In another form of the invention,
Using the reference signal to generate a frequency modulated signal;
Providing an amplitude modulator to receive the frequency modulated signal and generate an amplitude and frequency modulated signal;
A method for transmitting a reference signal is provided.

本発明の別の形態では、
周波数変調信号を生成するように構成されている光信号源と、
前記周波数変調信号を実質的に振幅変調信号に変換するように構成されている光スペクトル整形器と、
を備えており、
光ファイバにおける分散の少なくとも一部を補償するために、前記光信号源の動作特性と、前記光スペクトル整形部の光特性とを組み合わせることを特徴とする光ファイバ通信システムを提供する。 In another form of the invention,
An optical signal source configured to generate a frequency modulated signal;
An optical spectrum shaper configured to convert the frequency modulated signal to a substantially amplitude modulated signal;
With
In order to compensate at least a part of dispersion in an optical fiber, there is provided an optical fiber communication system characterized by combining operation characteristics of the optical signal source and optical characteristics of the optical spectrum shaping unit.

本発明の別の形態では、
レーザを設け、更に選択した光特性を有するフィルタを設けるステップと、
前記振幅変調信号を前記レーザに入力し、対応する周波数変調信号を発生するように、前記レーザを動作させるステップと、
前記フィルタに前記周波数変調信号を通過させて、その結果得られる信号を発生し、該得られた信号を前記ファイバに導入するステップと、
を備えており、
前記得られた信号が、前記ファイバにおける分散の少なくとも一部を補償するように構成されるように、前記レーザを動作させ、前記フィルタを選択する、ファイバを通じて振幅変調信号を送信する方法を提供する。 In another form of the invention,
Providing a laser and further providing a filter having selected optical properties;
Operating the laser to input the amplitude modulation signal to the laser and generate a corresponding frequency modulation signal;
Passing the frequency modulated signal through the filter to generate the resulting signal and introducing the resulting signal into the fiber;
With
A method of transmitting an amplitude modulated signal through a fiber, operating the laser and selecting the filter, such that the obtained signal is configured to compensate for at least some of the dispersion in the fiber. .

本発明の別の形態では、
第１信号を生成するように構成されている光信号源であって、前記第１信号が周波数変調されている、光信号源と、
前記第１信号を第２信号に変換するように構成されている光スペクトル整形器であって、前記第２信号が振幅変調されかつ周波数変調されている、光スペクトル整形器と、
を備えており、
前記第２信号の振幅特性が劣化する前に、前記第２信号の周波数特性が、ファイバを沿って前記第２信号が進行することができる距離を、所与の量を上回って延長するように構成されるような、前記第１信号の周波数特性、および前記光スペクトル整形器の光特性を特徴とする光ファイバ通信システムを提供する。 In another form of the invention,
An optical signal source configured to generate a first signal, wherein the first signal is frequency modulated;
An optical spectrum shaper configured to convert the first signal into a second signal, wherein the second signal is amplitude modulated and frequency modulated;
With
Before the amplitude characteristics of the second signal degrade, the frequency characteristics of the second signal extend the distance that the second signal can travel along the fiber by more than a given amount. Provided is an optical fiber communication system characterized by the frequency characteristics of the first signal and the optical characteristics of the optical spectrum shaper as configured.

本発明の別の形態では、
第１信号を受信し、該第１信号を第２信号に変換するように構成されているモジュールであって、前記第２信号が振幅変調されかつ周波数変調されている、モジュールを備えており、
前記第２信号の周波数特性が、当該第２信号の振幅特性が劣化する前に、前記第２信号がファイバに沿って進行することができる距離を、所与の量を上回って延長するように構成されていることを特徴とする光ファイバ通信システムを提供する。 In another form of the invention,
A module configured to receive a first signal and convert the first signal into a second signal, wherein the second signal is amplitude modulated and frequency modulated;
The frequency characteristic of the second signal extends the distance that the second signal can travel along the fiber by more than a given amount before the amplitude characteristic of the second signal degrades. An optical fiber communication system is provided.

本発明の別の形態では、第１信号を第２信号に変換するように構成されたシステムを提供し、前記第２信号が振幅変調されかつ周波数変調されており、
当該第２信号の振幅特性が劣化する前に、前記第２信号がファイバに沿って進行することができる距離を、所与の量を上回って延長するように前記第２信号の周波数特性を適合させる改善を含む。 In another aspect of the invention, a system configured to convert a first signal into a second signal is provided, the second signal being amplitude modulated and frequency modulated,
Adapt the frequency characteristics of the second signal to extend the distance that the second signal can travel along the fiber by more than a given amount before the amplitude characteristics of the second signal degrade Including improvements.

本発明の別の形態では、
基準信号を受信し、第１信号を生成するように構成されている光信号源であって、前記第１信号が周波数変調されている、光信号源と、
前記第１信号を第２信号に変換するように構成されていれる光スペクトル整形器であって、前記第２信号が振幅変調されかつ周波数変調されている、光スペクトル整形器と、
を備えており、前記第２信号の周波数特性が、当該第２信号の振幅特性が劣化する前に、前記第２光信号がファイバに沿って進行することができる距離を、所与の量を上回って延長するように構成されるような、前記第１信号の周波数特性および前記光スペクトル整形器の光特性を特徴とする光ファイバ通信システムを提供する。 In another form of the invention,
An optical signal source configured to receive a reference signal and generate a first signal, wherein the first signal is frequency modulated;
An optical spectrum shaper configured to convert the first signal into a second signal, wherein the second signal is amplitude modulated and frequency modulated;
The frequency characteristic of the second signal is a distance by which the second optical signal can travel along the fiber before the amplitude characteristic of the second signal deteriorates by a given amount. An optical fiber communication system characterized by a frequency characteristic of the first signal and an optical characteristic of the optical spectrum shaper configured to extend beyond.

本発明の別の形態では、
第１信号を生成するように構成されている光信号源であって、前記第１信号が周波数変調されている、光信号源と、
前記第１信号を第２信号に変換するように構成されている光スペクトル整形器であって、前記第２信号が振幅変調されかつ周波数変調されている、光スペクトル整形器と、
を備えており、
前記第２信号の耐分散性を高めるように、前記光スペクトル整形器の周波数依存損失を調節することを特徴とする光ファイバ通信システムを提供する。 In another form of the invention,
An optical signal source configured to generate a first signal, wherein the first signal is frequency modulated;
An optical spectrum shaper configured to convert the first signal into a second signal, wherein the second signal is amplitude modulated and frequency modulated;
With
An optical fiber communication system characterized by adjusting a frequency dependent loss of the optical spectrum shaper so as to improve dispersion resistance of the second signal.

本発明の別の形態では、
周波数変調ディジタル信号を生成するように構成された光源を備えており、
前記ディジタル信号が有する時間可変周波数変調が、各１ビットを通じて実質的に一定であり第１周波数に等しく、各０ビットを通じて実質的に一定であり第２周波数に等しく、前記第１周波数と前記第２周波数との間の差が、ビット・レート周波数の０．２倍および１．０倍の間であることを特徴とする光ファイバ・システムを提供する。 In another form of the invention,
A light source configured to generate a frequency modulated digital signal;
The time variable frequency modulation of the digital signal is substantially constant through each 1 bit and equal to the first frequency, substantially constant through each 0 bit and equal to the second frequency, the first frequency and the first frequency An optical fiber system is provided in which the difference between the two frequencies is between 0.2 and 1.0 times the bit rate frequency.

本発明の別の形態では、
第１光ＦＭ信号を発生するために、第１ディジタル基準信号によってＤＦＢレーザを変調するステップと、
前記第１ＦＭ信号は、奇数個の０ビットによって分離されている１ビットの間にπの位相以降を有し、
コントラスト比が高い第２光信号を生成するために、前記第１光ＦＭ信号の振幅を第２ディジタル基準信号によって変調するステップと、
を備えている耐分散ディジタル信号の発生方法を提供する。 In another form of the invention,
Modulating the DFB laser with a first digital reference signal to generate a first optical FM signal;
The first FM signal has a phase after π between 1 bit separated by an odd number of 0 bits;
Modulating the amplitude of the first optical FM signal with a second digital reference signal to generate a second optical signal having a high contrast ratio;
A method for generating a dispersion-resistant digital signal comprising:

ここに記載する実施形態に基づけば、分散補償光フィルタの方法およびシステムならびにシステムの多くの変更、変形、および組み合わせが可能となる。前述の説明、ならびに本発明のその他の多くの特徴および付随する利点は、以下の詳細な説明を、添付図面と関連付けて検討することにより明白となろう。図面において、同様の参照番号は同様の部分を示すものとする。 Based on the embodiments described herein, many variations, modifications, and combinations of dispersion compensating optical filter methods and systems and systems are possible. The foregoing description, as well as many other features and attendant advantages of the present invention, will become apparent from the following detailed description when considered in conjunction with the accompanying drawings. In the drawings, like reference numerals indicate like parts.

本発明の一実施形態では、ＣＭＬ^ＴＭは、ビットの光位相間に特殊な相関関係ができるように、同時振幅および周波数変調を有するディジタル光信号を発生する。この位相相関関係は、得られる光信号の光ファイバにおける分散に対する耐性を高め、ＣＭＬ^ＴＭの到達距離を更に延長する。 In one embodiment of the present invention, CML ^TM generates a digital optical signal with simultaneous amplitude and frequency modulation so that there is a special correlation between the optical phases of the bits. This phase correlation increases the resistance of the resulting optical signal to dispersion in the optical fiber and further extends the reach of CML ^™ .

本発明の好適な一実施形態では、ＣＭＬ^ＴＭは、直接変調ＤＦＢレーザおよび光スペクトル整形器（ＯＳＲ）から成る。分布帰還（ＤＦＢ：distributed feedback)レーザを電気ディジタル信号で変調し、ディジタル信号を１ビットおよび０ビットで表す。ＤＦＢレーザをそのしきい値、例えば、８０ｍＡよりも高くバイアスし、比較的小さな電流変調によって変調する。得られる光信号は、振幅変調（ＡＭ）を有し、１ビットは０ビットよりも大きな振幅を有する。１ビットの０ビットに対する振幅に比率を、通例、消失比（ＥＲ：extinction ratio)と呼ぶ。重要なのは、変調光信号は、断熱チャープと呼ばれる周波数変調成分を有し、これが振幅変調と同時であり時間的にほぼ同じプロファイルを有することである。その一例を図１に示す。光出力の消失比（ＥＲ）は、レーザのＦＭ効率に応じて、ある範囲に渡って変化することができる。ＦＭ効率は、断熱チャープの変調電流に対する日（ＧＨｚ／ｍＡ）として定める。変調電流が大きい程ＥＲそして断熱チャープが増大する。 In one preferred embodiment of the present invention, the CML ^TM consists of a direct modulation DFB laser and an optical spectrum shaper (OSR). A distributed feedback (DFB) laser is modulated with an electrical digital signal, and the digital signal is represented by 1 bit and 0 bit. The DFB laser is biased above its threshold, eg, 80 mA, and modulated by a relatively small current modulation. The resulting optical signal has amplitude modulation (AM), with 1 bit having an amplitude greater than 0 bits. The ratio of the amplitude of 1 bit to 0 bit is commonly called the erasure ratio (ER). Importantly, the modulated optical signal has a frequency modulation component called adiabatic chirp, which is simultaneous with amplitude modulation and has approximately the same profile in time. An example is shown in FIG. The optical power dissipation ratio (ER) can vary over a range depending on the FM efficiency of the laser. FM efficiency is defined as the day (GHz / mA) for the modulated current of the adiabatic chirp. The larger the modulation current, the greater the ER and the adiabatic chirp.

直接変調レーザのチャープ特性は、以前から知られている。レーザを電気信号で変調すると、その瞬時光周波数は、１および０に対応する２つの極値間で変化し、周波数変化における差を断熱チャープと呼ぶ。強度プロファイルにほぼ従う断熱チャープに加えて、ビットの１から０および０から１への遷移時には、過渡周波数成分があり、過渡チャープと呼ばれている。過渡チャープの大きさは、レーザのバイアスを変調電流に対して調節することによって制御することができる。本発明の一実施形態では、高バイアスおよび小変調を用いることによって過渡チャープ成分を最少に抑える。次いで、傾斜が鋭い光バンド・パス・フィルタのエッジのような、光スペクトル整形器（ＯＳＲ）に信号を通過させる。ＯＳＲは、入力光信号の周波数プロファイルを修正し、図１に示すような、平頂および方形周波数プロファイルを生成する。本発明の好適な実施形態では、得られる平頂チャープの大きさを、以下で説明するように、ビット間のスペクトル位相相関関係が得られるように選択する。ＦＭ効率値η_ＦＭを与えると、所望の断熱チャープΔｖは、変調電流Δｉ＝Δｖ／η_ＦＭを指定し、一方これは消失率 The chirp characteristics of directly modulated lasers have been known for some time. When a laser is modulated with an electrical signal, its instantaneous optical frequency changes between two extreme values corresponding to 1 and 0, and the difference in frequency change is called adiabatic chirp. In addition to the adiabatic chirp that approximately follows the intensity profile, there is a transient frequency component when the bit transitions from 1 to 0 and from 0 to 1, which is called transient chirp. The magnitude of the transient chirp can be controlled by adjusting the laser bias to the modulation current. In one embodiment of the present invention, transient chirp components are minimized by using high bias and small modulation. The signal is then passed through an optical spectrum shaper (OSR), such as the edge of an optical bandpass filter with a sharp slope. OSR modifies the frequency profile of the input optical signal to produce flat and square frequency profiles as shown in FIG. In the preferred embodiment of the present invention, the magnitude of the resulting flat top chirp is selected so as to obtain a spectral phase correlation between bits, as will be described below. Given the FM efficiency value η _FM , the desired adiabatic chirp Δv specifies the modulation current Δi = Δv / η _FM , while this is the disappearance rate

を決定する。ここで、Ｉ_ｂはバイアス電流、Ｉ_ｔｈはレーザのしきい値電流である。ＯＳＲ後における平頂チャープの大きさは、レーザの出力における断熱チャープの大きさ、およびＯＳＲの傾斜によって決定される。１０Ｇｂ／ｓのＮＲＺ信号では、例えば、ＤＦＢレーザに対して、所望のチャープは〜４．５ＧＨｚであり、ＥＲは〜１ｄＢ、ＦＭ効率は〜０．２ＧＨｚ／ｍＡである。平均傾斜が約２．３ｄＢ／ＧＨｚであるＯＳＲにこの光信号を通過させると、このチャープの大きさが約５ＧＨｚに増加する。この値の意味は、以下で説明するようにビット間における所望の位相相関関係である。 To decide. Here, _{I b} is the bias _{current, I th} is the laser threshold current. The size of the flat top chirp after OSR is determined by the size of the adiabatic chirp at the output of the laser and the slope of the OSR. For a 10 Gb / s NRZ signal, for example, for a DFB laser, the desired chirp is ~ 4.5 GHz, the ER is ~ 1 dB, and the FM efficiency is ~ 0.2 GHz / mA. When this optical signal is passed through an OSR having an average slope of about 2.3 dB / GHz, the size of the chirp increases to about 5 GHz. The meaning of this value is the desired phase correlation between bits as will be explained below.

本発明の重要な面の１つは、光信号の周波数が時間と共に変化していくと、チャープによって、ビットの位相も、ビット期間、立ち上がり／立ち下がり時間、およびチャープ量に応じて変化することが分かることである。尚、正弦波である光搬送波を監視すると、ある時点において、位相が搬送波上における特定の位置になることを観察できることは、注記すべきであろう。波の頂上およびその谷の間の位相差は、例えば、πである。周波数は、ピーク間の間隔を記述し、周波数が高い程波は集中し、単位時間当たり通過する頂上が増加することを意味する。数学的には、位相は光周波数の時間積分である。ビット期間がＴのディジタル信号でレーザを変調すると、２つのビットの間の光位相差は、平頂チャープ、およびビット間の総時間差に依存する。以下の例に示すように、この位相差は、ファイバにおける信号の伝搬を高めるために用いることができる。 One important aspect of the present invention is that as the frequency of the optical signal changes with time, the chirp causes the bit phase to change according to the bit period, rise / fall time, and chirp amount. It is to understand. It should be noted that when monitoring an optical carrier that is a sine wave, it can be observed at some point in time that the phase is at a particular position on the carrier. The phase difference between the top of the wave and its trough is, for example, π. The frequency describes the interval between the peaks, and the higher the frequency, the more concentrated the waves, meaning that the top passing through per unit time increases. Mathematically, phase is the time integral of optical frequency. When the laser is modulated with a digital signal with a bit period of T, the optical phase difference between the two bits depends on the flat top chirp and the total time difference between the bits. As shown in the examples below, this phase difference can be used to enhance signal propagation in the fiber.

光電場(optical electric field)は、振幅エンベロープ、時間可変位相、および搬送波周波数によって、以下のように特徴付けられる。 An optical electric field is characterized by an amplitude envelope, a time variable phase, and a carrier frequency as follows.

ここで、A(t)は、振幅エンベロープ、ω_０は光搬送波周波数、そしてφ(t)は時間可変位相である。例えば、チャープのない、即ち、いわゆる変換限定パルスでは、時間可変位相は０である。瞬時周波数は以下の式によって定める。 Here, A (t) is the amplitude envelope, ω ₀ is the optical carrier frequency, and φ (t) is the time variable phase. For example, in a so-called conversion limited pulse without chirp, the time variable phase is zero. The instantaneous frequency is determined by the following formula.

尚、式２におけるマイナス符号は、搬送波周波数を負周波数に取る複素表記の慣例に基づいている。したがって、光ファイバ上における２つの地点間での光位相差は、次のように示される。 Note that the minus sign in Equation 2 is based on the convention of complex notation in which the carrier frequency is a negative frequency. Therefore, the optical phase difference between two points on the optical fiber is expressed as follows.

ある大きさの平頂チャープを有するＣＭＬ^ＴＭの出力における１０１ビット・シーケンスについて検討する。１ビットの周波数を基準周波数とすると、平頂チャープ値が５ＧＨｚおよび１０ＧＨｚである場合について、１０Ｇｂ／ｓディジタル信号（１００ｐｓパルス期間）に対する２つの場合において、以下に示すグラフが得られる。パルスは、理想的な方形形状の振幅、および期間が１００ｐｓの平頂チャープを有すると仮定する。重要なのは、５ＧＨｚの平頂チャープでは、１つの０によって分離された２つの１ビットの間にπの位相移行があることである。 Consider a 101-bit sequence at the output of a CML ^™ with a certain flat-top chirp. Assuming that the frequency of 1 bit is a reference frequency, the following graphs are obtained in two cases for a 10 Gb / s digital signal (100 ps pulse period) when the flat top chirp value is 5 GHz and 10 GHz. Assume that the pulse has an ideal square-shaped amplitude and a flat-top chirp with a duration of 100 ps. Importantly, for a 5 GHz flat top chirp, there is a π phase shift between two 1 bits separated by a single zero.

式（３）および（４）に従って、位相の移行は、２つの０ビットによって分離された２つの１ビットの間では２πとなり、３つの０ビットによって分離された２つの１ビットでは３πとなる等となる。一般に、奇数個の０ビットによって分離された２つの１ビットは、５ＧＨｚのチャープ、および１０Ｇｂ／ｓ信号に対して、πだけ位相がずれる。１０ＧＨｚのチャープおよび１０Ｇｂ／ｓ方形パルスでは、奇数のビットによって分離された１ビットは同相となる。即ち、位相差は２πとなる。 According to equations (3) and (4), the phase transition is 2π between two 1 bits separated by two 0 bits, 3π with two 1 bits separated by three 0 bits, etc. It becomes. In general, two 1 bits separated by an odd number of 0 bits are out of phase by π for a 5 GHz chirp and a 10 Gb / s signal. With 10 GHz chirp and 10 Gb / s square pulse, one bit separated by an odd number of bits is in phase. That is, the phase difference is 2π.

この位相移行の意味は、５ＧＨｚの平頂チャープを有する１０１ビット・シーケンスを、分散ファイバを通じて伝搬させると理解できる。ここで、各パルスは、その有限帯域幅のために広がる。図３は、πの位相移行によって、２つのビットが０ビットの中心において減算的に干渉し、したがって受信機の判断回路によって区別可能に１および０ビットを保持することを示す。判断しきい値によって選択されるしきい値電圧よりも上では、全ての信号が１としてカウントされ、それより下では０ビットとしてカウントされる。したがって、位相の移行は、１および０ビット間の差別化をし易くし、ビットの拡幅はこのビット・シーケンスに対するＢＥＲを低下させない。したがって、本発明の好適な実施形態に基づいて考案したπの位相移行は、耐分散性を高める。中間チャープ値では、部分的な干渉があり、送信距離を延長させるには十分であるが、前述の場合における距離までは延長できない。

光スペクトル整形
本発明の一実施形態では、発生したＦＭ変調信号を光スペクトル整形器に通過させ、信号の耐分散性を高めるように、１および０ビットを横切る信号の瞬時周波数プロファイルを変化させる。R.E. Epworthによる英国特許ＧＢ２１０７１４７Ａのような従来技術では、ＦＭ源からの信号を濾波して、強度変調を生成する。強度変調は、フィルタを通過した後の方が、フィルタを通過する前よりも変調深度が高い。本発明では、振幅変調のみの増大ではなく、光スペクトル整形器（ＯＳＲ）を用いて光スペクトル整形を達成することができる。本発明の一実施形態では、出力信号の瞬時周波数プロファイルを、ＯＳＲの後にそのビットを横切って修正し、歪みのない伝搬距離を延長する。 The meaning of this phase shift can be understood as propagating a 101-bit sequence with a flat top chirp of 5 GHz through the dispersion fiber. Here, each pulse widens due to its finite bandwidth. FIG. 3 shows that due to the phase shift of π, the two bits interfere in a subtractive manner at the center of the 0 bit, thus keeping the 1 and 0 bits distinguishable by the receiver decision circuit. Above the threshold voltage selected by the decision threshold, all signals are counted as 1, and below that are counted as 0 bits. Thus, the phase transition facilitates differentiation between 1 and 0 bits and the bit widening does not degrade the BER for this bit sequence. Therefore, the phase shift of π devised based on the preferred embodiment of the present invention improves the dispersion resistance. The intermediate chirp value is sufficient to extend the transmission distance due to partial interference, but cannot be extended to the distance in the above case.

Optical Spectrum Shaping In one embodiment of the present invention, the generated FM modulated signal is passed through an optical spectrum shaper to change the instantaneous frequency profile of the signal across 1 and 0 bits so as to increase the signal dispersion resistance. In prior art, such as British Patent GB 2107147A by RE Epworth, the signal from the FM source is filtered to produce intensity modulation. Intensity modulation has a higher modulation depth after passing through the filter than before passing through the filter. In the present invention, optical spectrum shaping can be achieved using an optical spectrum shaper (OSR) rather than an increase only in amplitude modulation. In one embodiment of the invention, the instantaneous frequency profile of the output signal is modified across the bit after OSR to extend the propagation distance without distortion.

本発明の好適な実施形態では、半導体レーザをディジタル基準信号によって直接変調して、断熱チャープを有するＦＭ変調信号を生成する。次いで、レーザの出力をＯＳＲに通過させる。本例では、ＯＳＲは、３キャビティ・エタロン・フィルタとするとよく、その透過(transmission)のエッジにおいて用いられる。直接変調レーザのような周波数変調源のチャープ出力は、断熱的である。これが意味するのは、パルスの時間周波数プロファイルは、パルスの強度プロファイルと実質的に同じ形状を有するということである。 In a preferred embodiment of the present invention, a semiconductor laser is directly modulated with a digital reference signal to produce an FM modulated signal with adiabatic chirp. The laser output is then passed through the OSR. In this example, the OSR may be a three-cavity etalon filter and is used at the transmission edge. The chirp output of a frequency modulation source such as a direct modulation laser is adiabatic. This means that the temporal frequency profile of the pulse has substantially the same shape as the intensity profile of the pulse.

好適な実施形態では、Daniel Mahgerefteh et al.が２００４年３月１８日に出願した、米国仮特許出願第６０／５５４，２４３号、FLAT CHIRP INDUCED BY FILTER EDGE（フィルタ・エッジによって誘発する平坦チャープ）（代理人整理番号TAYE-34 PROV)に記載されているように、ＯＳＲは断熱チャープを平頂チャープに変換する。この特許出願の内容は、ここで引用したことにより本願にも含まれるものとする。 In a preferred embodiment, US Provisional Patent Application No. 60 / 554,243, FLAT CHIRP INDUCED BY FILTER EDGE, filed March 18, 2004, by Daniel Mahgerefteh et al. As described in (Attorney Docket Number TAYE-34 PROV), OSR converts adiabatic chirp to a flat top chirp. The contents of this patent application are incorporated herein by reference.

図４は、ＯＳＲの前および後におけるガウス・パルスの光強度および瞬時周波数プロファイルを示す。ガウス・パルスは、ＯＳＲの前では断熱チャープを有する。即ち、その瞬時周波数プロファイルは、その強度プロファイルと同じガウス形状を有する。ＯＳＲの後、振幅および瞬時周波数プロファイルの双方は変化する。ピーク・パワー対背景パワーの比率（消失率）が増加し、この例ではパルスは多少狭くなる。本発明の重要な面の１つは、図４における破線の水平緑線で示す、ＯＳＲの通過によって生ずる平頂瞬時周波数プロファイルである。平頂チャープが生成されるのは、信号の光スペクトルのスペクトル位置がＯＳＲ透過のエッジと整合するときである。最適な位置は、断熱チャープおよびＯＳＲ透過エッジの傾斜によって異なる。 FIG. 4 shows the light intensity and instantaneous frequency profile of a Gaussian pulse before and after OSR. Gaussian pulses have an adiabatic chirp before the OSR. That is, the instantaneous frequency profile has the same Gaussian shape as the intensity profile. After OSR, both the amplitude and instantaneous frequency profile change. The ratio of peak power to background power (disappearance rate) increases, and in this example the pulse is somewhat narrower. One important aspect of the present invention is the flat peak instantaneous frequency profile produced by the passage of the OSR, indicated by the dashed horizontal green line in FIG. A flat-top chirp is generated when the spectral position of the optical spectrum of the signal is aligned with the edge of the OSR transmission. The optimal location depends on the thermal chirp and the slope of the OSR transmission edge.

平頂チャープ・パルスの瞬時周波数プロファイルは、図５に示すように、平頂の立ち上がり時間、立ち下がり時間、期間、および傾斜、ならびに平頂チャープ値によって特徴付けられる。一方、傾斜は２つの周波数値ｆ_２およびｆ_１によって規定することができる。本発明の一実施形態では、周波数プロファイルの平頂部分の立ち上がり時間、立ち下がり時間、期間、および傾斜を、振幅プロファイルの立ち上がり時間、立ち下がり時間、期間に対して調節し、分散限界を超えて信号の送信距離を延長する。 The instantaneous frequency profile of a flat top chirp pulse is characterized by a flat top rise time, fall time, duration and slope, and a flat top chirp value, as shown in FIG. On the other hand, the slope can be defined by _two frequency values f ₂ and f ₁ . In one embodiment of the present invention, the rise time, fall time, period, and slope of the flat top portion of the frequency profile are adjusted for the rise time, fall time, period of the amplitude profile to exceed the dispersion limit. Extend the signal transmission distance.

パルスの瞬時周波数プロファイルを整形することの重要性は、１７ｐｓ／ｎｍ／ｋｍ分散を有する２００ｋｍの分散ファイバを通じた伝搬の後において、このようにスペクトル整形した１０Ｇｂ／ｓパルスのビット・エラー・レートを示すシミュレーションによって理解することができる。図６は、ＯＳＲの後における信号の瞬時周波数プロファイルにおいて測定した、所与の平頂チャープ値についてのそれを示す。このような場合、立ち上がり時間および立ち下がり時間を様々に変化させることにより、ＢＥＲ感度を最適化することができる。また、瞬時周波数プロファイルの所与の立ち上がり時間および立ち下がり時間に対して、ファイバを通じた伝搬の後に所望のＢＥＲ感度を達成するためには、チャープ値を３ＧＨｚから１０ＧＨｚの範囲で変化させることができる。 The importance of shaping the instantaneous frequency profile of the pulse is that after propagation through a 200 km dispersion fiber with 17 ps / nm / km dispersion, the bit error rate of this spectrum shaped 10 Gb / s pulse is reduced. It can be understood by the simulation shown. FIG. 6 shows that for a given flat-top chirp value, measured in the instantaneous frequency profile of the signal after OSR. In such a case, the BER sensitivity can be optimized by changing the rise time and fall time in various ways. Also, for a given rise time and fall time of the instantaneous frequency profile, the chirp value can be varied from 3 GHz to 10 GHz to achieve the desired BER sensitivity after propagation through the fiber. .

本例の計算から、以下の結論を導き出すことができる。
(i)瞬時周波数プロファイルの立ち上がり時間および立ち下がり時間を短くすることにより、ＯＳＲ後における最適断熱チャープは５ＧＨｚとなり、これによってファイバ伝搬後に最も低い感度が得られる。 From the calculation of this example, the following conclusions can be drawn.
(i) By shortening the rise time and fall time of the instantaneous frequency profile, the optimal adiabatic chirp after OSR is 5 GHz, which gives the lowest sensitivity after fiber propagation.

(ii)３から１０ＧＨｚの範囲におけるいずれのチャープを用いても、チャープがない場合に対して送信を延長することができる。立ち上がり時間および立ち下がり時間は、断熱チャープ値に基づいて調節しなければならない。先の例では、＜３０ｐｓの立ち上がり時間および立ち下がり時間が常に最適である。 (ii) With any chirp in the range of 3 to 10 GHz, transmission can be extended with respect to the case where there is no chirp. Rise and fall times must be adjusted based on the adiabatic chirp value. In the previous example, <30 ps rise and fall times are always optimal.

(iii)ＯＳＲの透過プロファイルの傾斜（ｄＢ／ＧＨｚ）を増加させることにより、瞬時周波数の立ち上がり時間および立ち下がり時間を短縮することができる。周波数プロファイルの平頂部分の傾斜は、ＯＳＲの分散によって決定され、分散耐性を更に高める。 (iii) By increasing the slope (dB / GHz) of the transmission profile of the OSR, the rise time and fall time of the instantaneous frequency can be shortened. The slope of the flat top portion of the frequency profile is determined by the dispersion of the OSR, further enhancing dispersion tolerance.

図７は、別の例を示し、ＯＳＲの傾斜（ｄＢ／ＧＨｚ）をここでは２倍に増加させることにより、ＯＳＲの後における瞬時周波数プロファイルの立ち上がり時間および立ち下がり時間を短縮する。本発明の一実施形態では、周波数変調信号の出力をＯＳＲに通過させ、ＯＳＲの傾斜（ｄＢ／ＧＨｚ）を増加させることにより、周波数プロファイルの立ち上がり時間および立ち下がり時間を短縮する。

スペクトル狭量化
同じディジタル情報で同時に周波数変調および振幅変調を行うと、信号の光帯域幅が狭まり、搬送波周波数が抑制される。この効果が最も顕著となるのは、チャープ値がビット・レート周波数の半分、即ち、１０Ｇｂ／ｓでは５ＧＨｚチャープとなるときである。これは、奇数個の０ビットによって分離された１ビット間の０からπの位相変化、即ち、それ以外のランダム・ビット・シーケンスの位相間における最適相関関係に対応する。ビット・レート周波数の２０％から８０％の間のチャープ値の近似範囲（１０Ｇｂ／ｓのビット・レートでは２〜８ＧＨｚ）では、搬送波が著しく抑制され、スペクトルが狭量化する。０値のチャープまたはビット・レート周波数の周波数に等しいチャープでは、搬送波が存在し、スペクトルは再度広がる。これは、全てのパルスの位相がこれら２つの場合に対して等しくなり、位相相関関係が失われるからである。図８に示すように、振幅変調および周波数変調の適用によるスペクトルの狭量化により、高周波側でスペクトルが狭量化する。尚、本例ではチャープは１０Ｇｂ／ｓに対して〜７．５ＧＨｚであることを注記しておく。ＯＳＲのピーク透過に対する信号のスペクトル位置を調節し、スペクトルがＯＳＲの低周波数エッジ上にくるようにする。これによって、低周波側でスペクトル幅が更に減少する。スペクトル帯域幅を狭めることにより送信距離が延長する。 FIG. 7 shows another example, where the rise time and fall time of the instantaneous frequency profile after OSR is reduced by increasing the OSR slope (dB / GHz) here by a factor of two. In one embodiment of the invention, the frequency profile rise time and fall time are reduced by passing the output of the frequency modulated signal through the OSR and increasing the slope of the OSR (dB / GHz).

Spectral narrowing When frequency modulation and amplitude modulation are performed simultaneously with the same digital information, the optical bandwidth of the signal is narrowed and the carrier frequency is suppressed. This effect is most noticeable when the chirp value is half the bit rate frequency, ie 5 GHz chirp at 10 Gb / s. This corresponds to an optimal correlation between the phase changes of 0 to π between 1 bits separated by an odd number of 0 bits, ie, other random bit sequences. In the approximate range of the chirp value between 20% and 80% of the bit rate frequency (2-8 GHz for a 10 Gb / s bit rate), the carrier is significantly suppressed and the spectrum is narrowed. With a zero value chirp or a chirp equal to the frequency of the bit rate frequency, there is a carrier and the spectrum is spread again. This is because the phase of all pulses is equal for these two cases and phase correlation is lost. As shown in FIG. 8, the spectrum is narrowed on the high frequency side by narrowing the spectrum by applying amplitude modulation and frequency modulation. Note that in this example the chirp is ~ 7.5 GHz for 10 Gb / s. Adjust the spectral position of the signal relative to the OSR peak transmission so that the spectrum is on the low frequency edge of the OSR. This further reduces the spectral width on the low frequency side. By reducing the spectral bandwidth, the transmission distance is extended.

本発明の一実施形態では、ＯＳＲの帯域幅（ＢＷ）はビット・レート未満である。ディジタル信号のスペクトルは、ディジタル情報のスペクトルとパルス形状のフーリエ変換の積によって決定される。前述のように奇数個の０ビットによって分離されている１ビット間にπの位相移行を与える正確な量のＦＭ変調（１０Ｇｂ／ｓデータ・レートでは５ＧＨｚのチャープ）を用いると、情報ＢＷが減少する。耐分散性を高めるためには、パルス形状のスペクトルをなおも減少させる必要がある。これは、本発明の好適な実施形態における帯域幅制限ＯＳＲによって行われる。 In one embodiment of the present invention, the OSR bandwidth (BW) is less than the bit rate. The spectrum of the digital signal is determined by the product of the spectrum of the digital information and the Fourier transform of the pulse shape. Using the exact amount of FM modulation (5 GHz chirp at 10 Gb / s data rate) to give a phase shift of π between 1 bit separated by an odd number of 0 bits as described above reduces the information BW To do. In order to increase the dispersion resistance, it is still necessary to reduce the spectrum of the pulse shape. This is done by the bandwidth limited OSR in the preferred embodiment of the present invention.

図８は、断熱チャープの所与の値に対して、ＯＳＲのピーク透過に対する信号のスペクトル位置を調節し、送信距離を延長できることを示す。図８は、ＯＳＲに対するスペクトル移行の関数として、送信機（折返し）(back-to-back)における、そして１７ｐｓ／ｎｍ／ｋｍを有する２００ｋｍのファイバを通じた伝搬の後における１０Ｇｂ／ｓ信号に対する感度を示す。感度は、１０^−１２のビット・エラー・レートを達成するために必要な平均光パワー（単位はｄＢｍ）として定められる。本例におけるＯＳＲは、３キャビティ・エタロンである。したがって、本発明の実施形態では、周波数変調源の断熱チャープ、およびＯＳＲに対して得られるスペクトルのスペクトル位置を調節して、分散ファイバを通じた伝搬後において所望のビット・エラー・レートを達成する。 FIG. 8 shows that for a given value of adiabatic chirp, the spectral position of the signal relative to the OSR peak transmission can be adjusted to extend the transmission distance. FIG. 8 shows the sensitivity to a 10 Gb / s signal in the transmitter (back-to-back) and after propagation through a 200 km fiber with 17 ps / nm / km as a function of spectral shift for OSR. Show. Sensitivity is defined as the average optical power (in dBm) required to achieve a ^10-12 bit error rate. The OSR in this example is a three cavity etalon. Accordingly, in embodiments of the present invention, the adiabatic chirp of the frequency modulation source and the spectral position of the resulting spectrum for the OSR are adjusted to achieve the desired bit error rate after propagation through the dispersion fiber.

図９は、非ガウス形状バンド・パス・フィルタによって形成したＯＳＲの一例を示す。図９は、ＯＳＲの透過プロファイルおよび導関数(derivative)、即ち、周波数依存傾斜をｄＢ目盛で示す。また、図９は、整形する入力ＦＭ信号のスペクトル位置も示す。本発明の好適な実施形態は、１のピーク周波数がＯＳＲの透過プロファイルのピーク対数導関数の付近となるような、ＯＳＲ上のＦＭ信号の最適スペクトル位置を求める。本例では、導関数はｄＢ目盛上では線形でなく、ＯＳＲは非ガウス・スペクトル・プロファイルを有することを示す。ガウス型ＯＳＲであれば、周波数の関数として線形な傾斜を有する。また、図９は、入力信号のクロック周波数成分の位置も示す。この成分は、ＯＳＲの後に大幅に減少している。一方、これによって、ＯＳＲ後に得られる第２信号のＲＦスペクトルにおけるクロック周波数成分が減少する。本例では、ピーク傾斜は２．７ｄＢ／ＧＨｚであり、この場合ＯＳＲの３ｄＢ帯域幅は約８ＧＨｚとなる。 FIG. 9 shows an example of an OSR formed by a non-Gaussian band pass filter. FIG. 9 shows the transmission profile and derivative of the OSR, ie the frequency dependent slope, in dB scale. FIG. 9 also shows the spectral position of the input FM signal to be shaped. The preferred embodiment of the present invention determines the optimal spectral position of the FM signal on the OSR such that the peak frequency of 1 is near the peak logarithmic derivative of the transmission profile of the OSR. In this example, the derivative is not linear on the dB scale, indicating that the OSR has a non-Gaussian spectral profile. A Gaussian OSR has a linear slope as a function of frequency. FIG. 9 also shows the position of the clock frequency component of the input signal. This component is greatly reduced after OSR. On the other hand, this reduces the clock frequency component in the RF spectrum of the second signal obtained after OSR. In this example, the peak slope is 2.7 dB / GHz, and in this case the OSR 3 dB bandwidth is about 8 GHz.

ＯＳＲについての本発明の実施形態では、ＯＳＲの後に得られる信号のＲＦスペクトルにおいて、クロック周波数成分、１０Ｇｂ／ｓのＮＲＺ信号の場合１０ＧＨｚも減少する。 In an embodiment of the invention for OSR, in the RF spectrum of the signal obtained after OSR, the clock frequency component also decreases by 10 GHz for a 10 Gb / s NRZ signal.

最適なＯＳＲ形状は、送信機がその出力（折返し）および透過後の双方において優れた性能を有する。折返し性能は、アイ線図においてビットの最少歪みを有することによって決定され、一方透過後の性能は低歪み不利益(low dispersion penalty)によって決定される。米国仮特許出願第６０／５５４，２４３号、（代理人整理番号TAYE-34 PROV)および第６０／６２９，７４１号（代理人整理番号TAYE-48 PROV)に記載されているように、断熱チャープ入力信号を平頂チャープを有する信号に変換するには、フィルタの傾斜にはある値が必要である。ＯＳＲは、入力パルスの振幅の第１導関数を、エッジにおいて青色移行過渡チャープに変換することが示されている。傾斜の最適値では、追加された過渡チャープがエッジにおいてチャープを増大し、ほぼ平頂のチャープを生成する。 The optimal OSR shape has excellent performance both at the output (folding) and after transmission of the transmitter. Folding performance is determined by having a minimum bit distortion in the eye diagram, while performance after transmission is determined by a low dispersion penalty. Insulated chirp as described in US Provisional Patent Application Nos. 60 / 554,243, (Attorney Docket Number TAYE-34 PROV) and 60 / 629,741 (Attorney Docket Number TAYE-48 PROV) In order to convert the input signal into a signal with a flat top chirp, a certain value is required for the slope of the filter. OSR has been shown to convert the first derivative of the amplitude of the input pulse to a blue transition transient chirp at the edge. At the optimum value of slope, the added transient chirp increases the chirp at the edge, producing a nearly flat top chirp.

米国仮特許出願第６０／５５４，２４３号、（代理人整理番号TAYE-34 PROV)および第６０／６２９，７４１号（代理人整理番号TAYE-48 PROV)は、ＯＳＲの重要なパラメータの１つはその傾斜の傾斜(slope of slope)であることを開示している。これらの特許出願は、ここで開示したことにより、本願にも含まれるものとする。本発明においては、傾斜の傾斜（ＳｏＳ）は、図１１に示すように、透過のピーク対数導関数（単位はｄＢ／ＧＨｚ）のこのピークの透過ピーク（単位はＧＨｚ）の周波数オフセットに対する比率であると定める。本発明の一実施形態では、ＯＳＲの傾斜の傾斜を調節して、折返し送信機ＢＥＲを最適化し、更にファイバ送信後におけるＢＥＲを低下させる。例えば、１０Ｇｂ／ｓ送信機では、傾斜の傾斜をほぼ０．３８ｄＢ／ＧＨｚ^２から０．６ｄＢ／ＧＨｚ^２の範囲とすれば、きれいな折返しアイ線図および送信後における低ＢＥＲが得られる。加えて、透過の中心付近におけるＯＳＲの傾斜は、ほぼ線形である必要がある。線形から逸脱すると、得られる出力アイ線図において歪みが混入し、したがって、ビット・エラー・レートの上昇を招く。線形の傾斜は、丸頂整形フィルタ(round-top shape filter)に対応する。したがって、例えば、中心付近での傾斜がほぼゼロである平頂フィルタは望ましくない。バンド・パスＯＳＲの３ｄＢ帯域幅は、ビット・レートの６５％から９０％の範囲になければならない。 US Provisional Patent Application Nos. 60 / 554,243, (Attorney Docket Number TAYE-34 PROV) and 60 / 629,741 (Attorney Docket Number TAYE-48 PROV) are one of the important parameters of OSR. Discloses that it is the slope of slope. These patent applications are hereby incorporated herein by this disclosure. In the present invention, the slope of slope (SoS) is the ratio of the peak logarithmic derivative of transmission (unit is dB / GHz) to the frequency offset of this peak transmission peak (unit is GHz), as shown in FIG. It is determined that there is. In one embodiment of the invention, the slope of the OSR slope is adjusted to optimize the folded transmitter BER and further reduce the BER after fiber transmission. For example, in a 10 Gb / s transmitter, if the slope is in the range of approximately 0.38 dB / GHz ² to 0.6 dB / GHz ² , a clean folded eye diagram and a low BER after transmission can be obtained. In addition, the OSR slope near the center of transmission needs to be approximately linear. Deviation from linearity introduces distortion in the resulting output eye diagram, thus increasing the bit error rate. The linear slope corresponds to a round-top shape filter. Thus, for example, a flat-top filter with a nearly zero slope near the center is undesirable. The 3 dB bandwidth of the band pass OSR must be in the range of 65% to 90% of the bit rate.

このようなＯＳＲの例を２つ図１２に示す。これらは６ＧＨｚまたは５．５ＧＨｚの帯域幅を有する二次ベッセル・フィルタである。二次ベッセル・フィルタの形状は、当業者には周知であり、数学的には次のように記述する。 Two examples of such OSRs are shown in FIG. These are second order Bessel filters with a bandwidth of 6 GHz or 5.5 GHz. The shape of the second order Bessel filter is well known to those skilled in the art and is described mathematically as follows.

ここで、p=2if/Δf_3dBである。ここで、Ｔは電磁界透過(field transmission)であり、ｆはフィルタの中心からの光周波数のオフセット、そしてΔf_3dBはフィルタの３ｄＢ帯域幅である。測定量は、フィルタの光透過であり、式６における電磁界透過の絶対二乗|T(p)|²であり、図１２のグラフに示す。ベッセル・フィルタは、通常、電気ロー・パス・フィルタとして用いられる。何故なら、これはその通過帯域において歪みを最少に抑えるからである。本発明の一実施形態では、ベッセル・フィルタは光フィルタであり、これを選択したのは、そのピーク透過付近において所望の傾斜の傾斜および線形傾斜が得られるからである。帯域幅が６ＧＨｚの二次ベッセル・フィルタの傾斜の傾斜は、０．４６ｄＢ／ＧＨｚ²であり、帯域幅が５．５ＧＨｚの二次ベッセル・フィルタの傾斜の傾斜は、０．５７ｄＢ／ＧＨｚ²である。これらの例は、フィルタの帯域幅を調節すれば、ＳｏＳを所望の値に変化させることができることを示す。 Here, p = 2if / Δf _{3 dB} . Where T is the field transmission, f is the optical frequency offset from the center of the filter, and Δf _3dB is the 3 dB bandwidth of the filter. The measured amount is the light transmission of the filter, and is the absolute square of electromagnetic field transmission | T (p) | ² in Equation 6, and is shown in the graph of FIG. Bessel filters are typically used as electrical low pass filters. This is because distortion is minimized in the passband. In one embodiment of the present invention, the Bessel filter is an optical filter, which was selected because the desired slope and linear slope are obtained near its peak transmission. The slope of the secondary Bessel filter with a bandwidth of 6 GHz is 0.46 dB / GHz ² and the slope of the slope of a secondary Bessel filter with a bandwidth of 5.5 GHz is 0.57 dB / GHz ² . is there. These examples show that the SoS can be changed to a desired value by adjusting the bandwidth of the filter.

本発明にしたがって用いることができるフィルタの別の例に、帯域幅が７．５ＧＨｚの四次ベッセル・フィルタがあり、これも図１２に示す。このＯＳＲは、０．４１ｄＢ／ＧＨｚ²の傾斜の傾斜を有する。四次ベッセル・フィルタの電磁界透過は、正規化した周波数の関数として、以下のように示される。 Another example of a filter that can be used in accordance with the present invention is a fourth order Bessel filter with a bandwidth of 7.5 GHz, also shown in FIG. This OSR has a slope of 0.41 dB / GHz ² slope. The field transmission of a fourth order Bessel filter is shown as a function of normalized frequency as follows:

図１３は、折返しに対する、そして３４００ｐｓ／ｎｍ分散を有する２００ｋｍのファイバの後において計算したアイ線図の例を示す。本例では、帯域幅が５．５ＧＨｚの二次ベッセル・フィルタを用いた。左欄のアイ線図は、送信機（上）の折返し光アイ（いわゆるＯ−アイ）、および２００ｋｍ送信後のアイ（３４００ｐｓ／ｎｍ）である。右欄のアイ図は、通例〜８ＧＨｚ帯域幅を有する光電変換器の後に測定したアイ線図であり、電気アイ（Ｅ−アイ）と呼ぶ。電気アイは受信機の出力におけるそれであり、受信機は光信号を電気信号に変換し、これを判断回路に供給して、１および０ビットを区別する。 FIG. 13 shows an example of an eye diagram calculated for a turn and after a 200 km fiber with 3400 ps / nm dispersion. In this example, a secondary Bessel filter having a bandwidth of 5.5 GHz was used. The eye diagram in the left column shows the folded light eye (so-called O-eye) of the transmitter (top) and the eye after transmission of 200 km (3400 ps / nm). The eye diagram in the right column is an eye diagram measured after a photoelectric converter that typically has a bandwidth of 8 GHz and is called an electrical eye (E-eye). The electrical eye is that at the output of the receiver, which converts the optical signal into an electrical signal that is fed to a decision circuit to distinguish between 1 and 0 bits.

直接変調レーザは、過渡チャープを生成する。これは、断熱チャープに加えて、１から０および０から１ビットへの遷移において発生する。従来の直接変調レーザでは、過渡チャープはパルス歪みを助長し送信後のＢＥＲを高めるので有害であった。しかしながら、ＦＭ源として用いると、直接変調レーザの後段にＯＳＲがあり、レーザの出力においてはある過渡チャープが望ましいことが判明した。本例では、レーザの断熱チャープは４．５ＧＨｚであり、ＯＳＲはその透過エッジ付近において動作する２キャビティ・エタロン・フィルタである。 Directly modulated lasers produce transient chirp. This occurs at the 1 to 0 and 0 to 1 bit transitions in addition to the adiabatic chirp. In conventional direct modulation lasers, transient chirp is detrimental because it promotes pulse distortion and increases BER after transmission. However, when used as an FM source, it has been found that there is an OSR after the direct modulation laser and a transient chirp is desirable in the output of the laser. In this example, the adiabatic chirp of the laser is 4.5 GHz and the OSR is a two-cavity etalon filter that operates near its transmission edge.

図１４は、１０Ｇｂ／ｓ送信機の、その出力におけるアイ線図、および３４００ｐｓ／ｎｍ分散を有する２００ｋｍのファイバを通じた伝搬後におけるアイを示す。レーザの出力における過渡チャープは、ＯＳＲの前では、ゼロ（〜０．２ＧＨｚ）（左欄）または２ＧＨｚ（右欄）のいずれかである。図１４を見ると、２ＧＨｚ過渡チャープを有する場合、歪みが少ないアイ折返し(eye back to back)が得られることが明らかである。２００ｋｍのファイバの後におけるアイも、２ＧＨｚ過渡チャープを有する場合において、一層大きく開いており、シンボル間干渉（ＩＳＩ）が少なくなっている。したがって、本発明の一実施形態は、周波数変調源の過渡チャープ、および光スペクトル整形器の傾斜の傾斜を調節して、最少の歪みを有する所望の送信機出力を得て、更に分散限界を超える送信機のエラーのない伝搬距離を延長する。 FIG. 14 shows an eye diagram at the output of a 10 Gb / s transmitter and the eye after propagation through a 200 km fiber with 3400 ps / nm dispersion. The transient chirp at the output of the laser is either zero (˜0.2 GHz) (left column) or 2 GHz (right column) before OSR. Looking at FIG. 14, it is clear that with a 2 GHz transient chirp, an eye back to back with less distortion is obtained. The eye after the 200 km fiber is also much wider and has less intersymbol interference (ISI) when it has a 2 GHz transient chirp. Thus, one embodiment of the present invention adjusts the transient chirp of the frequency modulation source and the slope of the slope of the optical spectrum shaper to obtain the desired transmitter output with minimal distortion, and further exceeds the dispersion limit. Extend the transmitter's error-free propagation distance.

実際には、マルチキャビティ・エタロンのような光フィルタは、所望の透過形状および傾斜の傾斜を有していない場合もある。したがって、本発明の別の実施形態では、フィルタに入射する光信号の入射角度およびビーム発散を調節して、所望のＳｏＳを得る。図１５は、２キャビティ・エタロンについて入射角度の関数として測定した傾斜および傾斜の傾斜の一例を示す。ピーク傾斜は、最初に、角度が大きくなるに連れて減少し、最小値に達し、その後再度増加する。１０／２５／０４ et al.が２００４年１０月２５日に出願した米国仮特許出願第６０／６２１，７５５号、SPECTRAL RESPONSE MODIFICATION VIA SPATIAL FILTERING WITH OPTICAL FIBER（光ファイバを用いた空間フィルタリングによるスペクトル応答の修正）（代理人整理番号TAYE-47PROV)に記載されているように、大きな角度における傾斜の増加は、空間フィルタリングによって生ずる。この特許出願の内容は、ここで引用したことにより、本願にも含まれるものとする。同じ角度の範囲では、傾斜の傾斜は、０．７５ｄＢ／ＧＨｚ²から０．３５ｄＢ／ＧＨｚ²まで単調に減少する。何故なら、ピーク位置が角度の増大に連れて上昇するからである。本例では、入射角度を１．２から２度に調節することにより、０．４５ｄＢ／ＧＨｚ²の最適値が得られる。 In practice, an optical filter such as a multicavity etalon may not have the desired transmission shape and slope. Therefore, in another embodiment of the present invention, the incident angle and beam divergence of the optical signal incident on the filter are adjusted to obtain the desired SoS. FIG. 15 shows an example of tilt and tilt tilt measured as a function of incident angle for a two cavity etalon. The peak slope first decreases with increasing angle, reaches a minimum value and then increases again. US Provisional Patent Application No. 60 / 621,755 filed October 25, 2004, October 25, 2004, SPECTRAL RESPONSE MODIFICATION VIA SPATIAL FILTERING WITH OPTICAL FIBER (Spectral response by spatial filtering using optical fiber) As described in (Attorney Docket Number TAYE-47PROV), the increase in slope at large angles is caused by spatial filtering. The contents of this patent application are incorporated herein by reference. In the same range of angles, the slope of the slope decreases monotonically from 0.75 dB / GHz ² to 0.35 dB / GHz ² . This is because the peak position increases as the angle increases. In this example, the optimum value of 0.45 dB / GHz ² can be obtained by adjusting the incident angle from 1.2 to 2 degrees.

前述の例では、光スペクトル整形器（ＯＳＲ）は、マルチキャビティ・エタロン・フィルタであった。本発明の別の好適な実施形態では、ＯＳＲは、図１６に示すような、エッジ・フィルタでもよい。エッジ・フィルタは、ある周波数範囲の周波数では実質的に平坦な透過、およびピーク透過の一方側において鮮鋭なエッジを有する。この場合、最初の光信号の位置は、実質的に透過の傾斜上となる。

ＯＳＲ分散
また、ＯＳＲは、何らかの分散補償およびスペクトル整形も行うことができる。図１７は、フィルタの透過特性およびその対応する分散プロファイルを示す。 In the above example, the optical spectrum shaper (OSR) was a multi-cavity etalon filter. In another preferred embodiment of the present invention, the OSR may be an edge filter as shown in FIG. An edge filter has a substantially flat transmission at frequencies in the frequency range and a sharp edge on one side of the peak transmission. In this case, the position of the first optical signal is substantially on the transmission slope.

OSR dispersion The OSR can also perform some dispersion compensation and spectral shaping. FIG. 17 shows the transmission characteristics of the filter and its corresponding dispersion profile.

フィルタ分散は、ファイバ分散の一部を補償することができる。例えば、レーザ周波数スペクトルが、負の分散を有する通常の分散ピークと実質的に重複する場合、正の分散を有する標準的な単一ファイバの送信が延長する。レーザ周波数スペクトルが異常分散ピークと実質的に重複する場合、分散が正であるとすると、正の分散を有する標準的なファイバに対しては送信距離が短縮するが、分散補償ファイバ（ＤＣＦ）のような負の分散ファイバ上では、到達距離が延びる。図１８は、分散があるＯＳＲおよび分散がないＯＳＲの場合について、ファイバ距離の関数として感度を示す。レーザ・スペクトルは、ＯＳＲの負の分散ピークと実質的に重複する。図１８に示すように、負の距離は、その長さの負の分散を有するファイバを示す。したがって、例えば、−１００ｋｍは、−１７ｐｓ／ｎｍ／ｋｍ分散を有する１００ｋｍの分散補償ファイバを示す。

ＦＭ源
本発明は、消失比（ＥＲ）が高い耐分散ＦＭ信号の発生のために種々の方法を教示する。本発明の一実施形態では、ＦＭ信号を２段階で発生する。 Filter dispersion can compensate for some of the fiber dispersion. For example, if the laser frequency spectrum substantially overlaps with a normal dispersion peak with negative dispersion, transmission of a standard single fiber with positive dispersion is extended. If the laser frequency spectrum substantially overlaps with the anomalous dispersion peak, assuming that the dispersion is positive, the transmission distance is reduced for a standard fiber with positive dispersion, but the dispersion compensation fiber (DCF) On such a negative dispersion fiber, the reach is extended. FIG. 18 shows sensitivity as a function of fiber distance for OSR with dispersion and OSR without dispersion. The laser spectrum substantially overlaps with the negative dispersion peak of OSR. As shown in FIG. 18, a negative distance indicates a fiber having a negative dispersion of that length. Thus, for example, −100 km indicates a 100 km dispersion compensating fiber having −17 ps / nm / km dispersion.

FM Source The present invention teaches various methods for generating anti-dispersion FM signals with high erasure ratio (ER). In one embodiment of the present invention, the FM signal is generated in two stages.

最初に、基準ディジタル信号を選択し、直接変調ＤＦＢレーザを変調して、奇数個の０ビットによって分離された２つの１ビット間の位相差がπの奇数倍数となるように断熱チャープを有するＦＭ信号を発生する。一例として、１００ｐｓのパルスおよびほぼ方形形状の瞬時周波数プロファイルを有する１０Ｇｂ／ｓＮＲＺ信号では、これは５ＧＨｚとなる。 First, an FM with adiabatic chirp that selects a reference digital signal and modulates a direct modulation DFB laser so that the phase difference between two 1 bits separated by an odd number of 0 bits is an odd multiple of π Generate a signal. As an example, for a 10 Gb / s NRZ signal with a 100 ps pulse and a nearly square instantaneous frequency profile, this would be 5 GHz.

次に、図１９に示すように、得られた光信号を、ＬｉＮｂＯ_３変調器または電気吸収変調器のような、第２振幅変調器を介して送出する。振幅変調器を第２ディジタル基準信号によって変調する。第２ディジタル基準信号は、第１ディジタル基準信号の複製である。変調器に供給した基準信号は、変調器の伝達関数に応じて、レーザを変調する変調器に対して逆転してもよい。これは、例えば、信号が高い程変調器の損失が増大するという場合である。したがって、高い信号はレーザから更に高い振幅光信号を生成し、対応する低い信号が変調器に供給される。ＡＭ変調器は、ＬｉＮｂＯ_３変調器のような種々の光振幅変調器、または電気吸収変調器とすることができる。図２０に示すように、ＤＦＢおよびＥＡを同じチップ上に集積することもできる。 Next, as shown in FIG. 19, the obtained optical signal is transmitted through a second amplitude modulator such as a LiNbO ₃ modulator or an electroabsorption modulator. The amplitude modulator is modulated with the second digital reference signal. The second digital reference signal is a replica of the first digital reference signal. The reference signal supplied to the modulator may be reversed with respect to the modulator that modulates the laser, depending on the transfer function of the modulator. This is the case, for example, when the signal is higher, the modulator loss increases. Thus, a high signal generates a higher amplitude optical signal from the laser and a corresponding low signal is fed to the modulator. The AM modulator can be a variety of optical amplitude modulators, such as LiNbO ₃ modulators, or electroabsorption modulators. As shown in FIG. 20, DFB and EA can also be integrated on the same chip.

本発明の一実施形態では、レーザおよび変調器に供給する第１および第２基準信号は、それぞれ、ＦＭおよびＡＭ信号を発生するように適合化することができる。これらのＦＭおよびＡＭ信号は、図２１に例証するように、時間的プロファイルが相違し、２つのディジタル基準信号間には位相差がある場合もある。また、第１信号の瞬時周波数の立ち上がり時間および立ち下がり時間、ならびにＡＭ変調器後に得られる第２信号の立ち上がり時間および立ち下がり時間も異なる場合がある。加えて、前述の予備説明および例によって説明したように、ＦＭおよびＡＭパルス・プロファイルの期間も異なる場合がある。本発明の好適な実施形態では、立ち上がり時間および立ち下がり時間、断熱チャープ、振幅変調深度、ならびに２つのディジタル基準信号の間の位相遅延を変化させて、ファイバ分散に対する送信信号の分散耐性を高める。周波数および振幅プロファイルに対するこれらのパラメータを図２１に定める。 In one embodiment of the invention, the first and second reference signals supplied to the laser and modulator can be adapted to generate FM and AM signals, respectively. These FM and AM signals have different temporal profiles, as illustrated in FIG. 21, and there may be a phase difference between the two digital reference signals. Also, the rise time and fall time of the instantaneous frequency of the first signal and the rise time and fall time of the second signal obtained after the AM modulator may be different. In addition, the FM and AM pulse profile periods may be different, as explained by the preliminary description and examples above. In a preferred embodiment of the present invention, the rise and fall times, adiabatic chirp, amplitude modulation depth, and phase delay between two digital reference signals are varied to increase the dispersion tolerance of the transmitted signal against fiber dispersion. These parameters for the frequency and amplitude profiles are defined in FIG.

本発明の別の実施形態では、そして図２２に示すように、帯域幅制限フィルタまたはＯＳＲを、前述のＦＭ／ＡＭ源の後段に配置してもよい。ＯＳＲまたはフィルタは、ビット・レート周波数、例えば、１０Ｇｂ／ｓＮＲＺ信号では１０ＧＨｚ以上である光周波数成分を減少させるように選択する。 In another embodiment of the present invention, and as shown in FIG. 22, a bandwidth limiting filter or OSR may be placed after the FM / AM source described above. The OSR or filter is selected to reduce optical frequency components that are bit rate frequencies, eg, 10 GHz or more for a 10 Gb / s NRZ signal.

パラメータ範囲
本発明の種々の実施形態では、信号の送信距離を延長するためには、光スペクトル整形器の後における性能を最適化する必要があり、次のような好ましい特性に至る。
Parameter Range In various embodiments of the present invention, in order to extend the transmission distance of a signal, the performance after the optical spectrum shaper needs to be optimized, leading to the following desirable characteristics:

(i)ＡＭＥＲ＜３ｄＢ（即ち、レーザの強度出力の消失比は、過渡チャープを最少に抑えるためには、３ｄＢ未満であることが好ましい）。
(ii)２．５から７．５ＧＨｚの範囲の断熱チャープ（即ち、最適な透過のためには、レーザの出力における断熱チャープはΔｆ＝ｆ_１−ｆ_０≒２．５〜７．５ＧＨｚである）。 (i) AM ER <3 dB (ie, the extinction ratio of laser intensity output is preferably less than 3 dB to minimize transient chirp).
(ii) Adiabatic chirp in the range of 2.5 to 7.5 GHz (ie, for optimum transmission, the adiabatic chirp at the output of the laser is Δf = f ₁ −f ₀ ≈2.5 to 7.5 GHz ).

(iii)光スペクトル整形器の帯域幅は、５から１０ＧＨｚの範囲である（即ち、ＯＳＲは、スペクトル狭量化の効果を最大にするために、５から１０ＧＨｚのフィルタ帯域幅を有する。 (iii) The bandwidth of the optical spectrum shaper is in the range of 5 to 10 GHz (ie, the OSR has a filter bandwidth of 5 to 10 GHz to maximize the effect of spectral narrowing.

変更例
本開示の考察から、当業者には本発明の更に別の実施形態も明らかであることは認められよう。本発明は、ここに開示した、および／または図面に示した特定の構造には決して限定されず、発明の範囲に該当するどのような変更や均等物も含むことは理解されてしかるべきである。
Modifications From a consideration of the present disclosure, one of ordinary skill in the art appreciates that additional embodiments of the invention will be apparent. It is to be understood that the invention is in no way limited to the specific structures disclosed herein and / or shown in the drawings, and includes any modifications and equivalents falling within the scope of the invention. .

図１は、同時振幅変調および周波数変調（即ち、平頂チャープ）を行った光ディジタル信号を示す。FIG. 1 shows an optical digital signal that has been subjected to simultaneous amplitude modulation and frequency modulation (ie, flat top chirp). 図２は、１０Ｇｂ／ｓディジタル信号に対する５ＧＨｚおよびＧＨｚの平頂チャープ値に対する１０１ビット・シーケンスの瞬時周波数および位相を示す。FIG. 2 shows the instantaneous frequency and phase of a 101-bit sequence for 5 GHz and GHz flat top chirp values for a 10 Gb / s digital signal. 図３は、伝搬前後における、平頂チャープがある（ＣＭＬ出力）およびない（標準ＮＲＺ）１０１ビット・シーケンスを示す。FIG. 3 shows a 101 bit sequence with (CML output) and without (standard NRZ) a flat top chirp before and after propagation. 図４は、ＯＳＲ前の、断熱チャープ・プロファイルを有するガウス・パルス、およびＯＳＲの後に得られるパルス形状および平頂チャープを示す。FIG. 4 shows a Gaussian pulse with adiabatic chirp profile before OSR, and the pulse shape and flat top chirp obtained after OSR. 図５は、パルスの瞬時周波数プロファイルおよびパルスの定義を示す。FIG. 5 shows the instantaneous frequency profile of the pulse and the definition of the pulse. 図６は、瞬時周波数プロファイルの立ち上がり時間および立ち下がり時間の関数として、２００ｋｍ後における受信機感度を示す。FIG. 6 shows the receiver sensitivity after 200 km as a function of the rise time and fall time of the instantaneous frequency profile. 図７は、２つの異なる傾斜を有する、ＯＳＲ後における、瞬時周波数プロファイルおよび強度プロファイルを示す。FIG. 7 shows the instantaneous frequency profile and intensity profile after OSR with two different slopes. 図８は、２つの異なる傾斜を有する、ＯＳＲ後における、断熱チャープ信号の光スペクトルを示す。FIG. 8 shows the optical spectrum of the adiabatic chirp signal after OSR with two different slopes. 図９は、断熱チャープの種々の値に対する、２００ｋｍの１７ｐｓ／ｍｍ／ｋｍファイバ後における受信機感度、およびこの例では３キャビティ・エタロン・フィルタである、ＯＳＲに対する信号のスペクトル移行を示す。FIG. 9 shows the receiver sensitivity after 200 km of 17 ps / mm / km fiber for various values of adiabatic chirp, and the spectral transition of the signal to OSR, which in this example is a 3-cavity etalon filter. 図１０は、ＯＳＲスペクトルに対する信号の非ガウス型ＯＳＲおよびスペクトル位置の一例を示す。FIG. 10 shows an example of a non-Gaussian OSR and spectral position of the signal relative to the OSR spectrum. 図１１は、ＯＳＲ上における傾斜の傾斜の定義を示す。FIG. 11 shows the definition of the slope of the slope on the OSR. 図１２は、所望の傾斜の傾斜が得られるＯＲＳとして用いたベッセル・フィルタを示す。FIG. 12 shows a Bessel filter used as an ORS that provides the desired slope. 図１３は、２００ｋｍ（３４００ｐｓ／ｎｍ）のファイバを通じた送信の前および後における光および電気アイ線図を示す。FIG. 13 shows optical and electrical eye diagrams before and after transmission through a 200 km (3400 ps / nm) fiber. 図１４は、レーザの出力に過渡チャープがあるチャープ管理レーザ（ＣＭＬ^ＴＭ）送信機についての、折返しおよび２００ｋｍのファイバ後のアイ線図を示す。FIG. 14 shows the eye diagram after folding and 200 km fiber for a chirp managed laser (CML ^™ ) transmitter with transient chirp at the output of the laser. 図１５は、２キャビティ・エタロンについて測定した傾斜および傾斜の傾斜を示す。FIG. 15 shows the slope and slope of the slope measured for a two-cavity etalon. 図１６は、ＯＳＲとして用いたエッジ・フィルタの透過および傾斜を示す。FIG. 16 shows the transmission and tilt of the edge filter used as OSR. 図１７は、ＯＳＲの一例およびその分散プロファイルを示す。FIG. 17 shows an example of OSR and its distribution profile. 図１８は、考慮したＯＳＲに分散がある場合およびない場合における散乱１７ｐｓ／ｎｍ／ｋｍの感度対ファイバ長の関係を示す。FIG. 18 shows the sensitivity versus fiber length relationship for scattering 17 ps / nm / km with and without dispersion in the OSR considered. 図１９は、ＤＦＢＦＭ変調器および別個の振幅変調器を有するＦＭ光源を示す。FIG. 19 shows an FM light source with a DFB FM modulator and a separate amplitude modulator. 図２０は、変調ＤＦＢおよび一体化電気吸収変調器を有するＦＭ光源を示す。FIG. 20 shows an FM light source having a modulated DFB and an integrated electroabsorption modulator. 図２１は、ＡＭおよびＦＭ信号の時間的プロファイルを示す。FIG. 21 shows temporal profiles of AM and FM signals. 図２２は、光ＦＭ／ＡＭ源および帯域制限ＯＳＲまたはフィルタを示す。FIG. 22 shows an optical FM / AM source and a band limited OSR or filter.

Claims

An optical fiber communication system,
An optical signal source configured to receive a reference binary signal and generate a first signal, wherein the first signal is frequency modulated;
An optical spectrum shaper configured to shape the first signal into a second signal, wherein the second signal is amplitude modulated and frequency modulated;
With
Characterized by the frequency characteristics of the first signal that constitute the frequency characteristics of the second signal and the optical characteristics of the optical spectrum shaper so as to increase the resistance of the second signal to dispersion in the transmission fiber. An optical fiber communication system.

2. The fiber optic communication system of claim 1, wherein the frequency excursion of the first signal is such that the frequency excursion of the second signal is substantially equal to one half of the bit rate frequency of the reference digital signal. Adjusting optical fiber communication system.

2. The optical fiber communication system according to claim 1, wherein the frequency excursion of the first signal includes an adiabatic chirp component.

4. The optical fiber communication system according to claim 3, wherein the frequency excursion of the first signal includes a transient chirp component.

5. The fiber optic communication system of claim 4, wherein the frequency excursion of the transient chirp component of the first signal is between about 0% and about 30% of the bit rate frequency of the reference digital signal. .

5. The optical fiber communication system of claim 4, wherein the bit rate of the reference digital signal is about 10 Gb / s and the frequency excursion of the transient chirp component of the first signal is about 0 to about 3 GHz. system.

The optical fiber communication system of claim 1, wherein the frequency profile of the second signal is substantially flat.

2. The optical fiber communication system of claim 1, wherein the frequency excursion of the first signal is such that the frequency excursion of the second signal is between about 25% and about 75% of the bit rate of the reference digital signal. Adjust the optical fiber communication system.

2. The optical fiber communication system according to claim 1, wherein in the second signal, frequency excursion of the first signal is adjusted such that 1 bit separated by an odd number of 0 bits is shifted in phase by π. Optical fiber communication system.

2. The optical fiber communication system according to claim 1, wherein in the first signal, 1 bit separated by an odd number of 0 bits has a phase shift between about π / 2 and about 3π / 2. An optical fiber communication system for adjusting a frequency excursion of a first signal.

2. The optical fiber communication system according to claim 1, wherein the frequency excursion of the second signal is substantially equal to an odd integer multiple of 1/2 of the bit rate frequency. Adjust the optical fiber communication system.

2. The optical fiber communication system according to claim 1, wherein in the second signal, the phase of the first signal is shifted so that the phase of 1 bit separated by an odd number of 0 bits is an odd integer multiple of π. An optical fiber communication system that adjusts frequency excursion.

2. The optical fiber communication system according to claim 1, wherein a product of a frequency excursion (Δf) of the second signal and a period T ₀ of 0 bits of the second signal is substantially equal to an odd integer multiple of 1/2. Thus, an optical fiber communication system for adjusting a frequency excursion of the first signal.

2. The optical fiber communication system according to claim 1, wherein an erasure rate of the second signal is about 10 dB or more.

The fiber optic communication system of claim 1, wherein the erasure ratio of the second signal is between about 10 dB and about 13 dB.

2. The optical fiber communication system according to claim 1, wherein in the second signal, the frequency of the first signal is such that a phase difference between 1 bits separated by an odd number of 0 bits is substantially equal to π. An optical fiber communication system for adjusting excursion and duty cycle of the second signal.

17. The fiber optic communication system of claim 16, wherein the frequency profile of the second signal is substantially flat.

17. The optical fiber communication system according to claim 16, wherein the frequency profile of the first signal is not substantially flat.

2. The optical fiber communication system according to claim 1, wherein a rise time and a fall time of the frequency profile of the second frequency are faster than a rise time and a fall time of the amplitude profile of the second signal.

2. The optical fiber communication system according to claim 1, wherein a rise time and a fall time of a frequency profile of the frequency of the second signal are faster than a rise time and a fall time of the frequency profile of the first signal. system.

2. The optical fiber communication system according to claim 1, wherein a rise time of a frequency profile of the second signal is faster than a rise time of an amplitude profile of the second signal.

2. The optical fiber communication system according to claim 1, wherein a fall time of the frequency profile of the second signal is faster than a fall time of the amplitude profile of the second signal.

2. The optical fiber communication system according to claim 1, wherein a rise time of the frequency profile of the second signal is faster than a rise time of the frequency profile of the first signal.

2. The optical fiber communication system according to claim 1, wherein a fall time of the frequency profile of the second signal is faster than a fall time of the frequency profile of the first signal.

2. The optical fiber communication system according to claim 1, wherein a period of a flat top portion of the frequency profile is wide enough to substantially include an amplitude profile of the second signal.

2. The optical fiber communication system according to claim 1, wherein a period of a flat top portion of the frequency profile includes only a central portion of an amplitude profile of the second signal.

2. The optical fiber communication system according to claim 1, wherein a central portion of one bit of the second signal has a different frequency from a wing portion of the same bit.

2. The optical fiber communication system according to claim 1, wherein a central portion of the amplitude profile of the second signal has a different frequency from a wing portion on either side of the central portion.

2. The fiber optic communication system according to claim 1, wherein the one-bit pulse of the second signal includes an amplitude profile and a frequency profile, the frequency profile is flat-topped, and the wings of the amplitude profile include: An optical fiber communication system located outside the flat top portion of the frequency profile.

2. The optical fiber communication system according to claim 1, wherein an amplitude profile of the second signal is different from a frequency profile thereof.

2. The optical fiber communication system according to claim 1, wherein a period of a flat top portion of the frequency profile of the second signal includes a central portion of an amplitude profile of the second signal.

32. The fiber optic communication system of claim 31, wherein the amplitude profile of the second signal comprises a wing having a frequency different from a central portion of the amplitude modulation of the second signal.

2. The optical fiber communication system according to claim 1, wherein a spectral position of the first signal is adjusted to be on a transmission edge of the optical spectrum shaper.

34. The fiber optic communication system of claim 33, wherein a spectral position of the first signal is substantially close to a peak logarithmic derivative of the transmission spectrum of the optical spectrum shaper.

2. The optical fiber communication system according to claim 1, wherein the slope of the optical spectrum shaper is adjusted to simultaneously optimize the bit error rate of the second signal both before and after propagation through the dispersion fiber. An optical fiber communication system.

36. The fiber optic communication system of claim 35, wherein the slope of the optical spectrum shaper is between about 0.38 dB / GHz ² and about 0.6 dB / GHz ² .

The fiber optic communication system of claim 1, wherein the 3 dB bandwidth of the optical spectrum shaper is between about 65% and about 90% of the bit rate of the first signal.

2. The optical fiber communication system according to claim 1, wherein an electromagnetic field transmission profile of the optical spectrum shaper is that of a second-order Bessel filter.

The optical fiber communication system of claim 1, wherein the logarithmic slope of the transmission profile of the optical spectrum shaper is substantially linear at its transmission peak.

2. The optical fiber communication system according to claim 1, wherein an electromagnetic field transmission profile of the optical spectrum shaper is that of a fourth-order Bessel filter.

2. The optical fiber communication system according to claim 1, wherein the optical signal source is a semiconductor laser.

42. The fiber optic communication system of claim 41, wherein the laser bias and the amplitude of the reference binary signal are reduced to simultaneously improve the bit error rate of the second signal both before and after propagation through the dispersion fiber. Adjusting optical fiber communication system.

42. The fiber optic communication system of claim 41, wherein the bias of the laser and the amplitude of the reference binary signal are adjusted to improve the bit error rate of the second signal after propagation through a dispersion fiber. , Fiber optic communication system.

2. The optical fiber communication system according to claim 1, wherein, in order to obtain a desired second signal, at least one of an incident angle and beam divergence of the first optical signal incident on the optical spectrum shaper is adjusted. Fiber communication system.

45. The fiber optic communication system of claim 44, wherein the angle of incidence is between about 1.5 and about 2 degrees.

2. The optical fiber communication system according to claim 1, wherein the optical spectrum shaper is a multi-cavity etalon filter.

2. The optical fiber communication system according to claim 1, wherein the optical spectrum shaper is an edge filter.

2. The optical fiber communication system according to claim 1, wherein the rise time and fall time of the frequency profile of the second signal are adjusted by adjusting the slope (unit: dB / GHz) of the transmission profile of the optical spectrum shaper. An optical fiber communication system.

An optical transmitter,
A frequency modulation source for generating a first frequency modulation signal;
An amplitude modulator that receives the first frequency modulation signal and generates a second amplitude and frequency modulation signal;
Equipped with an optical transmitter.

50. The optical transmitter of claim 49, wherein the frequency modulation source is modulated with a first digital signal and the amplitude modulator is modulated with a second digital signal.

51. The optical transmitter of claim 50, wherein the first and second digital signals represent the same digital data.

52. The optical transmitter according to claim 51, wherein the first and second digital signals have opposite logical values.

52. The optical transmitter according to claim 51, wherein the first light source is a semiconductor laser.

54. The optical transmitter of claim 53, wherein the first light source is a distributed feedback laser.

52. The optical transmitter of claim 51, wherein the amplitude modulator is a lithium niobate modulator.

52. The optical transmitter of claim 51, wherein the amplitude modulator is an electroabsorption modulator.

55. The optical transmitter of claim 54, wherein the amplitude modulator is an electroabsorption modulator.

58. The optical transmitter according to claim 57, wherein the distributed feedback laser and the electroabsorption modulator are integrated on the same substrate.

52. The optical transmitter according to claim 51, wherein in the second signal, the first digital signal is such that a phase difference between two 1 bits separated by an odd number of 0 bits is an odd integer multiple of π. An optical transmitter that modulates a frequency modulation source.

52. The optical transmitter of claim 51, wherein the frequency excursion of the second optical signal is between about 25% and about 75% of the bit rate frequency of the first digital signal. An optical transmitter that modulates the frequency modulation source.

52. The optical transmitter of claim 51, wherein the first modulated signal and the second modulated and frequency modulated signal have different time profiles.

52. The optical transmitter of claim 51, wherein the first digital signal and the digital signal have different time profiles.

52. The optical transmitter according to claim 51, wherein a period between the two digital reference signals, a rise time, a fall time, an adiabatic chirp, an amplitude modulation degree, so as to improve dispersion resistance against fiber dispersion of the second signal. And an optical transmitter for adjusting at least one of the phase delays.

50. The optical transmitter according to claim 49, further comprising an optical spectrum shaper that receives the second amplitude and frequency modulated signal.

A method for transmitting an optical signal through a transmission fiber, comprising:
Receiving a reference binary signal;
Operating an optical signal source using the reference binary signal to generate a first signal, wherein the first signal is frequency modulated;
Passing the frequency modulated signal through an optical spectrum shaper to shape the first signal into a second signal, the second signal being amplitude and frequency modulated; and
The frequency characteristic of the first signal and the optical characteristic of the optical spectrum shaper constitute the frequency characteristic of the second signal so as to increase the resistance of the second signal to dispersion in a transmission fiber.
Passing the second signal through a transmission fiber;
Equipped with the method

66. The method of claim 65, wherein the frequency excursion of the first signal is adjusted such that the frequency excursion of the second signal is substantially equal to half the bit rate frequency of the reference digital signal.

68. The method of claim 65, wherein the frequency excursion of the first signal comprises an adiabatic chirp component.

66. The method of claim 65, wherein the frequency profile of the second signal is substantially flat.

66. The method of claim 65, wherein in the second signal, the frequency excursion of the first signal is adjusted such that one bit separated by an odd number of zero bits is out of phase by π.

66. The method of claim 65, wherein in the second signal, the first bit separated by an odd number of zero bits is out of phase by between about π / 2 and about 3π / 2. A method of adjusting the frequency excursion of a signal.

A method of transmitting a reference signal,
Using the reference signal to generate a frequency modulated signal;
Providing an amplitude modulator to receive the frequency modulated signal and generate an amplitude and frequency modulated signal;
A method.

An optical fiber communication system,
An optical signal source configured to generate a frequency modulated signal;
An optical spectrum shaper configured to convert the frequency modulated signal to a substantially amplitude modulated signal;
With
An optical fiber communication system characterized by combining the operating characteristics of the optical signal source and the optical characteristics of the optical spectrum shaping unit in order to compensate at least a part of dispersion in the optical fiber.

A method for transmitting an amplitude modulated signal through a fiber, comprising:
Providing a laser and further providing a filter having selected optical properties;
Operating the laser to input the amplitude modulation signal to the laser and generate a corresponding frequency modulation signal;
Passing the frequency modulated signal through the filter to generate the resulting signal and introducing the resulting signal into the fiber;
With
Operating the laser and selecting the filter such that the obtained signal is configured to compensate for at least some of the dispersion in the fiber.

An optical fiber communication system,
An optical signal source configured to generate a first signal, wherein the first signal is frequency modulated;
An optical spectrum shaper configured to convert the first signal into a second signal, wherein the second signal is amplitude modulated and frequency modulated;
With
Before the amplitude characteristics of the second signal degrade, the frequency characteristics of the second signal extend the distance that the second signal can travel along the fiber by more than a given amount. An optical fiber communication system characterized by the frequency characteristics of the first signal and the optical characteristics of the optical spectrum shaper as configured.

An optical fiber communication system,
A module configured to receive a first signal and convert the first signal into a second signal, wherein the second signal is amplitude modulated and frequency modulated;
The frequency characteristic of the second signal extends the distance that the second signal can travel along the fiber by more than a given amount before the amplitude characteristic of the second signal degrades. An optical fiber communication system, characterized by being configured.

A system configured to convert a first signal into a second signal, wherein the second signal is amplitude modulated and frequency modulated;
Adapt the frequency characteristics of the second signal to extend the distance that the second signal can travel along the fiber by more than a given amount before the amplitude characteristics of the second signal degrade System, including improvements to make.

An optical fiber communication system,
An optical signal source configured to receive a reference signal and generate a first signal, wherein the first signal is frequency modulated;
An optical spectrum shaper configured to convert the first signal into a second signal, wherein the second signal is amplitude modulated and frequency modulated;
With
The frequency characteristic of the second signal extends the distance that the second optical signal can travel along the fiber by more than a given amount before the amplitude characteristic of the second signal degrades. An optical fiber communication system characterized by the frequency characteristics of the first signal and the optical characteristics of the optical spectrum shaper as configured in (1).

An optical fiber communication system,
An optical signal source configured to generate a first signal, wherein the first signal is frequency modulated;
An optical spectrum shaper configured to convert the first signal into a second signal, wherein the second signal is amplitude modulated and frequency modulated;
With
An optical fiber communication system, wherein a frequency dependent loss of the optical spectrum shaper is adjusted so as to improve dispersion resistance of the second signal.

An optical fiber system,
A light source configured to generate a frequency modulated digital signal;
The time variable frequency modulation of the digital signal is substantially constant through each 1 bit and equal to the first frequency, substantially constant through each 0 bit and equal to the second frequency, the first frequency and the first frequency An optical fiber system characterized in that the difference between the two frequencies is between 0.2 and 1.0 times the bit rate frequency.

A method of generating a dispersion-resistant digital signal,
Modulating the DFB laser with a first digital reference signal to generate a first optical FM signal;
The first FM signal has a phase after π between 1 bit separated by an odd number of 0 bits;
Modulating the amplitude of the first optical FM signal with a second digital reference signal to generate a second optical signal having a high contrast ratio;
A method.