JP2007525086A

JP2007525086A - 可変データレート無線トランスミッタの歪み／効率の適応化

Info

Publication number: JP2007525086A
Application number: JP2006517704A
Authority: JP
Inventors: デイヴィドビーデュッペライ
Original assignee: Koninklijke Philips NV; Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 2003-06-25
Filing date: 2004-06-25
Publication date: 2007-08-30
Also published as: TW200507471A; CN1809958A; KR20060028775A; EP1645030A1; WO2005004325A1; US20070109046A1; US7593699B2

Abstract

本発明は、概して、所望のデータレートを考慮したＲＦ電力増幅器の適応制御を提供する。低いデータレートの場合、ＲＦ増幅器（１２１）は、このＲＦ電力増幅器の向上された効率の領域内で動作されるのと同時に、大幅な出力信号歪みを可能にするように制御される。より高いデータレートの場合、ＲＦ増幅器（１２１）は、出力信号歪みを減少させるように制御される。このような場合、ＲＦ電力増幅器のより低い効率が得られる。それゆえ、ＲＦ電力増幅器（１２１）の効率はデータレート要件を考慮して最大にされる。電池式無線トランスミッタの場合、向上された効率によって一層長い電池寿命がもたらされる。ある特定の実施形態では、出力信号歪みが測定される高速の較正が実施される。予め計算されたテーブルは、無線レシーバにおける予想されるエラーベクトルの大きさ（ＥＶＭ）に対する出力信号歪みに関連する情報を記憶する。

Description

本発明は、無線周波数（ＲＦ）トランスミッタ（transmitter，送信機）に関し、特に、無線トランスミッタにおける歪み／効率の適応化に関する。

図１を参照すると、ベースバンド部１１０及び無線部１２０を含む通常の８０２．１１ａトランシーバの簡略化されたブロック図が示される。この無線部はＲＦ送信経路１２１及びＲＦ受信経路１２３を含み、これらの両方の経路がＲＦスイッチ１２７を介して共用アンテナ１２５に結合される。ＲＦ送信経路１２１はベースバンド部１１０からＲＦ送信信号１０１を付与されており、ＲＦ受信経路はＲＦ受信信号１０３をベースバンド部１１０に付与する。ＲＦ送信信号１０１及びＲＦ受信信号１０３は両方とも時間ドメイン信号である。

ベースバンド部１１０は、周波数ドメインで動作するベースバンドプロセッサ１１１を含む。このため、ＩＦＦＴブロック（１１３）及びＦＦＴブロック（１１５）が設けられる。ＩＦＦＴブロック１１３は、ベースバンドプロセッサからの周波数ドメイン信号を時間ドメインＲＦ送信信号に変換し、ＦＦＴブロック１１５は、無線部からの時間ドメインＲＦ受信信号をベースバンド周波数ドメイン信号に変換する。

８０２．１１ａシステムは、情報が複数の（一般的に多数の）副搬送波で送信されるＯＦＤＭシステムの一実施例である。８０２．１１ａに関する副搬送波の構造は、図２に示される。副搬送波は、正及び負の周波数の副搬送波対として生じる。８０２．１１ａにおいては、合計５２個の副搬送波に対してこのような対が２６個ある。２つの副搬送波の対、即ち４つの副搬送波がパイロット信号について使用され、４８個のデータ副搬送波を残す。これらのデータ副搬送波は、左（負の周波数）から右（正の周波数）に、０から４７までの番号をつけられる。

理想的には、無線トランスミッタは低い出力信号歪みを達成するべきである。しかし、８０２．１１ａのようなＯＦＤＭシステムでは、増幅段の非直線性のために複数のトーンによって相互変調積が生成される。これらの相互変調積は情報トーンに対する干渉トーンになり、ＯＦＤＭ信号の全体の信号品質を低下させる。出力信号歪みの一つの目安は、３次のオーダーの出力インターセプトポイント（ＯＩＰ３）である。出力信号歪みの他の（関連の）目安は、３次のオーダーの出力相互変調積レベル（ＯＩＭ３）である。信号品質に関係のある目安は、エラーベクトルの大きさ（ＥＶＭ）である。

ＲＦ電力増幅器（power amplifier，パワーアンプ）の受信チェーンにおいてＯＩＰ３を可変する技法は知られている。このような技法の一つは、例えば、米国特許第６，２９８，２２１号明細書に説明されており、本願明細書に参照として組み込まれる。

低い歪みを達成するために、無線トランスミッタのＲＦ増幅器は、直線性の範囲（linear range，リニアレンジ）において動作されなければならない。しかし、増幅器の効率は、増幅器が飽和状態で動作されるか又は飽和状態に近い状態で動作される場合に最高になる。現在、無線機器の生産ライン較正は、一般に、出力信号電力が制御パラメータ及び環境条件の関数として測定されて実施される。ルックアップテーブルは、動作中に特定の出力電力が望まれる場合、所望の精度で所望の出力電力を得るために、正確な制御パラメータが電力増幅器に与えられることができるように、較正情報を記憶するのに使用される。このような生産ライン較正は高いだけでなく時間もかかる。

更に、図１の８０２．１１ａ無線トランスミッタのような可変データレート無線トランスミッタの場合、このような較正は、通常、所望のデータレートを考慮に入れていない。８０２．１１ａの送信チップは、種々の異なるＥＶＭ要件をもつ種々の異なるデータレートをサポートする。通常の送信チップは、最も厳しいＥＶＭ要件（例えば、−２５ｄＢ（デシベル））を満たすように設計される。即ち、通常の８０２．１１ａトランスミッタは、相互変調積を制限し、より厳しいＥＶＭリミットを満たすように極めて直線性が高い（このことは非常に高いＯＩＰ３を示唆する）。

しかしながら、直線性が高いトランスミッタは高い電力消費量を示し、このことはモバイルアプリケーションにとって望ましくない。

従って、どのように電力増幅器が制御されるのかを決定する際に、制御が適応化されるときの所望のデータレートを考慮に入れることが望ましい。

本発明は、概して、所望のデータレートを考慮したＲＦ電力増幅器の適応制御を提供するものである。低いデータレートの場合、ＲＦ増幅器は、ＲＦ電力増幅器の向上された効率の領域内で動作するのと同時に大幅な出力信号歪みを可能にするように制御される。より高いデータレートの場合、ＲＦ増幅器は、出力信号歪みを減少させるように制御される。このような場合、ＲＦ電力増幅器のより低い効率が得られる。それゆえ、ＲＦ電力増幅器の効率は、データレート要件を考慮して最大にされる。電池式無線トランスミッタの場合、向上された効率によって一層長い電池寿命がもたらされる。ある特定の実施形態では、出力信号歪みが測定される高速の（on-the-fly）較正が実施される。予め計算されたテーブルは、無線レシーバにおいて予想されるエラーベクトルの大きさ（ＥＶＭ）に対する出力信号歪みに関係する情報を記憶する。ＥＶＭ要件は、より高いデータレートのときはより厳しく、より低いデータレートのときはあまり厳しくない。出力信号歪みが所望のデータレートの目的のため望ましい範囲内にある場合、ＲＦ増幅器の動作条件は変更されない。出力信号歪みがあまりに大きい場合、ＲＦ増幅器の動作条件は歪みを減少させるように変更され、その一方で効率が犠牲にされる。出力信号歪みがある特定のデータレートに対する許容可能な歪みと比較してかなり小さい場合、ＲＦ増幅器の動作条件は歪みを増大させるように変更され、それにより一層高い効率が達成される。

本発明は、添付の図面を参照して以下の説明からより完全に理解され得る。

８０２．１１ａトランスミッタのようなＯＦＤＭトランスミッタの効率を最適化するために、ベースバンドのＩＦＦＴ及びＦＦＴ処理性能が用いられて、増幅経路のＯＩＰ３を正確に測定し同調する。増幅経路の直線性（及びそれによる該増幅器の電力消費量）が調整され制御される。送信経路の効率は、送信データレート及び対応する必要な信号品質（ＥＶＭ）に基づいて動的に最適化される。その結果、全体としてのトランスミッタはより効率的であり、それゆえ、モバイルアプリケーションにより一層適している。

ここで図３を参照すると、ある特定の８０２．１１ａトランスミッタ設計について、ＯＩＰ３（ｄＢ）に対するＥＶＭ（ｄＢ）に関するグラフが示される。ある実施態様では、このグラフは、高い信号品質に対応する低いＥＶＭが、非常に高い直線性をもつ増幅器チェーン動作に対応する高いＯＩＰ３を必要とすることを簡略に示す。低い信号品質に対応する高いＥＶＭは、低い直線性をもつ増幅器チェーン動作に対応する低いＯＩＰ３のみを必要とする。

他の実施態様では、図３のグラフは制御メカニズムのための基礎として見られることもできる。即ち、所与のＥＶＭ要件について、そのＥＶＭ要件を満たすのに必要な対応するＯＩＰ３が決定されてもよい。いったんＥＶＭ要件が決定されると、その後、制御メカニズムは、送信増幅器チェーンのＯＩＰ３を適正なレベルに設定するために使用され得る。このプロセスは、ここでは、送信自己較正モードと呼ばれる。図３に示されるタイプの情報は、自己較正モードでの使用目的のためにルックアップテーブル（図示略）に記憶され得る。

８０２．１１ａトランシーバの場合、トランスミッタのＩＦＦＴ及びＦＦＴ性能は、送信自己較正モードを実現するために有利に用いられてもよい。図４を参照すると、送信自己較正モードの例示的な実施形態が示される。図４におけるベースバンドプロセッサ１１１とＲＦ送信経路１２１との間の増幅器線形制御経路１０５に留意してもらいたい。この例示的な実施形態では、トランスミッタは単に２つの副搬送波（例えば、副搬送波＋１及び副搬送波−１）を送信する。これらの２つの副搬送波の説明がＳ１０１に示される。増幅段を経由するとき、ＩＭ３積が作り出される。このＩＭ３積と一緒に組み合わされた副搬送波の説明がＳ１０７に示される。送信されたトーンと（ｄＢｃでの）ＩＭ３積との間の信号レベルにおける差分がＯＩＭ３として定義される。ＩＭ３レベルをｄＢｃで正確に測定するために、送信チェーンが２つのトーンを送信する場合に受信チェーンはアクティブな状態にされる。Ｔｘ／Ｒｘスイッチはアイドリングモードに切り換えられる。Ｔｘ／Ｒｘスイッチの切り離し（isolation）により、送信された２つのトーンが約３０ｄＢ分だけ弱められ、このことは、受信チェーンにおけるＲＦ段の圧縮を避けるために重要なことである。ＲＦ受信経路への入力部における信号成分の説明はＳ１０９に示される。必要であれば、受信ＲＦチェーンのフロントエンド低雑音増幅器（ＬＮＡ）がスイッチオフにされることができ、トランスミッタチェーンとレシーバチェーンのバックエンド構成部分との間に相当な量の追加の切り離しを加える。ＲＦ受信経路の出力部における信号成分の説明はＳ１０３に示される。これらの信号成分を含むＲＦ信号経路の出力信号は、ＦＦＴブロックへの入力である。

ＦＦＴブロックは、受信スペクトラムの範囲の信号エネルギーの分布を決定し、特に、主要な送信トーンの信号レベル及びＩＭ３干渉の信号レベルを決定する。従って、ＦＦＴに続いて、ベースバンドプロセッサは、送信ＯＩＭ３のレベルをｄＢｃで推定することができる。

増幅器制御の目的のために、ＯＩＭ３よりもむしろＯＩＰ３値を使用することが便利である。従って、もたらされたＯＩＭ３値は、よく知られる数学関係式を用いて対応するＯＩＰ３値にコンバートされる。その場合、図３に示されるもののようなトランスミッタのＯＩＰ３特性に対するＥＶＭを記憶するルックアップテーブル（ＬＵＴ）が、電流の目標とされる（targeted）データレート及びこれにより目標とされるＥＶＭに基づいてＯＩＰ３を上昇させるか又は減少させて送信増幅器の直線性を制御するために使用される。上述された米国特許第６，２９８，２２１号明細書に説明されたものと同様の技法が、この目的のために使用されてもよい。他の実施形態では、ＯＩＭ３に対するＥＶＭのＬＵＴが使用され得る。

送信増幅器のＯＩＰ３の制御は、オープンループ又はクローズドループ（反復的）であり得る。例示的な一実施形態では、反復的制御が用いられる。増幅器の直線性を変更した後、自己較正が繰り返され、ＯＩＰ３はもう一度測定される。ＯＩＰ３が目標とされるＥＶＭの必要なレベルを満たさない場合、増幅器の直線性は再び調整される。

図５を参照すると、本発明の例示的な実施形態による自己較正ルーチンのフローチャートが示される。このフローチャートは、ステートマシンにおけるようなハードウェアにおいて又はソフトウェアにおいて実現され得る。

自己較正ルーチンの開始時（５０１）、２つのトーンが送られ、アンテナスイッチはオフにされる。その結果、送信チェーンから、２つのトーン及びその相互変調積の双方を含むリーク信号が、受信チェーンに入力される。ベースバンドプロセッサは、ＦＦＴブロックの結果を使用してＯＩＭ３を測定し、次にＯＩＰ３を推定する（５０３）。

一方、目標とされるＥＶＭは、必要なデータレートに基づいて設定されている（５０５）。ＬＵＴから、ＥＶＭの推定値がＯＩＰ３の関数として得られる。この推定されたＥＶＭが、目標とされるＥＶＭの或る許容エラーの範囲内である場合（５０７ａ）、送信増幅器の直線性は目標とされるＥＶＭを満たすように設定され（５０９）、自己較正が終了する。そうでない場合、増幅器の直線性は（ＥＶＭ要件を満たすように）高められ、さもなくば（ＥＶＭ要件になお合致する一方で電力を節約するように）低くされる。

従って、推定されたＥＶＭが目標とされるＥＶＭより（指定誤差分だけ）低い（良好な）場合（５０９ａ）、増幅器の直線性は低減される（５１１）。逆に、推定されたＥＶＭが目標とされるＥＶＭより（指定誤差分だけ）高い（悪い）場合（５０９ｂ）、増幅器の直線性は高められる（５１３）。

その後、送信増幅器の直線性が指定許容エラーの範囲内で目標とされるＥＶＭに合致するように設定されるまで、自己較正は再び同じシーケンスの動作を実施することによって続行する。

２つのトーンの送信及び受信に基づいた前述のプロシージャは、（ＦＦＴ及びＩＦＦＴブロックを用いて）ＯＦＤＭベースのシステムに対して実現することが簡単である。このやり方で実施される自己較正は、非常に迅速であり、（完全なトレーニングシーケンスをデコードするような）いかなる追加のデータ処理をも必要としない。

当業者であれば、本発明はその精神又は基本的な特徴から逸脱することなく他の特定の形態において具現化されうることが理解されるであろう。開示される実施形態は、あらゆる見地において例示的であり限定的ではないことが意図される。本発明は、前述の説明よりむしろ従属請求項によって規定され、その同等物の範囲内に入るあらゆる変更がその中に包含されることを意図される。

知られる無線トランシーバを示す簡略ブロック図である。図１の無線トランシーバに用いられる副搬送波を示す図である。３次のオーダーの出力インターセプトポイント（ＯＩＰ３）の関数としてＥＶＭを示すグラフである。自己較正モード時の送受信チェーンを介する信号フローを示す図である。自己較正モードの動作を示すフローチャートである。

Claims

増幅器を使用するステップと、
望ましくない相互変調歪み積を生成する、少数の送信トーンの増幅を行うステップと、
前記相互変調歪み積を測定して、相互変調歪み積の測定値を得るステップと、
前記増幅器の直線性が、前記相互変調歪み積の測定値及び所望のデータレートに基づいて許容可能な範囲内にあるか否かを決定するステップと、を含む通信方法。
前記許容可能な範囲に入るように、前記増幅器の直線性を調整するステップを含む、請求項１に記載の通信方法。
前記増幅器の直線性を調整する前記ステップが、
前記所望のデータレートに対して許容可能なエラーベクトルの大きさを決定するステップと、
対応する所望の３次のオーダーの出力インターセプトポイント値を決定するステップと、
前記所望の３次のオーダーの出力インターセプトポイント値に応じて、少なくとも一つの増幅器の制御信号を調整するステップと、を含む請求項２に記載の通信方法。
リーク経路を介して、前記相互変調歪み積を受け取るステップを含む、請求項１に記載の通信方法。
前記相互変調歪み積を測定する前記ステップが、受け取った信号を時間ドメインから周波数ドメインに変換するステップを含む、請求項４に記載の通信方法。
ＩＦＦＴ動作を用いて、前記少数の送信トーンを生成するステップを含む、請求項１に記載の通信方法。
望ましくない相互変調歪み積を生成する、少数の送信トーンの増幅を行うための増幅器と、
前記相互変調歪み積を測定して、相互変調歪み積の測定値を得る手段と、
前記増幅器の直線性が、前記相互変調歪み積の測定値及び所望のデータレートに基づいて許容可能な範囲にあるか否かを決定する手段と、を有する通信装置。
前記許容可能な範囲内に入るように、前記増幅器の直線性を調整する手段を有する、請求項７に記載の通信装置。
前記増幅器の直線性を調整する前記手段が、
前記所望のデータレートに対して許容可能なエラーベクトルの大きさを決定する手段と、
対応する所望の３次のオーダーの出力インターセプトポイント値を決定する手段と、
前記所望の３次のオーダーの出力インターセプトポイント値に応じて、少なくとも一つの増幅器の制御信号を調整する手段と、を有する、請求項８に記載の通信装置。
前記相互変調歪み積がリーク経路を介して受け取られる該リーク経路を有する、請求項７に記載の通信装置。
前記相互変調歪み積を測定する前記手段が、ＦＦＴブロックを有する、請求項１０に記載の通信装置。
前記少数の送信トーンを生成するためのＩＦＦＴブロックを有する、請求項７に記載の通信装置。