JP2007504686A - 受信端から見て高いダイバーシティを提供するｍｉｍｏ電気通信システムにおけるデータを伝送するための方法 - Google Patents

Abstract

本発明は、少なくとも２つの送信アンテナ（ｔａ１、ｔａ２…ｔａＮｔ）が設けられた送信機と受信機との間でデータを伝送するための方法に関する。本発明による方法は、さらに、シンボル拡散ステップを含む。このシンボル拡散ステップの過程において、所定の個数の連続シンボルＺＩ…ＺＳの成分Ｚｉｊ（ｉ＝Ｉ〜Ｓ及びＪ＝Ｉ〜Ｎｔ）が、上記送信アンテナ（ｔａ１、ｔａ２…ｔａＮｔ）を介して送信される前に、時間にわたって拡散される。したがって、任意の瞬間に送信されるデータは、既知のＭＩＭＯシステムの場合のように、単一のシンボルＺｉ（ｉ＝１〜Ｓ）を表すのではなく、Ｓ個の連続シンボルのＮｔ個の成分間の混合を表す。したがって、この混合によって、受信端から見た、時間に関するデータダイバーシティが導入される。

Description

本発明は、少なくとも２つの送信アンテナが設けられた少なくとも１つの送信機と、少なくとも１つの受信アンテナが設けられた少なくとも１つの受信機とを含む電気通信システムにおいてデータを送信する方法であって、送信アンテナと受信アンテナとの間に確立される通信チャネルを介して送信されるシンボルを生成するシンボル符号化ステップを含む、方法に関する。

複数のアンテナが無線リンクの受信端及び／又は送信端で使用される電気通信システムは、多入力多出力システム(Multiple Input Multiple Output system)（以下、ＭＩＭＯシステムと呼ぶ）と呼ばれる。ＭＩＭＯシステムは、単一アンテナシステムが提供する伝送容量と比較して、大きな伝送容量を提供するものとして紹介されてきた。特に、ＭＩＭＯの容量は、所与の信号対雑音比に対して、有利な無相関のチャネル状態の下では、送信アンテナ又は受信アンテナのいずれが最小であっても、その最小の個数と共に直線的に増加する。したがって、ＭＩＭＯ技法は、大きなスペクトル効率を提供することを目的とするか、或いは、現在の電気通信システムで得られるスペクトル効率と同等のスペクトル効率を得るのに必要な送信電力を削減することを目的とする今後の無線システムで使用される可能性がある。このようなＭＩＭＯ技法は、ほとんどの場合、今後の無線システムで同様にその使用が考慮されているＯＦＤＭ（直交波周波数分割多重の略語）技法及びＭＣ−ＣＤＭＡ（マルチキャリア符号分割多重接続の略語）技法のようなマルチキャリア変調技法と組み合わされることになる。

特定のタイプのＭＩＭＯシステムは、ビットインターリーブ化符号化変調（Bit Interleaved Coded Modulation）技法を利用する。ビットインターリーブ化符号化変調は、以下、ＢＩＣＭと呼ぶ。このＢＩＣＭによると、送信機はチャネル符号化器を含む。このチャネル符号化器は、例えば畳み込み符号又はターボ符号によって、符号化されていないデータビットに符号化を適用して、バイナリストリームをインターリーバに提供するためのものである。このインターリーバは、次に、並べ替えたビットを送出する。この並べ替えたビットは、ワードシーケンスに分割される。このワードシーケンスは、複数の成分をそれぞれ特徴とする一連の符号化シンボルに変換されるものである。同じシンボルの成分は、各送信アンテナによって同じ時間チップの期間中に送信されるものである。

送信されたシンボルは受信端で復号される。この復号は通常、ＢＩＣＭタイプのＭＩＭＯシステムにおいて反復時空間復号器（iterative space-time decoder）により実行することができる。この復号器は、送信されたシンボルを構成する符号化ビットの推定値を生成するためのものである。複数の送信アンテナ及び受信アンテナの使用によって誘発される空間ダイバーシティは、単一の通信チャネルを通じて送信された単一の信号により提供される情報量よりも多くの情報量を提供するので、このダイバーシティによって、このような復号が容易になる。

発明者は、時空間復号器に含まれるフロントエンド検出器から見た入力データのダイバーシティを増加させることによって、上記復号器が、上記データを生成する基となった符号化ビットの信頼性のある推定値に向けてより高速に収束できることを確認している。このことは、より高い品質、すなわち、よりリッチな内容を有するデータを復号器に供給することによって、より良い復号性能を得ると解釈することができる。

受信アンテナから見た空間ダイバーシティは、複数の通信チャネルを使用することによって得られ、上述した利点を生み出すが、受信アンテナの個数によって制限を受け、これは、言い換えると、時空間復号器の性能を制限する。

本発明は、ＭＩＭＯシステムでデータを送信する方法を提供することによって、上記問題を解決することを目的とする。この方法は、このような電気通信システムの受信端における少なくとも１つの受信アンテナから見た、空間及び時間の双方に関する高いデータダイバーシティを提供することを可能にする符号化方式を含む。

実際に、本発明によると、初めの段落による方法は、シンボル拡散ステップであって、当該ステップの間に、所定の個数の連続シンボルの成分が、上記通信チャネルを介して送信される前に、時間にわたって拡散される、シンボル拡散ステップをさらに含むことを特徴とする。

本発明は、送信アンテナと受信アンテナとの間に確立される複数の通信チャネルの使用によって取得される空間ダイバーシティを、受信アンテナから見たデータの時間に関するダイバーシティと合成することを可能にする。

本発明の可能な一実施の形態によると、シンボル拡散ステップは、上記連続シンボルを表すベクトルの成分の複数の線形結合(linear combination)を計算することによって実行され、当該線形結合は、所定の個数の連続シンボルに等しい個数の時間チップを介して送信アンテナにより送信されるものである。

したがって、任意の瞬間に複数の通信チャネルを介して送信されるデータは、上述した既知のＭＩＭＯシステムの場合のような単一のシンボルを表さず、連続シンボルの成分間の混合したものを表す。したがって、これによって、時間に関するダイバーシティが導入される。

本発明の特定の一実施の形態によると、シンボル拡散ステップは、一方の上記連続シンボルの各々の成分の連結によって形成されたベクトルを、他方の所定の拡散行列と乗算することによって実行される。

本発明のこの特定の実施の形態は、実施するのが非常に簡単であり、したがって、送信端で必要とされる計算資源及び処理電力に関して比較的低コストでダイバーシティの増加を得ることが可能である。これは、送信機が、携帯電話等の、可能な限り小さくなければならず、限られたエネルギー蓄積容量を有するバッテリによって電力供給される移動端末によって構成されることがある移動通信の分野では重要な事項である。

既定の拡散行列の性質は、送信アンテナと受信アンテナとの間に確立される通信チャネルの事前の知識に基づき、又は、当該通信チャネルに関する仮定に基づき選択することができる。

上に説明される特定の実施の形態の第１の変形によると、拡散行列は、その行のそれぞれが、送信アンテナの個数に対応するサイズをそれぞれ有する連続チャンクによって形成されるように構築され、任意の行の全チャンクは、すべてが同じノルム(norm)を有するベクトルをそれぞれ形成する。

この第１の変形による拡散行列によって、エルゴード的な通信チャネルを通じて送信されるシンボルにより搬送されるエネルギーを時間にわたって本質的に均一に分散することが可能になり、時間チップごとの通信状態の変化の最適な検出能が保証される。さらに、これによって、このようなエルゴード的な通信チャネルの受信端における受信アンテナから見た、データの時間及び空間に関する高いダイバーシティを提供することが可能になる。

上に説明される特定の実施の形態の第２の変形によると、拡散行列は、その行のそれぞれが、送信アンテナの個数に対応するサイズをそれぞれ有する連続チャンクによって形成されるように構築され、任意の行の全チャンクは、すべてが同じノルムを有し、互いに直交したベクトルをそれぞれ形成する。

チャンク間の直交性の結果、この第２の変形による拡散行列によって、所定の個数の連続シンボルのすべての成分の線形結合を送信するのに必要な時間間隔の間、本質的に不変のチャネルにエルゴード性を追加することが可能になり、さらに、上記通信チャネルを通じて送信されるシンボルによって搬送されるエネルギーの、この時間間隔にわたる本質的に均一な分散が提供される。これによって、時間チップごとの通信状態の変化の最適な検出能が保証される。さらに、これによって、このような本質的に不変の通信チャネルの受信端における受信アンテナから見たデータの時間及び空間に関する高いダイバーシティを提供することが可能になる。

上に説明される特定の実施の形態の第３の変形によると、拡散行列は、その行のそれぞれが、すべてが同じノルムを有するベクトルをそれぞれ形成する複数のセグメントによって構成されるように構築され、各セグメントは、送信アンテナの個数に対応するサイズをそれぞれ有する連続チャンクを含み、任意のセグメントの全チャンクは、すべてが同じノルムを有し、互いに直交したベクトルをそれぞれ形成する。

この第３の変形による拡散行列は、いわゆるブロックフェージング通信チャネルに特によく適している。このブロックフェージング通信チャネルは、所定の個数Ｓの連続シンボルの成分の送信継続期間全体にわたるＣ組の連続した通信状態を特徴とすると予想される。したがって、上記ブロックフェージングチャネルの通信状態の各組は、Ｓ／Ｃ個の時間チップの期間中は本質的に不変である。

同じセグメントの全チャンク間の直交性によって、これらＳ／Ｃ個の時間チップによって画定される各不変期間の間、ブロックフェージングチャネルにエルゴード性を加えることが可能になる。さらに、上記チャンクのノルムが等しいことによって、上記不変期間の間、ブロックフェージングチャネルを通じて送信されたシンボルにより搬送されるエネルギーの、各不変期間にわたる本質的に均一な分散が提供される。このようなブロックフェージングチャネル内の通信状態は、不変期間ごとに変化するので、ブロックフェージングチャネルは、不変期間のスケールではエルゴード的であるとみなすことができる。その結果、拡散行列の各行のセグメントのノルムが等しいことを追加することは、そのブロックフェージングチャネルを通じて送信されるシンボルによって搬送されるエネルギーの、すべての連続した不変期間にわたる本質的に均一な分散を保証するのに十分である。さらに、これによって、このようなブロックフェージング通信チャネルの受信端における受信アンテナから見た、データの時間及び空間に関する高いダイバーシティを提供することが可能になる。

上述した第１の変形、第２の変形、又は第３の変形の好ましい一実施の形態によると、拡散行列は、さらに、回転行列の特性も有する。すなわち、このような拡散行列は、互いに直交して同じノルムを有する行によって構成される。

送信端において連続シンボルの成分の複数の線形結合を計算するのに回転行列を使用することによって、受信端において上記シンボルを処理するための反復時空間復号器によって実行される最初の反復ステップの性能を高めることにより、上記復号器の全体性能を最適化することが可能になる。

本発明のハードウェアに関連する態様によれば、本発明はまた、少なくとも２つの送信アンテナが設けられた少なくとも１つの送信機と、少なくとも１つの受信アンテナが設けられた少なくとも１つの受信機とを含む電気通信システムであって、送信機は、送信アンテナと受信アンテナとの間に確立された通信チャネルを介して送信されるシンボルを生成するシンボル符号化手段を含む、電気通信システムであって、送信機は、所定の個数の連続シンボルの成分を上記通信チャネルを介して送信する前に、当該成分を時間にわたって拡散するシンボル拡散手段をさらに含むことを特徴とする、電気通信システムに関連する。

このハードウェア態様の考え得る１つの実施の形態によれば、シンボル拡散手段は、上記連続シンボルを表すベクトルの成分の複数の線形結合を計算するためのものであり、当該線形結合は、所定の個数の連続シンボルに等しい個数の時間チップを介して送信アンテナにより送信されるものである。

上述のハードウェアに関連する態様の１つの特定の実施の形態によれば、シンボル拡散手段は、一方の上記連続シンボルの各々の成分の連結によって形成されたベクトルを、他方の所定の拡散行列と乗算するためのものである。

本発明のハードウェアに関連する別の態様によれば、本発明はまた、少なくとも２つの送信アンテナが設けられ、当該送信アンテナを介して送信されるシンボルを生成するシンボル符号化手段を含む通信デバイスであって、所定の個数の連続シンボルの成分を上記送信アンテナを介して送信する前に、当該成分を時間にわたって拡散するシンボル拡散手段をさらに含むことを特徴とする、通信デバイスに関連する。

上述した本発明の特徴に加えて、本発明の他の特徴も、添付図面に関して与えられた以下の説明を読むことによって、より一層に明確になる。

図１は、少なくとも１つの送信機ＴＲ及び少なくとも１つの受信機ＲＥＣを含む電気通信システムを図式的に示している。この電気通信システムは、Ｎｔ個の送信アンテナ（ｔａ１、ｔａ２…ｔａＮｔ）とＮｒ個の受信アンテナ（ｒａ１、ｒａ２…ｒａＮｒ）との間でそれぞれ確立された複数の通信チャネルＣＨＮＬを通じて信号を交換するためのものである。

ここに図示した例に示す送信機ＴＲは、符号化されていないデータビットＵｎｃｂに例えば畳み込み符号又はターボ符号によって符号化を適用し、送信されるバイナリストリームＴｂを提供するためのチャネル符号化器ＣＨＥＮＣを含む。送信機ＴＲは、並べ替えられたビットＰｂを生成するためのインターリーバＩＮＴＬを含む。このようなインターリーブは、無相関のデータの取得を可能にするので、受信機側での後の処理に有益である。次に、並べ替えられたビットＰｂは、それぞれが少なくとも１ビットから成るＮｔ個のワードのシーケンスに分割される。次に、これらのワードシーケンスは、マッピングおよび変調モジュールＭＡＰＭＤによって一連の符号化シンボルＺｉにマッピング、すなわち変換され、その後、各シンボルＺｉはＮｔ個の成分を特徴付ける。次に、連続シンボルＺｉは、本質的に時空間符号化器ＳＰＴＥＮＣによって形成されたシンボル符号化手段に供給される。この時空間符号化器ＳＰＴＥＮＣは、上記シンボルＺｉの送信前に当該シンボルＺｉの処理を実行する。

この技術分野の既知の状況では、各シンボルＺｉのＮｔ個の成分は、通常、各送信アンテナｔａｊ（ｊ＝１〜Ｎｔ）によって同じ時間チップの期間中に送信されるものである。

ここに図示した例に示す受信機ＲＥＣは、元の符号化されていないデータビットＵｎｃｂに最終的に対応すべき復号されたデータビットＤｅｃｂを生成するための時空間復号器ＳＰＴＤＥＣを含む。この時空間復号器ＳＰＴＤＥＣは時空間検出器（space-time detector）ＤＥＴを含む。この時空間検出器ＤＥＴは、受信アンテナ（ｒａ１、ｒａ２…ｒａＮｒ）によって受信された信号により搬送されたデータを処理し、送信された並べ替えられたビットＰｂの推定値に関係した尤度値Ｒｉｂを生成するためのものである。この尤度値は、デインターリーバＤＩＮＴＬによってデインターリーブされるものである。デインターリーバＤＩＮＴＬは、バイナリストリームＴｂに含まれるビットの推定値に関係した軟尤度値（soft likelihood value）Ｒｂを出力する。受信機ＲＥＣに含まれるビット復号器は、上記尤度値Ｒｂに基づいて復号されたデータビットＤｅｃｂを生成するためのものである。このビット復号器は、以下、チャネル復号器ＣＨＤＥＣと呼ぶ。

この技術分野で一般に使用されるループ構造によると、時空間検出器ＤＥＴは、アプリオリな情報Ｐｒａを利用することが好ましい。このアプリオリな情報は、前の復号ステップの最中に生成され、インターリーバＩＮＴＲを通じてチャネル復号器ＣＨＤＥＣにより外部情報Ｅｘｄの形で発行されたものである。このインターリーバＩＮＴＲは、送信機ＴＲに含まれるインターリーバＩＮＴＬと同一である。

発明者は、時空間検出器ＤＥＴから見たデータのダイバーシティを増加させることによって、上記符号化器が、上記データを生成する基となった符号化ビットの信頼性のある推定値に向けてより高速に収束できることを確認している。したがって、発明者は、送信アンテナ（ｔａ１、ｔａ２…ｔａＮｔ）と受信アンテナ（ｒａ１、ｒａ２…ｒａＮｒ）との間に確立された複数の通信チャネルＣＨＮＬの使用によって取得された空間ダイバーシティを、当該チャネルの受信端における受信アンテナから見た、データの時間に関するダイバーシティと合成することによって、受信アンテナ（ｒａ１、ｒａ２…ｒａＮｒ）が受信するデータのダイバーシティを増加させることを目的としている。

図２は、このようなダイバーシティが本発明の手段によってどのように得ることができるかを図式的に示している。実際には、ここに示す例では、時空符号化器ＳＰＴＥＮＣは、直並列変換器Ｓ／Ｐを含む。この直並列変換器Ｓ／Ｐは、Ｓ個の連続シンボルＺ１…ＺＳの成分を連続して受信して、Ｎｔ個の成分Ｚｉ１…ＺｉＮｔ（ｉ＝１〜Ｓ）のＳ個の連続した並列の組をバッファＢＵＦに配信するためのものである。このバッファＢＵＦは、すべての連続シンボルＺ１…ＺＳのＳ・Ｎｔ個の連結した成分の単一の組をシンボル拡散手段ＳＰＭＤへ配信するためのものである。Ｎｓ＝Ｓ・Ｎｔ個の成分のこの組は、連結後、上記連続シンボルＺ１…ＺＳを表すシンボルベクトルＺを形成する。次に、シンボル拡散手段ＳＰＭＤは、シンボルベクトルＺの成分Ｚｉｊ（ｉ＝１〜Ｓ及びｊ＝１〜Ｎｔ）のＮｓ個の線形結合を計算するためのものである。当該線形結合は、その成分が当該線形結合に含まれる所定のＳ個の連続シンボルＺ１…ＺＳに等しい複数の時間チップにわたりＮｔ個の送信アンテナ（ｔａ１、ｔａ２…ｔａＮｔ）によって送信される前に、シーケンス手段ＳＱＭによってＮｔ個の成分のＳ個の連続した組に配列されることになる。

したがって、上記送信アンテナ（ｔａ１、ｔａ２…ｔａＮｔ）と上記受信アンテナとの間で確立された複数の通信チャネルを介して任意の瞬間に送信されるデータは、既知のＭＩＭＯシステムの場合のように、単一のシンボルＺｉ（ｉ＝１〜Ｓ）を表すのではなく、Ｓ個の連続シンボルのＮｔ個の成分間の混合を表す。したがって、この混合によって、受信端から見た時間に関するデータダイバーシティが導入される。前の図に示すタイプの既知のＭＩＭＯシステムで得られる最大限のダイバーシティが、Ｎｒ個の受信アンテナに等しいのに対して、本発明によって得ることができる最大限のダイバーシティは、このようにＳ・Ｎｒに等しい。

図３は、シンボルベクトルＺの成分Ｚｉｊ（ｉ＝１〜Ｓ及びｊ＝１〜Ｎｔ）のＮｓ個の線形結合が、上述した拡散手段によってどのように計算できるかを示している。図３では、シンボルベクトルＺは転置形Ｚ^Ｔで表されている。本発明の好ましい一実施の形態によれば、上記連続シンボルＺｉのそれぞれのＮｔ個のすべての成分Ｚｉ１…ＺｉＮｔ（ｉ＝１〜Ｓ）の連結によって形成されたベクトルＺは、所定の拡散行列ＳＭと乗算される。この所定の拡散行列ＳＭは、この例では、Ｎｓ×Ｎｓのサイズを有する。この拡散行列によって、シンボルベクトルＺのすべての成分Ｚｉｊ（ｉ＝１〜Ｓ及びｊ＝１〜Ｎｔ）のＮｓ個の個別の線形結合を生成することが可能になる。これらの線形結合は、Ｓ個の連続した時間チップの間に、Ｎｔ個の送信アンテナを介して送信されることになる。

シンボルベクトルＺの成分Ｚｉｊ（ｉ＝１〜Ｓ及びｊ＝１〜Ｎｔ）は、複素シンボルによって形成することができる。このような場合、拡散行列ＳＭは、サイズＮｓ×Ｎｓとすることができ、複素成分によって構成することができる。代替的な手法は、サイズ（２・Ｎｓ）×（２・Ｎｓ）の拡散行列ＳＭによって複素成分Ｚｉｊの実部及び虚部を別々に処理すること、及び、実数成分のみを含めることにあるものとすることができる。この場合、このような実数の拡散行列ＳＭによって生成された２・Ｎｓ個の実数の線形結合の半分は、Ｎｔ個の送信アンテナにおいて送信される複素シンボルの実部に対応する一方、実数の拡散行列ＳＭによって生成された２・Ｎｓ個の実数の線形結合の他方の半分は、上記Ｎｔ個の送信アンテナにおいて送信される複素シンボルの虚部に対応する。

上述した所定の拡散行列ＳＭの性質は、送信アンテナと受信アンテナとの間に確立される通信チャネルの事前の知識に基づき、又は、当該通信チャネルに関する仮定に基づき選択することができる。

図４は、通信チャネルがエルゴード的であると仮定される状況を示すチャネル行列Ｈを表している。すなわち、図４は、上記チャネル内の通信状態がＳ個の時間チップのそれぞれについて変化すると予想される状況を示すチャネル行列Ｈを表している。このＳ個の時間チップのそれぞれの期間中には、シンボルベクトルＺの成分Ｚｉｊ（ｉ＝１〜Ｓ及びｊ＝１〜Ｎｔ）のＮｔ個の線形結合から成るＳ個の連続した組が送信される。これは、対角線上に配列されたＳ個の異なるブロックＨ１…Ｈｓによってモデル化される。ブロックのそれぞれは、Ｎｔ×Ｎｒのサイズを有する。

発明者は、このようなエルゴード的な通信チャネルによって搬送されたデータの量が、時間上で本質的に均一である場合に、高いダイバーシティが得られることを発見した。これによって、大量のデータが、上記通信チャネルの出力において所与の時点に存在し、その時点の後の別の時点では、データが当該出力にほとんど存在しない状況を防止することが可能になる。これは、時間に関連した情報が上記所与の時点で容易に検出でき、その後、ほとんど検出できないことを意味する。エルゴード的な通信チャネルを通じて送信されたシンボルにより搬送されるエネルギーが時間上で本質的に均一に分散されることによって、時間チップごとの通信状態の変化の最適な検出能が保証され、したがって、このような通信チャネルの受信端における受信アンテナから見た、時間及び空間に関する高いデータダイバーシティを提供することが可能になる。

図５は、本発明の上述した好ましい実施の形態の第１の変形による拡散行列ＳＭを示している。この第１の変形によると、当該拡散行列ＳＭは、エルゴード的な通信チャネルに特に適合した構造を有する。この例では、拡散行列ＳＭは、その行ＲＷｋ（ｋ＝１〜Ｎｓ）のそれぞれが、Ｓ個の連続チャンクＣｈｋ１…Ｃｈｋｓによって形成されるように構築される。各チャンクは、送信アンテナの個数Ｎｔに対応するサイズを有する。任意の行の全チャンクはそれぞれベクトルを形成し、ベクトルはすべて同じノルムを有する。これによって、エルゴード的な通信チャネルを通じて送信されたシンボルにより搬送されるエネルギーの上述した均一な分散を得ることが可能になる。

上述したエルゴード的な場合とほとんど反対の状況では、通信チャネルは本質的に不変とすることができる。すなわち、上記チャネル内の通信状態は、シンボルベクトルＺの成分Ｚｉｊ（ｉ＝１〜Ｓ及びｊ＝１〜Ｎｔ）のＮｔ個の線形結合から成るＳ個の連続した組が送信されるＳ個の時間チップのすべてについて同じ状態に維持されると予想される。

このような場合、時間に関するダイバーシティは、通信チャネルによって誘発されない。これは、図４に図示したＳ個の異なるブロックＨ１…Ｈｓの代わりに、Ｓ個の同一のブロックを対角線上に配置することによって、チャネル行列Ｈ内にモデル化することができる。

発明者は、拡散行列の行のそれぞれが、送信アンテナの個数に対応するサイズをそれぞれ有する連続チャンクによって形成されるように当該拡散行列を構築することによって、このような本質的に不変のチャネルの受信端における受信アンテナから見た、時間に関連した高いダイバーシティを取得できることを発見した。任意の行の全チャンクはそれぞれベクトルを形成し、各ベクトルはすべてが同じノルムを有し、且つ、互いに直交する。したがって、本発明の上述した好ましい実施の形態のこのような第２の変形による拡散行列は、図５に示す行列ＳＭに、任意の行ＲＷｋのチャンクＣｈｋ１…Ｃｈｋｓが互いに直交するという条件を追加したものとして表すことができる。このような直交性によって、エルゴード的な通信チャネルが、連続シンボルの成分の線形結合から成る送信された組に対して有する効果をシミュレーションすることが可能になり、したがって、このような直交性は、所定の個数の連続シンボルの成分のすべての線形結合を送信するのに必要な時間間隔の期間中、本質的に不変のチャネルをエルゴード的なチャネルに人為的に変換するものと解釈することができる。上記で説明したように、任意の行ＲＷｋの全チャンクＣｈｋ１…Ｃｈｋｓがすべて同じノルムを有することによって、人為的に変換された通信チャネルを通じて送信されたシンボルによって搬送されるエネルギーを時間上で均一に分散することができる。

このような拡散行列を構築する可能な方法は、この拡散行列の各所与の行について、ＮｔがＳ以上である次元Ｎｔ×Ｎｔの所与の正方回転行列を選択すること、及び、この回転行列のＳ個の行を選択して、本発明のこの第２の変形による拡散行列の上記所与の行のＳ個の連続チャンクを構成することから成る。

図６は、通信チャネルがいわゆるブロックフェージングチャネルであると仮定される状況を示すチャネル行列Ｈを表している。ブロックフェージングチャネルは、シンボルベクトルＺの成分Ｚｉｊ（ｉ＝１〜Ｓ及びｊ＝１〜Ｎｔ）のＮｔ個の線形結合から成るＳ個の連続した組が送信されるＳ個の時間チップにわたるＣ個の連続した組の通信状態を特徴とすると予想される。一方、当該ブロックフェージングチャネルの通信状態の各組は、不変期間を形成するＳ／Ｃ個の連続時間チップの期間中は本質的に不変である。

このような場合に、チャネル行列Ｈは、対角線上に配置されたＣ個の異なるブロックＨ１…Ｈｃを含む。各ブロックは、対角線上に配置されたＳ／Ｃ個の同一のサブブロックによって構成される。これらＣ個のブロックは、それぞれＮｒ×Ｎｔのサイズを有する。

本発明の上述した好ましい実施の形態の第３の変形によると、拡散行列ＳＭは、その行ＲＷｋ（ｋ＝１〜Ｎｓ）のそれぞれがＣ個のセグメントＳｇｋｎ（ｎ＝１〜Ｃ）によって構成されるように構築される。Ｃ個のセグメントＳｇｋｎは、それぞれベクトルを形成し、各ベクトルはすべて同じノルムを有する。各セグメントＳｇｋｎは、連続したチャンクＣｈｋｎ，１…Ｃｈｋｎ，ｓ／ｃを含み、これらの連続したチャンクは、それぞれ、送信アンテナの個数に対応するサイズを有する。任意のセグメントの全チャンクＣｈｋｎ，１…Ｃｈｋｎ，ｓ／ｃはそれぞれベクトルを形成し、各ベクトルは、すべて同じノルムを有し、互いに直交する。

同じセグメントＳｇｋｎの全チャンクＣｈｋｎ，１…Ｃｈｋｎ，ｓ／ｃ間の直交性によって、対応するＳ／Ｃ個の時間チップによって画定される各不変期間の間、ブロックフェージングチャネルにエルゴード性を加えることが可能になる。さらに、上記チャンクＣｈｋｎ，１…Ｃｈｋｎ，ｓ／ｃのノルムが等しいことによって、上記不変期間の間、ブロックフェージングチャネルを通じて送信されたシンボルにより搬送されるエネルギーの、関連する各不変期間にわたる本質的に均一な分散が提供される。ブロックフェージングチャネル内の通信状態は、不変期間ごとに変化するので、当該チャネルは、不変期間のスケールではエルゴード的であるとみなすことができる。その結果、拡散行列ＳＭの各行ＲＷｋ（ｋ＝１〜Ｎｓ）のＣ個のセグメントＳｇｋｎ（ｎ＝１〜Ｃ）のノルムが等しいことを追加することは、シンボルベクトルＺの成分Ｚｉｊ（ｉ＝１〜Ｓ及びｊ＝１〜Ｎｔ）のＮｔ個の線形結合から成るＳ個の連続した組が送信されるＳ個の時間チップにわたる本質的に均一なエネルギーの分散を保証するのに十分である。さらに、これによって、このようなブロックフェージング通信チャネルの受信端における受信アンテナから見た、データの時間及び空間に関する高いダイバーシティを提供することが可能になる。

図８及び図９は、本発明の上述した好ましい実施の形態のこの第３の変形による拡散行列ＳＭをどのように構築できるかを示している。

図８に示す第１段階では、ＮｔがＳ／Ｃ以上である次元Ｎｔ×Ｎｔの正方円分回転行列（square cyclotomic rotation matrix）ＣＭを選択すること、及び、各サブ行列Ｓ（ｗ）の対角線を形成するための長さＮｔのＳ／Ｃ個の連続した対角チャンクを構成する行列ＣＭのＳ／Ｃ個の行を選択することによって、Ｃ個のサブ行列Ｓ（ｗ）（ｗ＝１〜Ｃ）が構築される。したがって、このようなすべての対角チャンクは、同じノルムを有し、且つ、互いに直交する。

円分行列ＣＭの各成分ＣＭ_ｍ，ｌは、次のように表すことができる。

ここで、Φは、オイラー関数を表す。

図９に示す第２段階では、このようなサブ行列Ｓ（ｗ）（ｗ＝１〜Ｃ）の対角配列によって形成された次元Ｎｓ×Ｎｓの行列を、次元Ｎｓ×Ｎｓの別の円分回転行列Ｂと乗算することによって、拡散行列ＳＭが取得される。この円分回転行列Ｂの成分は以下によって与えられる。

上記で説明したように構築された拡散行列ＳＭは、さらに、回転行列の特性も有する。すなわち、このような拡散行列は、互いに直交して同じノルムを有する行によって構成される。これは、ＳＭ×ＳＭ^Ｈ＝Ｉとして表すことができる。ここで、ＩはランクＮｓ×Ｎｓの単位行列であり、ＳＭ^Ｈは行列ＳＭの転置共役である。

送信端において連続シンボルの成分の複数の線形結合を計算するのに回転行列を使用することによって、反復時空間復号器によって実行される最初の反復ステップの性能を高めることにより、受信端において当該シンボルを処理するための当該復号器の全体性能を最適化することが可能になる。

シンボルベクトルＺの成分Ｚｉｊ（ｉ＝１〜Ｓ及びｊ＝１〜Ｎｔ）が複素シンボルによって形成され、拡散行列ＳＭがサイズ（２・Ｎｓ）×（２・Ｎｓ）を有し、且つ、実数成分のみを含む状況に対応する代替的な実施の形態では、上述したチャンクは、それぞれ、送信アンテナの数Ｎｔの２倍に対応するサイズを有することが理解されるはずである。

高度に簡略化したＭＩＭＯ電気通信システムを示すブロック図である。 本発明によるＭＩＭＯ電気通信システムに含まれる送信機に含まれた時空間符号化器を示すブロック図である。 本発明による拡散ステップをこのような時空間符号化器内でどのように実行できるかを示す図である。 エルゴード的な通信チャネルに関連したチャネル行列を示す図である。 このようなエルゴード的なチャネルに適合した拡散行列を示す図である。 ブロックフェージング通信チャネルに関連したチャネル行列を示す図である。 このようなブロックフェージングチャネルに適合した拡散行列を示す図である。 ブロックフェージング通信チャネルに適合した拡散行列をどのように構築できるかを示す図である。 ブロックフェージング通信チャネルに適合した拡散行列をどのように構築できるかを示す図である。

Claims (11)

1. 少なくとも２つの送信アンテナが設けられた少なくとも１つの送信機と、少なくとも１つの受信アンテナが設けられた少なくとも１つの受信機とを含む電気通信システムにおいてデータを送信する方法であって、
   前記方法は、前記送信アンテナと前記受信アンテナとの間に確立される通信チャネルを介して送信されるシンボルを生成するシンボル符号化ステップを含む、電気通信システムにおいてデータを送信する方法であって、
   前記方法は、シンボル拡散ステップであって、前記シンボル拡散ステップの過程において、所定の個数の連続シンボルの成分が、前記通信チャネルを介して送信される前に、時間にわたって拡散される、シンボル拡散ステップをさらに含むことを特徴とする
   電気通信システムにおいてデータを送信する方法。
2. 前記シンボル拡散ステップは、前記連続シンボルを表すベクトルの成分の複数の線形結合を計算することによって実行され、
   前記線形結合は、前記所定の個数の連続シンボルに等しい個数の時間チップを介して前記送信アンテナにより送信されるものであることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
3. 前記シンボル拡散ステップは、一方の前記連続シンボルの各々の成分の連結によって形成されたベクトルを、他方の所定の拡散行列と乗算することによって実行されることを特徴とする、請求項２に記載の方法。
4. 前記拡散行列は、その行のそれぞれが、送信アンテナの個数に対応するサイズをそれぞれ有する連続チャンクによって形成されるように構築され、
   任意の行の全チャンクは、すべてが同じノルムを有するベクトルをそれぞれ形成することを特徴とする、請求項３に記載の方法。
5. 前記拡散行列は、その行のそれぞれが、送信アンテナの個数に対応するサイズをそれぞれ有する連続チャンクによって形成されるように構築され、
   任意の行の全チャンクは、すべてが同じノルムを有し、互いに直交したベクトルをそれぞれ形成することを特徴とする、請求項３に記載の方法。
6. 前記拡散行列は、その行のそれぞれが、すべてが同じノルムを有するベクトルを形成する、複数のセグメントによって構成されるように構築され、
   各セグメントは、送信アンテナの個数に対応するサイズをそれぞれ有する連続チャンクを含み、
   任意のセグメントの全チャンクは、すべてが同じノルムを有し、互いに直交したベクトルをそれぞれ形成することを特徴とする、請求項３に記載の方法。
7. 前記拡散行列は回転行列であることを特徴とする、請求項４〜６のいずれか一項に記載の方法。
8. 少なくとも２つの送信アンテナが設けられた少なくとも１つの送信機と、少なくとも１つの受信アンテナが設けられた少なくとも１つの受信機とを含む電気通信システムであって、
   前記送信機は、前記送信アンテナと前記受信アンテナとの間に確立される通信チャネルを介して送信されるシンボルを生成するシンボル符号化手段を含む
   電気通信システムであって、
   前記送信機は、所定の個数の連続シンボルの成分を前記通信チャネルを介して送信する前に、前記成分を時間にわたって拡散するシンボル拡散手段をさらに含む
   ことを特徴とする、電気通信システム。
9. 前記シンボル拡散手段は、前記連続シンボルを表すベクトルの成分の複数の線形結合を計算するためのものであり、
   前記線形結合は、前記所定の個数の連続シンボルに等しい個数の時間チップを介して前記送信アンテナにより送信されるものであることを特徴とする、請求項８に記載の電気通信システム。
10. 前記シンボル拡散手段は、一方の前記連続シンボルの各々の成分の連結によって形成されたベクトルを、他方の所定の拡散行列と乗算するためのものであることを特徴とする、請求項９に記載の電気通信システム。
11. 少なくとも２つの送信アンテナが設けられ、前記送信アンテナを介して送信されるシンボルを生成するシンボル符号化手段を含む通信デバイスであって、
    所定の個数の連続シンボルの成分を前記送信アンテナを介して送信する前に、前記成分を時間にわたって拡散するシンボル拡散手段をさらに含むことを特徴とする、通信デバイス。
    

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