JP2007295753A - Electric power steering device - Google Patents
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Abstract
Description
この発明は,自動車の運転者の操舵力をDCモータにより補助する電動パワーステアリング装置に関するものである。 The present invention relates to an electric power steering device that assists a steering force of a driver of an automobile with a DC motor.
自動車において、ハンドルに対する運転者の操舵力をモータにより補助する電動パワーステアリング装置がある。このモータとして直流モータを用いるものがある。以下、本発明で言う電動パワーステアリング装置はこの直流モータを用いるもののことを言う。
特許文献1に開示されているDCモータを用いた自動車の電動パワーステアリング装置は、Hブリッジ回路を構成する4個のFETの内の上段FETの一つをPWM駆動するとともに該Hブリッジ回路の電源ラインにシャント抵抗を挿入してモータ電流を検出する方式が提案されている。
また、特許文献2に開示されたDCモータを用いた自動車の電動パワーステアリング装置は、該Hブリッジ回路を構成する4個のFETの内の上段のFETの一つをPWM駆動するとともに下段の二つのFETのソースとGNDとの間にシャント抵抗を挿入してその電圧降下からモータ電流を求める方式が提案されている。
即ち、従来のものでは、DCモータをHブリッジ回路にて駆動し、該Hブリッジ回路を構成する4個のFETの内の一つをPWM駆動するとともに、該Hブリッジ回路の所定の個所にシャント抵抗を挿入してその電圧降下の値からモータに流れる電流を検出する様になっている。
2. Description of the Related Art In an automobile, there is an electric power steering device that assists a driver's steering force on a steering wheel with a motor. Some motors use DC motors. Hereinafter, the electric power steering apparatus referred to in the present invention refers to the one using this DC motor.
An electric power steering apparatus for an automobile using a DC motor disclosed in
In addition, the electric power steering apparatus for an automobile using a DC motor disclosed in
That is, in the prior art, a DC motor is driven by an H bridge circuit, one of the four FETs constituting the H bridge circuit is PWM driven, and a shunt is provided at a predetermined location of the H bridge circuit. A resistor is inserted to detect the current flowing through the motor from the value of the voltage drop.
特許文献1のものでは同文献の図2を見ればわかるとおり、PWM駆動されるFETがOFFの期間、モータ電流は該FETと対を成すもう一方のFETの寄生ダイオードを通過するので、このダイオードによる電圧降下により大きな電力損失を生じる。また、モータ電流をHブリッジ回路の電源ラインに挿入した一本のシャント抵抗から求める構成となっているが、この構成ではモータ電流の絶対値は検出できるがモータ電流の方向が検出できない、という課題がある。
As can be seen from FIG. 2 of
特許文献2のものでは、同文献の図3に明らかなように、下段の二つのFETのソースとGNDとの間にシャント抵抗R1とR2を挿入する事によりモータ電流の方向の検出を可能としているのであるが、この構成ではシャント抵抗とそれに付随する電流検出回路が2回路必要で回路規模が増大する、との問題を有している。
従来の電動パワーステアリング装置においては、モータ電流が寄生ダイオードを通過するので、このダイオードによる電圧降下により大きな電力損失を生じる。また、モータ電流の絶対値は検出できるがモータ電流の方向が検出できない。また、シャント抵抗とそれに付随する電流検出回路が2回路必要で回路規模が増大する、などの課題があった。 In the conventional electric power steering apparatus, since a motor current passes through a parasitic diode, a large power loss is caused by a voltage drop caused by the diode. Further, although the absolute value of the motor current can be detected, the direction of the motor current cannot be detected. In addition, there is a problem that the circuit scale increases because two shunt resistors and a current detection circuit associated therewith are required.
この発明は、この様な従来のDCモータ式電動パワステアリング装置の問題を解決するもので、Hブリッジ回路の電力損失を低減するとともに、回路規模を増大させる事なくDCモータの電流が方向をも含んで検出できる電動パワステアリング装置を提供する事を目的としている。 The present invention solves the problems of such a conventional DC motor type electric power steering device, and reduces the power loss of the H-bridge circuit, and the direction of the current of the DC motor without increasing the circuit scale. An object of the present invention is to provide an electric power steering device that can be detected.
本発明にかかる電動パワーステアリング装置は、 自動車に搭載され、それぞれが2個のスイッチング素子を直列接続して構成した第一のアームと、第二のアームとを、各アームの両端の同極側同士を互いに接続するHブリッジ形に接続し、前記両端をこの自動車に搭載されたバッテリ電源に接続し、前記第一のアームの前記2個のスイッチング素子の接続点と、前記第二のアームの前記2個のスイッチング素子の接続点との間にこの自動車の運転者の操舵力を補助する直流モータを接続して構成したモータ駆動回路、
前記直列接続した2個のスイッチング素子を互いに相補PWM駆動するとともに、前記バッテリの同一極に接続された第一のアームのトランジスタと、第二のアームのトランジスタとを互いに相補駆動するスイッチング素子駆動回路、
前記バッテリ電源に直列に挿入されたシャント抵抗器、
前記シャント抵抗器の両端電圧を検出するモータ電流検出回路、
この検出電圧の極性を前記スイッチング素子駆動回路の動作タイミングに同期して制御するモータ電流演算回路を備えたものである。
An electric power steering apparatus according to the present invention is mounted on an automobile and includes a first arm and a second arm, each of which is formed by connecting two switching elements in series. Are connected to each other in an H-bridge shape, both ends are connected to a battery power source mounted on the vehicle, a connection point between the two switching elements of the first arm, and a second arm A motor drive circuit configured by connecting a DC motor for assisting the steering force of the driver of the automobile between the connection points of the two switching elements;
A switching element driving circuit for driving the two switching elements connected in series to each other in a complementary PWM manner, and driving the first arm transistor and the second arm transistor connected to the same electrode of the battery in a complementary manner to each other. ,
A shunt resistor inserted in series with the battery power supply,
A motor current detection circuit for detecting a voltage across the shunt resistor;
A motor current calculation circuit that controls the polarity of the detection voltage in synchronization with the operation timing of the switching element driving circuit is provided.
操舵力をアシストするDCモータを駆動するHブリッジ回路の左右各アームの上下1対のトランジスタを相補PWM駆動し、かつ、左右のアームのHighとLowの状態が互いに逆の関係になる様に駆動することにより、電流がトランジスタの寄生ダイオードを流れることを無くした。これにより、Hブリッジ回路の電力損失を低減する事が出来る。
また、Hブリッジ回路のGNDラインにシャント抵抗を挿入して電流を検出するとともに、このアームのHigh状態での電流検出値からLow状態での電流検出値を減算してモータ電流を算出する様にしたので、1つのシャント抵抗で、方向をも含んだDCモータの電流を検出することができる。
The pair of upper and lower transistors of the left and right arms of the H bridge circuit that drives the DC motor that assists the steering force is driven in a complementary PWM manner, and the High and Low states of the left and right arms are driven in opposite relations. By doing so, current is prevented from flowing through the parasitic diode of the transistor. Thereby, the power loss of the H bridge circuit can be reduced.
Further, a current is detected by inserting a shunt resistor in the GND line of the H bridge circuit, and the motor current is calculated by subtracting the current detection value in the low state from the current detection value in the high state of the arm. Therefore, the current of the DC motor including the direction can be detected with one shunt resistor.
図1は,この発明の実施の形態1による電動パワーステアリング装置の構成を示す図である。同図において図示しない自動車のハンドルの軸に取り付けられ、運転者の操舵力を検出するトルクセンサ1から現在のトルク信号が検出され、制御装置3に入力される。図示しないハンドルの軸には運転者の操舵力を補助するDCモータ2が取り付けられている。制御装置3は、自動車のバッテリ4から電源の供給を受けてDCモータ2を駆動するHブリッジ回路31と、このHブリッジ回路31を構成する4個のFET(FET1,FET2,FET3,FET4)を駆動するFETドライバ32と、Hブリッジ回路31のFETのソース電流(4個のFETの合計電流)を検出する電流検出回路33と、DCモータ2の電流制御を司るCPU34とを備えている。Hブリッジ回路31は、それぞれが2個のスイッチング素子を直列接続して構成した第一のアームと、第二のアームとを、各アームの両端の同極側同士を互いに接続して構成したものである。この両端をこの自動車に搭載されたバッテリ電源に接続し、第一のアームの2個のスイッチング素子の接続点と、第二のアームの2個のスイッチング素子の接続点との間に前述の操舵力補助を行う直流モータが接続されている。Hブリッジ回路はモータ駆動回路とも言う。
FIG. 1 is a diagram showing a configuration of an electric power steering apparatus according to
次に、Hブリッジ回路31の相補PWM駆動の動作に付いて説明する。なお、理解を助けるため、従来(特許文献1のもの)のHブリッジ回路の動作についての比較説明を本実施の形態の後半において述べる。
図1のHブリッジ回路31のPWM駆動動作に付いて、まず図2により説明する。
図2は、PWM駆動の1周期内の各FETのONとOFFの動作を示したタイミングチャートである。PWM周期は、1周期(TPWM)が20μs前後で動作させる。本発明のHブリッジ回路31では各FETはいわゆる相補PWM駆動を行う。即ち、相補PWM駆動では、Hブリッジ回路の左右のアームを構成する上下で対を成すFETのONとOFFの状態が互いに逆となる。即ち、上段FETがONの区間では下段FETがOFF、上段FETがOFFの区間では下段FETがONの状態に駆動される。
また、 バッテリの同一極に接続された第一のアームのトランジスタと、第二のアームのトランジスタも互いに相補駆動される。
ここで、PWM駆動パルスのONとOFFのタイミングは、図2に示す様にアップダウンカウンタにて構成されるタイマの値101と、Duty比を設定するDuty比設定値102(制御状態により上下する)とを比較する事により得る。
Next, the operation of the complementary PWM drive of the
The PWM drive operation of the
FIG. 2 is a timing chart showing ON and OFF operations of each FET within one cycle of PWM driving. The PWM cycle is operated when one cycle (TPWM) is around 20 μs. In the H-
In addition, the transistors of the first arm and the transistors of the second arm connected to the same electrode of the battery are also driven in a complementary manner.
Here, the ON / OFF timing of the PWM drive pulse is changed as shown in FIG. 2 by a
図2は、PWMパルスのDuty比が丁度50%となる様に、Duty比設定値102が設定されている場合を示している。タイマの値101とこの設定値102とを刻々と比較してパルスのONとOFFのタイミングが得られ、FET1、FET2、FET3、FET4は同図に示す様に駆動される。即ち、Hブリッジ回路31の左アームの上段のFET1はタイマ値101がDuty比設定値102より大きい区間でONされて、設定値以下となる区間ではOFFされる。それと対を成す上段のFET2は前記FET1とはONとOFFが逆の状態に駆動される。右アームはこの左アームとは逆にタイマ値が設定値以上の区間でOFFされて設定値以下の区間でONされる。それと対を成す下段のFET4はこのFET2とはONとOFFが逆の状態に駆動される。この様に図2では左右のアームがともに50%のDuty比で駆動され、モータのM+端子とM−端子には同一の平均電圧が印加されるので、平均値としては、モータの両端子間に電圧差が無いことになる。モータ回路の時定数はPWM駆動の周期に比して十分に長い時定数を有している(L/Rが大きい)ので結果的にモータには電流が流れない。
FIG. 2 shows a case where the duty
次に図3は、PWMパルスのDuty比が50%よりも小さくなる様に設定されている場合を示している。この図3ではFET1のONの期間(区間M1と図示している)は同図に示す様に50%よりもα減少した場合を示している。この時のFET1、FET2、FET3、FET4のONとOFFの関係は図2と同様である。この設定値ではHブリッジ回路の左アームがHighとなる時間比率が50%よりもα低く、右アームがHighとなる時間比率が50%よりもα高い。従って、モータのM+端子に印加される平均電圧はM−端子に印加される平均電圧よりも低くなり、モータにはM−端子からM+端子に向かって電流が流れる。
Next, FIG. 3 shows a case where the duty ratio of the PWM pulse is set to be smaller than 50%. In FIG. 3, the
図3の状態での電流の流れる電流経路を図4、図5に示す。尚、同図では理解をたすけるためFET回路記号に代えて、ONとOFFの動作をスイッチの接点記号を用いて模式的に表している。尚、スイッチの接点と並列に挿入されたダイオードはFETの寄生ダイオードを表す。
図4は図3中に「M0」にて記したFET1とFET4がOFFで、FET2とFET3がONの区間の電流経路を示したもので、モータ電流はバッテリのプラスから出てFET2、モータ、FET3を経てシャント抵抗331を下流に向けて流れて、バッテリのマイナスへと戻る経路を流れる。さて、時間の比率が区間M0の方が区間M1よりも長く、モータ回路の時定数が前述したように長いので、区間M1になってもモータ部分には区間M0の時と同じ方向の電流が流れつづける。図5は図3中に「M1」にて記したFET1とFET4がONの区間の電流経路を示したもので、モータ電流はバッテリのマイナスから出てシャント抵抗を上流に向けて流れてFET4、モータ、FET1を経てバッテリのプラスへと戻る経路を流れる。
4 and 5 show current paths through which current flows in the state of FIG. In the figure, for the sake of understanding, instead of FET circuit symbols, ON and OFF operations are schematically represented using switch contact symbols. A diode inserted in parallel with the contact of the switch represents a parasitic diode of the FET.
FIG. 4 shows a current path in the section where FET1 and FET4 indicated by “M0” in FIG. 3 are OFF and FET2 and FET3 are ON. The motor current is output from the battery plus FET2, motor, It flows through the
図6は上記の図3とは逆に、PWMパルスのDuty比が50%よりも高くなる様に設定されている場合を示している。この設定ではFET1のONの期間は同図に示す様に50%よりもα増加した場合を示している。この時のFET1、FET2、FET3、FET4のONとOFFの関係は図2と同様である。この設定値ではHブリッジ回路の左アームがHighとなる時間比率が50%よりもα高く、右アームがHighとなる時間比率が50%よりもα低い。従って、モータのM+端子に印加される平均電圧はM−端子に印加される平均電圧よりも高くなり、モータには平均してM+端子からM−端子に向かって電流が流れる。 FIG. 6 shows a case where the duty ratio of the PWM pulse is set to be higher than 50% contrary to FIG. In this setting, the ON period of FET1 shows a case where α is increased by more than 50% as shown in FIG. The relationship between ON and OFF of FET1, FET2, FET3, and FET4 at this time is the same as in FIG. With this set value, the time ratio at which the left arm of the H-bridge circuit is High is α higher than 50%, and the time ratio at which the right arm is High is α lower than 50%. Accordingly, the average voltage applied to the M + terminal of the motor is higher than the average voltage applied to the M− terminal, and current flows through the motor from the M + terminal to the M− terminal on average.
上記の様にPWM駆動した場合のHブリッジ回路内の電流経路に付いて図7、図8に従って説明する。尚、同図ではFETの回路記号に代えて、FETのONとOFFの動作をスイッチの接点記号を用いて模式的に表している。
図7、図8は前記図6に示すDuty比でHブリッジ回路31を駆動した場合の回路内電流経路を示す図である。図8は図6中に「M1」にて記したFET1とFET4がONの区間の電流経路を示したもので、モータ電流はバッテリのプラスから出てFET1、モータ、FET4を経てバッテリのマイナスへと戻る経路を流れる。
さて、時間の比率が区間M1の方が区間M0よりも長く、モータ回路の時定数が前述したように長いので、区間M0になってもモータ部分には区間M1の時と同じ方向の電流が流れつづける。即ち、図7は図6中に「M0」にて記したFET2とFET3がONの区間の電流経路を示したもので、モータ電流はバッテリのマイナスから出てシャント抵抗を上流に向けて流れてFET3、モータ、FET2を経てバッテリのプラスへと戻る経路を流れる。
The current path in the H-bridge circuit when PWM driving is performed as described above will be described with reference to FIGS. In the figure, instead of the circuit symbol of the FET, the ON / OFF operation of the FET is schematically represented by using the contact symbol of the switch.
7 and 8 are diagrams showing in-circuit current paths when the H-
Now, since the time ratio in the section M1 is longer than that in the section M0 and the time constant of the motor circuit is long as described above, the current in the same direction as that in the section M1 remains in the motor portion even when the section M0 is reached. Keep flowing. That is, FIG. 7 shows the current path of the section in which FET2 and FET3 indicated by “M0” in FIG. 6 are ON, and the motor current flows from the battery minus and flows to the upstream of the shunt resistor. It flows through a path that returns to the battery plus via FET3, motor, and FET2.
以上説明した様に、このPWM駆動方法では対角線上の一対のFETからなる2組のFETのいずれかの組が常にON状態にあるので、モータ電流がFETの寄生ダイオードを流れる事は無く、従って寄生ダイオードの電圧降下に伴う電力損失も生じない。言うまでもなく、FETにおける電圧降下はダイオードに比してきわめて小さい。また、このPWM駆動方法では、モータ電流は必ずシャント抵抗331を流れるとともに、その流れる方向はモータ電流の方向と、どのFETの組が動作しているかの両方に依存している。即ち、モータ電流の方向が同一であってもFETのONとOFFの状態に依り方向が互いに逆となる。従って、シャント抵抗の両端の電圧差を差動アンプにて検出し、その出力を前記CPU34によつて、以下に述べる様に処理する事により方向をも含んだモータ電流を求める事が出来る。図1ではシャント抵抗器331はグランドに接続された位置に挿入されているが、差動増幅器に絶縁型を使用するなど必要な配慮をするならば、バッテリ4に直列挿入される位置でもよい。
As described above, in this PWM driving method, since any pair of two pairs of FETs on a diagonal line is always in an ON state, the motor current does not flow through the parasitic diode of the FET. There is no power loss due to the voltage drop of the parasitic diode. Needless to say, the voltage drop in the FET is very small compared to the diode. In this PWM driving method, the motor current always flows through the
以下、方向をも含んだモータ電流を求める方法に付いて図1、及び信号チャート説明図、図9にもとづいて説明する。なお図9は、例として図6〜図8に対応して、M1区間の方が長い状態における電流検出の状態を示したものである。電流検出回路33はシャント抵抗331と差動アンプ332を有する。図1に示す様に差動アンプ332はシャント抵抗331の上端電位から下端電位を減じた電圧、即ちシャント抵抗器の両端の電圧差を増幅する構成となっているので、モータ電流が該シャント抵抗331の下流(図に向かって下流、即ちバッテリのマイナス端子へと流れる方向)へ向かって流れる時に差動アンプ332の出力がプラスとなり、上流(図に向かって上流、即ちバッテリのマイナス端子から流れ出る方向)へ向かって流れる時にマイナスとなる。即ち、図9の200は説明のための素子の駆動タイミングを示し、201はモータの電流(例として漸増状態)を示す。202はシャント抵抗器331の両端電圧及び差動増幅器332の出力を示し、素子の駆動のタイミングにより極性が202a、202bのように反転することを示している。CPU34は、アップダウンカウンタにて構成されたタイマ343と、このタイマに同期して動作するサンプルホールド回路346、及びA/D変換器347を備えており、タイマ346の出力波形の山となる最大値のタイミング(区間M1の中央、図9にXと記載)と、谷となる最小値のタイミング(区間M0の中央、図9にZと記載)にて該差動アンプ332の出力をサンプルホールドする。サンプルホールドした値は図9の203に示す。CPUは更に、サンプルホールドした値をA/D変換し、谷のタイミングで得たA/D変換結果(Ib)から山のタイミングで得たA/D変換結果(Ip)を減算して(即ち同極性にそろえて加算して)モータ電流(IM)を算出する。算出した結果は図9の204に示す。
ここで、タイマ343の山のタイミングとは、図2、図3、図6に「M1」で記したFET1とFET4のON区間の中心のタイミングであり、谷のタイミングとは同図中に「M0」で記したFET1のOFF区間の中心のタイミング(各図では図の端)である。
Hereinafter, a method for obtaining a motor current including a direction will be described with reference to FIG. 1, a signal chart explanatory diagram, and FIG. Note that FIG. 9 shows a state of current detection in a state where the M1 section is longer, corresponding to FIGS. 6 to 8 as an example. The
Here, the peak timing of the
まず、図3に示す、Duty設定値が50%よりも小さい場合に付いて見る。この場合、モータ電流は図4及び図5に示す様にモータのM−端子からM+端子に向かって流れる。今、モータ電流の絶対値をImと置く。図3の谷のタイミングでは図4に示す様にシャント抵抗331の下流に向かって電流が流れているので差動アンプ332の出力には+Imの信号が得られ、図3の山のタイミングでは図5に示す様にシャント抵抗331の上流に向かって電流が流れているので差動アンプ332の出力には−Imの信号が得られる。従って、谷のタイミングで得た+Imから山のタイミングで得た−Imを減算する事によりIm−(−Im)=2Imの検出電流値(Im)を得る。次に、図6に示す、Duty設定値が50%よりも大きい場合に付いて見る。この場合、モータ電流は図7及び図8に示す様にモータのM+端子からM−端子に向かって流れる。図6の谷のタイミングでは図7に示す様にシャント抵抗331の上流に向かって電流が流れるので差動アンプ332の出力には−Imの信号が得られ、図6の山のタイミングでは図8に示す様にシャント抵抗331の下流に向かって電流が流れるので差動アンプ332の出力に+Imの信号が得られる。従って、谷のタイミングで得た−Imから山のッタイミングで得た+Imを減算して−Im−(+Im)=−2Imの検出電流値(IM)を得る。
以上説明した様に、この方法によれば、モータ電流がモータのM−端子からM+端子に向かって流れる時にプラスの電流値を得て、モータ電流がM+端子からM−端子に向かって流れる時にマイナスの電流値を得る。即ち、方向をも含んだモータ電流値を得る事が出来る。
なお、CPU34によって差動アンプの出力信号について上記演算を行う部分の構成はこの発明でモータ電流演算回路と呼ぶ。
First, the case where the duty set value shown in FIG. 3 is smaller than 50% will be described. In this case, the motor current flows from the M− terminal to the M + terminal of the motor as shown in FIGS. 4 and 5. Now, let the absolute value of the motor current be Im. As shown in FIG. 4, current flows downstream of the
As described above, according to this method, a positive current value is obtained when the motor current flows from the M− terminal to the M + terminal of the motor, and the motor current flows from the M + terminal to the M− terminal. Get a negative current value. That is, the motor current value including the direction can be obtained.
The configuration of the portion where the
以下、モータ電流の制御に付いて図1と図10、図11に従って説明する。図10はトルクセンサ1の特性図である。トルクセンサ1は、図10に示す様に自動車の運転者の操舵トルクに比例した信号を出力する。運転者がハンドルを右回り方向に操舵するとプラスの信号を出力し、左回り方向に操舵するとマイナスの信号を出力する。このトルクセンサ1の出力を受けて、CPU34の目標電流設定ブロック341は、図11に示す特性を持った目標電流値(IT)、即ちDCモータ2に通電すべき電流の目標値を設定する。トルクセンサ1の出力がプラスの場合はプラスの目標電流値(IT)を設定し、トルクセンサ1の出力がマイナスの場合はマイナスの目標電流値(IT)を設定する。次に、この目標電流値(IT)と前記検出電流値(Im)との差を求め、Duty比算出ブロック342にてこの差が零となる方向に、例えば比例積分制御の手法によりHブリッジ回路31を駆動すべきPWMのDuty比を算出する。次段の比較器344では、前述した様に、アップダウンカウンタから成るタイマ343の値と前記Duty比算出ブロック342で算出されたDuty比設定値とを比較してパルスのONとOFFのタイミングを発生する。次段のパルス発生器345では、このONとOFFのタイミングを受けて、Hブリッジ回路31を構成する4個のFETの駆動パルスを発生する。Hブリッジ回路31は、FETドライバ32を介して、この駆動パルスにより駆動される。以上の様にしてDCモータ2に運転者の操舵力に応じた所定の電流が通電され補助力が制御される。
Hereinafter, control of the motor current will be described with reference to FIGS. 1, 10, and 11. FIG. FIG. 10 is a characteristic diagram of the
以上に説明した本願のHブリッジ回路の動作が従来のものとどのように異なるのか理解を助けるため、従来の装置、例えば特許文献1の図2に示された負荷駆動手段8(以下、説明の都合上、Hブリッジ回路と呼ぶ)の動作について本願の説明と類似する説明方法で説明する。図12、図13、図14、図15、図16は従来装置のHブリッジ回路のPWM駆動の動作を示すものであって、図12はPWM駆動の1周期内のONとOFFのタイミングを示す。この種のPWM駆動は多くの場合、20Khzの周波数にてチョッピングされ、従って1周期(TPWM)は20μsであって、この内の所定の期間(T1)にFETがONされ、残りの所定の期間(T2)にOFFされる。図13、図14は左アームの上段のFET1がPWM駆動されている場合を示し、図15、図16は右アームの上段のFET2がPWM駆動されている場合を示す。尚、図13、図14、図15、図16では、FETのONとOFFの動作をスイッチの接点の図を用いて模式的に表している。尚、スイッチの接点と並列に挿入されたダイオードはFETの寄生ダイオードを表す。
In order to help understand how the operation of the H-bridge circuit of the present application described above differs from the conventional one, a conventional device, for example, the load driving means 8 shown in FIG. For the sake of convenience, the operation of the H-bridge circuit will be described with an explanation method similar to that of the present application. 12, 13, 14, 15, and 16 show the PWM drive operation of the H-bridge circuit of the conventional device, and FIG. 12 shows the ON and OFF timings in one cycle of the PWM drive. . In many cases, this type of PWM drive is chopped at a frequency of 20 Khz, and therefore one cycle (TPWM) is 20 μs, and the FET is turned on in a predetermined period (T1), and the remaining predetermined period. Turned off at (T2). 13 and 14 show the case where the
まず、図13、図14に従って左アームの上段のFET1がPWM駆動された場合の動作に付いて説明する。この場合、FET2とFET3は常時OFFの状態に有り、FET4は常時ONの状態に有る。図13は図11に示すON期間(T1)の電流経路を示し、図14はOFF期間(T2)の電流経路を示す。FET1がONされている期間、モータ電流は図13に破線と矢印にて示す経路に従ってモータのM+端子からM−端子へと流れる。次にT2の期間にてFET1がOFFされてもモータ回路の時定数はPWM周期(TPWM)より十分に長いので、モータには同じ方向の電流が流れつづける。即ち、モータ電流は図14に破線と矢印にて示す経路を流れる。同図に示す様に、このT2の区間ではモータ電流はFET3の寄生ダイオードを流れて循環する。次に、図15、図16に従って右アームの上段のFET2がPWM駆動された場合の動作に付いて説明する。この場合、FET1とFET4は常時OFFの状態に有り、FET3は常時ONの状態に有る。図15は図11に示すON期間(T1)の電流経路を示し、図16はOFF期間(T2)の電流経路を示す。FET2がONされている期間、モータ電流は図15に破線と矢印にて示す経路に従ってモータのM−端子からM+端子へと流れる。次にT2の期間にてFET2がOFFされてもモータ回路の時定数はPWM周期(Tpwm)より十分に長いので、モータには同じ方向の電流が流れつづける。即ち、モータ電流は図16に破線と矢印にて示す経路を流れる。同図に示す様に、このT2の区間ではモータ電流はFET4の寄生ダイオードを流れて循環する。
First, the operation when the
以上述べた様に、従来のものではPWM駆動のOFFの期間(T2)に、モータ電流はFETの寄生ダイオードを介して循環するのであるが、この寄生ダイオードの電圧降下は通常約0.7V前後であるのでモータ電流が流れる事によって大きな電力損失を生じる。また、図13、図14、図15、図16に破線と矢印にて示した様に、この駆動方式ではHブリッジ回路の電源ライン、又はGNDラインを流れる電流はモータ電流の方向に依らず常に一定の方向を流れるのでこれらのラインにシャント抵抗を挿入してモータ電流の方向を検出する事は出来ない。 As described above, in the conventional system, the motor current circulates through the FET parasitic diode during the PWM drive OFF period (T2). The voltage drop of the parasitic diode is usually about 0.7V. Therefore, a large power loss is caused by the motor current flowing. Further, as indicated by broken lines and arrows in FIGS. 13, 14, 15, and 16, in this driving method, the current flowing through the power supply line or GND line of the H-bridge circuit is always independent of the direction of the motor current. Since it flows in a certain direction, it is not possible to detect the direction of the motor current by inserting shunt resistors in these lines.
実施の形態2.
以下に、装置の異常状態の検出回路と、異常時の処置回路を設けた実施の形態2の電動パ和ステアリング装置に付いて図17の構成図により説明する。
実施の形態1で説明したように、装置が正常に動作している間、トルクセンサ1の出力の正負の極性と、減算回路の出力の正負の極性とは制御の過渡時を除けば一致しているはずである。この極性が一致していない場合とは、例えば運転者が右方向に操舵しているにも拘わらず、モータが逆の左方向にアシスト力を発生している事を示しており、制御過渡時の極短い時間を超えて長時間続くのは極めて危険な状態である。
監視回路35は、トルクセンサ1の出力と、減算回路の出力とを比較して両信号の正負の極性が不一致の状態が所定の時間継続した場合に装置が異常であると判定し、DCモータ2への通電を遮断する。図17では、DCモータ2への通電経路を機械式リレーにて遮断する場合の構成を示しているが、この遮断方法としては、例えばFETドライバを遮断する方法や、Hブリッジ回路31の電源を遮断する方法等を用いてもよい。
Hereinafter, the electric power steering apparatus according to the second embodiment provided with a detection circuit for an abnormal state of the apparatus and a treatment circuit for an abnormality will be described with reference to the configuration diagram of FIG.
As described in the first embodiment, while the device is operating normally, the positive / negative polarity of the output of the
The
実施の形態3.
実施の形態1では電流演算方法としてディジタル回路でサンプルホールドを行う例を用いて説明した。もちろんこの種の回路はアナログでも構成することが出来る。以下、方向をも含んだモータ電流を求める方法に付いて、実施の形態1で説明した信号チャート図9にもとづいて説明する。なお図9は、例として図6〜図8に対応して、M1区間の方が長い状態における電流検出の状態を示したものである。電流検出回路33はシャント抵抗331と差動アンプ332を有する。差動アンプ332はシャント抵抗331の上端電位から下端電位を減じた電圧、即ちシャント抵抗器の両端の電圧差を増幅する構成となっているので、モータ電流がシャント抵抗331の下流(図に向かって下流、即ちバッテリのマイナス端子へと流れる方向)へ向かって流れる時に差動アンプ332の出力がプラスとなり、上流(図に向かって上流、即ちバッテリのマイナス端子から流れ出る方向)へ向かって流れる時にマイナスとなる。即ち、図9の200は説明のための素子の駆動タイミングを示し、201はモータの電流(例として漸増状態)を示す。202はシャント抵抗器331の両端電圧及び差動増幅器332の出力を示し、素子の駆動のタイミングにより極性が反転する。
CPU34は、区間M0と区間M1を把握しているので、区間M0の間は差動増幅器の出力を検出信号IMとして直接にDuty比算出342の入力端に出力させ、区間M1の間は差動増幅器332の出力を図示しない反転増幅器を介して極性を反転してから検出信号IMとしてDuty比算出部342の入力端へと出力させる。
The first embodiment has been described using an example in which sample hold is performed by a digital circuit as a current calculation method. Of course, this type of circuit can also be constructed in analog. Hereinafter, the method for obtaining the motor current including the direction will be described with reference to the signal chart FIG. 9 described in the first embodiment. Note that FIG. 9 shows a state of current detection in a state where the M1 section is longer, corresponding to FIGS. 6 to 8 as an example. The
Since the
この発明の電動パワステアリング装置は、自動車のハンドル制御に限らず、工作機械やロボットシステムなど一般のサーボモータシステムに利用することが出来る。 The electric power steering apparatus according to the present invention is not limited to steering control of an automobile, and can be used for a general servo motor system such as a machine tool or a robot system.
1 トルクセンサ、 2 DCモータ、 3 制御装置、
31 Hブリッジ回路、 32 FETドライバ、
33 モータ電流検出回路、 34 CPU、 35 監視回路、
201 モータ電流値、 202 シャント抵抗両端電圧、
203 サンプルホールドされた信号、 204 減算器出力信号、
331 シャント抵抗、 332 差動アンプ、
341 目標電流設定ブロック、 342 Duty比算出ブロック、
343 タイマ、 344 比較器、
345 パルス発生器、 346 サンプルホールド回路、
347 A/D変換器。
1 torque sensor, 2 DC motor, 3 control device,
31 H bridge circuit, 32 FET driver,
33 motor current detection circuit, 34 CPU, 35 monitoring circuit,
201 Motor current value, 202 Voltage across shunt resistor,
203 sampled and held signal, 204 subtractor output signal,
331 shunt resistor, 332 differential amplifier,
341 target current setting block, 342 duty ratio calculation block,
343 timer, 344 comparator,
345 pulse generator, 346 sample hold circuit,
347 A / D converter.
Claims (5)
前記直列接続した2個のスイッチング素子を互いに相補PWM駆動するとともに、前記バッテリの同一極に接続された第一のアームのトランジスタと、第二のアームのトランジスタとを互いに相補駆動するスイッチング素子駆動回路、
前記バッテリ電源に直列に挿入されたシャント抵抗器、
このシャント抵抗器の両端電圧を検出するモータ電流検出回路、
この検出電圧の極性を前記スイッチング素子駆動回路の動作タイミングに同期して制御するモータ電流演算回路を備えたことを特徴とする電動パワステアリング装置。 A first arm and a second arm, each of which is mounted on an automobile and configured by connecting two switching elements in series, are connected to each other in an H-bridge shape that connects the opposite poles of each arm to each other. The both ends are connected to a battery power source mounted on the vehicle, the connection point of the two switching elements of the first arm, and the connection point of the two switching elements of the second arm A motor drive circuit constructed by connecting a direct current motor that assists the steering force of the driver of the car between
A switching element driving circuit for driving the two switching elements connected in series to each other in a complementary PWM manner, and driving the first arm transistor and the second arm transistor connected to the same electrode of the battery in a complementary manner to each other. ,
A shunt resistor inserted in series with the battery power supply,
Motor current detection circuit that detects the voltage across this shunt resistor,
An electric power steering apparatus comprising a motor current calculation circuit that controls the polarity of the detected voltage in synchronization with the operation timing of the switching element drive circuit.
前記トルクセンサの出力の極性と前記モータ電流演算回路の出力の極性とを比較して、両者が互いに一致しない状態があらかじめ定めた所定時間継続したとき、この電動パワーステアリング装置が異常状態にあると判定して信号を出力する監視回路、
前記監視回路の前記信号に基づいて前記直流モータへの通電を遮断する遮断回路を備えたことを特徴とする請求項1から3のいずれか一項に記載の電動パワステアリング装置。 A torque sensor for detecting a steering force of the driver;
When the polarity of the output of the torque sensor and the polarity of the output of the motor current calculation circuit are compared, and the state where they do not match each other continues for a predetermined time, the electric power steering device is in an abnormal state A monitoring circuit that determines and outputs a signal,
The electric power steering apparatus according to any one of claims 1 to 3, further comprising a cutoff circuit that cuts off the energization to the DC motor based on the signal of the monitoring circuit.
The electric power steering apparatus according to any one of claims 1 to 4, wherein the switching element is an FET element.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2006122281A JP4382768B2 (en) | 2006-04-26 | 2006-04-26 | Electric power steering device |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2006122281A JP4382768B2 (en) | 2006-04-26 | 2006-04-26 | Electric power steering device |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2007295753A true JP2007295753A (en) | 2007-11-08 |
JP4382768B2 JP4382768B2 (en) | 2009-12-16 |
Family
ID=38765822
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2006122281A Active JP4382768B2 (en) | 2006-04-26 | 2006-04-26 | Electric power steering device |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP4382768B2 (en) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP2295309A2 (en) | 2009-09-14 | 2011-03-16 | JTEKT Corporation | Motor control device and electric power steering system |
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-
2006
- 2006-04-26 JP JP2006122281A patent/JP4382768B2/en active Active
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JP7234055B2 (en) | 2019-06-28 | 2023-03-07 | ダイハツ工業株式会社 | Current direction determination device |
KR20220082334A (en) * | 2020-12-10 | 2022-06-17 | 현대오토에버 주식회사 | Motor control apparatus for alternating freewheeling and control method of alternating freewheeling for motor |
KR102506089B1 (en) * | 2020-12-10 | 2023-03-03 | 현대오토에버 주식회사 | Motor control apparatus for alternating freewheeling and control method of alternating freewheeling for motor |
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Publication number | Publication date |
---|---|
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
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A131 | Notification of reasons for refusal |
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A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
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R151 | Written notification of patent or utility model registration |
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