JP2007288333A - 無線受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】アンテナ切り換え時におけるエラーの発生を低減し、地上デジタルテレビジョン放送波の移動体受信時における受信特性を向上させる。
【解決手段】車両５０に設けられた無線受信装置において、アレーアンテナ１００は、車両５０の進行方向５１に対して実質的にビーム方向を有する第１の放射パターンと、車両５０の進行方向５１の逆方向に対して実質的にビーム方向を有する第２の放射パターンとを有する。コントローラ２０は、アンテナ１００により受信された受信信号の信号レベルを検出し、検出した信号レベルが所定のしきい値未満となったときに、第１の放射パターンから第２の放射パターンに切り換え、もしくは、第２の放射パターンから第１の放射パターンに切り換えるようにアレーアンテナ１００を制御する。また、放射パターンの切り換えに同期して、受信された受信信号の搬送波周波数をオフセット補正する。
【選択図】図１

Description

本発明は、例えば、車両などの移動体に搭載される、地上デジタル放送波を受信するための無線受信装置に関する。

２００３年１２月より３大都市圏において開始された地上デジタル放送は、現在そのサービスエリアを徐々に拡げつつあり、２０１１年には全国的にアナログ放送は停波され、デジタル放送に移行する予定である。地上デジタル放送はマルチパス耐性のあるＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式を採用しているため移動受信に強いことを特徴としている。移動受信ではフェージングによる特性劣化が問題となるが、これを改善する方法としてダイバーシチ受信が知られている（例えば、非特許文献１参照。）。

無線ＬＡＮ端末やテレビ等の民生機器においては、受信機及びアンテナは性能を確保しつつ低消費電力、低コスト、小型であることが望ましい。これらを実現する手段として単一受信回路とＲＦスイッチで構成可能なアンテナ切り換えダイバーシチやアンテナ選択ダイバーシチが知られている（例えば、非特許文献２−４参照。）。

例えば、特許文献１においては、スペースダイバーシチ受信方式の効果を十分に生かしたまま、回路規模を小さくし、低消費電流化、低コスト化を行い、携帯用端末装置の小型化を実現するために、デュプレクサあるいはバンドパスフィルタの挿入損失、低雑音増幅器の雑音係数（ＮＦ）及び利得及び遅延器の挿入損失を考慮して、各アンテナブランチにおけるアンテナ入力端子から合成器までの受信信号のトータルの雑音係数及びトータルの利得が同等になるようにレベルダイアグラム設計することが開示されている。

特開２００２−１７１２１０号公報。 J. Imai et al., "Experimental results of diversity reception for terrestrial digital broadcasting", IEICE Transaction on Communications, Vol.E85-B, No.11, pp.2527-2530, Nov.2002. W. C. Jakes, Microwave Mobile Communications, Wiley, New York, 1974. Afrashteh and D. Chukurcov, "Performance of a novel selection diversity technique in an experimental TDMA system for digital portable radio communications", Conf. Record Globecom 88, Hollywood, pp. 810-814, November, 1988. [4] M. Hamer et al., "Experimental vehicular angle-diversity antenna using mutual coupling," Proceedings of IEEE International Symposium Antennas Propagation 92, vol. 2, pp. 1089-1092, 1992. 電波産業会（ＡＲＩＢ），"地上デジタルテレビジョン放送の伝送方式ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３１ １．５版"，２００３年７月２９日。 M. Taromaru et al., "Reactance diversity antenna for indoor reception of terrestrial digital TV broadcasting", Proceedings of 10th International Symposium on Microwave and Optical Technology (ISMOT2005), pp.182, Fukuoka, Japan, August 2005. H. Iwai et al., "Wideband propagation model for the analysis of the Effect of the multipath fading on the near-far problem in CDMA mobile radio systems", IEICE Transaction on Communications, Vol. E76-B, No. 2, pp.103-112, February 1993. 高田政幸ほか，"地上ディジタル放送におけるＯＦＤＭシンボル長とスキャッタードパイロットによる伝送特性，"映像情報メディア学会論文誌，Ｖｏｌ．５２，Ｎｏ．１１，ｐｐ．１６５８−１６６５，１９９８年１１月。 山田宰編著，ディジタル放送の技術とサービス，コロナ社，東京，１９９３年。

図２５は従来技術の問題点を示す地上デジタルテレビジョン放送波のＯＦＤＭフレームを示す図である。地上デジタルテレビジョン放送は、図２５に示すように配置されたスキャッタードパイロット信号を含むＯＦＤＭフレームで伝送される（例えば、非特許文献５参照。）。ここで、ダイバーシチの切り換え時に、シンボルにおいてエラーが発生するという問題点があった。

本発明の目的は以上の問題点を解決し、アンテナ切り換え時におけるエラーの発生を低減し、地上デジタルテレビジョン放送波の移動体受信時における受信特性を従来技術に比較して向上させることができる無線受信装置を提供することにある。

本発明に係る無線受信装置は、移動体に設けられた無線受信装置において、
上記移動体の進行方向に対して実質的にビーム方向を有する第１の放射パターンと、上記移動体の進行方向の逆方向に対して実質的にビーム方向を有する第２の放射パターンとを有するアンテナ装置と、
上記アンテナ装置により受信された受信信号の信号レベルを検出し、検出した信号レベルが所定のしきい値未満となったときに、上記第１の放射パターンから上記第２の放射パターンに切り換え、もしくは、上記第２の放射パターンから上記第１の放射パターンに切り換えるようにアンテナ装置を制御する制御手段とを備えたことを特徴とする。

上記無線受信装置において、上記制御手段は、上記放射パターンの切り換えに同期して、上記受信された受信信号の搬送波周波数をオフセット補正することを特徴とする。

従って、本発明に係る無線受信装置によれば、検出した信号レベルが所定のしきい値未満となったときに、移動体の進行方向の前後方向の放射パターンを選択的に切り換えるので、図４に示すドップラー効果による周波数シフトの広がりが左右方向（φ＝９０度および２７０度）よりも小さくなり、受信信号のレベル変動が緩慢となり切り換え回数が減少し、切り換えによって生じるエラーを低減することができる。

また、上記放射パターンの切り換えに同期して、上記受信された受信信号の搬送波周波数をオフセット補正するので、地上デジタルテレビジョン放送波の移動体受信時における受信特性を従来技術に比較してさらに向上させることができる。

以下、本発明に係る実施形態について図面を参照して説明する。なお、以下の各実施形態において、同様の構成要素については同一の符号を付している。

まず、従来技術における問題点について以下に考察する。以下の考察は本発明の創作につながったものである。上述のように、ダイバーシチの切り換え時に、シンボルにおいてエラーが発生することから、切り換えダイバーシチを地上デジタル放送の移動受信に適応するためには、切り換えによる位相の急激な変化が原因で生ずる伝送路推定誤差や切り換え雑音によって生じるシンボル誤りを考慮する必要がある。それ故、受信性能を良くするためには、ダイバーシチの切り換え回数は少ないほどよいと考えられる。

図２６は、地上デジタルテレビジョン放送波を受信するときの車両５０の前後方向に対する切り換えダイバーシチを示す平面図である。図２６に示すように、半値幅９０°以下の指向性アンテナのビームを車両５０の進行方向５１に対して平行な前後方向に切り換えダイバーシチを行い、地上デジタルテレビジョン放送波を受信する。移動体受信では、移動局周辺の地形や地物による反射、回折、散乱等でさまざまな方向から到来する多数の波が互いに干渉し合いフェージングが発生する。フェージングは周波数の違う複数の電磁波が合成されることによって発生する。いま、振幅１と角周波数（ω＋Δω_ａ）とを有する電磁波と、振幅１と角周波数（ω＋Δω_ｂ）を有する電磁波のみが受信されて合成されるとき、その合成波は次式で表される。

式（１）から、当該合成波の振幅Ａ及び位相θは次式で表される。

従って、合成波の振幅は上記式（２）で表される角周波数で変動し、実際の環境では多数の電磁波が同時に到来し，フェージングとなっている。それ故、各電磁波の角周波数の差が小さいほどフェージングの変動周期が遅くなり切り換え回数は少なくなる。上記の式（２）及び式（３）における各角周波数ωａ及びωｂは一般にドップラー効果による角周波数（又は周波数）のシフトにより生じるが、ドップラー効果による周波数のシフトは、図４に示すように、電磁波の到来方位角によって異なり、同図より明らかなように、車両５０の前後方向（φ＝０又は８０度）の方が，方位角の変化に対するドップラーシフトの変化が少ない。これにより、同じ指向性アンテナでもビームを車の前後方向と左右方向では前後方向で切り換えた方が受信周波数の広がりが小さくなり、切り換え回数も少なくなると考えられる。

地上デジタルテレビジョン放送は図２５のようなＯＦＤＭフレームで伝送されており、一定の間隔で既知のパイロットシンボルが挿入されている。受信機は受信されたパイロットシンボルのひずみから、パイロットシンボルに作用する伝送路特性を推定し、得られた伝送路特性を利用してデータシンボルに対する特性を推定し、データシンボルのひずみの補正を行う。このとき、切り換えが発生するとその前後では受信波の振幅と位相が急に変化するためパイロットシンボルによる補正が上手く行われずエラーが発生する。従って、切り換え回数は少ない方がよい。以上のことから指向性アンテナのビームを車の進行方向に対し前後方向に向け切り換えダイバーシチを行うと、地上デジタル放送を受信性能が改善される。

図２７は、従来技術において、地上デジタルテレビジョン放送波を受信するときの車両５０の前後方向及び斜め方向に対する切り換えダイバーシチを示す平面図である。図２７のように指向性アンテナのビームを車の進行方向に対し前後方向（斜め方向も含む）に向け切り換えを行う場合ドップラー周波数の影響を大きく受け、受信周波数が大きく変化する。例えば搬送波周波数をｆｃとし、最大ドップラー周波数をｆｄとすると、前方から後方向のビームに切り換わる場合、受信周波数は急に変化することになる。このような場合において、アンテナ切り換えによる受信周波数の変化に追随できないと受信特性が劣化する。以上の考察から以下に示す対策をとることが好ましい。

第１の実施形態．
図１は本発明の第１の実施形態に係る、例えば地上デジタルテレビジョン放送波を受信するための、空間ダイバーシチアンテナである３素子の電子制御導波器アレーアンテナ装置１００（以下、アレーアンテナ１００という。なお、本実施形態では、アレーアンテナ１００を用いているが、本発明はこれに限らず、前後方向に放射パターンを有して選択的に切り換えることができるアンテナ装置であればよい。）を備えた無線受信装置の構成を示すブロック図であり、図２は図１の３素子アレーアンテナ１００の構造を示す正面図である。本実施形態に係る無線受信装置は例えば車両５０などの移動体に搭載され、車両５０の実質的に前後方向に指向性を有する２つの指向性パターンを有する３素子のアレーアンテナ１００を備え、受信信号の信号レベルが所定のしきい値未満になったときに、現在設定している第１の指向性パターンから別の第２の指向性パターンに切り換えるとともに、当該指向性パターンの切り換えに同期して受信周波数をオフセット補正することを特徴としている。

本実施形態においては、図１及び図２に示すように、平面３素子のアレーアンテナ１００を用いた。ここで、アレーアンテナ１００は、
（ａ）２本のアンテナ素子１０ａ，１０ｂからなり、中央部に給電点Ｐを有する半波長ダイポールアンテナである給電素子１０と、
（ｂ）２本のアンテナ素子１１ａ，１１ｂからなり、給電素子１０と平行になるようにかつ給電素子１０から所定の距離ｄ（例えば、ｄ＝０．０５波長）だけ離れて配置され、中央部の各アンテナ素子１１ａ，１１ｂ間に可変容量Ｃ１を有する可変容量ダイオードＤ１を有し、ほぼ半波長を有する無給電素子１１と、
（ｃ）２本のアンテナ素子１２ａ，１２ｂからなり、給電素子１０と平行になり、給電素子１０を間に挟んで無給電素子１１とは反対側になるようにかつ給電素子１０から所定の距離ｄ（例えば、ｄ＝０．０５波長）だけ離れて配置され、中央部の各アンテナ素子１２ａ，１２ｂ間に可変容量Ｃ２を有する可変容量ダイオードＤ２を有し、ほぼ半波長を有する無給電素子１２とを備え、これら３つの素子１０，１１，１２が同一平面上に並置されるように構成される。

可変容量ダイオードＤ１には、コントローラ２０から高周波阻止用インダクタＬ１を介して所定の第１のバイアス電圧が印加され、可変容量ダイオードＤ２には、コントローラ２０から高周波阻止用インダクタＬ２を介して所定の第２のバイアス電圧が印加され、これらバイアス電圧を変化させることにより、無給電素子１１，１２の電気長が変化し、これに伴い、アレーアンテナ１００の指向特性が変化する。本実施形態では、少なくとも、当該アレーアンテナ１００を搭載した車両５０の前後方向にそれぞれビーム方向の指向特性を有する指向性パターンを設定可能にバイアス電圧が印加される。このアレーアンテナ１００を用いることにより、単一の受信回路でダイバーシチ受信ができ、ＲＦスイッチも不要なため低コストで実現でき、低消費電力である。従って、本アンテナは民生機器端末装置における指向性ダイバーシチアンテナに適している（例えば、非特許文献６参照。）。すなわち、指向性ダイバーシチのブランチ切り換えには可変容量ダイオードＤ１，Ｄ２の静電容量Ｃ１とＣ２の値を切り換えることで行う。本実施形態では、コントローラ２０に接続されたテーブルメモリ２０ｍにおいて、車両５０の実質的に前方方向にビーム方向を有する指向性パターンを設定するときの各可変容量ダイオードＤ１，Ｄ２に印加すべき各バイアス電圧が記憶されるともに、車両５０の実質的に後方方向にビーム方向を有する指向性パターンを設定するときの各可変容量ダイオードＤ１，Ｄ２に印加すべき各バイアス電圧が記憶される。

図１において、アレーアンテナ１００により受信された無線信号は、給電点Ｐから低雑音高周波増幅器２１を介して周波数変換器２２に入力され、周波数変換器２２は入力される無線信号を所定の中間周波信号に低域周波数変換して中間周波増幅器２３に出力する。中間周波増幅器２３は入力される中間周波信号を増幅してＯＦＤＭ復調回路３０内のＡ／Ｄ変換器３１に出力するとともに、無線信号の受信信号レベルを示すＲＳＳＩ（Received Signal Strength Indicator）信号を発生してコントローラ２０に出力する。コントローラ２０は、テーブルメモリ２０ｍ内のバイアス電圧情報を参照し、入力されるＲＳＳＩ信号により示される無線信号の受信信号レベルが所定のしきい値未満となったときに、切換信号ＳＷＳを発生して中間周波増幅器２３及びＧＩ比較回路３４（以下、ガードインターバルをＧＩという。）に出力するとともに、現在設定されている指向性パターンを別の指向性パターンに切り換える。具体的には、コントローラ２０は、現在前方方向の指向性パターンが設定されているときに、無線信号の受信信号レベルが所定のしきい値未満となったとき後方方向の指向性パターンを設定する。また、コントローラ２０は、現在後方方向の指向性パターンが設定されているときに、無線信号の受信信号レベルが所定のしきい値未満となったとき前方方向の指向性パターンを設定する。

ＯＦＤＭ復調回路３０は、Ａ／Ｄ変換器３１と、ＧＩ除去回路３２と、加算器３３と、ＧＩ比較回路３４と、低域通過フィルタ（以下、図面においてＬＰＦと示す。）３５と、離散高速フーリエ変換回路（以下、ＤＦＴ回路という。）３６と、シンボル判定器３７と、スキャッタードパイロットシンボル検出器（以下、ＳＣ検出器という。）３８と、低域通過フィルタ３９と、パラレル／シリアル変換器（以下、Ｐ／Ｓ変換器という。）４０とを備えて構成される。

ＯＦＤＭ復調回路３０のＡ／Ｄ変換器３１は入力されるアナログ中間周波信号をデジタル中間周波信号に変換してＧＩ除去回路３２及びＧＩ比較回路３４に出力する。ＧＩ除去回路３２は、入力される中間周波信号に含まれる、フレーム間のＧＩの信号部分を除去した後、加算器３３に出力する。

図５は図１の無線受信装置のＧＩ比較回路３４によるＧＩ比較処理を示す図である。公知のように各１フレームの最後のデータＤｆを当該フレームの直前のＧＩとしてコピーして挿入しているので、ＧＩ比較回路３４は、図５に示すように、切換信号ＳＷＳに同期して、各１フレームの最後のデータＤｆを、その直前のＧＩと位相比較し、位相比較結果Δφの信号を次式で表される位相補正量φ（ｔ）として低域通過フィルタ３５を介して加算器３３に出力する。

次いで、加算器３２は、ＧＩ除去回路３２から出力されるＧＩが除去された中間周波信号と、低域通過フィルタ３５から出力される位相比較結果Δφの信号とを加算することにより、位相補正することにより周波数オフセット補正し、補正後の中間周波信号をＤＦＴ回路３６に出力する。上述のように位相補正量φ（ｔ）を計算することにより、周波数オフセットを算出して受信信号の搬送波周波数のオフセット補正を行う。なお、上記補正では、無線信号の周波数オフセットを補正しきれないので、さらに、データシンボルのパイロットサブキャリアを利用して微調整を行う（後述するＳＣ検出器３８，低域通過フィルタ３９及びシンボル判定器３７の動作参照。）。

ＤＦＴ３６は入力される補正後の中間周波信号を所定の複数Ｍ個の帯域信号に離散高速フーリエ変換した後、シンボル判定器３７及びＳＣ検出器３８に出力する。ここで、シンボル検出器３７と、ＳＣ検出器３８と、低域通過フィルタ３９とは上記複数Ｍ個の帯域毎に設けられる。ＳＣ検出器３８は入力される中間周波信号の中からスキャッタードパイロットシンボル信号を検出し、検出したスキャッタードパイロットシンボル信号を低域通過フィルタ３９を介してシンボル判定器３７に出力する。シンボル判定器３７は入力されるある帯域の中間周波信号に基づいて、検出したスキャッタードパイロットシンボル信号に同期してシンボルの判定を実行し、判定結果のデジタルデータシンボル信号をＰ／Ｓ変換器４０に出力する。Ｐ／Ｓ変換器４０は入力されるパラレル信号である複数Ｍ個のデジタルデータシンボル信号をシリアルデジタルデータ信号に変換した後、復号器４１に出力する。復号器４１は入力されるシリアルデジタルデータ信号に対してビタビ復号化処理やリードソロモン復号化処理などの所定の復号化処理を実行して、復号後のデジタルデータを出力する。

図３は、第１の実施形態に係る図１の無線受信装置を搭載した車両５０がＸ軸の方向５１に進行するときに地上デジタル放送波の入射無線信号５２を、Ｘ軸に対する方位角φで受信する場合を示す平面図である。図３の場合において、本実施形態に係る無線受信装置のアレーアンテナ１００は、実質的にＸ軸方向に平行なビーム方向を有する指向性パターンと、実質的に−Ｘ軸方向に平行なビーム方向を有する指向性パターンとを有し、コントローラ２０は、中間周波増幅器２３からのＲＳＳＩ信号に基づいて、受信信号の信号レベルが所定のしきい値未満になったときに、現在設定している第１の指向性パターンから別の第２の指向性パターンに切り換えるとともに、当該指向性パターンの切り換えを指示する切換信号ＳＷＳに同期してＧＩ比較回路３４を含む回路（３２−３５を含む回路）に対して受信周波数のオフセット補正を実行させる。

図４は、図３の場合において、方位角φに対する、フェージングで変化する受信信号レベルｆｄｃｏｓφ（ｆｄは最大ドップラー周波数）を示すグラフである。図４から明らかなように、方位角φが０度又は１８０度付近（Ｐ１，Ｐ３）では、フェージングで変化する受信信号レベルｆｄｃｏｓφは、方位角φが９０度又は２７０度付近（Ｐ２，Ｐ４）に比較して緩やかに変化している。従って、本実施形態では、方位角φが０度９０度の２個の放射パターンを有し、これらの間で切り換えることにより受信信号レベルを緩やかに変化させることができる。

第２の実施形態．
図６は、本発明の第２の実施形態に係る無線受信装置の中間周波増幅器２３に設けられるアナログフィルタの積分回路を示す回路図である。図６のアナログフィルタの積分回路は、入力端子Ｔ１と出力端子Ｔ２との間に、抵抗Ｒ１と、抵抗Ｒ１に接続するキャパシタＣ１又はＣ２（互いに異なる容量を有する。）を切換信号ＳＷＳに同期して選択的に切り換えるスイッチＳＷ１とを備えて構成される。図６の積分回路では、スイッチＳＷ１の接点ａ側に切り換えたときの積分回路の積分定数と、スイッチＳＷ１の接点ｂ側に切り換えたときの積分回路の積分定数とを互いに異なるように設定しておき、切換信号ＳＷＳに同期して、スイッチＳＷ１を接点ａから接点ｂに切り換え、もしくは、接点ｂから接点ａに切り換える。これにより、当該積分回路の積分定数を変化させて、受信した無線信号の搬送波周波数をオフセット補正することを特徴としている。

第３の実施形態．
図７は本発明の第３の実施形態に係る無線受信装置の中間周波増幅器２３に設けられるアナログフィルタの積分回路を示す回路図である。図７のアナログフィルタの積分回路は、入力端子Ｔ１１と出力端子Ｔ１２との間に、入力抵抗Ｒ１と、演算増幅器Ａ１１と、その帰還抵抗Ｒ１２及びそれに並列に接続される回路とを備えて構成される。ここで、帰還抵抗Ｒ１２及びそれに並列に接続される回路は、２個のキャパシタＣ１１，Ｃ１２（互いに異なる容量を有する。）を切換信号ＳＷＳに同期して選択的に切り換えて接続するスイッチＳＷ２を備えて構成される。図７の積分回路では、スイッチＳＷ２の接点ａ側に切り換えたときの積分回路の積分定数と、スイッチＳＷ２の接点ｂ側に切り換えたときの積分回路の積分定数とを互いに異なるように設定しておき、切換信号ＳＷＳに同期して、スイッチＳＷ２を接点ａから接点ｂに切り換え、もしくは、接点ｂから接点ａに切り換える。これにより、当該積分回路の積分定数を変化させて、受信した無線信号の搬送波周波数をオフセット補正することを特徴としている。

第４の実施形態．
図８は本発明の第４の実施形態に係る無線受信装置の中間周波増幅器２３に設けられるトランスバーサルフィルタを示す回路図である。

図８において、入力端子Ｔ２１と出力端子Ｔ２２との間にトランスバーサルフィルタが挿入される。入力端子Ｔ２１を介して入力される中間周波信号は、スイッチＳＷ４の接点ａ側を介して、クロックＣＬＫに同期して所定の遅延時間のみ入力信号をそれぞれ遅延させる複数Ｎ個の遅延器６１−１乃至６１−Ｎ並びにスイッチＳＷ５−Ｎの接点ａ側及び緩衝増幅器６３−Ｎを介して加算器６４に出力されるとともに、スイッチＳＷ４の接点ａ側、スイッチＳＷ５−０の接点ａ側及び緩衝増幅器６３−０を介して加算器６４に出力される。また、遅延器６１−１から出力される中間周波信号はスイッチＳＷ５−１の接点ａ側及び緩衝増幅器６３−１を介して加算器６４に出力され、以下同様にして、遅延器６１−ｎ（ｎ＝２，３，…，Ｎ−１）から出力される中間周波信号はスイッチＳＷ５−ｎの接点ａ側及び緩衝増幅器６３−ｎを介して加算器６４に出力される。また、入力端子Ｔ２１を介して入力される中間周波信号は、スイッチＳＷ４の接点ｂ側を介して、クロックＣＬＫに同期して所定の遅延時間のみ入力信号をそれぞれ遅延させる複数Ｎ個の遅延器６２−１乃至６２−Ｎ並びにスイッチＳＷ５−Ｎの接点ｂ側及び緩衝増幅器６３−Ｎを介して加算器６４に出力されるとともに、スイッチＳＷ４の接点ｂ側、スイッチＳＷ５−０の接点ｂ側及び緩衝増幅器６３−０を介して加算器６４に出力される。また、遅延器６２−１から出力される中間周波信号はスイッチＳＷ５−１の接点ｂ側及び緩衝増幅器６３−１を介して加算器６４に出力され、以下同様にして、遅延器６２−ｎ（ｎ＝２，３，…，Ｎ−１）から出力される中間周波信号はスイッチＳＷ５−ｎの接点ｂ側及び緩衝増幅器６３−ｎを介して加算器６４に出力される。加算器６４は入力される（Ｎ＋１）個の信号を加算した後、増幅器６５を介して出力端子Ｔ２２から出力する。

以上のように構成されたトランスバーサルフィルタにおいては、スイッチＳＷ３−１乃至ＳＷ３−Ｎ、スイッチＳＷ４、及びスイッチＳＷ５−０乃至ＳＷ５−Ｎが、コントローラ２０からの切換信号ＳＷＳに同期してそれぞれ、接点ａ側から接点ｂ側に切り換えられ、もしくは、接点ｂ側から接点ａ側に切り換えられ、対応するアレーアンテナ１００の放射パターンに応じてトランスバーサルフィルタの処理回路を切り換え、これにより、受信された無線信号に対して適切に波形等価処理を実行して受信した無線信号の搬送波周波数をオフセット補正することができる。

第５の実施形態．
図９は本発明の第５の実施形態に係る無線受信装置の中間周波増幅器２３に設けられるトランスバーサルフィルタを示す回路図である。図９のトランスバーサルフィルタは、帰還差動型であって、図８のトランスバーサルフィルタに比較して以下の構成が異なる。
（１）スイッチＳＷ４の前段に、加算器６４に代えて加算器７１を設けたこと。
（２）加算器７１は、入力端子Ｔ３１からの中間周波信号から緩衝増幅器６３−０乃至６３−Ｎからの各信号を減算しその減算結果の信号を、スイッチＳＷ４の接点ａ側を介して遅延器６１−１に出力するとともに、スイッチＳＷ４の接点ｂ側を介して遅延器６２−１に出力する。また、加算器７１は減算結果の信号を増幅器６５を介して出力端子Ｔ３２から出力する。

以上のように構成されたトランスバーサルフィルタにおいては、スイッチＳＷ３−１乃至ＳＷ３−Ｎ、スイッチＳＷ４、及びスイッチＳＷ５−０乃至ＳＷ５−Ｎが、コントローラ２０からの切換信号ＳＷＳに同期してそれぞれ、接点ａ側から接点ｂ側に切り換えられ、もしくは、接点ｂ側から接点ａ側に切り換えられ、対応するアレーアンテナ１００の放射パターンに応じてトランスバーサルフィルタの処理回路を切り換え、これにより、受信された無線信号に対して適切に波形等価処理を実行して受信した無線信号の搬送波周波数をオフセット補正することができる。

図１０（ａ）は図２の３素子アレーアンテナ１００の可変容量ダイオードＤ１，Ｄ２の静電容量（Ｃ_１，Ｃ_２）を（８，０．８）［ｐＦ］に設定したときの水平面指向性パターンを示す図であり、図１０（ｂ）はそのときの方位角φ（度）に対する放射波の位相の変化を示すグラフである。図１１（ａ）は図２の３素子アレーアンテナ１００の可変容量ダイオードＤ１，Ｄ２の静電容量（Ｃ_１，Ｃ_２）を（０．８，８）［ｐＦ］に設定したときの水平面指向性パターンを示す図であり、図１１（ｂ）はそのときの方位角φ（度）に対する放射波の位相の変化を示すグラフである。

図１及び図２の第１の実施形態においては、上述のように、指向性ダイバーシチのブランチ切り換えのために、可変容量ダイオードＤ１，Ｄ２の静電容量Ｃ１，Ｃ２の値を切り換えることで行う。ここで、静電容量値は市販の可変容量ダイオードＤ１，Ｄ２で実現でき、本実施例においては、（Ｃ１，Ｃ２）＝（８，０．８）又は（０．８，８）［ｐＦ］に設定した。アレーアンテナ１００を形成した誘電体基板として、基板厚１．６ｍｍのＦＲ−４ガラスエポキシ材料にてなり、その材料パラメータは比誘電率εｒ＝４．２、誘電損失ｔａｎδ＝０．０２であった。素子間隔ｄ＝０．０５λ_０とした。ここで、λ_０は５００ＭＨｚでの波長である。指向性パターンはモーメント法電磁界シミュレーターＩＥ３Ｄのシミュレーション結果を使用した。同パターンを図１０及び図１１に示す。ここで、図１０は、車両５０の前方方向の指向性を有する放射パターンであり、図１１は、車両５０の後方方向の指向性を有する放射パターンである。

次いで、発明者により実行された計算機シミュレーションとその結果について以下に説明する。図１２は本発明の実施例に係る移動受信の伝搬モデルであって、（ａ）は時刻ｔ＝ｔ_１における状態の平面図であり、図１２（ｂ）は時刻ｔ＝ｔ_２における状態の平面図であり、図１２（ｃ）は時刻ｔ＝ｔ_３における状態の平面図である。図１２の移動受信の伝搬モデルにおいて、各矢印の太さは電力の大きさを表す。レイリーフェージングを設定するにあたり、ポアソン過程に従って発生や消滅を繰り返す、複数の独立な素波が存在する想定した（例えば、非特許文献７参照。）。平均素波数を１００とし、各素波の発生から消滅までの平均存在区間長を２０メーターのフラットフェージングを仮定し、各素波の位相は０〜２πの一様分布に従うとする。表１にシミュレーションパラメータを示し、図１３にシミュレーションモデルのシステムの構成図を示す。

［表１］
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最大ドップラー周波数ｆｄ ５Ｈｚ、２０Ｈｚ
遅延スプレッド ０ｓｅｃ
平均素波数 １００
素波の平均存在区間長 ２０メーター
変調方式 ６４ＱＡＭ
サブキャリア数 ５６１７
有効シンボル長 １ｍｓｅｃ
ＧＩ長 １２５μｓｅｃ
しきい値Ｃ／Ｎ １７ｄＢ
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アンテナ及び 無指向性アンテナ（ａ）
ダイバーシチブランチ アレーアンテナ１００（ｂ）（ｃ）
無指向性アンテナの空間ダイバーシチ（ｇ）
アレーアンテナ１００の空間ダイバーシチ（ｄ）（ｅ）（ｆ）
アレーアンテナ１００の指向性ダイバーシチ（ｈ）（ｉ）
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図１３のシミュレーションモデルのシステムにおいて、入力データは６４ＱＡＭマッピング回路７１に入力されて、６４ＱＡＭで変調されてマッピングされた後、ＩＤＦＴ回路７２に入力される。ＩＤＦＴ回路７２は入力される変調されたデータ信号を離散逆フーリエ変換した後、ＧＩ挿入回路７３でＧＩが公知の通り挿入され、それぞれ平坦な周波数特性を有する通信路であるマルチパスフェージングチャンネル７４，７５に送信される。これらのチャンネル７４，７５で伝搬された信号が空間ダイバーシチを構成するアンテナ７６ａ，７６ｂで受信された後、コントローラ８０により制御されるスイッチ７７により、アンテナ７６ａ，７６ｂでそれぞれ受信された２つの信号のうち１つの信号を選択的に受信し、加算器７８に出力される。加算器７８は入力される受信信号と、所定の白色ガウス雑音とを加算した後、ＧＩ除去回路８１及び電力検出器７９に出力する。電力検出器７９は入力される受信信号の信号電力レベルを検出してコントローラ８０に出力し、コントローラ８０は入力される受信信号の信号電力レベルを所定のしきい値Ｐｔｈと比較し、しきい値Ｐｔｈ未満であるときにスイッチ７７を現在の接点から他方の接点に切り換えるように制御する。一方、ＧＩ除去回路８１は入力された受信信号の中からＧＩを除去した後、ＤＦＴ回路８２に出力し、ＤＦＴ回路８２は入力される受信信号を離散フーリエ変換した後、チャンネル比較器８３及びチャンネル評価器８４に出力する。チャンネル評価器８４は入力される受信信号について所定のパイロットシンボルを検出してチャンネル検出器８３に出力し、チャンネル比較器８３は入力される受信信号に基づいて、検出されたパイロットシンボルを参照して受信信号のシンボルデータを得て６４ＱＡＭデマッピング回路８５に出力する。６４ＱＡＭデマッピング回路８５は、入力されるシンボルデータについて６４ＱＡＭ復調処理を実行しかつデマッピング処理を行ってベースバンドデータ信号を得てＢＥＲ測定器８６に出力し、ＢＥＲ測定器８６は入力されるベースバンドデータ信号について所定の参照データとの照合に基づいてビットエラーレート（ＢＥＲ）を測定して表示出力する。なお、図１３のシステムの受信側は、図１の無線受信装置と同様の構成を有する。

図１４は、本発明の実施例に係るアンテナ切り換えダイバーシチを用いたときの受信信号の電力レベルの時間変化を示すグラフである。本実施例では、スイッチ・アンド・ステイ法を用いてダイバーシチブランチ及び放射パターンを切り換えている（例えば、非特許文献２参照。）。すなわち、各シンボルの受信電力としきい値Ｐｔｈとを比較し、しきい値Ｐｔｈを下回った場合に切り換え、次のシンボルから他方のブランチで受信する。いったん切り換えると受信電力がしきい値Ｐｔｈ未満であっても新しいブランチでそのまま受信し、再び受信電力がしきい値Ｐｔｈを下回るまで切り換えを行わない。切り換えはシンボルとシンボルの間で理想的に行われるものとした。しきい値Ｃ／Ｎ（Ｐｔｈ）（以下、搬送波対雑音電力比をＣ／Ｎという。）は静止時においてビット誤り率１×１０^−２を実現するＣ／Ｎより若干小さい１７ｄＢに設定した。

図１５は、本発明の実施例に係る指向性／空間ダイバーシチブランチを用いたときの放射パターンを示す図であって、図１５（Ａ）はダイバーシチ無しの１つのブランチを用いたときの放射パターンを示す平面図であり、図１５（Ｂ）は切り換えダイバーシチを用いたときの放射パターンを示す平面図である。シミュレーションでは、図１５に示すような９種類の放射パターン、無指向性アンテナ（ａ）、指向性アンテナ（アレーアンテナ１００）（ｂ）、（ｃ）、アレーアンテナ１００の空間ダイバーシチ（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）、無指向性アンテナの空間ダイバーシチ（ｇ）、アレーアンテナ１００の指向性ダイバーシチ（ｈ）、（ｉ）を使用した。空間ダイバーシチの各ブランチは無相関とした。

次いで、シミュレーション結果について以下に説明する。まず、それぞれの場合のレベル交差回数と切り換え回数を比較した。これらの結果を以下に示す。

図１６は、図１３のシミュレーションモデルのシステムについてのシミュレーション結果であって、ダイバーシチ無しのときに、平均化された受信信号によって正規化されたしきい値レベルに対するドップラー周波数によって正規化されたレベル交差回数を示すグラフである。図１６において、（ａ）はダイバーシチ無しの無指向性アンテナの場合であって、（ｂ）及び（ｃ）はアレーアンテナ１００を用いた指向性アンテナの場合である。図１７は、図１３のシミュレーションモデルのシステムについてのシミュレーション結果であって、アレーアンテナ１００による空間ダイバーシチのときに、平均化された受信信号によって正規化されたしきい値レベルに対するドップラー周波数によって正規化されたレベル交差回数を示すグラフである。図１７において、（ｄ），（ｅ），（ｆ）はいずれもアレーアンテナ１００の空間ダイバーシチを用いた場合である。図１８は、図１３のシミュレーションモデルのシステムについてのシミュレーション結果であって、無指向性アンテナによる空間ダイバーシチ及びアレーアンテナ１００による指向性ダイバーシチのときに、平均化された受信信号によって正規化されたしきい値レベルに対するドップラー周波数によって正規化されたレベル交差回数を示すグラフである。図１８において、（ｇ）は無指向性アンテナの空間ダイバーシチの場合であり、（ｈ）及び（ｉ）はアレーアンテナ１００の指向性ダイバーシチの場合である。

すなわち、レベル交差回数を図１６に示し、切り換え回数を図１７及び図１８に示す。各図には、非特許文献２から得られる無指向性アンテナのレベル交差回数の理論値を表示した。図１６から分かるように無指向性アンテナのシミュレーション結果は理論値とほぼ一致し、アレーアンテナ１００（ｂ）と（ｃ）とではレベル交差回数に大きな差はなかった。また、図１７及び図１８から分かるように、移動体の前後方向のビームで切り換えダイバーシチを行う（ｄ）と（ｈ）は移動体の左右方向のビームで切り換えダイバーシチを行う（ｅ）や（ｉ）よりも切り換え回数は少なくなった。移動体の左右方向のビームで空間ダイバーシチを行う（ｅ）と指向性ダイバーシチを行う（ｉ）とでは切り換え回数に大きな差は見られなかった。移動体の前後方向のビームで指向性ダイバーシチを行う（ｈ）が最も切り換え回数が少なく、無指向性アンテナの空間ダイバーシチ（ｇ）に比べ平均受信電力で正規化されたしきい値レベル−１４ｄＢ以上−４ｄＢ以下の範囲において切り換え回数は約４０％低減されている。

図１９は、図１３のシミュレーションモデルのシステムについてのシミュレーション結果であって、最大ドップラー周波数ｆｄ＝５Ｈｚのときの１つのブランチの場合における搬送波対雑音電力比に対するビットエラーレート（ＢＥＲ）を示すグラフである。図２０は、図１３のシミュレーションモデルのシステムについてのシミュレーション結果であって、最大ドップラー周波数ｆｄ＝２０Ｈｚのときの１つのブランチの場合における搬送波対雑音電力比に対するビットエラーレート（ＢＥＲ）を示すグラフである。すなわち、図１９及び図２０において、アンテナ１本の場合のビット誤り率特性を示す。図１９及び図２０から明らかなように、最大ドップラー周波数ｆｄが５Ｈｚの場合は結果に大きな差はないが、２０Ｈｚではドップラー効果の影響を受けにくい、移動体の左方向にビームを向けたアレーアンテナ１００（ｃ）が他のアンテナより性能が良くなった。図２０のＣ／Ｎの高い部分ではパイロットシンボル間のランダムＦＭ雑音が原因の位相の急激な変化によって生じる伝送路推定における誤差によりノイズフロアが発生している。

図２１は、図１３のシミュレーションモデルのシステムについてのシミュレーション結果であって、最大ドップラー周波数ｆｄ＝５Ｈｚのときのアレーアンテナ１００による空間ダイバーシチの場合における搬送波対雑音電力比に対するビットエラーレート（ＢＥＲ）を示すグラフである。図２２は、図１３のシミュレーションモデルのシステムについてのシミュレーション結果であって、最大ドップラー周波数ｆｄ＝５Ｈｚのときの無指向性アンテナによる空間ダイバーシチ及びアレーアンテナ１００による指向性ダイバーシチの場合における搬送波対雑音電力比に対するビットエラーレート（ＢＥＲ）を示すグラフである。図２３は、図１３のシミュレーションモデルのシステムについてのシミュレーション結果であって、最大ドップラー周波数ｆｄ＝２０Ｈｚのときのアレーアンテナ１００による空間ダイバーシチの場合における搬送波対雑音電力比に対するビットエラーレート（ＢＥＲ）を示すグラフである。図２４は、図１３のシミュレーションモデルのシステムについてのシミュレーション結果であって、最大ドップラー周波数ｆｄ＝２０Ｈｚのときの無指向性アンテナによる空間ダイバーシチ及びアレーアンテナ１００による指向性ダイバーシチの場合における搬送波対雑音電力比に対するビットエラーレート（ＢＥＲ）を示すグラフである。

すなわち、図２１乃至図２４に切り換えダイバーシチのビット誤り率特性を示す。各図には参考として無指向性アンテナ１本の場合のビット誤り率を表示している。図２１乃至図２４から、指向性アンテナを用いてダイバーシチ受信を行うとビット誤り率特性を改善できることが分かる。切り換え回数と同様に、移動体の左右方向のビームで空間ダイバーシチを行う（ｅ）と指向性ダイバーシチを行う（ｉ）とでは特性に大きな差は見られず、移動体の前後方向のビームで切り換えダイバーシチを行う（ｄ）と（ｈ）で特性が良くなった。特に切り換え回数が最も少なかった、移動体の前後方向のビームで指向性ダイバーシチを行う（ｈ）が最もビット誤り率特性を改善した。図２４から符号化率３／４と７／８の畳み込み符号とリードソロモン符号の誤り訂正符号によって訂正可能であるビット誤り率１×１０^−２（例えば、非特許文献９参照。）において約４ｄＢのダイバーシチ利得が得られた。無指向性アンテナの空間ダイバーシチは切り換えによって生じる伝送路推定における誤差が原因でかえって無指向性アンテナ１本より特性は劣化した。

以上説明したように本実施形態によれば、地上デジタル放送の指向性切り換えダイバーシチ受信特性を切り換えにより生じる伝送路等化における誤差を考慮して計算機シミュレーションを用いて評価し、指向性切り換えダイバーシチの有用性を示した。特に、移動体の前後方向のビームで指向性切り換えダイバーシチ受信を行うと、最も特性が改善し、切り換え回数は４０％低減、最大ドップラー周波数２０Ｈｚビット誤り率１×１０^−２において最大ダイバーシチ利得４ｄＢが得られた。

以上の実施形態においては、車両５０の前後方向にビーム方向を有する２つの放射パターンを形成するためにアレーアンテナ１００を用いているが、本発明はこれに限らず、これら２つの放射パターンを選択的に切り換え可能なアンテナ装置であればよい。

以上詳述したように、本発明に係る無線受信装置によれば、検出した信号レベルが所定のしきい値未満となったときに放射パターンを選択的に切り換えるので、アンテナ切り換え時におけるエラーの発生を低減し、地上デジタルテレビジョン放送波の移動体受信時における受信特性を従来技術に比較して向上させることができる。また、上記放射パターンの切り換えに同期して、上記受信された受信信号の搬送波周波数をオフセット補正するので、地上デジタルテレビジョン放送波の移動体受信時における受信特性を従来技術に比較してさらに向上させることができる。

本発明の第１の実施形態に係る、空間ダイバーシチアンテナである３素子アレーアンテナ１００を備えた無線受信装置の構成を示すブロック図である。 図１の３素子アレーアンテナ１００の構造を示す正面図である。 第１の実施形態に係る図１の無線受信装置を搭載した車両５０がＸ軸の方向５１に進行するときに地上デジタル放送波５２を、Ｘ軸に対する方位角φで受信する場合を示す平面図である。 図３の場合において、方位角φに対する、フェージングで変化する受信信号レベルｆｄｃｏｓφを示すグラフである。 図１の無線受信装置のＧＩ比較回路３４によるＧＩ比較処理を示す図である。 本発明の第２の実施形態に係る無線受信装置の中間周波増幅器２３に設けられるアナログフィルタの積分回路を示す回路図である。 本発明の第３の実施形態に係る無線受信装置の中間周波増幅器２３に設けられるアナログフィルタの積分回路を示す回路図である。 本発明の第４の実施形態に係る無線受信装置の中間周波増幅器２３に設けられるトランスバーサルフィルタを示す回路図である。 本発明の第５の実施形態に係る無線受信装置の中間周波増幅器２３に設けられるトランスバーサルフィルタを示す回路図である。 （ａ）は図２の３素子アレーアンテナ１００の可変容量ダイオードＤ１，Ｄ２の静電容量（Ｃ_１，Ｃ_２）を（８，０．８）［ｐＦ］に設定したときの水平面指向性パターンを示す図であり、（ｂ）はそのときの方位角φ（度）に対する放射波の位相の変化を示すグラフである。 （ａ）は図２の３素子アレーアンテナ１００の可変容量ダイオードＤ１，Ｄ２の静電容量（Ｃ_１，Ｃ_２）を（０．８，８）［ｐＦ］に設定したときの水平面指向性パターンを示す図であり、（ｂ）はそのときの方位角φ（度）に対する放射波の位相の変化を示すグラフである。 本発明の実施例に係る移動受信の伝搬モデルであって、（ａ）は時刻ｔ＝ｔ_１における状態の平面図であり、（ｂ）は時刻ｔ＝ｔ_２における状態の平面図であり、（ｃ）は時刻ｔ＝ｔ_３における状態の平面図である。 本発明の実施例に係るシミュレーションモデルのシステムを示すブロック図である。 本発明の実施例に係るアンテナ切り換えダイバーシチを用いたときの受信信号の電力レベルの時間変化を示すグラフである。 本発明の実施例に係る指向性／空間ダイバーシチブランチを用いたときの放射パターンを示す図であって、（Ａ）はダイバーシチ無しの１つのブランチを用いたときの放射パターンを示す平面図であり、（Ｂ）は切り換えダイバーシチを用いたときの放射パターンを示す平面図である。 図１３のシミュレーションモデルのシステムについてのシミュレーション結果であって、ダイバーシチ無しのときに、平均化された受信信号によって正規化されたしきい値レベルに対するドップラー周波数によって正規化されたレベル交差回数を示すグラフである。 図１３のシミュレーションモデルのシステムについてのシミュレーション結果であって、アレーアンテナ１００による空間ダイバーシチのときに、平均化された受信信号によって正規化されたしきい値レベルに対するドップラー周波数によって正規化されたレベル交差回数を示すグラフである。 図１３のシミュレーションモデルのシステムについてのシミュレーション結果であって、無指向性アンテナによる空間ダイバーシチ及びアレーアンテナ１００による指向性ダイバーシチのときに、平均化された受信信号によって正規化されたしきい値レベルに対するドップラー周波数によって正規化されたレベル交差回数を示すグラフである。 図１３のシミュレーションモデルのシステムについてのシミュレーション結果であって、最大ドップラー周波数ｆｄ＝５Ｈｚのときの１つのブランチの場合における搬送波対雑音電力比に対するビットエラーレート（ＢＥＲ）を示すグラフである。 図１３のシミュレーションモデルのシステムについてのシミュレーション結果であって、最大ドップラー周波数ｆｄ＝２０Ｈｚのときの１つのブランチの場合における搬送波対雑音電力比に対するビットエラーレート（ＢＥＲ）を示すグラフである。 図１３のシミュレーションモデルのシステムについてのシミュレーション結果であって、最大ドップラー周波数ｆｄ＝５Ｈｚのときのアレーアンテナ１００による空間ダイバーシチの場合における搬送波対雑音電力比に対するビットエラーレート（ＢＥＲ）を示すグラフである。 図１３のシミュレーションモデルのシステムについてのシミュレーション結果であって、最大ドップラー周波数ｆｄ＝５Ｈｚのときの無指向性アンテナによる空間ダイバーシチ及びアレーアンテナ１００による指向性ダイバーシチの場合における搬送波対雑音電力比に対するビットエラーレート（ＢＥＲ）を示すグラフである。 図１３のシミュレーションモデルのシステムについてのシミュレーション結果であって、最大ドップラー周波数ｆｄ＝２０Ｈｚのときのアレーアンテナ１００による空間ダイバーシチの場合における搬送波対雑音電力比に対するビットエラーレート（ＢＥＲ）を示すグラフである。 図１３のシミュレーションモデルのシステムについてのシミュレーション結果であって、最大ドップラー周波数ｆｄ＝２０Ｈｚのときの無指向性アンテナによる空間ダイバーシチ及びアレーアンテナ１００による指向性ダイバーシチの場合における搬送波対雑音電力比に対するビットエラーレート（ＢＥＲ）を示すグラフである。 従来技術の問題点を示す地上デジタルテレビジョン放送波のＯＦＤＭフレームを示す図である。 地上デジタルテレビジョン放送波を受信するときの車両５０の前後方向に対する切り換えダイバーシチを示す平面図である。 地上デジタルテレビジョン放送波を受信するときの車両５０の前後方向及び斜め方向に対する切り換えダイバーシチを示す平面図である。

符号の説明

１０…給電素子、
１１，１２…無給電素子、
２０…コントローラ、
２０ｍ…テーブルメモリ、
２１…低雑音高周波増幅器、
２２…周波数変換器、
２３…中間周波増幅器、
３０…ＯＦＤＭ復調回路、
３１…Ａ／Ｄ変換器、
３２…ＧＩ除去回路、
３３…加算器、
３４…ＧＩ比較回路、
３５，３９…低域通過フィルタ（ＬＰＦ）、
３６…ＤＦＴ回路、
３７…シンボル判定器、
３８…ＳＣ検出器、
４０…Ｐ／Ｓ変換器、
４１…復号器、
５０…車両、
５１…進行方向、
６１−０乃至６１−Ｎ，６２−０乃至６２−Ｎ…遅延器、
６３−０乃至６３−Ｎ…緩衝増幅器、
６４，７１…加算器、
６５…増幅器、
１００…アレーアンテナ、
Ａ１１…演算増幅器、
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ１１，Ｃ１２…キャパシタ、
Ｄ１，Ｄ２…可変容量ダイオード、
Ｌ１，Ｌ２…高周波阻止用インダクタ、
Ｐ…給電点、
Ｒ１，Ｒ１１，Ｒ１２，
ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３−１乃至ＳＷ３−Ｎ，ＳＷ４，ＳＷ５−０乃至ＳＷ５−Ｎ…スイッチ、
Ｔ１，Ｔ１１，Ｔ２１，Ｔ３１…入力端子、
Ｔ２，Ｔ１２，Ｔ２２，Ｔ３２…出力端子。

Claims (2)

1. 移動体に設けられた無線受信装置において、
   上記移動体の進行方向に対して実質的にビーム方向を有する第１の放射パターンと、上記移動体の進行方向の逆方向に対して実質的にビーム方向を有する第２の放射パターンとを有するアンテナ装置と、
   上記アンテナ装置により受信された受信信号の信号レベルを検出し、検出した信号レベルが所定のしきい値未満となったときに、上記第１の放射パターンから上記第２の放射パターンに切り換え、もしくは、上記第２の放射パターンから上記第１の放射パターンに切り換えるようにアンテナ装置を制御する制御手段とを備えたことを特徴とする無線受信装置。
2. 上記制御手段は、上記放射パターンの切り換えに同期して、上記受信された受信信号の搬送波周波数をオフセット補正することを特徴とする請求項１記載の無線受信装置。
   

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