JP2007266509A - Radio wave absorber - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、高出力半導体装置を内部に実装したメタルパッケージ内の不要輻射を吸収する電波吸収体に関し、特にマイクロ波帯で波長依存性のある電波吸収体に関する。 The present invention relates to a radio wave absorber that absorbs unnecessary radiation in a metal package in which a high-power semiconductor device is mounted, and more particularly to a radio wave absorber that is wavelength-dependent in the microwave band.
遠距離のマイクロ波通信やレーダ等のために高出力の半導体増幅器が使用されている。これらの高出力増幅器を実現するにあたり、高出力半導体であるパワートランジスタはメタルパッケージに実装される。 High-power semiconductor amplifiers are used for long-distance microwave communications and radar. In realizing these high-power amplifiers, a power transistor that is a high-power semiconductor is mounted on a metal package.
ところがパッケージを金属蓋等で完全に密閉してしまうと、内部において不要な輻射が起こり増幅器の入出力間アイソレーションを悪化させてしまう問題点があった。
そこで従来から、下記特許文献１に記載されているように、パッケージ内のトランジスタと対向する面に電波吸収性のある所定の材質の電波吸収体を配置することが考えられている。
However, if the package is completely sealed with a metal lid or the like, there is a problem that unnecessary radiation occurs inside and the isolation between the input and output of the amplifier is deteriorated.
Therefore, conventionally, as described in Patent Document 1 below, it has been considered to arrange a radio wave absorber made of a predetermined material having radio wave absorptivity on a surface of a package facing a transistor.
電波吸収性を有するものとして、例えばフェライト等が用いられるが、パッケージ内部に配置された電波吸収体は、不要輻射を吸収するだけではなく、信号路を流れる信号成分のエネルギーもパッケージ内部の空間を介して分岐させ吸収するので、本来増幅すべき信号を減衰させる性質がある。 For example, ferrite or the like is used as a material having radio wave absorptivity, but the radio wave absorber disposed inside the package not only absorbs unnecessary radiation, but also the energy of the signal component flowing through the signal path in the space inside the package. Therefore, the signal to be amplified is attenuated.
フェライトにより電波吸収量を大きくしようとすると、フェライトの電波吸収量は波長依存性がないため、伝送信号に損失を与えるので、あまり電波吸収量を大きくすることはできない。 If an attempt is made to increase the amount of radio wave absorption by ferrite, the radio wave absorption amount of ferrite does not depend on the wavelength, and therefore the transmission signal is lost. Therefore, the amount of radio wave absorption cannot be increased too much.
もう一つの従来の電波吸収体の例は、下記特許文献２に開示されているように、その厚さの４倍の波長の電波を吸収するもの、すなわち、電波吸収量に波長依存性があり、吸収しようとする波長の４分の１の厚さを有する４分の１波長電波吸収体である。 Another example of a conventional wave absorber is one that absorbs a radio wave having a wavelength that is four times the thickness thereof, as disclosed in Patent Document 2 below, that is, the radio wave absorption amount is wavelength-dependent. A quarter-wave absorber having a thickness of one-fourth of the wavelength to be absorbed.
図１６は４分の１波長電波吸収体６００の構造を示す図である。金属膜６３０の上に樹脂フィルム６２０が配置され、その上に抵抗膜６１０がコーティングされている。抵抗膜６１０は例えば表面抵抗が３６７Ω／□のニッケルクロムなどで作成される。樹脂フィルム（ポリイミド）６１０として比誘電率εｒ＝３のものを用いると、その厚さは、１０ＧＨｚで４．３mm程度になるため、このサイズでは小型化が求められるパッケージ内部での使用は困難であった。
高出力半導体が実装されたパッケージ内の電波を吸収する電波吸収体において、電波吸収量に波長依存性があり、小型化が求められるパッケージ内部での使用が可能な薄型電波吸収体を提供する。 In a radio wave absorber that absorbs radio waves in a package on which a high-power semiconductor is mounted, there is provided a thin radio wave absorber that has a wavelength dependency in the amount of radio wave absorption and can be used inside a package that is required to be downsized.
本発明によれば、アンテナの電波受信特性による特定の周波数帯域に対する電波吸収手段を備えた電波吸収体が提供される。
また、本発明によれば、前記アンテナは、パッチアンテナとする電波吸収体である。
ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the electromagnetic wave absorber provided with the electromagnetic wave absorption means with respect to the specific frequency band by the electromagnetic wave reception characteristic of an antenna is provided.
According to the invention, the antenna is a radio wave absorber that is a patch antenna.
さらに、本発明は、薄膜基板にAu、Cuなどの金属配線を用いて作製されたアンテナ回路の給電線を、ニッケルクロム等で同一基板上に作製された抵抗素子に接続してもよい。 Further, in the present invention, a feeding wire of an antenna circuit manufactured using a metal wiring such as Au or Cu on a thin film substrate may be connected to a resistance element manufactured on the same substrate using nickel chrome or the like.
本発明によれば、アンテナの受信周波数特性により、電波吸収量に周波数依存性を持たせることができる。また、マイクロ波帯において、数１００μｍ程度の薄膜基板にアンテナ回路を作り込むことができるので、電波吸収量に周波数依存性を持ち、小型化が求められるパッケージ内部での使用が可能な厚さの薄い電波吸収体を実現することができる。 According to the present invention, the radio wave absorption amount can be given frequency dependency by the reception frequency characteristic of the antenna. In the microwave band, an antenna circuit can be built on a thin film substrate of about several hundreds μm, so that the amount of radio wave absorption has a frequency dependency and can be used inside a package that requires downsizing. A thin wave absorber can be realized.
更に、アンテナ回路と抵抗素子を同一基板上に作りこむことにより高い設計精度も実現することが可能である。 Furthermore, high design accuracy can be realized by forming the antenna circuit and the resistance element on the same substrate.
まず、本発明の実施態様１について説明する。
本発明の実施態様１の電波吸収体は、アンテナ素子としてパッチアンテナを採用し、同一基板上に作製されたアンテナ素子と抵抗素子の組み合わせからなるものである。アンテナ素子は空気中の電波を薄膜基板上の配線上の高周波信号に変換することができる。また、変換された高周波信号は給電線を介して抵抗素子で吸収することができる。
First, Embodiment 1 of the present invention will be described.
The radio wave absorber according to the first embodiment of the present invention employs a patch antenna as an antenna element, and includes a combination of an antenna element and a resistance element manufactured on the same substrate. The antenna element can convert radio waves in the air into high frequency signals on the wiring on the thin film substrate. Further, the converted high-frequency signal can be absorbed by the resistance element via the feeder line.
上記アンテナ素子は波長の３０分の１程度の基板の厚みでも十分高い変換利得を実現できることから、従来の４分の１波長電波吸収体に比較しておよそ８分の１程度に大幅に基板を薄くすることができる。 Since the antenna element can realize a sufficiently high conversion gain even with a substrate thickness of about one-third of the wavelength, the substrate is greatly reduced to about one-eighth compared to the conventional quarter-wave absorber. Can be thinned.
ところで、良好な吸収量を実現するためには、アンテナ素子で変換された高周波信号が抵抗素子で反射することを防がなければならない。そのためにはアンテナ素子を送信機側に相当する抵抗素子側から見た入力インピーダンスと抵抗素子のインピーダンスは複素共役になっていなければならないが、ワイヤなどを用いて別の基板に作製されたアンテナ素子と抵抗素子を接続するとワイヤに寄生するインダクタ成分がインピーダンス整合を阻害することになる。 By the way, in order to realize a good amount of absorption, it is necessary to prevent the high-frequency signal converted by the antenna element from being reflected by the resistance element. For this purpose, the input impedance when the antenna element is viewed from the resistance element side corresponding to the transmitter side and the impedance of the resistance element must be complex conjugate, but the antenna element manufactured on another substrate using a wire etc. When the resistor element is connected, an inductor component parasitic on the wire impedes impedance matching.
そこで本実施態様では、同一基板上にアンテナ素子と抵抗素子を作製することで不要な寄生インダクタを除去することができる。
図１は上記実施態様１の実施例を説明する図であり、図１（ａ）は全体斜視図、図１（ｂ）は正面図と断面図である。
Therefore, in this embodiment, an unnecessary parasitic inductor can be removed by manufacturing an antenna element and a resistance element on the same substrate.
1A and 1B are diagrams for explaining an example of the first embodiment. FIG. 1A is an overall perspective view, and FIG. 1B is a front view and a cross-sectional view.
本実施例では、アンテナ素子として放射導体１０が方形の方形パッチアンテナ１を用いたものである。放射導体１０の一辺の長さは吸収しようとする電波の基板中の波長の２分の１である。 In this embodiment, a rectangular patch antenna 1 having a rectangular radiation conductor 10 is used as an antenna element. The length of one side of the radiation conductor 10 is half of the wavelength in the substrate of the radio wave to be absorbed.
図に示すように、方形パッチアンテナ１の放射導体１０の一辺の中央に辺と直角方向に給電線２０が接続され、給電線２０のもう一方の端子には、抵抗素子としてニッケルクロム等で作製された抵抗膜３０が接続されている。そして、これらは、アルミナ、窒化アルミ等で作製されるセラミック薄膜基板５０上に形成されている。 As shown in the figure, a feeding line 20 is connected to the center of one side of the radiation conductor 10 of the rectangular patch antenna 1 in a direction perpendicular to the side, and the other terminal of the feeding line 20 is made of nickel chrome or the like as a resistance element. The resistance film 30 is connected. These are formed on a ceramic thin film substrate 50 made of alumina, aluminum nitride or the like.
セラミック薄膜基板５０の裏側には方形パッチアンテナ１の接地導体６０が配置され、接地導体６０と抵抗膜３０の間はビア４０で接続されている。
上記のような構成の本実施例の電波吸収体においては、セラミック薄膜基板５０に比誘電率εｒ＝１０のアルミナを用いると、１０ＧＨｚの周波数のセラミック薄膜基板５０内の波長は約９．３ｍｍで、セラミック薄膜基板５０の厚さはその３０分の１の０．３１ｍｍ、すなわち３１０μｍとすることができる。
A ground conductor 60 of the rectangular patch antenna 1 is disposed on the back side of the ceramic thin film substrate 50, and the ground conductor 60 and the resistance film 30 are connected by a via 40.
In the radio wave absorber of the present embodiment configured as described above, when alumina having a relative dielectric constant εr = 10 is used for the ceramic thin film substrate 50, the wavelength in the ceramic thin film substrate 50 having a frequency of 10 GHz is about 9.3 mm. The thickness of the ceramic thin film substrate 50 can be set to 0.31 mm, ie, 310 μm, which is 1/30 of the thickness.
次に、図２及び図３を参照して、本実施例のパッチアンテナ１の抵抗素子側から見た反射特性について説明する。
図２は図１に示したパッチアンテナ１、給電線２０、抵抗膜３０の等価回路であり、パッチアンテナ１は、伝送線路１１と、その一端とアース及びに他端とアースにそれぞれ接続され、パッチアンテナ１０の放射アドミタンスを表すＲＣ並列回路（１２，１３）で表され、給電線２０は特性インピーダンスの抵抗成分が１２０Ωの伝送線路２１で表されている。抵抗膜３０は、１２０Ω程度の抵抗素子３１として表されている。
Next, with reference to FIG.2 and FIG.3, the reflection characteristic seen from the resistive element side of the patch antenna 1 of a present Example is demonstrated.
FIG. 2 is an equivalent circuit of the patch antenna 1, the feed line 20, and the resistance film 30 shown in FIG. 1. The patch antenna 1 is connected to the transmission line 11, one end thereof and ground, and the other end and ground, It is represented by an RC parallel circuit (12, 13) representing the radiation admittance of the patch antenna 10, and the feeder 20 is represented by a transmission line 21 having a resistance component of characteristic impedance of 120Ω. The resistance film 30 is represented as a resistance element 31 of about 120Ω.
図３は、抵抗膜３０と給電線２０側から見たパッチアンテナ１の反射特性Ｓ１１（これは、パッチアンテナ１で受信された電波が変換された高周波信号の給電線２０での反射特性に相当する。）のグラフであり、図１に示した実施例のパッチアンテナ１の反射特性を表している。 3 shows the reflection characteristic S11 of the patch antenna 1 viewed from the resistance film 30 and the feeder line 20 side (this corresponds to the reflection characteristic of the high-frequency signal converted from the radio wave received by the patch antenna 1 on the feeder line 20). And the reflection characteristics of the patch antenna 1 of the embodiment shown in FIG.
図３の縦軸は反射特性Ｓ１１（ｄＢ）、横軸は周波数（ＧＨｚ）であり、縦軸は０ｄＢから−２０ｄＢまで、横軸は０ＧＨｚから２０ＧＨｚまで示されている。図３によれば、パッチアンテナ１の反射特性グラフは、左右それぞれが略台形であって１０ＧＨｚ付近を中心としてほぼ対称なものである。２ＧＨｚ付近から８ＧＨｚ付近まで、及び１２ＧＨｚ付近から１８ＧＨｚ付近までは、反射係数Ｓ１１は０ｄＢであり、したがってそれらの帯域の電波は吸収されない。一方、１０ＧＨｚ付近では急激に反射特性Ｓ１１が減少しており、１０ＧＨｚの電波が選択的に吸収されることができる。 In FIG. 3, the vertical axis represents the reflection characteristic S11 (dB), the horizontal axis represents the frequency (GHz), the vertical axis represents from 0 dB to −20 dB, and the horizontal axis represents from 0 GHz to 20 GHz. According to FIG. 3, the reflection characteristic graph of the patch antenna 1 is substantially trapezoidal on the left and right sides, and is substantially symmetric around 10 GHz. The reflection coefficient S11 is 0 dB from around 2 GHz to around 8 GHz, and from around 12 GHz to around 18 GHz, so radio waves in those bands are not absorbed. On the other hand, in the vicinity of 10 GHz, the reflection characteristic S11 rapidly decreases, and 10 GHz radio waves can be selectively absorbed.
したがって、本発明により、周波数依存性があり、厚さが数１００μｍ程度の電波吸収体が実現されることが理解される。
次に本発明による電波吸収体の使用形態について、図４を参照して説明する。図４は、本発明の電波吸収体の使用形態を説明する模式図である。
Therefore, it is understood that the present invention realizes a radio wave absorber having a frequency dependency and a thickness of about several hundreds μm.
Next, a usage pattern of the radio wave absorber according to the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 4 is a schematic diagram for explaining how the radio wave absorber of the present invention is used.
図４では、高出力増幅器パッケージ１００の内部で電波吸収体１１０が使用される例を示している。基板１５０の上にパワートランジスタ１２０及びパワートランジスタ１２０の入出力インピーダンスの整合をとる整合回路（１３０，１４０）がパワートランジスタ１２０の両側にマウントされている。金属蓋１６０の裏面には電波吸収体１１０が付着され、金属蓋１６０をかぶせたときに電波吸収体１２０がパワートランジスタ１２０の真上に来るように配置されている。 FIG. 4 shows an example in which the radio wave absorber 110 is used inside the high-power amplifier package 100. On the substrate 150, the power transistor 120 and a matching circuit (130, 140) for matching input / output impedances of the power transistor 120 are mounted on both sides of the power transistor 120. A radio wave absorber 110 is attached to the back surface of the metal lid 160, and the radio wave absorber 120 is arranged to be directly above the power transistor 120 when the metal lid 160 is covered.
高出力増幅器パッケージ１００に金属蓋１６０をかぶせるとパワートランジスタ１２０、整合回路（１３０，１４０）が放射する電波の不要反射が起こり、高出力増幅器の安定性を損ねることが想定される。そこで電波吸収体を使用することで不要輻射を抑制することが必要となるが、従来の電波吸収体では、先に述べたとおり、フェライト等を用いたものでは周波数依存性がないために信号電流そのものを減衰させてしまうためあまり吸収量を大きくとれず、周波数依存性のある４分の１波長電波吸収体では厚さが大きいためにパッケージ内に配置しようとするとパッケージ自体を大きいものにしなくてはならないなどの不都合があった。 If the high-power amplifier package 100 is covered with the metal lid 160, it is assumed that unnecessary reflection of radio waves radiated from the power transistor 120 and the matching circuit (130, 140) occurs, thereby impairing the stability of the high-power amplifier. Therefore, it is necessary to suppress unnecessary radiation by using a radio wave absorber. However, as described above, the conventional radio wave absorber does not depend on the frequency when using ferrite etc. Because it attenuates itself, the amount of absorption cannot be increased so much, and the frequency-dependent quarter-wave absorber has a large thickness. There was inconvenience such as not to be.
本発明の薄い電波吸収体１１０を用いることで、高出力増幅器パッケージ１００の金属蓋１６０の裏側に電波吸収体１１０を配置する使用方法がはじめて可能となった。
図４に示した使用例では、電波吸収体１１０をパワートランジスタ１２０に対向する位置に配置したが、それは、電波吸収体１１０を図１に示した実施例のものと仮定したからである。図１に示した実施例では、方形パッチアンテナ１が用いられており、図５に示すように、その指向性がパッチアンテナ１０の中心からアンテナ面の垂直方向に向かって鋭くなっているからである。すなわち、電波を効率よく吸収するためには、用いるアンテナの指向性の鋭い方向を最も強い不要輻射発生源に向けて使用する必要があるからである。
By using the thin wave absorber 110 of the present invention, a method of using the radio wave absorber 110 on the back side of the metal lid 160 of the high-power amplifier package 100 can be used for the first time.
In the usage example shown in FIG. 4, the radio wave absorber 110 is disposed at a position facing the power transistor 120 because the radio wave absorber 110 is assumed to be that of the embodiment shown in FIG. In the embodiment shown in FIG. 1, a rectangular patch antenna 1 is used, and as shown in FIG. 5, the directivity is sharp from the center of the patch antenna 10 toward the vertical direction of the antenna surface. is there. That is, in order to efficiently absorb radio waves, it is necessary to use the direction of sharp directivity of the antenna used toward the strongest unnecessary radiation source.
したがって、パワートランジスタ１２０に対して斜め方向の指向性を持つようなアンテナを使用する場合には、その指向性の鋭い方向がパワートランジスタ１２０を向くように複数の電波吸収体１１０を配置することも可能である。 Therefore, when an antenna having directivity in an oblique direction with respect to the power transistor 120 is used, the plurality of radio wave absorbers 110 may be arranged so that the sharp direction of the directivity faces the power transistor 120. Is possible.
図５は、図１に示したパッチアンテナ１の指向性を示す図である。図５（ａ）はＥ面の指向性を示し、図５（ｂ）はＨ面の指向性を示している。それぞれ縦軸が指向性（ｄＢ）、横軸が角度θ（ｄｅｇ）とφ（ｄｅｇ）である。 FIG. 5 is a diagram showing the directivity of the patch antenna 1 shown in FIG. 5A shows the directivity of the E plane, and FIG. 5B shows the directivity of the H plane. The vertical axis represents directivity (dB), and the horizontal axis represents angles θ (deg) and φ (deg).
図１に示したパッチアンテナ１では、Ｅ面はパッチアンテナ１と垂直に交わる平面となり、角度θ＝０°はパッチアンテナ１の中心から垂直方向である。Ｈ面は、パッチアンテナ１と平行な面であり、角度φ＝０°はパッチアンテナ１０から給電線２０の方向である。指向性（ｄＢ）は最大放射方向の値で規格化してデシベルで表したものである。 In the patch antenna 1 shown in FIG. 1, the E plane is a plane perpendicular to the patch antenna 1, and the angle θ = 0 ° is a vertical direction from the center of the patch antenna 1. The H plane is a plane parallel to the patch antenna 1, and the angle φ = 0 ° is the direction from the patch antenna 10 to the feed line 20. The directivity (dB) is normalized by the value in the maximum radiation direction and expressed in decibels.
図５（ａ）によればＥ面の指向性はパッチアンテナ１の中心から垂直方向において最大であるが、角度θによる変化はあまりないことがわかる。図５（ｂ）によればＨ面の指向性は給電線２０の方向が強く、それと直角の方向では−３０ＤＢまで低下している。 According to FIG. 5A, the directivity of the E plane is maximum in the vertical direction from the center of the patch antenna 1, but it is understood that there is not much change due to the angle θ. According to FIG. 5B, the directivity of the H plane is strong in the direction of the feeder line 20 and decreases to −30 DB in the direction perpendicular thereto.
パッチアンテナ１で電波を吸収し高周波信号に変換するには、電波の到来方向に対してＥ面の指向性の強い方向を向ければよいことから、図４に示した位置に電波吸収体１１０を配置することで、電波吸収が可能であることがわかる。 In order for the patch antenna 1 to absorb the radio wave and convert it to a high-frequency signal, the direction of strong directivity on the E plane should be directed to the direction of arrival of the radio wave, so the radio wave absorber 110 is placed at the position shown in FIG. It can be seen that the radio wave can be absorbed by the arrangement.
次に、図６〜図８により、後に説明する本発明の第２の実施態様との比較のため、
上記本発明の第１の実施態様の実施例に係る電波吸収体から給電線２０と抵抗膜３０を除いた部分であるパッチアンテナ１単体の特性について説明する。
Next, for comparison with the second embodiment of the present invention described later with reference to FIGS.
The characteristics of the patch antenna 1 alone, which is a portion obtained by removing the feeder 20 and the resistance film 30 from the radio wave absorber according to the example of the first embodiment of the present invention, will be described.
図６は、実施態様１の実施例で用いられるパッチアンテナ１単体の構造を示すものである。パッチアンテナ１はセラミック薄膜基板５０の裏面全体を覆う接地導体６０と、一辺の長さがセラミック薄膜基板中の波長λの２分の１である方形の放射導体１０から構成される無損失アンテナであり、波長λの高周波信号の共振器となっている。 FIG. 6 shows the structure of a single patch antenna 1 used in the embodiment of the first embodiment. The patch antenna 1 is a lossless antenna composed of a ground conductor 60 that covers the entire back surface of the ceramic thin film substrate 50 and a rectangular radiation conductor 10 whose one side is a half of the wavelength λ in the ceramic thin film substrate. Yes, it is a resonator for high-frequency signals of wavelength λ.
図７は、図６に示したパッチアンテナ１が単独で存在する場合の等価回路である。
パッチアンテナ１は、伝送線路１１と、その一端であるポート１とアースの間に接続されたパッチアンテナ１の放射アドミタンスを表すＲＣ並列回路１２及び他端であるポート２とアースの間に接続されたパッチアンテナ１の放射アドミタンスを表すＲＣ並列回路１３で表される。
FIG. 7 is an equivalent circuit when the patch antenna 1 shown in FIG. 6 is present alone.
The patch antenna 1 is connected between the transmission line 11, the RC parallel circuit 12 representing the radiation admittance of the patch antenna 1 connected between the port 1 as one end and the ground, and the port 2 as the other end and the ground. It is represented by an RC parallel circuit 13 representing the radiation admittance of the patch antenna 1.
図８は、図７の伝送線路１１の一端をポート１とし他端をポート２とした反射特性Ｓ１１と伝達特性Ｓ２１のグラフを示す図である。
図８（ａ）は反射特性Ｓ１１のグラフであり、縦軸が反射特性Ｓ１１（ｄＢ）、横軸が周波数（ＧＨｚ）であり、縦軸は０ｄＢから−２０ｄＢまで、横軸は０ＧＨｚから２０ＧＨｚまで示されている。図８（ａ）のグラフは先に示した図３の反射特性のグラフとほぼ同様であり、左右それぞれが略台形であって１０ＧＨｚ付近を中心としてほぼ対称なものである。２ＧＨｚ付近から８ＧＨｚ付近まで、及び１２ＧＨｚ付近から１８ＧＨｚ付近までは、反射特性Ｓ１１は０ｄＢであり、したがってそれらの帯域の電波は反射される。一方、１０ＧＨｚ付近では急激に反射特性Ｓ１１が減少しており、１０ＧＨｚでは−２０ｄＢに達している。
FIG. 8 is a graph showing reflection characteristics S11 and transmission characteristics S21 in which one end of the transmission line 11 in FIG. 7 is port 1 and the other end is port 2. In FIG.
FIG. 8A is a graph of the reflection characteristic S11. The vertical axis is the reflection characteristic S11 (dB), the horizontal axis is the frequency (GHz), the vertical axis is from 0 dB to −20 dB, and the horizontal axis is from 0 GHz to 20 GHz. It is shown. The graph of FIG. 8A is substantially the same as the graph of the reflection characteristic of FIG. 3 shown above, and is substantially trapezoidal on the left and right sides, and is substantially symmetric around 10 GHz. The reflection characteristic S11 is 0 dB from the vicinity of 2 GHz to the vicinity of 8 GHz, and from the vicinity of 12 GHz to the vicinity of 18 GHz. Therefore, radio waves in those bands are reflected. On the other hand, the reflection characteristic S11 rapidly decreases in the vicinity of 10 GHz, and reaches −20 dB at 10 GHz.
図８（ｂ）は伝達特性Ｓ２１のグラフであり、縦軸が伝達特性Ｓ２１（ｄＢ）、横軸が周波数（ＧＨｚ）であり、縦軸は０ｄＢから−１０ｄＢまで、横軸は０ＧＨｚから２０ＧＨｚまで示されている。図８（ｂ）によれば、伝達特性Ｓ２１のグラフは反射特性Ｓ１１を上下反転させたような形をしており、１ＧＨｚ付近から９ＧＨｚ付近まで、及び１１ＧＨｚ付近から１９ＧＨｚ付近までは、伝達特性Ｓ１１は−１０ｄＢ以下であり、１０ＧＨｚ付近では急激に伝達特性Ｓ２１が増加し、１０ＧＨｚでは０ｄＢに達している。 FIG. 8B is a graph of the transfer characteristic S21. The vertical axis is the transfer characteristic S21 (dB), the horizontal axis is the frequency (GHz), the vertical axis is from 0 dB to −10 dB, and the horizontal axis is from 0 GHz to 20 GHz. It is shown. According to FIG. 8 (b), the graph of the transfer characteristic S21 has a shape in which the reflection characteristic S11 is turned upside down. From the vicinity of 1 GHz to about 9 GHz, and from about 11 GHz to about 19 GHz, the transfer characteristic S11 is obtained. Is −10 dB or less, the transfer characteristic S21 increases rapidly in the vicinity of 10 GHz, and reaches 0 dB at 10 GHz.
したがって、パッチアンテナ１の一方のエッジから入射した１０ＧＨｚの電波は、ほとんど反射されることなく、アンテナ内で減衰されることなく、もう一方のエッジから放射されていく。 Therefore, the 10 GHz radio wave incident from one edge of the patch antenna 1 is hardly reflected and radiated from the other edge without being attenuated in the antenna.
本発明の実施態様１は、そこで、抵抗素子で一方のエッジから入射した電波を吸収し、もう一方のエッジから放射されるのを防ぐことにより、波長依存性のある電波吸収体を構成したものと考えることができる。 In the first embodiment of the present invention, therefore, a radio wave absorber having a wavelength dependency is configured by absorbing a radio wave incident from one edge with a resistive element and preventing the radio wave from being emitted from the other edge. Can be considered.
しかし、先に述べたように、電波吸収量は、場合によってはあまり大きすぎても信号電流本体を減衰させてしますこと、ある特定の周波数帯の電波を吸収する、周波数依存性のあることも電波吸収体として望ましいことから、アンテナ単体においてある程度電波を吸収できれば、本発明の目的が達成できる。 However, as mentioned earlier, even if the amount of radio wave absorption is too large in some cases, the signal current itself is attenuated, and it is frequency dependent to absorb radio waves in a specific frequency band. Therefore, the object of the present invention can be achieved if the antenna alone can absorb radio waves to some extent.
そこで、本発明の実施態様２は、本発明者の上記のような着想により生まれたものであり、アンテナ単体において入射した電波に損失を与えて放射される電波のレベルを下げることにより、周波数依存性のある電波吸収体を実現するものである。 Therefore, Embodiment 2 of the present invention was born from the above-mentioned idea of the present inventor, and reduces the level of the radio wave radiated by losing the radio wave incident on the antenna alone, thereby reducing the frequency dependence. It is intended to realize a characteristic electromagnetic wave absorber.
以下、図９〜図１１を参照して、上記実施態様２の実施例１を説明する。
図９は、本実施例１のパッチアンテナ２００の構造を示す図である。
外形的には図６に示したパッチアンテナ１と同様で、パッチアンテナ２００は高損失セラミック薄膜基板２５０の裏面全体を覆う接地導体２６０と、一辺の長さがセラミック薄膜基板中の波長λの２分の１である方形の放射導体２１０から構成されるアンテナであり、波長λの高周波信号の共振器となっている。
Hereinafter, Example 1 of Embodiment 2 will be described with reference to FIGS.
FIG. 9 is a diagram illustrating the structure of the patch antenna 200 according to the first embodiment.
The external appearance is the same as that of the patch antenna 1 shown in FIG. 6. The patch antenna 200 has a ground conductor 260 that covers the entire back surface of the high-loss ceramic thin film substrate 250, and a length of one side of the wavelength λ in the ceramic thin film substrate. The antenna is composed of a rectangular radiation conductor 210 that is a fraction, and serves as a resonator for a high-frequency signal having a wavelength λ.
高損失セラミック薄膜基板２５０は、誘電損失が大きいものを採用する。例えば高損失セラミック薄膜基板２５０をカーボンを含有したものとすることにより、誘電損失を大きくすることができる。放射導体２１０と接地導体２６０は、図６に示した放射導体１０と接地導体６０と等価なものである。 As the high loss ceramic thin film substrate 250, one having a large dielectric loss is employed. For example, when the high-loss ceramic thin film substrate 250 contains carbon, the dielectric loss can be increased. The radiating conductor 210 and the ground conductor 260 are equivalent to the radiating conductor 10 and the ground conductor 60 shown in FIG.
図１０は、図９に示した実施例１の等価回路図である。
パッチアンテナ２００は、伝送線路２１１と、その一端であるポート１とアースの間に接続されたパッチアンテナ２００の放射アドミタンスを表すＲＣ並列回路２１２、他端であるポート２とアースの間に接続された、パッチアンテナ２００での誘電損失成分を与えるＣＲ直列回路２１４及びパッチアンテナ２１０の放射アドミタンスを表すＲＣ並列回路２１３で表される。図６に示した等価回路とは、パッチアンテナ２００での誘電損失成分を与えるＣＲ直列回路２１４が追加されている点で異なる。
FIG. 10 is an equivalent circuit diagram of the first embodiment shown in FIG.
The patch antenna 200 is connected between the transmission line 211, the RC parallel circuit 212 representing the radiation admittance of the patch antenna 200 connected between the port 1 as one end and the ground, and the port 2 as the other end and the ground. In addition, the CR series circuit 214 that provides a dielectric loss component in the patch antenna 200 and the RC parallel circuit 213 that represents the radiation admittance of the patch antenna 210 are represented. 6 is different from the equivalent circuit shown in FIG. 6 in that a CR series circuit 214 that provides a dielectric loss component in the patch antenna 200 is added.
図１１は、図９の伝送線路２１１の一端をポート１とし他端をポート２とした反射特性Ｓ１１とパッチアンテナ２００における誘電損失を示す図である。
図１１（ａ）は反射特性Ｓ１１のグラフであり、図８（ａ）の無損失アンテナのグラフと同様に、縦軸が反射特性Ｓ１１（ｄＢ）、横軸が周波数（ＧＨｚ）であり、縦軸は０ｄＢから−２０ｄＢまで、横軸は０ＧＨｚから２０ＧＨｚまで示されている。図１１（ａ）のグラフは、先に示した図８（ａ）の反射特性のグラフと、左右それぞれが略台形であって１０ＧＨｚ付近を中心としてほぼ対称なものであり、２ＧＨｚ付近から８ＧＨｚ付近まで、及び１２ＧＨｚ付近から１８ＧＨｚ付近までは、反射特性Ｓ１１は０ｄＢである点はほぼ同様であるが、１０ＧＨｚ付近では異なり、反射特性Ｓ１１は１０ＧＨｚでは−３ｄＢ程度である。したがって、入射電波の４７％は反射することになる。
FIG. 11 is a diagram illustrating the reflection characteristic S11 in which one end of the transmission line 211 in FIG. 9 is port 1 and the other end is port 2, and the dielectric loss in the patch antenna 200.
FIG. 11A is a graph of the reflection characteristic S11. Like the graph of the lossless antenna of FIG. 8A, the vertical axis represents the reflection characteristic S11 (dB), the horizontal axis represents the frequency (GHz), and the vertical The axis is shown from 0 dB to -20 dB, and the horizontal axis is shown from 0 GHz to 20 GHz. The graph of FIG. 11A is substantially the same as the graph of the reflection characteristic of FIG. 8A shown above, and the left and right sides are substantially trapezoidal, and are approximately symmetrical around 10 GHz, and from about 2 GHz to about 8 GHz. The reflection characteristic S11 is substantially the same at 0 dB from 12 GHz to 18 GHz, but is different near 10 GHz, and the reflection characteristic S11 is about −3 dB at 10 GHz. Therefore, 47% of the incident radio wave is reflected.
図１１（ｂ）はパッチアンテナ２００における誘電損失を示すグラフであり、縦軸は誘電損失（ｄＢ）、横軸が周波数（ＧＨｚ）であり、縦軸は０ｄＢから−２．５ｄＢまで、横軸は０ＧＨｚから２０ＧＨｚまで示されている。このグラフは、高損失セラミック薄膜基板２５０の誘電正接がｔａｎδ＝０．１の場合のものである。 FIG. 11B is a graph showing dielectric loss in the patch antenna 200. The vertical axis represents dielectric loss (dB), the horizontal axis represents frequency (GHz), and the vertical axis represents 0 dB to −2.5 dB. Is shown from 0 GHz to 20 GHz. This graph is for the case where the dielectric loss tangent of the high-loss ceramic thin film substrate 250 is tan δ = 0.1.
図１１（ｂ）によれば、誘電損失は、１ＧＨｚ付近の０ｄＢから２０ＧＨｚでの−２．０ｄＢまで、右肩下がりで低下しており、１０ＧＨｚでは−１．４ｄＢ程度であり、一方のエッジから反射されずに入射した電波の７４％は他方のエッジから放射される。 According to FIG. 11B, the dielectric loss decreases from 0 dB in the vicinity of 1 GHz to −2.0 dB at 20 GHz, decreases to the right, and is about −1.4 dB at 10 GHz. 74% of the incident radio wave without being reflected is radiated from the other edge.
したがって、本実施例１のパッチアンテナ２００は１０ＧＨｚの電波の１４％を吸収し、その他の周波数の電波はほとんど吸収しないことになる。
次に、図１２〜図１４を参照して、上記実施態様２の実施例２を説明する。
Therefore, the patch antenna 200 of the first embodiment absorbs 14% of the 10 GHz radio wave and hardly absorbs radio waves of other frequencies.
Next, Example 2 of Embodiment 2 will be described with reference to FIGS.
本実施例２は、上記実施例１が高損失セラミック薄膜基板２５０の誘電損失によりパッチアンテナ２００における損失を発生させたのに対して、パッチアンテナを構成する放射導体の導体損失により損失を発生させるものである。 In the second embodiment, the loss in the patch antenna 200 is generated by the dielectric loss of the high-loss ceramic thin film substrate 250 in the first embodiment, but the loss is generated by the conductor loss of the radiation conductor constituting the patch antenna. Is.
図１２は、本実施例２のパッチアンテナ３００の構造を示す図である。
外形的には、図９に示した実施例１の場合のように、図６に示したパッチアンテナ１と同様で、パッチアンテナ３００はセラミック薄膜基板３５０の裏面全体を覆う接地導体３６０と、一辺の長さがセラミック薄膜基板中の波長λの２分の１である方形の高損失放射導体３１０から構成される。
FIG. 12 is a diagram illustrating the structure of the patch antenna 300 according to the second embodiment.
The external appearance is the same as that of the patch antenna 1 shown in FIG. 6 as in the case of the first embodiment shown in FIG. 9, and the patch antenna 300 has a ground conductor 360 covering the entire back surface of the ceramic thin film substrate 350 and one side. Is a rectangular high-loss radiation conductor 310 whose length is one-half of the wavelength λ in the ceramic thin film substrate.
高損失放射導体３１０はニッケルクロム等の抵抗膜から構成される。セラミック薄膜基板３５０と接地導体３６０は、図６に示したセラミック薄膜基板５０と接地導体６０とそれぞれ同等のものである。 The high-loss radiation conductor 310 is composed of a resistive film such as nickel chrome. The ceramic thin film substrate 350 and the ground conductor 360 are respectively equivalent to the ceramic thin film substrate 50 and the ground conductor 60 shown in FIG.
図１３は、図１２に示した実施例２の等価回路図である。
等価回路は、パッチアンテナ３００を表す伝送線路３１１と、その一端であるポート１とアースの間に接続されたパッチアンテナ３００の放射アドミタンスを表すＲＣ並列回路３１２と、伝送線路３１１の他端に一端を接続されパッチアンテナ３００での導体損失成分を与える抵抗３１５と、抵抗３１５の他端であるポート２とアースの間に接続されたパッチアンテナ３００の放射アドミタンスを表すＲＣ並列回路３１３で構成される。図６に示した等価回路とは、パッチアンテナ３００での導体損失成分を与える抵抗３１５が追加されている点で異なる。
FIG. 13 is an equivalent circuit diagram of the second embodiment shown in FIG.
The equivalent circuit includes a transmission line 311 representing the patch antenna 300, an RC parallel circuit 312 representing the radiation admittance of the patch antenna 300 connected between the port 1 which is one end thereof and the ground, and one end at the other end of the transmission line 311. Are connected to each other to provide a conductor loss component in the patch antenna 300, and an RC parallel circuit 313 representing the radiation admittance of the patch antenna 300 connected between the port 2 which is the other end of the resistor 315 and the ground. . 6 is different from the equivalent circuit shown in FIG. 6 in that a resistor 315 that provides a conductor loss component in the patch antenna 300 is added.
図１４は、図１３の伝送線路３１１の一端をポート１とし抵抗３１５の他端をポート２とした反射特性Ｓ１１とパッチアンテナ３００における損失を示す図である。
図１４（ａ）は反射特性Ｓ１１のグラフであり、図８（ａ）の無損失アンテナのグラフと同様に、縦軸が反射特性Ｓ１１（ｄＢ）、横軸が周波数（ＧＨｚ）であり、縦軸は０ｄＢから−２０ｄＢまで、横軸は０ＧＨｚから２０ＧＨｚまで示されている。図１４（ａ）のグラフは、図１１（ａ）のグラフと同様に、先に示した図８（ａ）の反射特性のグラフと、左右それぞれが略台形であって１０ＧＨｚ付近を中心としてほぼ対称なものであり、２ＧＨｚ付近から８ＧＨｚ付近まで、及び１２ＧＨｚ付近から１８ＧＨｚ付近までは、反射特性Ｓ１１は０ｄＢである点はほぼ同様であるが、１０ＧＨｚ付近では異なり、反射特性Ｓ１１は１０ＧＨｚでは−２．５ｄＢ程度である。したがって、入射電波の５２％は反射することになる。
FIG. 14 is a diagram illustrating the reflection characteristic S11 in which one end of the transmission line 311 in FIG. 13 is port 1 and the other end of the resistor 315 is port 2, and the loss in the patch antenna 300.
FIG. 14A is a graph of the reflection characteristic S11. Like the graph of the lossless antenna of FIG. 8A, the vertical axis represents the reflection characteristic S11 (dB), the horizontal axis represents the frequency (GHz), and the vertical The axis is shown from 0 dB to -20 dB, and the horizontal axis is shown from 0 GHz to 20 GHz. The graph of FIG. 14A is similar to the graph of FIG. 11A, and the graph of the reflection characteristic of FIG. 8A shown above is substantially trapezoidal on the left and right sides, and is approximately centered around 10 GHz. The reflection characteristics S11 are almost the same from 2 GHz to 8 GHz, and from 12 GHz to 18 GHz. However, the reflection characteristics S11 are different in the vicinity of 10 GHz. The reflection characteristics S11 is −2 at 10 GHz. About 5 dB. Therefore, 52% of the incident radio wave is reflected.
図１４（ｂ）はパッチアンテナ３００における導体損失を示すグラフであり、縦軸は導体損失（ｄＢ）、横軸が周波数（ＧＨｚ）であり、縦軸は０ｄＢから−２．５ｄＢまで、横軸は０ＧＨｚから２０ＧＨｚまで示されている。このグラフは、パッチアンテナ３００を構成する抵抗膜の導体損失が３００ｄＢ／ｍの場合のものである。 FIG. 14B is a graph showing the conductor loss in the patch antenna 300, where the vertical axis is the conductor loss (dB), the horizontal axis is the frequency (GHz), and the vertical axis is from 0 dB to −2.5 dB. Is shown from 0 GHz to 20 GHz. This graph is for the case where the conductor loss of the resistive film constituting the patch antenna 300 is 300 dB / m.
図１４（ｂ）によれば、導体損失は、１ＧＨｚ付近の０ｄＢから２０ＧＨｚでの−２．０ｄＢまで、右肩下がりで低下しており、１０ＧＨｚでは−１．４ｄＢ程度であり、一方のエッジから反射されずに入射した電波の７２％は他方のエッジから放射される。 According to FIG. 14 (b), the conductor loss decreases from 0 dB near 1 GHz to −2.0 dB at 20 GHz, and is about −1.4 dB at 10 GHz. 72% of the incident radio wave without being reflected is radiated from the other edge.
したがって、本実施例２のパッチアンテナ３００は１０ＧＨｚの電波の１３％を吸収し、その他の周波数の電波はほとんど吸収しないことになる。
以上、本発明の実施態様２について、その実施例１と実施例２を例示して説明したが、実施例１と実施例２を組み合わせて実施することも可能である。すなわち、誘電損失と導体損失を有するアンテナ単体で電波吸収体を構成することができる。
Therefore, the patch antenna 300 of the second embodiment absorbs 13% of the 10 GHz radio wave and hardly absorbs radio waves of other frequencies.
As described above, the second embodiment of the present invention has been described by exemplifying the first embodiment and the second embodiment. However, the first embodiment and the second embodiment can be combined. That is, the radio wave absorber can be configured by a single antenna having dielectric loss and conductor loss.
次に、本発明の実施態様３について説明する。本実施態様３は、先に説明した実施態様１あるいは実施態様２と同時に実施可能な態様であり、本発明の電波吸収体の実装構造に関するものであり、電波吸収体を高出力増幅器などのパッケージを封止する金属蓋内に作り込むものである。 Next, Embodiment 3 of the present invention will be described. Embodiment 3 is an embodiment that can be implemented simultaneously with Embodiment 1 or Embodiment 2 described above, and relates to the mounting structure of the radio wave absorber of the present invention. The radio wave absorber is a package such as a high-power amplifier. It is built in a metal lid that seals.
図１５は、本実施態様３を説明するものであり、図１５に示す高出力増幅器パッケージ４００は、図４に示した高出力増幅器パッケージ１００と、電波吸収体と一体化した蓋５００を用いる点のみで異なる。 FIG. 15 illustrates the third embodiment, and the high-power amplifier package 400 shown in FIG. 15 uses the high-power amplifier package 100 shown in FIG. 4 and a lid 500 integrated with a radio wave absorber. Only different.
以下、電波吸収体と一体化した蓋５００を、図２に示した実施態様１の実施例である方形パッチアンテナ１と対比して説明するが、本実施態様３が実施態様２の電波吸収体においても適用可能であることは、当業者には明らかである。 Hereinafter, the lid 500 integrated with the radio wave absorber will be described in comparison with the rectangular patch antenna 1 which is an example of the embodiment 1 shown in FIG. It is obvious to those skilled in the art that the present invention can be applied to the above.
電波吸収体と一体化した蓋５００は、両端を内側に折り曲げた金属板４６０と、該内側に折り曲げられた部分に挿入され金属板４６０と密着した誘電体からなる薄膜基板４５０と薄膜基板４５０上に配置された放射導体４１０から構成される。 The lid 500 integrated with the radio wave absorber includes a metal plate 460 bent at both ends inward, and a thin film substrate 450 and a thin film substrate 450 formed of a dielectric inserted into the inner bent portion and in close contact with the metal plate 460. It is comprised from the radiation conductor 410 arrange | positioned in this.
電気的には、金属板４６０は図２に記載された金属膜６０に、誘電体からなる薄膜基板４５０はセラミック薄膜基板５０に、放射導体４１０は放射導体１０に、それぞれ対応する。図２の給電線２０、抵抗膜３０、ビア４０に相当するものは図１５には明記されていないが、これらを電波吸収体と一体化した蓋５００に作り込むことは明らかに容易に可能である。 Electrically, the metal plate 460 corresponds to the metal film 60 shown in FIG. 2, the dielectric thin film substrate 450 corresponds to the ceramic thin film substrate 50, and the radiation conductor 410 corresponds to the radiation conductor 10. Although those corresponding to the feeder line 20, the resistive film 30, and the via 40 in FIG. 2 are not clearly shown in FIG. 15, it is apparently easy to build these into the lid 500 integrated with the radio wave absorber. is there.
以上、本発明の実施の態様を方形パッチアンテナを例に挙げて詳細に説明したが、本発明の要旨はアンテナの受信特性に基づいて波長依存性のある薄型の電波吸収体を実現するところにあり、本発明の電波吸収体を実現するアンテナが方形パッチアンテナに限られるわけではない。 As described above, the embodiment of the present invention has been described in detail by taking a rectangular patch antenna as an example, but the gist of the present invention is to realize a thin wave absorber having wavelength dependency based on the reception characteristics of the antenna. In addition, the antenna that realizes the radio wave absorber of the present invention is not limited to the rectangular patch antenna.
（付記１）
高出力半導体が実装されたパッケージ内の電波を吸収する電波吸収体において、
アンテナの電波受信特性による特定の周波数帯域に対する電波吸収手段を備えたことを特徴とする電波吸収体。
（付記２）
前記アンテナは、パッチアンテナであることを特徴とする付記１に記載の電波吸収体。
（付記３）
前記パッチアンテナは、方形パッチアンテナであることを特徴とする付記２に記載の電波吸収体。
（付記４）
前記パッチアンテナの放射導体は、損失性の素子に接続されたことを特徴とする付記２又は付記３に記載の電波吸収体。
（付記５）
前記損失性の素子は、前記パッチアンテナを構成する基板と同一の基板上に作製された抵抗膜であり、前記放射導体と前記抵抗膜は、前記同一の基板上に作製された給電線により接続されたことを特徴とする付記４に記載の電波吸収体。
（付記６）
前記パッチアンテナを形成する基板は、前記特定の周波数帯域において誘電損失が発生するものであることを特徴とする付記２又は付記３に記載の電波吸収体。
（付記７）
前記パッチアンテナを形成する放射導体は、前記特定の周波数帯域において導体損失が発生するものであることを特徴とする付記２又は付記３に記載の電波吸収体。
（付記８）
前記パッチアンテナを形成する基板は、前記特定の周波数帯域において誘電損失が発生するものであり、前記パッチアンテナを形成する放射導体は、前記特定の周波数帯域において導体損失が発生するものであることを特徴とする付記２又は付記３に記載の電波吸収体。
（付記９）
前記高出力半導体パッケージの金属蓋を、当該電波吸収体の接地導体としたことを特徴とする付記２乃至付記８に記載の電波吸収体。
（付記１０）
付記２乃至付記８に記載の電波吸収体の接地導体を、当該高出力半導体パッケージの金属蓋としたことを特徴とする高出力半導体パッケージ。
（付記１１）
付記１乃至付記３に記載の電波吸収体の使用方法において、前記アンテナの指向性の鋭い方向を前記高出力半導体が前記特定の周波数帯域の電波を放射する方向に向けたことを特徴とする電波吸収体の使用方法。
（付記１２）
付記１乃至付記３に記載の電波吸収体を内部に配置した高出力半導体パッケージにおいて、前記アンテナの指向性の鋭い方向を前記高出力半導体が前記特定の周波数帯域の電波を放射する方向に向けたことを特徴とする高出力半導体パッケージ。
(Appendix 1)
In the radio wave absorber that absorbs the radio waves in the package where the high power semiconductor is mounted,
A radio wave absorber comprising radio wave absorbing means for a specific frequency band according to the radio wave reception characteristics of an antenna.
(Appendix 2)
2. The radio wave absorber according to appendix 1, wherein the antenna is a patch antenna.
(Appendix 3)
The radio wave absorber according to appendix 2, wherein the patch antenna is a rectangular patch antenna.
(Appendix 4)
The radio wave absorber according to appendix 2 or appendix 3, wherein the radiation conductor of the patch antenna is connected to a lossy element.
(Appendix 5)
The lossy element is a resistance film manufactured on the same substrate as the substrate constituting the patch antenna, and the radiation conductor and the resistance film are connected by a feeder line manufactured on the same substrate. 6. The radio wave absorber according to appendix 4, wherein
(Appendix 6)
4. The radio wave absorber according to appendix 2 or appendix 3, wherein the substrate on which the patch antenna is formed has a dielectric loss in the specific frequency band.
(Appendix 7)
4. The radio wave absorber according to appendix 2 or appendix 3, wherein the radiation conductor forming the patch antenna generates conductor loss in the specific frequency band.
(Appendix 8)
The substrate forming the patch antenna has dielectric loss in the specific frequency band, and the radiation conductor forming the patch antenna has conductor loss in the specific frequency band. The electromagnetic wave absorber according to the supplementary note 2 or the supplementary note 3, which is characterized.
(Appendix 9)
9. The radio wave absorber according to appendix 2 to appendix 8, wherein the metal lid of the high output semiconductor package is a ground conductor of the radio wave absorber.
(Appendix 10)
A high power semiconductor package, wherein the ground conductor of the radio wave absorber according to any one of supplementary notes 2 to 8 is a metal lid of the high power semiconductor package.
(Appendix 11)
The method of using a radio wave absorber according to any one of appendix 1 to appendix 3, wherein the antenna has a sharp directivity directed in a direction in which the high-power semiconductor emits radio waves in the specific frequency band. How to use the absorber.
(Appendix 12)
In the high-power semiconductor package in which the radio wave absorber according to any one of appendix 1 to appendix 3 is disposed, a sharp direction of the antenna is directed to a direction in which the high-power semiconductor radiates radio waves in the specific frequency band. A high-power semiconductor package characterized by that.
１ 方形パッチアンテナ
１０ 放射導体
２０ 給電線
３０ 抵抗膜
４０ ビア
５０ セラミック薄膜基板
６０ 接地導体
１００ 高出力増幅器パッケージ
１１０ 本発明の電波吸収体
１２０ パワートランジスタ
２５０ 高損失セラミック薄膜基板
３１０ 高損失放射導体
４００ 高出力増幅器パッケージ
４１０ 放射導体
４５０ 薄膜基板
４６０ 金属板
５００ 電波吸収体と一体化した蓋
６００ ４分の１波長電波吸収体
1 Rectangular patch antenna 10 Radiation conductor 20 Feed line
30 Resistance film 40 Via
50 Ceramic thin film substrate 60 Ground conductor 100 High power amplifier package 110 Radio wave absorber 120 of the present invention Power transistor 250 High loss ceramic thin film substrate 310 High loss radiation conductor 400 High power amplifier package 410 Radiation conductor 450 Thin film substrate 460 Metal plate 500 Radio wave absorption Lid 600 integrated with body 1/4 wave absorber
Claims (5)
アンテナの電波受信特性による特定の周波数帯域に対する電波吸収手段を備えたことを特徴とする電波吸収体。 In the radio wave absorber that absorbs the radio waves in the package where the high power semiconductor is mounted,
A radio wave absorber comprising radio wave absorbing means for a specific frequency band according to the radio wave reception characteristics of an antenna.
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