JP2007234135A - Magnetic head driving circuit and magnetic recording and reproducing apparatus - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、磁気記録媒体にデータを記録、再生する磁気記録再生装置に関し、特にその記録時の書込電流に付加するオーバーシュート電流の制御技術に関する。 The present invention relates to a magnetic recording / reproducing apparatus for recording and reproducing data on a magnetic recording medium, and more particularly to a technique for controlling an overshoot current to be added to a write current at the time of recording.
近年の電子機器の内部に使用される記録媒体としてハードディスクに代表される磁気記録再生装置が多く用いられている。このような磁気記録再生装置においては、磁気記録されたデータを記録するために、書込用磁気ヘッド(記録ヘッド)のコイルに流れる電流(以下、書込電流ともいう)を制御する。磁気ヘッドを駆動するためには、Hブリッジ回路などのスイッチング回路を含む磁気ヘッド駆動回路が用いられる。 2. Description of the Related Art A magnetic recording / reproducing apparatus represented by a hard disk is often used as a recording medium used in an electronic device in recent years. In such a magnetic recording / reproducing apparatus, in order to record magnetically recorded data, a current (hereinafter also referred to as a write current) flowing through a coil of a write magnetic head (recording head) is controlled. In order to drive the magnetic head, a magnetic head driving circuit including a switching circuit such as an H bridge circuit is used.
磁気ヘッド駆動回路は、磁気ヘッドのコイルに流れる書込電流の向きを制御するとともに、その振幅を制御する。たとえば、特許文献1には、かかる磁気ヘッド駆動回路が開示される。
The magnetic head drive circuit controls the direction of the write current flowing in the coil of the magnetic head and the amplitude thereof. For example,
特許文献1に記載されるように、磁気ヘッド駆動回路においては、記録ヘッドに流れる書込電流の方向が変化するときに、書込電流をオーバーシュートさせ、書込性能の改善を図るのが一般的である。
As described in
ここで、書込能力は、オーバーシュート量が大きいほど向上する傾向にあるが、大き、くしすぎると、周辺のトラックの情報を消去するサイドイレースの問題が発生する。したがって、磁気記録再生装置においては、書込電流の制御、すなわちオーバーシュート量の制御は、書込性能を向上させる上で非常に重要な技術となる。 Here, the writing capability tends to improve as the overshoot amount increases. However, if the overshooting amount is too large, a problem of side erasure that erases information on the surrounding tracks occurs. Therefore, in the magnetic recording / reproducing apparatus, the control of the write current, that is, the control of the overshoot amount is a very important technique for improving the write performance.
本発明はかかる課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、オーバーシュート量を所望の値に制御可能な磁気ヘッド駆動回路の提供にある。 The present invention has been made in view of such problems, and an object thereof is to provide a magnetic head driving circuit capable of controlling the overshoot amount to a desired value.
本発明のある態様は、磁気記録媒体に情報を記録する磁気ヘッドを駆動する磁気ヘッド駆動回路に関する。この磁気ヘッド駆動回路は、複数のトランジスタを含み、各トランジスタの導通状態に応じて磁気ヘッドに流れる書込電流の方向を切り換えるスイッチング回路と、磁気ヘッドに流れる書込電流の電流値を制御する書込電流制御部と、所定のオーバーシュート期間、磁気ヘッドに流れる書込電流に、当該書込電流に応じたオーバーシュート電流を加算するオーバーシュート制御回路と、を備える。オーバーシュート制御回路は、書込電流に比例したオーバーシュート電流を加算してもよい。 One embodiment of the present invention relates to a magnetic head drive circuit that drives a magnetic head that records information on a magnetic recording medium. This magnetic head drive circuit includes a plurality of transistors, a switching circuit that switches the direction of the write current flowing through the magnetic head in accordance with the conduction state of each transistor, and a document that controls the current value of the write current flowing through the magnetic head. And an overshoot control circuit that adds an overshoot current corresponding to the write current to the write current flowing through the magnetic head during a predetermined overshoot period. The overshoot control circuit may add an overshoot current proportional to the write current.
この態様によると、オーバーシュート電流を、書込電流に応じて変化させることにより、オーバーシュート量を正確に制御することができる。 According to this aspect, the amount of overshoot can be accurately controlled by changing the overshoot current according to the write current.
スイッチング回路は、磁気ヘッドの一端に電流を供給する経路上に設けられた第1ハイサイドスイッチングトランジスタと、磁気ヘッドの一端から電流を引き抜く経路上に直列に設けられた第1書込電流制御トランジスタおよび第1ローサイドスイッチングトランジスタと、磁気ヘッドの他端に電流を供給する経路上に設けられた第2ハイサイドスイッチングトランジスタと、磁気ヘッドの他端から電流を引き抜く経路上に直列に設けられた第2ローサイドスイッチングトランジスタおよび第2書込電流制御トランジスタと、を含んでもよい。オーバーシュート制御回路は、第1書込電流制御トランジスタおよび第1ローサイドスイッチングトランジスタが設けられる経路と並列な経路上に設けられた、第1オーバーシュート電流制御トランジスタおよび第1オーバーシュートスイッチングトランジスタと、第2書込電流制御トランジスタおよび第2ローサイドスイッチングトランジスタが設けられる経路と並列な経路上に設けられた、第2オーバーシュート電流制御トランジスタおよび第2オーバーシュートスイッチングトランジスタと、を含んでもよい。スイッチング回路は、第1、第2ハイサイドスイッチングトランジスタならびに第1、第2ローサイドスイッチングトランジスタのオンオフに応じて、書込電流の方向を切り換えてもよい。第1、第2書込電流制御トランジスタおよび第1、第2オーバーシュート電流制御トランジスタの制御端子は共通に接続され、書込電流制御部は、共通に接続された制御端子の電位を制御し、オーバーシュート制御回路は、所定のオーバーシュート期間、第1、第2オーバーシュートスイッチングトランジスタのいずれかをオンしてもよい。 The switching circuit includes a first high-side switching transistor provided on a path for supplying current to one end of the magnetic head, and a first write current control transistor provided in series on a path for drawing current from one end of the magnetic head. And a first low-side switching transistor, a second high-side switching transistor provided on a path for supplying current to the other end of the magnetic head, and a first provided on a path for drawing current from the other end of the magnetic head. 2 low-side switching transistors and a second write current control transistor. The overshoot control circuit includes a first overshoot current control transistor and a first overshoot switching transistor provided on a path parallel to a path in which the first write current control transistor and the first low-side switching transistor are provided. A second overshoot current control transistor and a second overshoot switching transistor provided on a path parallel to a path where the two write current control transistor and the second low-side switching transistor are provided may be included. The switching circuit may switch the direction of the write current in accordance with on / off of the first and second high-side switching transistors and the first and second low-side switching transistors. The control terminals of the first and second write current control transistors and the first and second overshoot current control transistors are connected in common, and the write current control unit controls the potential of the control terminal connected in common, The overshoot control circuit may turn on one of the first and second overshoot switching transistors for a predetermined overshoot period.
この構成によれば、Hブリッジ回路を構成する各トランジスタのうち、第1書込電流制御トランジスタおよび第1ローサイドスイッチングトランジスタ、第2書込電流制御トランジスタおよび第2ローサイドスイッチングトランジスタ、第1オーバーシュート電流制御トランジスタおよび第1オーバーシュートスイッチングトランジスタ、第2オーバーシュート電流制御トランジスタおよび第2オーバーシュートスイッチングトランジスタそれぞれのトランジスタのペアが、同様の回路構成をとるため、各トランジスタのドレインソース間電圧、あるいはコレクタエミッタ間電圧が均一となり、書込電流に比例したオーバーシュート電流を正確に生成することができる。 According to this configuration, the first write current control transistor, the first low side switching transistor, the second write current control transistor, the second low side switching transistor, and the first overshoot current among the transistors configuring the H-bridge circuit. Since the transistor pair of each of the control transistor, the first overshoot switching transistor, the second overshoot current control transistor, and the second overshoot switching transistor has the same circuit configuration, the drain-source voltage of each transistor or the collector emitter The inter-voltage becomes uniform, and an overshoot current proportional to the write current can be generated accurately.
スイッチング回路はさらに、第1ハイサイドスイッチングトランジスタから磁気ヘッドの一端に至る経路上に設けられた第1ダイオードおよび第1抵抗と、第2ハイサイドスイッチングトランジスタから磁気ヘッドの他端に至る経路上に設けられた第2ダイオードおよび第2抵抗と、を含んでもよい。 The switching circuit further includes a first diode and a first resistor provided on a path from the first high-side switching transistor to one end of the magnetic head, and a path from the second high-side switching transistor to the other end of the magnetic head. A second diode and a second resistor provided may be included.
第1、第2ダイオードを設けることにより、磁気ヘッドの両端の電位が、上昇しすぎるのを防止でき、回路保護を実現することができる。また、磁気ヘッドとスイッチング回路間はフレキシブル基板上に形成された配線で接続されるのが一般的であるが、第1、第2抵抗を設けることにより、スイッチング回路から磁気ヘッドを望んだインピーダンスを調節することができ、インピーダンス整合をとることができる。 By providing the first and second diodes, the potential at both ends of the magnetic head can be prevented from rising excessively, and circuit protection can be realized. In general, the magnetic head and the switching circuit are connected by a wiring formed on a flexible substrate. By providing the first and second resistors, the impedance desired for the magnetic head from the switching circuit can be obtained. Can be adjusted and impedance matching can be achieved.
第1、第2ハイサイドスイッチングトランジスタならびに第1、第2書込電流制御トランジスタおよび第1、第2オーバーシュート電流制御トランジスタはバイポーラトランジスタであって、第1、第2ローサイドスイッチングトランジスタおよび第1、第2オーバーシュートスイッチングトランジスタは電界効果トランジスタであってもよい。 The first and second high-side switching transistors, the first and second write current control transistors, and the first and second overshoot current control transistors are bipolar transistors, and the first and second low-side switching transistors and first, The second overshoot switching transistor may be a field effect transistor.
本発明の別の態様の磁気ヘッド駆動回路は、複数のトランジスタを含み、各トランジスタの導通状態に応じて磁気ヘッドに流れる書込電流の方向を切り換えるスイッチング回路と、磁気ヘッドに流れる書込電流の電流値を制御する書込電流制御部と、所定のオーバーシュート期間、磁気ヘッドに流れる書込電流に、当該書込電流に応じたオーバーシュート電流を加算するオーバーシュート制御回路と、磁気ヘッドの両端の電圧を、所定のクランプ電圧以下に下がらないようにクランプするクランプ回路を備える。 A magnetic head drive circuit according to another aspect of the present invention includes a plurality of transistors, a switching circuit that switches a direction of a write current flowing through the magnetic head in accordance with a conduction state of each transistor, and a write current flowing through the magnetic head. A write current control unit for controlling a current value; an overshoot control circuit for adding an overshoot current corresponding to the write current to a write current flowing through the magnetic head during a predetermined overshoot period; and both ends of the magnetic head Is clamped so as not to fall below a predetermined clamp voltage.
書込電流が大きく設定されると、逆起電力によって磁気ヘッドの両端の電圧は、大きく振れる。磁気ヘッドの両端の電圧が、接地(あるいは負電源電圧)側に振れる量は、クランプ回路によって制限される。この態様によれば、クランプ電圧を調節することにより、オーバーシュート電流を適切な値に設定することができる。 When the write current is set large, the voltage across the magnetic head greatly fluctuates due to the back electromotive force. The amount by which the voltage across the magnetic head swings to the ground (or negative power supply voltage) side is limited by the clamp circuit. According to this aspect, the overshoot current can be set to an appropriate value by adjusting the clamp voltage.
クランプ回路は、所定のクランプ電圧を、書込電流に応じて変化せしめてもよい。クランプ回路は、書込電流が増加するに従い、所定のクランプ電圧を低く設定してもよい。 The clamp circuit may change a predetermined clamp voltage according to the write current. The clamp circuit may set the predetermined clamp voltage low as the write current increases.
クランプ回路は、エミッタがクランプの対象となる磁気ヘッドの一端に接続されたバイポーラトランジスタを含み、このバイポーラトランジスタのベースに印加する電圧を制御することにより、クランプ電圧を調節してもよい。 The clamp circuit may include a bipolar transistor having an emitter connected to one end of a magnetic head to be clamped, and the clamp voltage may be adjusted by controlling a voltage applied to the base of the bipolar transistor.
上述の磁気ヘッド駆動回路は、ひとつの半導体基板上に一体集積化されてもよい。「一体集積化」とは、回路の構成要素のすべてが半導体基板上に形成される場合や、回路の主要構成要素が一体集積化される場合が含まれ、回路定数の調節用に一部の抵抗やキャパシタなどが半導体基板の外部に設けられていてもよい。磁気ヘッド駆動回路を1つのLSIとして集積化することにより、回路面積を削減することができるとともに、回路素子の特性を均一に保つことができる。 The above magnetic head drive circuit may be integrated on a single semiconductor substrate. “Integrated integration” includes the case where all of the circuit components are formed on a semiconductor substrate and the case where the main components of the circuit are integrated. A resistor, a capacitor, or the like may be provided outside the semiconductor substrate. By integrating the magnetic head drive circuit as one LSI, the circuit area can be reduced and the characteristics of the circuit elements can be kept uniform.
本発明の別の態様は、磁気記録再生装置である。この装置は、上述の磁気ヘッド駆動回路を備える。この態様によると、書込電流のオーバーシュート量を適切に設定することができるため、書込性能を向上することができる。 Another aspect of the present invention is a magnetic recording / reproducing apparatus. This apparatus includes the above-described magnetic head driving circuit. According to this aspect, since the overshoot amount of the write current can be set appropriately, the write performance can be improved.
なお、以上の構成要素の任意の組合せや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。 Note that any combination of the above-described constituent elements and the constituent elements and expressions of the present invention replaced with each other among methods, apparatuses, systems, etc. are also effective as an aspect of the present invention.
本発明に係るヘッド駆動回路および磁気記録再生装置によれば、書込電流のオーバーシュート量を所望の値に制御することができる。 According to the head drive circuit and the magnetic recording / reproducing apparatus of the present invention, the overshoot amount of the write current can be controlled to a desired value.
(第1の実施の形態)
図1は、第1の実施の形態に係る磁気記録再生装置100の構成を示す回路図である。この磁気記録再生装置100は、図示されない磁気ディスクに情報を書き込み、あるいは読み出すハードディスク装置であって、再生ヘッド10、記録ヘッド12、磁気ヘッド駆動回路200を含む。
(First embodiment)
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a magnetic recording / reproducing
この磁気記録再生装置100において、記録ヘッド12にはコイルが装着されており、高速回転する磁気ディスクに近接して配置されている。この記録ヘッド12のコイルに、記録すべき情報に対応した信号電流を流すと、誘導磁界が発生し、磁気ギャップから漏れ出る磁束によって磁気ディスクが磁化されて情報が書き込まれる。
In this magnetic recording / reproducing
再生ヘッド10は、磁束に応じて抵抗値が変化するMR素子を含んでおり、書き込まれた情報に対応して磁化された磁気ディスクから発生する磁束によってその抵抗値が変化するため、磁気信号を電気信号に変換して読み出すことができる。
The reproducing
磁気ヘッド駆動回路200は、磁気ヘッド、すなわち再生ヘッド10および記録ヘッド12を駆動制御するための回路であって、再生ヘッド駆動回路14、記録ヘッド駆動回路16が一体集積化されている。この磁気ヘッド駆動回路200は、再生動作時にはリードモードに、記録動作時にはライトモードに時分割的に切り替えられる。
The magnetic
記録ヘッド駆動回路16の第1端子102、第2端子104は、書き込み配線Wx、Wyを介して記録ヘッド12と接続されている。記録ヘッド駆動回路16は、ライトモード時にアクティブとなり、磁気ディスクに書き込む情報に応じて記録ヘッド12に流す書込電流Iwの大きさおよび向きを制御する。
The
再生ヘッド駆動回路14は、読み込み配線Rx、Ryを介して再生ヘッド10と接続されている。再生ヘッド駆動回路14は、リードモード時にアクティブとなり、再生ヘッド10に対して一定のバイアス電流Ibiasを供給する。再生ヘッドのMR素子の抵抗値は磁気ディスクの磁束に依存して変化し、その抵抗値をRmrと書けば、再生ヘッド10の両端の電圧降下Vmrは、Vmr=Rmr×Ibiasで与えられる。通常、MR素子の抵抗値は数十Ω程度であり、数mAのバイアス電流を流すことによって0.1Vから1V程度の電圧降下を得ることができる。再生ヘッド駆動回路14は、再生ヘッド10の電圧降下を差動増幅することによって磁気ディスクに書き込まれた情報を電気信号として取り出す。
The reproducing
読み込み配線Rx、Ryおよび書き込み配線Wx、Wyは、磁気ヘッド駆動回路200から再生ヘッド10および記録ヘッド12までの間をFPC(Flexible Printed Circuit)上に平行に敷設されている。したがって、各配線間には図示しない寄生容量が存在し、また配線抵抗が存在することになる。
The read wirings Rx, Ry and the write wirings Wx, Wy are laid in parallel on the FPC (Flexible Printed Circuit) from the magnetic
以下で説明する実施の形態は、磁気記録再生装置100の記録ヘッド駆動回路16に関し、特に書込特性を改善するための技術に関する。
The embodiment described below relates to the recording
図2は、第1の実施の形態に係る記録ヘッド駆動回路16の構成を示す回路図である。記録ヘッド駆動回路16は、スイッチング回路20、オーバーシュート制御回路30、書込電流制御部40を含み、ひとつの半導体基板上に機能ICとして一体集積化される。
FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration of the recording
スイッチング回路20は、複数のトランジスタを含み、各トランジスタの導通状態に応じて、記録ヘッド12に流れる電流の方向を切り換える。本実施の形態において、スイッチング回路20はHブリッジ回路として構成される。
The switching
本実施の形態において、スイッチング回路20は、第1ハイサイドスイッチングトランジスタSWH1、第2ハイサイドスイッチングトランジスタSWH2、第1書込電流制御トランジスタ22、第2書込電流制御トランジスタ24、第1ローサイドスイッチングトランジスタSWL1、第2ローサイドスイッチングトランジスタSWL2を含む。
In the present embodiment, the switching
第1ハイサイドスイッチングトランジスタSWH1は、電源電圧Vddが印加される電源端子110から記録ヘッド12の一端102に電流を供給する経路上に設けられる。また、第1書込電流制御トランジスタ22および第1ローサイドスイッチングトランジスタSWL1は、記録ヘッド12の一端102から電流を引き抜く経路上に直列に設けられる。
The first high-side switching transistor SWH1 is provided on a path for supplying a current from the
同様に、第2ハイサイドスイッチングトランジスタSWH2は、電源端子110から記録ヘッド12の他端104に電流を供給する経路上に設けられる。また、第2書込電流制御トランジスタ24および第2ローサイドスイッチングトランジスタSWL2は、記録ヘッド12の他端から電流を引き抜く経路上に直列に設けられる。
Similarly, the second high-side switching transistor SWH2 is provided on a path for supplying current from the
本実施の形態において、第1ハイサイドスイッチングトランジスタSWH1、第2ハイサイドスイッチングトランジスタSWH2、第1書込電流制御トランジスタ22、第2書込電流制御トランジスタ24は、NPN型バイポーラトランジスタで構成される。また、第1ローサイドスイッチングトランジスタSWL1、第2ローサイドスイッチングトランジスタSWL2は、NチャンネルMOSFETとして構成される。もっとも、これらのトランジスタについて、バイポーラトランジスタあるいはFETのいずれを用いるかは設計事項であり、またNPN型、PNP型あるいはNチャンネル、Pチャンネルのいずれを用いるかも適宜変更してもよい。
In the present embodiment, the first high-side switching transistor SWH1, the second high-side switching transistor SWH2, the first write
スイッチング回路20は、第1ハイサイドスイッチングトランジスタSWH1、第2ハイサイドスイッチングトランジスタSWH2、第1ローサイドスイッチングトランジスタSWL1、第2ローサイドスイッチングトランジスタSWL2のオンオフに応じて、書込電流Iwの方向を切り替える。すなわち、第1ハイサイドスイッチングトランジスタSWH1、第2ローサイドスイッチングトランジスタSWL2をオンすると、記録ヘッド12には端子102から端子104の向きに書込電流Iwが流れる。逆に、第2ハイサイドスイッチングトランジスタSWH2、第1ローサイドスイッチングトランジスタSWL1をオンすると、記録ヘッド12には、端子104から端子102の向きに書込電流Iwが流れる。
The switching
書込電流制御部40は、記録ヘッド12に流れる書込電流Iwの電流値を制御する。書込電流制御部40は、定電流源42、第1トランジスタ44、第2トランジスタ46、スイッチ制御部50を含む。
The write
スイッチ制御部50は、オンオフが制御可能に構成されたスイッチングトランジスタ(図において、符号がSWで始まるトランジスタ)のオンオフを制御し、書込電流Iwの方向を制御する。さらに、オーバーシュート期間において、スイッチ制御部50は、スイッチングトランジスタ(SWOS1、SWOS2)をオンし、第1オーバーシュート制御回路30a、第2オーバーシュート制御回路30bをアクティブとする。スイッチ制御部50と、各スイッチングトランジスタの制御端子(ベースまたはゲート)は、図示しない信号線で接続されている。
The
定電流源42は、所望の書込電流Iwに比例したバイアス電流Ibiasを生成する。このバイアス電流Ibiasは、周囲温度などをパラメータとして、良好な書込特性が得られるように適時調節される。第1トランジスタ44、第2トランジスタ46は、バイアス電流Ibiasの経路上に、すなわち、定電流源42と接地(または負の電源電圧)間に直列に設けられる。第1トランジスタ44は、第1書込電流制御トランジスタ22、第2書込電流制御トランジスタ24と同じタイプのトランジスタ、すなわちNPN型バイポーラトランジスタで構成し、第2トランジスタ46は、第1ローサイドスイッチングトランジスタSWL1、第2ローサイドスイッチングトランジスタSWL2と同じタイプのトランジスタ、すなわちNチャンネルMOSFETで構成する。
The constant
第1書込電流制御トランジスタ22、第2書込電流制御トランジスタ24、第1トランジスタ44の制御端子であるベースは共通に接続されており、カレントミラー回路を構成する。第1書込電流制御トランジスタ22、第2書込電流制御トランジスタ24のベース電圧Vbiasは、書込電流制御部40によって制御され、第1書込電流制御トランジスタ22、第2書込電流制御トランジスタ24には、サイズ比に応じてバイアス電流Ibiasに比例した電流が流れる。すなわち、第1書込電流制御トランジスタ22、第2書込電流制御トランジスタ24は、書込電流Iwの電流量を調節するために設けられる。
The bases that are the control terminals of the first write
第2トランジスタ46は、そのゲート電圧を固定することにより、書込動作中、常時オンとしておく。
The
オーバーシュート制御回路30は、第1オーバーシュート制御回路30a、第2オーバーシュート制御回路30bを含む。オーバーシュート制御回路30は、所定のオーバーシュート期間、記録ヘッド12に流れる書込電流Iwに、当該書込電流Iwに応じたオーバーシュート電流Iosを加算する。本実施の形態において、オーバーシュート制御回路30は、書込電流Iwに比例したオーバーシュート電流Iosを加算する。
The
第1オーバーシュート制御回路30aは、第1オーバーシュート電流制御トランジスタ31、第1オーバーシュートスイッチングトランジスタSWOS1を含む。第1オーバーシュート電流制御トランジスタ31、第1オーバーシュートスイッチングトランジスタSWOS1は、第1書込電流制御トランジスタ22および第1ローサイドスイッチングトランジスタSWL1が設けられる経路と並列な経路上に直列に設けられる。同様に、第2オーバーシュート制御回路30bは、第2オーバーシュート電流制御トランジスタ32、第2オーバーシュートスイッチングトランジスタSWOS2を含む。第2オーバーシュート電流制御トランジスタ32、第2オーバーシュートスイッチングトランジスタSWOS2は、第2書込電流制御トランジスタ24および第2ローサイドスイッチングトランジスタSWL2が設けられる経路と並列な経路上に直列に設けられる。
The first
第1オーバーシュート電流制御トランジスタ31、第2オーバーシュート電流制御トランジスタ32は、いずれも第1書込電流制御トランジスタ22、第2書込電流制御トランジスタ24、第1トランジスタ44と同じタイプのトランジスタ、すなわちNPN型バイポーラトランジスタで構成される。
The first overshoot
第1オーバーシュート電流制御トランジスタ31、第2オーバーシュート電流制御トランジスタ32の制御端子、すなわちベースは、第1書込電流制御トランジスタ22、第2書込電流制御トランジスタ24のベースと共通に接続され、第1トランジスタ44とカレントミラー回路を構成する。したがって、第1オーバーシュート電流制御トランジスタ31、第2オーバーシュート電流制御トランジスタ32には、定電流源42により生成されるバイアス電流Ibiasに比例したオーバーシュート電流Iosが流れる。
The control terminals of the first overshoot
第1オーバーシュートスイッチングトランジスタSWOS1、第2オーバーシュートスイッチングトランジスタSWOS2は、第1ローサイドスイッチングトランジスタSWL1、第2ローサイドスイッチングトランジスタSWL2、第2トランジスタ46と同じタイプのトランジスタ、すなわちNチャンネルMOSFETで構成される。第1オーバーシュートスイッチングトランジスタSWOS1がオンすると、第1オーバーシュート制御回路30aがアクティブとなり、記録ヘッド12を左向きに流れる書込電流Iwに、オーバーシュート電流Iosが加算される。逆に、第2オーバーシュートスイッチングトランジスタSWOS2がオンすると、第2オーバーシュート制御回路30bがアクティブとなり、記録ヘッド12を右向きに流れる書込電流Iwに、オーバーシュート電流Iosが加算される。オーバーシュート制御回路30は、所定のオーバーシュート期間、第1オーバーシュートスイッチングトランジスタSWOS1、第2オーバーシュートスイッチングトランジスタSWOS2のいずれかをオンする。
The first overshoot switching transistor SWOS1 and the second overshoot switching transistor SWOS2 are composed of transistors of the same type as the first low-side switching transistor SWL1, the second low-side switching transistor SWL2, and the
以上の様に構成された記録ヘッド駆動回路16の動作について説明する。図3、図4は、図2の記録ヘッド駆動回路16の動作波形図である。図3、図4および後出の図において、縦軸および横軸は、理解を容易とするために適宜拡大、縮小したものであり、また示される各波形も、理解の容易のために簡略化して示している。
The operation of the recording
図3は、オーバーシュート制御を行わないときの、動作波形図である。このとき、第1オーバーシュートスイッチングトランジスタSWOS1、第2オーバーシュートスイッチングトランジスタSWOS2はいずれもオフした状態である。 FIG. 3 is an operation waveform diagram when overshoot control is not performed. At this time, the first overshoot switching transistor SWOS1 and the second overshoot switching transistor SWOS2 are both turned off.
スイッチングトランジスタの波形(SWH1、SWH2、SWL1、SWL2)は、ハイレベルがオン状態を、ローレベルがオフ状態を示している。また、第1電圧Vxは、記録ヘッド12の一端102の電圧を、第2電圧Vyは、記録ヘッド12の他端104の電圧を示す。最下段のIwは、書込電流を示しており、右向きの電流を正の電流として示している。
In the waveform (SWH1, SWH2, SWL1, SWL2) of the switching transistor, the high level indicates an on state and the low level indicates an off state. The first voltage Vx indicates the voltage at one
期間φ1では、第1ハイサイドスイッチングトランジスタSWH1、第2ローサイドスイッチングトランジスタSWL2がオンとなる。この間、書込電流Iwは正であり、記録ヘッド12を右向きに流れている。また、期間φ1では、第1ハイサイドスイッチングトランジスタSWH1がオンするため、第1電圧Vxは、電源電圧Vddよりも、第1ハイサイドスイッチングトランジスタSWH1のドレインソース間電圧Vds1だけ低い電位に固定される。一方、第2電圧Vyは、第2ローサイドスイッチングトランジスタSWL2および第2書込電流制御トランジスタ24がオンするため、接地電圧よりも、第2ローサイドスイッチングトランジスタSWL2および第2書込電流制御トランジスタ24のドレインソース間電圧の和に近い電位に固定される。
In the period φ1, the first high-side switching transistor SWH1 and the second low-side switching transistor SWL2 are turned on. During this time, the write current Iw is positive and flows through the
期間φ2では、第2ハイサイドスイッチングトランジスタSWH2、第1ローサイドスイッチングトランジスタSWL1がオンであり、書込電流Iwは負となり、記録ヘッド12を左向きに流れる。この間の、第1電圧Vx、第2電圧Vyは、期間φ1と逆となる。
In the period φ2, the second high-side switching transistor SWH2 and the first low-side switching transistor SWL1 are on, the write current Iw becomes negative, and flows through the
スイッチングトランジスタのオンオフが切り替わり、書込電流Iwの向きが変わると、記録ヘッド12のコイルには逆起電力が発生するため、電圧Vx、あるいは電圧Vyはオーバーシュートし、また、書込電流Iwもわずかながら上昇する。
When the switching transistor is turned on / off and the direction of the write current Iw is changed, a back electromotive force is generated in the coil of the
本実施の形態に係る記録ヘッド駆動回路16では、スイッチング回路20のHブリッジ回路に、電流値を制御するためのトランジスタ(22、24)と、電流の向きを制御するためのトランジスタ(SWH1、SWH2、SWL1、SWL2)を別々に設けている。その結果、4つのトランジスタのみでHブリッジ回路を構成し、スイッチングと電流制御を行う場合に比べて、精度よく書込電流を制御することができる。
In the recording
図4は、記録ヘッド12に流れる書込電流Iwの向きが反転する際に、書込電流Iwを強制的に増加させるオーバーシュート時の動作波形図である。図3では、簡略化のため、ハイサイドスイッチングトランジスタの波形は省略している。
FIG. 4 is an operation waveform diagram at the time of overshoot in which the write current Iw is forcibly increased when the direction of the write current Iw flowing through the
第1オーバーシュートスイッチングトランジスタSWOS1は、書込電流Iwが、左向きから右向きに反転するときに、所定のオーバーシュート期間Tos1の間オンする。第1オーバーシュートスイッチングトランジスタSWOS1は、第1ローサイドスイッチングトランジスタSWL1と並列に設けられているため、2つのトランジスタが同時にオンすることにより、書込電流Iwは、第1書込電流制御トランジスタ22により設定される通常時の電流に、第1オーバーシュート電流制御トランジスタ31により設定されるオーバーシュート電流Iosが加算された電流となる。その結果、オーバーシュート期間の書込電流Iwを、図4に破線で示すように大きくスイングさせることができる。
The first overshoot switching transistor SWOS1 is turned on for a predetermined overshoot period Tos1 when the write current Iw is inverted from left to right. Since the first overshoot switching transistor SWOS1 is provided in parallel with the first low-side switching transistor SWL1, the write current Iw is set by the first write
また、第2オーバーシュートスイッチングトランジスタSWOS2についても同様であり、書込電流Iwが、右向きから左向きに反転するときに、所定のオーバーシュート期間Tos2の間、オンし、書込電流Iwをオーバーシュートさせることができる。 The same applies to the second overshoot switching transistor SWOS2. When the write current Iw is reversed from right to left, it is turned on for a predetermined overshoot period Tos2 to overshoot the write current Iw. be able to.
ここで、上述のように、オーバーシュート電流Iosは、第1オーバーシュート電流制御トランジスタ31、第2オーバーシュート電流制御トランジスタ32により電流値が制御される。これらのトランジスタは、第1トランジスタ44とカレントミラー接続されており、バイアス電流Ibiasに比例した電流となる。すなわち、本実施の形態に係る磁気記録再生装置100によれば、書込電流Iwの大小に応じて、オーバーシュート電流Iosを制御することができる。
Here, the current value of the overshoot current Ios is controlled by the first overshoot
さらに、本実施の形態では、第1書込電流制御トランジスタ22と第1ローサイドスイッチングトランジスタSWL1、第2書込電流制御トランジスタ24と第2ローサイドスイッチングトランジスタSWL2、第1オーバーシュート電流制御トランジスタ31と第1オーバーシュートスイッチングトランジスタSWOS1、第2オーバーシュート電流制御トランジスタ32と第2オーバーシュートスイッチングトランジスタSWOS2の各ペアが同様の回路構成をとる。その結果、各トランジスタのドレインソース間電圧、あるいはコレクタエミッタ間電圧が均一となり、書込電流Iwに比例したオーバーシュート電流Iosを正確に生成することができる。
Furthermore, in the present embodiment, the first write
図5は、図2の記録ヘッド駆動回路16のスイッチング回路20の変形例を示す回路図である。以降の図において、既出の構成要素と同一または同等の構成要素には同一の符号を付すものとし、適宜説明を省略する。
FIG. 5 is a circuit diagram showing a modification of the switching
図5のスイッチング回路20は、第1ハイサイドスイッチングトランジスタSWH1のエミッタから、記録ヘッド12の一端102に至る経路上に、直列に設けられた第1ダイオードD1、第1抵抗R1を含む。また、第2ハイサイドスイッチングトランジスタSWH2のエミッタから、記録ヘッド12の他端104に至る経路上に、直列に設けられた第2ダイオードD2および第2抵抗R2を含む。
The switching
図5の変形例によれば、図2の記録ヘッド駆動回路16により得られた効果に加えて、以下の効果を得ることができる。
まず、第1ダイオードD1、第2ダイオードD2を設けたことにより、記録ヘッド12の両端102、104の電位は、それぞれ第1ハイサイドスイッチングトランジスタSWH1、第2ハイサイドスイッチングトランジスタSWH2のエミッタ電圧よりも、ダイオードの順方向電圧Vfだけ低い電圧となる。その結果、記録ヘッド12の両端の電圧が必要以上に上昇しすぎるのを防止することができ、回路保護を図ることができる。
According to the modification of FIG. 5, in addition to the effects obtained by the recording
First, by providing the first diode D1 and the second diode D2, the potentials at both ends 102 and 104 of the
また、第1抵抗R1、第2抵抗R2を設けたことにより、インピーダンス整合を図ることができる。すなわち、上述したように、端子102および端子104と、記録ヘッド12は、フレキシブル基板上の配線を介して接続される。この配線には、寄生容量や配線抵抗が存在するが、フレキシブル基板の長さは、各セットに応じて異なる場合も想定される。そこで、第1抵抗R1、第2抵抗R2を設け、その抵抗値を調節することにより、インピーダンスの不整合を改善し、信号の反射を低減し、書込性能を向上させることができる。
In addition, impedance matching can be achieved by providing the first resistor R1 and the second resistor R2. That is, as described above, the
(第2の実施の形態)
一般にオーバーシュート期間Tosは、通常、数百psと非常に短いため、各トランジスタ22、24、31、32、44に流れる電流は、カレントミラー回路のミラー比で定まる電流値から逸脱する。その結果、ある状況下においては、書込電流Iwのオーバーシュート量が、第1の実施の形態に係る回路では十分に制御できない場合も想定される。以下で説明する第2の実施の形態は、第1の実施の形態で説明した技術と組み合わせて、あるいは単独で利用し、書込電流Iwのオーバーシュートを正確に制御するための技術に関する。
(Second Embodiment)
In general, since the overshoot period Tos is usually very short such as several hundred ps, the current flowing through each of the
図6は、第2の実施の形態に係る記録ヘッド駆動回路16aの構成の一部を示す回路図である。第2の実施の形態に係る記録ヘッド駆動回路16aは、クランプ回路60を備えることを特徴とする。
FIG. 6 is a circuit diagram showing a part of the configuration of the recording
クランプ回路60は、記録ヘッド12の両端102、104の電圧、すなわち第1電圧Vx、第2電圧Vyを、所定のクランプ電圧VCL以下に下がらないようにクランプする。
The
図7は、クランプ回路60の構成例を示す回路図である。クランプ回路60は、第1クランプトランジスタ62、第2クランプトランジスタ64、クランプレベル制御部66を含む。第1クランプトランジスタ62、第2クランプトランジスタ64は、いずれもNPN型バイポーラトランジスタであり、ベースには、クランプレベル制御部66によって生成される制御電圧Vcntが印加される。
FIG. 7 is a circuit diagram illustrating a configuration example of the
図7のクランプ回路60により設定されるクランプ電圧VCLは、VCL=Vcnt−Vbeで与えられる。ここで、Vbeは、第1クランプトランジスタ62、第2クランプトランジスタ64のベースエミッタ間電圧であり、典型的には0.7V程度となる。
The clamp voltage VCL set by the
図7のクランプ回路60によって、記録ヘッド12の両端の電圧Vx、Vyは、クランプ電圧VCLより低くならないようにクランプされる。さらに、クランプ回路60は、クランプ電圧VCLを、書込電流Iwに応じて変化させることが望ましい。より好ましくは、クランプ回路60は、書込電流Iwが増加するに従い、クランプ電圧VCLを低く設定することが望ましい。そのために、クランプレベル制御部66は、書込電流制御部40と連動して動作し、バイアス電流Ibiasに応じて制御電圧Vcntを変化させる。
The
以上のように構成された第2の実施の形態に係る記録ヘッド駆動回路16の動作について説明する。図8は、図6の記録ヘッド駆動回路16の動作波形図である。図8には、比較ために、クランプを行わない場合の波形を破線で示す。
The operation of the recording
オーバーシュート期間が短い状況下では、書込電流Iwが小さいほどオーバーシュート量を大きく確保することができ、書込電流Iwが大きくなるにしたがい、必要なオーバーシュート量の確保が難しくなる。したがって、書込電流Iwが大きい場合に、十分なオーバーシュート量が得られるように回路設計を行うと、書込電流Iwが小さい場合のオーバーシュート量が大きくなりすぎる場合がある。 Under a situation where the overshoot period is short, the smaller the write current Iw, the larger the overshoot amount can be secured. As the write current Iw increases, it becomes difficult to secure the necessary overshoot amount. Therefore, when the circuit design is performed so that a sufficient overshoot amount is obtained when the write current Iw is large, the overshoot amount when the write current Iw is small may be too large.
図6に示すように、第1電圧Vx、第2電圧Vyをクランプすると、書込電流Iwのオーバーシュート量が、クランプしない場合と比べて小さくなり、オーバーシュート量が大きくなりすぎるのを抑制することができる。言い換えれば、クランプ電圧VCLを適切に設定することにより、書込電流Iwのオーバーシュート量を所望の値に調節することができる。 As shown in FIG. 6, when the first voltage Vx and the second voltage Vy are clamped, the overshoot amount of the write current Iw becomes smaller than that in the case of not clamping, and the overshoot amount is prevented from becoming too large. be able to. In other words, the overshoot amount of the write current Iw can be adjusted to a desired value by appropriately setting the clamp voltage VCL.
さらに、クランプ電圧VCLを、書込電流Iwに応じて変化させることにより、書込電流Iwに応じてオーバーシュート量を最適な値に設定することが可能となる。なお、クランプ回路60は、図7の構成に限定されることはなく、第1電圧Vx、第2電圧Vyをクランプ可能であれば、いかなる構成であってもよい。
Furthermore, by changing the clamp voltage VCL according to the write current Iw, the overshoot amount can be set to an optimum value according to the write current Iw. The
(第3の実施の形態)
第2の実施の形態では、記録ヘッド12の両端の電圧Vx、Vyが、接地(ないし負の電源電圧)方向にスイングするときの挙動に着目して、オーバーシュート量を制御する技術について説明した。これに対して、以下で説明する第3の実施の形態は、記録ヘッド12の両端の電圧Vx、Vyが、電源電圧Vdd方向にスイングするときの挙動に着目し、オーバーシュート量を制御するものである。
(Third embodiment)
In the second embodiment, the technique for controlling the amount of overshoot has been described by paying attention to the behavior when the voltages Vx and Vy across the
図9は、第3の実施の形態に係る記録ヘッド駆動回路16bの構成を示す回路図である。プルアップ回路70は、オーバーシュート期間Tos中、記録ヘッド12の両端の電圧Vx、Vyを独立に、所定のプルアップレベルにプルアップする。以下、記録ヘッド12に流れる書込電流Iwが、第1端子102から第2端子104に流れる向きを第1方向、第2端子104から第1端子102に流れる向きを第2方向とする。プルアップ回路70は、書込電流Iwが第1方向から第2方向に切り替わるとき、第1端子102の電圧Vxをプルアップし、第2方向から第1方向に切り替わるとき、第2端子104の電圧Vyをプルアップする。
FIG. 9 is a circuit diagram showing a configuration of a recording
プルアップ回路70は、プルアップレベルを、書込電流Iwのオーバーシュート量に応じて段階的に変化させることが望ましい。
The pull-up
図10は、プルアップ回路70の構成例を示す回路図である。プルアップ回路70は、第1プルアップ回路72と、第2プルアップ回路74を含む。第1プルアップ回路72および第2プルアップ回路74は同一の構成とされる。
FIG. 10 is a circuit diagram illustrating a configuration example of the pull-up
第1プルアップ回路72は、電源端子110から記録ヘッド12の第1端子102に至る経路上に直列に設けられた、第1の抵抗成分Rp1a〜Rp1cおよび第1スイッチSWP1を含む。同様に第2プルアップ回路74は、第2の抵抗成分Rp2a〜Rp2c、第2スイッチSWP2を含む。抵抗成分Rp1a〜Rp1c、Rp2a〜Rp2cの抵抗値は、異なる値に設定される。
The first pull-up
プルアップ回路70は、第1プルアップ回路72の第1スイッチSWP1または、第2プルアップ回路74の第2スイッチSWP2のいずれかを、オーバーシュート期間中に必要に応じてオンする。
The pull-up
第1プルアップ回路72が記録ヘッド12の第1端子102の第1電圧Vxをプルアップする場合、第1端子102が、第1スイッチSWP1を介して抵抗Rp1a〜Rp1cのいずれかと接続され、電源電圧Vddにプルアップされる。抵抗Rp1a〜Rp1cの抵抗値は異なるため、第1電圧Vxは、異なるプルアップレベルにプルアップされることになる。
When the first pull-up
第1抵抗成分Rp1および第1スイッチSWP1における電圧降下は、スイッチング回路20を構成する複数のトランジスタのうち、記録ヘッド12の第1端子102に電流を供給する経路上に設けられたトランジスタSWH1が完全にオフしない値に設定することが望ましい。第2プルアップ回路74は、第1プルアップ回路72と同様であるため説明を省略する。
The voltage drop in the first resistance component Rp1 and the first switch SWP1 is caused by the fact that the transistor SWH1 provided on the path for supplying current to the
図11は、第1プルアップ回路72(あるいは第2プルアップ回路74)の別の構成例を示す回路図である。図11の第1プルアップ回路72は、MOSFETである制御トランジスタM1、複数の調節トランジスタM2〜M4を含む。
制御トランジスタM1は、図10の第1スイッチSWP1に相当し、オーバーシュート期間中のみ、必要に応じてオンするスイッチとして機能する。複数の調節トランジスタM2〜M4は、制御トランジスタM1と直列に接続され、かつそれぞれが並列に接続される。複数の調節トランジスタM2〜M4は、図10の第1抵抗成分Rp1に相当し、いずれがオンするかによってプルアップレベルを変化させる。
FIG. 11 is a circuit diagram showing another configuration example of the first pull-up circuit 72 (or the second pull-up circuit 74). The first pull-up
The control transistor M1 corresponds to the first switch SWP1 in FIG. 10, and functions as a switch that is turned on as necessary only during the overshoot period. The plurality of adjustment transistors M2 to M4 are connected in series with the control transistor M1 and are connected in parallel. The plurality of adjustment transistors M2 to M4 correspond to the first resistance component Rp1 in FIG. 10, and change the pull-up level depending on which one is turned on.
以上のように構成された第3の実施の形態に係る記録ヘッド駆動回路16の動作について説明する。図12は、図9の記録ヘッド駆動回路16bの動作波形図である。上述したように、書込電流Iwが大きくなるにしたがい、必要なオーバーシュート量の確保が難しくなる場合がある。そこで、本実施の形態に係る記録ヘッド駆動回路16bにおいては、プルアップ回路70によって、オーバーシュート期間Tosの間、第1端子102、第2端子104の電圧Vx、Vyを、それぞれ所定のプルアップレベルVPUまでプルアップする。記録ヘッド12の両端の電圧Vx、Vyがプルアップされることにより、書込電流Iwに所望のオーバーシュートを付加することが可能となる。さらに、プルアップレベルVPUを段階的に変化させることにより、オーバーシュート量を所望の値に変化させることができる。
The operation of the recording
(第4の実施の形態)
第4の実施の形態は、第2、第3の実施の形態の組み合わせたものである。図13は、第4の実施の形態に係る記録ヘッド駆動回路16cの構成を示す回路図である。第4の実施の形態に係る記録ヘッド駆動回路16cによれば、第2、第3の実施の形態で得られる効果の両方が得られるため、オーバーシュート量が大きすぎる場合には、クランプ回路60によってオーバーシュート量を抑制することができ、不足する場合には、プルアップ回路70によってオーバーシュート量を増加することができ、いずれにおいても、所望のオーバーシュート電流を設定することができる。
(Fourth embodiment)
The fourth embodiment is a combination of the second and third embodiments. FIG. 13 is a circuit diagram showing a configuration of a recording
上記実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。 Those skilled in the art will understand that the above-described embodiment is an exemplification, and that various modifications can be made to combinations of the respective constituent elements and processing processes, and such modifications are also within the scope of the present invention. is there.
実施の形態では、磁気ディスクを用いた磁気記録再生装置100について説明したが、本発明に係る技術はこれには限定されず、その他の磁気記録媒体として同じく円盤型のフレキシブルディスク記憶装置や、ヘリカルスキャン型の画像記録装置(VTR)、あるいはカード型の磁気カードなどにも適用することができる。
In the embodiment, the magnetic recording / reproducing
10 再生ヘッド、 12 記録ヘッド、 14 再生ヘッド駆動回路、 16 記録ヘッド駆動回路、 20 スイッチング回路、 22 第1書込電流制御トランジスタ、 24 第2書込電流制御トランジスタ、 30 オーバーシュート制御回路、 30a 第1オーバーシュート制御回路、 30b 第2オーバーシュート制御回路、 31 第1オーバーシュート電流制御トランジスタ、 32 第2オーバーシュート電流制御トランジスタ、 40 書込電流制御部、 42 定電流源、 44 第1トランジスタ、 46 第2トランジスタ、 50 スイッチ制御部、 60 クランプ回路、 62 第1クランプトランジスタ、 64 第2クランプトランジスタ、 66 クランプレベル制御部、 70 プルアップ回路、 72 第1プルアップ回路、 74 第2プルアップ回路、 100 磁気記録再生装置、 200 磁気ヘッド駆動回路、 SWH1 第1ハイサイドスイッチングトランジスタ、 SWH2 第2ハイサイドスイッチングトランジスタ、 SWL1 第1ローサイドスイッチングトランジスタ、 SWL2 第2ローサイドスイッチングトランジスタ、 SWOS1 第1オーバーシュートスイッチングトランジスタ、 SWOS2 第2オーバーシュートスイッチングトランジスタ、 D1 第1ダイオード、 D2 第2ダイオード、 R1 第1抵抗、 R2 第2抵抗。
DESCRIPTION OF
Claims (11)
複数のトランジスタを含み、各トランジスタの導通状態に応じて前記磁気ヘッドに流れる書込電流の方向を切り換えるスイッチング回路と、
前記磁気ヘッドに流れる書込電流の電流値を制御する書込電流制御部と、
所定のオーバーシュート期間、前記磁気ヘッドに流れる書込電流に、当該書込電流に応じたオーバーシュート電流を加算するオーバーシュート制御回路と、
を備えることを特徴とする磁気ヘッド駆動回路。 A magnetic head driving circuit for driving a magnetic head for recording information on a magnetic recording medium,
A switching circuit that includes a plurality of transistors, and switches a direction of a write current flowing through the magnetic head according to a conduction state of each transistor;
A write current control unit for controlling a current value of a write current flowing through the magnetic head;
An overshoot control circuit for adding an overshoot current corresponding to the write current to a write current flowing through the magnetic head during a predetermined overshoot period;
A magnetic head drive circuit comprising:
前記磁気ヘッドの一端に電流を供給する経路上に設けられた第1ハイサイドスイッチングトランジスタと、
前記磁気ヘッドの前記一端から電流を引き抜く経路上に直列に設けられた第1書込電流制御トランジスタおよび第1ローサイドスイッチングトランジスタと、
前記磁気ヘッドの他端に電流を供給する経路上に設けられた第2ハイサイドスイッチングトランジスタと、
前記磁気ヘッドの前記他端から電流を引き抜く経路上に直列に設けられた第2書込電流制御トランジスタおよび第2ローサイドスイッチングトランジスタと、
を含み、
前記オーバーシュート制御回路は、
前記第1書込電流制御トランジスタおよび前記第1ローサイドスイッチングトランジスタが設けられる経路と並列な経路上に設けられた、第1オーバーシュート電流制御トランジスタおよび第1オーバーシュートスイッチングトランジスタと、
前記第2書込電流制御トランジスタおよび前記第2ローサイドスイッチングトランジスタが設けられる経路と並列な経路上に設けられた、第2オーバーシュート電流制御トランジスタおよび第2オーバーシュートスイッチングトランジスタと、
を含み、
前記スイッチング回路は、前記第1、第2ハイサイドスイッチングトランジスタならびに前記第1、第2ローサイドスイッチングトランジスタのオンオフに応じて、前記書込電流の方向を切り替え、
前記第1、第2書込電流制御トランジスタおよび前記第1、第2オーバーシュート電流制御トランジスタの制御端子は共通に接続され、前記書込電流制御部は、共通に接続された制御端子の電位を制御し、
前記オーバーシュート制御回路は、前記所定のオーバーシュート期間、前記第1、第2オーバーシュートスイッチングトランジスタのいずれかをオンすることを特徴とする請求項2に記載の磁気ヘッド駆動回路。 The switching circuit is
A first high-side switching transistor provided on a path for supplying a current to one end of the magnetic head;
A first write current control transistor and a first low-side switching transistor provided in series on a path for drawing current from the one end of the magnetic head;
A second high-side switching transistor provided on a path for supplying a current to the other end of the magnetic head;
A second write current control transistor and a second low side switching transistor provided in series on a path for drawing current from the other end of the magnetic head;
Including
The overshoot control circuit includes:
A first overshoot current control transistor and a first overshoot switching transistor provided on a path parallel to a path provided with the first write current control transistor and the first low-side switching transistor;
A second overshoot current control transistor and a second overshoot switching transistor provided on a path parallel to a path where the second write current control transistor and the second low-side switching transistor are provided;
Including
The switching circuit switches a direction of the write current according to on / off of the first and second high-side switching transistors and the first and second low-side switching transistors,
The control terminals of the first and second write current control transistors and the first and second overshoot current control transistors are connected in common, and the write current control unit determines the potential of the control terminals connected in common. Control
3. The magnetic head drive circuit according to claim 2, wherein the overshoot control circuit turns on one of the first and second overshoot switching transistors during the predetermined overshoot period.
前記第1ハイサイドスイッチングトランジスタから前記磁気ヘッドの一端に至る経路上に設けられた第1ダイオードおよび第1抵抗と、
前記第2ハイサイドスイッチングトランジスタから前記磁気ヘッドの他端に至る経路上に設けられた第2ダイオードおよび第2抵抗と、
を含むことを特徴とする請求項3に記載の磁気ヘッド駆動回路。 The switching circuit further includes:
A first diode and a first resistor provided on a path from the first high-side switching transistor to one end of the magnetic head;
A second diode and a second resistor provided on a path from the second high-side switching transistor to the other end of the magnetic head;
The magnetic head drive circuit according to claim 3, comprising:
エミッタがクランプの対象となる前記磁気ヘッドの一端に接続されたバイポーラトランジスタを含み、前記バイポーラトランジスタのベースに印加する電圧を制御することにより、前記クランプ電圧を調節することを特徴とする請求項6に記載の磁気ヘッド駆動回路。 The clamp circuit is
7. The clamp voltage is adjusted by controlling a voltage applied to a base of the bipolar transistor, the emitter including a bipolar transistor connected to one end of the magnetic head to be clamped. The magnetic head drive circuit according to 1.
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