JP2007221864A - Inverter controller of ac motor - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、インバータ駆動による交流電動機の制御装置に関する。 The present invention relates to a control device for an AC motor driven by an inverter.
インバータにより交流電動機を駆動する場合においてその減速時に負荷の持つ機械的なエネルギがインバータ側に回生されたり、負荷が回生負荷の場合などは、その回生エネルギがインバータ側へ流れ込み、その直流母線に接続されている平滑用コンデンサにたまることで直流電圧が上昇する。この電圧がインバータ素子の耐電圧を越えると素子が破壊されるため、直流電圧が所定値を超えた場合には、強制的にインバータの運転を停止したり、運転を継続させる場合には直流母線に制動抵抗を取り付け、この抵抗に電流を流すことでインバータに回生するエネルギを消費させるか、減速に限ればその減速時間を大幅に長くする必要がある。従来のインバータ駆動による交流電動機の制動抵抗無しで減速時間を短縮する方法は、誘導電動機の減速時にすべりが−(二次抵抗／一次抵抗)となる周波数より低い周波数成分の出力電圧を元の周波数の出力電圧値に重畳して運転しながら減速させている（例えば特許文献１参照）。 When an AC motor is driven by an inverter, the mechanical energy of the load is regenerated to the inverter side during deceleration, or if the load is a regenerative load, the regenerative energy flows to the inverter side and is connected to the DC bus. The DC voltage rises by accumulating on the smoothing capacitor. If this voltage exceeds the withstand voltage of the inverter element, the element will be destroyed. If the DC voltage exceeds the specified value, the inverter will be forcibly stopped or the operation will continue. It is necessary to attach a braking resistor to the resistor and consume the energy regenerated in the inverter by passing a current through the resistor, or to reduce the deceleration time significantly if limited to deceleration. The conventional method of shortening the deceleration time without the braking resistance of the AC motor driven by the inverter is that the output voltage of the frequency component lower than the frequency at which the slip becomes-(secondary resistance / primary resistance) when the induction motor decelerates is the original frequency. The vehicle is decelerated while driving while being superimposed on the output voltage value (see, for example, Patent Document 1).
図１３において、１０１は交流を直流に変換するコンバータ、１０３はコンバータ１０１で変換された直流電圧をオン・オフ制御することにより任意の電圧を出力するインバータ、１０４は運転する対象の交流電動機であり、速度指令ω*に応じた出力電圧値および電圧位相をV/fパターン回路１０７および位相演算回路１０８で演算し、ベクトル演算回路１０９で三相の出力電圧指令値を演算し、ゲートドライブ回路１０２でインバータ１０３のオン・オフ制御のための信号に変換し、インバータ１０３を制御して所定の電圧を出力し、交流電動機１０４を駆動する。減速時には減速時加算電圧演算器１１４により前記すべりが−(二次抵抗／一次抵抗)となる成分の電圧指令成分を演算し、ベクトル演算回路１０９からの電圧指令値に加算した値を電圧指令値とし、これに基づいて運転する。電動機は元の運転周波数成分に基づいて回転しているので減速時加算電圧演算器１１４からの電圧指令により流れる電流は損失となり、減速時に発生する回生エネルギを消費するため、制動抵抗に代わる働きをするので減速時間を短縮できるというものである。また、重畳する電圧成分により発生するトルクリプルを抑制するために二つの周波数成分の平均値が駆動用の出力周波数となるようにしたものがある（例えば、特許文献２参照）。
従来の特許文献１に開示されている方法では、重畳する周波数成分をすべりが−(二次抵抗／一次抵抗)となるよりも低い周波数とし、回生エネルギを損失として効果的に消費することだけを考慮しているので,重畳成分によって大きなトルクリプルが発生するという問題があった。また、特許文献２の場合はトルクリプルの低減を重視しこれを実現できる成分の周波数の決定方法に関するものであり制動抵抗無しでの減速時間を短縮するための条件としては不十分であるという問題があった。
本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、制動抵抗無しでの減速時間の短縮を可能とするとともに重畳する周波数成分により発生するトルクリプルを抑制し、減速時間の短縮とトルクリプルの低減を実現する制御装置を提供することを目的とする。
In the conventional method disclosed in Patent Document 1, the frequency component to be superimposed is set to a frequency lower than the slip becomes − (secondary resistance / primary resistance), and the regenerative energy is effectively consumed as a loss. Considering this, there is a problem that a large torque ripple occurs due to the superimposed component. In addition, the case of Patent Document 2 is concerned with a method for determining the frequency of a component capable of realizing the reduction of torque ripple and is insufficient as a condition for shortening the deceleration time without braking resistance. there were.
The present invention has been made in view of such problems, and enables reduction of the deceleration time without braking resistance and suppresses the torque ripple generated by the superimposed frequency component, thereby reducing the deceleration time and the torque ripple. It aims at providing the control apparatus which implement | achieves reduction.
上記問題を解決するため、本発明は、次のようにしたのである。
請求項１に記載の発明は、Ｖ／ｆ制御により交流電動機を駆動する場合のインバータ装置において、交流電動機の駆動中に前記インバータの直流電圧が上昇した場合に所定の電圧指令を加算するための電圧加算用Ｖ／ｆパターン演算器および所定の周波数と所定の電圧振幅の第２の電圧成分を演算する重畳電圧演算器を備えたものである。
請求項２に記載の発明は、 請求項１において直流電圧が交流電動機の駆動を開始する前の直流電圧よりも高くインバータの過電圧検出レベルよりも低い値に設定された第1の所定レベルV1以上または直流電圧vdcの上昇率が第1の所定値ΔV1以上であれば、Ｖ／ｆパターンを別途設定した値Δｋだけ上げ、Ｖ／ｆパターンによって持ち上げた電圧値が出力電圧のリミットにかかっている場合および直流電圧が第１の所定のレベルよりも高くインバータの過電圧検出レベルよりも低い値に設定された第２の所定レベルV2以上または直流電圧の上昇率が所定値ΔV2以上の場合に所定の周波数及び所定の振幅値の電圧成分を元の出力電圧成分に重畳して出力するものである。
請求項３に記載の発明は、三相電源の交流を直流に変換するコンバータ１、直流電圧のリプルを低減させるための平滑コンデンサ２、直流電圧をオン・オフ制御することで任意の電圧振幅の交流電圧に変換して出力するインバータ３、速度指令もしくは周波数指令に応じて所定の周波数−電圧の関数に基づいて出力電圧指令を出力するＶ／ｆパターン演算器１０、速度指令もしくは周波数指令に応じて出力位相を出力する位相演算器１１、電圧指令と出力位相に基づき三相の各相の電圧指令値を演算するベクトル演算器１２、インバータの直流母線の直流電圧を検出する直流電圧検出器１３、直流電圧値が変動した場合にも出力電圧が一定となるように電圧指令値を調整するための係数を演算する出力電圧調整係数演算器１４、前記ベクトル演算器１２からの各相の電圧指令値に基づき前記インバータ３のスイッチング素子のオン・オフのパルス幅を演算するとともに前記出力電圧調整係数演算器１４の出力を用いて直流電圧の大きさに基づいてパルス幅を調整する演算を行うＰＷＭ演算器１５と前記ＰＷＭ演算器１５の出力をインバータのスイッチング素子のオン・オフを行うために必要な信号形態に変換するためのゲートドライブ回路１６とを有し、Ｖ／ｆ制御により交流電動機を駆動するインバータ装置において、
前記出力電圧調整係数演算器１４の出力値、前記出力値に更にローパスフィルタを通した値あるいは補正係数を1.0に固定した値もしくは減速開始直前の補正係数を保持した値のいずれかに切り替えて出力する出力電圧調整係数切替器１９および所定の周波数と所定の電圧振幅の第２の電圧成分を演算する重畳電圧演算器１７を備えたものである。
請求項４に記載の発明は、請求項３において前記交流電動機の減速時に前記インバータ３の直流電圧が上昇した場合に出力電圧調整係数演算器１４の出力値、前記出力値に更にローパスフィルタを通した値あるいは補正係数を1.0に固定した値もしくは減速開始直前の補正係数を保持した値のいずれかに切り替えて出力する出力電圧調整係数切替器１９を備え、
減速開始時に前記出力電圧調整係数切替器１９の出力を減速開始直前の値に固定もしくは前記出力電圧調整演算器１４の出力である出力電圧調整係数の出力あるいは直流電圧検出器１３の出力である直流電圧検出値に時定数の長いフィルタを使用した結果を用いて演算した出力電圧補正係数とし、交流電動機の駆動を開始する前の直流電圧よりも高くインバータ３の過電圧検出レベルよりも低い値に設定された第２の所定レベルV2以上または直流電圧の上昇率が所定値ΔV2以上の場合に所定の周波数及び所定の振幅値の電圧成分を元の出力電圧成分に重畳して出力するものである。
請求項５に記載の発明は、ベクトル制御により交流電動機を駆動する場合のインバータ装置において、交流電動機の駆動中に前記インバータの直流電圧が上昇した場合に所定の磁束電流補正量を加算するための磁束電流補正量演算器２５および所定の周波数と所定の電圧振幅の第２の電圧成分を演算する重畳電圧演算器１７および前記座標変換器２０の出力値に含まれる電流成分を取り除くためのフィルタ（２１、２２）を備えたものである。
請求項６に記載の発明は、請求項５において直流電圧が交流電動機の駆動を開始する前の直流電圧よりも高くインバータの過電圧検出レベルよりも低い値に設定された第1の所定レベルV1以上または直流電圧vdcの上昇率が第1の所定値ΔV1以上であれば、Ｖ／ｆパターンを別途設定した値Δｋだけ上げ、Ｖ／ｆパターンによって持ち上げた電圧値が出力電圧のリミットにかかっている場合および直流電圧が第１の所定のレベルよりも高くインバータの過電圧検出レベルよりも低い値に設定された第２の所定レベルV2以上または直流電圧の上昇率が所定値ΔV2以上の場合に所定の周波数及び所定の振幅値の電圧成分を元の出力電圧成分に重畳して出力するものである。
In order to solve the above problem, the present invention is as follows.
The invention according to claim 1 is an inverter device for driving an AC motor by V / f control, for adding a predetermined voltage command when the DC voltage of the inverter rises during driving of the AC motor. A voltage addition V / f pattern calculator and a superimposed voltage calculator for calculating a second voltage component having a predetermined frequency and a predetermined voltage amplitude are provided.
According to a second aspect of the present invention, in the first aspect, the direct current voltage is higher than the direct current voltage before the start of the driving of the alternating current motor and higher than the first predetermined level V1 set to a value lower than the overvoltage detection level of the inverter. Alternatively, if the rate of increase of the DC voltage vdc is greater than or equal to the first predetermined value ΔV1, the V / f pattern is increased by a separately set value Δk, and the voltage value lifted by the V / f pattern depends on the output voltage limit. And when the DC voltage is higher than the first predetermined level and higher than the second predetermined level V2 set to a value lower than the overvoltage detection level of the inverter or when the DC voltage increase rate is higher than or equal to a predetermined value ΔV2. A voltage component having a frequency and a predetermined amplitude value is superimposed on the original output voltage component and output.
The invention described in claim 3 includes a converter 1 that converts alternating current of a three-phase power source into direct current, a smoothing capacitor 2 that reduces ripple of the direct current voltage, and on / off control of the direct current voltage so that an arbitrary voltage amplitude can be obtained. Inverter 3 that converts and outputs AC voltage, V / f pattern calculator 10 that outputs an output voltage command based on a predetermined frequency-voltage function according to a speed command or a frequency command, according to a speed command or a frequency command A phase calculator 11 that outputs an output phase, a vector calculator 12 that calculates a voltage command value of each of the three phases based on the voltage command and the output phase, and a DC voltage detector 13 that detects a DC voltage on the DC bus of the inverter. The output voltage adjustment coefficient calculator 14 for calculating a coefficient for adjusting the voltage command value so that the output voltage becomes constant even when the DC voltage value fluctuates, the vector Based on the voltage command value of each phase from the calculator 12, the on / off pulse width of the switching element of the inverter 3 is calculated, and based on the magnitude of the DC voltage using the output of the output voltage adjustment coefficient calculator 14. A PWM calculator 15 for performing a calculation for adjusting the pulse width and a gate drive circuit 16 for converting the output of the PWM calculator 15 into a signal form necessary for turning on / off the switching element of the inverter. In an inverter device that drives an AC motor by V / f control,
The output value of the output voltage adjustment coefficient calculator 14 is switched to one of a value obtained by passing a low-pass filter to the output value, a value obtained by fixing the correction coefficient to 1.0, or a value holding the correction coefficient immediately before starting deceleration. Output voltage adjustment coefficient switch 19 and superposed voltage calculator 17 for calculating a second voltage component having a predetermined frequency and a predetermined voltage amplitude.
According to a fourth aspect of the present invention, when the DC voltage of the inverter 3 increases during deceleration of the AC motor in the third aspect, a low-pass filter is further passed through the output value of the output voltage adjustment coefficient calculator 14 and the output value. An output voltage adjustment coefficient switching unit 19 that switches the output value or the correction coefficient to a value that is fixed at 1.0 or a value that holds the correction coefficient immediately before the start of deceleration.
At the start of deceleration, the output of the output voltage adjustment coefficient switching unit 19 is fixed to a value immediately before the start of deceleration, or the output of the output voltage adjustment coefficient output that is the output of the output voltage adjustment calculator 14 or the direct current that is the output of the DC voltage detector 13. The output voltage correction coefficient is calculated using the result of using a filter with a long time constant for the voltage detection value, and is set to a value that is higher than the DC voltage before the AC motor is started and lower than the overvoltage detection level of the inverter 3. When the second predetermined level V2 or higher or the DC voltage increase rate is equal to or higher than the predetermined value ΔV2, the voltage component having a predetermined frequency and a predetermined amplitude value is superimposed on the original output voltage component and output.
According to a fifth aspect of the present invention, there is provided an inverter device for driving an AC motor by vector control for adding a predetermined magnetic flux current correction amount when the DC voltage of the inverter rises during driving of the AC motor. A magnetic flux current correction amount calculator 25, a superimposed voltage calculator 17 for calculating a second voltage component having a predetermined frequency and a predetermined voltage amplitude, and a filter for removing a current component included in the output value of the coordinate converter 20 ( 21 and 22).
According to a sixth aspect of the present invention, in the fifth aspect, the direct current voltage is higher than the direct current voltage before the start of driving of the alternating current motor and higher than the first predetermined level V1 set to a value lower than the overvoltage detection level of the inverter. Alternatively, if the rate of increase of the DC voltage vdc is greater than or equal to the first predetermined value ΔV1, the V / f pattern is increased by a separately set value Δk, and the voltage value lifted by the V / f pattern depends on the output voltage limit. And when the DC voltage is higher than the first predetermined level and higher than the second predetermined level V2 set to a value lower than the overvoltage detection level of the inverter or when the DC voltage increase rate is higher than or equal to a predetermined value ΔV2. A voltage component having a frequency and a predetermined amplitude value is superimposed on the original output voltage component and output.
請求項１から６に記載の発明によると、電動機におけるエネルギの損失を増加させることができ、交流電動機の駆動中に負荷からの回生エネルギによりインバータの直流電圧が上昇する場合に、この回生エネルギを電動機内で損失として消費させることでインバータへのエネルギの回生を制限することができる。その結果、インバータの直流電圧の上昇を防止できるので、制動抵抗を取り付けることなく減速時間を短縮でき、また回生負荷がかかった状態での駆動においても、運転指令どおりに交流電動機を駆動することができる。 According to the invention described in claims 1 to 6, energy loss in the electric motor can be increased, and when the DC voltage of the inverter rises due to regenerative energy from the load during driving of the AC motor, the regenerative energy is reduced. Energy consumption to the inverter can be limited by consuming it as a loss in the electric motor. As a result, an increase in the DC voltage of the inverter can be prevented, so that the deceleration time can be shortened without attaching a braking resistor, and the AC motor can be driven in accordance with the operation command even when the regenerative load is applied. it can.
以下、本発明の方法の具体的実施例について、図に基づいて説明する。 Hereinafter, specific examples of the method of the present invention will be described with reference to the drawings.
図１は、従来のＶ／ｆ制御により交流電動機を駆動する場合のインバータ装置に本発明を適用した構成を示すブロック図である。実際の装置では性能向上のため電圧指令や位相等にさまざまな補正が施されているが、ここでは本発明の実施の説明に必要な基本構成だけを抜粋して記述している。図１において１は三相電源の交流を直流に変換するコンバータ、２は直流電圧のリプルを低減させるための平滑コンデンサ、３は直流電圧をオン・オフ制御することで任意の電圧振幅の交流電圧に変換して出力するインバータ、４は駆動対象の交流電動機、５は電動機に取り付けられた負荷である。６、７は電流検出器であり任意の２相の出力線に流れる電流を検出するように取り付けられている。８は電流演算器であり、電流検出器６、７で検出した電流を後述のそれぞれの演算器で取り扱う信号形態および単位に換算する。９は出力電流の各相の瞬時値からその大きさを示す合成値として出力電流ioutdetを求める出力電流演算器である。出力電圧を印加する負荷の交流電動機は三相平衡回路であり、理想的には外部に漏れる電流が無いので、インバータから電動機に流れる方向を正、電動機からインバータへ流れる方向を負で表した場合に各相の電流値の和は零となるので、任意の２相の電流値を検出すれば残りの１相の電流がわかる。 FIG. 1 is a block diagram showing a configuration in which the present invention is applied to an inverter device when an AC motor is driven by conventional V / f control. In an actual apparatus, various corrections are made to the voltage command, the phase, and the like for improving the performance. Here, only the basic configuration necessary for explaining the embodiment of the present invention is extracted and described. In FIG. 1, 1 is a converter for converting alternating current of a three-phase power source into direct current, 2 is a smoothing capacitor for reducing ripples of direct current voltage, and 3 is an alternating current voltage having an arbitrary voltage amplitude by controlling on / off of the direct current voltage. Inverter 4 for conversion to output, 4 is an AC motor to be driven, and 5 is a load attached to the motor. Reference numerals 6 and 7 denote current detectors which are attached so as to detect a current flowing through an arbitrary two-phase output line. Reference numeral 8 denotes a current calculator, which converts the current detected by the current detectors 6 and 7 into a signal form and unit handled by each calculator described later. Reference numeral 9 denotes an output current calculator for obtaining the output current ioutdet as a combined value indicating the magnitude from the instantaneous value of each phase of the output current. The load AC motor to which the output voltage is applied is a three-phase balanced circuit, and ideally there is no current leaking to the outside, so the direction from the inverter to the motor is positive and the direction from the motor to the inverter is negative In addition, since the sum of the current values of the respective phases becomes zero, the remaining one-phase current can be obtained by detecting any two-phase current values.
また、前記の電流の合成値の大きさは、実効値、平均値(交流であるので絶対値を取った後に平均したもの)や振幅の最大値などのいずれでも良いが、ここでは交流電流の大きさの表現として一般的に用いられる実効値で説明する。１０は速度指令ω*に応じて出力電圧指令v*を出力するＶ／ｆパターン演算器である。Ｖ／ｆパターンは出力周波数と出力電圧の関係を示す関数であり、電動機の特性によって定まる固有の周波数と電圧の関係に基づいて出力電圧指令v*を決定する。１１は速度指令ω*に応じて出力位相θoutを出力する位相演算器である。１２は電圧指令v*と出力位相θoutに基づき三相の各相の電圧指令値を演算するベクトル演算器である。１３はインバータの直流母線の直流電圧を検出する直流電圧検出器である。１４は直流電圧値が変動した場合にも出力電圧が一定となるように電圧指令値を調整するための係数vdc_adj_kを演算する出力電圧調整係数演算器である。基準となる直流電圧値をVdc_base、検出した直流電圧をvdcとすると補正係数= Vdc_base/vdcで求めている。vdc_adj_kは前記補正係数をそのまま用いるか所定のローパスフィルタを通した値を用いている。 In addition, the magnitude of the composite value of the current may be any of an effective value, an average value (averaged after taking an absolute value because it is an alternating current), a maximum amplitude value, and the like. The description will be made with an effective value generally used as a size expression. A V / f pattern calculator 10 outputs an output voltage command v * according to the speed command ω * . The V / f pattern is a function indicating the relationship between the output frequency and the output voltage, and determines the output voltage command v * based on the relationship between the specific frequency and voltage determined by the characteristics of the motor. Reference numeral 11 denotes a phase calculator that outputs an output phase θout in accordance with the speed command ω * . A vector calculator 12 calculates the voltage command value of each of the three phases based on the voltage command v * and the output phase θout. Reference numeral 13 denotes a DC voltage detector that detects the DC voltage of the DC bus of the inverter. An output voltage adjustment coefficient calculator 14 calculates a coefficient vdc_adj_k for adjusting the voltage command value so that the output voltage becomes constant even when the DC voltage value fluctuates. When the reference DC voltage value is Vdc_base and the detected DC voltage is vdc, the correction coefficient is obtained as Vdc_base / vdc. For vdc_adj_k, the correction coefficient is used as it is or a value obtained by passing through a predetermined low-pass filter.
１５はベクトル演算器１２からの各相の電圧指令値に基づきインバータ３のスイッチング素子のオン・オフのパルス幅を演算するＰＷＭ演算器である。ＰＷＭ演算器１５では、前述の出力電圧調整係数vdc_adj_kを用いて直流電圧の大きさに基づいてパルス幅を調整する演算も合わせて行っている。１６はＰＷＭ演算器１５の出力をインバータ３のスイッチング素子のオン・オフを行うために必要な信号形態に変換するためのゲートドライブ回路である。１７は後述する本発明の重畳電圧成分を出力する重畳電圧演算器である。加速時及び定速運転時は、重畳電圧演算器の出力を全て零とすることで、従来の駆動方法と同じ動作で運転する。１８は出力電圧を増加させるために、通常のＶ／ｆパターンに加算する量を演算する電圧加算用Ｖ／ｆパターン演算器である。電圧加算用Ｖ／ｆパターン演算器の出力は通常は零であり、減速時などの条件で出力電圧を増加させるための補正量を出力する。 Reference numeral 15 denotes a PWM calculator that calculates the ON / OFF pulse width of the switching element of the inverter 3 based on the voltage command value of each phase from the vector calculator 12. The PWM calculator 15 also performs calculations for adjusting the pulse width based on the magnitude of the DC voltage using the output voltage adjustment coefficient vdc_adj_k described above. Reference numeral 16 denotes a gate drive circuit for converting the output of the PWM calculator 15 into a signal form necessary for turning on / off the switching element of the inverter 3. Reference numeral 17 denotes a superimposed voltage calculator that outputs a superimposed voltage component of the present invention described later. During acceleration and constant speed operation, all the outputs of the superimposed voltage calculator are set to zero so that the operation is performed in the same manner as the conventional driving method. Reference numeral 18 denotes a voltage addition V / f pattern calculator that calculates the amount to be added to the normal V / f pattern in order to increase the output voltage. The output of the voltage addition V / f pattern calculator is normally zero, and outputs a correction amount for increasing the output voltage under conditions such as deceleration.
図２は図1の本発明の構成において交流電動機を減速運転する場合の処理を示すフローチャートである。図２に基づいて本発明の処理手順を説明する。電動機の回転中に減速開始の指令が与えられると(STEP101)従来と同様に別途設定されている減速率に応じて出力周波数を下げる(STEP102)。同時に、電圧加算用Ｖ／ｆパターン演算器の出力Δｋの初期値は0であり、直流電圧の上昇がない場合には作用しない。次に、減速が完了したかどうかを判定し(STEP103)、減速中であればSTEP104で直流電圧vdcが第1の所定レベルV1より小さいかどうか判別する。第1の所定レベルV1の値は、コンバータ１、平滑コンデンサ２およびインバータ３を構成する部品の耐圧を考慮し、過電圧による破壊となるレベルもしくは過電圧による破壊から保護するために直流電圧が上昇した場合に強制的に運転停止するような過電圧保護が設けられている場合には過電圧保護レベルよりも低いレベルで、かつ、インバータ装置の運転停止状態で通電中の直流電圧よりも高いレベルの範囲に設定する。 FIG. 2 is a flowchart showing processing when the AC motor is decelerated in the configuration of the present invention shown in FIG. The processing procedure of the present invention will be described based on FIG. When a command to start deceleration is given during rotation of the electric motor (STEP 101), the output frequency is lowered according to a separately set deceleration rate (STEP 102) as in the prior art. At the same time, the initial value Δk of the output Δk of the voltage addition V / f pattern calculator is 0, which does not work when there is no increase in DC voltage. Next, it is determined whether or not deceleration has been completed (STEP 103). If deceleration is in progress, it is determined in STEP 104 whether or not the DC voltage vdc is less than the first predetermined level V1. The value of the first predetermined level V1 takes into account the withstand voltages of the components constituting the converter 1, the smoothing capacitor 2 and the inverter 3, and the DC voltage rises to protect against the level that causes breakdown due to overvoltage or the breakdown due to overvoltage. If overvoltage protection is provided to forcibly shut down the inverter, set it to a level that is lower than the overvoltage protection level and higher than the DC voltage that is energized when the inverter is stopped. To do.
直流電圧のレベルによる切替だけでは切替が断続的に発生し過渡的な変動の影響が大きくなるため、電圧上昇率による判定条件を併用し滑らかに状態が推移するようにしている。この第1の所定値ΔV1は誤動作しないように直流電圧検出値のリプルよりも大きい値に設定し、かつ直流電圧レベルV1による動作よりも先に作用する程度の大きさに設定する。直流電圧が第1の所定レベルV1以上または直流電圧vdcの上昇率が第1の所定値ΔV1以上であれば、Ｖ／ｆパターンを別途指定したΔｋだけ上げる(STEP105)。Δｋの大きさは演算器の処理周期と電動機の定格電圧に応じて、調整が間に合わずに過電圧に至るあるいは調整幅が大きすぎて振動が激しくならない範囲で適当な値に定める。 Since the switching is intermittently generated only by switching based on the DC voltage level and the influence of the transient fluctuation becomes large, the judgment condition based on the voltage increase rate is used together so that the state smoothly changes. The first predetermined value ΔV1 is set to a value larger than the ripple of the DC voltage detection value so as not to malfunction, and is set to a magnitude that acts before the operation based on the DC voltage level V1. If the DC voltage is equal to or higher than the first predetermined level V1 or the rate of increase of the DC voltage vdc is equal to or higher than the first predetermined value ΔV1, the V / f pattern is increased by Δk specified separately (STEP 105). The magnitude of Δk is set to an appropriate value in accordance with the processing cycle of the arithmetic unit and the rated voltage of the motor within a range in which the adjustment is not in time and the overvoltage is reached or the adjustment width is too large and the vibration does not become intense.
STEP106ではＶ／ｆパターンによって持ち上げた電圧値が出力電圧のリミットにかかっているかどうかおよび直流電圧が第２の所定レベルV2以上かどうかまたは直流電圧の上昇率が所定値ΔV2以上かどうかを判定する。第2の所定のレベルV2および第2の所定値ΔV2は、第1の所定のレベルV1および第1の所定値ΔV1と同様に定め、この値は前記V1またはΔV1と同じ値かこれらよりも大きい値とする。リミットにかかっていない場合、直流電圧が第2の所定値V2より小さい場合および直流電圧の上昇が第2の所定値ΔV2よりも小さい場合は、STEP102の処理に戻り出力周波数を低下させていく。 In STEP 106, it is determined whether the voltage value raised by the V / f pattern is at the output voltage limit and whether the DC voltage is equal to or higher than the second predetermined level V2 or whether the DC voltage increase rate is equal to or higher than the predetermined value ΔV2. . The second predetermined level V2 and the second predetermined value ΔV2 are determined in the same manner as the first predetermined level V1 and the first predetermined value ΔV1, and this value is equal to or greater than the V1 or ΔV1. Value. When the limit is not reached, when the DC voltage is smaller than the second predetermined value V2 and when the increase of the DC voltage is smaller than the second predetermined value ΔV2, the process returns to STEP 102 to decrease the output frequency.
また、フローでは記載を省略しているが、STEP104の判定処理で、直流電圧の上昇がない場合には、Ｖ／ｆパターンを元のレベルにΔｋずつ戻す処理を実行する。STEP106の判定でＶ／ｆパターンがリミットにかかっているあるいは直流電圧値が第2の所定値V2以上もしくは直流電圧の上昇率が第2の所定値ΔV2以上と判定された場合は、STEP107で所定の電圧指令に所定の電圧成分を重畳して出力する。重畳する成分vu_b*、vv_b*、vw_b*は、重畳電圧演算器１７で計算している。 Although not shown in the flow, if the DC voltage does not increase in the determination process in STEP 104, a process of returning the V / f pattern to the original level by Δk is executed. If it is determined in STEP 106 that the V / f pattern is at the limit, or the DC voltage value is determined to be greater than or equal to the second predetermined value V2 or the DC voltage increase rate is equal to or greater than the second predetermined value ΔV2, the predetermined value is determined in STEP 107. A predetermined voltage component is superimposed on the voltage command and output. The superimposed components vu_b * , vv_b * , and vw_b * are calculated by the superimposed voltage calculator 17.
ここで、Vaddは重畳する電圧の振幅の波高値、faddは重畳する成分の周波数、ｔは時間である。２π／３の前の複合は、U相、V相、W相の相回転(あるいは相順という)の方向を示すものであり、上同士、下同士の符号の組合せで用いる（複合同順）。Vaddは、交流電動機駆動中において直流電圧の上昇の程度と発生するリプルの大きさを考慮して適切な値を設定しておく。あるいはSTEP106、STEP107の処理において直流電圧が増加している間は少しずつ増加させるようにして、調整する。ωaddは運転用の速度指令に対して任意の倍率となるようにしたり、運転周波数に対して固定した値をオフセットとして加えたものとしたりするなど、どの方法でもよいので、調整要素とし、いくつかの設定を準備しておき、それぞれの用途において、直流電圧の上昇の制限および電動機に発生する回転速度リプル・トルクリプルを考慮して最適な条件を適宜選択する。 Here, Vadd is the peak value of the amplitude of the superimposed voltage, fadd is the frequency of the superimposed component, and t is time. The composite before 2π / 3 indicates the direction of phase rotation (or phase order) of the U phase, V phase, and W phase, and is used in a combination of upper and lower signs (composite order). . Vadd is set to an appropriate value in consideration of the degree of increase in the DC voltage and the size of the ripple that occurs while the AC motor is driven. Alternatively, in the processing of STEP 106 and STEP 107, adjustment is performed by gradually increasing while the DC voltage is increasing. ωadd can be any magnification with respect to the speed command for driving, or can be any method such as adding a fixed value to the driving frequency as an offset. In each application, the optimum conditions are appropriately selected in consideration of the limitation of the DC voltage rise and the rotational speed ripple and torque ripple generated in the motor.
また、ここで直流電圧が上昇していない場合は、重畳成分は前記の増加量分ずつ逆に減少させていく。重畳成分がリミットに到達していな場合(STEP108)はSTEP102の処理に戻り、これまでに説明した減速処理を繰り返す。リミットに到達している場合は、減速率を小さくするもしくは出力周波数の低下を一時的に止める(STEP109)ことにより、直流電圧の上昇を抑制する。そして直流電圧が減少した場合は前述のように重畳成分を減少させる処理により、再びリミットにかかる前と同じ処理となり、減速を継続する。STEP109の出力周波数を制限する処理は従来の方法であるが、STEP105およびSTEP107の処理と併用しているので、従来よりも設定された減速率に近い時間での減速が可能である。 Further, when the DC voltage is not increased, the superimposed component is decreased on the contrary by the increment. If the superimposed component has not reached the limit (STEP 108), the process returns to STEP 102, and the deceleration process described so far is repeated. If the limit has been reached, the increase in DC voltage is suppressed by decreasing the deceleration rate or temporarily stopping the decrease in output frequency (STEP 109). When the DC voltage decreases, the process of reducing the superimposed component as described above is the same as that before the limit is applied again, and the deceleration is continued. The processing of limiting the output frequency of STEP 109 is a conventional method, but since it is used in combination with the processing of STEP 105 and STEP 107, it is possible to decelerate in a time closer to the deceleration rate set than before.
以上に述べたように、電動機の減速時に負荷からの回生エネルギにより直流電圧が上昇した場合には、出力電圧を上昇させかつ運転成分とは別の成分の電圧を印加することにより電動機における損失を増加させることで回生エネルギを減少させて直流電圧の上昇を抑制するので、電動機の減速時間を短縮することができる。また、まず始めに出力電圧を上昇させることによる損失成分を発生させ、これで不足の場合に、電圧の重畳を行うようにしているので、重畳成分による電動機のトルクリプルを最小限に押さえることができる。 As described above, when the DC voltage rises due to regenerative energy from the load when the motor is decelerated, the output voltage is increased and a voltage of a component different from the operating component is applied to reduce the loss in the motor. Increasing the power decreases the regenerative energy and suppresses the increase of the DC voltage, so that the deceleration time of the motor can be shortened. In addition, a loss component is first generated by increasing the output voltage, and when this is insufficient, voltage superposition is performed, so that torque ripple of the motor due to the superposition component can be minimized. .
図３〜４は本発明を適用した場合の動作及びその効果を説明するためのシミュレーションにより出力した波形である。ここでは、インバータとして定格電圧200V、定格電流8.0Aを用い、交流電動機は定格電圧180V,定格電流6.6A、極数4極、定格周波数60Hz、回転子のイナーシャ0.008kgm2の誘導電動機を用い、負荷には0.016kgm2のイナーシャを持つ機械を取り付けている。また、インバータの直流電圧値が各素子の耐圧を超えることにより破壊することを防ぐために強制的に出力を遮断する動作を実行する電圧値(ここでは過電圧レベルという)を設けており、実施例で用いたインバータでは400Vに設定している。 3 to 4 are waveforms output by simulation for explaining the operation and effects when the present invention is applied. Here, using the rated voltage 200V, rated current 8.0A as an inverter, an AC motor using the rated voltage 180 V, rated current 6.6 A, number 4 poles poles, rated frequency 60 Hz, the induction motor inertia 0.008Kgm 2 of the rotor, A machine with an inertia of 0.016 kgm 2 is attached to the load. Also, in order to prevent the DC voltage value of the inverter from breaking due to exceeding the withstand voltage of each element, a voltage value (here called overvoltage level) that forcibly cuts off the output is provided. The inverter used is set to 400V.
図３は本発明を実施せずに減速した場合の動作を示すタイムチャートである。(a)は速度指令、(b)はモータの回転速度、(c)はインバータの直流電圧であり、1150min-1の速度から減速させたときの波形である。減速を開始すると負荷の回生エネルギにより直流電圧vdcが上昇しており、この電圧値が各過電圧レベルを超えないように減速時間を定めると図３のようになる。ここでは減速時間は約１．４秒かかっている。 FIG. 3 is a time chart showing the operation when the vehicle is decelerated without carrying out the present invention. (a) is a speed command, (b) is the rotational speed of the motor, (c) is a DC voltage of the inverter, and is a waveform when decelerated from a speed of 1150 min −1 . When deceleration is started, the DC voltage vdc rises due to the regenerative energy of the load. If the deceleration time is determined so that this voltage value does not exceed each overvoltage level, the result is as shown in FIG. Here, the deceleration time takes about 1.4 seconds.
一方、図４は本発明の図２に示すフローチャートに基づく運転時の動作を示すタイムチャートである。この例では、前記のV1=V2,ΔV1=ΔV2とし直流電圧値の上昇と同時にＶ／ｆパターンを上げる処理と電圧成分の重畳処理が同時に実行されるようにしている。この実施例では、直流電圧vdcの大きさに関係なく電圧加算用Ｖ／ｆパターン演算器１８の出力ΔｋをＶ／ｆパターン演算器１０の出力の２０％の比率となるようにしている。また重畳電圧演算器１７の出力vu_b*、vv_b*、vw_b*は周波数faddが(運転周波数＋60Hz)、振幅の波高値Vaddが（Ｖ／ｆパターン演算器１０の出力の５％＋4(V))としている。この４(V)は重畳成分の効果をより高めるためにオフセットとして加算している。過電圧にならないように減速した場合の減速時間が約０．７秒であり、約２分の１の時間で減速できている。運転周波数とは異なる周波数成分を重畳することにより発生するリプルはモータ回転速度の波形を見て判別できない程度の微小なものであり、実用上問題ない特性が得られている。 On the other hand, FIG. 4 is a time chart showing the operation during operation based on the flowchart shown in FIG. 2 of the present invention. In this example, V1 = V2, ΔV1 = ΔV2, and the process of increasing the V / f pattern and the voltage component superimposing process are executed simultaneously with the increase of the DC voltage value. In this embodiment, the output Δk of the voltage addition V / f pattern calculator 18 is set to a ratio of 20% of the output of the V / f pattern calculator 10 regardless of the magnitude of the DC voltage vdc. The outputs vu_b * , vv_b * , and vw_b * of the superimposed voltage calculator 17 have the frequency fadd (operating frequency +60 Hz) and the amplitude peak value Vadd (5% of the output of the V / f pattern calculator 10 +4 (V)). It is said. This 4 (V) is added as an offset in order to further enhance the effect of the superimposed component. The deceleration time when the vehicle is decelerated so as not to become overvoltage is about 0.7 seconds, and the vehicle can be decelerated in about a half time. The ripple generated by superimposing a frequency component different from the operating frequency is so small that it cannot be discriminated by looking at the waveform of the motor rotation speed, and has characteristics that are practically satisfactory.
図５は図２のフローで減速中に、減速を中断したときの処理である。減速中(STEP151)に目的の速度まで出力周波数が低下し減速が完了したあるいは出力中の周波数よりも大きい周波数指令が与えられ加速に移行したことによる減速指令の解除を検出した(STEP152)
場合は、Ｖ／ｆパターンを元に戻すと同時に重畳成分を０にする(STEP153)。このときの変更方法は、前述の直流電圧の上昇がない場合に元のレベルに戻す方法と同じである。あるいは、Ｖ／ｆパターンを上げるための補正係数または重畳成分の振幅値にローパスフィルタを入れて、徐々に変更しても良い。周波数指令は従来どおり運転指令に応じて操作する(STEP154)。
FIG. 5 shows processing when the deceleration is interrupted during deceleration in the flow of FIG. During deceleration (STEP 151), the output frequency dropped to the target speed and deceleration was completed, or the release of the deceleration command due to the transition to acceleration when a frequency command greater than the output frequency was given was detected (STEP 152)
In this case, the V / f pattern is restored and simultaneously the superimposition component is set to 0 (STEP 153). The changing method at this time is the same as the method of returning to the original level when there is no increase in the DC voltage. Alternatively, the correction coefficient for increasing the V / f pattern or the amplitude value of the superimposed component may be gradually changed by inserting a low-pass filter. The frequency command is operated according to the operation command as before (STEP 154).
図６は減速途中に再度加速した場合である。図を見て分かるように、減速から連続的に加速に移行できている。 FIG. 6 shows a case where the vehicle is accelerated again during deceleration. As can be seen from the figure, the vehicle has shifted from deceleration to acceleration continuously.
図７は第２の実施例を示すフロー図である。これは、減速中に限らず、通常の運転中に回生負荷が加わってインバータの直流電圧が上昇するような場合に用いるものである。運転中に直流電圧の上昇を検出する(STEP181)と電圧加算用Ｖ／ｆパターン演算器１８の出力Δｋを上げ(STEP182)、直流電圧が次の第２の条件も満たす場合（STEP183）は電圧重畳成分を印加する。これらの動作は実施例１の減速中と同じ処理である。重畳成分がリミットに達した場合(STEP185)は、速度指令を下げる（STEP186)などして、直流電圧が上昇しないようにする。STEP186の処理はトルクリミットを下げる方法の以外にも公知の方法で処理を行う。このようにすることで、本来はSTEP186に記載される回転速度を下げるなどの公知の方法で直流電圧の上昇原因である回生エネルギを抑えるために何らかの運転制限を掛ける必要があったが、STEP181からSTEP184の処理を適用することで、そのまま指令どおりの運転を継続することができるようになる。 FIG. 7 is a flowchart showing the second embodiment. This is used not only during deceleration, but also when the regenerative load is applied during normal operation and the DC voltage of the inverter rises. When an increase in DC voltage is detected during operation (STEP 181), the output Δk of the V / f pattern calculator 18 for voltage addition is increased (STEP 182), and if the DC voltage also satisfies the following second condition (STEP 183), the voltage Apply superimposition component. These operations are the same processing as that during the deceleration of the first embodiment. When the superimposed component reaches the limit (STEP 185), the speed command is lowered (STEP 186) to prevent the DC voltage from increasing. The processing of STEP 186 is performed by a known method other than the method of lowering the torque limit. By doing so, it was originally necessary to put some operation restrictions in order to suppress the regenerative energy that is the cause of the increase in DC voltage by a known method such as reducing the rotation speed described in STEP 186. By applying the processing of STEP 184, it is possible to continue the operation as instructed.
図８は、Ｖ／ｆ制御により交流電動機を駆動する場合のインバータ装置に本発明を適用した第３の実施例の構成を示すブロック図である。図1と共通のブロックは同じ番号で示しており重複する説明は省略する。１９は出力電圧調整係数演算器１４の出力値、前記出力値に更にローパスフィルタを入れたもの、補正係数を1.0に固定した値、減速開始直前の補正係数を保持した値のいずれかに切り替えてＰＷＭ演算器１５へ出力する出力電圧調整係数切替器である。 FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of a third embodiment in which the present invention is applied to an inverter device in the case of driving an AC motor by V / f control. Blocks that are the same as those in FIG. 1 are denoted by the same numbers, and redundant description is omitted. 19 is switched to one of the output value of the output voltage adjustment coefficient calculator 14, a value obtained by adding a low-pass filter to the output value, a value in which the correction coefficient is fixed to 1.0, and a value in which the correction coefficient immediately before the start of deceleration is held. This is an output voltage adjustment coefficient switching unit that outputs to the PWM calculator 15.
図９は第３の実施例の減速方法についてのフロー図である。減速開始指令を受け付けると(STEP201)、出力電圧調整係数切替器１９で出力電圧補正係数vdc_adj_kを減速開始直前の値に固定する(STEP202)。あるいは、時定数の長いローパスフィルタを通したり、係数を1.0に固定した値も選択可能である。次に設定された減速率で出力周波数を低下させる（STEP203）。減速中は（STEP204）、直流電圧が第２の所定レベルV2以上かどうかまたは直流電圧の上昇率が所定値ΔV2以上かどうかを判定する（STEP205）。第2の所定のレベルV2および第2の所定値ΔV2は図２のSTEP206と同一である。 FIG. 9 is a flowchart for the deceleration method of the third embodiment. When a deceleration start command is accepted (STEP 201), the output voltage adjustment coefficient switch 19 fixes the output voltage correction coefficient vdc_adj_k to a value immediately before the start of deceleration (STEP 202). Alternatively, a low-pass filter with a long time constant or a value with a fixed coefficient of 1.0 can be selected. Next, the output frequency is lowered at the set deceleration rate (STEP 203). During deceleration (STEP 204), it is determined whether the DC voltage is equal to or higher than the second predetermined level V2 or whether the rate of increase of the DC voltage is equal to or higher than the predetermined value ΔV2 (STEP 205). The second predetermined level V2 and the second predetermined value ΔV2 are the same as STEP 206 in FIG.
またSTEP206は図２のSTEP107と、STEP207はSTEP108と、STEP208はSTEP109とそれぞれ同じ処理であるので、説明を省略する。減速中は出力電圧補正係数vdc_adj_kの値を固定しているので、負荷からの回生エネルギで直流電圧が上昇した場合、実際の出力電圧が上昇し、第1の実施例で説明したＶ／ｆパターン演算器１８の出力Δｋを上げる場合と同様の作用が得られる。また、従来のＶ／ｆパターンに電圧を加算する場合、電圧加算用Ｖ／ｆパターン演算器の出力Δｋを加える構成としたが、従来のＶ／ｆパターンの諸定数を可変して実現しても良い。 Further, STEP 206 is the same process as STEP 107, STEP 207, STEP 108, and STEP 208 of FIG. Since the value of the output voltage correction coefficient vdc_adj_k is fixed during deceleration, when the DC voltage rises due to regenerative energy from the load, the actual output voltage rises, and the V / f pattern described in the first embodiment The same effect as when the output Δk of the arithmetic unit 18 is increased can be obtained. In addition, when adding a voltage to the conventional V / f pattern, the output Δk of the voltage addition V / f pattern calculator is added. However, it can be realized by changing various constants of the conventional V / f pattern. Also good.
図１０は、従来のセンサレスベクトル制御により交流電動機を駆動する場合のインバータ装置に本発明を適用した第４の実施例の構成を示すブロック図である。図1と共通のブロックは同じ番号で示しており重複する説明は省略する。ベクトル制御は磁束成分の座標軸(ここではｄ軸という)とそれに直交するトルク成分の座標軸（ここではｑ軸という）からなる座標系を用いて交流電動機を駆動する出力電圧を演算するものである。ベクトル制御については公知の方法であるのでその原理や変換式の説明はここでは省略する。２０は検出した各相の電流をｄ軸座標上の電流iddetとiqdetに変換する座標変換器である。２１、２２は後述の本発明の適用により重畳する電圧による電流成分を検出電流から除去し、電動機の駆動に関係する基本波成分を取り出すための電流基本成分抽出フィルタである。 FIG. 10 is a block diagram showing a configuration of a fourth embodiment in which the present invention is applied to an inverter device when an AC motor is driven by conventional sensorless vector control. Blocks that are the same as those in FIG. 1 are denoted by the same numbers, and redundant description is omitted. In the vector control, an output voltage for driving the AC motor is calculated using a coordinate system including a coordinate axis of magnetic flux component (herein referred to as d-axis) and a coordinate axis of torque component orthogonal thereto (herein referred to as q-axis). Since vector control is a known method, the explanation of the principle and conversion formula is omitted here. A coordinate converter 20 converts the detected current of each phase into currents iddet and iqdet on the d-axis coordinates. Reference numerals 21 and 22 denote current basic component extraction filters for removing a current component due to a superimposed voltage from the detected current by applying the present invention, which will be described later, and extracting a fundamental wave component related to driving of the motor.
電流検出値iddetおよびiqdetは定常状態では直流量となるので、ここではこのフィルタはローパスフィルタを用いており、フィルタのカットオフ周波数は重畳成分を除去するのに十分な値としている。このフィルタのカットオフ周波数は、重畳成分を除去するには低いほど良いが、電動機制御の応答性に関しては高いほうが良いので、両者の特性を考慮して実施条件に応じて適切な値を選択する。２３は与えられた速度指令通りに交流電動機を駆動するための電流指令および出力周波数を演算し出力する電流指令・出力周波数演算器であり、交流電動機の回転速度を演算により求める速度推定演算およびこの速度推定演算によって求めた速度推定値と速度指令値ω*が一致するようにトルク電流指令を作成する速度制御演算を含む電流指令・出力周波数演算器である。速度推定演算と速度制御演算は従来の公知技術と同じ方法を用いるので詳細な説明は省略する。 Since the detected current values iddet and iqdet are a direct current amount in a steady state, this filter uses a low-pass filter here, and the cutoff frequency of the filter is a value sufficient to remove the superimposed component. The lower the cut-off frequency of this filter is, the better it is to remove the superposition component, but it is better that the responsiveness of the motor control is high, so an appropriate value is selected according to the implementation conditions in consideration of the characteristics of both. . 23 is a current command / output frequency calculator for calculating and outputting a current command and an output frequency for driving the AC motor in accordance with a given speed command, a speed estimation calculation for calculating the rotation speed of the AC motor, and this This is a current command / output frequency calculator including a speed control calculation that creates a torque current command so that the estimated speed value obtained by the speed estimation calculation matches the speed command value ω * . Since the speed estimation calculation and the speed control calculation use the same method as the conventional known technique, detailed description thereof is omitted.
なお電動機に速度センサが付いていてその情報に基づいて運転するセンサ付きベクトル制御の場合には、前記速度推定値の代わりに速度センサで検出した速度を用いる。２４は磁束電流指令id*と運転成分の励磁電流検出値iddet_filおよびトルク電流指令iq*と運転成分のトルク電流検出値iqdetがそれぞれ一致するように電圧を出力するための電圧指令を演算する電流制御演算器である。重畳電圧演算器１７では、出力周波数指令fout*および出力電流値ioutdetに基づいて重畳する電圧を演算しており、この演算方法および出力電圧への反映方法は前記のＶ／ｆ制御での実施例の各方法と同じであるので記載を省略する。 In the case of sensor-controlled vector control in which a speed sensor is attached to the motor and the motor is operated based on the information, the speed detected by the speed sensor is used instead of the speed estimated value. 24 is a current control for calculating a voltage command for outputting a voltage so that the magnetic flux current command id * and the excitation current detection value iddet_fil of the driving component and the torque current command iq * and the torque current detection value iqdet of the driving component coincide with each other. It is an arithmetic unit. The superimposed voltage calculator 17 calculates a voltage to be superimposed based on the output frequency command fout * and the output current value ioutdet, and this calculation method and the reflection method to the output voltage are the examples in the V / f control described above. Since this is the same as each method, the description is omitted.
２５は減速時に磁束電流指令を増加させるための磁束電流補正量演算器である。ベクトル制御では電流指令が基準となるので、前記図１のＶ／ｆ制御における実施例の電圧指令を上乗せする電圧加算用Ｖ／ｆパターン演算器１８に替えて磁束電流指令を調整する磁束電流補正演算器２５を用いて磁束電流を増加させるもので、Ｖ／ｆ制御と対比した場合には電圧加算用Ｖ／ｆパターン演算器１８と等価的な機能を有するものである。減速時には、磁束電流補正量演算器２５の出力に基づいて、電流指令・出力周波数演算器２３の出力である磁束電流指令を調整している。磁束電流指令は所定の磁束を発生させるものであり、磁束は電流に比例する関係があるので、前記説明の磁束電流指令の調整に替えて磁束指令を調整しても同じ効果がある。 Reference numeral 25 denotes a magnetic flux current correction amount calculator for increasing the magnetic flux current command during deceleration. In the vector control, the current command is a reference. Therefore, the magnetic flux current correction is performed by adjusting the magnetic flux current command in place of the voltage addition V / f pattern calculator 18 which adds the voltage command of the embodiment in the V / f control of FIG. The magnetic flux current is increased using the arithmetic unit 25, and has a function equivalent to the voltage addition V / f pattern arithmetic unit 18 when compared with the V / f control. During deceleration, the magnetic flux current command, which is the output of the current command / output frequency calculator 23, is adjusted based on the output of the magnetic flux current correction amount calculator 25. Since the magnetic flux current command generates a predetermined magnetic flux, and the magnetic flux is proportional to the current, the same effect can be obtained by adjusting the magnetic flux command instead of the adjustment of the magnetic flux current command described above.
図１１は第４の実施例の処理を示すフロー図である。STEP301からSTEP304の処理は図２のSTEP101からSTEP104の処理と同じであるので説明を省略する。Ｖ／ｆ制御では電圧指令v*を与えているのに対し、ベクトル制御では図９に示したように磁束電流指令id*を調整する。直流電圧が第1の所定レベルV1以上または直流電圧vdcの上昇率が第1の所定値ΔV1以上であれば、図１０の磁束電流補正量演算器２５により磁束電流指令をΔｋ２だけ増加させる(STEP305)。Δｋ２の大きさは演算器の処理周期と電動機の定格電圧に応じて、調整が間に合わずに過電圧に至るあるいは調整幅が大きすぎて振動が激しくならない範囲で適当な値に定める。ここで、直流電圧の上昇がない場合は、増加させて磁束電流指令を増加させるときの増分値と同じ量ずつ減少させて元の電流指令値に戻すようにしている。 FIG. 11 is a flowchart showing the processing of the fourth embodiment. The processing from STEP 301 to STEP 304 is the same as the processing from STEP 101 to STEP 104 in FIG. In the V / f control, the voltage command v * is given, whereas in the vector control, the magnetic flux current command id * is adjusted as shown in FIG. If the DC voltage is equal to or higher than the first predetermined level V1 or the rate of increase of the DC voltage vdc is equal to or higher than the first predetermined value ΔV1, the magnetic flux current correction amount calculator 25 in FIG. 10 increases the magnetic flux current command by Δk2 (STEP305 ). The magnitude of Δk2 is set to an appropriate value in accordance with the processing cycle of the arithmetic unit and the rated voltage of the motor within a range in which the adjustment is not in time and the overvoltage is reached or the adjustment width is too large and the vibration does not become intense. Here, when there is no increase in the DC voltage, the DC voltage is increased and decreased by the same amount as the increment value when the magnetic flux current command is increased to return to the original current command value.
STEP306で磁束電流指令がリミットに到達していない場合、直流電圧が第2の所定値V2より小さい場合および直流電圧の上昇が第2の所定値ΔV2よりも小さい場合はSTEP302の処理に戻って再び周波数を低下させる。磁束電流指令がリミットに到達している場合、直流電圧値が第2の所定値V2以上もしくは直流電圧の上昇率が第2の所定値ΔV2以上と判定された場合は、STEP307で所定の電圧指令に所定の電圧成分を重畳して出力する。STEP308,STEP309の処理はそれぞれ図２のSTEP108,STEP109の処理と同一であるので説明を省略する。 If the magnetic flux current command has not reached the limit in STEP 306, if the DC voltage is smaller than the second predetermined value V2 and if the increase in DC voltage is smaller than the second predetermined value ΔV2, the process returns to STEP 302 and again Reduce the frequency. When the flux current command has reached the limit, if it is determined that the DC voltage value is greater than or equal to the second predetermined value V2 or the DC voltage increase rate is greater than or equal to the second predetermined value ΔV2, the predetermined voltage command is determined in STEP307. A predetermined voltage component is superimposed on and output. The processing of STEP 308 and STEP 309 is the same as the processing of STEP 108 and STEP 109 in FIG.
図１２は第５の実施例を示すフロー図である。これは、第４の実施例の方法を減速中に限らず、通常の運転中に回生負荷が加わってインバータの直流電圧が上昇するような場合に用いるものである。運転中に直流電圧の上昇を検出する(STEP351)と磁束電流指令を増加させ(STEP352)、直流電圧が次の第２の条件も満たす場合（STEP353)は電圧重畳成分を印加する(STEP354)。これらの動作は実施例１の減速中と同じ処理である。重畳成分がリミットに達した場合(STEP355)は、トルクリミットを下げる（STEP356)などして、直流電圧が上昇しないようにする。STEP356の処理はトルクリミットを下げる方法の以外にも公知の方法で処理を行う。このようにすることで、本来はSTEP356に記載されるトルクリミットを下げるなどの公知の方法で直流電圧の上昇原因である回生エネルギを抑えるために何らかの運転制限を掛ける必要があったが、STEP351からSTEP354の処理を適用することで、そのまま指令どおりの運転を継続することができるようになる。 FIG. 12 is a flowchart showing the fifth embodiment. This is used not only when the method of the fourth embodiment is being decelerated but also when the regenerative load is applied during normal operation and the DC voltage of the inverter rises. When an increase in DC voltage is detected during operation (STEP 351), the magnetic flux current command is increased (STEP 352), and when the DC voltage also satisfies the following second condition (STEP 353), a voltage superimposed component is applied (STEP 354). These operations are the same processing as that during the deceleration of the first embodiment. When the superimposed component reaches the limit (STEP 355), the DC voltage does not increase by lowering the torque limit (STEP 356). The processing of STEP356 is performed by a known method other than the method of lowering the torque limit. By doing so, it was originally necessary to apply some operational restrictions to suppress the regenerative energy that is the cause of the DC voltage increase by a known method such as lowering the torque limit described in STEP 356, but from STEP 351 By applying the processing of STEP354, it becomes possible to continue the operation as it is.
以上のようにベクトル制御の場合は、Ｖ／ｆ制御におけるＶ／ｆパターンの操作に替えて磁束電流指令値を操作することでＶ／ｆ制御と同様に電動機での損失を増加させることで回生エネルギを消費させて直流電圧の上昇を制限し、減速時間の短縮を実現できる。また、加速時や定速運転時にも適用することで、同様に回生エネルギを消費させることができ、従来はトルクリミットを下げるなど運転を制限していた回生負荷の条件でも、指令どおりの運転を継続させることができる。また、始めに出力周波数指令に基づく出力電圧成分もしくは磁束電流を増加させ、その不足分を重畳電圧成分を増加して補うことにより、それぞれ単体で使用するよりもより効果的でかつ、重畳成分によるリプル発生の影響を最小限に抑えることができる。 As described above, in the case of vector control, regeneration is performed by increasing the loss in the motor in the same manner as in V / f control by operating the magnetic flux current command value instead of operating the V / f pattern in V / f control. It is possible to reduce the deceleration time by consuming energy and limiting the rise of the DC voltage. In addition, regenerative energy can be consumed in the same way by applying it during acceleration and constant speed operation, and operation according to the command can be performed even under conditions of regenerative load that previously restricted operation such as lowering the torque limit. Can continue. Also, by first increasing the output voltage component or magnetic flux current based on the output frequency command and compensating for the shortage by increasing the superimposed voltage component, it is more effective than using each by itself, and depending on the superimposed component The influence of ripple generation can be minimized.
１ コンバータ
２ 平滑コンデンサ
３ インバータ
４ 交流電動機
５ 負荷、
６、７ 電流検出器
８ 電流演算器
９ 出力電流演算器、
１０ Ｖ／ｆパターン演算器
１１ 位相演算器
１２ ベクトル演算器
１３ 直流電圧検出器
１４ 出力電圧調整係数演算器
１５ ＰＷＭ演算器
１６ ゲートドライブ回路
１７ 重畳電圧演算器
１８ 電圧加算用Ｖ／ｆパターン演算器
１９ 出力電圧調整係数切替器
２０ 座標変換器
２１、２２ 電流基本成分抽出フィルタ
２３ 電流制御演算器
２４ 電流指令・出力周波数演算器
２５ 磁束電流補正量演算器
1 Converter 2 Smoothing capacitor 3 Inverter 4 AC motor 5 Load,
6, 7 Current detector 8 Current calculator 9 Output current calculator,
10 V / f pattern calculator 11 Phase calculator 12 Vector calculator 13 DC voltage detector 14 Output voltage adjustment coefficient calculator 15 PWM calculator 16 Gate drive circuit 17 Superposed voltage calculator 18 V / f pattern calculator for voltage addition 19 Output voltage adjustment coefficient switching unit 20 Coordinate converters 21 and 22 Current basic component extraction filter 23 Current control calculator 24 Current command / output frequency calculator 25 Magnetic flux current correction amount calculator
Claims (6)
前記交流電動機４の駆動中に前記インバータ３の直流電圧が上昇した場合に所定の電圧指令を加算するための電圧加算用Ｖ／ｆパターン演算器１８と、所定の周波数と所定の電圧振幅を持つ第２の電圧成分を演算する重畳電圧演算器１７を備えることを特徴とする交流電動機のインバータ制御装置。 Converter 1 that converts alternating current of a three-phase power source into direct current, a smoothing capacitor 2 that reduces ripple of the direct current voltage, and an inverter that converts the direct current voltage to an alternating current voltage of arbitrary voltage by controlling on / off of the direct current voltage 3. V / f pattern calculator 10 that outputs an output voltage command based on a function of a predetermined frequency-voltage according to a speed command or a frequency command, a phase calculator that outputs an output phase according to a speed command or a frequency command 11. Vector calculator 12 that calculates the voltage command value of each of the three phases based on the voltage command and the output phase, DC voltage detector 13 that detects the DC voltage of the DC bus of the inverter 3, and when the DC voltage value fluctuates In addition, an output voltage adjustment coefficient calculator 14 for calculating a coefficient for adjusting the voltage command value so that the output voltage becomes constant, and each phase from the vector calculator 12 An operation for calculating an ON / OFF pulse width of the switching element of the inverter 3 based on a pressure command value and adjusting a pulse width based on the magnitude of a DC voltage using the output of the output voltage adjustment coefficient calculator 14. And a gate drive circuit 16 for converting the output of the PWM calculator into a signal form necessary for turning on / off the switching element of the inverter 3, and alternating current by V / f control. In the inverter control device of the AC motor that drives the motor,
A voltage addition V / f pattern calculator 18 for adding a predetermined voltage command when the DC voltage of the inverter 3 rises while the AC motor 4 is driven, and has a predetermined frequency and a predetermined voltage amplitude. An inverter control apparatus for an AC motor, comprising a superimposed voltage calculator 17 for calculating a second voltage component.
前記出力電圧調整係数演算器１４の出力値、前記出力値に更にローパスフィルタを通した値あるいは補正係数を1.0に固定した値もしくは減速開始直前の補正係数を保持した値のいずれかに切り替えて出力する出力電圧調整係数切替器１９および所定の周波数と所定の電圧振幅の第２の電圧成分を演算する重畳電圧演算器１７を備えることを特徴とする交流電動機のインバータ制御装置。 Converter 1 that converts alternating current of a three-phase power source into direct current, a smoothing capacitor 2 that reduces ripple of the direct current voltage, and an inverter that converts the direct current voltage to an alternating current voltage of arbitrary voltage by controlling on / off of the direct current voltage 3. V / f pattern calculator 10 that outputs an output voltage command based on a function of a predetermined frequency-voltage according to a speed command or a frequency command, a phase calculator that outputs an output phase according to a speed command or a frequency command 11. Vector calculator 12 for calculating the voltage command value of each of the three phases based on the voltage command and the output phase, DC voltage detector 13 for detecting the DC voltage of the DC bus of the inverter, and when the DC voltage value fluctuates Output voltage adjustment coefficient calculator 14 for calculating a coefficient for adjusting the voltage command value so that the output voltage is constant, and the electric power of each phase from the vector calculator 12. Based on the command value, the on / off pulse width of the switching element of the inverter 3 is calculated, and the output of the output voltage adjustment coefficient calculator 14 is used to adjust the pulse width based on the magnitude of the DC voltage. A PWM calculator 15 and a gate drive circuit 16 for converting the output of the PWM calculator 15 into a signal form necessary for turning on and off the switching element of the inverter, and an AC motor by V / f control. In the inverter device that drives
The output value of the output voltage adjustment coefficient calculator 14 is switched to one of a value obtained by passing a low-pass filter to the output value, a value obtained by fixing the correction coefficient to 1.0, or a value holding the correction coefficient immediately before starting deceleration. An inverter control apparatus for an AC motor, comprising: an output voltage adjustment coefficient switching unit 19 that performs the operation and a superimposed voltage calculator 17 that calculates a second voltage component having a predetermined frequency and a predetermined voltage amplitude.
減速開始時に前記出力電圧調整係数切替器１９の出力を減速開始直前の値に固定もしくは前記出力電圧調整演算器１４の出力である出力電圧調整係数の出力あるいは直流電圧検出器１３の出力である直流電圧検出値に時定数の長いフィルタを使用した結果を用いて演算した出力電圧補正係数とし、交流電動機の駆動を開始する前の直流電圧よりも高くインバータ３の過電圧検出レベルよりも低い値に設定された第２の所定レベルV2以上または直流電圧の上昇率が所定値ΔV2以上の場合に所定の周波数及び所定の振幅値の電圧成分を元の出力電圧成分に重畳して出力することを特徴とする請求項３記載の交流電動機のインバータ制御装置。 When the DC voltage of the inverter 3 rises during deceleration of the AC motor, the output value of the output voltage adjustment coefficient calculator 14, a value obtained by passing a low-pass filter to the output value, or a value obtained by fixing the correction coefficient to 1.0 or deceleration An output voltage adjustment coefficient switch 19 for switching to and outputting one of the values holding the correction coefficient immediately before the start,
At the start of deceleration, the output of the output voltage adjustment coefficient switching unit 19 is fixed to a value immediately before the start of deceleration, or the output of the output voltage adjustment coefficient output that is the output of the output voltage adjustment calculator 14 or the direct current that is the output of the DC voltage detector 13. The output voltage correction coefficient is calculated using the result of using a filter with a long time constant for the voltage detection value, and is set to a value that is higher than the DC voltage before the AC motor is started and lower than the overvoltage detection level of the inverter 3. When the second predetermined level V2 or higher or the DC voltage increase rate is equal to or higher than a predetermined value ΔV2, a voltage component having a predetermined frequency and a predetermined amplitude value is superimposed on the original output voltage component and output. The inverter control device for an AC motor according to claim 3.
磁束成分の座標軸(ｄ軸)とそれに直交するトルク成分の座標軸（ｑ軸）からなる座標系を設定し、前記電流演算器８の出力を前記座標軸上に変換する座標変換器２０を有し、前記座標系に基づいて運転指令どおりに交流電動機を駆動するための電流指令および周波数指令を出力する電流指令・出力周波数演算器２３を有し、前記電流指令と電流検出値が一致するように出力電圧指令を演算する電流制御演算器２４を有する交流電動機のインバータ制御装置において、
前記交流電動機４の駆動中に前記インバータ３の直流電圧が上昇した場合に所定の磁束電流補正量を加算するための磁束電流補正量演算器２５および所定の周波数と所定の電圧振幅の第２の電圧成分を演算する重畳電圧演算器１７および前記座標変換器２０の出力値に含まれる電流成分を取り除くためのフィルタ（２１、２２）を備えることを特徴とする交流電動機のインバータ制御装置。 Converter 1 that converts alternating current of a three-phase power source into direct current, a smoothing capacitor 2 that reduces ripple of the direct current voltage, and an inverter that converts the direct current voltage to an alternating current voltage of arbitrary voltage by controlling on / off of the direct current voltage 3, a phase calculator 11 that outputs an output phase according to a speed command or a frequency command, a vector calculator 12 that calculates a voltage command value of each of the three phases based on the voltage command and the output phase, and a DC bus of the inverter 3 A DC voltage detector 13 for detecting a DC voltage; an output voltage adjustment coefficient calculator 14 for calculating a coefficient for adjusting a voltage command value so that the output voltage is constant even when the DC voltage value fluctuates; Based on the voltage command value of each phase from the calculator, the ON / OFF pulse width of the switching element of the inverter 3 is calculated and the output voltage adjustment coefficient calculator 1 The PWM calculator 15 for performing a calculation for adjusting the pulse width based on the magnitude of the DC voltage using the output of the output and the signal form necessary for turning on / off the switching element of the inverter 3 using the output of the PWM calculator A gate drive circuit 16 for converting the current into the AC motor, a current detector (6, 7) for detecting the current flowing from the inverter 3 to the AC motor, and a current calculator 8 for converting the detected current value into a predetermined amount of calculation. ,
A coordinate converter 20 configured to set a coordinate system composed of a coordinate axis (d axis) of a magnetic flux component and a coordinate axis (q axis) of a torque component orthogonal to the coordinate axis, and convert the output of the current calculator 8 onto the coordinate axis; Based on the coordinate system, it has a current command / output frequency calculator 23 for outputting a current command and a frequency command for driving an AC motor in accordance with a driving command, and outputs so that the current command and a current detection value match. In an inverter control apparatus for an AC motor having a current control calculator 24 for calculating a voltage command,
A magnetic flux current correction amount calculator 25 for adding a predetermined magnetic flux current correction amount when the DC voltage of the inverter 3 rises during driving of the AC motor 4, and a second of a predetermined frequency and a predetermined voltage amplitude. An inverter control apparatus for an AC motor, comprising: a superimposed voltage calculator 17 for calculating a voltage component; and a filter (21, 22) for removing a current component contained in an output value of the coordinate converter 20.
Ｖ／ｆパターンによって持ち上げた電圧値が出力電圧のリミットにかかっている場合および直流電圧が第１の所定のレベルよりも高くインバータ３の過電圧検出レベルよりも低い値に設定された第２の所定レベルV2以上または直流電圧の上昇率が所定値ΔV2以上の場合に所定の周波数及び所定の振幅値の電圧成分を元の出力電圧成分に重畳して出力することを特徴とする請求項５記載の交流電動機のインバータ制御装置。 The DC voltage is higher than the DC voltage before the start of driving of the AC motor and higher than the first predetermined level V1 set to a value lower than the overvoltage detection level of the inverter 3, or the rate of increase of the DC voltage vdc is the first predetermined voltage. If the value ΔV1 or more, the V / f pattern is increased by a separately set value Δk,
When the voltage value raised by the V / f pattern is at the limit of the output voltage, and when the DC voltage is set to a value higher than the first predetermined level and lower than the overvoltage detection level of the inverter 3 6. The voltage component having a predetermined frequency and a predetermined amplitude value is superimposed on the original output voltage component when the level is V2 or higher or the DC voltage rise rate is a predetermined value ΔV2 or higher. AC motor inverter control device.
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