JP2007201853A - Semiconductor integrated circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、SOI(Silicon On Insulator)型の電界効果トランジスタ(本明細書において単にMOSトランジスタとも称する)を用いた半導体集積回路に係り、特に動作電源の遮断が可能にされたフリップフロップのボディーバイアス制御技術に関する。 The present invention relates to a semiconductor integrated circuit using an SOI (Silicon On Insulator) type field effect transistor (also simply referred to as a MOS transistor in this specification), and more particularly, a body bias of a flip-flop capable of shutting off an operation power supply. It relates to control technology.
特許文献1には低消費電力モードにおいてマスタラッチ部の動作電源を遮断し、スレーブラッチ部のみその動作電源の電圧レベルを高くしてリーク電流を低減しつつ情報信号を保持するようにしたフリップフロップについて記載がある。特許文献2には電源遮断可能なマスタスレーブラッチ部と電源遮断時にスレーブラッチ部の記憶情報を保持し電源非遮断とされる退避用ラッチとを備えた不揮発性マスタスレーブフリップフロップについて記載がある。
フリップフロップやラッチを含む半導体集積回路はバルク型のMOS集積回路又はSOI型のMOS集積回路の何れによっても構成することができる。バルク型のMOS集積回路では基板やウェル領域に活性領域を形成してMOSトランジスタを構成するが、SOI型のMOS集積回路はウェル領域を用いず、基板上の絶縁性薄膜に多数の活性領域を形成し、個々の活性領域にMOSトランジスタを構成する。したがって、SOI型のMOS集積回路はバルク型のMOS集積回路とは素子分離の点で根本的な違いがあり、基板との間の接合容量や接合リークは小さい。この点においてSOI型のMOS集積回路は低電圧動作、低消費電力及び高速動作の点でバルク型のMOS集積回路よりも優れている。低消費電力及び高速動作の観点より、特許文献3には、論理回路を構成するMOSトランジスタのボディーをフローティングとすることによって低閾値電圧とし、論理回路を構成するMOSトランジスタを電源とグランドに各々接続する電源スイッチをボディーバイアスして高閾値電圧化した構成が例示される。低い閾値電圧のMOSトランジスタによって論理回路の高速動作、高い閾値電圧の電源スイッチによりスタンバイ時の低消費電力化を図ることができるとある。
A semiconductor integrated circuit including a flip-flop and a latch can be configured by either a bulk type MOS integrated circuit or an SOI type MOS integrated circuit. In a bulk type MOS integrated circuit, an active region is formed on a substrate or a well region to form a MOS transistor. However, an SOI type MOS integrated circuit does not use a well region, and a large number of active regions are formed on an insulating thin film on a substrate. A MOS transistor is formed in each active region. Therefore, the SOI type MOS integrated circuit is fundamentally different from the bulk type MOS integrated circuit in terms of element isolation, and junction capacitance and junction leakage with the substrate are small. In this respect, the SOI type MOS integrated circuit is superior to the bulk type MOS integrated circuit in terms of low voltage operation, low power consumption, and high speed operation. From the viewpoint of low power consumption and high-speed operation,
本発明者は、動作電源遮断時において一部の回路だけに電源供給を維持して記憶情報を保持するようにしたフリップフロップ(データ保持型フリップフロップ)をSOI型のMOSトランジスタを用いて構成することについて検討した。前述の通り、SOI型のMOS集積回路を用いればバルク型のMOS集積回路と異なり、トランジスタの導電型や電源電圧の相違に応じてウェル分離を行なわなくても素子毎に自ずから分離が行なわれる。これにより、チップ占有面積を小さくする上において優れている。さらに、SOI型のMOSトランジスタの素子分離に着目すればデータ保持型フリップフロップ内部を細分化して異なるボディーバイアス制御を行うことが可能である。その場合には、データ保持型フリップフロップを構成する電源遮断部と非遮断部の機能の相違に着目し、電源遮断時における低リーク、電源非遮断時における動作の高速化、電源遮断部と非遮断部との間のデータ退避とデータ復帰における動作マージン等を考慮したボディーバイアス制御を行うことの有用性が本発明者によって見出された。 The present inventor uses a SOI-type MOS transistor to form a flip-flop (data retention type flip-flop) that maintains stored information by maintaining power supply to only some circuits when the operating power is shut off. I examined that. As described above, when an SOI type MOS integrated circuit is used, unlike a bulk type MOS integrated circuit, isolation is naturally performed for each element without performing well isolation according to differences in transistor conductivity type and power supply voltage. This is excellent in reducing the chip occupation area. Further, if attention is paid to the element isolation of the SOI type MOS transistor, it is possible to subdivide the data holding type flip-flop and perform different body bias control. In that case, paying attention to the difference in function between the power shut-off unit and the non-shut-off unit that constitutes the data retention type flip-flop, low leakage at the time of power shut-off, faster operation at the time of power non-shutoff, The present inventor has found the usefulness of performing body bias control in consideration of an operation margin and the like in data saving and data restoration with respect to the blocking unit.
本発明の目的はSOI型のMOSトランジスタを用いたデータ保持型フリップフロップを構成する電源遮断可能な回路部分と電源遮断不可能な回路部分に対するボディーバイアス制御をその動作状態に応じて最適化する事ができる半導体集積回路を提供することにある。 An object of the present invention is to optimize body bias control for a circuit part that can be turned off and a circuit part that cannot be turned off, constituting a data holding type flip-flop using an SOI type MOS transistor, according to its operating state. An object of the present invention is to provide a semiconductor integrated circuit capable of achieving the above.
本発明の前記並びにその他の目的と新規な特徴は本明細書の記述及び添付図面から明らかになるであろう。 The above and other objects and novel features of the present invention will be apparent from the description of this specification and the accompanying drawings.
本願において開示される発明のうち代表的なものの概要を簡単に説明すれば下記の通りである。 The following is a brief description of an outline of typical inventions disclosed in the present application.
〔1〕《スレーブラッチ部を電源非遮断とするデータ保持型FF》
本発明に係る半導体集積回路は、基板の絶縁性薄膜上に、ソース(SOC)とドレイン(DRN)とボディー(BDY)と前記ボディー上のゲート絶縁膜(GOX)と前記ゲート絶縁膜上のゲート(GAT)とを備えたMOSトランジスタ(MNtn,MPtn,MNtk,MPtk))から成る複数個の回路を有し、前記複数個の回路の一部として制御回路(5)と被制御回路(6,8)とを含む。前記被制御回路は電源スイッチ(10)による選択的な電源遮断の対象にされる電源遮断部と選択的な電源遮断の非対象にされる電源非遮断部とから成るフリップフロップ(12)を有する。前記電源遮断部は電源スイッチにより電源遮断が可能にされるマスタラッチ部(MLAT)であり、前記電源非遮断部は記憶ノードがマスタラッチ部の記憶ノードに選択的に接続可能にされたスレーブラッチ部(SLATdr)である。前記電スレーブラッチ部は前記マスタラッチ部の電源遮断状態において前記マスタラッチ部が保持していたデータを保持する。即ち、電源遮断状態においてスレーブラッチ部の入力ゲート若しくは入力トランスファゲート部(STRG)は閉じられている。前記制御部は、前記スレーブラッチ部を構成する前記MOSトランジスタのボディー電圧を制御し、そのボディー電圧制御による前記MOSトランジスタの閾値電圧は、前記マスタラッチ部の電源遮断状態よりも電源非遮断状態のときの方が小さくされる半導体集積回路。
[1] << Data retention type FF in which the slave latch part is not powered off >>
A semiconductor integrated circuit according to the present invention includes a source (SOC), a drain (DRN), a body (BDY), a gate insulating film (GOX) on the body, and a gate on the gate insulating film on an insulating thin film of a substrate. (GAT) and a plurality of circuits comprising MOS transistors (MNtn, MPtn, MNtk, MPtk), and a control circuit (5) and a controlled circuit (6, 6) as part of the plurality of circuits. 8). The controlled circuit includes a flip-flop (12) including a power shut-off unit that is subject to selective power shut-off by a power switch (10) and a power non-shut-off unit that is not subject to selective power shut-off. . The power shut-off unit is a master latch unit (MLAT) that can be powered off by a power switch, and the power non-shut-off unit is a slave latch unit in which a storage node can be selectively connected to a storage node of the master latch unit ( SLATdr). The electric slave latch unit holds data held by the master latch unit when the master latch unit is powered off. That is, the input gate or the input transfer gate unit (STRG) of the slave latch unit is closed in the power cutoff state. The control unit controls a body voltage of the MOS transistor constituting the slave latch unit, and the threshold voltage of the MOS transistor by the body voltage control is when the power source is not shut off than the power source shut off state of the master latch unit. A semiconductor integrated circuit that is smaller.
上記より、所謂SOI型のMOSトランジスタによって構成されたフリップフロップは、そのSOI型のMOSトランジスタにおけるそれ自体の素子分離構造により、マスタラッチ部とスレーブラッチ部を分けて電源遮断やボディーバイアスを行なっても、素子分離の点で、バルク型MOSトランジスタを用いる場合に比べてチップ占有面積が小さくされる。電源非遮断とされるスレーブラッチ部に対しては電源遮断可能とされるマスタラッチ部の状態に応じたボディー電圧が制御される。その制御形態によれば、スレーブラッチ部は電源非遮断状態においてMOSトランジスタの閾値電圧が小さくなるようにボディーバイアス制御され、電源遮断状態においてMOSトランジスタの閾値電圧が大きくなるようにボディーバイアス制御される。これにより、電源が供給されたフリップフロップの動作状態において動作速度の高速化が保障される。更に、スタンバイモード等によってマスタラッチ部の動作電源が遮断されるときその記憶情報を保持するスレーブラッチ部のボディーバイアスはMOSトランジスタの閾値電圧を大きくする方向に制御されているから、サブスレッショルドリーク電流が低減される。 From the above, a flip-flop composed of a so-called SOI-type MOS transistor can perform power shut-off and body bias by dividing the master latch portion and the slave latch portion by its own element isolation structure in the SOI-type MOS transistor. In terms of element isolation, the chip occupation area is reduced as compared with the case where a bulk MOS transistor is used. For the slave latch part whose power is not cut off, the body voltage is controlled in accordance with the state of the master latch part where the power can be cut off. According to the control mode, the slave latch unit is body-bias-controlled so that the threshold voltage of the MOS transistor becomes small in the power-off state, and body-bias-controlled so that the threshold voltage of the MOS transistor becomes large in the power-off state. . As a result, an increase in operating speed is ensured in the operating state of the flip-flop supplied with power. Furthermore, when the operation power supply of the master latch unit is shut off due to the standby mode or the like, the body bias of the slave latch unit that holds the stored information is controlled in the direction of increasing the threshold voltage of the MOS transistor, so that the subthreshold leakage current is reduced. Reduced.
本発明の一つの具体的な形態として、前記制御部によるボディー電圧制御形態の幾つかを説明する。第1に、スレーブラッチ部を構成するMOSトランジスタのボディーを自らのソース電位でバイアスしたときの閾値電圧が比較的大きい場合、前記制御部は、前記マスタラッチ部の電源非遮断状態において、前記スレーブラッチ部を構成する前記MOSトランジスタのボディーに閾値電圧を小さくするフォワードバイアス電圧を印加すればよい。第2に、スレーブラッチ部を構成するMOSトランジスタのボディーを自らのソース電位でバイアスしたときの閾値電圧が比較的小さい場合、前記制御部は、前記マスタラッチ部の電源遮断状態において前記スレーブラッチ部を構成する前記MOSトランジスタのボディーに閾値電圧を大きくするリバースバイアス電圧を印加する制御を行えばよい。第3に、スレーブラッチ部を構成するMOSトランジスタのボディーを自らのソース電位でバイアスしたときの閾値電圧が上記二つの態様の中間になっている場合、前記制御部は、前記マスタラッチ部の電源非遮断状態において前記スレーブラッチ部を構成する前記MOSトランジスタのボディーに閾値電圧を小さくするフォワードバイアス電圧を印加する制御を行い、前記マスタラッチ部の電源遮断状態において前記スレーブラッチ部を構成する前記MOSトランジスタのボディーに閾値電圧を大きくするリバースバイアス電圧を印加する制御を行えばよい。 As one specific form of the present invention, some of body voltage control forms by the control unit will be described. First, if the threshold voltage when the body of the MOS transistor constituting the slave latch unit is biased with its own source potential is relatively large, the control unit is configured to operate the slave latch in the non-power-off state of the master latch unit. What is necessary is just to apply the forward bias voltage which makes a threshold voltage small to the body of the said MOS transistor which comprises a part. Second, when the threshold voltage when the body of the MOS transistor constituting the slave latch unit is biased with its own source potential is relatively small, the control unit sets the slave latch unit in the power-off state of the master latch unit. Control may be performed to apply a reverse bias voltage for increasing the threshold voltage to the body of the MOS transistor to be configured. Third, when the threshold voltage when the body of the MOS transistor constituting the slave latch unit is biased with its own source potential is intermediate between the above two modes, the control unit is configured to supply power to the master latch unit. Control is performed to apply a forward bias voltage to reduce the threshold voltage to the body of the MOS transistor that constitutes the slave latch unit in the cutoff state, and the MOS transistor that constitutes the slave latch unit in the power cutoff state of the master latch unit Control to apply a reverse bias voltage for increasing the threshold voltage to the body may be performed.
本発明の更に具体的な形態として、電源遮断状態におけるマスタラッチ部の低リークを考慮すると、前記マスタラッチ部を構成するMOSトランジスタのボディーは、電源遮断状態において、電源遮断側電源と反対側の電源でバイアスされるのがよい。例えば電源スイッチ(10(n))がグラン電圧(VSS)側に配置されているとき、電源スイッチがオフ状態にされると、マスタラッチ部回路を構成する各種MOSトランジスタのソース・ドレインは電源電圧(VDD)に到達する。この状態でnチャネル型MOSトランジスタ(MNtn)のボディーも電源電圧にされることにより、ソース・ドレインとボディーと間で寄生ダイオードのオン状態もなければ、接合リークも生じない。電源スイッチ(10(p)が電源電圧(VDD)側に配置されているとき、電源スイッチがオフ状態にされると、マスタラッチ部回路を構成する各種MOSトランジスタのソース・ドレインはグランド電圧(VSS)に到達する。この状態でpチャネル型MOSトランジスタ(MPtn)のボディーもグランド電圧にされることにより、寄生ダイオードのオン状態もなければ、接合リークも生じない。 As a more specific form of the present invention, considering the low leakage of the master latch part in the power-off state, the body of the MOS transistor constituting the master latch part is a power source on the opposite side to the power-off side power source in the power-off state. It should be biased. For example, when the power switch (10 (n)) is arranged on the ground voltage (VSS) side, when the power switch is turned off, the sources and drains of the various MOS transistors constituting the master latch circuit are connected to the power supply voltage ( VDD). In this state, the body of the n-channel MOS transistor (MNtn) is also set to the power supply voltage, so that no parasitic diode is turned on between the source / drain and the body, and no junction leakage occurs. When the power switch (10 (p) is arranged on the power supply voltage (VDD) side and the power switch is turned off, the sources and drains of the various MOS transistors constituting the master latch circuit are connected to the ground voltage (VSS). In this state, the body of the p-channel MOS transistor (MPtn) is also set to the ground voltage, so that no parasitic diode is turned on and no junction leakage occurs.
上記電源遮断状態において電源遮断側電源と反対側の電源でボディーをバイアスするには、例えば前記マスタラッチ部を構成するMOSトランジスタのボディーを自らのソースに結合しておけばよい。 In order to bias the body with a power supply on the side opposite to the power supply cut-off power supply in the power supply cut-off state, for example, the body of the MOS transistor constituting the master latch section may be coupled to its own source.
上記電源遮断状態において電源遮断側電源と反対側の電源でボディーをバイアスする代わりに、前記マスタラッチ部を構成するMOSトランジスタのボディーを、電源遮断状態において、フローティング(オープン)にしてもよい。ソース・ドレインとボディーと間のリークパスは一切生じない。 Instead of biasing the body with the power supply on the side opposite to the power supply cutoff side power supply in the power supply cutoff state, the body of the MOS transistor constituting the master latch unit may be floated (open) in the power supply cutoff state. There is no leakage path between the source / drain and the body.
上記フローティングの制御を行う場合には、前記マスタラッチ部を構成するMOSトランジスタのボディーは、電源非遮断状態において、自らのソース電圧でバイアスするのがよい。SOI構造(で)はボディー電位を固定もしくは制御することにより高い放射線耐性が実現されるので、記憶回路としての性質上、高いソフトエラー耐性を得ることが得策と考えられるからである。 When the floating control is performed, the body of the MOS transistor constituting the master latch unit is preferably biased with its own source voltage in the power supply non-cutoff state. This is because, in the SOI structure, high radiation resistance is realized by fixing or controlling the body potential. Therefore, it is considered advantageous to obtain high soft error resistance in terms of the properties as a memory circuit.
尚、マスタラッチ部に対する電源遮断を行なうための電源スイッチが電源電圧側とグランド電圧側の双方に配置されている場合には電源遮断されたマスタラッチ部に対する上記ボディーバイアス制御を行わなくても支障はない。 If the power switch for shutting off the power supply to the master latch part is arranged on both the power supply voltage side and the ground voltage side, there is no problem even if the body bias control is not performed on the master latch part that is turned off. .
〔2〕《退避ラッチ部を有するデータ保持型FF》
本発明に係る別の観点による半導体集積回路は、基板の絶縁性薄膜上に、ソースとドレインとボディーと前記ボディー上のゲート絶縁膜と前記ゲート絶縁膜上のゲートとを備えたMOSトランジスタから成る複数個の回路を有し、前記複数個の回路の一部として制御回路と被制御回路とを含む。前記被制御回路は電源スイッチによる電源遮断が可能にされるラッチ部例えばマスタラッチ部(MLAT)及びスレーブラッチ部(SLAT)と、電源スイッチによる電源遮断が不可能にされる退避ラッチ部(BLATdr)と、前記スレーブラッチ部の記憶ノードと前記退避ラッチ部の記憶ノードとを選択的に接続するトランスファゲート部(BTRG)と、から成るフリップフロップ(13,14)を有する。前記制御部(5)は、マスタラッチ部及びスレーブラッチ部の電源を遮断するとき前記退避ラッチ部に前記スレーブラッチ部が保持するデータを退避する退避制御を行い、前記マスタラッチ部及びスレーブラッチ部の電源遮断を解除するとき前記スレーブラッチ部に前記退避ラッチ部が保持するデータを復帰する復帰制御を行う。前記制御部は、前記復帰制御に際して、前記退避ラッチ部を構成する前記MOSトランジスタのボディーに閾値電圧を小さくするフォワードバイアス電圧を印加する。
[2] << Data retention type FF having save latch section >>
A semiconductor integrated circuit according to another aspect of the present invention includes a MOS transistor having a source, a drain, a body, a gate insulating film on the body, and a gate on the gate insulating film on an insulating thin film of a substrate. A plurality of circuits are included, and a control circuit and a controlled circuit are included as part of the plurality of circuits. The controlled circuit includes a latch unit that can be powered off by a power switch, for example, a master latch unit (MLAT) and a slave latch unit (SLAT), and a retraction latch unit (BLATdr) that cannot be powered off by a power switch. And a flip-flop (13, 14) comprising a transfer gate part (BTRG) for selectively connecting the storage node of the slave latch part and the storage node of the save latch part. The control unit (5) performs save control for saving data held by the slave latch unit to the save latch unit when the power source of the master latch unit and the slave latch unit is shut off, and supplies power to the master latch unit and the slave latch unit When the interruption is released, a return control is performed to restore the data held by the save latch unit to the slave latch unit. The control unit applies a forward bias voltage for reducing a threshold voltage to the body of the MOS transistor constituting the save latch unit during the return control.
上記より、所謂SOI型のMOSトランジスタによって構成されたフリップフロップは、そのSOI型のMOSトランジスタにおけるそれ自体の素子分離構造により、マスタラッチ部及びスレーブラッチ部と退避ラッチ部とに分けて電源遮断やボディーバイアスを行なっても、素子分離の点で、バルク型MOSトランジスタを用いる場合に比べてチップ占有面積が小さくされる。電源遮断時におけるスレーブラッチ部から退避ラッチ部へのデータ書込み、電源遮断解除時における退避ラッチ部からスレーブラッチ部へのデータ読み込みに際して、書込み動作や読み出し動作の動作マージンを考慮したボディー電圧制御が行われる。その制御形態によれば、退避ラッチ部からスレーブラッチ部へのデータ読み込みを行なう復帰制御に際して前記退避ラッチ部を構成する前記MOSトランジスタのボディーに閾値電圧を小さくするフォワードバイアス電圧を印加する。これにより、データ出力側である退避ラッチ部の駆動能力が大きい方向に変化され、スレーブラッチ部のラッチデータとの衝突に対して退避ラッチ部の出力の方が優勢な傾向になると言う点において、スレーブラッチ部への読出し動作の動作マージンが大きくなる。 As described above, the flip-flop composed of a so-called SOI type MOS transistor is divided into a master latch unit, a slave latch unit, and a save latch unit due to its own element isolation structure in the SOI type MOS transistor. Even when biasing is performed, the chip occupation area is reduced in terms of element isolation as compared with the case where a bulk MOS transistor is used. When writing data from the slave latch unit to the save latch unit when the power is cut off, and reading data from the save latch unit to the slave latch unit when the power cut is released, body voltage control is performed in consideration of the operation margin of the write and read operations. Is called. According to the control mode, a forward bias voltage for reducing the threshold voltage is applied to the body of the MOS transistor constituting the save latch unit in the return control for reading data from the save latch unit to the slave latch unit. As a result, the drive capability of the save latch unit on the data output side is changed in a larger direction, and the output of the save latch unit tends to be more dominant with respect to the collision with the latch data of the slave latch unit. The operation margin for the read operation to the slave latch unit is increased.
スレーブラッチ部への読出し動作の動作マージンを更に大きくするには、前記制御部は更に、前記復帰制御に際して前記スレーブラッチ部を構成する前記MOSトランジスタのボディーに閾値電圧を大きくするリバースバイアス電圧を印加するのがよい。 In order to further increase the operation margin of the read operation to the slave latch unit, the control unit further applies a reverse bias voltage for increasing the threshold voltage to the body of the MOS transistor constituting the slave latch unit during the return control. It is good to do.
スレーブラッチ部への読出し動作の動作マージンを更に大きくするには、前記制御部は更に、前記復帰制御に際して、前記トランスファゲート部を構成する前記MOSトランジスタのボディーに閾値電圧を小さくするフォワードバイアス電圧を印加するのがよい。 In order to further increase the operation margin of the read operation to the slave latch unit, the control unit further applies a forward bias voltage that reduces the threshold voltage to the body of the MOS transistor constituting the transfer gate unit during the return control. It is good to apply.
退避ラッチ部に書込みを行なうときの動作マージンを考慮すると、前記制御部は、前記退避制御に際して前記スレーブラッチ部を構成する前記MOSトランジスタのボディーに閾値電圧を小さくするフォワードバイアス電圧を印加すればよい。この書込み動作マージンを更に大きくするには、前記制御部は、前記退避制御に際して前記退避ラッチ部を構成する前記MOSトランジスタのボディーに閾値電圧を大きくするリバースバイアス電圧を印加すればよい。 In consideration of the operation margin when writing to the save latch unit, the control unit may apply a forward bias voltage for reducing the threshold voltage to the body of the MOS transistor constituting the slave latch unit in the save control. . In order to further increase the write operation margin, the control unit may apply a reverse bias voltage that increases the threshold voltage to the body of the MOS transistor constituting the save latch unit during the save control.
本発明の更に具体的な形態として、電源遮断状態におけるマスタラッチ部及びスレーブラッチ部の低リークを考慮すると、マスタラッチ部及びスレーブラッチ部を構成するMOSトランジスタのボディーは、電源遮断状態において、電源遮断側電源と反対側の電源でバイアスされるのがよい。これにより、MOSトランジスタの寄生ダイオードはオン状態にされず、接合リークも生じない。上記電源遮断状態において電源遮断側電源と反対側の電源でボディーをバイアスするには、例えば前記マスタラッチ部を構成するMOSトランジスタのボディーを自らのソースに結合しておけばよい。 As a more specific form of the present invention, considering the low leakage of the master latch unit and the slave latch unit in the power cutoff state, the body of the MOS transistor constituting the master latch unit and the slave latch unit is the power cutoff side in the power cutoff state. Biased with a power supply opposite to the power supply. As a result, the parasitic diode of the MOS transistor is not turned on, and junction leakage does not occur. In order to bias the body with a power supply on the side opposite to the power supply cut-off power supply in the power supply cut-off state, for example, the body of the MOS transistor constituting the master latch section may be coupled to its own source.
上記電源遮断状態において電源遮断側電源と反対側の電源でボディーをバイアスする代わりに、前記マスタラッチ部を構成するMOSトランジスタのボディーを、電源遮断状態において、フローティングにしてもよい。ソース・ドレインとボディーと間のリークパスは一切生じない。上記フローティングの制御を行う場合には、前記マスタラッチ部を構成するMOSトランジスタのボディーは、電源非遮断状態において、自らのソース電圧でバイアスするのがよい。記憶回路としての性質上、高いソフトエラー耐性を得ることが得策と考えられるからである。 Instead of biasing the body with the power supply on the side opposite to the power supply cut-off power supply in the power supply cut-off state, the body of the MOS transistor constituting the master latch unit may be floated in the power supply cut-off state. There is no leakage path between the source / drain and the body. When the floating control is performed, the body of the MOS transistor constituting the master latch unit is preferably biased with its own source voltage in the power supply non-cutoff state. This is because it is considered that it is a good idea to obtain high soft error resistance because of the nature of the memory circuit.
本発明の更に別の観点によれば、前記制御部は、前記復帰制御に際して、退避ラッチ部に対するフォワードバイアス電圧印加に代えて、前記スレーブラッチ部を構成する前記MOSトランジスタのボディーに閾値電圧を大きくするリバースバイアス電圧を印加するようにしてもよい。 According to still another aspect of the present invention, the control unit increases the threshold voltage in the body of the MOS transistor constituting the slave latch unit instead of applying a forward bias voltage to the save latch unit during the return control. A reverse bias voltage may be applied.
本発明の更に別の観点によれば、前記制御部は、前記復帰制御に際して、退避ラッチ部を構成する全てのMOSトランジスタに対してフォワードバイアス電圧印加を行なわなくてもよく、前記退避ラッチ部において少なくとも前記スレーブラッチ部の記憶ノードを駆動可能な前記MOSトランジスタのボディーに閾値電圧を小さくするフォワードバイアス電圧を印加すればよい。 According to still another aspect of the present invention, the control unit does not have to apply a forward bias voltage to all the MOS transistors constituting the save latch unit during the return control. A forward bias voltage for reducing the threshold voltage may be applied to the body of the MOS transistor capable of driving at least the storage node of the slave latch unit.
〔3〕《退避ラッチ部を有するデータ保持型FFの復帰動作マージン拡大》
本発明の更に別の観点による半導体集積回路は、基板の絶縁性薄膜上に、ソースとドレインとボディーと前記ボディー上のゲート絶縁膜と前記ゲート絶縁膜上のゲートとを備えたMOSトランジスタから成る複数個の回路を有し、前記複数個の回路の一部として制御回路と被制御回路とを含む。前記被制御回路は電源スイッチにより電源遮断が可能にされるマスタラッチ部(MLAT)及びスレーブラッチ部(SLAT)と、電源スイッチによる電源遮断が不可能にされる退避ラッチ部(BLATdr)と、前記スレーブラッチ部の記憶ノードを前記退避ラッチ部の記憶ノードに選択的に同通させる退避用ゲート部(SGT)と、前記退避ラッチ部の記憶ノードをスイッチ制御入力として前記スレーブラッチ部の記憶ノードにスイッチ出力を与える復帰用ゲート部(RGT(t),RGT(b))と、から成るフリップフロップ(15,16,17)を有する。前記制御部(5)は、前記マスタラッチ部及びスレーブラッチ部の電源を遮断するとき前記退避ラッチ部に前記スレーブラッチ部が保持するデータを退避する退避制御を行い、前記マスタラッチ部及びスレーブラッチ部の電源遮断を解除するとき前記スレーブラッチ部に前記退避ラッチ部が保持するデータを復帰する復帰制御を行う。前記制御部は、前記復帰制御に際して、前記退避ラッチ部を構成する前記MOSトランジスタのボディーに閾値電圧を小さくするフォワードバイアス電圧を印加する。
[3] << Expansion of return operation margin of data holding type FF having save latch section >>
A semiconductor integrated circuit according to still another aspect of the present invention comprises a MOS transistor having a source, a drain, a body, a gate insulating film on the body, and a gate on the gate insulating film on an insulating thin film of a substrate. A plurality of circuits are included, and a control circuit and a controlled circuit are included as part of the plurality of circuits. The controlled circuit includes a master latch unit (MLAT) and a slave latch unit (SLAT) that can be powered off by a power switch, a save latch unit (BLATdr) that cannot be powered off by the power switch, and the slave A save gate unit (SGT) for selectively allowing the storage node of the latch unit to communicate with the storage node of the save latch unit, and a switch to the storage node of the slave latch unit using the storage node of the save latch unit as a switch control input It has a flip-flop (15, 16, 17) composed of a return gate section (RGT (t), RGT (b)) for providing an output. The control unit (5) performs save control to save the data held by the slave latch unit in the save latch unit when the power of the master latch unit and the slave latch unit is shut off, and the master latch unit and the slave latch unit When canceling the power shutdown, the slave latch unit performs a return control to restore the data held by the save latch unit. The control unit applies a forward bias voltage for reducing a threshold voltage to the body of the MOS transistor constituting the save latch unit during the return control.
退避ラッチ部は電源遮断時にスレーブラッチ部の記憶情報をバックアップするのが主な用途であり、フリップフロップの通常動作のように高速動作を考慮することを要せず、トランジスタサイズを小さくしたり、大きな閾値電圧を用いて低消費電力を優先させてよい。その場合、退避データの復帰時における退避ラッチ部に対するフォワードバイアス制御だけでは必要な動作マージンの確保ができない場合を考慮するものである。これによれば、退避したデータをスレーブラッチ部に復帰させるとき、復帰元データをスイッチ制御データとする復帰用ゲートのスイッチ出力を復帰先に与えるから、退避ラッチ部の駆動能力がスレーブラッチ部の駆動能力に比べて相当小さくされて、その駆動能力が不足していても、退避ラッチ部からスレーブラッチ部への読出し動作を正常に行なうことができる。 The main purpose of the save latch unit is to back up the stored information of the slave latch unit when the power is cut off, and it is not necessary to consider high-speed operation like the normal operation of the flip-flop, and the transistor size can be reduced, Low power consumption may be prioritized using a large threshold voltage. In this case, a case where a necessary operation margin cannot be ensured only by the forward bias control for the save latch unit when the save data is restored is considered. According to this, when the saved data is returned to the slave latch unit, the switch output of the return gate having the return source data as the switch control data is given to the return destination. Even if the driving capability is considerably smaller than the driving capability, the reading operation from the save latch unit to the slave latch unit can be normally performed even if the driving capability is insufficient.
スレーブラッチ部への読出し動作の動作マージンを更に大きくするには、前記復帰制御に際して、前記退避ラッチ部を構成する前記MOSトランジスタのボディーに閾値電圧を小さくするフォワードバイアス電圧を印加すればよい。また、前記制御部は、前記復帰制御に際して、前記スレーブラッチ部を構成する前記MOSトランジスタのボディーに閾値電圧を大きくするリバースバイアス電圧を印加すればよい。また、前記制御部は、前記復帰制御に際して、前記復帰用ゲート部を構成する前記MOSトランジスタのボディーに閾値電圧を小さくするフォワードバイアス電圧を印加すればよい。 In order to further increase the operation margin of the read operation to the slave latch unit, a forward bias voltage for reducing the threshold voltage may be applied to the body of the MOS transistor constituting the save latch unit during the return control. Further, the control unit may apply a reverse bias voltage for increasing a threshold voltage to the body of the MOS transistor constituting the slave latch unit in the return control. The control unit may apply a forward bias voltage for reducing the threshold voltage to the body of the MOS transistor constituting the return gate unit during the return control.
このフリップフロップの場合、スレーブラッチ部の駆動能力の方が退避ラッチ部の駆動能力よりも大きいが、退避ラッチ部に書込みを行なうときの動作マージンを考慮すると、前記制御部は、前記退避制御に際して、前記スレーブラッチ部を構成する前記MOSトランジスタのボディーに閾値電圧を小さくするフォワードバイアス電圧を印加するのがよい。また、前記制御部は、前記退避制御に際して、前記退避ラッチ部を構成する前記MOSトランジスタのボディーに閾値電圧を大きくするリバースバイアス電圧を印加するのがよい。 In the case of this flip-flop, the driving capability of the slave latch unit is larger than the driving capability of the save latch unit, but considering the operation margin when writing to the save latch unit, the control unit performs the save control. A forward bias voltage for reducing the threshold voltage may be applied to the body of the MOS transistor constituting the slave latch unit. The controller may apply a reverse bias voltage for increasing a threshold voltage to a body of the MOS transistor constituting the save latch unit during the save control.
本発明の更に具体的な形態として、電源遮断状態におけるマスタラッチ部及びスレーブラッチ部の低リークを考慮すると、マスタラッチ部及びスレーブラッチ部を構成するMOSトランジスタのボディーは、電源遮断状態において、電源遮断側電源と反対側の電源でバイアスされるのがよい。これにより、MOSトランジスタの寄生ダイオードはオン状態にされず、接合リークも生じない。上記電源遮断状態において電源遮断側電源と反対側の電源でボディーをバイアスするには、例えば前記マスタラッチ部を構成するMOSトランジスタのボディーを自らのソースに結合しておけばよい。 As a more specific form of the present invention, considering the low leakage of the master latch unit and the slave latch unit in the power cutoff state, the body of the MOS transistor constituting the master latch unit and the slave latch unit is the power cutoff side in the power cutoff state. Biased with a power supply opposite to the power supply. As a result, the parasitic diode of the MOS transistor is not turned on, and junction leakage does not occur. In order to bias the body with a power supply on the side opposite to the power supply cut-off power supply in the power supply cut-off state, for example, the body of the MOS transistor constituting the master latch section may be coupled to its own source.
上記電源遮断状態において電源遮断側電源と反対側の電源でボディーをバイアスする代わりに、前記マスタラッチ部を構成するMOSトランジスタのボディーを、電源遮断状態において、フローティングにしてもよい。ソース・ドレインとボディーと間のリークパスは一切生じない。上記フローティングの制御を行う場合には、前記マスタラッチ部を構成するMOSトランジスタのボディーは、電源非遮断状態において、自らのソース電圧でバイアスするのがよい。記憶回路としての性質上、高いソフトエラー耐性を得ることが得策と考えられるからである。 Instead of biasing the body with the power supply on the side opposite to the power supply cut-off power supply in the power supply cut-off state, the body of the MOS transistor constituting the master latch unit may be floated in the power supply cut-off state. There is no leakage path between the source / drain and the body. When the floating control is performed, the body of the MOS transistor constituting the master latch unit is preferably biased with its own source voltage in the power supply non-cutoff state. This is because it is considered that it is a good idea to obtain high soft error resistance because of the nature of the memory circuit.
本発明の更に別の観点によれば、前記制御部は、前記復帰制御に際して、退避ラッチ部に対するフォワードバイアス電圧印加に代えて、前記スレーブラッチ部を構成する前記MOSトランジスタのボディーに閾値電圧を大きくするリバースバイアス電圧を印加するようにしてもよい。 According to still another aspect of the present invention, the control unit increases the threshold voltage in the body of the MOS transistor constituting the slave latch unit instead of applying a forward bias voltage to the save latch unit during the return control. A reverse bias voltage may be applied.
本発明の更に別の観点によれば、前記制御部は、前記復帰制御に際して、退避ラッチ部を構成する全てのMOSトランジスタに対してフォワードバイアス電圧印加を行なわなくてもよく、前記退避ラッチ部において少なくとも前記スレーブラッチ部の記憶ノードを駆動可能な前記MOSトランジスタのボディーに閾値電圧を小さくするフォワードバイアス電圧を印加すればよい。 According to still another aspect of the present invention, the control unit does not have to apply a forward bias voltage to all the MOS transistors constituting the save latch unit during the return control. A forward bias voltage for reducing the threshold voltage may be applied to the body of the MOS transistor capable of driving at least the storage node of the slave latch unit.
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記の通りである。 The effects obtained by the representative ones of the inventions disclosed in the present application will be briefly described as follows.
すなわち、SOI型のMOSトランジスタを用いたデータ保持型フリップフロップを構成する電源遮断可能な回路部分と電源遮断不可能な回路部分に対するボディーバイアス制御をその動作状態に応じて最適化することができる。 That is, it is possible to optimize the body bias control for the circuit part that can be turned off and the circuit part that cannot be turned off, constituting the data holding type flip-flop using the SOI type MOS transistor, according to the operation state.
《SOI型MOSトランジスタを用いた半導体集積回路》
図2には本発明に係る半導体集積回路1の平面的構成が例示される。ここではディジタル・アナログ混載のSOI構造を備えたMOS集積回路を一例とする。半導体集積回路1の周縁部は外部インタフェース回路としての入出力回路2の形成領域とされ、その内側にコア回路領域としてディジタル回路領域3とアナログ回路領域4が形成される。ディジタル回路領域3には、電源制御及びボディーバイアス制御回路5、前記電源制御及びボディーバイアス制御回路5によって選択的に動作電源の供給が遮断可能にされた電源遮断可能回路6、投入された動作電源が常時供給される電源非遮断回路7と有する。アナログ回路領域4は前記電源制御及びボディーバイアス制御回路5によって選択的に動作電源の供給が遮断可能にされた電源遮断可能回路8、投入された動作電源が常時供給される電源非遮断回路9と有する。電源遮断可能回路6,8には電源スイッチ10が配置される。電源遮断可能回路6,8内における電源スイッチ10の配置はランダムであってよい。電源遮断可能回路6と電源非遮断回路7等は必要に応じ更に細分化して配置することが可能であることは言うまでもない。図示はしないが、レイアウトの規則性と言う点より、各電源遮断可能回路6,8の中央、或いは各遮断可能回路6,8の底辺に沿って電源スイッチ10を配置したりすることも可能である。詳細は後述するが、基本的に電源スイッチ10のレイアウトはデバイス構造上の制限を受けない。本明細書において、単に電源遮断と言うときは電源スイッチ10のオフ状態による電源遮断を意味し、電源非遮断と言うときは電源スイッチ10のオン状態による電源供給を意味する。それは、半導体集積回路全体に対して外部電源を投入するパワーオン、全体に対して外部電源を遮断するパワーオフとは相違される概念である。
<< Semiconductor integrated circuit using SOI type MOS transistor >>
FIG. 2 illustrates a planar configuration of the semiconductor integrated
図3には半導体集積回路1を構成するSOI型MOSトランジスタの縦断面構造が例示される。MOSトランジスタは、シリコン基板BPL上の20〜200ナノメータのような絶縁性薄膜である埋め込み酸化膜EOXを介して活性領域に構成される。活性領域はソースSOC、ドレインDRN及びボディーBDYとされる。ボディーBDYはチャネル形成領域になる。ボディーBDYの上にはゲート絶縁膜GOXを介してゲートGATが形成される。ソースSOC、ドレインDRN及びボディーBDYは例えばSTI(Shallow Trench Isolation)法にて形成された溝内を酸化シリコンで被った完全分離領域FTI(又は部分分離領域OTI)によって周囲から電気的に分離され、シリコン基板とは埋め込み酸化膜EOXによって電気的に分離される。
FIG. 3 illustrates a vertical cross-sectional structure of an SOI type MOS transistor constituting the semiconductor integrated
ここでMOSトランジスタは、ゲート酸化膜の比較的薄い第1MOSトランジスタ(薄膜MOSトランジスタ)としてのnチャネル型のMOSトランジスタMNtn及びpチャネル型の第1MOSトランジスタMPtnと、ゲート酸化膜の比較的厚い第2MOSトランジスタ(厚膜MOSトランジスタ)としてのnチャネル型のMOSトランジスタMNtk及びpチャネル型のMOSトランジスタMPtkとに分類される。nチャネル型MOSトランジスタにおいて、ソースSOC及びドレインDRNはN+型拡散層、ボディーBDYはP−型拡散層から成る。pチャネル型MOSトランジスタにおいて、ソースSOC及びドレインDRNはP+型拡散層、ボディーBDYはN−型拡散層から成る。 Here, the MOS transistor includes an n-channel MOS transistor MNtn and a p-channel first MOS transistor MPtn as a first MOS transistor (thin film MOS transistor) having a relatively thin gate oxide film, and a second MOS having a relatively thick gate oxide film. The transistors are classified into n-channel type MOS transistors MNtk and p-channel type MOS transistors MPtk as transistors (thick film MOS transistors). In the n-channel MOS transistor, the source SOC and the drain DRN are N + type diffusion layers, and the body BDY is a P − type diffusion layer. In p-channel type MOS transistor, the source SOC and drain DRN is P + -type diffusion layer, the body BDY is N - consists -type diffusion layer.
薄膜MOSトランジスタMNtn,MPtnは、例えばチャネル長が45〜180ナノメータ(nm)、ゲート酸化膜厚が1.5〜3.9nm、ゲート酸化膜厚に応ずるゲート入力電圧振幅が0.8V〜1.5Vとされる。厚膜MOSトランジスタMNtk,MPtkは、例えばチャネル長が300〜1000nm、ゲート酸化膜厚が3.0〜15.0nm、ゲート酸化膜厚に応ずるゲート入力電圧振幅が1.2V〜5.0Vとされる。薄膜MOSトランジスタMNtn,MPtnはコア論理領域においてディジタル論理回路やアナログ回路を構成するのに主に用いられる。厚保膜MOSトランジスタMNtk,MPtkはその高耐圧故に前記入出力回路及びアナログ回路の一部を構成するのに用いられ、その高閾値電圧故に電源遮断スイッチ10を構成するのにも用いられる。
The thin film MOS transistors MNtn and MPtn have, for example, a channel length of 45 to 180 nanometers (nm), a gate oxide film thickness of 1.5 to 3.9 nm, and a gate input voltage amplitude corresponding to the gate oxide film thickness of 0.8 V to 1. 5V. The thick film MOS transistors MNtk and MPtk have, for example, a channel length of 300 to 1000 nm, a gate oxide film thickness of 3.0 to 15.0 nm, and a gate input voltage amplitude corresponding to the gate oxide film thickness of 1.2 V to 5.0 V. The The thin film MOS transistors MNtn and MPtn are mainly used to configure a digital logic circuit and an analog circuit in the core logic region. The thickness-preserving film MOS transistors MNtk and MPtk are used to constitute a part of the input / output circuit and the analog circuit because of their high breakdown voltage, and are also used to constitute the
図4にはSOI構造のnチャネル型MOSトランジスタの鳥瞰図、図5には図4の縦断面図、図6には図4の平面図が夫々示される。図4乃至図6より、SOI構造ではソースSOC、ドレインDRN及びボディーBDYが完全分離領域FTI又は部分分離領域PTIによって周囲から電気的に分離され、シリコン基板とは埋め込み酸化膜EOXによって電気的に分離されていることは明らかである。特にボディーBDYはフローティングであってもよいし、ボディー電位の揺らぎ防止或いは閾値電圧制御のためにボディーバイアスを行ってもよい。ボディーバイアスを行なうときは部分分離領域PTIを用いてボディーBDYを例えばP型拡散領域(P+)から成るコンタクト領域CNTに接続する。ここでは、前記コンタクト領域CNTはソースSOCが接続するメタルのグランド配線VSSに接続された例が示される。 4 is a bird's eye view of an n-channel MOS transistor having an SOI structure, FIG. 5 is a longitudinal sectional view of FIG. 4, and FIG. 6 is a plan view of FIG. 4 to 6, in the SOI structure, the source SOC, the drain DRN, and the body BDY are electrically isolated from the surroundings by the complete isolation region FTI or the partial isolation region PTI, and are electrically isolated from the silicon substrate by the buried oxide film EOX. It is clear that In particular, the body BDY may be floating, or body bias may be performed to prevent fluctuations in the body potential or control the threshold voltage. When the body bias is performed, the body BDY is connected to a contact region CNT made of, for example, a P-type diffusion region (P + ) using the partial isolation region PTI. Here, an example is shown in which the contact region CNT is connected to a metal ground wiring VSS to which the source SOC is connected.
このようにSOI構造では個々のMOSトランジスタが電気的に分離されるので、MOSトランジスタの導電型や電源電圧の相違等に応じたウェル領域による分離を行なうことを要しない。更に、基板との間の接合容量並びに基板との間の電流リークが殆どなく、低電圧動作と高速動作に優れる。 Thus, in the SOI structure, individual MOS transistors are electrically isolated, so that it is not necessary to perform isolation by a well region according to the difference in the conductivity type of the MOS transistor, the power supply voltage, and the like. Furthermore, there is almost no junction capacitance with the substrate and no current leakage with the substrate, which is excellent in low voltage operation and high speed operation.
図7にはSOI構造の特徴を考慮した電源遮断可能回路6及び電源非遮断回路7の基本的な回路構成が例示される。電源配線VDDとグランド配線VSSの間に配置された電源遮断可能回路6は電源スイッチ10としての厚膜MOSトランジスタMNtk,MPtkを有し、電源非遮断回路7は電源スイッチとしての厚膜MOSトランジスタMNtk,MPtkを有していない。電源遮断可能回路6において電源スイッチ10としての厚膜MOSトランジスタMNtk,MPtkには、複数の薄膜MOSトランジスタMNtn,MPtnから成るCMOSインバータに代表されるような回路が直列接続される。電源非遮断回路8も複数の薄膜MOSトランジスタMNtn,MPtnが直列されたCMOSインバータに代表されるような回路を有する。例えばグランド電圧VSSが0V、電源電圧VDDが1.5Vのとき、薄膜MOSトランジスタMNtn,MPtnのゲート入力電圧振幅は1.5Vとされ、このとき電源スイッチ10を構成する厚膜MOSトランジスタMNtk,MPtkのゲート入力電圧振幅は3.3Vとされる。特に図示はしないが、電源遮断可能回路6における電源スイッチ10として厚膜MOSトランジスタはMNtk,MPtkの何れか一方だけを用い、或いは一つの電源遮断可能回路において双方の厚膜MOSトランジスタMNtk,MPtkを用いるようにしてもよい。尚、図面上のMOSトランジスタの記号標記に関し、pチャネル型MOSトランジスタのゲートには丸印を付することによってnチャネル型MOSトランジスタと区別し、厚膜MOSトランジスタのゲートを相対的に厚く標記することによって薄膜MOSトランジスタと区別する。
FIG. 7 illustrates a basic circuit configuration of the
電源スイッチ10を構成する厚膜MOSトランジスタMNtk,MPtkは、論理動作等を行なう薄膜MOSトランジスタMNtn,MPtnとウェル分離のような領域分離を行なわずに自由にレイアウトすることができ、同様に、nチャネル型の薄膜MOSトランジスタMNtnとpチャネル型の薄膜MOSトランジスタMPtnについてもウェル分離のような領域分離を行なわずに自由にレイアウトすることができる。
The thick film MOS transistors MNtk and MPtk constituting the
図8にはバルク型のMOSトランジスタで構成される電源遮断可能領域と電源非遮断領域の回路構成を図1の比較例として示す。特に図示はしないが、バルク型CMOS回路において、pチャネル型MOSトランジスタはn型ウェル領域に、nチャネル型MOSトランジスタはp型ウェル領域に形成され、ウェル領域分離が行なわれ、基板とウェル領域の間、ウェル領域とソース・ドレインとの間は逆方向バイアスされて、電気的な分離が行なわれている。図8にはMOSトランジスタの導電型によるウェル領域分離の様子は明示していないが、バルク型MOSトランジスタによる構成では、電源遮断可能領域6Aと、電源非遮断回路7Aとを分離し、更に電源遮断可能領域6A内において厚膜MOSトランジスタMBNtkによって電源スイッチを形成する領域6A_1と、論理動作等を行なう領域6A_2とに対しても分離が必要とされる。電源遮断可能領域6A内において電源スイッチを形成する領域6A_1と、論理動作等を行なう領域6A_2とを分離するのは、電源遮断状態において、論理動作等を行なう領域6A_2においけるウェルとソース・ドレインとの間に接合リークを減らすためである。図7の構成では各MOSトランジスタはそもそも埋め込み酸化膜EOXによって基板との間のではリークを生じないから、そのよう考慮はデバイス構造上本質的に必要とされない。図8において電源遮断可能領域6Aと電源非遮断回路7Aとを分離するのは、電源非遮断回路7Aのウェル電位はグランド電位VSSであるが、電源遮断可能領域6Aにおいて論理動作等を行なう領域6A_2のウェル電位は動作電源供給時に電源スイッチMBNtkのドレイン電圧である仮想グランドVSSMになるという点で相違があるからである。特に図示はしていないが電源スイッチがpチャネル型MOSトランジスタの場合であっても、或いは薄膜MOSトランジスタを用いて構成する場合も同じである。図7の構成では各MOSトランジスタはそもそも埋め込み酸化膜EOXと分離領域FTI(又は分離領域PTI)によってボディーDBYの分離が可能になっているのでそのようウェル領域分離は本質的に必要とされない。
FIG. 8 shows a circuit configuration of a power cutoff possible region and a power non-shutdown region constituted by bulk MOS transistors as a comparative example of FIG. Although not specifically shown, in a bulk CMOS circuit, a p-channel MOS transistor is formed in an n-type well region, an n-channel MOS transistor is formed in a p-type well region, well region isolation is performed, and the substrate and well region are separated. Meanwhile, the well region and the source / drain are reversely biased for electrical isolation. FIG. 8 does not clearly show how the well region is separated by the conductivity type of the MOS transistor. However, in the configuration using the bulk type MOS transistor, the power-off
《ボディーのバイアス形態に応ずるトランジスタ特性》
ここでMOSトランジスタのボディーに対するフローティング、ソース電位によるボディーバイアス、ボディーバイアスの可変制御の特質について予め説明する。MOSトランジスタのボディー電位と閾値電圧との関係は図9のような傾向になる。図9においてボディー電位0Vとはソース電位に等しいことを意味する。正のボディー電位とはドレイン寄りの電位を意味し、負のボディー電位はそれと逆方向の電位を意味する。nチャネル型MOSトランジスタの場合にはボディー電圧を高くするに従って閾値電圧が下がり(小さくなり)、pチャネル型MOSトランジスタの場合にはボディー電圧を低くするに従って閾値電圧が下がる(小さくなる)。便宜上、閾値電圧を小さくする方向のボディーバイアスをフォワードバイアス、閾値電圧を大きくする方向のボディーバイアスをリバースバイアスと称する。
<< Transistor characteristics according to the body bias type >>
Here, the characteristics of floating with respect to the body of the MOS transistor, body bias by the source potential, and variable control of the body bias will be described in advance. The relationship between the body potential of the MOS transistor and the threshold voltage tends to be as shown in FIG. In FIG. 9, the body potential 0V means equal to the source potential. A positive body potential means a potential closer to the drain, and a negative body potential means a potential in the opposite direction. In the case of an n-channel MOS transistor, the threshold voltage decreases (decreases) as the body voltage increases, and in the case of a p-channel MOS transistor, the threshold voltage decreases (decreases) as the body voltage decreases. For convenience, the body bias in the direction of decreasing the threshold voltage is referred to as a forward bias, and the body bias in the direction of increasing the threshold voltage is referred to as a reverse bias.
ボディー電位を自らのソース電位等で固定にすれば閾値電圧の不所望な変動を抑制することができる。その上、SOI構造ではボディー電位を固定もしくは制御することにより、放射線耐性を高くすることができ、後述のように記憶回路に置いては高いソフトエラー耐性を得ることが可能になる。 If the body potential is fixed at its own source potential or the like, undesired fluctuations in the threshold voltage can be suppressed. In addition, in the SOI structure, radiation resistance can be increased by fixing or controlling the body potential, and high soft error resistance can be obtained in a memory circuit as will be described later.
ボディーをフローティングにすることにより、ボディー電位はゲートとの容量性カップリングによって変動するようになり、そのボディー電位の変動方向はMOSトランジスタのオン状態においてその閾値電圧を小さくする方向になる。これにより、論理回路の高速動作に寄与することができる。 By floating the body, the body potential varies due to capacitive coupling with the gate, and the body potential varies in the direction of decreasing the threshold voltage when the MOS transistor is on. This can contribute to high-speed operation of the logic circuit.
ボディーバイアスを可変可能にすれば、フォワードバイアスを印加することによって小さい閾値電圧による高速動作の利点を強調することが可能になり、リバースバイアスを印加することによって大きい閾値電圧によるサブスレッショルドリークの低減若しくは低消費電力を強調することが可能になる。 If the body bias is made variable, it is possible to emphasize the advantages of high-speed operation with a small threshold voltage by applying a forward bias, and reducing the subthreshold leak due to a large threshold voltage by applying a reverse bias. It becomes possible to emphasize low power consumption.
《ロジック回路へのデータ保持型フリップフロップの採用》
図10には前記電源遮断可能回路6と電源非遮断回路7を混在させて構成されたロジック回路が例示される。ここでは代表定的に5個のロジック回路LOG1〜LOG5を例示してあり、個々のロジック回路LOG1〜LOG5にはフリップフロップの配置が例示される。例示されたフリップフロップはデータ保持型フリップフロップDR_FFと完全揮発性の通常のフリップフロップV_FFとされる。データ保持型フリップフロップDR_FFは動作電源遮断時において一部の回路だけに電源供給を維持して記憶情報を保持するようにしたフリップフロップである。通常のフリップフロップV_FFは動作電源が遮断されるとき全ての記憶情報が失われる。データ保持型フリップフロップDR_FFと完全揮発性の通常のフリップフロップV_FFには、セット・リセット型、ディレイ型など適宜の記憶形態を基本的に採用してよい。
<Adoption of data-holding flip-flops for logic circuits>
FIG. 10 illustrates a logic circuit configured by mixing the
電源スイッチ10による電源遮断が行なわれないロジック回路LOG2のような回路はフリップフロップとして揮発性のフリップフロップV_FFだけを採用すればよい。また、電源スイッチ10による電源遮断が行なわれるロジック回路LOG4のような回路であっても、電源スイッチ10による電源遮断によってフリップフロップの記憶情報が失われても差し支えない回路、或いは電源遮断時にフリップフロップの記憶情報をメモリに退避しておき電源遮断解除時にメモリからフリップフロップに記憶情報を復帰させる構成を採用する場合には、フリップフロップとして揮発性のフリップフロップV_FFだけを採用すればよい。当然、メモリ退避・復帰構造はメモリアクセスを要するため、フリップフロップの記憶情報の退避・復帰には無視し得ない時間を要し、高速動作には手記載ない場合がある。電源スイッチ10による電源遮断が行なわれるロジック回路LOG1、LOG3,LOG4のような回路では、電源遮断によって記憶情報を失いたくない部分のフリップフロップにはデータ保持型フリップフロップDR_FFを採用すればよい。データ保持型フリップフロップDR_FFは電源遮断時にフリップフロップ毎に記憶情報を保持するから、メモリ退避・復帰構造に比べて退避・復帰を高速化でき、高速速動作に適する。
A circuit such as the logic circuit LOG2 in which the power supply is not shut off by the
ロジック回路LOG1の一部を詳細に示したように、ロジック回路LOG1においてフリップフロップDR_FF,V_FFの入力と出力には適宜の組合せ回路CMBCが接続され、フリップフロップDR_FF,V_FFはクロック同期でデータの入出力を行なう。 As shown in detail in part of the logic circuit LOG1, an appropriate combinational circuit CMBC is connected to the inputs and outputs of the flip-flops DR_FF and V_FF in the logic circuit LOG1, and the flip-flops DR_FF and V_FF input data in synchronization with the clock. Output.
《スレーブラッチ部を電源非遮断とするデータ保持型FF》
図1にはデータ保持型フリップフロップ(DRFF)12の一例が示される。同図に示されるDRFF12は、データ入力バッファDIB、マスタトランスファゲート部MTRG、マスタラッチ部MLAT、スレーブトランスファゲート部STG、スレーブラッチ部SLATdr、及びデータ出力バッファDOBを直列接続して成るデータ経路と、クロックバッファCBUFdrとを備えて成る。マスタトランスファゲート部MTRG、とスレーブトランスファゲート部STRGはCMOSインバータから成る。マスタラッチ部MLATとスレーブラッチ部SLATdrの夫々は、相互に一方に入力が他方の出力に結合されたCMOSスタティックラッチによって構成される。DRFF12のデータ入力端子Dはデータ入力バッファDIBの入力端子に接続され、DRFF12のデータ出力端子Qはデータ出力バッファDOBの出力端子Qに接続される。クロックバッファCBUFdrはDRFF12のクロック端子CLKに結合された直列2段のCMOSインバータを備え、後段CMOSインバータから非反転の内部クロック信号ckiを出力し、前段CMOSインバータから反転の内部クロック信号ckibを出力する。マスタトランスファゲート部MTRGと、スレーブトランスファゲート部STRGは、内部クロック信号cki,ckibにより相互に逆相でスイッチ制御され、データラッチに際して突き抜けが防止されている。
《Data retention type FF that makes the slave latch part power off ''
FIG. 1 shows an example of a data holding flip-flop (DRFF) 12. The
前記マスタラッチ部MLAT及びデータ入出力バッファDIB,DOBは電源スイッチ10により選択的に動作電源の遮断が可能にされる。図において電源スイッチ10は電源電圧VDD側とグランド電圧VSS側の各々に配置されているが、少なくとも何れか一方に配置されていれば充分である。グランド端子VSS側の電源スイッチ10(n)が遮断されると、ノードvssmは電源電圧VDDに到達する。電源端子VDD側の電源スイッチ10(p)が遮断されると、ノードvddmはグランド電圧VSSに到達する。前記スレーブラッチ部SLATdrとクロックバッファCBUFdrは電源スイッチによる選択的な電源遮断の非対象にされる。
The master latch unit MLAT and the data input / output buffers DIB and DOB can be selectively cut off by the
電源遮断可能なマスタラッチ部MLAT及びデータ入出力バッファDIB,DOBを構成するMOSトランジスタMPtn,MNtnのボディーvssx、vddxは、電源遮断時の接合リークを抑制するために、例えば自らのソースに、即ち、ノードvssm、vddmに結合される。或いは電源遮断時に前記ボディーvssx、vddxをフローティング(オープン)にすればよい。即ち、図11に例示されるように、グランド電圧VSS側の電源スイッチ10(n)が遮断されると、ノードvssmは電源電圧VDDに到達するから、A、BのようにMOSトランジスタMNtnのボディーBDYがグランド電圧VSSに接続されていれば、MOSトランジスタMNtnのボディーBDYとドレインDRNとのpn接合に接合リーク電流を生ずる虞がある。このときCのように、MOSトランジスタMNtnのボディーBDYをノードvssmに接続し、電源遮断側電源VSSと反対側の電源電圧VDDでバイアスされるようにすればよい。或いはフローティングにしてもよい。これにより、上記接合リークもないし、ソース・ドレインとボディーと間で寄生ダイオードのオン状態も生じない。トランスファゲート部MTRG,STRGのボディーも同様に制御してよい。 The body vssx and vddx of the MOS transistors MPtn and MNtn constituting the master latch unit MLAT and the data input / output buffers DIB and DOB capable of shutting off the power supply are, for example, supplied to their sources, that is, Coupled to nodes vssm and vddm. Alternatively, the bodies vssx and vddx may be floated (open) when the power is shut off. That is, as illustrated in FIG. 11, when the power supply switch 10 (n) on the ground voltage VSS side is cut off, the node vssm reaches the power supply voltage VDD, and thus the body of the MOS transistor MNtn as shown in A and B. If BDY is connected to the ground voltage VSS, a junction leakage current may occur at the pn junction between the body BDY and the drain DRN of the MOS transistor MNtn. At this time, like C, the body BDY of the MOS transistor MNtn may be connected to the node vssm so as to be biased by the power supply voltage VDD on the side opposite to the power supply cutoff power supply VSS. Or you may make it floating. As a result, there is no junction leakage and the parasitic diode is not turned on between the source / drain and the body. The bodies of the transfer gate portions MTRG and STRG may be controlled similarly.
一方、電源電圧VDD側の電源スイッチ10(p)が遮断される場合は、図12に例示されるように、ノードvddmはグランド電圧VSSに到達するから、A、BのようにMOSトランジスタMPtnのボディーBDYが電源電圧VDDに接続されていれば、MOSトランジスタMPtnのボディーBDYとドレインDRNとのpn接合に接合リーク電流を生ずる虞がある。このときCのように、MOSトランジスタMPtnのボディーBDYをノードvddmに接続し、電源遮断側電源VDDと反対側のグランド電圧VSSでバイアスされるようにすればよい。或いはフローティングにしてもよい。これにより、上記接合リークもないし、ソース・ドレインとボディーと間で寄生ダイオードのオン状態も生じない。 On the other hand, when the power switch 10 (p) on the power supply voltage VDD side is cut off, the node vddm reaches the ground voltage VSS as illustrated in FIG. If the body BDY is connected to the power supply voltage VDD, a junction leakage current may occur at the pn junction between the body BDY and the drain DRN of the MOS transistor MPtn. At this time, as in C, the body BDY of the MOS transistor MPtn may be connected to the node vddm so as to be biased by the ground voltage VSS on the opposite side to the power cutoff side power supply VDD. Or you may make it floating. As a result, there is no junction leakage and the parasitic diode is not turned on between the source / drain and the body.
図11、図12において電源遮断時にノードvssx,vddxをオープンにする場合は、電源非遮断状態では、高速動作を望むならばノードvssx、vddxにフォワードバイアス電圧を印加し、低消費電力を望むならリバースバイアス電圧を印加すればよい。或いは自らのソース電位のような電位を印加しても良い。そのような制御は動作モード等に応じて前記電源制御及びボディーバイアス制御回路5が行なう。電源非遮断状態においてノードvssx、vddxをフローティングのままにしないのは、記憶回路としての性質上、高いソフトエラー耐性を得ることが得策と考えられるからである。すなわち、ボディー電位を固定もしくは制御するSOI構造は放射線耐性が高く、高いソフトエラー耐性を得るためである。
11 and 12, when the nodes vssx and vddx are opened when the power is shut down, in a power-off state, if high speed operation is desired, a forward bias voltage is applied to the nodes vssx and vddx, and low power consumption is desired. A reverse bias voltage may be applied. Alternatively, a potential such as its own source potential may be applied. Such control is performed by the power supply control and body
マスタラッチ部MLATに対する電源遮断を行なうために電源電圧VDD側とグランド電圧VSS側の双方に配置されている電源スイッチ10(n),10(p)を共にカットオフ制御する場合には電源遮断されたマスタラッチ部MLATに対する上記ボディーバイアス制御を行わなくても支障はない。 In order to cut off the power switches 10 (n) and 10 (p) arranged on both the power supply voltage VDD side and the ground voltage VSS side in order to cut off the power supply to the master latch unit MLAT, the power supply was cut off. There is no problem even if the body bias control is not performed on the master latch unit MLAT.
尚、図11、図12ではボディーBDYをウェルのように図示しているが、これはボディーバイアスノードを図示するための作図上の考慮であり、デバイス構造を制限する趣旨ではない。 11 and 12, the body BDY is illustrated as a well. However, this is a drawing consideration for illustrating the body bias node, and does not limit the device structure.
電源遮断非対象とされるスレーブラッチ部SLATdr及びクロックバッファCBUFdrを構成するMOSトランジスタMPtn,MNtnのボディーはボディーバイアス電圧vbp,vbnによって可変可能に制御される。その制御は動作モードに応じて前記電源制御及びボディーバイアス制御回路5が行なう。その制御態様は以下の通りである。前記電源制御及びボディーバイアス制御回路5は、前記マスタラッチ部MLATの電源遮断状態と電源非遮断状態とで前記スレーブラッチ部SLATdrを構成する前記MOSトランジスタMPtn,MNtnのボディーバイアス電圧vvp,vbnを相違させる。即ち、電源非遮断時よりも遮断時の方が前記スレーブラッチ部SLATdrを構成する前記MOSトランジスタMPtn,MNtnの閾値電圧が大きくなるようにボディーバイアス電圧vvp,vbnを制御する。これによれば、スレーブラッチ部SLATdrは電源非遮断状態においてMOSトランジスタMPtn,MNtnの閾値電圧が小さくなるようにボディーバイアス制御され、電源遮断状態においてMOSトランジスタMPtn,MNtnの閾値電圧が大きくなるようにボディーバイアス制御されるから、電源非遮断状態におけるDRFF12は動作状態において動作速度の高速化が保障される。更に、スタンバイモード等によってマスタラッチ部MLATの動作電源が遮断されるときその記憶情報を保持するスレーブラッチ部SLATdrのボディーバイアス電圧はMOSトランジスタMPtn,MNtnの閾値電圧を大きくする方向に制御されているから、サブスレッショルドリーク電流が低減される。
The bodies of the MOS transistors MPtn and MNtn constituting the slave latch unit SLATdr and the clock buffer CBUFdr that are not subject to power shutdown are controlled variably by body bias voltages vbp and vbn. The control is performed by the power supply control and body
上記スレーブラッチ部SLATdrに対するボディーバイアス制御はスレーブラッチ部を構成するMOSトランジスタMPtn,MNtnの閾値電圧特性に応じて相違される。即ち、第1に、スレーブラッチ部SLATdrを構成するMOSトランジスタMPtn,MNtnのボディーを自らのソース電位でバイアスすると仮定したときの閾値電圧が比較的大きい場合、前記電源制御及びボディーバイアス制御回路5は、前記マスタラッチ部MLATの電源非遮断状態において、前記スレーブラッチ部SLATdrを構成する前記MOSトランジスタMPtn,MNtnのボディーに閾値電圧を小さくするフォワードバイアス電圧を印加すればよい。電源遮断状態では特別にリバースバイアス電圧を与えなくてもよく、ノードvssm,vddmの電位に応ずるような電圧をMOSトランジスタMPtn,MNtnのボディーに与えれば良い。
The body bias control for the slave latch unit SLATdr differs depending on the threshold voltage characteristics of the MOS transistors MPtn and MNtn constituting the slave latch unit. That is, first, when the threshold voltage when the body of the MOS transistors MPtn and MNtn constituting the slave latch unit SLATdr is biased with its own source potential is relatively large, the power supply control and body
第2に、スレーブラッチ部SLATdrを構成するMOSトランジスタMPtn,MNtnのボディーを自らのソース電位でバイアスすると仮定したときの閾値電圧が比較的小さい場合、前記電源制御及びボディーバイアス制御回路5は、前記マスタラッチ部MLATの電源遮断状態において前記スレーブラッチ部SLATdrを構成する前記MOSトランジスタMPtn,MNtnのボディーに閾値電圧を大きくするリバースバイアス電圧を印加する制御を行えばよい。電源非遮断状態では特別にフォワードバイアス電圧を与えなくてもよく、ノードvssm,vddmの電位に応ずるような電圧をMOSトランジスタMPtn,MNtnのボディーに与えれば良い。
Second, when the threshold voltage when the body of the MOS transistors MPtn and MNtn constituting the slave latch unit SLATdr is assumed to be biased with its own source potential is relatively small, the power supply control and body
第3に、スレーブラッチ部SLATdrを構成するMOSトランジスタMPtn,MNtnのボディーを自らのソース電位でバイアスすると仮定したときの閾値電圧が上記二つの態様の中間になっている場合には、前記電源制御及びボディーバイアス制御回路5は、前記マスタラッチ部MLATの電源非遮断状態において前記スレーブラッチ部SLATdrを構成する前記MOSトランジスタMPtn,MNtnのボディーに閾値電圧を小さくするフォワードバイアス電圧を印加する制御を行い、前記マスタラッチ部MLATの電源遮断状態において前記スレーブラッチ部SLATdrを構成する前記MOSトランジスタMPtn,MNtnのボディーに閾値電圧を大きくするリバースバイアス電圧を印加する制御を行えばよい。
Third, when it is assumed that the body of the MOS transistors MPtn and MNtn constituting the slave latch unit SLATdr is biased by its own source potential, the power supply control is performed when the threshold voltage is intermediate between the above two modes. And the body
前記クロックバッファCBUFdrが電源スイッチ10による電源遮断対象とされないのは、電源遮断状態において、マスタラッチ部MLATの出力ノードの電圧が、スレーブラッチ部SLATdrが保持する記憶情報を不所望に反転させることがないようにするために、スレーブトランスファゲート部STRGをカットオフに保てるようにするためである。したがって、電源遮断時はクロック端子CLKの入力がローレベル固定にされればよい。そのボディーバイアス電圧を図示のようにvbp,vbnによってスレーブラッチ部SLATdrと同じように制御すれば電源遮断状態でのサブスレッショルドリーク電流の低減に寄与することができる。
The reason why the clock buffer CBUFdr is not targeted for power shutdown by the
《電源非遮断の退避ラッチ部を有するデータ保持型FF》
図13にはデータ保持型フリップフロップ(DRFF)の別の例が示される。同図に示されるDRFF13は、データ入力バッファDIB、マスタトランスファゲート部MTRG、マスタラッチ部MLAT、スレーブトランスファゲート部STG、スレーブラッチ部SLAT、データ出力バッファDOBを直列接続して成るデータ経路と、クロックバッファCBUFとを備える。更に、スレーブラッチ部SLATの記憶ノードに退避復帰トランスファゲート部BTRGを介して記憶ノードが接続された退避ラッチ部BLATdrを備える。マスタトランスファゲート部MTRG、スレーブトランスファゲート部STRG、退避復帰トランスファゲート部BTRGはCMOSインバータから成る。マスタラッチ部MLAT、スレーブラッチ部SLATdr及び退避ラッチ部BLATdrの夫々は、相互に一方の入力が他方の出力に結合されたCMOSスタティックラッチによって構成される。TRは退避復帰トランスファゲート部BTRGの転送制御信号である。
<Data retention type FF having a power supply non-cut-off retraction latch unit>
FIG. 13 shows another example of a data holding type flip-flop (DRFF). The
前記データ入力バッファDIB、マスタラッチ部MLAT、スレーブラッチ部SLAT、データ出力バッファDOB、及びクロックバッファCBUFは電源スイッチ10により選択的に動作電源の遮断が可能にされる。図において電源スイッチ10は電源電圧VDD側とグランド電圧VSS側の各々に配置されているが、少なくとも何れか一方に配置されていれば充分である。グランド端子VSS側の電源スイッチ10(n)が遮断されると、ノードvssmは電源電圧VDDに到達する。電源端子VDD側の電源スイッチ10(p)が遮断されると、ノードvddmはグランド電圧VSSに到達する。前記退避ラッチ部BLATdrは電源スイッチによる選択的な電源遮断の対象にされない。
The power input switch DIB, the master latch unit MLAT, the slave latch unit SLAT, the data output buffer DOB, and the clock buffer CBUF can be selectively cut off by the
電源スイッチ10による電源遮断が可能とされる前記データ入力バッファDIB、マスタラッチ部MLAT、スレーブラッチ部SLAT、データ出力バッファDOB、及びクロックバッファCBUFを構成するMOSトランジスタMPtn,MNtnのボディーvssx、vddxは、図1の場合と同様に、電源遮断時の接合リークを抑制するために、例えば自らのソースに、即ち、ノードvssm、vddmに結合され、或いは電源遮断時に前記ボディーvssx、vddxがフローティング(オープン)にされる。前述と同様に、これにより、リークもないし、ソース・ドレインとボディーと間で寄生ダイオードのオン状態も生じない。
The body vssx and vddx of the MOS transistors MPtn and MNtn constituting the data input buffer DIB, the master latch unit MLAT, the slave latch unit SLAT, the data output buffer DOB, and the clock buffer CBUF that can be powered off by the
電源遮断非対象とされる退避ラッチ部BLATdrを構成するMOSトランジスタMPtn,MNtnのボディーはボディーバイアス電圧vbp,vbnによって可変可能に制御される。その制御は動作モードに応じて前記電源制御及びボディーバイアス制御回路5が行なう。その制御態様は以下の通りである。
The bodies of the MOS transistors MPtn and MNtn that constitute the save latch unit BLATdr that is not subject to power shutoff are variably controlled by body bias voltages vbp and vbn. The control is performed by the power supply control and body
前記電源制御及びボディーバイアス制御回路5は、電源スイッチ10によりマスタラッチ部MLAT及びスレーブラッチ部SLAT等の電源を遮断するとき前記退避ラッチ部に前記スレーブラッチ部が保持するデータを退避する退避制御を行う。即ち、スレーブラッチ部SLATが保持するデータを退避復帰トランスファゲート部BTRGを介して退避ラッチ部BLATdrがラッチする。退避ラッチ部BLATdrによるラッチ動作を完了した後に電源スイッチ10による動作電源の遮断が行なわれる。また、前記電源制御及びボディーバイアス制御回路5は、前記マスタラッチ部MLAT及びスレーブラッチ部SLAT等の電源遮断を解除するときは、前記退避ラッチ部BLATdrが保持するデータをスレーブラッチ部SLATに復帰する復帰制御を行う。即ち、先ず電源スイッチ10をオン動作させ、この後、退避ラッチ部BLATdrが保持するデータを退避復帰トランスファゲート部BTRGを介してスレーブラッチ部SLATがラッチする。
The power supply control and body
前記電源制御及びボディーバイアス制御回路5は、電源を遮断するときの退避制御におけるスレーブラッチ部SLATから退避ラッチ部BLATdrへのデータ書込み、電源遮断を解除するときの復帰制御における退避ラッチ部BLATdrからスレーブラッチ部SLATへのデータ読み込みに際して、書込み動作や読み出し動作の動作マージンを考慮したボディー電圧制御を行う。その制御形態の第1として、前記電源制御及びボディーバイアス制御回路5は、前記復帰制御に際して、前記退避ラッチ部BLATdrを構成する前記MOSトランジスタMPtn,MNtnのボディー電圧vbp,vbnとして閾値電圧を小さくするフォワードバイアス電圧を印加する。これによれば、退避ラッチ部BLATdrからスレーブラッチ部SLATへのデータ読み込みを行なう復帰動作において、データ出力側である退避ラッチ部BLATdrの駆動能力が大きい方向に変化され、スレーブラッチ部SLATのラッチデータとの衝突に対して退避ラッチ部BLATdrの出力の方が優勢な傾向になると言う点において、スレーブラッチ部SLATへの読出し動作の動作マージンを大きくすることができる。
The power supply control and body
特に図示はしないが、スレーブラッチ部への読出し動作の動作マージンを更に大きくするには、前記電源制御及びボディーバイアス制御回路5は更に、前記復帰制御に際して前記スレーブラッチ部SLATを構成する前記MOSトランジスタMPtn,MNtnのボディーに閾値電圧を大きくするリバースバイアス電圧を印加するのがよい。スレーブラッチ部SLATへの読出し動作の動作マージンを更に大きくするには、前記電源制御及びボディーバイアス制御回路5は更に、前記復帰制御に際して、前記退避復帰トランスファゲート部BTRGを構成する前記MOSトランジスタMNtn,MPtnのボディーに閾値電圧を小さくするフォワードバイアス電圧を印加するのがよい。
Although not specifically shown, in order to further increase the operation margin of the read operation to the slave latch unit, the power supply control and body
退避ラッチ部に書込みを行なうときの動作マージンを考慮すると、前記電源制御及びボディーバイアス制御回路5は、前記退避制御に際して前記スレーブラッチ部SLATを構成する前記MOSトランジスタMNtn,MPtnのボディーに閾値電圧を小さくするフォワードバイアス電圧を印加すればよい。この書込み動作マージンを更に大きくするには、前記電源制御及びボディーバイアス制御回路5は、前記退避制御に際して前記退避ラッチ部BLATdrを構成する前記MOSトランジスタMNtn,MPtnのボディーバイアス電圧vbn,vbpとして閾値電圧を大きくするリバースバイアス電圧を印加すればよい。
In consideration of an operation margin when writing to the save latch unit, the power supply control and body
図14にはデータ保持型フリップフロップ(DRFF)の別の例が示される。同図に示されるDRFF14は、図13のDRFF13とはスレーブラッチ部SLATと退避ラッチ部BLATdrとの接続形態が相違される。図13のDRFF13において退避復帰トランスファゲート部BTRGはデータ転送方向が双方向とされる。図14のDRFF14ではスレーブラッチ部SLATの記憶データを退避ラッチ部BLATdrに書込むときは退避トランスファゲート部BTRG(S)を用い、退避ラッチ部BLATdrのデータをスレーブラッチ部SLATに読出すときは復帰トランスファゲート部BTRG(R)を用いる。この構成を採用するとき、次に示すボディーバイアス制御を採用する。即ち、前記電源制御及びボディーバイアス制御回路5は、前記退避制御に際して、前記スレーブラッチ部SLATに含まれるインバータIVaと退避トランスファゲート部BTRG(S)を構成するMOSトランジスタMPtn,MNtnのボディーに閾値電圧を小さくするフォワードバイアス電圧を印加する。また、前記電源制御及びボディーバイアス制御回路5は、前記復帰制御に際して、前記退避ラッチ部SLATに含まれるインバータIVbと復帰トランスファゲート部BTRG(R)を構成するMOSトランジスタMPtn,MNtnのボディーに閾値電圧を小さくするフォワードバイアス電圧を印加する。この制御により、退避・復帰の夫々において、データを出力する出力元回路の駆動能力を増大する方向に変化されるから、前記動作マージンを大きくすることができる。その他の構成は図13と同様の構成を適宜採用可能である。
FIG. 14 shows another example of a data holding type flip-flop (DRFF). The
《データ保持型FFにおける復帰動作マージンの拡大》
図15にはデータ保持型フリップフロップ(DRFF)の別の例が示される。同図に示されるDRFF15は、退避タッチ部BLATdrからスレーブラッチ部SLATへのデータ復帰動作における動作マージンを大幅に拡大可能とするものである。図13、図14との相違点は、退避にはトランスファゲート部を用い、復帰にはスイッチ制御端子に入力を受けるゲートを用いるようにしたことである。即ち、退避ラッチ部BLATdrは電源遮断時にスレーブラッチ部SLATの記憶情報をバックアップするのが主な用途であり、退避ラッチ部BLATdrにはDRFFの通常動作のように高速動作を考慮することを要せず、トランジスタサイズを小さくしたり、大きな閾値電圧を用いて低消費電力を優先させてよい。その場合、退避データの復帰時における退避ラッチ部BLATdrに対するフォワードバイアス制御だけでは必要な動作マージンの確保ができない場合を考慮するものである。そこで、スレーブラッチ部SLATから退避ラッチ部BLATdrへの退避には、信号STRによってスイッチ制御される各々nチャネル型MOSトランジスタMNtnから成る退避用トランスファゲート部SGTを用いる。退避ラッチ部BLATdrからスレーブラッチ部SLATへの復帰には各々pチャネル型MOSトランジスタMPtnから成る復帰用ゲート部RGT(t),RGT(b)を採用する。復帰用ゲート部RGT(t),RGT(b)は、前記退避ラッチ部BLATdrの記憶ノードをスイッチ制御入力として前記スレーブラッチ部SLATの記憶ノードにスイッチ出力を与える接続形態を有する。具体的には、一方の復帰用ゲート部RGT(t)は、退避ラッチ部BLATdrのスタティックラッチを構成する一方の入出力ノードにゲートが接続され、ソースがpチャネル型MOSトランジスタから成るパワースイッチPSTに接続され、ドレインがスレーブラッチ部SLATの他方の入出力ノードに接続される。他方の復帰用ゲート部RGT(b)は、退避ラッチ部BLATdrのスタティックラッチを構成する他方の入出力ノードにゲートが接続され、ソースがpチャネル型MOSトランジスタから成るパワースイッチPSTに接続され、ドレインがスレーブラッチ部SLATの一方の入出力ノードに接続される。パワースイッチPSTは復帰動作に応答してローレベルにされるリストア信号RSTRによってオン動作されることにより電源電圧VDDを供給する。
<< Expansion of return operation margin in data retention type FF >>
FIG. 15 shows another example of a data holding flip-flop (DRFF). The
これによれば、退避したデータをスレーブラッチ部SLATに復帰させるとき、復帰元データをスイッチ制御データとする復帰用ゲート部RGT(t),RGT(b)のスイッチ出力を復帰先に与えるから、退避ラッチ部BLATdrの駆動能力をスレーブラッチ部SLATの駆動能力に比べて相当小さくして、その駆動能力が不足していても、退避ラッチ部BLATdrからスレーブラッチ部SLATへの読出し動作を正常に行なうことができる。 According to this, when the saved data is returned to the slave latch portion SLAT, the switch outputs of the return gate portions RGT (t) and RGT (b) using the return source data as switch control data are given to the return destination. The drive capability of the save latch unit BLATdr is made considerably smaller than the drive capability of the slave latch unit SLAT, and the read operation from the save latch unit BLATdr to the slave latch unit SLAT is normally performed even if the drive capability is insufficient. be able to.
このとき、前記電源制御及びボディーバイアス制御回路5は、前記復帰制御に際して、前記退避ラッチ部BLATdrを構成する前記MOSトランジスタMPtn,MNtnのボディーに閾値電圧を小さくするフォワードバイアス電圧vbp,vbnを印加する。これにより、退避ラッチ部BLATdrからスレーブラッチ部SLATへのデータ読出し動作の動作マージンを一層拡大することができる。その動作マージンを更に拡大するには、特に図示はしないが、前記電源制御及びボディーバイアス制御回路5は、前記復帰制御に際して、前記スレーブラッチ部SLATを構成する前記MOSトランジスタMPtn,MNtnのボディーに閾値電圧を大きくするリバースバイアス電圧を印加すればよい。また、前記電源制御及びボディーバイアス制御回路5は、前記復帰制御に際して、前記復帰用ゲート部RGT(t),RGT(b)を構成する前記MOSトランジスタMPtnのボディーに閾値電圧を小さくするフォワードバイアス電圧を印加すればよい。
At this time, the power supply control and body
このフリップフロップDRFF15の場合、スレーブラッチ部SLATの駆動能力の方が退避ラッチ部BLATDRの駆動能力よりも大きいが、退避ラッチ部BLATdrに書込みを行なうときの動作マージンを考慮すると、前記電源制御及びボディーバイアス制御回路5は、前記退避制御に際して、前記スレーブラッチ部SLATを構成する前記MOSトランジスタMPtn,MNtnのボディーに閾値電圧を小さくするフォワードバイアス電圧を印加するのがよい。また、前記電源制御及びボディーバイアス制御回路5は、前記退避制御に際して、前記退避ラッチ部BLATdrを構成する前記MOSトランジスタMPtn,MNtnのボディーに閾値電圧を大きくするリバースバイアス電圧を印加するのがよい。
In the case of this flip-flop DRFF15, the driving capability of the slave latch unit SLAT is larger than the driving capability of the save latch unit BLATDR, but considering the operation margin when writing to the save latch unit BLATdr, the power supply control and the body The
電源遮断状態におけるマスタラッチ部MLAT及びスレーブラッチ部SLAT等のリーク電流低減については前述と同様に、マスタラッチ部MLAT及びスレーブラッチ部SLAT等を構成するMOSトランジスタのボディーは、電源遮断状態において、電源遮断側電源と反対側の電源でバイアスし、或いはフローティングにするのがよい。 As for the leakage current reduction of the master latch unit MLAT and the slave latch unit SLAT in the power cutoff state, the body of the MOS transistor constituting the master latch unit MLAT and the slave latch unit SLAT is the power cutoff side in the power cutoff state. Biasing with a power supply opposite to the power supply or floating is preferable.
また、前記電源制御及びボディーバイアス制御回路5は、前記復帰制御に際して、退避ラッチ部BLATdrに対するフォワードバイアス電圧印加に代えて、前記スレーブラッチ部SLATを構成する前記MOSトランジスタのボディーに閾値電圧を大きくするリバースバイアス電圧を印加するようにしてもよい。また、前記電源制御及びボディーバイアス制御回路5は、前記復帰制御に際して、退避ラッチ部BLATdrを構成する全てのMOSトランジスタに対してフォワードバイアス電圧印加を行なわなくてもよく、図14で説明したように、前記退避ラッチ部BLATdrにおいて少なくとも前記スレーブラッチ部SLATの記憶ノードを駆動可能な前記MOSトランジスタのボディーに閾値電圧を小さくするフォワードバイアス電圧を印加するようにしてもよい。
The power supply control and body
図16にはデータ保持型フリップフロップ(DRFF)の別の例が示される。同図に示されるDRFF16は、マスタラッチ部MLAT,スレーブラッチ部SLAT、及び退避ラッチ部BLATdrの接続形態が変更された例であり、データ経路に直列配置されるCMOSインバータの段数が4段に減少され、更に、スレーブラッチ部SLATから退避ラッチ部BLATdrへの退避を相補信号によって行なうようにした点が図15と相違される。SGT(t),SGT(b)は相補信号の退避データを転送制御する退避用ゲート部である。特に図示はしないが図1、図13のDRFFにおいてもスタティックラッチに図16の接続形態を採用してよいことは言うまでもない。
FIG. 16 shows another example of a data holding type flip-flop (DRFF). The
図17には図15又は図16のDRFFに対する退避動作の制御タイミングが例示される。電源遮断の制御対象は電源スイッチ10(n)とする。そのスイッチ制御信号はSWCNT(n)とされる。前記電源制御及びボディーバイアス制御回路5は、時刻t3に電源遮断を行なうとき、その前の時刻t0において、ボディー電圧vddx、vssxをフォワードバイアスに、ボディー電圧vbp,vbnをリバースバイアスに変化させる。即ち、ボディーバイアス電圧vddxを電源電圧VDDよりも低いフォワードバイアス電圧に、ボディーバイアス電圧vssxをグランド電圧VSSよりも高いフォワードバイアス電圧に、ボディーバイアス電圧vbpを電源電圧VDDよりも高いリバースバイアス電圧に、ボディーバイアス電圧vbnをグランド電圧VSSよりも低いリバースバイアス電圧にする。これにより、スレーブラッチ部SLATの駆動能力は上がり、退避ラッチ部BLATdrの駆動の駆動能力は下がる。従って、この後、前記電源制御及びボディーバイアス制御回路5がストア信号STRをアクティブにすると(時刻t1)、スレーブラッチ部SLATはその記憶データに従って退避ラッチ部BLATdrの記憶ノードを駆動することになるが、駆動される方の駆動能力が小さくされている(駆動する方にとっては駆動マージンが拡大されている)から、退避ラッチ部BLATdrは、スレーブラッチ部SLATの記憶データを確実に保持することができる(時刻t2)。この後、制御信号SWCNT(n)にて電源が遮断される(時刻t3)。電源遮断後vssx,vddxにはノードvssmの電位を与えて接合リークの発生を抑制すればよい。
FIG. 17 illustrates the control timing of the evacuation operation for the DRFF of FIG. 15 or FIG. The power cutoff control target is the power switch 10 (n). The switch control signal is SWCNT (n). When the power supply control and body
図18には図15又は図16のDRFFに対する復帰動作の制御タイミングが例示される。電源遮断の制御対象はスイッチ制御信号SWCNT(n)によってスイッチ制御される電源スイッチ10(n)とする。前記電源制御及びボディーバイアス制御回路5は、電源スイッチ10(n)による電源遮断状態を時刻t0に解除する。電源遮断状態においてvddx、vssxはノードvssmの電位、即ち電源電圧にされているものとする。この後の時刻t1において、ボディー電圧vddx、vssxをリバースバイアスに、ボディー電圧vbp,vbnをフォワードバイアスに変化させる。即ち、ボディーバイアス電圧vddxを電源電圧VDDよりも高いリバースバイアス電圧に、ボディーバイアス電圧vssxをグランド電圧VSSよりも低いリバースバイアス電圧に、ボディーバイアス電圧vbpを電源電圧VDDよりも低いフォワードバイアス電圧に、ボディーバイアス電圧vbnをグランド電圧VSSよりも高いフォワードバイアス電圧にする。これにより、スレーブラッチ部SLATの駆動能力は下がり、退避ラッチ部BLATdrの駆動の駆動能力は上がる。従って、この後、前記電源制御及びボディーバイアス制御回路5がリストア信号RSTRをアクティブにすると(時刻t2)、退避ラッチ部BLATdrはその記憶データに従ってスレーブラッチ部SLATの記憶ノードを駆動することになるが、駆動される方の駆動能力が小さくされている(駆動する方にとっては駆動マージンが拡大されている)から、スレーブラッチ部SLATは、退避非ラッチBLATdrの記憶データを確実に保持することができる(時刻t3)。この後、例えばvbp,vddxはVDDに、vbn,vssxはVSSに変化される(時刻t4)。
FIG. 18 illustrates the control timing of the return operation for the DRFF of FIG. 15 or FIG. The power cutoff control target is a power switch 10 (n) that is switch-controlled by a switch control signal SWCNT (n). The power supply control and body
図19にはデータ保持型フリップフロップ(DRFF)の別の例が示される。同図に示されるDRFF17は、図16のDRFF16に対し、pチャネル型の電源スイッチ10(p)を持ち、其れに応じて、パワースイッチPSTは及び復帰用ゲート部RGT(t),RGT(b)をnチャネル型MOSトランジスタによって構成した点が相違される。DRFF17において電源スイッチ10(p)がオフにされるとノードvssmはグランド電圧に収束する。DRFF17においても前記電源制御及びボディーバイアス制御回路5は上述と同様の電源遮断制御をボディーバイアス制御を行う。
FIG. 19 shows another example of a data holding flip-flop (DRFF). The
図20には図19のDRFFに対する復帰動作の制御タイミングが例示される。電源遮断の制御対象はスイッチ制御信号SWCNT(p)によってスイッチ制御される電源スイッチ10(p)とされる。前記電源制御及びボディーバイアス制御回路5は、電源スイッチ10(p)による電源遮断状態を時刻t0に解除する。電源遮断状態においてvddx、vssxはノードvddmの電位、即ちグランド電圧にされているものとする。この後の時刻t1において、ボディー電圧vddx、vssxをリバースバイアスに、ボディー電圧vbp,vbnをフォワードバイアスに変化させる。即ち、ボディーバイアス電圧vddxを電源電圧VDDよりも高いリバースバイアス電圧に、ボディーバイアス電圧vssxをグランド電圧VSSよりも低いリバースバイアス電圧に、ボディーバイアス電圧vbpを電源電圧VDDよりも低いフォワードバイアス電圧に、ボディーバイアス電圧vbnをグランド電圧VSSよりも高いフォワードバイアス電圧にする。これにより、スレーブラッチ部SLATの駆動能力は下がり、退避ラッチ部BLATdrの駆動の駆動能力は上がる。従って、この後、前記電源制御及びボディーバイアス制御回路5がリストア信号RSTRをアクティブにすると(時刻t2)、退避ラッチ部BLATdrはその記憶データに従ってスレーブラッチ部SLATの記憶ノードを駆動することになるが、駆動される方の駆動能力が小さくされている(駆動する方にとっては駆動マージンが拡大されている)から、スレーブラッチ部SLATは、退避非ラッチBLATdrの記憶データを確実に保持することができる(時刻t3)。この後、例えばvbp,vddxはVDDに、vbn,vssxはVSSに変化される(時刻t4)。
FIG. 20 illustrates the control timing of the return operation for the DRFF of FIG. The power cutoff control target is the power switch 10 (p) that is switch-controlled by the switch control signal SWCNT (p). The power supply control and body
《電源遮断とボディーバイアスの制御回路》
図21には電源スイッチの制御とボディーバイアスの制御を行う回路の具体例が示される。ここではDRFF16を制御対象とする。
《Power cutoff and body bias control circuit》
FIG. 21 shows a specific example of a circuit that controls the power switch and the body bias. Here, the
電源制御及びボディーバイアス制御回路5は、システムコントローラ(SYSCON)20、電源スイッチ制御回路(VSCON)21、及びボディーバイアス制御回路(BBCON)23によって構成される。電源スイッチ制御回路21は電源スイッチ10(n)のスイッチ制御信号swcnt(n)を出力する。ボディーバイアス制御回路23はボディーバイアス電圧vddx,vssx,vbp,vbnを出力する。特に図示はしないがボディーバイアス制御回路23はボディーバイアス電圧vddx,vssx,vbp,vbnとして出力すべき電圧を生成する生成回路と電圧を選択する選択回路を有する。システムコントローラ20は半導体集積回路1の動作モードに応じてロジック回路LOGをスタンバイ状態にすべきかを判定し、その判定結果に従って、ボディーバイアス制御回路23にアクティブモードかスタンバイモードかを通知する信号ASMとボディーバイアス状態の遷移を指示する信号BBTを出力すると共に、電源スイッチ制御回路21に電源スイッチのオン/オフを指示する信号OFMを出力する。
The power control and body
ボディーバイアス制御回路22は信号ASMによってスタンバイモードが通知されると、図17で説明したようにボディーバイアス電圧vddx、vssxをフォワードバイアス電圧に、ボディーバイアス電圧vbp,vbnをリバースバイアス電圧にし、その動作完了をアクノレッジ信号ACKでシステムコントローラ20通知する。その動作の完了を通知されたシステムコントローラ20はストア信号STRをアクティブにし、これによってスレーブラッチ部SLATが保有するデータが退避ラッチ部BLATdrに書込まれる。この後、システムコントローラ20は信号OFMにて電源スイッチ制御回路21に電源スイッチ10(n)の遮断を指示すると共に、ボディーバイアス制御回路22にボディー状態の遷移を指示する。これにより、電源スイッチ10(n)が遮断され、vddx、vssxが電源電圧VDD(電源遮断時のvssmの電圧に等しい)にされる。これによってボディーバイアス制御回路22は信号ASMによるスタンバイモードの通知に対する処理を完了する。
When the standby mode is notified by the signal ASM, the body bias control circuit 22 changes the body bias voltages vddx and vssx to the forward bias voltage and the body bias voltages vbp and vbn to the reverse bias voltage as described with reference to FIG. Completion is notified by the
システムコントローラ20はスタンバイ状態からアクティブ状態に復帰すべきことを判別すると、信号OFMにて電源スイッチ制御回路21に電源スイッチ10(n)の遮断状態を解除する指示を与えると共に、ボディーバイアス制御回路22に信号ASMによってアクティブモードを通知する。アクティブモードが通知されたボディーバイアス制御回路22は図18で説明したようにボディーバイアス電圧vddx、vssxをリバースバイアス電圧に、ボディーバイアス電圧vbp,vbnをフォワードバイアス電圧にし、その動作完了をアクノレッジ信号ACKでシステムコントローラ20通知する。その動作の完了を通知されたシステムコントローラ20はリストア信号RSTRをアクティブにし、これによって退避ラッチ部BLATdrが保有するデータがスレーブラッチ部SLATに読み出される。この後、システムコントローラ20はボディーバイアス制御回路22にボディー状態の遷移を指示し、vddx、vbpを電源電圧VDDに、vssx,vbnをグランド電圧VSSにさせる。これによってボディーバイアス制御回路22は信号ASMによるアクティブモードの通知に対する処理を完了する。
When the
《ボディー電圧の自立的最適化制御》
図22にはボディー電位を他の制御信号を用いて自立的に最適化制御するボディーバイアス回路30の例を示す。ここでは図14で説明したDRFF14に適用した場合を示す。ボディーバイアス回路30はボディーに対するフォワードバイアスとリバースバイアスの制御対象とされるCMOSインバータIVa、IVbと退避復帰トランスファゲート部BTRG(S),BTRG(R)に設けられる。
<Independent optimization control of body voltage>
FIG. 22 shows an example of a
図23にはボディーバイアス回路30の一例が示される。ボディーバイアス制御回路30は、インバータ33、MOSトランジスタMPtnから成る第1スイッチ31、及びMOSトランジスタMNtnから成る第2スイッチ32によって構成される。第1スイッチ31のゲート電圧Vd1は、そのボディーバイアス電圧がVd1+Vthpとなったとき当該スイッチ31におけるソース・ボディー間の寄生ダイオードがオンしないような電圧とされる。Vthpは第1スイッチ31の閾値電圧である。第2スイッチ32のゲート電圧Vd2は、そのボディーバイアス電圧がVd2−Vthnとなったとき当該スイッチ32におけるソース・ボディー間の寄生ダイオードがオンしないような電圧とされる。Vthnは第2スイッチ22の閾値電圧である。この例では、第1スイッチ31はインバータIVbを構成するpチャネル型MOSトランジスタMPtnのボディーに結合され、ノードND1の電圧がそのボディー電圧になる。同様に、第2スイッチ32はインバータIVbを構成するnチャネル型MOSトランジスタMNtnのボディーに結合され、ノードND2の電圧がそのボディーバイアス電圧になる。インバータ33にはリストア信号RSTRが入力される。
FIG. 23 shows an example of the
リストア信号RSTRのローレベルによって復帰モードが指定されていないとき、ノードND1はVDDとされ、ノードND2は0Vとされる。一方、リストア信号RSTRのハイレベルによって復帰モードが指定されると、ノードND1はVd1+Vthp<VDDにされ、MOSトランジスタMPtnの閾値電圧が小さくされる結果、当該MOSトランジスタMPtnはターンオン動作を高速に行なうことが可能になると共に比較的大きな相互コンダクタンスを得ることが可能になる。同様に、ノードND2はVd2−Vthn<VSSにされ、MOSトランジスタMNtnの閾値電圧が小さくされる結果、当該MOSトランジスタMNtnはターンオン動作を高速に行なうことが可能になると共に比較的大きな相互コンダクタンスを得ることが可能になる。従ってインバータIVbの駆動能力は復帰動作において他より大きくされる。復帰ゲートBTRG(R)もこれと同様である。退避用のインバータIVa及び退避ゲートBTRG(S)はこれとは逆に、その駆動能力は退避動作において他より大きくされる。これにより、リストア信号RSTRのハイレベルに応答して自動的に復帰動作の動作マージンを拡大することができ、ストア信号STRのハイレベルに応答して自動的に退避動作の動作マージンを拡大することができる。 When the return mode is not designated by the low level of the restore signal RSTR, the node ND1 is set to VDD and the node ND2 is set to 0V. On the other hand, when the return mode is designated by the high level of the restore signal RSTR, the node ND1 is set to Vd1 + Vthp <VDD, and the threshold voltage of the MOS transistor MPtn is reduced, so that the MOS transistor MPtn performs the turn-on operation at high speed. And a relatively large transconductance can be obtained. Similarly, the node ND2 is set to Vd2−Vthn <VSS, and the threshold voltage of the MOS transistor MNtn is reduced. As a result, the MOS transistor MNtn can be turned on at high speed and obtain a relatively large transconductance. It becomes possible. Therefore, the drive capability of the inverter IVb is made larger than the others in the return operation. The return gate BTRG (R) is similar to this. On the contrary, the saving inverter IVa and the saving gate BTRG (S) have a driving capability larger than the others in the saving operation. Thus, the operation margin for the return operation can be automatically expanded in response to the high level of the restore signal RSTR, and the operation margin for the save operation can be automatically expanded in response to the high level of the store signal STR. Can do.
尚、インバータ33の動作電源はそのボディーバイアス制御回路30が制御対象とするpチャネル型MOSトランジスタとnチャネル型MOSトランジスタのソース電圧を考慮して決定すればよい。インバータIVb用にはVDD,VSSを採用し、インバータIVa、ゲートBTRG(R),BTRG(S)にはVDD,vssmを採用すればよい。ボディーバイアス回路の具体的な回路構成はこれに限定されず適宜変更可能である。
The operating power supply of the
以上本発明者によってなされた発明を実施形態に基づいて具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは言うまでもない。 Although the invention made by the present inventor has been specifically described based on the embodiments, it is needless to say that the present invention is not limited thereto and can be variously modified without departing from the gist thereof.
薄膜MOSトランジスタによって構成される回路の機能は適宜選択可能である。電源スイッチの導電型、電源スイッチの階層段数等も適宜変更可能である。半導体集積回路はマイクロコンピュータに代表されるディジタル処理LSIに限定されず、アナログ処理LSI、アナログ・ディジタル混載LSI等に広く適用することができる。スタンバイモードは例えばCPUがスリープ命令を実行することによって遷移するスリープモード、スタンバイ信号やレジスタ設定等によって外部から指示される外部スタンバイモード、モジュール毎に動作の可否が設定可能にされるモジュールスタンバイモードなどとされる。電源スイッチは階層的に配置することが可能である。電源スイッチは厚膜MOSトランジスタだけで構成してもよいし、適宜薄膜MOSトランジスタを下位階層電源スイッチとして混在させてもよい。下位階層電源スイッチは薄膜MOSトランジスタによって構成する場合に限定されず、当然厚膜MOSトランジスタによって構成することも可能である。フリップフロップはレベルセンス型に限定されず、エッジトリガ型であってもよい。フリップフロップはクロックによるラッチ制御の対象とされる単なるスタティックラッチであってもよい。 The function of the circuit constituted by the thin film MOS transistor can be selected as appropriate. The conductivity type of the power switch, the number of hierarchical levels of the power switch, and the like can be changed as appropriate. The semiconductor integrated circuit is not limited to a digital processing LSI represented by a microcomputer, and can be widely applied to an analog processing LSI, an analog / digital mixed LSI, and the like. The standby mode is, for example, a sleep mode in which a transition is made when the CPU executes a sleep command, an external standby mode instructed from the outside by a standby signal or register setting, a module standby mode in which whether or not an operation can be set for each module, etc. It is said. The power switches can be arranged hierarchically. The power switch may be composed of only a thick film MOS transistor, or a thin film MOS transistor may be appropriately mixed as a lower layer power switch. The lower-layer power switch is not limited to the case where it is constituted by a thin film MOS transistor, and can naturally be constituted by a thick film MOS transistor. The flip-flop is not limited to the level sense type, and may be an edge trigger type. The flip-flop may be a simple static latch that is subject to latch control by a clock.
1 半導体集積回路
2 入出力回路(外部インタフェース回路)
3 ディジタル回路領域
4 アナログ回路領域
5 電源制御及びボディー場椅子制御回路
6 電源遮断可能回路
7 電源非遮断回路
8 電源遮断可能回路
9 電源非遮断回路
10、10(p)、10(n) 電源スイッチ
BPL シリコン基板
EOX 埋め込み酸化膜
SOC ソース
DRN ドレイン
BDY ボディー
FTI 完全分離領域
PTI 部分分離領域
MNtn nチャネル型薄膜MOSトランジスタ
MPtn pチャネル型薄膜MOSトランジスタ
MNtk nチャネル型厚膜MOSトランジスタ
MPtk pチャネル型厚膜MOSトランジスタ
LOG1〜LOG5 ロジック回路
DR_FF データ保持型フリップフロップ
V_FF 通常のフリップフロップ
12 データ保持型フリップフロップ
MLAT マスタラッチ部
SLATdr スレーブラッチ部
13 データ保持型フリップフロップ
MLAT マスラッチ
SLAT スレーブラッチ部
BLATdr 退避ラッチ部
STR ストア信号
RSTR リストア信号
BTRG 退避復帰トランスファゲート部
14 データ保持型フリップフロップ
BTRG(S) 退避トランスファゲート部
BTRG(R) 復帰トランスファゲート部
15 データ保持型フリップフロップ
RGT(t)、RGT(b) 復帰用ゲート部
SGT 退避用ゲート部
16 データ保持型フリップフロップ
SGT(t)、SGT(b) 退避用ゲート部
20 システムコントローラ
21 電源スイッチ制御回路
23 ボディーバイアス制御回路
vbn、vbp、vddx、vssx ボディーバイアス電圧
IVa,IVb インバータ
30 ボディーバイアス回路
33 インバータ
31 第1スイッチ
32 第2スイッチ
1 Semiconductor integrated
3 Digital circuit area 4 Analog circuit area 5 Power supply control and body chair control circuit 6 Power cut-off possible circuit 7 Power supply non-cut-off circuit 8 Power supply cut-off possible circuit 9 Power supply non-cut-off circuit 10, 10 (p), 10 (n) Power switch BPL silicon substrate EOX buried oxide film SOC source DRN drain BDY body FTI complete isolation region PTI partial isolation region MNtn n-channel thin film MOS transistor MPtn p-channel thin film MOS transistor MNtk n-channel thick film MOS transistor MPtk p-channel thick film MOS Transistors LOG1 to LOG5 Logic circuit DR_FF Data retention type flip-flop V_FF Normal flip-flop 12 Data retention type flip-flop MLAT Master latch unit SLATdr Slay Blatch part 13 Data holding type flip-flop MLAT Mass latch SLAT Slave latch part BLATdr Save latch part STR Store signal RSTR Restore signal BTRG Save / return transfer gate part 14 Data hold type flip-flop BTRG (S) Save transfer gate part BTRG (R) Return transfer Gate part 15 Data holding type flip-flop RGT (t), RGT (b) Return gate part SGT Saving gate part 16 Data holding type flip-flop SGT (t), SGT (b) Saving gate part 20 System controller 21 Power supply Switch control circuit 23 Body bias control circuit vbn, vbp, vddx, vssx Body bias voltage IVa, IVb Inverter 30 Body bias circuit 33 Converter 31 first switch 32 second switch
Claims (30)
前記複数個の回路の一部として制御回路と被制御回路とを含み、
前記被制御回路は電源スイッチによる選択的な電源遮断の対象にされる電源遮断部と選択的な電源遮断の非対象にされる電源非遮断部とから成るフリップフロップを有し、
前記電源遮断部は電源スイッチにより電源遮断が可能にされるマスタラッチ部であり、
前記電源非遮断部は記憶ノードがマスタラッチ部の記憶ノードに選択的に接続可能にされたスレーブラッチ部であり、
前記スレーブラッチ部は前記マスタラッチ部の電源遮断状態において前記マスタラッチ部が保持していたデータを保持し、
前記制御部は、前記スレーブラッチ部を構成する前記MOSトランジスタのボディー電圧を制御し、そのボディー電圧制御による前記MOSトランジスタの閾値電圧は、前記マスタラッチ部の電源遮断状態よりも電源非遮断状態のときの方が小さくされる半導体集積回路。 On the insulating thin film of the substrate, has a plurality of circuits composed of MOS transistors having a source, a drain, a body, a gate insulating film on the body, and a gate on the gate insulating film,
Including a control circuit and a controlled circuit as part of the plurality of circuits,
The controlled circuit includes a flip-flop including a power cutoff unit that is a target of selective power shutdown by a power switch and a power non-shut-off unit that is not targeted for selective power shutdown,
The power cutoff unit is a master latch unit that can be powered off by a power switch,
The power supply non-cut-off unit is a slave latch unit in which a storage node can be selectively connected to a storage node of a master latch unit,
The slave latch unit holds the data held by the master latch unit in the power-off state of the master latch unit,
The control unit controls a body voltage of the MOS transistor constituting the slave latch unit, and the threshold voltage of the MOS transistor by the body voltage control is when the power source is not shut off than the power source shut off state of the master latch unit. A semiconductor integrated circuit that is smaller.
前記複数個の回路の一部として制御回路と被制御回路とを含み、
前記被制御回路は電源スイッチによる電源遮断が可能にされるラッチ部と、電源スイッチによる電源遮断が不可能にされる退避ラッチ部と、前記ラッチ部の記憶ノードと前記退避ラッチ部の記憶ノードとを選択的に接続するトランスファゲート部と、から成るフリップフロップを有し、
前記制御部は、前記ラッチ部の電源を遮断するとき前記退避ラッチ部に前記ラッチ部が保持するデータを退避する退避制御を行い、前記ラッチ部の電源遮断を解除するとき前記ラッチ部に前記退避ラッチ部が保持するデータを復帰する復帰制御を行い、
前記制御部は、前記復帰制御に際して、前記退避ラッチ部を構成する前記MOSトランジスタのボディーに閾値電圧を小さくするフォワードバイアス電圧を印加する半導体集積回路。 On the insulating thin film of the substrate, has a plurality of circuits composed of MOS transistors having a source, a drain, a body, a gate insulating film on the body, and a gate on the gate insulating film,
Including a control circuit and a controlled circuit as part of the plurality of circuits,
The controlled circuit includes a latch unit that can be powered off by a power switch, a save latch unit that cannot be shut off by a power switch, a storage node of the latch unit, and a storage node of the save latch unit And a transfer gate portion for selectively connecting the flip-flops,
The control unit performs retraction control to retreat data held by the latch unit in the retraction latch unit when the power to the latch unit is interrupted, and retreats to the latch unit when the power supply to the latch unit is released. Performs return control to restore the data held by the latch unit,
The control unit is a semiconductor integrated circuit that applies a forward bias voltage for reducing a threshold voltage to a body of the MOS transistor constituting the save latch unit during the return control.
前記制御部は、前記復帰制御に際して、前記スレーブラッチ部を構成する前記MOSトランジスタのボディーに閾値電圧を大きくするリバースバイアス電圧を印加する請求項9記載の半導体集積回路。 The latch unit includes a master latch unit and a slave latch unit connected in series, and the storage node of the slave latch unit can be connected to the storage node of the save latch unit via a transfer gate unit,
The semiconductor integrated circuit according to claim 9, wherein the control unit applies a reverse bias voltage for increasing a threshold voltage to a body of the MOS transistor constituting the slave latch unit during the return control.
前記複数個の回路の一部として制御回路と被制御回路とを含み、
前記被制御回路は電源スイッチによる電源遮断が可能にされるマスタラッチ部及びスレーブラッチ部と、電源スイッチによる電源遮断が不可能にされる退避ラッチ部と、前記スレーブラッチ部の記憶ノードと前記退避ラッチ部の記憶ノードとを選択的に接続するトランスファゲート部と、から成るフリップフロップを有し、
前記制御部は、前記マスタラッチ部及びスレーブラッチ部の電源を遮断するとき前記退避ラッチ部に前記スレーブラッチ部が保持するデータを退避する退避制御を行い、前記マスタラッチ部及びスレーブラッチ部の電源遮断を解除するとき前記スレーブラッチ部に前記退避ラッチ部が保持するデータを復帰する復帰制御を行い、
前記制御部は、前記復帰制御に際して、前記スレーブラッチ部を構成する前記MOSトランジスタのボディーに閾値電圧を大きくするリバースバイアス電圧を印加する半導体集積回路。 On the insulating thin film of the substrate, has a plurality of circuits composed of MOS transistors having a source, a drain, a body, a gate insulating film on the body, and a gate on the gate insulating film,
Including a control circuit and a controlled circuit as part of the plurality of circuits,
The controlled circuit includes a master latch unit and a slave latch unit that can be powered off by a power switch, a save latch unit that cannot be shut off by a power switch, a storage node of the slave latch unit, and the save latch A flip-flop comprising a transfer gate portion for selectively connecting a storage node of the portion,
The control unit performs save control for saving data held by the slave latch unit to the save latch unit when shutting off the power supply of the master latch unit and the slave latch unit, and shuts off the power supply of the master latch unit and the slave latch unit. When releasing, perform a return control to return the data held by the save latch unit to the slave latch unit,
The control unit applies a reverse bias voltage for increasing a threshold voltage to a body of the MOS transistor constituting the slave latch unit during the return control.
前記複数個の回路の一部として制御回路と被制御回路とを含み、
前記被制御回路は電源スイッチによる電源遮断が可能にされるラッチ部と、電源スイッチによる電源遮断が不可能にされる退避ラッチ部と、前記ラッチ部の記憶ノードと前記退避ラッチ部の記憶ノードとを選択的に接続するトランスファゲート部と、から成るフリップフロップを有し、
前記制御部は、前記ラッチ部の電源を遮断するとき前記退避ラッチ部に前記ラッチ部が保持するデータを退避する退避制御を行い、前記ラッチ部の電源遮断を解除するとき前記ラッチ部に前記退避ラッチ部が保持するデータを復帰する復帰制御を行い、
前記制御部は、前記復帰制御に際して、前記退避ラッチ部において少なくとも前記ラッチ部の記憶ノードを駆動可能な前記MOSトランジスタのボディーに閾値電圧を小さくするフォワードバイアス電圧を印加する半導体集積回路。 On the insulating thin film of the substrate, has a plurality of circuits composed of MOS transistors having a source, a drain, a body, a gate insulating film on the body, and a gate on the gate insulating film,
Including a control circuit and a controlled circuit as part of the plurality of circuits,
The controlled circuit includes a latch unit that can be powered off by a power switch, a save latch unit that cannot be shut off by a power switch, a storage node of the latch unit, and a storage node of the save latch unit And a transfer gate portion for selectively connecting the flip-flops,
The control unit performs retraction control to retreat data held by the latch unit in the retraction latch unit when the power to the latch unit is interrupted, and retreats to the latch unit when the power supply to the latch unit is released. Performs return control to restore the data held by the latch unit,
The control unit applies a forward bias voltage for reducing a threshold voltage to a body of the MOS transistor capable of driving at least a storage node of the latch unit in the save latch unit during the return control.
前記複数個の回路の一部として制御回路と被制御回路とを含み、
前記被制御回路は電源スイッチにより電源遮断が可能にされるラッチ部と、電源スイッチによる電源遮断が不可能にされる退避ラッチ部と、前記ラッチ部の記憶ノードを前記退避ラッチ部の記憶ノードに選択的に同通させる退避用ゲート部と、前記退避ラッチ部の記憶ノードをスイッチ制御入力として前記ラッチ部の記憶ノードにスイッチ出力を与える復帰用ゲート部と、から成るフリップフロップを有し、
前記制御部は、前記ラッチ部の電源を遮断するとき前記退避ラッチ部に前記ラッチ部が保持するデータを退避する退避制御を行い、前記ラッチ部の電源遮断を解除するとき前記ラッチ部に前記退避ラッチ部が保持するデータを復帰する復帰制御を行い、
前記制御部は、前記復帰制御に際して、前記退避ラッチ部を構成する前記MOSトランジスタのボディーに閾値電圧を小さくするフォワードバイアス電圧を印加する半導体集積回路。 On the insulating thin film of the substrate, has a plurality of circuits composed of MOS transistors having a source, a drain, a body, a gate insulating film on the body, and a gate on the gate insulating film,
Including a control circuit and a controlled circuit as part of the plurality of circuits,
The controlled circuit includes a latch unit that can be powered off by a power switch, a save latch unit that cannot be shut off by a power switch, and a storage node of the latch unit as a storage node of the save latch unit. A flip-flop comprising: a save gate unit that selectively communicates; and a return gate unit that provides a switch output to the storage node of the latch unit using the storage node of the save latch unit as a switch control input;
The control unit performs retraction control to retreat data held by the latch unit in the retraction latch unit when the power to the latch unit is interrupted, and retreats to the latch unit when the power supply to the latch unit is released. Performs return control to restore the data held by the latch unit,
The control unit is a semiconductor integrated circuit that applies a forward bias voltage for reducing a threshold voltage to a body of the MOS transistor constituting the save latch unit during the return control.
前記制御部は、前記復帰制御に際して、前記スレーブラッチ部を構成する前記MOSトランジスタのボディーに閾値電圧を大きくするリバースバイアス電圧を印加する請求項20記載の半導体集積回路。 The latch unit includes a master latch unit and a slave latch unit connected in series, and the storage node of the slave latch unit can be connected to the storage node of the save latch unit via the save gate unit and the return gate unit. ,
21. The semiconductor integrated circuit according to claim 20, wherein the control unit applies a reverse bias voltage for increasing a threshold voltage to a body of the MOS transistor constituting the slave latch unit in the return control.
前記複数個の回路の一部として制御回路と被制御回路とを含み、
前記被制御回路は電源スイッチにより電源遮断が可能にされるマスタラッチ部及びスレーブラッチ部と、電源スイッチによる電源遮断が不可能にされる退避ラッチ部と、前記スレーブラッチ部の記憶ノードを前記退避ラッチ部の記憶ノードに選択的に同通させる退避用ゲート部と、前記退避ラッチ部の記憶ノードをスイッチ制御入力として前記スレーブラッチ部の記憶ノードにスイッチ出力を与える復帰用ゲート部と、から成るフリップフロップを有し、
前記制御部は、前記マスタラッチ部及びスレーブラッチ部の電源を遮断するとき前記退避ラッチ部に前記スレーブラッチ部が保持するデータを退避する退避制御を行い、前記マスタラッチ部及びスレーブラッチ部の電源遮断を解除するとき前記スレーブラッチ部に前記退避ラッチ部が保持するデータを復帰する復帰制御を行い、
前記制御部は、前記復帰制御に際して、前記スレーブラッチ部を構成する前記MOSトランジスタのボディーに閾値電圧を大きくするリバースバイアス電圧を印加する半導体集積回路。 On the insulating thin film of the substrate, has a plurality of circuits composed of MOS transistors having a source, a drain, a body, a gate insulating film on the body, and a gate on the gate insulating film,
Including a control circuit and a controlled circuit as part of the plurality of circuits,
The controlled circuit includes a master latch unit and a slave latch unit that can be powered off by a power switch, a save latch unit that cannot be shut off by a power switch, and a storage latch of the slave latch unit. A flip-flop comprising: a save gate unit that selectively communicates with a storage node of a unit; and a return gate unit that provides a switch output to the storage node of the slave latch unit with the storage node of the save latch unit as a switch control input Have
The control unit performs save control for saving data held by the slave latch unit to the save latch unit when shutting off the power supply of the master latch unit and the slave latch unit, and shuts off the power supply of the master latch unit and the slave latch unit. When releasing, perform a return control to return the data held by the save latch unit to the slave latch unit,
The control unit applies a reverse bias voltage for increasing a threshold voltage to a body of the MOS transistor constituting the slave latch unit during the return control.
前記複数個の回路の一部として制御回路と被制御回路とを含み、
前記被制御回路は電源スイッチにより電源遮断が可能にされるラッチ部と、電源スイッチによる電源遮断が不可能にされる退避ラッチ部と、前記ラッチ部の記憶ノードを前記退避ラッチ部の記憶ノードに選択的に同通させる退避用ゲート部と、前記退避ラッチ部の記憶ノードをスイッチ制御入力として前記ラッチ部の記憶ノードにスイッチ出力を与える復帰用ゲート部と、から成るフリップフロップを有し、
前記制御部は、前記ラッチ部の電源を遮断するとき前記退避ラッチ部に前記ラッチ部が保持するデータを退避する退避制御を行い、前記ラッチ部の電源遮断を解除するとき前記ラッチ部に前記退避ラッチ部が保持するデータを復帰する復帰制御を行い、
前記制御部は、前記復帰制御に際して、前記退避ラッチ部において少なくとも前記ラッチ部の記憶ノードを駆動可能な前記MOSトランジスタのボディーに閾値電圧を小さくするフォワードバイアス電圧を印加する半導体集積回路。 On the insulating thin film of the substrate, has a plurality of circuits composed of MOS transistors having a source, a drain, a body, a gate insulating film on the body, and a gate on the gate insulating film,
Including a control circuit and a controlled circuit as part of the plurality of circuits,
The controlled circuit includes a latch unit that can be powered off by a power switch, a save latch unit that cannot be shut off by a power switch, and a storage node of the latch unit as a storage node of the save latch unit. A flip-flop comprising: a save gate unit that selectively communicates; and a return gate unit that provides a switch output to the storage node of the latch unit using the storage node of the save latch unit as a switch control input;
The control unit performs retraction control to retreat data held by the latch unit in the retraction latch unit when the power to the latch unit is interrupted, and retreats to the latch unit when the power supply to the latch unit is released. Performs return control to restore the data held by the latch unit,
The control unit applies a forward bias voltage for reducing a threshold voltage to a body of the MOS transistor capable of driving at least a storage node of the latch unit in the save latch unit during the return control.
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- 2006-01-27 JP JP2006018517A patent/JP2007201853A/en not_active Withdrawn
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