JP2007194073A

JP2007194073A - Discharge lamp lighting device

Info

Publication number: JP2007194073A
Application number: JP2006011184A
Authority: JP
Inventors: Ken Matsuura; 研松浦; Koichi Imai; 考一今井; Tadao Senriuchi; 忠雄千里内
Original assignee: TDK Corp
Current assignee: TDK Corp
Priority date: 2006-01-19
Filing date: 2006-01-19
Publication date: 2007-08-02
Anticipated expiration: 2026-01-19
Also published as: JP4017647B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a discharge lamp lighting device capable of stably lighting a discharge lamp with an intended brightness. <P>SOLUTION: The discharge lamp lighting device is provided with a driving circuit 20, a rectifying circuit 30, a trapezoidal wave generating circuit 40, an adder circuit 50, and a control circuit 60. The rectifying 30 continuously detects a value of the current flowing through the discharge lamp L. The trapezoidal wave generating circuit 40 generates trapezoidal wave form signal TR on the basis of a burst light control indication value Vb regulating time ratio of lighting time to light-out time of the discharge lamp L at burst light control, and a current light control indication value Vc regulating maximum value of the current capable of flowing through the discharge lamp L within a prescribed period. The adder circuit 50 adds the current value detected by the rectifying circuit 30 to that of the trapezoidal wave form signal TR. The control circuit 60 controls the driving power by comparing the current value output from the adder circuit 50 with a prescribed standard value, generating the pulse for burst light control, and by supplying the pulse to the driving circuit 20. <P>COPYRIGHT: (C)2007,JPO&INPIT

Description

本発明は、放電灯を所望の輝度で安定して点灯させることのできる放電灯点灯装置に関する。 The present invention relates to a discharge lamp lighting device capable of stably lighting a discharge lamp with a desired luminance.

放電灯点灯装置により冷陰極管のような放電灯の輝度を変化させる方法として、電流調光方式とバースト調光方式とが知られている。電流調光方式は、放電灯を連続して点灯させ、放電灯に流れる管電流の波高値を調整することにより輝度の調整を行う。一方、バースト調光方式は、放電灯を点滅させ、その点灯期間と消灯期間との時比率を変えることにより輝度の調整を行う。放電灯の輝度を広範囲に渡って調整するためには、両者を併用するのが好ましい。 As a method of changing the brightness of a discharge lamp such as a cold cathode tube by a discharge lamp lighting device, a current dimming method and a burst dimming method are known. In the current dimming method, the discharge lamp is continuously turned on, and the luminance is adjusted by adjusting the peak value of the tube current flowing through the discharge lamp. On the other hand, in the burst dimming method, the brightness is adjusted by blinking the discharge lamp and changing the time ratio between the lighting period and the extinguishing period. In order to adjust the luminance of the discharge lamp over a wide range, it is preferable to use both.

特許文献１は、電流調光方式とバースト調光方式とを同時に用いた放電灯点灯装置を開示している。通常、大画面液晶テレビ等では、画質を高めるために、液晶の配列方向の変化に同期してバックライトを点滅（バースト調光）させて画面上に残像が残らないようにしている。しかしながら、特許文献１の放電灯装置は、電流調光方式とバースト調光方式とを互いに独立して制御していないため、液晶の変化に同期してバックライトを点滅させることができず、画面に残像が残ってしまう。 Patent Document 1 discloses a discharge lamp lighting device that uses a current dimming method and a burst dimming method at the same time. In general, in a large-screen liquid crystal television or the like, in order to improve image quality, an afterimage is not left on the screen by flashing a backlight (burst dimming) in synchronization with a change in the alignment direction of the liquid crystal. However, since the discharge lamp device of Patent Document 1 does not control the current dimming method and the burst dimming method independently of each other, the backlight cannot be blinked in synchronization with the change of the liquid crystal. An afterimage remains on the screen.

特許文献２で開示されている放電灯点灯装置は、電流調光方式とバースト調光方式とを互いに独立して制御することができるものであって、バースト調光は、所定期間における管電流のピーク値に基づいて行われる。ところで、バースト調光を方形波状のパルスを用いて行うと、方形波の急峻な立ち上がりの影響で管電流にオーバーシュートを生じさせるため、通常は、緩やかな立ち上がりを有する台形状のパルスを用いる。特許文献２の放電灯点灯装置では、台形状のパルスの立ち上がりに相当する時間経過した後に台形の上底に相当する部分で管電流を検出することにより、管電流のピーク値を検出している。
特開２０００−５８２５９号公報特開２００３−３２３９９４号公報 The discharge lamp lighting device disclosed in Patent Document 2 can control the current dimming method and the burst dimming method independently of each other, and the burst dimming is the tube current in a predetermined period. This is done based on the peak value. By the way, if burst dimming is performed using a square wave pulse, an overshoot is generated in the tube current due to the steep rise of the square wave, so that a trapezoidal pulse having a gradual rise is usually used. In the discharge lamp lighting device of Patent Document 2, the tube current is detected at a portion corresponding to the upper base of the trapezoid after a time corresponding to the rise of the trapezoidal pulse, thereby detecting the peak value of the tube current. .
JP 2000-58259 A JP 2003-323994 A

しかしながら、特許文献２の放電灯点灯装置では、台形状パルスの立ち上がりの期間は管電流の検出を行っていないため、その期間における管電流の変化は制御に反映されず、検出の開始と同時に管電流がオーバーシュートしてしまうことがある。 However, in the discharge lamp lighting device of Patent Document 2, since the tube current is not detected during the rising period of the trapezoidal pulse, the change in the tube current during that period is not reflected in the control, and at the same time the detection starts, the tube current is not reflected. The current may overshoot.

そこで、本発明は、電流調光とバースト調光とを互いに独立して制御することができ、かつ、放電灯を所望の輝度で安定して点灯させることのできる放電灯点灯装置を提供することを目的とする。 Accordingly, the present invention provides a discharge lamp lighting device that can control current dimming and burst dimming independently of each other and can stably light a discharge lamp at a desired luminance. With the goal.

本発明の放電灯点灯装置は、放電灯を点灯するためのものであり、駆動回路と、電流検出手段と、波形信号生成回路と、加算回路と、制御手段とを備えている。駆動回路は、放電灯に駆動電力を供給する。電流検出手段は、放電灯に流れる電流値を継続的に検出する。波形信号生成回路は、放電灯を点滅させて輝度を調整するバースト調光における放電灯の点灯時間と消灯時間との時比率を規定するバースト調光指令値と、所定期間に放電灯に流れることのできる最大電流値を規定する電流調光指令値との両方に基づいて波形信号を生成する。加算回路は、電流検出手段により検出された電流値と、波形信号の電流値とを加算する。制御手段は、加算回路から出力された電流値と、所定の基準値とを比較してバースト調光用パルスを生成し、バースト調光用パルスを駆動回路に供給して駆動電力を制御する。ここで、上記制御は、電流に基づいて行われているが、例えば、電流を電圧に変換し、その電圧に基づいて制御を行うことも電流に基づいて制御を行うことと同義である。 The discharge lamp lighting device of the present invention is for lighting a discharge lamp, and includes a drive circuit, a current detection unit, a waveform signal generation circuit, an addition circuit, and a control unit. The drive circuit supplies drive power to the discharge lamp. The current detection means continuously detects the value of the current flowing through the discharge lamp. The waveform signal generation circuit is a burst dimming command value that defines the time ratio between the lighting time and the extinguishing time of the discharge lamp in burst dimming that blinks the discharge lamp to adjust the brightness, and flows to the discharge lamp for a predetermined period. The waveform signal is generated based on both the current dimming command value that defines the maximum current value that can be generated. The adder circuit adds the current value detected by the current detection means and the current value of the waveform signal. The control means compares the current value output from the adder circuit with a predetermined reference value to generate a burst dimming pulse, and supplies the burst dimming pulse to the drive circuit to control the drive power. Here, the control is performed based on the current, but, for example, converting the current into a voltage and performing the control based on the voltage is synonymous with performing the control based on the current.

このような構成によれば、駆動電力が、電流検出手段が継続的に検出した電流に基づいて継続的に制御されるため、放電灯を常に所望の輝度で点灯させることができる。更に、バースト調光指令値と電流調光指令値とを互いに独立して設定することができるため、放電灯をより精度良く所望の輝度で点灯させることができる。 According to such a configuration, since the driving power is continuously controlled based on the current continuously detected by the current detection unit, the discharge lamp can always be lit with a desired luminance. Furthermore, since the burst dimming command value and the current dimming command value can be set independently of each other, the discharge lamp can be lit with a desired luminance with higher accuracy.

また、波形信号は、台形波形であるのが好ましい。このような構成によれば、バースト調光時に駆動回路内のトランスに流れる電流が急速に立ち上がるのを防止することができる。これにより、電流を緩やかに立ち上がらせることができるので、駆動回路がトランスを含む場合には、トランスの音鳴りを低減することができる。 The waveform signal is preferably a trapezoidal waveform. According to such a configuration, it is possible to prevent the current flowing through the transformer in the drive circuit from rapidly rising during burst dimming. As a result, the current can be gradually raised, so that when the drive circuit includes a transformer, the sound of the transformer can be reduced.

また、波形信号生成回路は、コンデンサを備えており、台形波形の立ち上がりは、コンデンサにより規定されるのが好ましい。このような構成によれば、コンデンサの容量を変化させるだけで、台形状の波形信号の傾きを容易に変化させることができる。 The waveform signal generation circuit preferably includes a capacitor, and the rise of the trapezoidal waveform is preferably defined by the capacitor. According to such a configuration, the slope of the trapezoidal waveform signal can be easily changed simply by changing the capacitance of the capacitor.

また、台形波形の下底レベルは、電流調光指令値により規定されるのが好ましい。このような構成によれば、例えば、後段の加算回路で台形波形と電流検出手段により検出された電流値とを加算することによって、最大電流値は台形波形の下底レベルにより規定される。 The lower base level of the trapezoidal waveform is preferably defined by the current dimming command value. According to such a configuration, for example, the maximum current value is defined by the lower base level of the trapezoidal waveform by adding the trapezoidal waveform and the current value detected by the current detection means in the subsequent addition circuit.

また、バースト調光指令値と電流調光指令値とは、共にアナログ信号であるのが好ましい。このような構成によれば、バースト調光指令値と電圧調光指令値とを外部から自由に設定することができる。 Both the burst dimming command value and the current dimming command value are preferably analog signals. According to such a configuration, the burst dimming command value and the voltage dimming command value can be freely set from the outside.

また、波形生成回路は、更に、バースト調光指令値をデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、同期信号に基づいてデジタル信号を時比率パルスに変換するデジタル回路とを備えているのが好ましい。このような構成によれば、デジタル回路に外部から同期信号を入力することで時比率パルスの周波数を自由に設定することができる。 The waveform generation circuit preferably further includes an A / D converter that converts the burst dimming command value into a digital signal and a digital circuit that converts the digital signal into a time ratio pulse based on the synchronization signal. . According to such a configuration, the frequency of the ratio pulse can be freely set by inputting a synchronization signal from the outside to the digital circuit.

また、デジタル回路は、更に、デジタル信号を平均化するデジタルフィルタを備えているのが好ましい。このような構成によれば、デジタル回路に入力されたデジタル信号が平均化されるため、バースト調光指令値のノイズを抑制することができる。 The digital circuit preferably further includes a digital filter that averages the digital signal. According to such a configuration, since the digital signal input to the digital circuit is averaged, the noise of the burst dimming command value can be suppressed.

本発明の放電灯点灯装置によれば、放電灯を所望の輝度で安定して点灯させることができる。 According to the discharge lamp lighting device of the present invention, the discharge lamp can be lit stably with a desired luminance.

以下、本発明の実施の形態を添付図面を参照して説明する。図１に、本発明の第１の実施の形態である放電灯点灯装置１０を示す。放電灯点灯装置１０は、電源からの給電により放電灯Ｌの点灯を制御するものであり、駆動回路２０と、電流検出手段としての整流回路３０と、波形信号発生回路としての台形波形発生回路４０と、加算回路５０と、制御回路６０とを備えている。放電灯点灯装置１０によって点灯が制御される放電灯Ｌは、両端にそれぞれ電極Ｅ１，Ｅ２を有する冷陰極管である。 Embodiments of the present invention will be described below with reference to the accompanying drawings. FIG. 1 shows a discharge lamp lighting device 10 according to a first embodiment of the present invention. The discharge lamp lighting device 10 controls lighting of the discharge lamp L by power supply from a power source, and includes a drive circuit 20, a rectifier circuit 30 as current detection means, and a trapezoidal waveform generation circuit 40 as a waveform signal generation circuit. And an adder circuit 50 and a control circuit 60. The discharge lamp L whose lighting is controlled by the discharge lamp lighting device 10 is a cold cathode tube having electrodes E1 and E2 at both ends, respectively.

駆動回路２０は、インバータ回路２２と、変圧器２４とを備えている。インバータ回路２２の入力端子Ａ，Ｂには、直流電源２６が接続され、インバータ回路２２には、直流電圧Ｖｉｎが入力される。端子Ｂは、基準電位Ｇ１に接続されている。 The drive circuit 20 includes an inverter circuit 22 and a transformer 24. A DC power source 26 is connected to input terminals A and B of the inverter circuit 22, and a DC voltage Vin is input to the inverter circuit 22. The terminal B is connected to the reference potential G1.

インバータ回路２２は、フルブリッジタイプのインバータ回路である。入力端子Ａ，Ｂ間には、スイッチング素子ＳＷ１が高電位側に位置するように、スイッチング素子ＳＷ１及びスイッチング素子ＳＷ２が直列に接続されている。さらに、入力端子Ａ，Ｂ間には、スイッチング素子ＳＷ３が高電位側に位置するように、スイッチング素子ＳＷ３及びスイッチング素子ＳＷ４が直列に接続されている。スイッチング素子ＳＷ１とスイッチング素子ＳＷ２との間のノードＮ１と、スイッチング素子ＳＷ３とスイッチング素子ＳＷ４との間のノードＮ２とは、インバータ回路２２の出力端子となっている。 The inverter circuit 22 is a full bridge type inverter circuit. Between the input terminals A and B, the switching element SW1 and the switching element SW2 are connected in series so that the switching element SW1 is positioned on the high potential side. Furthermore, between the input terminals A and B, the switching element SW3 and the switching element SW4 are connected in series so that the switching element SW3 is positioned on the high potential side. A node N1 between the switching element SW1 and the switching element SW2 and a node N2 between the switching element SW3 and the switching element SW4 are output terminals of the inverter circuit 22.

スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４は、例えばＭＯＳ−ＦＥＴ等の半導体スイッチング素子からなり、それぞれ制御回路６０から供給されるバースト調光用パルスとしての４つの制御信号ＧＳ１、ＧＳ２、ＧＳ３、ＧＳ４によって制御されて、オン・オフのスイッチング動作を行う。各スイッチング素子は、例えば、制御信号のレベルがＨＩＧＨになるとオンとなり、ＬＯＷになるとオフとなる。このスイッチング動作により出力端子Ｎ１、Ｎ２の間に高周波数の交流電流が流れる。 The switching elements SW1, SW2, SW3, SW4 are composed of semiconductor switching elements such as MOS-FETs, for example, and are respectively supplied by four control signals GS1, GS2, GS3, GS4 as burst dimming pulses supplied from the control circuit 60. It is controlled to perform an on / off switching operation. For example, each switching element is turned on when the level of the control signal becomes HIGH, and turned off when the level becomes LOW. By this switching operation, a high-frequency alternating current flows between the output terminals N1 and N2.

変圧器２４は、１次コイルＬ１と２次コイルＬ２とからなる。１次コイルＬ１の両端は、インバータ回路２２の出力端子Ｎ１，Ｎ２に接続されている。２次コイルＬ２の一端は、バラストコンデンサＣ１を介して放電灯Ｌの電極Ｅ１に接続されており、他端は、基準電位Ｇ２に接続されている。インバータ回路２２から１次コイルＬ１に入力された電圧は、変圧されて２次コイルＬ２から放電灯Ｌに出力される。 The transformer 24 includes a primary coil L1 and a secondary coil L2. Both ends of the primary coil L1 are connected to output terminals N1 and N2 of the inverter circuit 22. One end of the secondary coil L2 is connected to the electrode E1 of the discharge lamp L via the ballast capacitor C1, and the other end is connected to the reference potential G2. The voltage input from the inverter circuit 22 to the primary coil L1 is transformed and output from the secondary coil L2 to the discharge lamp L.

整流回路３０は、ダイオードＤ１，Ｄ２とを備えている。ダイオードＤ１のアノードとダイオードＤ２のカソードは、放電灯Ｌの電極Ｅ２に接続されている。また、ダイオードＤ１のカソードは、加算回路５０の抵抗Ｒ１に接続されており、ダイオードＤ２のアノードは、基準電位Ｇ２に接続されている。電流がＸ１方向に流れるときには、電流がダイオードＤ１のカソードからそのまま出力され、一方、電流がＸ２方向に流れるときには、ダイオードＤ１の働きにより、電流がダイオードＤ１のカソードから出力されない。その結果、電極Ｅ２から出力された交流電流は、直流電流に整流され、加算回路５０の抵抗Ｒ１に出力される。整流された直流電流の電圧への変換値を検出電圧Ｖａとする。検出電圧Ｖａが電流検出手段により検出された電流値に相当する。 The rectifier circuit 30 includes diodes D1 and D2. The anode of the diode D1 and the cathode of the diode D2 are connected to the electrode E2 of the discharge lamp L. The cathode of the diode D1 is connected to the resistor R1 of the adder circuit 50, and the anode of the diode D2 is connected to the reference potential G2. When the current flows in the X1 direction, the current is output as it is from the cathode of the diode D1, while when the current flows in the X2 direction, the current is not output from the cathode of the diode D1 due to the action of the diode D1. As a result, the alternating current output from the electrode E2 is rectified to a direct current and output to the resistor R1 of the adder circuit 50. A converted value of the rectified direct current into a voltage is defined as a detection voltage Va. The detection voltage Va corresponds to the current value detected by the current detection means.

台形波形発生回路４０には、共にアナログ信号であるバースト調光指令値Ｖｂと電流調光指令値Ｖｃとが入力される。バースト調光指令値Ｖｂは、放電灯Ｌを点滅させて輝度を調整するバースト調光における放電灯Ｌの点灯時間と消灯時間との時比率を規定する。電流調光指令値Ｖｃは、所定期間に放電灯Ｌに流れることのできる最大電流値を規定する。後述するが、台形波形発生回路４０は、バースト調光指令値Ｖｂと電流調光指令値Ｖｃとに基づき台形波信号ＴＲを生成する。台形波信号ＴＲは、加算回路５０の抵抗Ｒ２に出力される。 The trapezoidal waveform generation circuit 40 receives the burst dimming command value Vb and the current dimming command value Vc, both of which are analog signals. The burst dimming command value Vb defines the time ratio between the lighting time and the extinguishing time of the discharge lamp L in burst dimming in which the luminance is adjusted by blinking the discharge lamp L. The current dimming command value Vc defines the maximum current value that can flow to the discharge lamp L during a predetermined period. As will be described later, the trapezoidal waveform generation circuit 40 generates a trapezoidal wave signal TR based on the burst dimming command value Vb and the current dimming command value Vc. The trapezoidal wave signal TR is output to the resistor R2 of the adder circuit 50.

加算回路５０は、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２とを備えている。前述したように、抵抗Ｒ１の一端は、ダイオードＤ１のカソードに接続されており、抵抗Ｒ２の一端は、台形波形発生回路４０に接続されている。また、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の他端は、制御回路６０に接続されている。加算回路５０は、整流回路３０から入力された検出電圧Ｖａと、台形波形発生回路４０から入力された台形波信号ＴＲとを加算し、制御回路６０に出力する。 The adder circuit 50 includes a resistor R1 and a resistor R2. As described above, one end of the resistor R1 is connected to the cathode of the diode D1, and one end of the resistor R2 is connected to the trapezoidal waveform generation circuit 40. The other ends of the resistors R1 and R2 are connected to the control circuit 60. The adder circuit 50 adds the detection voltage Va input from the rectifier circuit 30 and the trapezoidal wave signal TR input from the trapezoidal waveform generation circuit 40 and outputs the result to the control circuit 60.

制御回路６０は、積分回路６１と、三角波発生回路６２と、比較回路６３と、制御信号発生回路６４とを備えている。積分回路６１は、オペアンプ６１１とコンデンサ６１２とを備えている。積分回路６１は、加算回路５０から入力された信号と、基準電圧Ｖｒｅｆとの差を積分する。三角波発生回路６２は、本実施の形態では、６０ＫＨｚの三角波を生成する。比較回路６３は、コンパレータから構成されており、積分回路６１によって積分された信号と、三角波発生回路６２によって生成された三角波とを比較してＰＷＭを出力する。制御信号発生回路６４は、ＰＷＭ信号に基づいて、４つの制御信号ＧＳ１、ＧＳ２、ＧＳ３、ＧＳ４を生成する。各制御信号ＧＳ１、ＧＳ２、ＧＳ３、ＧＳ４は、各スイッチ素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４のオン・オフを制御し、その結果、駆動回路２０が放電灯Ｌに出力する電力量が制御される。 The control circuit 60 includes an integration circuit 61, a triangular wave generation circuit 62, a comparison circuit 63, and a control signal generation circuit 64. The integration circuit 61 includes an operational amplifier 611 and a capacitor 612. The integrating circuit 61 integrates the difference between the signal input from the adding circuit 50 and the reference voltage Vref. In the present embodiment, the triangular wave generation circuit 62 generates a 60 KHz triangular wave. The comparison circuit 63 is composed of a comparator, and compares the signal integrated by the integration circuit 61 with the triangular wave generated by the triangular wave generation circuit 62 and outputs PWM. The control signal generation circuit 64 generates four control signals GS1, GS2, GS3, and GS4 based on the PWM signal. Each control signal GS1, GS2, GS3, GS4 controls on / off of each switch element SW1, SW2, SW3, SW4, and as a result, the amount of power output from the drive circuit 20 to the discharge lamp L is controlled.

次に、図２から図１０を用いて台形波形発生回路４０の構成について詳細に説明する。図２に示すように、台形波形発生回路４０は、増幅回路４１、４２と、Ａ／Ｄコンバータ４３と、デジタル回路４４と、合成回路４５とを備えている。増幅回路４１は、オペアンプ４１１と、抵抗４１２、４１３、４１４とを備えており、バースト調光指令値Ｖｂを増幅してＶｂ’を出力する。増幅回路４２は、オペアンプ４２１と、抵抗４２２、４２３、４２４とを備えており、電流調光指令値Ｖｃを増幅してＶｃ’を出力する。Ａ／Ｄコンバータ４３は、アナログ信号のバースト調光指令値Ｖｂ’を８ビットのデジタル信号Ｂへと変換する。デジタル回路４４は、デジタル信号Ｂを時比率パルス信号Ｄへと変換する。 Next, the configuration of the trapezoidal waveform generation circuit 40 will be described in detail with reference to FIGS. As shown in FIG. 2, the trapezoidal waveform generation circuit 40 includes amplification circuits 41 and 42, an A / D converter 43, a digital circuit 44, and a synthesis circuit 45. The amplification circuit 41 includes an operational amplifier 411 and resistors 412, 413, and 414, amplifies the burst dimming command value Vb, and outputs Vb ′. The amplifier circuit 42 includes an operational amplifier 421 and resistors 422, 423, and 424, amplifies the current dimming command value Vc, and outputs Vc ′. The A / D converter 43 converts the burst dimming command value Vb ′ of the analog signal into an 8-bit digital signal B. The digital circuit 44 converts the digital signal B into a time ratio pulse signal D.

詳細には、図３（ａ）に示すように、デジタル回路４４は、まず、外部のアナログ発振器等から入力される同期信号ＳＹＣの周期Ｔを内部クロックＣＬＫでカウント（ｃｏｕｎｔ）して算出する。本実施の形態においては、同期信号ＳＹＣの周波数を１５０Ｈｚ、内部クロックＣＬＫの周波数を１ＭＨｚとする。続いて、図３（ｂ）に示すように、内部クロックＣＬＫのカウント数ｃｏｕｎｔと、その時のデジタル信号Ｂに対応するＴ×Ｂ×２^ーｎとを比較して時比率パルスＤを生成する。ｎはＡ／Ｄコンバータ４３のビット数であり、本実施の形態においては、ｎ＝８である。具体的には、Ｔ×Ｂ×２^ーｎがカウント数ｃｏｕｎｔよりも大きい場合には（Ｓ３４：ＹＥＳ）、時比率パルスＤを１とし（Ｓ３５）、Ｔ×Ｂ×２^ーｎがカウント数ｃｏｕｎｔよりも小さい場合には（Ｓ３４：ＮＯ）、時比率パルスＤを０とする（Ｓ３６）。このようにして、例えば、図４（ａ）に示すようなデジタル信号Ｂと図４（ｂ）に示すような同期信号ＳＹＣがデジタル回路４４に入力された場合には、図４の（ｃ）に示すような時比率パルスＤが生成される。 Specifically, as shown in FIG. 3A, the digital circuit 44 first calculates the period T of the synchronization signal SYC input from an external analog oscillator or the like by counting with the internal clock CLK. In the present embodiment, the frequency of the synchronization signal SYC is 150 Hz, and the frequency of the internal clock CLK is 1 MHz. Subsequently, as shown in FIG. 3B, the count number count of the internal clock CLK is compared with T × B × 2 ^-n corresponding to the digital signal B at that time to generate a time ratio pulse D. n is the number of bits of the A / D converter 43, and in this embodiment, n = 8. Specifically, when T × B × 2 ^-n is larger than the count number count (S34: YES), the time ratio pulse D is set to 1 (S35), and T × B × 2 ^-n is the count number count. Is smaller (S34: NO), the duty ratio pulse D is set to 0 (S36). Thus, for example, when the digital signal B as shown in FIG. 4A and the synchronization signal SYC as shown in FIG. 4B are input to the digital circuit 44, FIG. A duty ratio pulse D as shown in FIG.

このように、本実施の形態においては、デジタル回路４４に外部から同期信号ＳＹＣを入力することができるので、時比率パルスＤの周波数を自由に設定することができる。また、デジタル回路４４の内部クロックＣＬＫの精度が悪くても、外部から入力する同期信号ＳＹＣの精度が良ければ、精度良くバースト調光を行うことができる。 Thus, in the present embodiment, since the synchronization signal SYC can be input from the outside to the digital circuit 44, the frequency of the duty ratio pulse D can be set freely. Even if the accuracy of the internal clock CLK of the digital circuit 44 is poor, burst dimming can be performed with high accuracy if the accuracy of the synchronization signal SYC input from the outside is good.

なお、バースト調光指令値Ｖｂにノイズが生じている場合がある。そのような場合には、デジタル回路４４内にデジタルフィルタ（図示せず）を設け、Ａ／Ｄコンバータ４３からのデジタル信号Ｂをデジタルフィルタにより平均化することで、バースト調光指令値Ｖｂからのノイズを抑制し、デジタル回路４４の内部クロックＣＬＫ（１ＭＨｚ）まで、時比率の分解能を上げることができる。 Note that noise may occur in the burst dimming command value Vb. In such a case, a digital filter (not shown) is provided in the digital circuit 44, and the digital signal B from the A / D converter 43 is averaged by the digital filter, so that the burst dimming command value Vb is obtained. Noise can be suppressed and the resolution of the time ratio can be increased up to the internal clock CLK (1 MHz) of the digital circuit 44.

また、同期信号ＳＹＣをコンデンサの充放電によりインバータ制御回路内部で作る場合には、同期信号ＳＹＣのジッタにより周期Ｔが不安定になることがある。そのような場合には、図５に示すように、時比率パルスＤを生成するために、周期Ｔの代わりに周期Ｔにデジタルフィルタをかけたデジタル値ｆＴを計算に用いれば良い。 Further, when the synchronization signal SYC is generated inside the inverter control circuit by charging and discharging the capacitor, the cycle T may become unstable due to the jitter of the synchronization signal SYC. In such a case, as shown in FIG. 5, in order to generate the ratio pulse D, a digital value fT obtained by applying a digital filter to the period T instead of the period T may be used for the calculation.

このようにして生成された時比率パルスＤと、増幅回路４２から出力された電流調光指令値Ｖｃ’との両方が合成回路４５に入力される。合成回路４５は、時比率パルスＤと電流調光指令値Ｖｃ’を合成して台形波信号ＴＲを生成する。 Both the duty ratio pulse D thus generated and the current dimming command value Vc ′ output from the amplifier circuit 42 are input to the synthesis circuit 45. The combining circuit 45 combines the duty ratio pulse D and the current dimming command value Vc ′ to generate a trapezoidal wave signal TR.

図６は、合成回路４５の内部構成を示すブロック図である。合成回路４５は、論理回路４５１を備えており、例えば、図７に示すように、台形波信号ＴＲの上底がＶｍａｘ、下底がＶｃ’となるように時比率パルスＤと電流調光指令値Ｖｃ’との論理和をとる。また、合成回路４５の出力段には、コンデンサＣ２が並列に接続されている。このコンデンサＣ２によりパルスの立ち上がり及び立下りが緩やかになり、台形状の台形波信号ＴＲが生成されることとなる。 FIG. 6 is a block diagram showing the internal configuration of the synthesis circuit 45. The synthesizing circuit 45 includes a logic circuit 451. For example, as shown in FIG. 7, the ratio pulse D and the current dimming command so that the upper base of the trapezoidal wave signal TR is Vmax and the lower base is Vc ′. The logical sum with the value Vc ′ is taken. Further, a capacitor C2 is connected in parallel to the output stage of the synthesis circuit 45. This capacitor C2 makes the rise and fall of the pulse gentle, and a trapezoidal trapezoidal wave signal TR is generated.

詳細には、図８のタイムチャートに示すように、論理回路４５１の端子Ｈ１、Ｈ２、Ｉ１、Ｉ２に流れる電流との関係でＴＲが生成される。論理回路４５１は、端子Ｈ１、Ｈ２への入力に基づき、端子Ｉ１、Ｉ２から制御信号を出力する。どの条件で端子Ｉ１、端子Ｉ２に電流が流れるかは、論理回路４５１によって規定される。端子Ｉ１に電流が流れるとコンデンサＣ２が充電されるのでＴＲは増加し、端子Ｉ２に電流が流れるとコンデンサＣ２が放電するのでＴＲは減少する。端子Ｉ１、Ｉ２共に電流が流れない場合には、ＴＲは一定となる。図７に示すように、ＴＲが低いときには管電流が多く流れ、ＴＲが高いときには管電流が少なくなるので、ＴＲが台形波ならば管電流の包絡線も台形状になる。台形波信号ＴＲの下底はＶｃを反転及びレベルシフトしたＶｃ’になるので、電流調光指令値Ｖｃによって台形状の管電流の最大値が規定される。 Specifically, as shown in the time chart of FIG. 8, TR is generated in relation to the current flowing through the terminals H1, H2, I1, and I2 of the logic circuit 451. The logic circuit 451 outputs a control signal from the terminals I1 and I2 based on inputs to the terminals H1 and H2. The logic circuit 451 determines under which conditions the current flows through the terminals I1 and I2. When current flows through the terminal I1, the capacitor C2 is charged, so TR increases. When current flows through the terminal I2, the capacitor C2 discharges, so TR decreases. When current does not flow through the terminals I1 and I2, TR is constant. As shown in FIG. 7, when TR is low, a large amount of tube current flows, and when TR is high, the tube current decreases. Therefore, if TR is a trapezoidal wave, the envelope of the tube current is also trapezoidal. Since the lower base of the trapezoidal wave signal TR becomes Vc ′ obtained by inverting and level-shifting Vc, the maximum value of the trapezoidal tube current is defined by the current dimming command value Vc.

このように、台形波信号ＴＲの下底は、電流調光指令値Ｖｃにより規定される。更に、後段の加算回路５０で、台形波信号ＴＲと、電流検出手段たる整流回路３０により検出された電流値とを加算することによって、最大電流値は、台形波信号ＴＲの下底により規定される。また、台形波信号ＴＲの傾きは、コンデンサＣ２により形成されるため、コンデンサＣ２の容量を変化させるだけで、台形波信号ＴＲの傾きを容易に変化させることができる。従って、管電流の増減の傾きが容易に設定可能となる。 Thus, the lower base of the trapezoidal wave signal TR is defined by the current dimming command value Vc. Further, by adding the trapezoidal wave signal TR and the current value detected by the rectifier circuit 30 as the current detecting means in the adder circuit 50 in the subsequent stage, the maximum current value is defined by the lower base of the trapezoidal wave signal TR. The Further, since the slope of the trapezoidal wave signal TR is formed by the capacitor C2, the slope of the trapezoidal wave signal TR can be easily changed only by changing the capacitance of the capacitor C2. Therefore, the inclination of increase / decrease in tube current can be set easily.

図９は、論理回路４５１による台形波信号ＴＲ生成のフローチャートである。図９を参照しながら台形波信号ＴＲの生成について説明する。図９においては、各端子Ｈ１、Ｈ２、Ｉ１、Ｉ２に電流が流れる場合には、”１”、流れない場合には、”０”とする。 FIG. 9 is a flowchart of trapezoidal wave signal TR generation by the logic circuit 451. The generation of the trapezoidal wave signal TR will be described with reference to FIG. In FIG. 9, “1” is set when current flows through the terminals H1, H2, I1, and I2, and “0” is set when no current flows.

まず、時比率Ｄが１か否かを判定する（Ｓ９１）。時比率Ｄが１の場合には（Ｓ９１：ＹＥＳ）、端子Ｈ２が０か否かを判定する（Ｓ９２）。端子Ｈ２が０の場合には（Ｓ９２＝ＹＥＳ）、端子Ｉ１＝０、端子Ｉ２＝１として台形波信号ＴＲを減少させ（Ｓ９３）、再びＳ９１に戻る。 First, it is determined whether or not the duty ratio D is 1 (S91). When the duty ratio D is 1 (S91: YES), it is determined whether or not the terminal H2 is 0 (S92). When the terminal H2 is 0 (S92 = YES), the trapezoidal wave signal TR is decreased with the terminal I1 = 0 and the terminal I2 = 1 (S93), and the process returns to S91 again.

一方、端子Ｈ２が１の場合には（Ｓ９２＝ＮＯ）、端子Ｉ１＝０、端子Ｉ２＝０として台形波信号ＴＲを一定とし（Ｓ９４）、続いて、時比率Ｄが１か否かを判定する（Ｓ９５）。時比率Ｄが１の場合には（Ｓ９５：ＹＥＳ）、再びＳ９５に戻り、時比率Ｄが１か否かを判定する。一方、時比率Ｄが０の場合には（Ｓ９５＝ＮＯ）、端子Ｈ１が０か否かを判定する（Ｓ９６）。また、Ｓ９１で時比率Ｄが０の場合にも（Ｓ９１＝ＮＯ）、Ｓ９６で端子Ｈ１が０か否かの判定をする。 On the other hand, when the terminal H2 is 1 (S92 = NO), the terminal I1 = 0 and the terminal I2 = 0, the trapezoidal wave signal TR is kept constant (S94), and then it is determined whether the time ratio D is 1 or not. (S95). When the hour ratio D is 1 (S95: YES), the process returns to S95 again to determine whether or not the hour ratio D is 1. On the other hand, when the duty D is 0 (S95 = NO), it is determined whether or not the terminal H1 is 0 (S96). Even when the duty ratio D is 0 in S91 (S91 = NO), it is determined whether or not the terminal H1 is 0 in S96.

端子Ｈ１が０の場合には（Ｓ９６＝ＹＥＳ）、端子Ｉ１＝１、端子Ｉ２＝０と決定し、台形波信号ＴＲを増加させ（Ｓ９７）、再びＳ９１に戻る。一方、端子Ｈ１が１の場合には（Ｓ９６＝ＮＯ）、端子Ｉ１＝０、端子Ｉ２＝０と決定し（Ｓ９８）、続いて、時比率Ｄが１か否かを判定する（Ｓ９９）。時比率Ｄが０の場合には（Ｓ９９：ＮＯ）、再びＳ９９に戻り、時比率Ｄが１か否かを判定する。一方、時比率Ｄが１の場合には（Ｓ９９：ＹＥＳ）、Ｓ９２で端子Ｈ２が０か否かを判定する。 When the terminal H1 is 0 (S96 = YES), it is determined that the terminal I1 = 1 and the terminal I2 = 0, the trapezoidal wave signal TR is increased (S97), and the process returns to S91 again. On the other hand, when the terminal H1 is 1 (S96 = NO), it is determined that the terminal I1 = 0 and the terminal I2 = 0 (S98), and then it is determined whether or not the duty ratio D is 1 (S99). When the hour ratio D is 0 (S99: NO), the process returns to S99 again to determine whether or not the hour ratio D is 1. On the other hand, when the duty ratio D is 1 (S99: YES), it is determined whether or not the terminal H2 is 0 in S92.

図７は、上記フローチャートに基づき得られる台形波信号ＴＲの一例のタイムチャートである。台形波信号ＴＲの上底がＶｍａｘ、下底がＶｃ’となっており、台形波信号ＴＲの上底と下底との差に応じた電流が放電灯Ｌに流れる管電流として表れている。台形波信号ＴＲが台形状であるため、管電流の急峻な立ち上がりが防止されている。これにより、変圧器２４の音鳴りを低減することができる。 FIG. 7 is a time chart of an example of the trapezoidal wave signal TR obtained based on the flowchart. The upper base of the trapezoidal wave signal TR is Vmax and the lower base is Vc ', and a current corresponding to the difference between the upper and lower bases of the trapezoidal wave signal TR appears as a tube current flowing through the discharge lamp L. Since the trapezoidal wave signal TR has a trapezoidal shape, the steep rise of the tube current is prevented. Thereby, the noise of the transformer 24 can be reduced.

上記説明したように、本実施の形態による放電灯点灯装置１０は、放電灯Ｌに供給される駆動電力が、整流回路３０によって整流された検出電圧Ｖａに基づいて継続的に制御されるため、放電灯Ｌを常に所望の輝度で点灯させることができ、更に、管電流のオーバーシュートも防止することができる。 As described above, the discharge lamp lighting device 10 according to the present embodiment continuously controls the drive power supplied to the discharge lamp L based on the detected voltage Va rectified by the rectifier circuit 30. The discharge lamp L can always be lit with a desired luminance, and tube current overshoot can be prevented.

また、台形波発生回路４０により、バースト調光と電流調光とを併用することができるため、バースト調光の時比率が１０％〜１００％までの全ての範囲で安定した管電流波形を作ることができる。また、台形波発生回路４０にコンデンサＣ２を備えることで、管電流波形に傾きを持たせることができるため、変圧器２４の音鳴りを軽減させることができる。更に、バースト調光指令値Ｖｂ及び電流調光値Ｖｃを電圧値で設定することができるため、外部からの自由な設定が可能となる。 Moreover, since the trapezoidal wave generation circuit 40 can use both burst dimming and current dimming, a stable tube current waveform is created in the entire range of the time ratio of burst dimming from 10% to 100%. be able to. In addition, since the trapezoidal wave generation circuit 40 includes the capacitor C2, the tube current waveform can be inclined, so that the noise of the transformer 24 can be reduced. Furthermore, since the burst dimming command value Vb and the current dimming value Vc can be set as voltage values, it is possible to freely set from the outside.

尚、本発明の放電灯点灯装置は、上記した実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々変更を加え得ることは勿論である。例えば、本実施の形態による放電灯点灯装置１０は、放電灯Ｌの一方の電極Ｅ１のみから駆動電力を供給する片側駆動方式であったが、放電灯Ｌの両方の電極Ｅ１、Ｅ２から駆動電力を供給する両側駆動でも良い。 In addition, the discharge lamp lighting device of the present invention is not limited to the above-described embodiment, and various changes can be made without departing from the scope of the present invention. For example, the discharge lamp lighting device 10 according to the present embodiment is a one-side drive method in which driving power is supplied only from one electrode E1 of the discharge lamp L. However, the driving power is supplied from both electrodes E1, E2 of the discharge lamp L. It may be driven on both sides.

本実施の形態による放電灯点灯装置１０の回路図Circuit diagram of discharge lamp lighting device 10 according to the present embodiment 本実施の形態による台形波形発生回路４０の回路図Circuit diagram of trapezoidal waveform generation circuit 40 according to the present embodiment 本実施の形態のデジタル回路４４による周期Ｔの算出を示すフローチャートFlow chart showing calculation of period T by digital circuit 44 of the present embodiment. 本実施の形態のデジタル回路４４による時比率パルスＤの生成を示すフローチャートFlowchart showing generation of duty ratio pulse D by digital circuit 44 of the present embodiment. 本実施の形態のデジタル回路４４による時比率パルスＤの生成を示すタイムチャートTime chart showing generation of duty ratio pulse D by digital circuit 44 of the present embodiment 本実施の形態のデジタル回路４４による時比率パルスＤの生成の変更例を示すフローチャートThe flowchart which shows the example of a change of the production | generation of the ratio pulse D by the digital circuit 44 of this Embodiment. 本実施の形態の合成回路４５の内部構成を示すブロック図The block diagram which shows the internal structure of the synthetic | combination circuit 45 of this Embodiment. 本実施の形態のデジタル回路４４による台形波信号ＴＲの生成を示すタイムチャートTime chart showing generation of trapezoidal wave signal TR by digital circuit 44 of the present embodiment 本実施の形態の合成回路４５による台形波信号ＴＲの生成を示すタイムチャートTime chart showing generation of trapezoidal wave signal TR by synthesis circuit 45 of the present embodiment 本実施の形態の論理回路４５１による台形波信号ＴＲの生成を示すフローチャートFlowchart showing generation of trapezoidal wave signal TR by logic circuit 451 of the present embodiment.

Explanation of symbols

１０放電灯点灯装置
２０駆動回路
３０整流回路
４０台形波形発生回路
５０加算回路
６０制御回路 DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 Discharge lamp lighting device 20 Drive circuit 30 Rectifier circuit 40 Trapezoid waveform generation circuit 50 Adder circuit 60 Control circuit

Claims

A discharge lamp lighting device for lighting a discharge lamp,
A drive circuit for supplying drive power to the discharge lamp;
Current detecting means for continuously detecting a current value flowing through the discharge lamp;
Burst dimming command value that prescribes the time ratio between the lighting time and the extinguishing time of the discharge lamp in burst dimming that blinks the discharge lamp to adjust the brightness, and the maximum that can flow to the discharge lamp in a predetermined period A waveform signal generation circuit that generates a waveform signal based on both a current dimming command value that defines a current value;
An addition circuit for adding the current value detected by the current detection means and the current value of the waveform signal;
Control means for generating a burst dimming pulse by comparing the current value output from the adder circuit with a predetermined reference value and supplying the burst dimming pulse to a drive circuit to control the drive power; ,
A discharge lamp lighting device comprising:

The discharge lamp lighting device according to claim 1, wherein the waveform signal is a trapezoidal waveform.

The discharge lamp lighting device according to claim 2, wherein the waveform signal generation circuit includes a capacitor, and a rising edge of the trapezoidal waveform is defined by the capacitor.

4. The discharge lamp lighting device according to claim 2, wherein a lower base level of the trapezoidal waveform is defined by the current dimming command value. 5.

The discharge lamp lighting device according to any one of claims 1 to 4, wherein both the burst dimming command value and the current dimming command value are analog signals.

The waveform generation circuit further includes:
An A / D converter for converting the burst dimming command value into a digital signal;
A digital circuit for converting the digital signal into a ratio pulse based on a synchronization signal;
The discharge lamp lighting device according to claim 5, comprising:

The discharge lamp lighting device according to claim 6, wherein the digital circuit further includes a digital filter that averages the digital signal.