JP2007134238A - Discharge lamp lighting device - Google Patents
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Abstract
Description
この発明は、フライバック電圧を発生する2個のトランスの2次側出力を直列に接続した2次側出力電圧をイグナイタトランス等のコイルとコンデンサ等の共振要素を介在させて放電灯に印加し、放電灯を点灯する放電灯点灯装置に関するものである。 In the present invention, a secondary output voltage obtained by connecting the secondary outputs of two transformers generating flyback voltages in series is applied to a discharge lamp via a coil such as an igniter transformer and a resonant element such as a capacitor. The present invention relates to a discharge lamp lighting device for lighting a discharge lamp.
従来の放電灯点灯装置として例えば以下のものがある。
従来例1は冷陰極放電管を高周波で点灯するために、1個のプッシュプル形DC/AC変換コンバータトランスの電源入力端子に逆流を阻止するダイオードを配置し、スイッチング素子がオフするときのフライバック電流を電源に戻さず、トランスの2次巻線に発生する昇圧されたフライバック電圧を冷陰極放電管に印加することで冷陰極放電管の点灯に十分な電圧を得て、当冷陰極放電管を点灯している(例えば、特許文献1参照)。
Examples of conventional discharge lamp lighting devices include the following.
In Conventional Example 1, in order to light a cold cathode discharge tube at a high frequency, a diode that prevents backflow is arranged at the power input terminal of one push-pull DC / AC converter transformer, and the fly when the switching element is turned off is arranged. A voltage sufficient for lighting the cold cathode discharge tube is obtained by applying the boosted flyback voltage generated in the secondary winding of the transformer to the cold cathode discharge tube without returning the back current to the power source. The discharge tube is turned on (see, for example, Patent Document 1).
また、従来例2は放電灯を点灯するために、フライバック電圧を発生するトランスを放電灯に接続し、そのフライバック電圧によって放電灯の電極間を絶縁破壊している(例えば、特許文献2参照)。 Further, in the conventional example 2, in order to light a discharge lamp, a transformer that generates a flyback voltage is connected to the discharge lamp, and the electrodes of the discharge lamp are broken down by the flyback voltage (for example, Patent Document 2). reference).
上記の他、放電灯の点灯に関連する従来技術として下記の特許文献3乃至特許文献9がある。 In addition to the above, there are the following Patent Documents 3 to 9 as conventional techniques related to lighting of the discharge lamp.
従来の放電灯点灯装置は以上のように構成されているので、アーク放電による発光を利用する放電灯においては、アーク・電極の温度および発光輝点を均一にしてガラス球に加わるストレスを緩和し、電極が均等に消耗するように電流の極性を交互に切り換えて交流点灯することが多い。
例えば高輝度放電灯(HIDランプ)用の放電灯点灯装置のように、点灯を開始する時に、先ず放電灯の両電極間をイグナイタの高電圧パルスによって絶縁破壊させてから電流を通電し、アーク放電を形成してからアーク放電によって発光させる放電灯点灯装置においては、高電圧発生用パルストランスであるイグナイタのインダクタンス(L)成分と、このインダクタンス(L)成分を打ち消し、力率を改善するコンデンサ(C)とによる共振動作を伴った特定の周波数を含んだ電流が放電灯に流れ、トランス(フライバックトランス)に電流を流すスイッチング素子のオフタイミングが、放電灯に流れる電流の極性が反転し、通電電流が「ゼロ」となるポイントと同じになるとは限らないことにより、放電灯に流れる電流の極性反転時にアーク放電が途絶え、立ち消えに至る可能性がある。
Since the conventional discharge lamp lighting device is configured as described above, in the discharge lamp using light emission by arc discharge, the stress applied to the glass bulb is alleviated by making the temperature of the arc / electrode uniform and the emission bright spot. In many cases, alternating current lighting is performed by alternately switching the polarity of the current so that the electrodes are consumed evenly.
For example, as in a discharge lamp lighting device for a high-intensity discharge lamp (HID lamp), when lighting is started, first, between the electrodes of the discharge lamp, a high voltage pulse of an igniter is used to cause dielectric breakdown, and then an electric current is applied. In a discharge lamp lighting device that emits light by arc discharge after forming a discharge, an inductance (L) component of an igniter that is a pulse transformer for generating a high voltage, and a capacitor that cancels this inductance (L) component and improves the power factor (C) A current including a specific frequency accompanied by a resonance operation flows to the discharge lamp, and the off timing of the switching element that flows the current to the transformer (flyback transformer) reverses the polarity of the current flowing to the discharge lamp. When the polarity of the current flowing through the discharge lamp is reversed, the energizing current is not necessarily the same as the point where the current becomes zero. Interrupted is over arc discharge, which can lead to extinction.
上記に対し、従来例1は点灯電力の小さな冷陰極放電管の点灯を対象とした技術であり、放電灯に流れる電流の位相とスイッチング素子の動作タイミングについては考慮されてなく、アーク放電の途絶えによる立ち消えを防止し、放電灯を安定に点灯させるために必要となる適切な電圧印加タイミングについては工夫されていない。
また、従来例2は、フライバック電圧によって放電灯の電極間を絶縁破壊するが、多くの高輝度放電灯(HIDランプ)の絶縁破壊電圧は高く、トランスのフライバック電圧だけでブレークダウンさせることは困難であり、このような場合にはトランスと放電灯との間に高電圧を発生するイグナイタの接続が必須となり、この場合には前記同様、放電灯に流れる電流の極性反転時にアーク放電が途絶え、立ち消えに至る可能性が生ずることとなるが、この従来例2はイグナイタを不要とした構成のため、イグナイタ接続時の前記立ち消えを防止して放電灯を安定に点灯させるために必要となる適切な電圧印加タイミングについては工夫されていない。
On the other hand, Conventional Example 1 is a technique for lighting a cold cathode discharge tube with a small lighting power, and does not consider the phase of the current flowing through the discharge lamp and the operation timing of the switching element, and the arc discharge is interrupted. The proper voltage application timing necessary for preventing the lamp from disappearing and stably lighting the discharge lamp is not devised.
In the conventional example 2, the dielectric breakdown between the electrodes of the discharge lamp is caused by the flyback voltage. However, the dielectric breakdown voltage of many high-intensity discharge lamps (HID lamps) is high, and the breakdown is caused only by the flyback voltage of the transformer. In such a case, it is essential to connect an igniter that generates a high voltage between the transformer and the discharge lamp. In this case, as described above, arc discharge occurs when the polarity of the current flowing through the discharge lamp is reversed. However, since the conventional example 2 has a configuration in which the igniter is not required, the conventional example 2 is necessary for preventing the above-described disappearance when the igniter is connected and lighting the discharge lamp stably. Appropriate voltage application timing is not devised.
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、放電灯に流れる電流の極性反転時にアーク放電が途絶えることによる放電灯の立ち消えを抑制し、またはアーク放電が途絶えた場合にも、直ちに再度ブレークダウンさせてアーク放電を継続させ、放電灯を安定に点灯させるようにした放電灯点灯装置を得ることを目的とする。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and suppresses the extinction of the discharge lamp due to the arc discharge being interrupted when the polarity of the current flowing in the discharge lamp is reversed, or even when the arc discharge is interrupted. An object of the present invention is to obtain a discharge lamp lighting device that is immediately broken down again to continue arc discharge so that the discharge lamp can be lit stably.
この発明に係る放電灯点灯装置は、1次巻線の一端を直流電源に接続した2個のトランスの1次巻線と各々直列に接続し、直流電源からの電源供給を各々独立してオンオフする2個のスイッチング素子と、2個のトランスの2次巻線と直列に接続された高電圧パルスを発生するイグナイタとを備え、このイグナイタに接続されたコンデンサを介して2次巻線の出力電圧を放電灯に印加し、放電灯に流れる電流の極性が反転し、負から正となるタイミングで前記2個のスイッチング素子の一方をオンからオフに制御し、正から負となるタイミングで他方のスイッチング素子をオンからオフに制御する制御手段を備えたものである。 In the discharge lamp lighting device according to the present invention, one end of the primary winding is connected in series with the primary windings of two transformers connected to the DC power supply, and the power supply from the DC power supply is independently turned on and off. And an igniter for generating a high voltage pulse connected in series with the secondary windings of the two transformers, and the output of the secondary winding through a capacitor connected to the igniter. A voltage is applied to the discharge lamp, the polarity of the current flowing in the discharge lamp is reversed, and one of the two switching elements is controlled from on to off at a timing from negative to positive, and the other at a timing from positive to negative. Control means for controlling the switching element from on to off is provided.
この発明によれば、放電灯に流れる電流の極性が反転し、負から正となるタイミングで前記2個のスイッチング素子の一方をオンからオフに制御し、正から負となるタイミングで他方のスイッチング素子をオンからオフに制御する制御手段を備えた構成としたので、トランスの2次巻線側に高いフライバック電圧が発生するとともに、この高いフライバック電圧が放電灯電流ゼロ(放電灯電流が負から正、正から負)になるタイミングで放電灯に印加されるので、アーク放電が途絶え、放電灯が立ち消えに至る可能性を抑制し、または、放電灯が立ち消えに至ったときであっても再び放電灯の電極間をブレークダウンさせ、アーク放電を継続することができ、放電灯を安定に点灯させることができる。 According to the present invention, the polarity of the current flowing through the discharge lamp is reversed, and one of the two switching elements is controlled from on to off at a timing from negative to positive, and the other switching is performed at a timing from positive to negative. Since the control means for controlling the element from on to off is provided, a high flyback voltage is generated on the secondary winding side of the transformer, and this high flyback voltage is zero in the discharge lamp current (the discharge lamp current is It is applied to the discharge lamp at the timing of going from negative to positive and from positive to negative), so it is possible to suppress the possibility that the arc discharge stops and the discharge lamp goes out, or when the discharge lamp goes out. In addition, it is possible to break down between the electrodes of the discharge lamp again and continue the arc discharge, and the discharge lamp can be lit stably.
以下、この発明の実施の一形態を説明する。
実施の形態1.
図1はこの発明の実施の形態1による放電灯点灯装置の原理を説明するための構成図である。
図1において、直流電源1の負電位側はスイッチング素子(FET(電解効果トランジスタ))2のソース(S)に接続し、このスイッチング素子2のドレイン(D)はトランス3の1次巻線Poに接続する。このスイッチング素子2とトランス3の1次巻線Poとは直列接続を形成する。また、トランス3の1次巻線Poの他方の側は直流電源1の正電位側と接続する。
An embodiment of the present invention will be described below.
FIG. 1 is a configuration diagram for explaining the principle of a discharge lamp lighting device according to
In FIG. 1, the negative potential side of the
スイッチング素子2のゲート(G)にはこのスイッチング素子2のドレイン(D)とソース(S)間の導通をオンオフする所要周波数のスイッチング制御信号Swが入力する。
また、トランス3の2次巻線Soの一端側にはイグナイタ4の一端が接続され、他端側にはコンデンサ5の一端が接続される。このイグナイタ4の他端およびコンデンサ5の他端間に例えば高輝度放電灯(HIDバルブ)等の放電灯6を接続する。
A switching control signal Sw having a required frequency for turning on / off the conduction between the drain (D) and the source (S) of the
One end of the
上記構成において、スイッチング素子2はゲート(G)に入力される所要周波数のスイッチング制御信号Swに従いオンオフし、トランス3の1次巻線Poに対する直流電源1からの電圧供給をオンオフする。
トランス3は上記スイッチング素子2のオン状態時に直流電源1からの電力エネルギを蓄積し、このスイッチング素子2がオン状態からオフ状態へ遷移するときに前記蓄積した電力エネルギに基づいたフライバック電圧をトランス3の2次巻線Soの両端に発生する。
イグナイタ4は高電圧パルスを発生し、この高電圧パルスにより放電灯6の電極間をブレークダウン(絶縁破壊)して放電灯6を起動させる。このイグナイタ4はインダクタンス(L)成分を有している。
コンデンサ5はイグナイタ4のインダクタンス(L)成分を打ち消し、放電灯6に対する力率を改善するものであるが、イグナイタ4のインダクタンス(L)成分とコンデンサ5の容量(C)成分とで共振回路が形成され、共振周波数が存在することとなる。この共振周波数の存在により、トランス3の1次巻線Po側のスイッチング素子2によるオンオフのスイッチングタイミングの位相と、放電灯6に流れる電流の位相とは一致しないこととなる(後述)。
In the above configuration, the
The transformer 3 accumulates power energy from the
The
The capacitor 5 cancels the inductance (L) component of the
次に、図1の動作について図2を用いて説明する。
図2はこの発明の実施の形態1による放電灯点灯装置の原理を説明するためのタイミング図であり、図2(a)はスイッチング制御信号Swによるスイッチング素子2のスイッチングタイミング図、図2(b)は放電灯6に流れる放電灯電流波形図である。
スイッチング素子2がそのゲート(G)に入力するスイッチング制御信号Swにより図2(a)に示すようなスイッチングタイミングでオン(ON)またはオフ(OFF)した場合、トランス3の1次巻線Poに対し直流電源1から電圧供給がオンオフされ、トランス3の2次巻線Soの両端にフライバック電圧が発生する。
Next, the operation of FIG. 1 will be described with reference to FIG.
FIG. 2 is a timing chart for explaining the principle of the discharge lamp lighting device according to Embodiment 1 of the present invention. FIG. 2 (a) is a switching timing chart of the
When the
一方、トランス3の2次巻線Soと直列に接続されたイグナイタ4は高電圧パルスを発生し、この高電圧パルスはトランス3の2次巻線Soからの出力電圧に重畳し、この高電圧パルスにより放電灯6の電極間をブレークダウンして放電灯6を起動させる。放電灯6の起動後は、トランス3の2次巻線Soからの出力電圧がイグナイタ4およびコンデンサ5を介し放電灯6の両電極に印加されて定常点灯へ移行し、放電灯6には図2(b)に示す波形の放電灯電流が流れる。この図2(b)に示す定常点灯時の放電灯電流は、イグナイタ4のインダクタンス(L)成分とコンデンサ5の容量(C)成分とによる共振動作を伴った特定の周波数を含んだ電流となる。この共振動作により、電流の極性が反転し、放電灯6の電流がゼロとなる例えばタイミングTra,Trb,Trc等の各ポイントの位相はイグナイタ4のインダクタンス(L)成分とコンデンサ5の容量(C)成分とで定まる共振周波数に従った位相となる。また、図2(b)の放電灯6の電流がゼロとなるTrb,Trcの各タイミングポイントに示すように、図2(a)のスイッチング素子2のオンタイミングまたはオフタイミングとタイミングTrb,Trc間にはθraまたはθrbの位相差が生じており、Trb,Trcの各タイミングポイントの位相はスイッチング素子2のオンタイミングまたはオフタイミングの位相に対し遅れている。
On the other hand, the
以上説明のように、図2(a)のスイッチング素子2のスイッチングタイミングの位相と、図2(b)の放電灯6の電流がゼロとなる位相とは上記共振動作のために一致しないこととなる。この位相不一致に起因して、イグナイタ4で発生した高電圧パルスによって放電灯6の電極間がブレークダウンしアーク放電へ至った直後であっても、放電灯6に流れる電流の極性が反転するときにはアーク放電が途絶え、立ち消えに至る可能性があるという弊害が生じる。この立ち消えに至る理由は以下の通りである。
前述のように、トランス3はスイッチング素子2のオン状態時に直流電源1からの電力エネルギを蓄積し、このスイッチング素子2がオン状態からオフ状態へ遷移するときに蓄積した電力エネルギに基づいたフライバック電圧をトランス3の2次巻線Sの両端に発生する。この場合、電力エネルギは定まっていることにより、スイッチング素子2がオン状態からオフ状態へ遷移するときに発生するフライバック電圧はトランス3の2次巻線So側に流れる放電灯電流との関係で異なり、放電灯電流が流れていないときが最も高いフライバック電圧となり、放電灯電流が大きくなるに連れて発生するフライバック電圧は低くなる。
As described above, the phase of the switching timing of the
As described above, the transformer 3 stores the power energy from the
従って、図2(a)および図2(b)のように、スイッチング素子2がオン状態からオフ状態へ遷移するときに放電灯電流が流れている状態下では発生するフライバック電圧は低くなる。
また、図2(b)に示す放電灯6の電流の極性が反転するタイミング(Tra等)においては前述のようにアーク放電が途絶え、立ち消えに至る可能性があるが、このような立ち消えに至った場合には、すかさず高いフライバック電圧を放電灯6へ印加し、再び放電灯6の電極間をブレークダウンさせ、アーク放電を継続させる必要がある。しかしながら、放電灯6の電流の極性が反転する上記Tra等のタイミングはスイッチング素子2がオン状態からオフ状態へ遷移するタイミングから外れているためにトランス3の2次巻線Sの両端のフライバック電圧は低く、アーク放電が途絶え、立ち消えに至った場合には再び放電灯6の電極間をブレークダウンさせることは困難となる。
Therefore, as shown in FIGS. 2 (a) and 2 (b), the flyback voltage generated is low when the discharge lamp current is flowing when the switching
Further, at the timing (Tra or the like) at which the polarity of the current of the discharge lamp 6 shown in FIG. 2B is reversed, the arc discharge may be interrupted and disappear as described above. In such a case, it is necessary to apply a high flyback voltage to the discharge lamp 6 quickly, break down the electrodes of the discharge lamp 6 again, and continue the arc discharge. However, since the timing of Tra and the like at which the polarity of the current of the discharge lamp 6 is reversed is out of the timing at which the
以上より、放電灯6の電流がゼロとなる位相に、スイッチング素子2がオン状態からオフ状態へスイッチするタイミングの位相を一致させれば、トランス3の2次巻線Soの両端には最も高いフライバック電圧が発生し、この高いフライバック電圧が放電灯6の電流がゼロとなるタイミングにおいて印加されることとなり、アーク放電が途絶え、立ち消えに至る可能性を抑制することが可能となる。
また、上記のように、放電灯6の電流がゼロとなる位相とスイッチング素子2がオン状態からオフ状態へスイッチするタイミングの位相とが完全に一致しなくても、放電灯6の電流がゼロとなるポイントを過ぎた直後にトランス3の2次巻線Soに高いフライバック電圧を発生するようにした場合にも、アーク放電が途絶え、立ち消えに至ったときであっても再び放電灯6の電極間をブレークダウンさせ、アーク放電の継続が可能となる。
From the above, if the phase of the timing at which the
Further, as described above, even when the phase at which the current of the discharge lamp 6 becomes zero and the phase of the timing at which the
次に、本発明の基本構成について図3で説明する。
図3はこの発明の実施の形態1による放電灯点灯装置の基本構成図である。
この図3に示す構成は前述のように、フライバック電圧を発生するトランスとしてトランス12(T1)およびトランス13(T2)の2つを設け、これらトランス12およびトランス13に対応してスイッチング素子(FET)14およびスイッチング素子(FET)15の2つのスイッチング素子を設けている。これらスイッチング素子14およびスイッチング素子15とを制御手段19がスイッチング制御する。
上記トランス12、トランス13、スイッチング素子14およびスイッチング素子15の個々の基本機能(動作)については図1のトランス3、スイッチング素子2と同様である。
Next, the basic configuration of the present invention will be described with reference to FIG.
FIG. 3 is a basic configuration diagram of the discharge lamp lighting device according to
In the configuration shown in FIG. 3, as described above, two transformers 12 (T1) and 13 (T2) are provided as transformers for generating a flyback voltage, and switching elements ( FET) 14 and switching element (FET) 15 are provided. The
The basic functions (operations) of the
また、図3中その他の、直流電源11、イグナイタ16、コンデンサ(C)17および放電灯18については図1の直流電源1、イグナイタ4、コンデンサ(C)5および放電灯6と同様であり、これら個々の説明は省略する。
この図3において、フライバック電圧を発生するトランスをトランス12およびトランス13の2つで構成することにより、トランス2次巻線側に発生するフライバック電圧をハイサイド電圧とローサイド電圧とが対称になった交流電圧とすることができる。
なお、図3中のトランス12およびトランス13の各巻線部分に付した「・」印は各巻線の巻き始め側を表す。
トランス12の1次巻線P1およびトランス13の1次巻線P2は並列に直流電源11へ接続し、互いに独立に動作させる。この直流電源11の正電位側にはこれら1次巻線P1,P2の巻き始め側と接続している。1次巻線P1の巻き終わり側はスイッチング素子14のドレイン(D)と接続し、1次巻線P2の巻き終わり側はスイッチング素子15のドレイン(D)と接続する。
Further, other
In FIG. 3, the transformer that generates the flyback voltage is composed of the
In FIG. 3, “·” marks attached to the winding portions of the
The primary winding P1 of the
これらスイッチング素子14,15の各ソース(S)は直流電源11の負電位側と接続し、各ゲート(G)は制御手段19と接続され、この制御手段19からのスイッチング制御信号Sa,Sbが入力する。
また、トランス12の2次巻線S1およびトランス13の2次巻線S2はこれら双方の巻線の巻き方向を対称にして直列接続している。即ち、2次巻線S1の巻き終わり側と2次巻線S2の巻き終わり側とを接続し直列接続を形成する。この直列接続により、トランス12,13の各2次巻線S1,S2に発生する電圧の極性が正負対称となり、2次巻線S1の巻き始め側端と2次巻線S2の巻き始め側端との間に発生するフライバック電圧はハイサイド電圧とローサイド電圧とが対称になった交流電圧となる。これにより、直列接続した2次巻線S1および2次巻線S2側は放電灯18を交流点灯するフライバック電圧を発生することとなり、放電灯18のガラス球に加わるストレスを緩和し、電極が均等に消耗する等の利点を得ることが可能となる。
The sources (S) of the switching
Further, the secondary winding S1 of the
トランス12の2次巻線S1の巻き始め側はコンデンサ17の一端と接続し、トランス13の2次巻線S2の巻き始め側はイグナイタ16の一端と接続している。イグナイタ16の他端およびコンデンサ17の他端間に放電灯18を接続している点については図1と同様である。
制御手段19はスイッチング制御信号Sa,Sbを発生し、この信号Sa,Sbによりスイッチング素子14,15のゲート(G)を介しスイッチング制御する。このスイッチング制御信号Saとスイッチング制御信号Sbとは、スイッチング素子14,15を交互にオンオフする位相関係にしている。
また、この制御手段19はトランス12,13の2次巻線S1,S2側に流れる放電灯18の電流を検出し、この電流の極性が反転し、電流がゼロとなるタイミングの位相を検出する電流位相検出回路19aを備えている。
The winding start side of the secondary winding S1 of the
The control means 19 generates switching control signals Sa and Sb, and performs switching control via the gates (G) of the switching
Further, the control means 19 detects the current of the
次に、図3の動作について図4を用いて説明する。
図4はこの発明の実施の形態1による放電灯点灯装置の基本構成説明用のタイミング図であり、図4(a)はスイッチング制御信号Saによるスイッチング素子14のスイッチングタイミング図、図4(b)はスイッチング制御信号Sbによるスイッチング素子15のスイッチングタイミング図、図4(c)は放電灯18に流れる放電灯電流波形図である。
スイッチング素子14のスイッチングにより直流電源11からの電圧供給をオンオフし、トランス12の2次巻線S1の両端にフライバック電圧を発生する動作、および、スイッチング素子15のスイッチングにより直流電源11からの電圧供給をオンオフし、トランス13の2次巻線S2の両端にフライバック電圧を発生する動作のそれぞれについては図1で説明したスイッチング素子2とトランス3とによる動作と同様である。
Next, the operation of FIG. 3 will be described with reference to FIG.
FIG. 4 is a timing diagram for explaining the basic configuration of the discharge lamp lighting device according to
The operation of turning on and off the voltage supply from the
上記スイッチング素子14のスイッチングおよびスイッチング素子15のスイッチングは、制御手段19が発生し、スイッチング素子14,15それぞれのゲート(G)へ送出するスイッチング制御信号Sa,Sbにより行われる。このスイッチング制御信号Saとスイッチング制御信号Sbとは、図4(a)、図4(b)に示すようにスイッチング素子14,15それぞれを交互オン(ON)またはオフ(OFF)する位相関係にしている。
この位相関係により、スイッチング素子14,15それぞれがオン状態からオフ状態へ遷移するときに、トランス12の2次巻線S1とトランス13の2次巻線S2とには交互にフライバック電圧を発生する。また、前述のように、トランス12,13の各2次巻線S1,S2に発生する電圧の極性は正負対称となるように2次巻線S1,S2を直列接続しているので、この直列接続された2次巻線S1の巻き始め端と2次巻線S2の巻き始め端との間に発生するフライバック電圧はハイサイド電圧とローサイド電圧とが対称になった交流電圧となる。
The switching of the switching
Due to this phase relationship, flyback voltages are alternately generated in the secondary winding S1 of the
一方、トランス13の2次巻線S2と直列に接続されたイグナイタ16は高電圧パルスを発生し、この高電圧パルスは直列接続された2次巻線S1,S2からの出力電圧に重畳し、この高電圧パルスにより放電灯18の電極間をブレークダウンして放電灯18を起動させる。放電灯18の起動後は、直列接続された2次巻線S1,S2からの出力電圧がイグナイタ16およびコンデンサ17を介し放電灯18の両電極に印加されて定常点灯へ移行し、放電灯18には図4(c)に示す波形の放電灯電流が流れる。この図4(c)に示す定常点灯時の放電灯電流は、図1の説明と同様に、イグナイタ16のインダクタンス(L)成分とコンデンサ17の容量(C)成分とによる共振動作を伴った特定の周波数を含んだ電流となる。
制御手段19は内蔵の電流位相検出回路19aにより図4(c)に示す放電灯電流を検出し、この放電灯電流の極性が正から負または負から正へ反転し、電流がゼロとなるタイミングを検出する。
On the other hand, the igniter 16 connected in series with the secondary winding S2 of the
The control means 19 detects the discharge lamp current shown in FIG. 4C by the built-in current phase detection circuit 19a, and the polarity of the discharge lamp current is reversed from positive to negative or from negative to positive, and the current becomes zero. Is detected.
制御手段19は図4(a)乃至図4(c)に示すように、上記検出した放電灯電流が極性反転し、電流がゼロとなるタイミングに合せてスイッチング素子14およびスイッチング素子15それぞれを交互にオンからオフに設定する。または、制御手段19は放電灯電流がゼロとなるポイントを過ぎた直後のタイミングに合せてスイッチング素子14およびスイッチング素子15それぞれを交互にオンからオフに設定する。
これにより、放電灯18の電流がゼロとなる位相と、スイッチング素子14,15それぞれがオン状態からオフ状態へスイッチするタイミングの位相とが一致し、トランス12,13の各2次巻線S1,S2には最も高いフライバック電圧が発生し、この高いフライバック電圧が放電灯18の電流がゼロとなるタイミングにおいて印加されることとなり、アーク放電が途絶え、立ち消えに至る可能性が抑制される。
As shown in FIGS. 4A to 4C, the control means 19 alternately switches the switching
As a result, the phase at which the current of the
また、放電灯18の電流がゼロとなる位相とスイッチング素子14,15それぞれがオン状態からオフ状態へスイッチするタイミングの位相とが完全に一致しない場合にも、放電灯18の電流がゼロとなるポイントを過ぎた直後にトランス12,13の各2次巻線S1,S2に高いフライバック電圧を発生し印加されるので、アーク放電が途絶え、立ち消えに至ったときであっても再び放電灯18の電極間をブレークダウンさせ、アーク放電が継続される。
一般的に、1度途絶えたアーク放電を復活するブレークダウン電圧は、時間の経過に従って高くなるため、アーク放電が途絶えた直後にできるだけ短時間内に電圧を印加する方がより低い電圧でブレークダウンが発生し、放電灯18への電流の通電を再開できるので、上記のように放電灯18の電流がゼロとなるポイントを過ぎた直後に高いフライバック電圧を発生し放電灯18へ印加することにより、好ましいアーク放電の継続ができることとなる。
The current of the
In general, the breakdown voltage that restores the arc discharge once stopped increases with the passage of time, so it is better to apply the voltage within the shortest possible time immediately after the arc discharge stops. And the current supply to the
次に、前記図3の基本構成に基づいた具体的構成例について図5で説明する。
図5はこの発明の実施の形態1による放電灯点灯装置の構成図である。なお、図3と同一のものについては同一符号を付してある。
この図5に示す構成は図3の制御手段19の構成を具体化して制御手段20としたものである。この制御手段20以外のその他の構成要素については図3と同様であり、これら図3と同一符号を付したものについての個々の説明は省略する。
制御手段20は電流検出抵抗20a、バッファ回路20b、反転回路20c、制御回路20dおよび制御回路20eとで構成される。
この制御手段20の構成において、電流検出抵抗20aはトランス13の2次巻線S2の巻き始め端と接地間に接続し、定常点灯時の放電灯18に流れる電流をこの電流検出抵抗20aにおける電圧降下として検出する。
Next, a specific configuration example based on the basic configuration of FIG. 3 will be described with reference to FIG.
FIG. 5 is a block diagram of a discharge lamp lighting device according to
The configuration shown in FIG. 5 embodies the configuration of the control means 19 of FIG. Other structural elements other than the control means 20 are the same as those in FIG. 3, and individual descriptions of those given the same reference numerals as those in FIG. 3 are omitted.
The control means 20 includes a
In the configuration of the control means 20, the
バッファ回路20bは電流検出抵抗20aで検出した放電灯18の電流に相当する電圧信号を増幅し矩形波の信号にして出力する。
反転回路20cはバッファ回路20bの出力を位相反転した矩形波信号を出力する。
制御回路20dは反転回路20cからの矩形波信号をもとにスイッチング素子14に対するスイッチング制御信号Saを生成する。このスイッチング制御信号Saはスイッチングのオン・デューティファクタを可変にした信号にする。このため、この制御回路20dはパルス幅を可変設定可能な単安定マルチバイブレータ(図示せず)を備えている。
制御回路20eはバッファ回路20bからの矩形波信号をもとにスイッチング素子15に対するスイッチング制御信号Sbを生成する。このスイッチング制御信号Sbについてもスイッチング制御信号Saと同様にスイッチングのオン・デューティファクタを可変にした信号である。このため、この制御回路20eについてもパルス幅を可変設定可能な単安定マルチバイブレータ(図示せず)を備えている。
The
The inverting
The
The
次に、図5の動作について制御手段20の動作を中心に説明する。なお、この制御手段20の動作を除く図3と重複する動作についての説明は省略する。
放電灯18がブレークダウンし、定常点灯へ移行した後の放電灯18に流れる電流は電流検出抵抗20aの両端の電圧降下として検出され、この放電灯電流に相当する電圧信号がバッファ回路20bへ入力する。この電圧信号はイグナイタ16のインダクタンス(L)成分とコンデンサ17の容量(C)成分とによる共振周波数の影響を受けた放電灯電流に相当する。
上記電圧信号はバッファ回路20bにおいて増幅し矩形波信号に波形整形され、反転回路20cおよび制御回路20eへ分岐して送出される。
反転回路20cはバッファ回路20bからの矩形波信号を位相反転し、この位相反転した矩形波信号を制御回路20dへ送出する。
Next, the operation of FIG. 5 will be described focusing on the operation of the control means 20. A description of the same operations as those in FIG. 3 except for the operation of the control means 20 will be omitted.
The current flowing through the
The voltage signal is amplified in the
The inverting
この制御回路20dは1つの機能として、反転回路20cより送出された矩形波信号の立ち上がりまたは立ち下がりを、放電灯18に流れる電流の極性が反転し、電流がゼロとなるタイミングとして検出する。ここで、矩形波信号の立ち上がりまたは立ち下がり部分はその立ち上がりまたは立ち下がりの時間がゼロではなく、僅かながらでも時間を要している。従って、立ち上がりまたは立ち下がりの検出タイミングにより電流がゼロに相当することとなる。
制御回路20dは上記検出した電流がゼロとなるタイミングに合せてスイッチング素子14をオンからオフに設定する。または、制御回路20dは放電灯電流がゼロとなるポイントを過ぎた直後の放電灯電流がゼロとなるタイミングに合せてスイッチング素子14をオンからオフに設定する。
This
The
また、制御回路20dは他の機能として、スイッチング制御信号Saのオン期間を表すオン・デューティファクタを設定する。このオン・デューティファクタの設定により放電灯18の点灯電力をパルス幅制御(PWM制御)し、この点灯電力を適正な電力に設定することができる。
上記オン・デューティファクタはPWM制御信号(図示せず)に従い内蔵の単安定マルチバイブレータにより設定する。
以上のように、制御回路20dからは、放電灯18の電流がゼロとなるタイミングに合せてスイッチング素子14をオンからオフに設定する一方、スイッチング素子14のオン期間を表すオン・デューティファクタが設定されたスイッチング制御信号Saが出力される。
Further, as another function, the
The on-duty factor is set by a built-in monostable multivibrator according to a PWM control signal (not shown).
As described above, the
制御回路20eについても、バッファ回路20bから送出された矩形波信号を基に上記制御回路20dと同様に動作し、放電灯18の電流がゼロとなるタイミングに合せてスイッチング素子15をオンからオフに設定する一方、スイッチング素子15のオン期間を表すオン・デューティファクタが設定されたスイッチング制御信号Sbが出力される。
また、上述のように、制御回路20dへ入力する矩形波信号の位相は制御回路20eへ入力する矩形波信号の位相に対し反転しているので、制御回路20dが出力するスイッチング制御信号Saと、制御回路20eが出力するスイッチング制御信号Sbとはオンオフのタイミングが交互の関係の信号となる。
The
Further, as described above, since the phase of the rectangular wave signal input to the
次に、図5の制御手段20の詳細について図6で説明する。
図6はこの発明の実施の形態1による放電灯点灯装置の制御手段20の詳細構成図である。
なお、図5と同一のものについては同一符号を付して重複説明を省略する。
図6において、電流検出抵抗20a、コンデンサ201、抵抗202、反転回路203、反転回路204、コンデンサ205、反転回路206および抵抗207とで電流位相検出回路20fを形成している。この電流位相検出回路20fの出力端には2つの結合用コンデンサ208,209が設けられている。
また、制御回路20dはトランジスタ210、抵抗212、コンデンサ214および比較器(コンパレータ)216とで形成した単安定マルチバイブレータを備え、制御回路20eはトランジスタ211、抵抗213、コンデンサ215および比較器(コンパレータ)217とで形成した単安定マルチバイブレータを備えている。
なお、上記構成の制御手段20と、図5のスイッチング素子14,15、トランス12,13(1次巻線P1,P2、2次巻線S1,S2)とで正帰還ループが形成され、自己発振する無安定マルチバイブレータを形成している。上記電流位相検出回路20fはこの無安定マルチバイブレータの入力アンプに相当する。
Next, details of the control means 20 of FIG. 5 will be described with reference to FIG.
FIG. 6 is a detailed block diagram of the control means 20 of the discharge lamp lighting device according to
In addition, the same code | symbol is attached | subjected about the same thing as FIG. 5, and duplication description is abbreviate | omitted.
In FIG. 6, the
The
A positive feedback loop is formed by the control means 20 having the above configuration, the switching
次に、図6の動作について図7を用いて説明する。
図7はこの発明の実施の形態1による放電灯点灯装置における制御手段20の動作説明図であり、図7(a)は電流検出抵抗20aの両端に発生する放電灯18の電流に相当する電圧信号Srの波形図、図7(b)はトランジスタ210のコレクタ(C)の電圧信号Sc1の波形図、図7(c)は比較器216の出力であって制御回路20dの出力であるスイッチング制御信号Saの波形図、図7(d)はトランジスタ211のコレクタ(C)の電圧信号Sc2の波形図、図7(e)は比較器217の出力であって制御回路20eの出力であるスイッチング制御信号Sbの波形図である。
放電灯18が定常点灯へ移行した後の放電灯電流に相当する図7(a)に示す電圧信号Srが電流位相検出回路20fを形成する電流検出抵抗20aの両端に発生し、この電圧信号Srはコンデンサ201を経て反転回路203へ入力する。このコンデンサ201以降の、反転回路203,204、抵抗202およびコンデンサ205等で形成される回路は電圧信号Srを増幅し矩形波の信号に波形整形する。反転回路204から出力された矩形波信号は反転回路206へ送出される一方、結合用コンデンサ208を介し、制御回路20dを形成するトランジスタ210のベース(B)へ送出される。
Next, the operation of FIG. 6 will be described with reference to FIG.
FIG. 7 is a diagram for explaining the operation of the control means 20 in the discharge lamp lighting device according to
A voltage signal Sr shown in FIG. 7A corresponding to the discharge lamp current after the
反転回路206は反転回路204からの矩形波信号を位相反転し、この位相反転した矩形波信号を結合用コンデンサ209を介し、制御回路20eを形成するトランジスタ211のベース(B)へ送出する。
制御回路20dを形成し、かつ、単安定マルチバイブレータを形成するトランジスタ210のコレクタ(C)には抵抗212を介し直流電源Vccより電圧が印加され、ベース(B)に入力する前記矩形波信号によりコレクタ(C)と接地されたエミッタ(E)間をオンオフする。また、このトランジスタ210のコレクタ(C)と接地間には充放電用のコンデンサ214が設けられ、このコンデンサ214は抵抗212を介し充電される。
コンデンサ214に充電された電圧はトランジスタ210のベース(B)の矩形波信号によるオン時にトランジスタ210のコレクタ(C)からエミッタ(E)を経て放電される。このコンデンサ214の充放電により、トランジスタ210のコレクタ(C)には図7(b)に示す三角波の電圧信号Sc1が発生する。
The inverting
A voltage is applied from the DC power supply Vcc to the collector (C) of the
The voltage charged in the
上記発生した図7(b)に示す三角波の電圧信号Sc1と前記図7(a)に示した放電灯電流に相当する電圧信号Srとの位相関係は図示のように、電圧信号Srが負から正へ極性が切り換わる電圧ゼロのポイントと、電圧信号Sc1の三角波が正のピークから負のピークへ戻るポイントとが一致する位相関係となる。
発生した三角波の電圧信号Sc1は比較器216の正相入力端(+)へ入力する。この比較器216の逆相入力端(−)には直流レベル(電圧)を表すパルス幅制御(PWM)信号Spが入力設定される。これにより、比較器216における正相入力端(+)の電圧信号Sc1と逆相入力端(−)のパルス幅制御信号Spとの関係は図7(b)に示すようになり、三角波の電圧信号Sc1は直流レベルを表すパルス幅制御信号Spを境にして正側および負側に変化する信号となる。
The phase relationship between the generated triangular wave voltage signal Sc1 shown in FIG. 7B and the voltage signal Sr corresponding to the discharge lamp current shown in FIG. 7A is as shown in FIG. The phase relationship is such that the voltage zero point at which the polarity switches to positive coincides with the point at which the triangular wave of the voltage signal Sc1 returns from the positive peak to the negative peak.
The generated triangular wave voltage signal Sc1 is input to the positive phase input terminal (+) of the
このように、その正相入力端(+)に電圧信号Sc1が入力し、逆相入力端(−)には直流レベルを表すパルス幅制御信号Spが設定され、比較器216からは図7(c)に示す矩形波となったスイッチング制御信号Saが出力される。この図7(c)に示すスイッチング制御信号Saの期間Tfでスイッチング素子14をオフにし、期間Tnでスイッチング素子14をオンする。このオンからオフにするタイミングが図7(b)に示す電圧信号Sc1が正のピークから負のピークへ戻るポイントと一致し、かつ、図7(a)に示す電圧信号Srが負から正へ極性が切り換わる電圧ゼロのポイントと一致する。この電圧信号Srの電圧ゼロポイントは放電灯18に流れる電流の極性が反転し、電流がゼロとなるポイントである。これにより、放電灯電流がゼロとなるタイミングでスイッチング素子14をオンからオフに設定するスイッチング制御信号Saが制御回路20dからスイッチング素子14へ出力されることとなる。
また、パルス幅制御信号Spのレベルを正方向または負方向へ変化(シフト)することによりスイッチング制御信号Saの期間Tfおよび期間Tnの幅が変化し、パルス幅制御信号Spのレベルを負方向へシフトするほどスイッチング素子14をオンする期間Tnの幅が広くなり、オン・デューティファクタが増大する。
As described above, the voltage signal Sc1 is input to the positive phase input terminal (+), and the pulse width control signal Sp representing the DC level is set to the negative phase input terminal (−). The switching control signal Sa having the rectangular wave shown in c) is output. The switching
Further, by changing (shifting) the level of the pulse width control signal Sp in the positive direction or the negative direction, the widths of the period Tf and the period Tn of the switching control signal Sa change, and the level of the pulse width control signal Sp is changed in the negative direction. As the shift is performed, the width of the period Tn during which the
このように、スイッチング制御信号Saはパルス幅制御信号Spによりオン・デューティファクタが設定され、パルス幅制御する。
以上の説明において、反転回路203,204等で形成される電流位相検出回路20fにおいて波形整形して得た放電灯電流を表す矩形波信号の立ち上がりまたは立ち下がり部分、図7(b)の電圧信号Sc1の正のピークから負のピークへ戻る部分、さらには図7(c)のスイッチング制御信号Saのオンからオフになる部分等については理想的な状態として扱ったが、実際にはこれら部分の所用時間はゼロではなく、僅かながらでも時間を要している。従って、放電灯電流がゼロとなるタイミングでスイッチング素子14が必ずしもオンからオフに設定されない場合が生じる。この場合、放電灯電流が略ゼロのタイミングでスイッチング素子14がオンからオフに設定されることとなる。
As described above, the on-duty factor of the switching control signal Sa is set by the pulse width control signal Sp, and the pulse width is controlled.
In the above description, the rising or falling portion of the rectangular wave signal representing the discharge lamp current obtained by shaping the waveform in the current phase detection circuit 20f formed by the inverting
一方、トランジスタ211、抵抗213、コンデンサ215および比較器217とで形成する単安定マルチバイブレータを備えた制御回路20eは構成を同じくする前述の制御回路20dと位相関係を除き同じ動作となる。従って、以下においてはこの位相関係について説明し、制御回路20dと重複する動作説明は省略する。なお、制御回路20eのトランジスタ211、抵抗213、コンデンサ215および比較器217それぞれの回路素子は制御回路20dのトランジスタ210、抵抗212、コンデンサ214および比較器216それぞれの回路素子に対応し、これら対応する回路素子それぞれの基本動作は同じである。
On the other hand, the
制御回路20eを形成し、かつ、単安定マルチバイブレータを形成するトランジスタ211のベース(B)には、コンデンサ209を介し反転回路206からの放電灯電流に相当する矩形波信号が入力するが、この矩形波信号は制御回路20dのトランジスタ210のベース(B)へ入力する矩形波信号に対し位相が反転している。このため、トランジスタ211のコレクタ(C)には図7(d)に示す三角波の電圧信号Sc2が発生する。
この図7(d)に示す三角波の電圧信号Sc2は、図7(b)に示す三角波の電圧信号Sc1に対し180度の位相差が生じている。従って、この図7(d)に示す三角波の電圧信号Sc2が入力される比較器217からは図7(e)に示す波形のスイッチング制御信号Sbが出力される。このスイッチング制御信号Sbの位相は図7(c)に示すスイッチング制御信号Saに対し180度の位相差が生じている。
以上説明のように、制御回路20dおよび制御回路20eからはスイッチング素子14およびスイッチング素子15を交互にオンオフするようにしたスイッチング制御信号Saおよびスイッチング制御信号Sbが出力されることとなる。
A rectangular wave signal corresponding to the discharge lamp current from the inverting
The triangular wave voltage signal Sc2 shown in FIG. 7 (d) has a phase difference of 180 degrees with respect to the triangular wave voltage signal Sc1 shown in FIG. 7 (b). Therefore, the
As described above, the
次に、前記図5および図6の構成における放電灯18がブレークダウンする前後の状態について図8で説明する。なお、この説明には図5および図6を併用する。
図8はこの発明の実施の形態1による放電灯点灯装置における放電灯18のブレークダウン前後の状態説明用のタイミング図であり、図8(a)は放電灯18に流れる放電灯電流の波形図、図8(b)は反転回路203,204等で形成される電流位相検出回路20f(図6)において矩形波に波形整形した電流位相検出信号の波形図、図8(c)はスイッチング素子14に対するスイッチング制御信号Saの波形図、図8(d)はスイッチング素子15に対するスイッチング制御信号Sbの波形図、図8(e)は放電灯18に印加される電圧の波形図である。なお、図8(b)に示す電流位相検出信号の波形図は図8(d)に対応し、図8(c)に対応する電流位相検出信号の波形図は省略してある。
前記図5または図6等の説明は放電灯18の定常点灯時におけるものであった。
放電灯18はイグナイタ16が発生する高電圧パルスにより放電灯18の電極間がブレークダウンされて起動し、その後に定常点灯へ移行することは前述の通りである。
Next, the state before and after breakdown of the
FIG. 8 is a timing diagram for explaining the state before and after breakdown of the
The description of FIG. 5 or FIG. 6 is for the steady lighting of the
As described above, the
図8(a)において、放電灯18に放電灯電流が流れていない間(Ta)においては、電流検出抵抗20a(図6)に電圧は発生しないので、反転回路203,204等で形成される電流位相検出回路20fにおいては電流検出抵抗20aの検出に基づく電流位相の検出信号は出力されない。
前述のように、図5の構成においては制御手段20、スイッチング素子14,15、トランス12,13とで自己発振する無安定マルチバイブレータを形成している。
従って、放電灯電流が流れていない間(Ta)においては、この無安定マルチバイブレータによる自己発振により図8(b)に示す矩形波の放電灯電流位相検出信号(W1,W2等)が発生し、これら発生信号をもとに制御回路20dおよび制御回路20eを動作させる。
これにより、制御回路20dからは図8(c)に示すスイッチング制御信号Saが出力され(W3〜W5等)、制御回路20eからは図8(d)に示すスイッチング制御信号S2が出力される(W6〜W8等)。
In FIG. 8A, while no discharge lamp current flows through the discharge lamp 18 (Ta), no voltage is generated in the
As described above, in the configuration of FIG. 5, the control means 20, the switching
Therefore, during the period when the discharge lamp current is not flowing (Ta), the rectangular wave discharge lamp current phase detection signals (W1, W2, etc.) shown in FIG. 8B are generated by the self-oscillation by the astable multivibrator. Based on these generated signals, the
As a result, the switching control signal Sa shown in FIG. 8C is output from the
また、放電灯電流が流れていない間(Ta)においては、前述のように、トランス12,13の2次巻線S1,S2側に発生する交流形態のフライバック電圧は高電圧となり、図8(e)に示すように、高電圧の交流フライバック電圧(e1,e2,e3等)が放電灯18へ印加される。
次いで、図8(e)に示すように、イグナイタ16より高電圧パルス(ei)が発生し、この高電圧パルス(ei)が放電灯18へ印加されてブレークダウンした場合、このブレークダウン直後は、図8(a)に示すように放電灯18に電流が流れ始め(i1)、何度かの電流の途絶え(Tb,Tc,Td等)の過渡期間を経て、電流の途絶えのない定常点灯時の電流(i2)へ至る。
Further, during the period when the discharge lamp current is not flowing (Ta), as described above, the flyback voltage in the AC form generated on the secondary windings S1 and S2 side of the
Next, as shown in FIG. 8 (e), when a high voltage pulse (ei) is generated from the igniter 16 and this high voltage pulse (ei) is applied to the
このように放電灯18に電流が流れ始めた場合、電流検出抵抗20aに基づく電流位相検出が作動し、この検出に基づき制御回路20dおよび制御回路20eは作動することとなる。これにより、電流位相検出回路20fより出力される電流位相検出信号は図8(b)に示すように、自己発振に基づく信号から放電灯電流に同期した信号へ移行し(W9〜W10等)、従って、制御回路20dが出力するスイッチング制御信号Saおよび制御回路20eが出力するスイッチング制御信号Sbについても自己発振に基づく信号から放電灯電流に同期した信号へ移行する(W11〜W14等)。この結果、放電灯電流の極性が反転する電流ゼロの適切なタイミングでスイッチング素子14,15がオンからオフに設定され、放電灯18の立ち消えを抑制する。
また、放電灯18に電流が流れ始めた場合、前述のように、トランス12,13の2次巻線S1,S2側に発生するフライバック電圧は放電灯電流に従い低下するので、放電灯18へ印加される電圧は、図8(e)に示すように順次低下しつつ(e4〜e7等)、定常点灯時の電圧(e8)へ至る。ここで、電圧e5,e6,e7等の跳ね上り部分は図8(a)に示した放電灯18の電流の途絶え(Tb,Tc,Td等)に対応して高電圧のフライバック電圧が印加されていることを示す。この電圧印加により、放電灯18の立ち消えを抑制する。
When current begins to flow through the
When the current starts to flow through the
以上のように、この実施の形態1によれば、トランス12,13の1次巻線P1,P2をスイッチングし、直列接続した2次巻線S1,S2に放電灯18へ印加するフライバック電圧を発生させるスイッチング素子14,15のオンオフ制御において、制御手段20は、放電灯18に流れる電流の極性が反転し、電流がゼロとなるタイミングでスイッチング素子14,15をオンからオフに設定するようにスイッチング制御信号Sa,Sbでオンオフ制御する構成としたので、トランスの2次巻線S1,S2に高いフライバック電圧が発生するとともに、この高いフライバック電圧が放電灯18の電流がゼロのタイミングで放電灯18に印加され、この電圧印加により、アーク放電が途絶え、放電灯18が立ち消えに至る可能性を抑制し、または、放電灯が立ち消えに至ったときであっても再び放電灯の電極間をブレークダウンさせ、アーク放電を継続することができ、放電灯を安定に点灯させることができる。
As described above, according to the first embodiment, the primary windings P1 and P2 of the
また、制御手段20は放電灯18に流れる電流を検出し、この電流の極性が反転し、電流がゼロになるタイミングの位相を検出する電流位相検出回路を備えた構成としたので、放電灯18に流れる電流の位相に合せたスイッチング制御信号Sa,Sbを生成でき、また、このスイッチング制御信号Sa,Sbによりスイッチング素子14,15をオンオフ制御することにより、スイッチング制御信号Sa,Sbの周波数はイグナイタ16のインダクタンス(L)成分とコンデンサ17の容量(C)成分とによる共振周波数の影響を受けて自ずと周波数決定され、回路として自励回路のように発振状態を維持することができる。
Further, since the control means 20 is configured to include a current phase detection circuit that detects the current flowing through the
また、制御手段20は、放電灯18の点灯電力をスイッチング素子14,15のオン期間により制御するとともに、このオン期間を終了しスイッチング素子14,15をオフするタイミングを、放電灯18に流れる電流の極性が反転し、電流がゼロとなるタイミングに同期させるように制御する構成としたので、放電灯18の点灯電力を適正な電力に設定することができるとともに、放電灯18に流れる電流の極性反転時にアーク放電が途絶えることがない安定な点灯を維持することができる。
Further, the control means 20 controls the lighting power of the
また、図6の制御手段20は図5の構成において無安定マルチバイブレータを形成し、放電灯18に電流が流れていないときには自らの周波数で発振動作しており、この発振による信号でスイッチング素子14,15を常時オンオフ動作することができ、特殊なシーケンスを設けなくとも、放電灯18を点灯する前の非定常動作時においてもスイッチング動作し、または放電灯18の立ち消え後の非定常動作から回復することができる。
The control means 20 in FIG. 6 forms an astable multivibrator in the configuration of FIG. 5 and oscillates at its own frequency when no current flows through the
1,11 直流電源、2,14,15 スイッチング素子、3,12,13 トランス、4,16 イグナイタ、5,17 コンデンサ、6,18 放電灯、19,20 制御手段、19a,20f 電流位相検出回路、20a 電流検出抵抗、20b バッファ回路、20c 反転回路、20d,20e 制御回路、201,205,208,209,214,215 コンデンサ、202,207,212,213 抵抗、203,204,206 反転回路、210,211 トランジスタ、216,217 比較器。
1,11 DC power supply, 2,14,15 switching element, 3,12,13 transformer, 4,16 igniter, 5,17 capacitor, 6,18 discharge lamp, 19,20 control means, 19a, 20f current
Claims (3)
前記2個のトランスの1次巻線と各々直列に接続し、前記直流電源からの電源供給を各々独立してオンオフする2個のスイッチング素子と、
前記2個のトランスの2次巻線から出力される出力電圧の極性が互いに異なるように該2次巻線が直列接続されると共に、前記2次巻線と直列に接続された高電圧パルスを発生するイグナイタとこのイグナイタに直列に接続されたコンデンサとを介して前記2次巻線の出力電圧が放電灯に印加される放電灯点灯装置において、
前記放電灯に流れる電流の極性が反転し、負から正となるタイミングで前記2個のスイッチング素子の一方をオンからオフに制御し、正から負となるタイミングで他方のスイッチング素子をオンからオフに制御する制御手段を備えたことを特徴とする放電灯点灯装置。 Two transformers with one end of the primary winding connected to a DC power source;
Two switching elements that are respectively connected in series with the primary windings of the two transformers and that independently turn on and off the power supply from the DC power supply;
The secondary windings are connected in series so that the polarities of the output voltages output from the secondary windings of the two transformers are different from each other, and high voltage pulses connected in series with the secondary windings In a discharge lamp lighting device in which an output voltage of the secondary winding is applied to a discharge lamp via an igniter that is generated and a capacitor connected in series to the igniter,
The polarity of the current flowing through the discharge lamp is reversed, and one of the two switching elements is controlled from on to off at a timing from negative to positive, and the other switching element is switched from on to off at a timing from positive to negative. A discharge lamp lighting device comprising control means for controlling the discharge lamp.
The control means controls the lighting power of the discharge lamp according to the ON period of the switching element, and the timing at which the ON period ends and the switching element is turned OFF is such that the polarity of the current flowing through the discharge lamp is reversed and the current is zero. The discharge lamp lighting device according to claim 1, wherein the discharge lamp lighting device is controlled so as to be synchronized with the timing.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2005327887A JP2007134238A (en) | 2005-11-11 | 2005-11-11 | Discharge lamp lighting device |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
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Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
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JP2007134238A true JP2007134238A (en) | 2007-05-31 |
Family
ID=38155724
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2005327887A Pending JP2007134238A (en) | 2005-11-11 | 2005-11-11 | Discharge lamp lighting device |
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Country | Link |
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JP (1) | JP2007134238A (en) |
-
2005
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