JP2007043884A - Method of suppressing/controlling vibration, and device for multi-inertial resonance system - Google Patents
Method of suppressing/controlling vibration, and device for multi-inertial resonance system Download PDFInfo
- Publication number
- JP2007043884A JP2007043884A JP2006017215A JP2006017215A JP2007043884A JP 2007043884 A JP2007043884 A JP 2007043884A JP 2006017215 A JP2006017215 A JP 2006017215A JP 2006017215 A JP2006017215 A JP 2006017215A JP 2007043884 A JP2007043884 A JP 2007043884A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- resonance
- inertia
- resonance system
- phase lead
- lead compensation
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 8
- 230000001629 suppression Effects 0.000 claims abstract description 21
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 abstract 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 18
- 230000001133 acceleration Effects 0.000 description 10
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 4
- 230000000087 stabilizing effect Effects 0.000 description 3
- 230000000052 comparative effect Effects 0.000 description 1
- 239000013585 weight reducing agent Substances 0.000 description 1
Images
Landscapes
- Feedback Control In General (AREA)
- Control Of Electric Motors In General (AREA)
Abstract
Description
本発明は、多慣性共振系の振動抑制制御方法及び装置に係り、特に、フレキシブルマニピュレータやXYロボット等に用いられる、モータ制御装置の振動抑制制御に関する。 The present invention relates to a vibration suppression control method and apparatus for a multi-inertia resonance system, and more particularly to vibration suppression control of a motor control device used for a flexible manipulator, an XY robot, or the like.
一般に、フレキシブルマニピュレータや、ボールねじやタイミングベルト等を用いたXYロボット等のモータ駆動系においては、図1に例示する如く、モータMと負荷Aが、剛性よりも軽量化を優先して低剛性の弾性軸(図ではプーリP間に掛け渡されたベルトB)で結合されていると共振系となり、軸ねじれ振動等が発生し問題となることがある。 In general, in motor drive systems such as flexible manipulators, XY robots using ball screws, timing belts, etc., as shown in FIG. 1, the motor M and the load A have low rigidity in preference to weight reduction rather than rigidity. Are coupled by an elastic shaft (belt B stretched between pulleys P in the figure), a resonance system is generated, which may cause a problem of torsional vibration of the shaft.
実際の共振系は、多数の振動モードや固有周波数が存在するため、図2に例示する如く、多慣性共振系としてモデル化される。図2において、JmはモータMの慣性、Kf1、Kf2・・・は、ばね定数、Ja1、Ja2・・・Janは負荷Aの慣性である。 Since an actual resonance system has many vibration modes and natural frequencies, it is modeled as a multi-inertia resonance system as illustrated in FIG. In FIG. 2, Jm is the inertia of the motor M, Kf1, Kf2... Are spring constants, Ja1, Ja2,.
この多慣性共振系は、図3に示すようなブロック図で表わされる。図3において、θmはモータMの回転角度(モータ位置)、θaは負荷Aの回転角度(負荷位置)、Tはトルク、sはラプラス演算子、添字mはモータ、添字aは負荷、添字disは外乱、添字reacは軸ねじれ反力を表わす。 This multi-inertia resonance system is represented by a block diagram as shown in FIG. In FIG. 3, θm is the rotation angle (motor position) of the motor M, θa is the rotation angle (load position) of the load A, T is the torque, s is the Laplace operator, subscript m is the motor, subscript a is the load, subscript dis Is a disturbance and subscript reac is a torsional reaction force.
このような共振系の振動抑制と外乱抑圧制御に対して、状態フィードバック制御やH∞制御、遅い外乱オブザーバ制御、共振比制御(非特許文献1参照)等の手法が提案されている。 For such resonance suppression and disturbance suppression control, methods such as state feedback control, H∞ control, slow disturbance observer control, resonance ratio control (see Non-Patent Document 1) have been proposed.
しかしながら、状態フィードバック制御やH∞制御は、制御系が複雑であったり、計算量が膨大であることなどから、高速、高機能のCPUが必要となり、実機への適用には問題がある。 However, state feedback control and H∞ control require a high-speed, high-function CPU because the control system is complicated and the amount of calculation is enormous.
これに対して、遅い外乱オブザーバ制御と共振比制御は、比較的簡単な制御系から構成され、実用性が高い。 On the other hand, the slow disturbance observer control and the resonance ratio control are composed of a relatively simple control system and have high practicality.
しかしながら、非特許文献1に記載された非共振制御では、システムを、モータとアームが柔軟な駆動軸により結合された2慣性共振系としてモデル化しているため、1次の共振に対しては抜群の効果があるものの、現実の多慣性系では高次の共振を招いてしまうことがある等、高次の振動に対しての効果は低いという問題点を有していた。
However, in the non-resonant control described in Non-Patent
一方、特許文献1には、サーボ系に別体の位相進みフィルタを設けることが記載されているが、構成が複雑であり、細かい計算が必要で計算時間が長くなり、安価な制御装置で実現できなくなる。設計も複雑で、応答が安定なパラメータをみつけにくいという問題点を有していた。
On the other hand,
本発明は、前記従来の問題点を解決するべくなされたもので、簡単な構成で、1次の共振モードだけでなく、それより高次の振動モードも含む、全ての共振極の安定化を図ることを課題とする。 The present invention has been made to solve the above-mentioned conventional problems, and with a simple configuration, stabilizes all resonance poles including not only the primary resonance mode but also higher-order vibration modes. The task is to plan.
本発明は、多慣性共振系の振動抑制制御に際して、1次の共振モードに対しては共振比制御を適用し、それより高次の振動モードに対しては位相進み補償を適用することで、全ての共振極の安定化を図るようにして、前記課題を解決したものである。 In the vibration suppression control of the multi-inertia resonance system, the present invention applies the resonance ratio control to the first-order resonance mode, and applies phase lead compensation to the higher-order vibration mode. The above-described problem is solved by stabilizing all the resonance poles.
又、前記位相進み補償を、共振比制御内の外乱オブザーバで用いるモータ慣性のノミナル値と実際のモータ慣性の値の比率を変化させることで行なうようにして、別体の位相進み補償手段を不要としたものである。 Further, the phase lead compensation is performed by changing the ratio of the nominal value of the motor inertia used by the disturbance observer in the resonance ratio control and the actual motor inertia value, so that separate phase lead compensation means is unnecessary. It is what.
又、前記位相進み補償の極と零点を、共振比制御の極よりも内側に配置するようにして、位相進み補償と共振比制御を両立させるようにしたものである。 Further, the phase lead compensation pole and the zero point are arranged inside the resonance ratio control pole so that both the phase lead compensation and the resonance ratio control are compatible.
本発明は、又、軸ねじれ反力が無視できる剛性の高い負荷に対して、外乱オブザーバのみを用いて位相進み補償を行って、全ての共振極の安定化を図るようにしたものである。 In the present invention, the phase lead compensation is performed using only the disturbance observer for a highly rigid load in which the axial torsional reaction force can be ignored, thereby stabilizing all the resonance poles.
本発明は、又、1次の共振モードに対して適用される共振比制御手段と、2次以上の高次の振動モードに対して適用される位相進み補償手段と、を備えたことを特徴とする多慣性共振系の振動抑制制御装置を提供するものである。 The present invention is also characterized by comprising resonance ratio control means applied to the first-order resonance mode and phase lead compensation means applied to the second-order or higher-order vibration mode. A multi-inertia resonance suppression control apparatus is provided.
又、前記共振比制御手段を、外乱オブザーバと軸ねじれ反力推定オブザーバとから構成したものである。 Further, the resonance ratio control means comprises a disturbance observer and a shaft torsional reaction force estimation observer.
本発明は、又、軸ねじれ反力が無視できる剛性の高い負荷に対して、外乱オブザーバのみを用いて位相進み補償が行なわれるようにされていることを特徴とする多慣性共振系の振動抑制制御装置を提供するものである。 The present invention also provides vibration suppression in a multi-inertia resonance system, wherein phase lead compensation is performed using only a disturbance observer for a highly rigid load with negligible axial torsional reaction force. A control device is provided.
又、前記外乱オブザーバで用いるモータ慣性のノミナル値を実際のモータ慣性の値より大に設定することで前記位相進み補償を行なうようにして、別体の位相進み補償手段を不要としたものである。 Further, by setting the nominal value of the motor inertia used in the disturbance observer to be larger than the actual value of the motor inertia, the phase lead compensation is performed, so that a separate phase lead compensation means is not required. .
本発明においては、共振比制御に加えて、位相進み補償を行なうので、1次の共振モードに対しては2慣性共振系の振動抑制に有効な共振比制御を適用し、それより高次の振動モードに対しては位相進み補償を用いて共振極の安定化を図ることにより、全ての共振極の安定化を図ることができる。 In the present invention, in addition to the resonance ratio control, phase lead compensation is performed. Therefore, for the primary resonance mode, the resonance ratio control effective for suppressing vibration of the two-inertia resonance system is applied, and higher order is applied. For the vibration mode, all the resonance poles can be stabilized by stabilizing the resonance poles using phase advance compensation.
ここで、位相進み補償制御は、例えば共振比制御内の外乱オブザーバで用いるモータ慣性のノミナル値Jmnを、実際のモータ慣性の値Jmより大(Jmn>Jm)に設定することで、別体の位相進み補償手段を付加することなく、位相進み補償制御を実現することができる。 Here, in the phase lead compensation control, for example, the nominal value Jmn of the motor inertia used in the disturbance observer in the resonance ratio control is set to be larger than the actual motor inertia value Jm (Jmn> Jm). Phase lead compensation control can be realized without adding phase lead compensation means.
又、外乱オブザーバに基づいた制御とした場合には、振動抑制効果を持ちながらロバスト性の確保も可能となる。 In addition, when the control is based on a disturbance observer, it is possible to ensure robustness while having a vibration suppressing effect.
更に、状態フィードバック制御やH∞制御に比べて制御系が簡単で、演算量も少ないため、高価なCPU等を使用する必要がない。又、設計や調整も容易である。 Furthermore, since the control system is simple and the amount of calculation is small compared to state feedback control and H∞ control, it is not necessary to use an expensive CPU or the like. Design and adjustment are also easy.
又、軸ねじれ反力が無視できる剛性の高い負荷に対しては、外乱オブザーバのみを用いて位相進み補償を行うことができる。 Further, for a highly rigid load in which the axial torsional reaction force can be ignored, phase lead compensation can be performed using only a disturbance observer.
以下図面を参照して、本発明の実施形態を詳細に説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
本発明の第1実施形態に係る制御装置の全体のブロック図を図4に示す(図では負荷を2慣性共振系として示しているが、多慣性共振系の場合も同様である)。 FIG. 4 shows an overall block diagram of the control apparatus according to the first embodiment of the present invention (the load is shown as a two-inertia resonance system in the figure, but the same applies to a multi-inertia resonance system).
本制御装置では、図5に示すような外乱オブザーバ10と、図7に示すような軸ねじれ反力推定オブザーバ20を用いて共振比制御を行ない、多慣性共振系の振動抑制制御を行なう。
In this control apparatus, resonance ratio control is performed using the
モータ側に外乱オブザーバ10を適用することにより、モータに作用する各種外乱の影響を相殺、除去することができ、図6に示すロバストな加速度制御系を構築することができる。
By applying the
即ち、モータに作用する外乱トルクTdismは次式のように表わすことができる。 That is, the disturbance torque Tdism acting on the motor can be expressed as follows.
Tdism=(Jm−Jmn)(d2θm/dt2)+(Ktn−Kt)Iaref
+Tfric+Dm(dθm/dt)+Treac …(1)
Tdism = (Jm−Jmn) (d 2 θm / dt 2 ) + (Ktn−Kt) Ia ref
+ Tfric + Dm (dθm / dt) + Treac (1)
ここで、Iarefは電流参照値を表わし、式の右辺の第1項は慣性変動トルク、第2項はトルクリップル、第3項はクーロン摩擦トルク、第4項は粘性摩擦トルク、第5項は軸ねじれ反力を表わす。 Here, Ia ref represents the current reference value, the first term on the right side of the equation is the inertia variation torque, the second term is the torque ripple, the third term is the Coulomb friction torque, the fourth term is the viscous friction torque, and the fifth term. Represents the axial torsional reaction force.
負荷に作用する外乱トルクTdisaは、軸ねじれ反力Treacに含まれることによりモータへ作用する。電流参照値Iarefとモータ速度が検出可能であるとき、(1)式で定義さ
れる外乱トルクTdismは、図5に示される外乱オブザーバ10により、1次のローパスフィルタを通して、次式のように推定される。図5において、Icmpは外乱トルクを補償し
てロバスト性を確保するための補償電流である。
The disturbance torque Tdisa acting on the load acts on the motor by being included in the shaft torsional reaction force Treac. When the current reference value Ia ref and the motor speed can be detected, the disturbance torque Tdism defined by the equation (1) is passed through the first-order low-pass filter by the
この推定外乱トルクTdism*をフィードバックすることにより、外乱に対してロバストな制御系を構築することが可能となる。 By feeding back the estimated disturbance torque Tdism * , it is possible to construct a control system that is robust against the disturbance.
この外乱オブザーバ10に基づくロバスト制御系は、図6に示すような加速度制御系となる。外乱オブザーバゲインGdisを大きく設定することにより外乱トルクTdismの影響
が除去されることが分かる。これにより、モータは軸ねじれ反力Treacを除去し、負荷側の影響を受けないロバストな制御系となる。
The robust control system based on the
外乱オブザーバ10をモータ側に適用することにより、唯一の負荷側の情報である軸ねじれ反力Treacを相殺、除去してしまうため、負荷側の振動を誘発することとなる。
By applying the
そこで、外乱オブザーバ10とほぼ同構造を持つ軸ねじれ反力推定オブザーバ20を用いて軸ねじれ反力Treacの推定を行なう。
Therefore, the axial torsional reaction force Treac is estimated using the axial torsional reaction
(1)式の外乱トルクTdisにおいて、モータ慣性のノミナル値Jmnを、加速度試験
により同定した値とすることで、モータ慣性の変動トルクの影響を除去することが可能である。又、クーロン摩擦トルクTfric、粘性摩擦トルクDm(d2θm/dt2)を等速度試験により同定し、差し引くことにより、軸ねじれ反力Treacは、次式のように推定される。
In the disturbance torque Tdis of the equation (1), by setting the nominal value Jmn of the motor inertia to a value identified by the acceleration test, it is possible to remove the influence of the fluctuation torque of the motor inertia. Further, by identifying and subtracting the Coulomb friction torque Tfric and the viscous friction torque Dm (d 2 θm / dt 2 ) by a constant velocity test, the shaft torsion reaction force Treac is estimated as the following equation.
Treac*=Tdism*−Tfric−Dm(dθm/dt) …(3) Treac * = Tdism * −Tfric−Dm (dθm / dt) (3)
軸ねじれ反力推定オブザーバ20のブロック線図を図7に示す。Greacは、軸ねじれ反力推定オブザーバ20に含まれる1次のローパスフィルタのカットオフ周波数である。
A block diagram of the axial torsional reaction
モータ側に外乱オブザーバ10を適用することにより加速度制御系を構成した制御対象に、軸ねじれ反力Treacをフィードバックした系を図8に示す。Krは軸ねじれ反力Treacのフィードバックゲインであり、任意に設定することができる。
FIG. 8 shows a system in which the axial torsional reaction force Treac is fed back to the control object that constitutes the acceleration control system by applying the
この系における加速度参照値(d2θm/dt2)refからモータ位置θmまでの伝達関
数とモータ位置θmから負荷位置θaまでの伝達関数はそれぞれ以下のようになる。
Acceleration reference value (d 2 θm / dt 2 ) in this system The transfer function from ref to motor position θm and the transfer function from motor position θm to load position θa are as follows.
又、モータ共振周波数ωm、及び、負荷共振周波数ωaを、以下のように定義する。 Further, the motor resonance frequency ωm and the load resonance frequency ωa are defined as follows.
ここで、共振比Kを、次式に定義する。 Here, the resonance ratio K is defined by the following equation.
負荷共振周波数ωaは、モータ側には零点として作用する逆共振周波数となる。ωaは、任意パラメータを含まず制御対象により決定される。又、モータ側の状態フィードバックに対して不可制御である。 The load resonance frequency ωa is an inverse resonance frequency that acts as a zero point on the motor side. ωa does not include an arbitrary parameter and is determined by the controlled object. In addition, it is impossible to control the state feedback on the motor side.
一方、ωmはモータ側の共振周波数であり、軸ねじれ反力フィードバックゲインKrに
より任意に設定できる。
On the other hand, ωm is a resonance frequency on the motor side and can be arbitrarily set by the shaft torsional reaction force feedback gain Kr.
(6)、(7)式を用いることによって、図8は図9のブロック線図へ等価変換される。同図より、モータ側フィードフォワードによる零点操作がなく、モータ側で極零相殺がない限り、負荷側共振極ωaはモータ側逆共振零点と相殺するのが分かる。 By using the equations (6) and (7), FIG. 8 is equivalently converted to the block diagram of FIG. From the figure, it can be seen that the load-side resonance pole ωa cancels out with the motor-side reverse resonance zero point unless there is no zero-point operation due to motor-side feedforward and there is no pole-zero cancellation on the motor side.
共振比制御は軸ねじれ反力Treacをフィードバックするものであり、軸ねじれ反力フィードバックゲインKrにより共振比Kを任意に設定することができる。 The resonance ratio control feeds back the shaft torsion reaction force Treac, and the resonance ratio K can be arbitrarily set by the shaft torsion reaction force feedback gain Kr.
共振比Kを制御することは、仮想的モータ慣性を制御することに相当し、共振比Kが大きいとき、即ちフィードバックゲインKrが大きい場合には、負荷慣性に対しモータ慣性
が小さくなり、負荷側の影響を受け易くなる。又、逆も同様である。
Controlling the resonance ratio K corresponds to controlling the virtual motor inertia. When the resonance ratio K is large, that is, when the feedback gain Kr is large, the motor inertia becomes smaller than the load inertia, and the load side It becomes easy to be affected. The reverse is also true.
共振比Kを
K=√5 …(10)
に設定することにより、如何なる2慣性共振系に対しても、振動抑制、即応性とも優れるゲイン設定が可能となる。
Resonance ratio K is K = √5 (10)
By setting to, it is possible to set a gain excellent in vibration suppression and quick response to any two-inertia resonance system.
各ゲインは以下のとおりである。 Each gain is as follows.
Kr=4/Ja …(11)
Kp=ωa2 …(12)
Kv=4ωa …(13)
Kr = 4 / Ja (11)
Kp = ωa 2 (12)
Kv = 4ωa (13)
ここで、モータMに印加される外乱が、パラメータ変動による外乱トルクTdismのみで構成されていたとすると、次式のように表わされる。 Here, assuming that the disturbance applied to the motor M is composed only of the disturbance torque Tdism due to parameter fluctuation, it is expressed as follows.
モータの加速度参照値(d2θm/dt2)refから加速度応答値d2θm/dt2までの
伝達関数を、パラメータ変動を考慮に入れて求めると、次式のようになる。
When the transfer function from the motor acceleration reference value (d 2 θm / dt 2 ) ref to the acceleration response value d 2 θm / dt 2 is determined in consideration of parameter variations, the following equation is obtained.
ここで、トルク定数の変動は十分小さいとして、外乱オブザーバ10で用いるノミナル値Jmn、Ktnを、以下のように設定する。
Here, assuming that the fluctuation of the torque constant is sufficiently small, the nominal values Jmn and Ktn used in the
Jmn=αJm …(16)
Ktn=Kt …(17)
Jmn = αJm (16)
Ktn = Kt (17)
従来は、Jm=Jmn、即ち、α=1となるように制御されている。 Conventionally, control is performed so that Jm = Jmn, that is, α = 1.
(16)、(17)式を(15)式に代入すると、以下の式が得られる。 Substituting equations (16) and (17) into equation (15) yields the following equation.
この(18)式をブロック線図で表わすと図10のようになる。 This equation (18) is represented in a block diagram as shown in FIG.
図10より、加速度参照値(d2θm/dt2)refに対しては、(s+Gdis)/{(1/α)s+Gdis}の位相補償30を加え、外乱Tdismに対しては、ハイパスフィルタのカットオフ周波数をα倍することと等価であると言える。
From FIG. 10, the
ここで、
α<1の場合 位相遅れ補償、外乱オブザーバゲイン低下
α>1の場合 位相進み補償、外乱オブザーバゲイン増加
here,
When α <1 Phase lag compensation, disturbance observer gain reduction When α> 1, Phase lead compensation, disturbance observer gain increase
即ち、外乱オブザーバ10で用いるモータ慣性のノミナル値Jmnと実際のモータ慣性の値Jmの比αを変えることにより、加速度参照値の位相補償と外乱オブザーバのカットオフ周波数を変化させる効果がある。
That is, by changing the ratio α between the nominal value Jmn of the motor inertia used in the
続いて、多慣性共振系において、外乱オブザーバ10で用いるモータ慣性のノミナル値Jmnを変化させた場合の振動抑制効果を根軌跡を用いて示す。
Subsequently, the vibration suppression effect when the nominal value Jmn of the motor inertia used in the
図11に、多慣性共振系の極(×印)と零点(○印)を複素平面上に図示する。Reは実軸、Imは虚軸である。多慣性共振系の極と零点は虚軸Im上に交互に並ぶことが分かる。 FIG. 11 shows the poles (x marks) and zeros (◯ marks) of the multi-inertia resonance system on the complex plane. Re is a real axis and Im is an imaginary axis. It can be seen that the poles and zeros of the multi-inertia resonance system are alternately arranged on the imaginary axis Im.
以下の説明では、簡単のため2慣性共振系を負荷として位相補償を行なった場合について、解析を行なう。2慣性共振系に位相補償を行なった際のブロック線図を図12に示す。ここで、θcmdは位置指令値(任意に設定できる)、Cpは比例制御のゲインである。 In the following description, for the sake of simplicity, an analysis is performed for the case where phase compensation is performed using a two-inertia resonance system as a load. FIG. 12 shows a block diagram when phase compensation is performed on the two-inertia resonance system. Here, θcmd is a position command value (can be arbitrarily set), and Cp is a gain of proportional control.
図12の伝達関数は以下のようになる。 The transfer function of FIG. 12 is as follows.
位相補償器30の値により、特性が変わる。即ち、位相補償器30は、0<α<1の場合、位相遅れ補償となる。このときの極と零点をPlag、Zlagとすると、以下のように表わされる。
The characteristic changes depending on the value of the
Plag=[0,0,jωm,−jωm,−αGdis] …(23)
Zlag=[jωa,−jωa,Gdis] …(24)
Plag = [0, 0, jωm, −jωm, −αGdis] (23)
Zlag = [jωa, −jωa, Gdis] (24)
これを図示すると図13のようになる。×が極、○が零点である。 This is illustrated in FIG. X is a pole and ○ is a zero point.
ここで、位相遅れ補償器30の極−αGdisと振動極s=jωmのなす角をθp、反共
振の零点s=jωaのなす角をΦpとする。又、位相遅れ補償器30の零点−Gdisと振
動極s=iωmのなす角をθz、反共振の零点s=jωaのなす角をΦzとする。
Here, the angle formed by the pole -αGdis of the
このとき、それぞれの極の出発角θid(i=1〜5)と零点の到着角θia(i=1〜3)は、以下のように計算される。 At this time, the starting angle θi d (i = 1 to 5) of each pole and the arrival angle θi a (i = 1 to 3) of the zero point are calculated as follows.
θ1d=−π
θ2d=−π
θ3d=θz−θp+(π/2)
θ4d=−{θz−θp+(π/2)}
θ1a=−Φz+Φp−(π/2)
θ2a=−{−Φz+Φp−(π/2)}
θ1 d = −π
θ2 d = −π
θ3 d = θz−θp + (π / 2)
θ4 d = − {θz−θp + (π / 2)}
θ1 a = −Φz + Φp− (π / 2)
θ2 a = − {− Φz + Φp− (π / 2)}
図14に、3慣性共振系に位相遅れ補償を行なった際の根軌跡を示す。比例制御ゲインCpを変化させると、系が必ず不安定の方向に動くことが確認できる。 FIG. 14 shows a root locus when phase lag compensation is performed on a three-inertia resonance system. When the proportional control gain Cp is changed, it can be confirmed that the system always moves in an unstable direction.
一方、位相補償器30は、α>1の場合、位相進み補償となる。このときの極と零点をPlead、Zleadとすると、以下のように表わされる。
On the other hand, the
Plead=[0,0,jωm,−jωm,−Gdis] …(25)
Zlead=[jωa,−jωa,Gdis] …(26)
Plead = [0, 0, jωm, −jωm, −Gdis] (25)
Zlead = [jωa, −jωa, Gdis] (26)
これを図示すると図15のようになる。 This is illustrated in FIG.
ここで、位相進み補償器30の極−αGdisと振動極s=jωmのなす角をθp、反共
振の零点s=iωaのなす角をΦpとする。又、位相進み補償器30の零点−Gdisと共
振極s=iωmのなす角をθz、反共振の零点s=iωaのなす角をΦzとする。
Here, the angle formed by the pole -αGdis of the
このとき、それぞれの極の出発角θid(i=1〜5)と零点の到着角θia(i=1〜3)は、以下のように計算される。 At this time, the starting angle θi d (i = 1 to 5) of each pole and the arrival angle θi a (i = 1 to 3) of the zero point are calculated as follows.
θ1d=−π
θ2d=−π
θ3d=θz−θp+(π/2)
θ4d=−{θz−θp+(π/2)}
θ1a=−Φz+Φp−(π/2)
θ2a=−{−Φz+Φp−(π/2)}
θ1 d = −π
θ2 d = −π
θ3 d = θz−θp + (π / 2)
θ4 d = − {θz−θp + (π / 2)}
θ1 a = −Φz + Φp− (π / 2)
θ2 a = − {− Φz + Φp− (π / 2)}
図16に、3慣性共振系に、本発明による位相進み補償を行なった際の根軌跡を示す。比例制御ゲインCpを変化させると、系が必ず安定の方向に動くことが確認できる。 FIG. 16 shows a root locus when phase lead compensation according to the present invention is performed on a three-inertia resonance system. When the proportional control gain Cp is changed, it can be confirmed that the system always moves in a stable direction.
これらは、高次の共振系についても、同様の結果が得られる。即ち、位相進み補償を行なうことで、多慣性共振系の振動抑制制御が可能となることが分かる。 Similar results can be obtained with respect to higher-order resonance systems. That is, it can be seen that the vibration suppression control of the multi-inertia resonance system can be performed by performing the phase lead compensation.
本実施形態では、これらの位相進み補償を、共振比制御内の外乱オブザーバ10で用いるモータ慣性のノミナル値Jmnと実際のモータ慣性の値Jmの比率αを変化させることで、特に新たに位相進み補償器30を追加することなく実現している。
In the present embodiment, the phase lead compensation is performed by changing the ratio α between the motor inertia nominal value Jmn and the actual motor inertia value Jm used in the
この位相進み補償と共振比制御を両立させるために、位相進み補償の極と零点を、共振比制御の極よりも内側に配置する必要がある。即ち、制御系全体の極配置を図17のように設定することで、1次の振動モードについては、共振比制御により積極的に抑制を行ない、それより高次の振動モードについては、元々の影響が小さいために、位相進み補償により安定性を確保することが可能となる。 In order to achieve both the phase lead compensation and the resonance ratio control, it is necessary to arrange the phase lead compensation pole and the zero point inside the resonance ratio control pole. That is, by setting the pole arrangement of the entire control system as shown in FIG. 17, the primary vibration mode is positively suppressed by the resonance ratio control, and the higher vibration modes are the original ones. Since the influence is small, stability can be ensured by phase advance compensation.
なお、第1実施形態では、モータと負荷とが柔軟な駆動軸により結合され、軸ねじれが問題となるような剛性の低い制御系を対象としていたが、負荷と軸の剛性が高く軸ねじれ補償が必要ないような場合には、図18に示す第2実施形態のように、軸ねじれ反力推定オブザーバを省略して、外乱オブザーバ10のみで位相進み補償制御を構成することが可能である。
In the first embodiment, the control system has a low rigidity in which the motor and the load are coupled by the flexible drive shaft and the shaft torsion becomes a problem. However, the load and the shaft have a high rigidity and the shaft torsion compensation. 18 is not required, the phase torsion compensation control can be configured only by the
この第2実施形態においても、位相進み補償の効果により、第1実施形態と同様に全ての共振極に対して安定化を図ることができる。 Also in the second embodiment, due to the effect of phase lead compensation, it is possible to stabilize all the resonance poles as in the first embodiment.
なお、前記実施形態においては、速度演算部にP(比例)制御を用いているが、速度演算の制御の種類はこれに限定されず、PI(比例積分)制御、PD(比例微分)制御、PID(比例積分微分)制御等を用いてもよい。また、軸ねじれ反力推定オブザーバを用いる代わりに、リニアエンコーダ等を使用して、負荷側の位置を測定する方法でも可能である。適用対象も、マニピュレータやXYロボットに限定されない。 In the above-described embodiment, P (proportional) control is used for the speed calculation unit. However, the type of speed calculation control is not limited to this, and PI (proportional integral) control, PD (proportional derivative) control, PID (proportional integral derivative) control or the like may be used. Further, instead of using the torsional reaction force estimation observer, a method of measuring the load side position using a linear encoder or the like is also possible. The application target is not limited to a manipulator or an XY robot.
M…モータ
A…負荷
10…外乱オブザーバ
20…軸ねじれ反力フィードバック
30…位相補償器
M ... Motor A ...
Claims (8)
2次以上の高次の振動モードに対して適用される位相進み補償手段と、
を備えたことを特徴とする多慣性共振系の振動抑制制御装置。 Resonance ratio control means applied to the primary resonance mode;
Phase lead compensation means applied to higher order vibration modes of the second order or higher;
A vibration suppression control device for a multi-inertia resonance system.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2006017215A JP4860277B2 (en) | 2005-06-30 | 2006-01-26 | Vibration suppression control method and apparatus for multi-inertia resonance system |
Applications Claiming Priority (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2005192670 | 2005-06-30 | ||
JP2005192670 | 2005-06-30 | ||
JP2006017215A JP4860277B2 (en) | 2005-06-30 | 2006-01-26 | Vibration suppression control method and apparatus for multi-inertia resonance system |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2007043884A true JP2007043884A (en) | 2007-02-15 |
JP4860277B2 JP4860277B2 (en) | 2012-01-25 |
Family
ID=37801342
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2006017215A Expired - Fee Related JP4860277B2 (en) | 2005-06-30 | 2006-01-26 | Vibration suppression control method and apparatus for multi-inertia resonance system |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP4860277B2 (en) |
Cited By (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2008182828A (en) * | 2007-01-25 | 2008-08-07 | Juki Corp | Method and device for controlling motor of sewing machine main shaft |
JP2008182829A (en) * | 2007-01-25 | 2008-08-07 | Juki Corp | Method and device for controlling xy shaft motor of xy direction automatic feeding sewing machine |
JP2008228484A (en) * | 2007-03-14 | 2008-09-25 | Nagaoka Univ Of Technology | Motor controller and motor control method |
JP2009241168A (en) * | 2008-03-28 | 2009-10-22 | Juki Corp | Component grasping device and method therefor |
CN104020664A (en) * | 2014-06-12 | 2014-09-03 | 国电科学技术研究院 | Method for designing flexible mechanical arm disturbance observer based on partial differential equation |
CN107272497A (en) * | 2017-07-17 | 2017-10-20 | 国网江西省电力公司电力科学研究院 | A kind of control system for the low-frequency vibration for suppressing to occur during servo-drive system positioning |
CN113065296A (en) * | 2021-03-30 | 2021-07-02 | 杭州申昊科技股份有限公司 | Different-modal stable switching control algorithm based on order reduction |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH09320075A (en) * | 1996-05-30 | 1997-12-12 | Olympus Optical Co Ltd | Head positioning control apparatus for optical disk apparatus |
JPH10155292A (en) * | 1996-11-22 | 1998-06-09 | Meidensha Corp | Two-inertial system control circuit |
-
2006
- 2006-01-26 JP JP2006017215A patent/JP4860277B2/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH09320075A (en) * | 1996-05-30 | 1997-12-12 | Olympus Optical Co Ltd | Head positioning control apparatus for optical disk apparatus |
JPH10155292A (en) * | 1996-11-22 | 1998-06-09 | Meidensha Corp | Two-inertial system control circuit |
Cited By (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2008182828A (en) * | 2007-01-25 | 2008-08-07 | Juki Corp | Method and device for controlling motor of sewing machine main shaft |
JP2008182829A (en) * | 2007-01-25 | 2008-08-07 | Juki Corp | Method and device for controlling xy shaft motor of xy direction automatic feeding sewing machine |
JP2008228484A (en) * | 2007-03-14 | 2008-09-25 | Nagaoka Univ Of Technology | Motor controller and motor control method |
JP2009241168A (en) * | 2008-03-28 | 2009-10-22 | Juki Corp | Component grasping device and method therefor |
CN104020664A (en) * | 2014-06-12 | 2014-09-03 | 国电科学技术研究院 | Method for designing flexible mechanical arm disturbance observer based on partial differential equation |
CN107272497A (en) * | 2017-07-17 | 2017-10-20 | 国网江西省电力公司电力科学研究院 | A kind of control system for the low-frequency vibration for suppressing to occur during servo-drive system positioning |
CN113065296A (en) * | 2021-03-30 | 2021-07-02 | 杭州申昊科技股份有限公司 | Different-modal stable switching control algorithm based on order reduction |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP4860277B2 (en) | 2012-01-25 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US9075400B2 (en) | Motor control device | |
JP4860277B2 (en) | Vibration suppression control method and apparatus for multi-inertia resonance system | |
JP4869353B2 (en) | Isolation control system | |
US20180297196A1 (en) | Control device for motor drive device, control device for multi-axial motor, and control method for motor drive device | |
JP4148189B2 (en) | Control device for flexible joint robot arm | |
JP2005301508A (en) | Control unit | |
JP6604157B2 (en) | Resonance suppression controller in multi-inertia resonance system | |
JP2009042985A (en) | Motor control unit and motor control method | |
JP5129965B2 (en) | Method and apparatus for controlling motor of sewing machine spindle | |
JP5989694B2 (en) | Control device, control method, and control program | |
Yamada et al. | Joint torque control for two-inertia system with encoders on drive and load sides | |
WO2017026234A1 (en) | Vibration control device, vibration control method, vibration control system, program, and recording medium | |
JP5947732B2 (en) | Control system, disturbance estimation system, control method, control program, and design method | |
JP6490368B2 (en) | Machine tool control device, machine tool control method, and program | |
JP5084232B2 (en) | Synchronous anti-vibration control device for positioning device | |
JP5441944B2 (en) | Motor control device | |
JP5411687B2 (en) | Robot control device | |
JP6237039B2 (en) | Robot control apparatus and robot control method | |
Mitsantisuk et al. | Resonance ratio control based on coefficient diagram method for force control of flexible robot system | |
JP2009028865A (en) | Control method for multi-articulated robot | |
JP5329203B2 (en) | Vibration suppression control device for positioning control device | |
WO2016031955A1 (en) | Control device | |
JPH08278821A (en) | Damping method for servo control system | |
JP5129966B2 (en) | XY axis motor control method and apparatus for XY automatic feed stitching machine | |
JP4367041B2 (en) | Machine control device |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20090114 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20110713 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20110802 |
|
A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20110926 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20111018 |
|
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20111102 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 Ref document number: 4860277 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20141111 Year of fee payment: 3 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |