JP2006250752A - レーダ型探査装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 送信波と受信波との位相変化分を簡単な構成により取得することができるレーダ型探査装置を提供すること。
【解決手段】 キャリア信号発生部３からのキャリア信号は、スキャン信号発生部５からのランプ信号を受けて位相変調される。位相変調されたキャリア信号は波形整形回路８において、その立下がりもしくは立上がりが、より急峻となるように波形整形され、これにより発生する高次高調波が送信アンテナ１０より送信される。この送信アンテナ１０により送信され、ターゲットにより反射された反射波が受信アンテナ１１によって受信される。送信アンテナにより送信されるマイクロ波は勿論のこと、受信アンテナにより受信される反射波のいずれもが、ランプ信号による変調波になされている。したがって、ローパスフィルタなどの簡単な回路構成によって位相変調分を捕らえることができ、両者の位相変調分における位相の変化分は、差動増幅器２３を利用することで取得することができる。
【選択図】 図１

Description

この発明は、例えば地雷等のような地中埋設物を探査することができる地中レーダ、もしくは気中レーダにも応用することができ、特に送信波と受信波との位相変化分を簡単な構成によって取得することができるレーダ型探査装置に関する。

例えば、対人地雷に代表される地雷が世界中の紛争地域で使用され、紛争終結後においても多数が地中に埋設されたままとなっており、これらの探査および除去は困難をきわめている。地中に埋設された地雷の探索方法としては、金属探知器を利用する方法が主流であるが、前記した対人地雷の多くは金属以外の素材、例えばプラスチックが利用されており、対人地雷を金属探知器のみで探知することは困難な場合が多い。

そこで、送信アンテナからのマイクロ波を地中に伝播させて、その反射波を受信アンテナで検出し、検出された反射波を画像処理することで、対象物の有無およびその埋設位置（距離）を検証しようとする地中レーダの提案が多数なされており、例えば次に示す特許文献１〜３等に開示されている。
特開平５−１４２３４３号公報 特開２００２−２２８７６０号公報 特開２００２−２２８５９９号公報

ところで、この種のレーダ型探査装置においては、ターゲットとしての前記した地雷の主要な素材が金属であるかプラスチックであるかによって、その比誘電率が大きく異なるために、送信マイクロ波の周波数を対象物に応じて選択しなければならないという問題が発生する。

換言すれば、金属を対象とした専用の地中レーダ、および前記したプラスチックを対象とした専用の地中レーダを用意し、これらを使い分けなければならない。したがって、きわめて非能率的な探査作業を余儀なくされるだけでなく、それぞれ専用の探査装置を用意することによる経済的な負担も抱えることになる。

そこで、本件出願人はターゲットの性質にかかわらず、広範囲のターゲットに対して利用することができる汎用性を持たせたレーダ型探査装置を提案している。この発明は前記した構成の探査装置に対して好適に採用することができ、特に送信波と受信波との位相変化分を簡単な構成により取得することができるレーダ型探査装置を提供することを課題とするものである。

前記した課題を解決するためになされたこの発明にかかるレーダ型探査装置は、スキャン信号発生部より生成されるランプ信号を変調波として、キャリア信号発生部より生成されるキャリア信号を位相変調させる位相変調手段と、ランプ信号により位相変調された前記キャリア信号の立上がりもしくは立下がりのタイミングにおいてマイクロ波信号を送信する送信アンテナと、前記送信アンテナによって送信されたマイクロ波信号の反射信号を受信する受信アンテナと、前記送信アンテナより送信されるマイクロ波信号の位相変調成分と受信アンテナにより受信される反射波の位相変調成分との間の位相の変化分を取得することができる位相変化分取得手段とを具備した点に特徴を有する。

この場合、前記位相変化分取得手段には、好ましくは前記送信アンテナより送信されるマイクロ波信号の位相変調成分を抽出する第１のローパスフィルタと、前記受信アンテナにより受信される反射波の位相変調成分を抽出する第２のローパスフィルタと、前記第１および第２のローパスフィルタによりそれぞれ得られる位相変調成分における位相の変化分を取得することができる差分抽出手段とが具備される。

そして、前記した差分抽出手段としては、アナログ信号の反転入力端子および非反転入力端子を備えたオペレーショナルアンプを好適に採用することができる。

一方、前記した第１および第２のローパスフィルタは、それぞれのカットオフ周波数が、前記キャリア信号の周波数とスキャン信号の周波数のとの間に設定されていることが望ましい。

さらに、この発明にかかるレーダ型探査装置においては、前記したキャリア信号発生部におけるキャリア信号およびスキャン信号発生部におけるランプ信号は、基準信号発生部からの基準信号をそれぞれ分周した分周出力に基づいてそれぞれ生成されるように構成される。

前記したレーダ型探査装置によると、スキャン信号発生部より生成されるランプ信号を変調波として、キャリア信号発生部より生成されるキャリア信号を位相変調させるように構成される。そして、ランプ信号により位相変調された前記キャリア信号の例えば立下がりのタイミングにおいてマイクロ波信号が送信アンテナより送信されるようになされる。

一方、受信アンテナにより受信される反射波として受信される前記キャリア信号はランプ信号により位相変調されたものであり、したがって高周波のキャリア信号を検証することなく位相変調成分を検証することで、送信時に対する受信時の位相変化分を捕らえることができる。したがって、この発明にかかるレーダ型探査装置によると、両者の位相変調成分における位相の変化分を捕らえるように構成されているので、その回路構成を大幅に簡素化させることに寄与できる。

以下、この発明にかかるレーダ型探査装置について、図に示す実施の形態に基づいて説明する。図１は前記探査装置の全体構成をブロック図によって示したものである。この図１に示す探査装置の主要部は、好ましくはＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｌａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）により構成され、○印で示す端子は図示せぬＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）、もしくは外付けの回路との間の入出力端子を示している。

この探査装置においては、例えばクリスタルを用いた基準信号発生部１が具備されており、この基準信号発生部１からの基準信号は前記ＣＰＵにおける基準クロック信号として利用されるとともに、第１の分周器２により分周されて、キャリア信号発生部３に供給される。このキャリア信号発生部３においては、第１の分周器２からの分周出力により、例えば２ＭＨｚ〜５ＭＨｚの矩形波信号が生成されるが、この実施の形態においてはキャリア信号発生部３からは２ＭＨｚの矩形波信号が生成されることを前提として説明する。

一方、前記した第１の分周器２による出力は第２の分周器４に供給され、この第２の分周器４による出力は、スキャン信号発生部５および同期信号生成部６に供給される。ここで、図２（ａ）は前記したキャリア信号発生部３より出力される矩形状のキャリア信号を示しており、図２（ｂ）は前記したスキャン信号発生部５より出力されるスキャン信号を示している。このスキャン信号は前記した第２の分周器４より出力される矩形波信号を利用して階段状の鋸歯状波（ランプ信号）を生成するものであり、したがってこのスキャン信号発生部５は、ランプ（Ｒｕｍｐ）信号生成手段と呼ぶこともできる。

前記スキャン信号発生部５より出力される図２（ｂ）に示すスキャン信号（階段状の鋸歯状波）は、図１に示すローパスフィルタ７を介することにより、図２（ｂ）に細い実線で示したように、そのレベルがリニアに変化するランプ信号に変換される。このランプ信号の周波数は、例えば４０Ｈｚ〜８０Ｈｚ程度に設定されることが望ましいが、この実施の形態においては、４０Ｈｚのランプ信号が生成されることを前提として説明する。

一方、前記した同期信号生成部６においては、前記した第２の分周器４より出力される矩形波信号を利用して同期信号を生成するものであり、これは好ましくは前記したランプ信号の周波数に同期した４０Ｈｚの矩形波信号が出力されるように構成されている。この同期信号は、後述するデータ出力端子３２から出力されるアナログデータ信号とともに外付けの処理回路において利用される。

そして、前記した第１と第２の分周器２，４における各分周率、前記したスキャン信号発生部５および同期信号生成部６によって生成されるランプ信号および同期信号のそれぞれの周波数等は、前記したＣＰＵからの指令により適宜変更することができるように構成されている。

なお、図２（ａ）に示したキャリア信号と図２（ｂ）に示したランプ信号の周波数は、前記したとおり大きな差があり、したがって、図２（ａ）および（ｂ）に示す各信号波形における周期の時間軸は同一ではない。この実施の形態においては、前記したキャリア信号およびスキャン信号の二つの信号を用いて、後述するように送信タイミング、受信タイミング、およびＳＴＣ回路の動作等のすべてを制御することになる。

図１に示すように、ローパスフィルタ７を介して出力されるランプ信号は、前記したキャリア信号発生部３より出力されるキャリア信号をランプ信号によりレベルシフトするように動作する。これにより、キャリア信号はランプ信号により位相変調を受ける。すなわち、ローパスフィルタ７の出力端と、キャリア信号発生部３の出力端の交点Ａが、実質的にランプ信号によるキャリア信号の位相変調手段を構成している。図２（ｃ）には、前記ランプ信号により位相変調を受けたキャリア信号の状態を模式的に示しており、２ＭＨｚのキャリア信号は、４０Ｈｚのランプ信号のレベルに応じて、その位相遅れの度合いが変化する位相変調を受ける。

なお、図２（ｃ）においては実線で示した矢印の間隔がキャリア信号の半周期を示しており、破線で示した矢印の間隔が例えば最大の位相変調を受けた時のキャリア信号の半周期の時間的な位置を例示している。なお、図２（ｃ）に示したキャリア信号は紙面に描く便宜上、図２（ａ）に示したキャリア信号に対して遥かに大きな周期に描かれているが、両者の周期（周波数）は、同一である。

図１に戻り、ランプ信号により位相変調を受けた前記キャリア信号は、波形整形手段としての波形整形回路８に供給されるように構成されている。この波形整形回路８の具体的な構成および作用については後で詳細に説明するが、この実施の形態においては波形整形回路８は、位相変調されたキャリア信号の立上がりを鈍らせ、立下がりを加速（急峻に）させる波形整形処理を実行する。これにより、位相変調されたキャリア信号の立下がりのタイミングにおいてキャリア信号の奇数次を含む高次高調波が発生する。

そして、波形整形回路８によって生成される高調波出力は、２００ＭＨｚ以上のマイクロ波を増幅する送信アンプ９によって電流増幅され、送信用キャビティアンテナ１０に給電される。したがって送信用キャビティアンテナ１０からは、位相変調されたキャリア信号の立下がりのタイミングにおいて発生する高調波が送信信号として送信され、これが前記キャビティアンテナ１０が対峙する地中に向かって伝播される。

図３は主に前記した波形整形回路８の構成例を示したものであり、図４は図３に示す波形整形回路の作用を説明するタイミング図である。図３に示す波形整形回路８においては、ノンポーラ型のコンデンサＣ１に対して放電用抵抗Ｒ１が並列接続されており、この並列接続体の一端（一次側）に前記したランプ信号により位相変調を受けたキャリア信号が供給されるように構成されている。また前記並列接続体の他端（二次側）は、ｎｐｎ型バイポーラトランジスタＱ１のベース電極に接続されている。

前記トランジスタＱ１は、前記した送信アンプ９として機能するものであり、そのコレクタ端子に負荷抵抗Ｒ２を備え、負荷抵抗Ｒ２を介して動作電源Ｖｃｃに接続されている。そして、前記コレクタ端子は前記した送信用キャビティアンテナ１０に接続されている。またトランジスタＱ１のエミッタ端子は回路の基準電位点であるグランドに接続されている。

図４（ａ）は前記したランプ信号により位相変調を受けたキャリア信号（この波形整形回路８の説明中においては、これを単に矩形波パルスと言うこともある。）の形態を示している。また、図４（ｂ）は波形整形後の信号、すなわちトランジスタＱ１に印加されるベース電位を示し、さらに図４（ｃ）は図４（ｂ）に示す波形整形後の信号の一つを模式的に拡大して示したものである。なお、図４（ａ）に示した矩形波パルスは、図４（ｂ）および（ｃ）に示した波形整形後の信号との差異を明確にさせるため、その立上がりおよび立下がりに若干スロープが存在するように誇張して示している。

ここで、図３に示す波形整形回路８には、図４（ａ）に示した矩形波パルスが供給される。そのパルス信号が図３に示すように、例えば０Ｖから５Ｖに立上がった場合においては、抵抗Ｒ１は矩形波パルスの波高値を減衰させた状態でトランジスタＱ１のベース電極に伝達させる。一方コンデンサＣ１には、図３に示した極性をもって電荷が充電される。したがってコンデンサＣ１への充電作用により、トランジスタＱ１のベース電位は入力パルスの波高値に向かって徐々に上昇する。それ故、図４（ａ）に示した矩形波パルスの立上がりのタイミングにおいては、図４（ｂ）に示すようにベース電位は緩慢に上昇するように動作する。この状態を図４（ｃ）において符号ｈで示している。

時間の経過とともに前記コンデンサＣ１への充電作用は終了し、その両端電位は等しくなる。これにより前記ベース電位は、矩形波パルスの波高値である５Ｖに到達する。この状態を図４（ｃ）において符号ｉで示している。

次に、前記矩形波パルスが立下がり、５Ｖから０Ｖに変化した場合には、前記コンデンサＣ１を介してベース電極側に０Ｖの電位を瞬時に伝達させるように作用する。同時に前記コンデンサＣ１の両端間に接続された抵抗Ｒ１は、コンデンサＣ１の放電抵抗として作用し、この放電抵抗Ｒ１を介してコンデンサＣ１のベース電極側の端子を０Ｖ側に引き落とす動作が実行される。したがって、コンデンサＣ１のベース電極側の電位変化は矩形波パルスの立下がり動作よりも遥かに加速され、その立下がり波形はより急峻となるように波形整形される。このような動作が実行される前記コンデンサは、スピードアップコンデンサとも言われている。

したがって、矩形波パルスの立下がりのタイミングにおいて、キャリア信号である２ＭＨｚを基本波とした奇数次の高調波が多量に重畳された高次高調波信号が発生する。この状態を図４（ｃ）において符号ｊで示している。要するに、前記した波形整形回路８を構成する前記コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１は、２ＭＨｚの周波数に対応する周期内において、前記したチャージ（充電）およびディスチャージ（放電）の繰り返し動作がなされるように時定数が設定されている。

前記した図４（ｃ）に示す信号波形は、送信アンプ９として機能するトランジスタＱ１のベース電極に加えられる。したがって、図４（ｃ）に示す信号波形において、符号ｈで示されたように緩慢に電位が上昇する期間においては、トランジスタＱ１のスレッショルド電圧に達した時にトランジスタＱ１はオン動作する。そして、図４（ｃ）における符号ｉで示す状態から符号ｊに示す状態に至った時に、瞬時にして高調波信号がベース電極に印加され、そのコレクタ電極より前記高調波信号が電流変換されて送信用キャビティアンテナ１０に給電される。

なお、前記した高調波信号の出力は、すでに述べたとおり２ＭＨｚのキャリア信号を４０Ｈｚで位相変調した場合の変調されたキャリア信号の立下がりのタイミングで発生する。したがって、１秒間に２００万回の高調波信号（マイクロ波）がアンテナ１１より送信されることになる。しかも２ＭＨｚのキャリア信号は４０Ｈｚのランプ信号により位相変調されているために、４０Ｈｚの周期の初めの段階における高調波信号の出力間隔に比較して、４０Ｈｚの周期の終わりの段階における高調波信号の出力間隔が大きくなる。

すなわち、前記高調波信号の出力タイミングは４０Ｈｚのスキャン周期に対応する期間内において、ランプ信号による変調度にしたがって密から粗になるように徐々に変化する動作を繰り返す。この動作については、後で説明するゲートパルス信号の生成動作の説明において詳しく述べることにする。

前記キャビティアンテナ１０においては、所定の誘電率を持った板の上に銅板が貼られた構成になされ、給電点を所定のポイントにおいて、高周波電流が前記アンプ９より流される。前記高周波信号はきわめて大きな歪みを含んだものであるが、リニア系の前記アンプ９を介してキャビティアンテナ１０に給電することで、前記キャビティアンテナ１０はいわゆる共鳴函として作用し、２ＭＨｚを基本波とした奇数次のサインウェーブを含んだマイクロ波がアンテナ１０より送信されることになる。この場合、前記アンテナ１０から送信される例えば２００ＭＨｚ〜２ＧＨｚの範囲のすべての周波数は、それぞれ前記した４０Ｈｚの変調が加わったものとなる。

一方、ランプ信号によって位相変調を受けた前記キャリア信号は図１に示す時間軸可変回路１５に供給されて時間軸可変がなされ、さらに移相器１６において位相遅延がなされる。前記時間軸可変回路１５および移相器１６は、例えばゲートＩＣによる半導体ディレイ回路により構成されており、これは後述するゲートパルスにおける受信タイミング（Ｔｘ）の調整を図る目的で採用される。

図２（ｄ）は前記した時間軸可変回路１５および移相器１６によりキャリア信号の時間軸の変更および位相遅延を受けた様子を示している。なお、前記時間軸可変回路１５における時間軸の可変、および移相器１６における移相量は、前記したＣＰＵからの指令により適宜変更することができるように構成されている。

そして、前記した時間軸可変回路１５および移相器１６により、時間軸の変更および位相遅延を受けたキャリア信号はＣＰＵに取り込まれ、このＣＰＵ内において信号処理されて図２（ｅ）に示すゲートパルス信号が生成される。図２（ｅ）に示されたゲートパルス信号は、図２（ｆ）に示したように２ＭＨｚのキャリア信号の立下がりと、ランプ信号とのクロス点において出力されるように同期がとられ、このゲートパルス信号の出力タイミングＴｘにおいて、後述する受信ゲート回路におけるゲートを閉じ、それ以外の時間Ｒｘにおいてはゲートを開けて受信状態となるように制御される。

なお、前記した２ＭＨｚのキャリア信号は、前記したランプ信号のレベルに応じて位相変調されているので、結果として前記ゲートパルス信号の発生タイミングは、４０Ｈｚのスキャン周期に対応する期間内において、変調度にしたがって密から粗になるように徐々に変化する。すなわち、図２（ｅ）に示されたゲートパルス信号Ｔｘの発生インターバルは、図２（ｆ）に示すように、ｔ１＜ｔ２＜ｔ３……となる。これはすでに説明したキャビティアンテナ１０における高調波（マイクロ波）の出力間隔と同様になる。なお、図２（ｆ）における矩形波は図２（ａ）に示すキャリア信号であり、また前記矩形波に斜めにクロスする信号は図２（ｂ）に示すランプ信号である。

前記ＣＰＵ内による信号処理により得られる図２（ｅ）に示すゲートパルス信号は、図１に示された受信ゲート回路１８に供給される。これにより、キャビティアンテナ１０において出力される高調波（マイクロ波）の出力タイミングＴｘにおいては受信ゲート回路１８を閉じ、送信出力タイミング以外（受信状態）Ｒｘにおいて受信ゲート回路１８を開き、後述するターゲットＴａによるエコー信号を受け取るように作用する。

ここで、図５に模式的に描いたように送信用キャビティアンテナ１０より送信された高次高調波を含むマイクロ波は、ターゲットＴａすなわちこの説明の例においては地中に埋設された地雷に投射され、その反射波が受信用キャビティアンテナ１１によって受信される。この場合、ターゲットＴａの比誘電率に対応した前記高調波に含まれるいずれかの特定な周波数がターゲットＴａに反応し、その特定な周波数が図５に模式的に描いたように位相が反転した状態で戻り、これが受信アンテナ１１によって受信される。

前記受信アンテナ１１によって受信される前記特定な周波数信号は、反転位相のキャリア信号であり、これは前記したランプ信号により位相変調されたものである。ここでレーダの機能としては、送信波と受信反射波との間における遅延度合い、すなわち位相変化分を抽出することになる。

そこで、前記した反転位相のキャリア信号を捕らえて、その周波数の変化分から位相変化分を抽出することは、一般的にはフーリエ変換等の手法を採用しなければならない。したがって、これを採用するには回路構成がきわめて複雑となり、また比較的強度が高い受信電波を必要とする。このように強度が高い受信電波を得るためには、必然的に送信時の出力電力を高めなければならないという問題に帰着する。

そこで、送信時に対する受信時の位相変化分を捕らえようとした場合、前記した４０Ｈｚの中のサンプル点で位相が動いているか否かを検証すればよい。すなわち変調波形はキャリア信号と同期しているので、きわめて高い周波数であるキャリア信号を検証しなくても、４０Ｈｚの変調波形を検証することで、位相変化分を捕らえることができる。

これには送信信号と受信信号とをそれぞれローパスフィルタを介してキャリア成分を除去し、それぞれの変調波を抽出して両者の位相の変化分を見るように構成すればよい。すなわち、送信時の変調波の位相に対する受信時の変調波（これは逆相になる）との位相のずれ分を抽出することになる。

前記したローパスフィルタとしては、例えば５０ＫＨｚ程度のカットオフ周波になされたものを使用することで、前記キャリア信号を効果的に除去することができる。また、前記した位相のずれ分を抽出する手段としては、アナログ的に動作するオペアンプ（オペレーショナルアンプ）を位相変化分取得手段として利用すればよい。

以下に説明する図１の符号１８〜２３で示す各構成は、前記した技術的な観点にしたがって構成されたものであり、送信波と受信反射波との間における遅延度合い、すなわち位相変化分を検証する演算手段を構成するものである。まず、前記受信ゲート回路１８にはゲートＧ１およびＧ２が具備されており、このゲートＧ１およびＧ２は前記した図２（ｅ）に示すゲートパルス信号により制御される。なお、図１に示すゲートＧ１およびＧ２の状態はゲートオープンである受信状態Ｒｘを示しており、前記したゲートパルス信号（Ｔｘ）の到来時にはゲートＧ１およびＧ２は共にグランドに落とされてゲートクロズの状態になされる。

前記ゲートＧ１には送信用キャビティアンテナ１０および受信用キャビティアンテナ１１の共通グランド点より、グランド点に回り込んだ送信信号、すなわちランプ信号により位相変調された高調波信号に対応する信号電圧が供給される。これは電圧増幅器１９を介して第１のローパスフィルタ２１に供給される。また、ゲートＧ２には受信用キャビティアンテナ１１による受信信号に対応する信号電圧が供給される。これも電圧増幅器２０を介して第２のローパスフィルタ２２に供給される。

前記各ローパスフィルタ２１，２２は、すでに説明したとおり例えば５０ＫＨｚ程度のカットオフ周波数に設定されており、したがって前記ゲートＧ１を介して得られる送信信号におけるキャリア信号成分は除去され、変調成分すなわち前記４０Ｈｚのスキャン信号に対応する信号波（ベースバンド信号とも言える。）を得ることができる。この信号波は前記したランプ信号により変調された信号波に対応するものである。このベースバンド信号の例が図６（ａ）にゼロクロス信号の態様で示されている。

一方、受信アンテナ１１で受信された受信信号は、前記したとおりゲートＧ２および電圧増幅器２０を介してローパスフィルタ２２に供給される。このローパスフィルタ２２は、前記したカットオフ周波数に設定されている関係から、アンテナ１１で受信されたキャリア信号成分は除去され、結果として変調成分すなわち前記スキャン信号に対応する信号波を得ることができる。この信号波はランプ信号により変調された信号波の逆相成分となる。この逆相成分の信号波の例を図６（ｂ）に破線で示されたゼロクロス信号の態様で示している。

ただし、図６（ｂ）に破線で示された逆相成分の信号波は、図６（ａ）におけるベースバンド信号に対して遅延が生じていない状態を示したものであり、送信アンテナ１０から送信されたマイクロ波がターゲットＴａに投射されて反射し、受信アンテナ１１に戻るまでの時間に対応した遅延が必ず生ずる。図６（ｂ）における実線は前記したローパスフィルタ２２において得られる前記ベースバンド信号に対して遅延した状態の信号波形の例を示している。

ここで、図１に示すオペアンプによる差動増幅器２３の非反転入力端には、前記図６（ａ）に示したベースバンド信号が供給され、また非反転入力端には図６（ｂ）に実線で示された遅延受信信号のベースバンド成分が供給される。したがって、前記差動増幅器２３は差分抽出手段として機能し、その出力端にはその差分が出力される。この差分信号は、一例として図６（ｃ）のように示すことができ、前記したベースバンド信号の１周期に同期して、ピーク値ｐが発生する。

したがって、前記ベースバンド信号の１周期の開始タイミングから、ピーク値ｐのセンタに至るまでの時間Ｔを計測することで、送信アンテナ１０からターゲートＴａに至り、さらにそのエコーが受信アンテナ１１に到着する時間、すなわちターゲットの位置を知ることができる。また図６に示すピークｐの振幅分Ｌは、ターゲットＴａの比誘電率に対応し、高調波に含まれるいずれの周波数に反応したかの情報として捕らえることができる。すなわち、この振幅分Ｌを知ることにより、ターゲットＴａが何であるかについて推測することができる。

ここで、前記した送受信アンテナ１０，１１に対するターゲットＴａの位置が遠い場合は探査の感度を高くし、近い場合には探査の感度を低くすることは、この種のレーダ型探査装置においてなされる基本動作である。前記した動作を実現させるために、この実施の形態においては、ＳＴＣ（Ｓｅｎｃｉｔｉｖｅ Ｔｉｍｉｎｇ Ｃｏｎｔｒｏｌ）回路２６と共にゲイン調整手段として機能する電圧制御抵抗素子２９が使用されている。

すなわち、図１に示すスキャン信号発生部からのスキャン信号、すなわちランプ信号は電圧増幅器２５を介してＳＴＣ回路２６に供給されるように構成されている。この場合、前記電圧増幅器２５には必要に応じて積分回路が内蔵され、したがってＳＴＣ回路２６には、図２（ｂ）に細い実線で示した例と同様なレベルがリニアに変化するランプ信号が供給される。このランプ信号はＡ／Ｄ変換回路２７によってデジタルデータに変換されてＣＰＵに取り込まれる。なお、前記ＳＴＣ回路２６は、ＣＰＵからの指令を受けてＳＴＣ回路２６に供給されるランプ信号のレベルを適宜調整することができるように構成されている。

一方、ＣＰＵに取り込まれた前記デジタルデータは、図１に示すＤ／Ａ変換器２８によりアナログ信号に変換され、電圧制御抵抗素子２９に供給される。この電圧制御抵抗素子２９は、固定の抵抗素子Ｒ０と共に直列接続され、前記したオペアンプによる差動増幅器２３の出力端と基準電位点との間に接続されている。そして電圧制御抵抗素子２９と固定抵抗素子Ｒ０との接続中点には電圧増幅器３１が接続され、その電圧増幅出力がアナログデータとして出力端３２に出力されるように構成されている。すなわち、前記した電圧制御抵抗素子２９と固定の抵抗素子Ｒ０とにより電子アッテネータを構成している。

前記したＳＴＣ回路２６および電圧制御抵抗素子２９を含む回路によると、ランプ信号のレベルに応じて電圧制御抵抗素子２９の抵抗値が可変され、差動増幅器２７における出力を抵抗素子Ｒ０との間で分圧して電圧増幅器３１に供給するように作用する。この場合、図２（ｂ）に示すランプ信号のレベルが低い場合において、前記した電圧制御抵抗素子２９の抵抗値を高くし、ランプ信号のレベルが高くなるにしたがって、電圧制御抵抗素子２９の抵抗値が低くなるように制御することで、好ましいゲイン調整を実現させることができる。

すなわち、図５に模式的に示したようにターゲットＴａがアンテナの近くに存在する場合においてはエコー（反射波）が早く戻り、この場合の反射波の実質的なレベルは大きい。またアンテナに対するターゲットＴａの位置が遠くなるほどエコーの戻りが遅くなり、この場合の反射波の実質的なレベルは減衰により小さくなる。したがって、前記したようにＳＴＣ回路にランプ信号を利用することで、アンテナに対するターゲットＴａの位置に応じてレーダの受信感度を効果的に調整することが可能となる。これにより、前記した出力端３２より出力されるアナログデータのレベルが一定の範囲となるように調整することができる。

なお、図１に示す構成においては、同期信号生成部６より４０Ｈｚの同期信号が出力されるように構成されている。したがって、図１には示されていない外付けの回路において、前記出力端３２から出力される図６（ｃ）に相当するアナログデータ信号をＡ／Ｄコンバータによりデジタル変換し、同期信号生成部６からの同期信号を利用することで、ターゲットＴａの位置および比誘電率に基づくターゲットの性質（換言すれば、地雷であるか否か）を判定することができる。

以上説明した実施の形態においては、送信信号を生成する前記した波形整形回路８は、キャリア信号の立上がりを鈍らせ、立下がりを加速（より急峻に）させる波形整形処理を実行するようにしているが、これとは逆にキャリア信号の立上がりを加速（より急峻に）させて、立下がりを鈍らせるように波形整形してもよい。その場合の信号波形の例を図７に示している。なお、図７に示す（ａ）〜（ｃ）は、すでに説明した図４の（ａ）〜（ｃ）にそれぞれ対応するものである。

この場合においては、前記した時間軸可変回路１５および移相器１６を含むゲートパルスの生成回路においては、２ＭＨｚのキャリア信号の立上がりに同期してゲートパルス信号を出力するように構成する必要がある。

以上のように前記した実施の形態によると、キャリア信号をランプ信号によって位相変調しているので、送信アンテナにより送信されるマイクロ波は勿論のこと、受信アンテナにより受信される反射波のいずれもが、ランプ信号による変調波になされている。したがって、前記したようにローパスフィルタを用いることで、両者の位相変調分を捕らえることができ、両者の位相変調成分における位相の変化分によりターゲットの位置を捕捉することができる。したがってこの発明にかかるレーダ型探査装置によると、その回路構成を大幅に簡素化させることに寄与できる。

なお、前記した実施の形態においては、時間軸可変回路１５および移相器１６を備えて位相変調を受けたキャリア信号の遅延量を制御し、図２（ｅ）に示す送信および受信ゲートパルスを生成するようにしている。しかしながら、キャリア信号の周波数、またランプ信号の周波数および変調レベルのパラメータ等により、前記送信および受信のタイミングを予め予測することができる。したがって、ＣＰＵ内においてカウンタによる時間計測により、図２（ｅ）に示すような送信および受信ゲートパルスを生成することができる。それ故、前記したカウンタ等を利用する場合においては、前記した時間軸可変回路１５および移相器１６は不要になる。

また、前記した実施の形態においては、位相変調を受けたキャリア信号の立下がりまたは立上がりをより急峻な形態に波形整形することで高次高調波を発生させるようにしているが、この発明においては、図１に示した波形整形回路８を利用しないモノパルス型の探査装置にも利用することができる。この場合においてはキャリア信号発生部３からは、例えば４００ＭＨｚ程度のキャリア信号を発生させるように制御される。

さらに、前記した実施の形態においては、地中に埋設された例えば地雷を探査する地中レーダを例にして説明したが、これは地雷のみならず、例えば水道管や、水漏れ部分の探査用レーダ、さらには気中レーダに採用しても同様の作用効果を享受することができる。

この発明にかかるレーダ型探査装置の実施の形態を示したブロック図である。 図１の各部において生成される信号形態を示す波形図である。 図１における波形整形回路の例を示した回路構成図である。 図３に示す波形整形回路の作用を説明するタイミングチャートである。 送受信アンテナとターゲットの関係を示した模式図である。 ターゲットの位置等を演算する例を説明する波形図である。 図３に示す波形整形回路の他の動作例を説明するタイミングチャートである。

符号の説明

１ 基準信号発生部
２ 第１の分周器
３ キャリア信号発生部
４ 第２の分周器
５ スキャン信号発生部
６ 同期信号発生部
７ ローパスフィルタ
８ 波形整形回路
９ 送信アンプ
１０ 送信用アンテナ
１１ 受信用アンテナ
１５ 時間軸可変回路
１６ 移相器
１８ 受信ゲート回路
２１ ローパスフィルタ（第１ローパスフィルタ）
２２ ローパスフィルタ（第２ローパスフィルタ）
２３ 差動増幅器（オペアンプ）
２６ ＳＴＣ回路
２７ Ａ／Ｄコンバータ
２８ Ｄ／Ａコンバータ
２９ 電圧制御抵抗素子
３２ アナログデータ出力端
Ａ 位相変調手段
Ｃ１ コンデンサ（スピードアップコンデンサ）
Ｒ１ 放電抵抗
Ｑ１ トランジスタ（送信アンプ）
Ｔａ ターゲット

Claims (5)

1. スキャン信号発生部より生成されるランプ信号を変調波として、キャリア信号発生部より生成されるキャリア信号を位相変調させる位相変調手段と、
   ランプ信号により位相変調された前記キャリア信号の立上がりもしくは立下がりのタイミングにおいてマイクロ波信号を送信する送信アンテナと、
   前記送信アンテナによって送信されたマイクロ波信号の反射信号を受信する受信アンテナと、
   前記送信アンテナより送信されるマイクロ波信号の位相変調成分と受信アンテナにより受信される反射波の位相変調成分との間の位相の変化分を取得することができる位相変化分取得手段と、
   を具備したことを特徴とするレーダ型探査装置。
2. 前記位相変化分取得手段には、前記送信アンテナより送信されるマイクロ波信号の位相変調成分を抽出する第１のローパスフィルタと、
   前記受信アンテナにより受信される反射波の位相変調成分を抽出する第２のローパスフィルタと、
   前記第１および第２のローパスフィルタによりそれぞれ得られる位相変調成分における位相の変化分を取得することができる差分抽出手段と、
   が具備されていることを特徴とする請求項１に記載されたレーダ型探査装置。
3. 前記差分抽出手段がアナログ信号の反転入力端子および非反転入力端子を備えたオペレーショナルアンプにより構成されていることを特徴とする請求項３に記載されたレーダ型探査装置。
4. 前記第１および第２のローパスフィルタにおけるそれぞれのカットオフ周波数が、前記キャリア信号の周波数とランプ信号の周波数のとの間に設定されていることを特徴とする請求項２または請求項３に記載されたレーダ型探査装置。
5. 前記キャリア信号発生部におけるキャリア信号およびスキャン信号発生部におけるランプ信号は、基準信号発生部からの基準信号をそれぞれ分周した分周出力に基づいて生成されるように構成されていることを特徴とする請求項１ないし請求項４のいずれか１項に記載されたレーダ型探査装置。

Images