JP2006242711A

JP2006242711A - Radar apparatus

Info

Publication number: JP2006242711A
Application number: JP2005057767A
Authority: JP
Inventors: Hiroshi Suwa; 啓諏訪; Masafumi Iwamoto; 雅史岩本; Hiroshi Kameda; 洋志亀田; Hisashi Yoshiko; 尚志吉子
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2005-03-02
Filing date: 2005-03-02
Publication date: 2006-09-14
Anticipated expiration: 2025-03-02
Also published as: JP4541189B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a radar apparatus for enhancing the suppression rate of linearly symmetrical aliasing without increasing the number of receiving antennas. <P>SOLUTION: A receiving beam pattern where nulls are present in a direction symmetrical to the reception direction of a pulse signal is formed with the advance direction of a platform as a symmetry axis at each pulse signal received by a transmission/reception antenna 4-0 and receiving antennas 4-1 to 4 (N-1), and synthetic aperture processing to the receiving beam pattern is performed. <P>COPYRIGHT: (C)2006,JPO&NCIPI

Description

この発明は、距離（レンジ）方向と方位（アジマス）方向に高い分解能を有するレーダ装置に関するものである。 The present invention relates to a radar apparatus having high resolution in a distance (range) direction and an azimuth (azimuth) direction.

レーダ装置は、例えば、航空機や自動車などの移動体に搭載され、その移動体の進行方向の正面のレーダ画像を生成する技術を実装している。
レーダの波長は、光と比べて長いため、霧などの悪視界環境下においても、遠方の画像を生成することができる利点がある。
したがって、レーダ装置を例えば航空機に搭載すれば、進行方向の視界が悪い環境でも、移動体の進行方向の正面の画像を正確に生成して、航空機の着陸支援などに寄与することができる。 The radar apparatus is mounted on a moving body such as an aircraft or an automobile, and implements a technique for generating a radar image of the front in the traveling direction of the moving body.
Since the wavelength of the radar is longer than that of light, there is an advantage that a distant image can be generated even in a bad vision environment such as fog.
Therefore, if the radar apparatus is mounted on, for example, an aircraft, it is possible to accurately generate a front image of the moving body in the traveling direction even in an environment where the traveling direction is poor, thereby contributing to landing support of the aircraft.

従来の画像レーダ技術としては、合成開口レーダ（ＳＡＲ：ＳｙｎｔｈｅｔｉｃＡｐｅｒｔｕｒｅＲａｄａｒ)やドップラービームシャープニング（ＤＢＳ：ＤｏｐｐｌｅｒＢｅａｍＳｈａｒｐｅｎｉｎｇ）などが知られている（例えば、非特許文献１参照）。
しかし、これらの画像レーダ技術は、いずれも移動体の進行方向の横、あるいは、斜め前方を画像化することができるが、正面を画像化することができない。
その理由は、これらの画像レーダ技術は、本質的にプラットフォームの移動を利用して、仮想的にプラットフォームの進行方向に広がる大きなアレイアンテナを構成することによって、移動体の進行方向に平行な方向の分解能を稼ぐ手法だからである。
したがって、ＳＡＲやＤＢＳの処理を実施して、移動体の進行方向を画像化すると、真正面方向については、十分な分解能を得ることができない。 As conventional image radar techniques, synthetic aperture radar (SAR), Doppler beam sharpening (DBS), and the like are known (for example, see Non-Patent Document 1).
However, all of these image radar technologies can image the side of the moving body in the direction of travel or obliquely forward, but cannot image the front.
The reason for this is that these image radar technologies essentially utilize the movement of the platform to construct a large array antenna that extends virtually in the direction of travel of the platform, and in a direction parallel to the direction of travel of the moving object. This is because it is a technique to increase resolution.
Therefore, if the SAR or DBS process is performed to image the moving direction of the moving body, sufficient resolution cannot be obtained in the straight front direction.

そこで、移動体の真正面方向について、十分な分解能を得ることができるようにするためには、実開口長の大きなアレイアンテナを用いる方法が考えられる。
例えば、プラットフォームが航空機である場合、その航空機の主翼にアンテナを並べれば、両翼端の幅に相当する長さのアレイアンテナを構成することができるため、実開口長を大きくすることができる。
具体的には、例えば、正面方向のＸ帯のレーダ画像を生成することを考えると、両翼端の幅が１０ｍ、波長が３ｃｍであれば、角度分解能が３ｍｒａｄ程度の画像を得ることができる。
しかし、グレーティングローブの発生を防止するために、半波長（１．５ｃｍ）間隔で素子アンテナを配置すると、素子アンテナが６６６個必要になり、多数の素子アンテナを主翼に配置する必要がある。 Therefore, a method using an array antenna having a large actual aperture length can be considered in order to obtain sufficient resolution in the direction directly in front of the moving body.
For example, when the platform is an aircraft, if an antenna is arranged on the main wing of the aircraft, an array antenna having a length corresponding to the width of both wing tips can be formed, so that the actual aperture length can be increased.
Specifically, for example, when considering the generation of an X-band radar image in the front direction, if the width of both wing tips is 10 m and the wavelength is 3 cm, an image with an angular resolution of about 3 mrad can be obtained.
However, if element antennas are arranged at half-wavelength (1.5 cm) intervals in order to prevent the occurrence of grating lobes, 666 element antennas are required, and a large number of element antennas need to be arranged on the main wing.

素子アンテナの配置数を削減する技術として、送信用アレイアンテナと受信用アレイアンテナを個別に備えることにより、素子アンテナの数を削減すると同時に、グレーティングローブの発生を抑圧する方式が知られている（例えば、特許文献１参照）。
この方式では、送信用アレイアンテナと受信用アレイアンテナの素子間隔を半波長よりも広げることで、素子アンテナの本数を削減している。
また、送信用アレイアンテナの素子間隔と、受信用アレイアンテナの素子間隔とが異なるように配置することで、送信のアンテナパターン（以下、送信パターンと称する）に生じるグレーティングローブと、受信のアンテナパターン（以下、受信パターンと称する）に生じるグレーティングローブの間隔が一致しないようにして、送受信全体としてのパターン（以下、送受信パターンと称する）に生じるグレーティングローブを抑圧している。
さらに、送信パターンと受信パターンを同期させて走査することにより、領域を走査して観測するものである。 As a technique for reducing the number of element antennas, a method is known in which the transmission array antenna and the reception array antenna are individually provided to reduce the number of element antennas and simultaneously suppress the generation of grating lobes ( For example, see Patent Document 1).
In this method, the number of element antennas is reduced by extending the element spacing between the transmitting array antenna and the receiving array antenna beyond half a wavelength.
In addition, by arranging the element spacing of the transmitting array antenna and the element spacing of the receiving array antenna to be different from each other, a grating lobe generated in a transmitting antenna pattern (hereinafter referred to as a transmitting pattern) and a receiving antenna pattern The grating lobes generated in the pattern as a whole of transmission / reception (hereinafter referred to as transmission / reception patterns) are suppressed so that the intervals between the grating lobes generated in the following (hereinafter referred to as reception patterns) do not coincide.
Further, the region is scanned and observed by scanning the transmission pattern and the reception pattern in synchronization.

また、ＳＡＲやＤＢＳの処理を実施して、移動体の進行方向を画像化すると、その画像は、移動体の進行方向を対称軸として、左右対称に折り返してしまう問題が発生する。
その理由は、移動体であるプラットフォームから左右対称な２点までの距離が常に等しいため、左右対称な２点からの反射信号の位相変化が完全に一致するからである。
この問題の解決策としては、モノパルスアンテナを利用して、Σチャネルにおける正面方向のＳＡＲ画像又はＤＢＳ画像を生成するとともに、Δチャネルにおける正面方向のＳＡＲ画像又はＤＢＳ画像を生成し、これらの画像を線形結合して、左右対称の折り返しを抑圧する方式が知られている（例えば、特許文献２参照）。
この方式では、分解能が合成開口長によって決まるため、真正面については充分な分解能が得られないが、左右のアンビギュイティを抑圧することが可能である。しかし、アンテナパターンの計測誤差が、得られる画質に強く影響を与えることになる。 Further, when the SAR or DBS process is performed to image the moving direction of the moving body, there arises a problem that the image is folded back and forth symmetrically with the moving direction of the moving body as the symmetry axis.
The reason is that the phase change of the reflected signals from the two symmetrical points is completely the same because the distance from the platform that is the moving body to the two symmetrical points is always equal.
As a solution to this problem, a mono-pulse antenna is used to generate a front-side SAR image or DBS image in the Σ channel, and a front-side SAR image or DBS image in the Δ channel. A method of linearly combining and suppressing symmetrical folding is known (for example, see Patent Document 2).
In this method, since the resolution is determined by the synthetic aperture length, a sufficient resolution cannot be obtained in front, but the left and right ambiguities can be suppressed. However, the measurement error of the antenna pattern strongly affects the obtained image quality.

この他にも、左右対称に折り返してしまう問題の解決策として、複数の受信アンテナを進行方向と直交する方向にアレイ状に配置し、複数の受信アンテナにより受信された信号を用いて、それぞれ正面方向のＳＡＲ画像又はＤＢＳ画像を生成し、これらの画像を線形結合して、左右対称の折り返しを抑圧する方式が知られている（例えば、非特許文献２参照）。
しかし、各受信アンテナの位相中心の位置が移動体の進行方向に対して直交する方向にずれているため、各受信アンテナにより受信された信号を用いて、正面方向のＳＡＲ画像又はＤＢＳ画像を生成すると、これらの画像における折り返しの軸もずれている。
そのため、これらの画像の線形結合から得られる画像においては、左右の折り返しの電力抑圧比が高々アンテナ数の２乗となり、高い抑圧比を得るためには、受信アンテナ数を増加する必要がある。 In addition to this, as a solution to the problem of folding back left and right symmetrically, a plurality of receiving antennas are arranged in an array in a direction orthogonal to the traveling direction, and signals received by the plurality of receiving antennas are respectively used in front of each other. A method of generating a SAR image or a DBS image of a direction and linearly combining these images to suppress left-right symmetric aliasing is known (for example, see Non-Patent Document 2).
However, since the position of the phase center of each receiving antenna is shifted in the direction orthogonal to the traveling direction of the moving body, a SAR image or DBS image in the front direction is generated using the signal received by each receiving antenna. Then, the folding axis in these images is also shifted.
For this reason, in the image obtained from the linear combination of these images, the left and right folding power suppression ratio is at most the square of the number of antennas, and in order to obtain a high suppression ratio, it is necessary to increase the number of reception antennas.

米国特許第３，８２５，９２８号明細書 “ＨｉｇｈＲｅｓｏｌｕｔｉｏｎＢｉｓｔａｔｉｃＲａｄｅｒＳｙｓｔｅｍ”U.S. Pat. No. 3,825,928 “High Resolution Bistatic Rader System” 米国特許第４，９７８，９６１号明細書 “ＳｙｎｔｈｅｔｉｃＡｐｅｒｔｕｒｅＲａｄａｒＷｉｔｈＤｅａｄ−ＡｈｅａｄＢｅａｍＳｈａｒｐｅｎｉｎｇＣａｐａｂｉｌｉｔｙ”U.S. Pat. No. 4,978,961 "Synthetic Aperture Radar With Dead-Ahead Beam Sharing Capability" Ｄ．Ｒ．Ｗｅｈｎｅｒ，“Ｈｉｇｈ−ＲｅｓｏｌｕｔｉｏｎＲａｄａｒＳｅｃｏｎｄＥｄｉｔｉｏｎ，”ＡｒｔｅｃｈＨｏｕｓｅＩｎｃ，１９９５D. R. Wehner, “High-Resolution Radar Second Edition,” Arttech House Inc, 1995. 長波長ホログラフィを用いた前方監視レーダの像再生法（電子情報通信学会論文誌Ｂ−ＩＩＶｏｌ．Ｊ７６−Ｂ−ＩＩ，Ｎｏ．８，ｐｐ６９８−７０５，１９９３年８月）Image reconstruction method for forward monitoring radar using long-wavelength holography (Bulletin of the Institute of Electronics, Information and Communication Engineers B-II Vol. J76-B-II, No. 8, pp 698-705, August 1993)

従来のレーダ装置は以上のように構成されているので、複数の受信アンテナを進行方向と直交する方向にアレイ状に配置し、複数の受信アンテナにより受信された信号を用いて、それぞれ正面方向のＳＡＲ画像又はＤＢＳ画像を生成し、これらの画像を線形結合すれば、左右対称の折り返しを抑圧することができる。しかし、各受信アンテナの位相中心の位置が移動体の進行方向に対して直交する方向にずれているため、各受信アンテナにより受信された信号を用いて、正面方向のＳＡＲ画像又はＤＢＳ画像を生成すると、これらの画像における折り返しの軸もずれてしまう。そのため、これらの画像の線形結合から得られる画像においては、左右の折り返しの電力抑圧比が高々アンテナ数の２乗となり、高い抑圧比を得るためには、受信アンテナ数を増加する必要がある課題があった。 Since the conventional radar apparatus is configured as described above, a plurality of receiving antennas are arranged in an array in a direction orthogonal to the traveling direction, and signals received by the plurality of receiving antennas are used in the front direction. If a SAR image or a DBS image is generated and these images are linearly combined, symmetrical folding can be suppressed. However, since the position of the phase center of each receiving antenna is shifted in the direction orthogonal to the traveling direction of the moving body, a SAR image or DBS image in the front direction is generated using the signal received by each receiving antenna. Then, the folding axis in these images is also shifted. Therefore, in the image obtained from the linear combination of these images, the left and right aliasing power suppression ratio is at most the square of the number of antennas, and in order to obtain a high suppression ratio, it is necessary to increase the number of reception antennas. was there.

この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、受信アンテナの本数を増やすことなく、左右対称の折り返しの抑圧比を高めることができるレーダ装置を得ることを目的とする。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to provide a radar device that can increase the left-right symmetrical suppression ratio without increasing the number of receiving antennas.

この発明に係るレーダ装置は、受信手段により受信されるパルス信号毎に、プラットフォームの進行方向を対称軸として、当該パルス信号の受信方向と対称な方向にナルが存在する受信ビームパターンを形成する受信ビームパターン形成手段を設け、その受信ビームパターン形成手段により形成された受信ビームパターンに対する合成開口処理を実施するようにしたものである。 The radar apparatus according to the present invention receives, for each pulse signal received by the receiving means, a reception beam pattern in which a null exists in a direction symmetrical to the reception direction of the pulse signal with the traveling direction of the platform as the axis of symmetry. Beam pattern forming means is provided, and synthetic aperture processing is performed on the received beam pattern formed by the received beam pattern forming means.

この発明によれば、受信手段により受信されるパルス信号毎に、プラットフォームの進行方向を対称軸として、当該パルス信号の受信方向と対称な方向にナルが存在する受信ビームパターンを形成する受信ビームパターン形成手段を設け、その受信ビームパターン形成手段により形成された受信ビームパターンに対する合成開口処理を実施するように構成したので、受信アンテナの本数を増やすことなく、左右対称の折り返しの抑圧比を高めることができる効果がある。 According to the present invention, for each pulse signal received by the receiving means, a received beam pattern for forming a received beam pattern in which a null exists in a direction symmetrical to the receiving direction of the pulse signal, with the traveling direction of the platform as the axis of symmetry. Since the forming means is provided and the synthetic aperture processing is performed on the received beam pattern formed by the received beam pattern forming means, the symmetric folding suppression ratio is increased without increasing the number of receiving antennas. There is an effect that can.

実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１によるレーダ装置を示す構成図であり、図において、送信器１は基準となるパルス信号を生成し、そのパルス信号を繰り返し送受切換器２に出力する処理を実施する。
送受切換器２は送信器１からパルス信号を受けると、そのパルス信号を送受信アンテナ４−０に出力する一方、送受信アンテナ４−０からパルス信号を受けると、そのパルス信号を受信器５−０に出力する処理を実施する。
受信アレイアンテナ３は送受信アンテナ４−０とＮ−１個の受信アンテナ４−１〜４−（Ｎ−１）から構成されているアレイアンテナである。
送受信アンテナ４−０は開口長がＬｔのアンテナであり、送受切換器２から出力されたパルス信号を目標２０に向けて照射する一方、その目標２０に反射されたパルス信号を受信する機能を備えている。なお、送信器１、送受切換器２、送受信アンテナ４−０から送信手段が構成されている。 Embodiment 1 FIG.
FIG. 1 is a block diagram showing a radar apparatus according to Embodiment 1 of the present invention. In FIG. 1, a transmitter 1 generates a reference pulse signal and repeatedly outputs the pulse signal to a transmission / reception switch 2. carry out.
When the transmission / reception switch 2 receives the pulse signal from the transmitter 1, the transmission / reception switch 2 outputs the pulse signal to the transmission / reception antenna 4-0. On the other hand, when the transmission / reception switch 2 receives the pulse signal from the transmission / reception antenna 4-0, the transmission / reception switch 2 receives the pulse signal. Execute the process to output to.
The reception array antenna 3 is an array antenna composed of a transmission / reception antenna 4-0 and N-1 reception antennas 4-1 to 4- (N-1).
The transmission / reception antenna 4-0 is an antenna having an aperture length of Lt, and has a function of irradiating the pulse signal output from the transmission / reception switch 2 toward the target 20 and receiving the pulse signal reflected by the target 20. ing. The transmitter 1, the transmission / reception switch 2, and the transmission / reception antenna 4-0 constitute transmission means.

Ｎ−１個の素子アンテナである受信アンテナ４−１〜４−（Ｎ−１）はプラットフォーム（レーダ装置が搭載されている移動体）の進行方向に対して直交し、かつ、水平な方向に広がるように不等間隔で配置されており、目標２０に反射されたパルス信号を受信する機能を備えている。
この実施の形態１では、受信アレイアンテナ３を構成する送受信アンテナ４−０がパルス信号の送信用と受信用を兼ねているものについて示しているが、その送受信アンテナ４−０を受信専用にして、別途、パルス信号を送信する送信アンテナを設けてもよい。
また、この実施の形態１では、送受信アンテナ４−０と受信アンテナ４−１〜４−（Ｎ−１）の素子間隔が不等間隔であるものについて説明するが、素子間隔が必ずしも不等間隔である必要はない。
また、この実施の形態１では、送受信アンテナ４−０と受信アンテナ４−１〜４−（Ｎ−１）の配列が直線状であるものについて説明するが、その配列が直線状でない場合や、その配列が２次元配列であってもよく、同様に適用することができる。
また、適当な通信手段を備えていれば、同一又は異なるプラットフォームに搭載された他のレーダ装置の送受信アンテナを使用することができる。 Receiving antennas 4-1 to 4- (N-1), which are N-1 element antennas, are orthogonal to the traveling direction of the platform (moving body on which the radar device is mounted) and in a horizontal direction. They are arranged at unequal intervals so as to spread and have a function of receiving a pulse signal reflected by the target 20.
In the first embodiment, the transmission / reception antenna 4-0 constituting the reception array antenna 3 is used for both transmission and reception of pulse signals. However, the transmission / reception antenna 4-0 is dedicated to reception. Separately, a transmission antenna for transmitting a pulse signal may be provided.
Further, in the first embodiment, description will be made on the case where the element intervals of the transmission / reception antenna 4-0 and the reception antennas 4-1 to 4- (N-1) are unequal, but the element intervals are not necessarily unequal. Need not be.
In the first embodiment, the arrangement of the transmission / reception antenna 4-0 and the reception antennas 4-1 to 4- (N-1) is linear. However, when the arrangement is not linear, The array may be a two-dimensional array and can be similarly applied.
If an appropriate communication means is provided, the transmission / reception antennas of other radar devices mounted on the same or different platforms can be used.

受信器５−０，５−１，・・・，５−（Ｎ−１）は受信アレイアンテナ３の送受信アンテナ４−０又は受信アンテナ４−１〜４−（Ｎ−１）と接続され、送受信アンテナ４−０又は受信アンテナ４−１〜４−（Ｎ−１）により受信されたパルス信号を増幅する処理を実施する。
Ａ／Ｄ変換器６−０，６−１，・・・，６−（Ｎ−１）は受信器５−０，５−１，・・・，５−（Ｎ−１）により増幅されたアナログのパルス信号をディジタルのパルス信号に変換する処理を実施する。
記憶部７はＡ／Ｄ変換器６−０，６−１，・・・，６−（Ｎ−１）によりＡ／Ｄ変換されたパルス信号を一時的に格納するメモリである。
レンジ圧縮部８は記憶部７に記憶されているパルス信号に対するパルス圧縮処理を実施して、レンジ分解能を高めた信号（以下、「レンジプロフィール」という）を取得する処理を実施する。
なお、受信アレイアンテナ３、受信器５−０，５−１，・・・，５−（Ｎ−１）、Ａ／Ｄ変換器６−０，６−１，・・・，６−（Ｎ−１）、記憶部７及びレンジ圧縮部８から受信手段が構成されている。 The receivers 5-0, 5-1,..., 5- (N-1) are connected to the transmitting / receiving antenna 4-0 or the receiving antennas 4-1 to 4- (N-1) of the receiving array antenna 3. A process of amplifying a pulse signal received by the transmitting / receiving antenna 4-0 or the receiving antennas 4-1 to 4- (N-1) is performed.
A / D converters 6-0, 6-1, ..., 6- (N-1) are amplified by receivers 5-0, 5-1, ..., 5- (N-1). A process of converting an analog pulse signal into a digital pulse signal is performed.
The storage unit 7 is a memory for temporarily storing the pulse signals A / D converted by the A / D converters 6-0, 6-1,..., 6- (N-1).
The range compression unit 8 performs a pulse compression process on the pulse signal stored in the storage unit 7 and performs a process of obtaining a signal with a higher range resolution (hereinafter referred to as “range profile”).
Note that the receiving array antenna 3, the receivers 5-0, 5-1,..., 5- (N-1), the A / D converters 6-0, 6-1,. -1), the storage unit 7 and the range compression unit 8 constitute reception means.

自機位置情報収集部９は例えば慣性航法装置やＧＰＳ受信器を搭載し、レーダ装置が搭載されている移動体であるプラットフォームの自機位置、速度及び姿勢を示す自機位置情報を収集する機能を備えている。
対称方向抑圧型合成開口処理部１０は自機位置情報収集部９により収集された位置情報からプラットフォームの進行方向を把握し、レンジ圧縮部８から出力されるレンジプロフィール毎に、そのプラットフォームの進行方向を対称軸として、受信アレイアンテナ３により受信されるパルス信号の受信方向と対称な方向にナルが存在する受信ビームパターンを形成して、その受信ビームパターンに対する合成開口処理を実施する処理を実施する。
なお、自機位置情報収集部９及び対称方向抑圧型合成開口処理部１０から受信ビームパターン形成手段が構成され、自機位置情報収集部９及び対称方向抑圧型合成開口処理部１０から合成開口処理手段が構成されている。
表示部１１は対称方向抑圧型合成開口処理部１０の合成開口処理により生成されたレーダ画像を表示する処理を実施する。 The own device position information collecting unit 9 is equipped with, for example, an inertial navigation device and a GPS receiver, and collects own device position information indicating the own device position, velocity, and attitude of a platform that is a moving body on which the radar device is installed. It has.
The symmetric direction suppression type synthetic aperture processing unit 10 grasps the traveling direction of the platform from the position information collected by the own position information collecting unit 9, and for each range profile output from the range compression unit 8, the traveling direction of the platform A reception beam pattern having a null in a direction symmetrical to the reception direction of the pulse signal received by the reception array antenna 3 is formed with respect to the axis of symmetry, and a process of performing a synthetic aperture process on the reception beam pattern is performed. .
A reception beam pattern forming unit is configured by the own apparatus position information collection unit 9 and the symmetric direction suppression type synthetic aperture processing unit 10, and a synthetic aperture process is performed from the own apparatus position information collection unit 9 and the symmetric direction suppression type synthetic aperture processing unit 10. Means are configured.
The display unit 11 performs a process of displaying a radar image generated by the synthetic aperture processing of the symmetric direction suppression type synthetic aperture processing unit 10.

図２はこの発明の実施の形態１によるレーダ装置の対称方向抑圧型合成開口処理部１０を示す構成図であり、対称方向抑圧用荷重算出部１０ａは自機位置情報収集部９により収集された位置情報からプラットフォームの進行方向を把握し、そのプラットフォームの進行方向を対称軸として、受信アレイアンテナ３により受信されるパルス信号の受信方向と対称な方向にナルを形成するための荷重ベクトルを算出する処理を実施する。
対称方向抑圧型位相補償・積分処理部１０ｂは対称方向抑圧用荷重算出部１０ａにより算出された荷重ベクトルをレンジ圧縮部８から出力されるレンジプロフィールに乗算して、その対称な方向にナルが存在する受信ビームパターンを形成するとともに、その受信ビームパターンに対する合成開口処理、即ち、プラットフォームの移動により生じるパルス信号の位相変化を補償し、位相補償後のパルス信号（レンジプロフィール）をコヒーレント積分する合成開口処理を実施してレーダ画像を生成する。 FIG. 2 is a block diagram showing the symmetric direction suppression type synthetic aperture processing unit 10 of the radar apparatus according to Embodiment 1 of the present invention. The symmetric direction suppression load calculation unit 10a is collected by the own position information collection unit 9. From the position information, the traveling direction of the platform is grasped, and the load vector for forming a null in the direction symmetrical to the receiving direction of the pulse signal received by the receiving array antenna 3 is calculated with the traveling direction of the platform as the axis of symmetry. Perform the process.
The symmetric direction suppression type phase compensation / integration processing unit 10b multiplies the range profile output from the range compression unit 8 by the load vector calculated by the symmetric direction suppression load calculation unit 10a, and there is a null in the symmetric direction. And a synthetic aperture processing for the received beam pattern, that is, a synthetic aperture that compensates for the phase change of the pulse signal caused by the movement of the platform and coherently integrates the phase compensated pulse signal (range profile) Processing is performed to generate a radar image.

図３はこの発明の実施の形態１によるレーダ装置における送受信アンテナ４−０及び受信アンテナ４−１〜４−（Ｎ−１）の配置と、プラットフォームの移動を説明する説明図である。
図３では、ｘ座標軸がプラットフォームの進行方向と垂直な方向（図中、水平な方向）に取られ、ｙ座標軸がプラットフォームの進行方向と平行な方向に取られている。
プラットフォームは、ｙ軸の正の方向に速度ｖで等速度運動するものとする。
また、送受信アンテナ４−０と、Ｎ−１個の受信アンテナ４−１〜４−（Ｎ−１）はプラットフォームの進行方向に対して直交し、かつ、水平な直線上に不等間隔に配置されており、時刻ｔ＝０において、送受信アンテナ４−０が原点に配置されているものとする。受信アンテナ４−１〜４−（Ｎ−１）は、時刻ｔ＝０において、ｘ軸上のｘ＝ｄ₁，ｄ₂，・・・，ｄ_N-1の位置に配置されているものとする。 FIG. 3 is an explanatory diagram for explaining the arrangement of the transmitting / receiving antennas 4-0 and the receiving antennas 4-1 to 4- (N-1) and the movement of the platform in the radar apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
In FIG. 3, the x coordinate axis is taken in a direction perpendicular to the direction of travel of the platform (horizontal direction in the figure), and the y coordinate axis is taken in a direction parallel to the direction of travel of the platform.
The platform is assumed to move at a constant velocity in the positive direction of the y-axis at a velocity v.
In addition, the transmitting / receiving antenna 4-0 and the N-1 receiving antennas 4-1 to 4- (N-1) are orthogonal to the traveling direction of the platform and are arranged at unequal intervals on a horizontal straight line. It is assumed that the transmitting / receiving antenna 4-0 is located at the origin at time t = 0. Receive antenna 4-1~4- (N-1) at time _{t = 0, x = d 1} , d 2 on the x-axis, ..., and those located at the position of d _N-1 To do.

次に動作について説明する。
まず、送信器１は、基準となるパルス信号を生成し、送受切換器２を介して、そのパルス信号を所定の周期で繰り返し送受信アンテナ４−０に出力することにより、そのパルス信号を目標２０に向けて送信する。
ここで、送受信アンテナ４−０の開口長をＬ_t、パルス信号の波長をλとすると、送受信アンテナ４−０の主ビームのｎｕｌｌｔｏｎｕｌｌの幅Δθ_t［ｒａｄ］は、下記の式（１）で与えられる。
Δθ_t＝２λ／Ｌ_t （１） Next, the operation will be described.
First, the transmitter 1 generates a reference pulse signal, and repeatedly outputs the pulse signal to the transmission / reception antenna 4-0 via the transmission / reception switch 2 at a predetermined cycle, thereby converting the pulse signal to the target 20. Send to.
Here, assuming that the opening length of the transmission / reception antenna 4-0 is L _t and the wavelength of the pulse signal is λ, the null to null width Δθ _t [rad] of the main beam of the transmission / reception antenna 4-0 is expressed by the following equation (1). ).
Δθ _t = 2λ / L _t (1)

時刻ｔにおいて、送受信アンテナ４−０から送信されたパルス信号は、十分遠方の位置（Ｌ_x，Ｌ_y）に存在する目標２０に照射されることにより、その目標２０に反射され、受信アレイアンテナ３に到来する。
受信アレイアンテナ３の送受信アンテナ４−０及び受信アンテナ４−１〜４−（Ｎ−１）は、目標２０に反射されたパルス信号を受信し、そのパルス信号を受信器５−０，５−１，・・・，５−（Ｎ−１）に出力する。
受信器５−０，５−１，・・・，５−（Ｎ−１）は、受信アレイアンテナ３により受信されたパルス信号を受けると、そのパルス信号を増幅してＡ／Ｄ変換器６−０，６−１，・・・，６−（Ｎ−１）に出力する。
Ａ／Ｄ変換器６−０，６−１，・・・，６−（Ｎ−１）は、受信器５−０，５−１，・・・，５−（Ｎ−１）により増幅されたアナログのパルス信号を受けると、そのパルス信号をディジタルのパルス信号に変換し、ディジタルのパルス信号を記憶部７に格納する。
これにより、記憶部７にはＮ個のパルス信号が記憶される。 At time t, the pulse signal transmitted from the transmission / reception antenna 4-0 is reflected on the target 20 by being applied to the target 20 existing at a sufficiently distant position (L _x , L _y ), and the reception array antenna. Come to 3.
The transmission / reception antenna 4-0 and the reception antennas 4-1 to 4- (N-1) of the reception array antenna 3 receive the pulse signal reflected by the target 20, and receive the pulse signal in the receivers 5-0, 5- 1,..., 5- (N-1).
When receiving the pulse signal received by the receiving array antenna 3, the receivers 5-0, 5-1,..., 5- (N-1) amplify the pulse signals and perform the A / D converter 6 Output to -0, 6-1, ..., 6- (N-1).
A / D converters 6-0, 6-1, ..., 6- (N-1) are amplified by receivers 5-0, 5-1, ..., 5- (N-1). When the analog pulse signal is received, the pulse signal is converted into a digital pulse signal, and the digital pulse signal is stored in the storage unit 7.
As a result, N pulse signals are stored in the storage unit 7.

レンジ圧縮部８は、記憶部７に記憶されているＮ個のパルス信号に対するパルス圧縮処理を実施することにより、レンジ分解能を高めた信号、即ち、レンジプロフィールを取得する。
ここで、レンジ圧縮部８により取得されるレンジプロフィールｓ_n（ｔ）は次式で表される。
ｓ_n（ｔ）＝αｅｘｐ（−ｊ（４πＬ_x）／（λｓｉｎθ_t））
・ｅｘｐ（ｊ（２πｄ_nｓｉｎθ_t）／λ）（２）
ただし、ｎ＝０，１，・・・，Ｎ−１、ｄ₀＝０である。 The range compression unit 8 performs a pulse compression process on the N pulse signals stored in the storage unit 7 to obtain a signal with an improved range resolution, that is, a range profile.
Here, range profile s _n acquired by the range compression unit 8 (t) is expressed by the following equation.
s _n (t) = αexp (−j (4πL _x ) / (λ sin θ _t ))
_{· Exp (j (2πd n sinθ} t) / λ) (2)
However, n = 0, 1,..., N−1, d ₀ = 0.

式（２）におけるθ_tは、時刻ｔにおいて、送受信アンテナ４−０と目標２０を結ぶ直線がｙ軸となす角度であり、次式で表される。
θ_t＝ｔａｎ^-1（Ｌ_x／（Ｌ_y−ｖｔ））（３）
また、αは目標２０の散乱強度であり、ｎは送受信アンテナ４−０と受信アンテナ４−１〜４−（Ｎ−１）を表すインデックスである。
なお、式（２）は、反射波が平面波で近似できるものとしており、式(２)より、ＰＲＩ(ＰｕｌｓｅＲｅｐｅｔｉｔｉｏｎＩｎｔｅｒｖａｌ)をΔｔ秒として、Ｍ個のパルス信号が送受信されることにより得られる信号ｓ_n,mは、次式のように表される。
ｓ_n,m
＝ｓ_n（ｍΔｔ）
＝αｅｘｐ（−ｊ（４πＬ_x）／（λｓｉｎθ_m））
・ｅｘｐ（ｊ（２πｄ_nｓｉｎθ_m）／λ）（４）
ただし、ｎ＝０，１，・・・，Ｎ−１、ｄ₀＝０、ｍ＝０，１，・・・，Ｍ−１である。 Θ _t in Expression (2) is an angle formed by a straight line connecting the transmission / reception antenna 4-0 and the target 20 with the y-axis at time t, and is represented by the following expression.
θ _t = tan ⁻¹ (L _x / (L _y −vt)) (3)
Moreover, (alpha) is the scattering intensity of the target 20, and n is an index showing the transmission / reception antenna 4-0 and the receiving antennas 4-1 to 4- (N-1).
Equation (2) assumes that the reflected wave can be approximated by a plane wave. From Equation (2), a signal obtained by transmitting and receiving M pulse signals with PRI (Pulse Repetition Interval) as Δt seconds. s _{n, m} is expressed as the following equation.
s _{n, m}
= S _n (mΔt)
= Αexp (−j (4πL _x ) / (λsinθ _m ))
Exp (j (2πd _n sin θ _m ) / λ) (4)
However, n = 0, 1,..., N−1, d ₀ = 0, m = 0, 1,.

式（４）において、ｍはパルス信号の番号を表すインデックスであり、θ_mはｍ番目のパルス信号を送信した時刻ｍΔｔにおいて、送受信アンテナ４−０と目標２０を結ぶ直線がｙ軸となす角度であり、次式で表される。
θ_m＝ｔａｎ^-1（Ｌ_x／（Ｌ_y−ｖ（ｍ−Ｍ／２）Δｔ））（５）
なお、式（２）及び式（３）では、１個のパルス信号の送受信に要する時間が、Δｔと比べて十分に短いため、１個のパルス信号を送受信する間、なす角θ_t，θ_mが一定であるものとして近似している。 In Expression (4), m is an index representing the number of the pulse signal, and θ _m is an angle formed by the straight line connecting the transmission / reception antenna 4-0 and the target 20 with the y-axis at the time mΔt at which the m-th pulse signal is transmitted. And is represented by the following equation.
θ _m = tan ⁻¹ (L _x / (L _y −v (m−M / 2) Δt)) (5)
In equations (2) and (3), the time required to transmit / receive one pulse signal is sufficiently shorter than Δt, and therefore the angles θ _t , θ formed during transmission / reception of one pulse signal. It is approximated as if _m is constant.

自機位置情報収集部９は、例えば慣性航法装置やＧＰＳ受信器を搭載し、レーダ装置が搭載されている移動体であるプラットフォームの自機位置、速度及び姿勢を示す自機位置情報を収集する。
対称方向抑圧型合成開口処理部１０は、上記のようにして、レンジ圧縮部８がレンジプロフィールを取得すると、自機位置情報収集部９により収集された位置情報からプラットフォームの進行方向を把握し、レンジ圧縮部８から出力されるレンジプロフィール毎に、そのプラットフォームの進行方向を対称軸として、受信アレイアンテナ３により受信されるパルス信号の受信方向と対称な方向にナルが存在する受信ビームパターンを形成する処理を実施する。
ここでは、対称方向抑圧型合成開口処理部１０の動作を具体的に説明する前に、ある所望の方向にビームを向けると同時に、異なる方向の信号を抑圧するビームパターンを形成するための荷重の算出方法について説明する。 The own device position information collecting unit 9 is equipped with, for example, an inertial navigation device and a GPS receiver, and collects own device position information indicating the own device position, speed, and posture of a platform that is a moving body on which the radar device is mounted. .
As described above, when the range compression unit 8 obtains the range profile, the symmetric direction suppression type synthetic aperture processing unit 10 grasps the traveling direction of the platform from the position information collected by the own position information collection unit 9, For each range profile output from the range compressing unit 8, a reception beam pattern is formed in which nulls exist in a direction symmetrical to the reception direction of the pulse signal received by the reception array antenna 3 with the traveling direction of the platform as the axis of symmetry. Perform the process.
Here, before specifically describing the operation of the symmetric direction suppression type synthetic aperture processing unit 10, the beam is directed to a desired direction, and at the same time, the load for forming a beam pattern for suppressing a signal in a different direction is determined. A calculation method will be described.

ビームを向けたい所望の方向θ_fに対応するステアリングベクトルをａ（θ_f）として、抑圧したい方向θ_sgに対応するステアリングベクトルをａ（θ_sg）（ｇ＝１，２，・・・，Ｇ）とする。
ここでは、一般化のため、Ｇ個の異なる方向にナルを形成することを考える。これらのステアリングベクトルは次式で表される。なお、以下では、ビームを向けたい所望の方向θ_fのことをステアリング角と称する。
ａ（θ_f）
＝［１ｅｘｐ（ｊ（２πｄ₁ｓｉｎθ_f）／λ）・・・
・・・ｅｘｐ（ｊ（２πｄ_N-1ｓｉｎθ_f）／λ）］^T （６）
ａ（θ_sg）
＝［１ｅｘｐ（ｊ（２πｄ₁ｓｉｎθ_sg）／λ）・・・
・・・ｅｘｐ（ｊ（２πｄ_N-1ｓｉｎθ_sg）／λ）］^T （７） The steering vector corresponding to the desired direction θ _{f in} which the beam is to be directed is a (θ _f ), and the steering vector corresponding to the direction θ _sg to be suppressed is a (θ _sg ) (g = 1, 2,..., G ).
Here, for generalization, consider forming nulls in G different directions. These steering vectors are expressed by the following equations. Hereinafter, the desired direction θ _{f in} which the beam is desired to be directed is referred to as a steering angle.
a (θ _f )
= [1 exp (j (2πd ₁ sin θ _f ) / λ)
... exp (j (2 [pi] dN _-1 sin [theta] _f ) / [lambda])] ^T (6)
a (θ _sg )
= [1 exp (j (2πd ₁ sin θ _sg ) / λ)
... exp (j (2πd _N-1 sin θ _sg ) / λ)] ^T (7)

次に、各素子（各受信アンテナにより受信されたパルス信号）に対する荷重ｗ_n（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）をまとめた荷重ベクトルｗを次式のように定義する。
ｗ＝［ｗ₁ ｗ₂ ・・・ｗ_N］^T （８）
そして、ステアリング角方向のゲインを１として、抑圧したい方向θ_sgのゲインを抑圧するために、次式で定義される二乗誤差σを最小化するような荷重ベクトルｗを決定する。
σ＝‖ｙ−Ａｗ‖² （９）
ただし、Ａはステアリング角とナルを形成する方向に対応するステアリングベクトルをまとめた（Ｇ＋１）×Ｎの行列であり、ｙは所望のゲインパターンを表す（Ｇ＋１）次元ベクトルである。 Next, a load vector w in which loads w _n (n = 1, 2,..., N) for each element (pulse signal received by each receiving antenna) are defined as follows.
w = [w ₁ w ₂ ... w _N ] ^T (8)
Then, in order to suppress the gain in the direction θ _sg to be suppressed by setting the gain in the steering angle direction to 1, the load vector w that minimizes the square error σ defined by the following equation is determined.
σ = ‖y−Aw‖ ² (9)
Here, A is a (G + 1) × N matrix in which steering vectors corresponding to the direction in which the steering angle and null are formed, and y is a (G + 1) -dimensional vector representing a desired gain pattern.

なお、ステアリング角θ_fの方向にピークを持ち、抑圧したい方向θ_sgにナルが存在する受信ビームパターンを形成するに際して、ベクトルｙを下記の式（１１）のように設定する。
Ａ＝［ａ（θ_f）ａ（θ_s1）・・・ａ（θ_sG）］^*T （１０）
ｙ＝［１ ε ・・・ ε］^T （ε<<１）（１１）
ただし、式（１０）における上付きの＊は複素共役、上付きのＴは行列の転置を表しており、荷重ベクトルｗは下記の式（１２）に示すように、最小二乗法によって求めることができる。
ｗ＝Ａ⁺ｙ（１２）
ただし、上付きの＋は疑似逆行列を表している。 It should be noted that when forming a received beam pattern having a peak in the direction of the steering angle θ _f and a null in the direction θ _sg to be suppressed, the vector y is set as in the following equation (11).
A = [a (θ _f ) a (θ _s1 )... A (θ _sG )] ^{* T} (10)
y = [1 ε... ε] ^T (ε << 1) (11)
However, the superscript * in the equation (10) represents a complex conjugate, the superscript T represents a transpose of the matrix, and the load vector w can be obtained by the least square method as shown in the following equation (12). it can.
w = A ⁺ y (12)
However, the superscript + represents a pseudo inverse matrix.

対称方向抑圧型合成開口処理部１０の対称方向抑圧用荷重算出部１０ａは、プラットフォームの進行方向を対称軸として、十分遠方の位置（Ｌ_x，Ｌ_y）に存在する目標２０と対称な位置（−Ｌ_x，Ｌ_y）にある点からの反射波を抑圧するため、式（１２）を利用して、荷重ベクトルｗを算出する。
即ち、ｍ番目の受信パルス信号については、ｍ番目のパルスを送信した時刻ｍΔｔにおいて、送受信アンテナ４−０と位置（Ｌ_x，Ｌ_y）に存在する目標２０とを結ぶ直線と、ｙ軸がなす角θ_mの方向をステアリング角として、そのθ_mの方向と対称な−θ_mの方向の信号を抑圧するような荷重ベクトルｗを算出するため、下記の式（１３）（１４）で表されるなす角θ_m，−θ_mに対応するステアリングベクトルａ（θ_m），ａ（−θ_m）を算出する。 The symmetrical direction suppression load calculation unit 10a of the symmetric direction suppression type synthetic aperture processing unit 10 has a symmetrical position with respect to the target 20 (L _x , L _y ) that is sufficiently far away from the platform in the traveling direction (L _x , L _y ). In order to suppress the reflected wave from a point at −L _x , L _y ), the load vector w is calculated using Equation (12).
That is, for the mth received pulse signal, at the time mΔt at which the mth pulse is transmitted, the straight line connecting the transmitting / receiving antenna 4-0 and the target 20 existing at the position (L _x , L _y ) and the y axis are the direction of the angle theta _m as the steering angle, to calculate the weight vector w such as to suppress the orientation of the signal of the theta _m direction and symmetrical - [theta] _m, the table in the formula (13) (14) below Steering vectors a (θ _m ) and a (−θ _m ) corresponding to the formed angles θ _m and −θ _m are calculated.

ａ（θ_m）
＝［１ｅｘｐ（ｊ（２πｄ₁ｓｉｎθ_m）／λ）・・・
・・・ｅｘｐ（ｊ（２πｄ_N-1ｓｉｎθ_m）／λ）］^T （１３）
ａ（−θ_m）
＝［１ｅｘｐ（−ｊ（２πｄ₁ｓｉｎθ_m）／λ）・・・
・・・ｅｘｐ（−ｊ（２πｄ_N-1ｓｉｎθ_m）／λ）］^T （１４） a (θ _m )
= [1 exp (j (2πd ₁ sin θ _m ) / λ)
... exp (j (2πd _N-1 sin θ _m ) / λ)] ^T (13)
a (−θ _m )
= [1 exp (−j (2πd ₁ sin θ _m ) / λ)...
... exp (-j (2πd _N-1 sin θ _m ) / λ)] ^T (14)

対称方向抑圧用荷重算出部１０ａは、なす角θ_m，−θ_mに対応するステアリングベクトルａ（θ_m），ａ（−θ_m）を算出すると、なす角θ_mの方向のゲインを１として、なす角−θ_mの方向の信号を抑圧する荷重ベクトルｗ（θ_m）を下記の式（１５）のように算出する。
ｗ（θ_m）＝Ａ⁺ｙ（１５）
ただし、Ａは所望の方向とナルを形成する方向のステアリングベクトルをまとめた２×Ｎの行列であり、ｙは所望のゲインパターンを表す２次元ベクトルである．
Ａ＝［ａ（θ_m）ａ（−θ_m）］^*T （１６）
ｙ＝［１ ε］^T （ε<<１）（１７） When calculating the steering vectors a (θ _m ) and a (−θ _m ) corresponding to the formed angles θ _m and −θ _m , the symmetrical direction suppression load calculating unit 10a sets the gain in the direction of the formed angle θ _m to 1. The load vector w (θ _m ) for suppressing the signal in the direction of the formed angle −θ _m is calculated as in the following equation (15).
w (θ _m ) = A ⁺ y (15)
Here, A is a 2 × N matrix in which steering vectors in a desired direction and a direction forming a null are collected, and y is a two-dimensional vector representing a desired gain pattern.
A = [a (θ _m ) a (−θ _m )] ^{* T} (16)
y = [1 ε] ^T (ε << 1) (17)

対称方向抑圧型位相補償・積分処理部１０ｂは、対称方向抑圧用荷重算出部１０ａがなす角−θ_mの方向を抑圧する荷重ベクトルｗ（θ_m）を算出すると、下記の式（１８）に示すように、その荷重ベクトルｗ（θ_m）をｍ番目の受信パルス信号ｓ_mに乗算することにより、なす角−θ_mの方向の信号を抑圧する受信ビームパターンを形成する。信号ｚ_mは受信ビームパターンに相当する。
ｚ_m＝ｗ（θ_m）^*Tｓ_m （１８）
ただし、ｓ_mはレンジ圧縮部８から出力されたレンジプロフィール、即ち、送受信アンテナ４−０及び受信アンテナ４−１〜４−（Ｎ−１）により受信されたのち、レンジ圧縮部８によりレンジ圧縮処理されたパルス信号ｓ_0,m，ｓ_1,m，・・・，ｓ_N-1,mをまとめて、次式のようなベクトル形式で表現されたパルス信号のベクトルである。

When the symmetric direction suppression type phase compensation / integration processing unit 10b calculates the load vector w (θ _m ) for suppressing the direction of the angle −θ _m formed by the symmetric direction suppression load calculation unit 10a, the following equation (18) is obtained. As shown, a reception beam pattern that suppresses the signal in the direction of the angle −θ _m is formed by multiplying the m-th reception pulse signal s _m by the weight vector w (θ _m ). The signal z _m corresponds to the received beam pattern.
z _m = w (θ _m ) ^{* T} s _m (18)
However, s _m is range profile output from range compressor 8, i.e., after being received by the reception antenna 4-0 and receiving antenna 4-1~4- (N-1), range compression by range compressor 8 The processed pulse signals s _{0, m} , s _{1, m} ,..., S _{N−1, m} are a vector of pulse signals expressed in a vector format as shown below.

ここでは、対称方向抑圧用荷重算出部１０ａがｍ番目の受信パルス信号ｓ_mに対する荷重ベクトルｗ（θ_m）を算出し、対称方向抑圧型位相補償・積分処理部１０ｂがｍ番目の受信パルス信号ｓ_mに対する受信ビームパターンを形成するものについて示したが、実際には、対称方向抑圧用荷重算出部１０ａは、最終的に出力するレーダ画像のアジマス方向のサンプル位置ｋに対応する目標２０の位置を（Ｌ_x,k，Ｌ_y,k）、時刻ｔ＝ｍΔｔにおいて、送受信アンテナ４−０と目標２０を結ぶ直線がｙ軸となす角をθ_k,m（ｋ＝０，１，・・・，Ｋ−１；ｍ＝０，１，・・・，Ｍ−１）として、パルス信号毎にＫ個の荷重ベクトルｗ_k,m＝ｗ（θ_k,m）を算出する。
ｗ_k,m＝ｗ（θ_k,m）＝Ａ_k ⁺y （２０）
Ａ_k＝［ａ（θ_k,m）ａ（−θ_k,m）］^*T （２１）
θ_k,m＝ｔａｎ^-1（Ｌ_x,k／（Ｌ_y,k−ｖ（ｍ−Ｍ／２）Δｔ））
（２２） Here, the symmetric direction suppression load calculation unit 10a calculates the load vector w (θ _m ) for the _mth received pulse signal sm, and the symmetric direction suppression type phase compensation / integration processing unit 10b calculates the mth received pulse signal. It has been described to form a receive beam pattern for s _m, in fact, the symmetrical direction suppression load calculation unit 10a, the position of the target 20 corresponding to the azimuth direction of the sample position k of the radar image to be finally output (L _{x, k} , L _{y, k} ), and at time t = mΔt, the angle between the straight line connecting the transmitting / receiving antenna 4-0 and the target 20 and the y axis is θ _{k, m} (k = 0, 1,... ..., K−1; m = 0, 1,..., M−1), and K load vectors w _{k, m} = w (θ _{k, m} ) are calculated for each pulse signal.
w _{k, m} = w (θ _{k, m} ) = A _k ⁺ y (20)
A _k = [a (θ _{k, m} ) a (−θ _{k, m} )] ^{* T} (21)
θ _{k, m} = tan ⁻¹ (L _{x, k} / (L _{y, k} −v (m−M / 2) Δt))
(22)

なお、図３の例では、プラットフォームの進行方向がｙ軸の正の向きであり、送受信アンテナ４−０と受信アンテナ４−１〜４−（Ｎ−１）がプラットフォームの進行方向と直交するｘ軸上に配置されているものを示しているが、プラットフォームの進行方向が常に送受信アンテナ４−０と受信アンテナ４−１〜４−（Ｎ−１）を配置している直線と直交する方向であるとは限らず、斜めに進行する場合がある。
この場合、プラットフォームの進行方向を対称軸にして、目標２０が存在する方向と対称な方向の信号を抑圧するための荷重ベクトルｗを算出するには、自機位置情報収集部９により収集された自機位置情報を参照してプラットフォームの進行方向を把握し、そのプラットフォームの進行方向と、送受信アンテナ４−０及び受信アンテナ４−１〜４−（Ｎ−１）が配置された直線とのなす角度を計算して抑圧方向を決定すればよい。 In the example of FIG. 3, the traveling direction of the platform is the positive direction of the y-axis, and the transmission / reception antenna 4-0 and the receiving antennas 4-1 to 4- (N−1) are orthogonal to the traveling direction of the platform. Although the one arranged on the axis is shown, the traveling direction of the platform is always in the direction orthogonal to the straight line where the transmitting / receiving antenna 4-0 and the receiving antennas 4-1 to 4- (N-1) are arranged. Not always, but it may travel diagonally.
In this case, in order to calculate the load vector w for suppressing the signal in the direction symmetric with the direction in which the target 20 exists with the traveling direction of the platform as the axis of symmetry, the load vector w is collected by the own position information collecting unit 9. The traveling direction of the platform is ascertained with reference to its own position information, and the traveling direction of the platform is defined by a straight line on which the transmitting / receiving antenna 4-0 and the receiving antennas 4-1 to 4- (N-1) are arranged. The suppression direction may be determined by calculating the angle.

対称方向抑圧型合成開口処理部１０の対称方向抑圧型位相補償・積分処理部１０ｂは、上記のようにして、パルス信号毎にＫ個の荷重ベクトルｗ_k,m＝ｗ（θ_k,m）を算出すると、その荷重ベクトルｗ_k,mを受信パルス信号ｓ_mに乗算することにより、なす角−θ_k,mの方向の信号を抑圧する受信ビームパターンを形成する。
この際、プラットフォームの移動により生じるパルス信号の位相変化を補償するため、下記の式（２３）に示すように、荷重ベクトルｗ_k,mに位相変化を補償するための参照関数ｒ_k,mを乗算するようにしている。信号ｚ（ｋ）は受信ビームパターンに相当する。

ｒ_k,m＝ｅｘｐ（ｊ（４πＬ_x,k）／（λｓｉｎθ_k,m））（２４）
ただし、ｋ＝０，１，・・・，Ｋ−１である。 The symmetric direction suppression type phase compensation / integration processing unit 10b of the symmetric direction suppression type synthetic aperture processing unit 10 performs K weight vectors w _{k, m} = w (θ _{k, m} ) for each pulse signal as described above. After calculating the, by multiplying the weight vector w _k, a _m in the received pulse signal s _m, the angle - [theta] _k, to form a receive beam pattern for suppressing the direction of the signal _m.
At this time, in order to compensate for the phase change of the pulse signal caused by the movement of the platform, a reference function r _{k, m} for compensating the phase change is applied to the load vector w _{k, m} as shown in the following equation (23). I try to multiply. The signal z (k) corresponds to the received beam pattern.

r _{k, m} = exp (j (4πL _{x, k} ) / (λ sin θ _{k, m} )) (24)
However, k = 0, 1,..., K−1.

対称方向抑圧型位相補償・積分処理部１０ｂは、なす角−θ_k,mの方向の信号を抑圧する受信ビームパターンを形成すると、その受信ビームパターンに相当する信号ｚ（ｋ）をコヒーレント積分してレーダ画像を生成する。
表示部１１は、対称方向抑圧型合成開口処理部１０の対称方向抑圧型位相補償・積分処理部１０ｂがレーダ画像を生成すると、そのレーダ画像をプラットフォームの進行方向正面のレーダ画像として表示する。 When the reception beam pattern for suppressing the signal in the direction of the angle −θ _{k, m} is formed, the symmetric direction suppression type phase compensation / integration processing unit 10b performs coherent integration on the signal z (k) corresponding to the reception beam pattern. To generate a radar image.
When the symmetric direction suppression type phase compensation / integration processing unit 10b of the symmetric direction suppression type synthetic aperture processing unit 10 generates a radar image, the display unit 11 displays the radar image as a radar image in front of the platform in the traveling direction.

以上で明らかなように、この実施の形態１によれば、送受信アンテナ４−０及び受信アンテナ４−１〜４−（Ｎ−１）により受信されるパルス信号毎に、プラットフォームの進行方向を対称軸として、当該パルス信号の受信方向と対称な方向にナルが存在する受信ビームパターンを形成し、その受信ビームパターンに対する合成開口処理を実施するように構成したので、受信アンテナの本数を増やすことなく、左右対称の折り返しの抑圧比を高めることができる効果を奏する。
また、この実施の形態１によれば、プラットフォームの移動により生じるパルス信号の位相変化を補償し、位相補償後のパルス信号をコヒーレント積分するように構成したので、プラットフォームの移動に伴うレーダ画像の劣化を防止することができる効果を奏する。 As apparent from the above, according to the first embodiment, the traveling direction of the platform is symmetrical for each pulse signal received by the transmitting / receiving antenna 4-0 and the receiving antennas 4-1 to 4- (N-1). A reception beam pattern in which nulls exist in a direction symmetrical to the reception direction of the pulse signal is formed as an axis, and synthetic aperture processing is performed on the reception beam pattern, so that the number of reception antennas is not increased. There is an effect that the suppression ratio of the symmetrical folding can be increased.
Further, according to the first embodiment, since the phase change of the pulse signal caused by the movement of the platform is compensated and the pulse signal after the phase compensation is configured to coherently integrate, the deterioration of the radar image due to the movement of the platform. The effect which can prevent is produced.

なお、この実施の形態１では、レーダ装置が搭載される移動体が航空機であるものについて示したが、移動体は航空機に限るものではなく、自動車などのあらゆる移動体に搭載することができる。
また、この実施の形態１では、受信アレイアンテナ３の開口面が移動体の進行方向を向いているものについて示したが、他の方向を向いている場合についても容易に拡張することができることは言うまでもない。 In the first embodiment, the mobile body on which the radar device is mounted is an aircraft. However, the mobile body is not limited to an aircraft, and can be mounted on any mobile body such as an automobile.
Further, in the first embodiment, the case where the opening surface of the receiving array antenna 3 faces the traveling direction of the moving body has been shown, but it can be easily expanded even when facing the other direction. Needless to say.

実施の形態２．
図４はこの発明の実施の形態２によるレーダ装置を示す構成図であり、図において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
アレイ処理部２１は方向固定型対称方向抑圧用荷重算出部２１ａ及びビーム合成部２１ｂから構成され、予め設定された固定方向にナルが存在する受信ビームパターンをＨ個形成する処理を実施する。なお、アレイ処理部２１は受信ビームパターン形成手段を構成している。
方向固定型対称方向抑圧用荷重算出部２１ａは予め設定された固定方向にナルを形成するための荷重ベクトルをＨ個算出する処理を実施する。
ビーム合成部２１ｂは方向固定型対称方向抑圧用荷重算出部２１ａにより算出されたＨ個の荷重ベクトルをレンジ圧縮部８から出力されたレンジプロフィールに乗算して、Ｈ個の受信ビームパターンを形成する処理を実施する。 Embodiment 2. FIG.
FIG. 4 is a block diagram showing a radar apparatus according to Embodiment 2 of the present invention. In the figure, the same reference numerals as those in FIG.
The array processing unit 21 includes a direction-fixed symmetrical direction suppression load calculation unit 21a and a beam combining unit 21b, and performs a process of forming H received beam patterns having nulls in a preset fixed direction. The array processing unit 21 constitutes a reception beam pattern forming unit.
The direction-fixed symmetrical direction suppression load calculation unit 21a performs a process of calculating H load vectors for forming nulls in a preset fixed direction.
The beam combining unit 21b multiplies the range profile output from the range compression unit 8 by the H load vectors calculated by the direction-fixed symmetrical direction suppression load calculation unit 21a to form H reception beam patterns. Perform the process.

合成開口処理部２２はアレイ処理部２１により形成されたＨ個の受信ビームパターンの中から、受信アレイアンテナ３により受信されたパルス信号に対応する受信ビームパターンを選択し、その受信ビームパターンに対する合成開口処理を実施する。なお、合成開口処理部２２は合成開口処理手段を構成している。
ビーム選択部２２ａはアレイ処理部２１により形成されたＨ個の受信ビームパターンの中から、プラットフォームの進行方向を対称軸として、受信アレイアンテナ３により受信されたパルス信号の受信方向と対称な方向にある信号を最も抑圧することが可能な受信ビームパターンを選択する処理を実施する。
動き補償部２２ｂはプラットフォームの移動により生じるパルス信号の位相変化を補償する処理を実施する。
コヒーレント積分部２２ｃは動き補償部２２ｂによる位相補償後のパルス信号をコヒーレント積分してレーダ画像を生成する。 The synthetic aperture processing unit 22 selects a reception beam pattern corresponding to the pulse signal received by the reception array antenna 3 from the H reception beam patterns formed by the array processing unit 21 and combines the received beam pattern with the received beam pattern. Aperture processing is performed. The synthetic aperture processing unit 22 constitutes synthetic aperture processing means.
The beam selection unit 22a is arranged in a direction symmetrical to the reception direction of the pulse signal received by the reception array antenna 3 from the H reception beam patterns formed by the array processing unit 21 with the traveling direction of the platform as the axis of symmetry. A process of selecting a received beam pattern that can most suppress a certain signal is performed.
The motion compensation unit 22b performs a process for compensating for the phase change of the pulse signal caused by the movement of the platform.
The coherent integrator 22c generates a radar image by coherently integrating the pulse signal after the phase compensation by the motion compensator 22b.

上記実施の形態１では、式(２３)にしたがって対称方向の信号を抑圧すると同時に、合成開口処理を実施してアジマス方向の分解能を高めるものについて示したが、上記実施の形態１では、アジマス方向のサンプル位置ｋとパルス番号ｍのそれぞれに対して、ビーム形成を行うため、合計Ｋ×Ｍ回のビーム形成処理が必要となり、演算量が増大する。
しかし、実際にはパルス信号毎に、厳密に対称方向である−θ_k,mの方向にナルを向ける必要はなく、−θ_k,mの方向の近傍にナルがあって、−θ_k,mの方向の信号が十分に抑圧されればよい。
そこで、この実施の形態２では、Ｈ個の受信ビームパターンを形成した後、パルス信号毎に、−θ_k,mの方向の信号が十分に抑圧されている受信ビームパターンを１つ選択し、その受信ビームパターンに対する合成開口処理を実施するようにしている。
この場合、受信ビームパターンの形成数であるＨを、ビーム形成処理回数であるＫ×Ｍよりも十分小さい値にすることが可能であるため、上記実施の形態１よりも、ビーム形成処理回数を大幅に削減して、演算量を軽減することができる。 In the first embodiment, the signal in the symmetric direction is suppressed according to the equation (23), and at the same time the synthetic aperture processing is performed to increase the resolution in the azimuth direction. In the first embodiment, the azimuth direction is described. Since beam forming is performed for each of the sample position k and the pulse number m, a total of K × M beam forming processes are required, and the amount of calculation increases.
However, in practice, for each pulse signal, it is not necessary to direct the null in the direction of −θ _{k, m} that is strictly symmetrical, and there is a null near the direction of −θ _{k, m} , and −θ _k, The signal in the _m direction only needs to be sufficiently suppressed.
Therefore, in the second embodiment, after forming H reception beam patterns, one reception beam pattern in which the signal in the direction of −θ _{k, m} is sufficiently suppressed is selected for each pulse signal, Synthetic aperture processing is performed on the received beam pattern.
In this case, H, which is the number of received beam patterns, can be set to a value sufficiently smaller than K × M, which is the number of beam forming processes, so that the number of beam forming processes is smaller than that in the first embodiment. The amount of calculation can be reduced by drastically reducing.

以下、具体的に説明する。
アレイ処理部２１の方向固定型対称方向抑圧用荷重算出部２１ａは、予め設定された固定方向（抑圧したい対称方向）にナルを形成するための荷重ベクトルｗ_h＝ｗ（θ_h）（ｈ＝０，１，・・・，Ｈ−１）をＨ個算出する。
ｗ_h＝ｗ（θ_h）＝Ａ_h ⁺y （２５）
Ａ_h＝［ａ（θ_h）ａ（−θ_h）］^*T （２６）
ただし、θ_hは画像化する範囲内において、事前に定義されたＨ個の異なる方位を示している。 This will be specifically described below.
The direction-fixed symmetrical direction suppression load calculating unit 21a of the array processing unit 21 is a load vector w _h = w (θ _h ) (h =) for forming a null in a preset fixed direction (a symmetric direction to be suppressed). H, 0, 1,..., H−1) are calculated.
w _h = w (θ _h ) = A _h ⁺ y (25)
A _h = [a (θ _h ) a (−θ _h )] ^{* T} (26)
However, θ _h indicates H different orientations defined in advance within the range to be imaged.

アレイ処理部２１のビーム合成部２１ｂは、方向固定型対称方向抑圧用荷重算出部２１ａがＨ個の荷重ベクトルｗ_hを算出すると、下記の式（２７）に示すように、レンジ圧縮部８から出力されたレンジプロフィール、即ち、レンジ圧縮部８によりレンジ圧縮処理されたパルス信号ｓ_mにＨ個の荷重ベクトルｗ_hを乗算して、Ｈ個の受信ビームパターンを形成する処理を実施する。なお、信号ｚ_h,mは受信ビームパターンに相当する。
ｚ_h,m＝ｗ_h ^*Tｓ_m （２７）
ｈ＝０，１，・・・，Ｈ−１ When the fixed-direction symmetric direction suppression load calculation unit 21a calculates H load vectors w _h , the beam combining unit 21b of the array processing unit 21 starts from the range compression unit 8 as shown in the following equation (27). the output range profile, i.e., the pulse signal s _m which is range compressed by range compression unit 8 multiplies the H-number of weight vectors w _h, carries out a process of forming the H-number of receive beam pattern. The signal z _{h, m} corresponds to the received beam pattern.
_{_{^{z h, m = w h *}}} T s m (27)
h = 0, 1,..., H-1

合成開口処理部２２のビーム選択部２２ａは、ビーム合成部２１ｂがＨ個の受信ビームパターンを形成すると、Ｈ個の受信ビームパターンの中から、プラットフォームの進行方向を対称軸として、受信アレイアンテナ３により受信されたパルス信号の受信方向と対称な方向にある信号を最も抑圧することが可能な受信ビームパターンを１つ選択する。
即ち、下記の式（２８）を計算することにより、−θ_k,mの方向の信号が十分に抑圧されている受信ビームパターンのビーム番号ｈ_k,mを求め、そのビーム番号ｈ_k,mに対応する受信ビームパターンを選択する。ただし、式（２８）の内積演算は事前に実施して、θ_k,mの値に対応するビーム番号ｈ_k,mをテーブル化し、そのテーブルを参照してθ_k,mの値に対応するビーム番号ｈ_k,mを選択するようにしてもよい。

When the beam combining unit 21b forms H received beam patterns, the beam selecting unit 22a of the synthetic aperture processing unit 22 receives the antenna array 3 from the H received beam patterns with the traveling direction of the platform as the axis of symmetry. One reception beam pattern that can most suppress a signal in a direction symmetric to the reception direction of the pulse signal received by is selected.
That is, by calculating the following equation (28), the beam number h _{k, m} of the received beam pattern in which the signal in the direction of −θ _{k, m} is sufficiently suppressed is obtained, and the beam number h _{k, m} A reception beam pattern corresponding to is selected. However, the inner product calculation of the equation (28) is performed in advance, theta _k, beam number h _k corresponding to the value of _{_m,} tabulates the _m, corresponding to the value of with reference to the table theta _{k, m} The beam number h _{k, m} may be selected.

合成開口処理部２２の動き補償部２２ｂは、上記のようにして、ビーム選択部２２ａが受信ビームパターンを選択すると、下記の式（２９）に示すように、プラットフォームの移動により生じるパルス信号の位相変化を補償するため、ビーム合成部２１ｂから出力された信号ｚ_h,mのうち、ビーム選択部２２ａによって選択されたビーム番号ｈ＝ｈ_k,mの信号に、式（２４）で表される参照関数ｒ_k,mを乗算する処理を実施する。
ｚ_k,m＝ｒ_k,mｚ_(hk,m),m （２９） As described above, when the beam selection unit 22a selects the reception beam pattern, the motion compensation unit 22b of the synthetic aperture processing unit 22 selects the phase of the pulse signal generated by the platform movement as shown in the following equation (29). In order to compensate for the change, the signal with the beam number h = h _{k, m} selected by the beam selection unit 22a among the signals z _{h, m} output from the beam combining unit 21b is expressed by Expression (24). A process of multiplying the reference function r _{k, m} is performed.
z _{k, m} = r _{k, m} z _{(hk, m), m} (29)

合成開口処理部２２のコヒーレント積分部２２ｃは、動き補償部２２ｂがプラットフォームの移動により生じるパルス信号の位相変化を補償すると、下記の式（３０）に示すように、位相補償後のパルス信号ｚ_k,mをコヒーレント積分して、アジマス方向の分解能が高い信号ｚ(ｋ)を算出する。

ただし、ｋ＝０，１，・・・，Ｋ−１である。 When the motion compensation unit 22b compensates for the phase change of the pulse signal caused by the movement of the platform, the coherent integration unit 22c of the synthetic aperture processing unit 22 performs the pulse signal z _k after phase compensation as shown in the following equation (30). _{, m} are coherently integrated to calculate a signal z (k) having a high resolution in the azimuth direction.

However, k = 0, 1,..., K−1.

以上で明らかなように、この実施の形態２によれば、予め設定された固定方向にナルが存在する受信ビームパターンをＨ個形成し、Ｈ個の受信ビームパターンの中から、受信アレイアンテナ３により受信されたパルス信号の受信方向と対称な方向にある信号を最も抑圧することが可能な受信ビームパターンを選択し、その受信ビームパターンに対する合成開口処理を実施するように構成したので、左右対称方向の抑圧性能については上記実施の形態１のレーダ装置とほぼ同等の性能を維持したまま、演算量を削減することができる効果を奏する。 As is apparent from the above, according to the second embodiment, H reception beam patterns having nulls in a preset fixed direction are formed, and the reception array antenna 3 is selected from the H reception beam patterns. Since the received beam pattern that can suppress the signal in the direction symmetric to the receiving direction of the pulse signal received by is selected and the synthetic aperture processing is performed on the received beam pattern, it is symmetrical With respect to the direction suppression performance, the calculation amount can be reduced while maintaining substantially the same performance as that of the radar apparatus of the first embodiment.

この発明の実施の形態１によるレーダ装置を示す構成図である。It is a block diagram which shows the radar apparatus by Embodiment 1 of this invention. この発明の実施の形態１によるレーダ装置の対称方向抑圧型合成開口処理部を示す構成図である。It is a block diagram which shows the symmetrical direction suppression type | mold synthetic aperture process part of the radar apparatus by Embodiment 1 of this invention. この発明の実施の形態１によるレーダ装置における送受信アンテナ及び受信アンテナの配置と、プラットフォームの移動を説明する説明図である。It is explanatory drawing explaining the arrangement | positioning of the transmission / reception antenna and receiving antenna in the radar apparatus by Embodiment 1 of this invention, and the movement of a platform. この発明の実施の形態２によるレーダ装置を示す構成図である。It is a block diagram which shows the radar apparatus by Embodiment 2 of this invention.

Explanation of symbols

１送信器（送信手段）、２送受切換器（送信手段）、３受信アレイアンテナ（受信手段）、４−０送受信アンテナ（送信手段）、４−１〜４−（Ｎ−１）受信アンテナ、５−０，５−１，・・・，５−（Ｎ−１）受信器（受信手段）、６−０，６−１，・・・，６−（Ｎ−１）Ａ／Ｄ変換器（受信手段）、７記憶部（受信手段）、
８レンジ圧縮部（受信手段）、９自機位置情報収集部（受信ビームパターン形成手段、合成開口処理手段）、１０対称方向抑圧型合成開口処理部（受信ビームパターン形成手段、合成開口処理手段）、１０ａ対称方向抑圧用荷重算出部、１０ｂ対称方向抑圧型位相補償・積分処理部、１１表示部、２０目標、２１アレイ処理部（受信ビームパターン形成手段）、２１ａ方向固定型対称方向抑圧用荷重算出部、２１ｂビーム合成部、２２合成開口処理部（合成開口処理手段）、２２ａビーム選択部、２２ｂ動き補償部、２２ｃコヒーレント積分部。
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Transmitter (transmission means), 2 Transmission / reception switching device (transmission means), 3 Reception array antenna (reception means), 4-0 Transmission / reception antenna (transmission means), 4-1 to 4- (N-1) Reception antenna, 5-0, 5-1, ..., 5- (N-1) receiver (receiving means), 6-0, 6-1, ..., 6- (N-1) A / D converter (Receiving means), 7 storage unit (receiving means),
8 Range compression unit (reception unit), 9 Own position information collection unit (reception beam pattern formation unit, synthetic aperture processing unit), 10 Symmetric direction suppression type synthetic aperture processing unit (reception beam pattern formation unit, synthetic aperture processing unit) 10a Symmetric direction suppression load calculation unit, 10b Symmetric direction suppression type phase compensation / integration processing unit, 11 Display unit, 20 Target, 21 Array processing unit (received beam pattern forming means), 21a Direction fixed type symmetrical direction suppression load Calculation unit, 21b Beam synthesis unit, 22 Synthetic aperture processing unit (synthetic aperture processing means), 22a Beam selection unit, 22b Motion compensation unit, 22c Coherent integration unit.

Claims

Transmitting means for repeatedly transmitting a pulse signal toward the target, receiving means for repeatedly receiving the pulse signal reflected by the target using a plurality of element antennas arranged in an array, and receiving by the receiving means Receiving beam pattern forming means for forming a receiving beam pattern in which a null exists in a direction symmetric to the receiving direction of the pulse signal, with the traveling direction of the platform as an axis of symmetry for each pulse signal to be received, and the receiving beam pattern forming means A radar apparatus comprising: synthetic aperture processing means for performing synthetic aperture processing on the received beam pattern formed by the above.

The reception beam pattern forming means calculates a load vector for forming a null in a direction symmetrical to the reception direction of the pulse signal, with the traveling direction of the platform as the axis of symmetry, and multiplies the pulse vector by the load vector, The radar apparatus according to claim 1, wherein a reception beam pattern in which nulls exist in the symmetrical direction is formed.

3. The radar apparatus according to claim 1, wherein the synthetic aperture processing means compensates for a phase change of the pulse signal caused by the movement of the platform, and coherently integrates the pulse signal after the phase compensation.

Transmitting means for repeatedly transmitting a pulse signal toward the target, receiving means for repeatedly receiving the pulse signal reflected by the target using a plurality of element antennas arranged in an array, and a fixed fixed Corresponding to the pulse signal received by the receiving means from among the plurality of receiving beam patterns formed by the receiving beam pattern forming means and the receiving beam pattern forming means for forming a plurality of receiving beam patterns having nulls in the direction. And a synthetic aperture processing means for selecting a received beam pattern to perform and performing synthetic aperture processing on the received beam pattern.

The receiving beam pattern forming means calculates a plurality of load vectors for forming nulls in a preset fixed direction, multiplies the plurality of load vectors by the pulse signal received by the receiving means, and generates nulls in the fixed direction. The radar apparatus according to claim 4, wherein a plurality of existing reception beam patterns are formed.

The synthetic aperture processing means receives the signal that most suppresses the signal in the direction symmetrical to the reception direction of the pulse signal with the traveling direction of the platform as the axis of symmetry from among the plurality of reception beam patterns formed by the reception beam pattern forming means. 6. The radar apparatus according to claim 4, wherein a beam pattern is selected.

The synthetic aperture processing means compensates for a phase change of the pulse signal caused by the movement of the platform, and coherently integrates the pulse signal after the phase compensation. Radar equipment.