JP2006230047A - Control device of power converter - Google Patents

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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To obtain a control device of a power converter that further surely suppresses an overcurrent in a transitional deviated magnetization state. <P>SOLUTION: In the control device 10 of an inverter 3 that gives and receives power to and from an AC system bus bar 1 via a transformer 2, an operation circuit 31 that calculates the correction amount of a voltage that suppresses deviated magnetization on the basis of a part that causes the overcurrent of an exciting current in the deviated magnetization state of the transformer 2 is added to the control device. <P>COPYRIGHT: (C)2006,JPO&NCIPI

Description

本発明は、特に偏磁の抑制をする電力変換装置の制御装置に関する。   The present invention particularly relates to a control device for a power conversion device that suppresses magnetic demagnetization.

従来は、図15で示すような、電力変換装置の構成が開示されている。   Conventionally, a configuration of a power converter as shown in FIG. 15 has been disclosed.

直流コンデンサ9は、直流電圧を蓄える。   The DC capacitor 9 stores a DC voltage.

電力変換装置例えばインバータ3は、GTOサイリスタ等の電力半導体から構成され、直流コンデンサ9に蓄えられた直流電圧を交流電圧に変換する。   The power converter, for example, the inverter 3 is composed of a power semiconductor such as a GTO thyristor, and converts a DC voltage stored in the DC capacitor 9 into an AC voltage.

インバータ変圧器2は、インバータ3で変換した交流電圧を電力系統例えば三相交流母線1に供給する。   The inverter transformer 2 supplies the AC voltage converted by the inverter 3 to the power system, for example, the three-phase AC bus 1.

基準回路61は、予め定められた三相交流母線1の系統電圧、負荷電流等の基準値を発生し、電流制御回路62に出力する。   The reference circuit 61 generates reference values such as a predetermined system voltage and load current of the three-phase AC bus 1 and outputs the reference values to the current control circuit 62.

電流制御回路62は、基準回路61が出力する基準値と電流検出器11が出力する三相交流系統母線1の系統電圧、負荷電流等とを比較し演算してインバータ3の出力電圧基準を生成し、加算器7に出力する。   The current control circuit 62 compares the reference value output from the reference circuit 61 with the system voltage and load current of the three-phase AC system bus 1 output from the current detector 11 and generates an output voltage reference for the inverter 3. And output to the adder 7.

電流検出器11は、三相交流母線1の系統電圧、負荷電流を検出し、減算器13に出力する。   The current detector 11 detects the system voltage and the load current of the three-phase AC bus 1 and outputs them to the subtractor 13.

電流検出器12は、インバータ変圧器2の二次側電流を測定し、減算器13に出力する。   The current detector 12 measures the secondary current of the inverter transformer 2 and outputs it to the subtractor 13.

減算器13は、電流検出器11と電流検出器12との差を求め、比較器14とフィルタ回路17に出力する。   The subtractor 13 obtains a difference between the current detector 11 and the current detector 12 and outputs the difference to the comparator 14 and the filter circuit 17.

比較器14は、減算器13からの出力に基づき偏磁電流が予め定められた一定値を越えているかどうか判断し、パルス発生器15に信号を出力する。   The comparator 14 determines whether the bias current exceeds a predetermined value based on the output from the subtractor 13, and outputs a signal to the pulse generator 15.

パルス発生器15は、比較器14の出力に基づきインバータ変圧器2の出力電圧の正極性部分と負極性部分とのアンバランスが予め定められた基準よりも大きいときに、所定の正又は負の一定振幅、一定継続時間のパルスを積分器16に出力する。   When the imbalance between the positive polarity portion and the negative polarity portion of the output voltage of the inverter transformer 2 is larger than a predetermined reference based on the output of the comparator 14, the pulse generator 15 has a predetermined positive or negative value. A pulse having a constant amplitude and a constant duration is output to the integrator 16.

積分器16は、パルス発生器15の出力を積分して直流信号に変換するとともに遅延させて、加算器18に出力する。   The integrator 16 integrates the output of the pulse generator 15 to convert it into a DC signal, delays it, and outputs it to the adder 18.

フィルタ回路17は、減算器13の出力から偏磁成分のうちの急峻・過渡的な成分を抽出し、加算器18に出力する。   The filter circuit 17 extracts the steep / transient component of the biased magnetic component from the output of the subtractor 13 and outputs it to the adder 18.

加算器18は、積分器16の出力とフィルタ回路17の出力とを加算する。   The adder 18 adds the output of the integrator 16 and the output of the filter circuit 17.

加算器7は、電流制御回路62の出力と加算器18の出力とを加算する。   The adder 7 adds the output of the current control circuit 62 and the output of the adder 18.

比較器14、パルス発生器15、積分器16により定常的な偏磁をゆるやかに補償するとともに、フィルタ回路17により過渡的な偏磁を補償する。   The comparator 14, the pulse generator 15, and the integrator 16 gently compensate for steady demagnetization, and the filter circuit 17 compensates for transient demagnetization.

搬送三角波基準81は、インバータ3の電力半導体素子を制御するパルスを発生するための基準となる信号を発生する。   The carrier triangular wave reference 81 generates a signal serving as a reference for generating a pulse for controlling the power semiconductor element of the inverter 3.

比較器84は、インバータ3の出力電圧基準と基準搬送三角波とを比較する。   The comparator 84 compares the output voltage reference of the inverter 3 with the reference carrier triangular wave.

ロジック回路82は、比較器84の比較結果に基づきインバータ3の電力半導体素子を制御する。   The logic circuit 82 controls the power semiconductor element of the inverter 3 based on the comparison result of the comparator 84.

パルス増幅器83は、ロジック回路82で生成された制御パルスを増幅してインバータ3を駆動する。   The pulse amplifier 83 amplifies the control pulse generated by the logic circuit 82 and drives the inverter 3.

定常的な偏磁については、比較器14が、変圧器2の二次電流と一次電流の偏差電流の正のピーク値と負のピーク値とのアンバランスが予め定められた値より大きくなったことを検出する。パルス発生器15は、比較器14の出力を受けて、正負の電圧時間積のバランスをとり、偏磁を補正できるように、予め定められた一定レベルで一定間隔幅のパルスを発生して、インバータ3の出力をゆっくりと制御する。   For steady-state bias, the comparator 14 has an imbalance between the positive peak value and the negative peak value of the deviation current between the secondary current and the primary current of the transformer 2 larger than a predetermined value. Detect that. The pulse generator 15 receives the output of the comparator 14, generates a pulse having a constant interval width at a predetermined constant level so as to balance the positive and negative voltage time products and correct the bias. The output of the inverter 3 is controlled slowly.

一方、過渡的な偏磁については、フィルタ回路17が、急峻な偏磁電流成分のみを検出することにより、インバータ3の出力を制御する(例えば、特許文献1を参照)。
特許第2829237号
On the other hand, with respect to transient biasing, the filter circuit 17 controls the output of the inverter 3 by detecting only a steep biasing current component (see, for example, Patent Document 1).
Patent No. 2829237

本来、過渡的な偏磁の抑制には、変圧器が偏磁飽和することにより引き起こされる電力変換装置の過電流を緊急避難的に制御し、電力変換装置の過電流停止という事態を避ける目的がある。   Originally, the purpose of suppressing transient bias is to control the overcurrent of the power converter caused by the bias saturation of the transformer in an emergency evacuation manner and avoid the situation where the overcurrent of the power converter is stopped. is there.

特許文献1の電力変換装置の制御装置では、過渡的な偏磁については、偏差電流から急峻な偏磁電流成分のみを検出し、これに基づいて偏磁の抑制をしていた。   In the control device of the power conversion device of Patent Document 1, for transient biasing, only a steep biasing current component is detected from the deviation current, and biasing is suppressed based on this.

しかし、急峻な偏磁電流成分のみの検出では、過電流がなだらかに継続する場合には反応しないため、過渡的な過電流を抑制するには不十分であった。   However, detection of only a steeply biased magnetic current component does not react when the overcurrent continues gently, and is insufficient to suppress a transient overcurrent.

そこで、本発明の目的は、過渡的な偏磁状態における過電流をより確実に抑制することができる電力変換装置の制御装置を提供することにある。   Therefore, an object of the present invention is to provide a control device for a power converter that can more reliably suppress an overcurrent in a transient biased state.

上記目的を達成するための請求項1に対応する発明は、電力系統に対して、変圧器を介して接続され、直流を交流に又は交流を交流に変換する電力変換器を備えた電力変換装置において、前記電力変換器を指令値に基づき制御する制御手段と、前記変圧器と前記電力変換器の間を流れる一次電流値を取得する一次電流取得手段と、前記変圧器と前記電力系統の間を流れる二次電流値を取得する二次電流取得手段と、前記一次電流取得手段及び前記二次電流取得手段の取得値を入力し、これらの取得値の差分を補正対象値として決定する補正対象決定手段と、前記補正対象値の絶対値が一定値以上の場合に、前記補正対象値に基づいて、前記電力変換器の交流側の電気量の波形を補正する第1の補正量を前記制御手段に供給する第1の補正手段とを備えた構成である。   The invention corresponding to claim 1 for achieving the above object is a power conversion device comprising a power converter connected to a power system via a transformer and converting direct current to alternating current or alternating current to alternating current. A control means for controlling the power converter based on a command value; a primary current acquisition means for acquiring a primary current value flowing between the transformer and the power converter; and between the transformer and the power system. A secondary current acquisition means for acquiring a secondary current value flowing through the input, and input values acquired by the primary current acquisition means and the secondary current acquisition means, and a correction target for determining a difference between these acquisition values as a correction target value When the absolute value of the correction target value is equal to or greater than a predetermined value, the control unit determines a first correction amount for correcting the waveform of the electrical quantity on the AC side of the power converter based on the correction target value. First correction means for supplying to the means; It is the structure provided with.

本発明によれば、過渡的な偏磁状態において、過電流により停止する可能性が少ない運転ができる。   According to the present invention, it is possible to perform an operation with a low possibility of stopping due to an overcurrent in a transient biased state.

以下図面を参照して、本発明の実施形態を説明するが、始めに各実施形態で共通する事項について説明する。本発明の電力変換装置は、図15の従来例と同じである。具体的には、図1、図4、図6、図8、図10、図11、図12、図13、図14に示すように、電力系統の基本構成は、電力系統例えば交流系統母線1に対して、変圧器2を介して接続がされ、直流を交流に、又は交流を交流に変換するもので、各実施例では一例としてインバータ3を示している。   Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. First, matters common to the embodiments will be described. The power converter of the present invention is the same as the conventional example of FIG. Specifically, as shown in FIGS. 1, 4, 6, 8, 10, 11, 12, 13, and 14, the basic configuration of the power system is a power system such as an AC system bus 1. On the other hand, it is connected via a transformer 2 and converts direct current into alternating current or alternating current into alternating current. In each embodiment, an inverter 3 is shown as an example.

インバータ3は、直流コンデンサ4が接続され、この電圧に応じて、後述する制御手段により制御され、交流電圧を発生する。この発生した交流電圧は、変圧器2を通じて昇圧又は降圧され、この電圧は交流系統母線1に印加され、インバータ3と交流系統母線1の間で電力の授受を行う。   The inverter 3 is connected to a DC capacitor 4 and is controlled by a control means described later in accordance with this voltage to generate an AC voltage. The generated AC voltage is stepped up or stepped down through the transformer 2, and this voltage is applied to the AC system bus 1 to transfer power between the inverter 3 and the AC system bus 1.

図2、図5、図7、図9の波形データは、各実施形態に関する装置を構成する回路の機能を説明するための想定波形であり、各図とも簡単のため、変圧器2の一次電流の波形と二次電流の波形は、偏磁抑制の制御による効果を考慮しておらず、また、全てのゲインは等倍として表している。   The waveform data shown in FIGS. 2, 5, 7, and 9 are assumed waveforms for explaining the functions of the circuits constituting the apparatus according to each embodiment. For simplicity, the primary current of the transformer 2 is shown in each figure. These waveforms and the waveform of the secondary current do not take into account the effect of the bias suppression control, and all the gains are represented as the same magnification.

(第1の実施形態の構成)
電力変換装置の制御装置10(以下、単に「制御装置10」という)は、主として、制御手段と、補正対象決定手段と、第1の補正手段と、第2の補正手段から構成されている。
(Configuration of the first embodiment)
The power converter control device 10 (hereinafter, simply referred to as “control device 10”) mainly includes a control unit, a correction target determination unit, a first correction unit, and a second correction unit.

制御手段は、例えば、電圧指令作成器6と、加算器7と、PWM制御装置5を備えている。   The control means includes, for example, a voltage command generator 6, an adder 7, and a PWM controller 5.

補正対象決定手段は、一次電流取得手段例えば一次電流検出器12と、二次電流取得手段例えば二次電流検出器11と、減算器13とを備えている。   The correction target determining means includes primary current acquisition means such as a primary current detector 12, secondary current acquisition means such as a secondary current detector 11, and a subtractor 13.

第1の補正手段は、例えば演算回路31と、ゲイン32を備えている。   The first correction means includes an arithmetic circuit 31 and a gain 32, for example.

第2の補正手段は、低周波抽出手段例えばローパスフィルタ21とゲイン22を備えている。   The second correction means includes low-frequency extraction means such as a low-pass filter 21 and a gain 22.

制御装置10は、交流系統母線1と電力の授受を行うために、インバータ3を制御し、出力する交流電力を調整する。また、変圧器2の偏磁を抑制するときにも、インバータ3の制御を行う。   The control device 10 controls the inverter 3 and adjusts the output AC power in order to exchange power with the AC system bus 1. The inverter 3 is also controlled when suppressing the bias of the transformer 2.

変圧器2の二次側である変圧器2と交流系統母線1との間を流れる二次電流の測定値(以下、「二次電流値」という。)は、二次電流検出器11で検出され、制御装置10に入力される。   The secondary current detector 11 detects the measured value of the secondary current flowing between the transformer 2 on the secondary side of the transformer 2 and the AC system bus 1 (hereinafter referred to as “secondary current value”). And input to the control device 10.

変圧器2の一次側であるインバータ3と変圧器2との間を流れる一次電流の測定値(以下、「一次電流値」という。)は、一次電流検出器12で検出され、制御装置10に入力される。   A measured value of the primary current flowing between the inverter 3 which is the primary side of the transformer 2 and the transformer 2 (hereinafter referred to as “primary current value”) is detected by the primary current detector 12 and is sent to the control device 10. Entered.

一次電流検出器12で検出した一次電流値と二次電流検出器11で検出した二次電流値は、減算器13に入力される。   The primary current value detected by the primary current detector 12 and the secondary current value detected by the secondary current detector 11 are input to the subtractor 13.

減算器13は、入力された二次電流値と一次電流値を、変圧器2の巻数比を加味して差分することにより補正対象値である励磁電流を検出し、ローパスフィルタ21と演算回路31に出力する。   The subtractor 13 detects the excitation current as the correction target value by subtracting the input secondary current value and primary current value in consideration of the turns ratio of the transformer 2, and the low-pass filter 21 and the arithmetic circuit 31. Output to.

ローパスフィルタ21は、入力された励磁電流から直流成分を検出し、ゲイン22により適当な値に変換し、定常的な偏磁抑制指令として加算器18に出力する。   The low-pass filter 21 detects a direct current component from the input excitation current, converts it to an appropriate value by the gain 22, and outputs it to the adder 18 as a steady bias suppression command.

演算回路31は、入力された励磁電流の電流値(以下、「励磁電流値」という。)の絶対値が予め設定された設定値を超えた場合に、励磁電流値をゲイン32により適当な値に変換し、過渡的な偏磁抑制指令として加算器18に出力する。一方、設定値を超える電流値が検出されなかった場合、演算回路31は0を加算器18に出力する。   When the absolute value of the input excitation current value (hereinafter referred to as “excitation current value”) exceeds a preset value, the arithmetic circuit 31 sets the excitation current value to an appropriate value by the gain 32. And output to the adder 18 as a transient demagnetization suppression command. On the other hand, when a current value exceeding the set value is not detected, the arithmetic circuit 31 outputs 0 to the adder 18.

電圧指令作成器6は、通常時にインバータ3が出力する電圧の基準となる電圧指令を作成し、加算器7に出力する。   The voltage command generator 6 generates a voltage command that serves as a reference for the voltage output by the inverter 3 during normal operation, and outputs the voltage command to the adder 7.

加算器18は、ローパスフィルタ21からゲイン22を介して入力された定常的な偏磁抑制指令と、演算回路31からゲイン32を介して入力された過渡的な偏磁抑制指令とを加算し、偏磁抑制指令として加算器7に出力する。   The adder 18 adds the steady demagnetization suppression command input from the low pass filter 21 via the gain 22 and the transient demagnetization suppression command input from the arithmetic circuit 31 via the gain 32, It outputs to the adder 7 as a demagnetization suppression command.

加算器7は、電圧指令作成器6が作成した電圧指令と、加算器18から入力された偏磁抑制指令とを加算し、PWM制御装置5に出力する。   The adder 7 adds the voltage command created by the voltage command creating unit 6 and the demagnetization suppression command input from the adder 18 and outputs the sum to the PWM controller 5.

PWM制御装置5は、加算器7から入力された指令に基づいて、直流コンデンサ4の電圧をパルス幅変調方式により制御し、インバータ3から交流電圧を発生させる。   The PWM controller 5 controls the voltage of the DC capacitor 4 by the pulse width modulation method based on the command input from the adder 7 and generates an AC voltage from the inverter 3.

ここで、図2を参照して、制御装置10の機能を説明する。図2は、本実施形態の主要な回路が出力する波形を表し、(a)は二次電流検出器11で検出した二次電流波形を、(b)は一次電流検出器12で検出した一次電流波形が検出された場合を想定し、図示している。また、(c)に図示している点線は、設定値の線を表している。   Here, the function of the control device 10 will be described with reference to FIG. 2A and 2B show waveforms output by main circuits of the present embodiment, where FIG. 2A shows the secondary current waveform detected by the secondary current detector 11 and FIG. 2B shows the primary current detected by the primary current detector 12. It is assumed that a current waveform is detected. In addition, a dotted line illustrated in (c) represents a set value line.

減算器13には、電流波形(a)、(b)が入力され、(c)に示す励磁電流を演算回路31に出力する。   Current waveforms (a) and (b) are input to the subtracter 13, and the excitation current shown in (c) is output to the arithmetic circuit 31.

ローパスフィルタ21には、励磁電流(c)が入力され、ここで低周波成分のみが抽出され(d)に示す定常的な偏磁抑制指令を加算器18に出力する。   An excitation current (c) is input to the low-pass filter 21, and only a low frequency component is extracted here, and a steady demagnetization suppression command shown in (d) is output to the adder 18.

演算回路31には、励磁電流(c)が入力され、(e)に示す過渡的な偏磁抑制指令を加算器18に出力する。   An excitation current (c) is input to the arithmetic circuit 31 and a transient demagnetization suppression command shown in (e) is output to the adder 18.

加算器18において、定常的な偏磁抑制指令(d)と過渡的な偏磁抑制指令(e)が加算され、この加算値は(f)に示す偏磁抑制指令であり、これを加算器7に出力する。   In the adder 18, the steady-state demagnetization suppression command (d) and the transient demagnetization suppression command (e) are added, and this added value is the demagnetization suppression command shown in (f). 7 is output.

(第1の実施形態の作用・効果)
図3は、変圧器2において見られる現象で、変圧器内部の磁束密度Bの状態と変圧器内部を流れる励磁電流Iの相関関係を示した図である。
(Operation and effect of the first embodiment)
FIG. 3 shows the correlation between the state of the magnetic flux density B inside the transformer and the excitation current I flowing inside the transformer, which is a phenomenon seen in the transformer 2.

磁束密度Bが上昇し、変圧器2が飽和カーブの飽和領域に達すると、急激に励磁電流Iが増加する。この場合は定常的な励磁電流値よりも電流値が大きくなる。   When the magnetic flux density B rises and the transformer 2 reaches the saturation region of the saturation curve, the excitation current I increases rapidly. In this case, the current value becomes larger than the steady excitation current value.

制御装置10は、飽和カーブの前後における電流値を設定値とすることで、設定値を超える電流を検出したときに、過渡的な偏磁抑制指令を出力するので、効率よく偏磁の抑制を行うことができる。   The control device 10 sets a current value before and after the saturation curve as a set value, and outputs a transient bias suppression command when a current exceeding the set value is detected. It can be carried out.

また、演算回路31の出力は、設定値を超える励磁電流成分がそのまま出力され、これに基づいて、過渡的な偏磁抑制指令を作成するため、制御装置10は、効果的な偏磁の抑制を行うことができる。   Further, as the output of the arithmetic circuit 31, an exciting current component exceeding the set value is output as it is, and based on this, a transient demagnetization suppression command is created. Therefore, the control device 10 effectively suppresses demagnetization. It can be performed.

従って、本実施形態の制御装置10であれば、変圧器2の定常的な偏磁を抑制でき、特に過渡的な偏磁を効率よく効果的に抑制する制御を行うことができる。   Therefore, if it is the control apparatus 10 of this embodiment, the steady biasing of the transformer 2 can be suppressed, and especially the control which suppresses a transient biasing efficiently and effectively can be performed.

(第2の実施形態の構成)
図4は、本実施形態を説明するためのブロック構成図である。
(Configuration of Second Embodiment)
FIG. 4 is a block configuration diagram for explaining the present embodiment.

本実施形態の制御装置10は、図1に示す実施形態の制御装置10に有する、演算回路31を演算回路36に代えた点以外は、図1と同じである。   The control device 10 of the present embodiment is the same as that of FIG. 1 except that the arithmetic circuit 31 included in the control device 10 of the embodiment shown in FIG.

演算回路36は、入力された励磁電流値の絶対値が予め設定された設定値を超えた場合に、励磁電流値から励磁電流値と同符号にした設定値を引いた値をゲイン32により適当な値に変換し、過渡的な偏磁抑制指令として加算器18に出力する。   When the absolute value of the input excitation current value exceeds a preset set value, the arithmetic circuit 36 appropriately calculates a value obtained by subtracting a set value having the same sign as the excitation current value from the excitation current value by the gain 32. And is output to the adder 18 as a transient demagnetization suppression command.

ここで、図5を参照して、制御装置10の機能を説明する。図5は、本実施形態の主要な回路が出力する波形を、(a)に示す二次電流の波形と(b)に示す一次電流の波形が検出された場合を想定し、図示している。また、(c)に図示している点線は、設定値の線を表している。   Here, the function of the control device 10 will be described with reference to FIG. FIG. 5 illustrates the waveforms output by the main circuits of the present embodiment, assuming that the waveform of the secondary current shown in (a) and the waveform of the primary current shown in (b) are detected. . In addition, a dotted line illustrated in (c) represents a set value line.

演算回路36は、減算器13により検出した励磁電流(c)が入力され、ゲイン32を介して、(e)に示す過渡的な偏磁抑制指令を加算器18に出力する。   The arithmetic circuit 36 receives the excitation current (c) detected by the subtractor 13 and outputs a transient demagnetization suppression command shown in (e) to the adder 18 via the gain 32.

加算器18は、定常的な偏磁抑制指令(d)と過渡的な偏磁抑制指令(e)が入力され、(f)に示す偏磁抑制指令を加算器7に出力する。   The adder 18 receives the steady bias suppression command (d) and the transient bias suppression command (e), and outputs the bias suppression command shown in (f) to the adder 7.

(第2の実施形態の作用・効果)
本実施形態は、入力された励磁電流値から設定値を引いた値に基づいて、過渡的な偏磁抑制指令を作成するため、偏磁を抑制する電流の補正量の増減を抑えた制御を行うことができる。よって、励磁電流が設定値を超えた瞬間に補正量が急激に大きくなったり、励磁電流が小さくなった瞬間に補正量が急激に小さくなったりすることで、制御装置10が必要以上に動作したり、必要以上に補正をし過ぎることが少なくなる。
(Operation / Effect of Second Embodiment)
In the present embodiment, in order to create a transient demagnetization suppression command based on a value obtained by subtracting a set value from the input excitation current value, control for suppressing increase / decrease in the correction amount of the current for suppressing demagnetization is performed. It can be carried out. Therefore, when the excitation current exceeds the set value, the correction amount suddenly increases, or when the excitation current decreases, the correction amount suddenly decreases, so that the control device 10 operates more than necessary. Or overcorrection less than necessary.

従って、本実施形態の制御装置10であれば、設定値付近において励磁電流値が増減を繰り返すような場合においても、効率的に電力変換装置の制御を行い、過渡的な偏磁状態を抑制する制御を行うことができる。   Therefore, with the control device 10 of the present embodiment, even when the exciting current value repeatedly increases and decreases near the set value, the power converter is efficiently controlled to suppress a transient biased state. Control can be performed.

(第3の実施形態の構成)
図6は、本実施形態を説明するためのブロック構成図である。
(Configuration of Third Embodiment)
FIG. 6 is a block diagram for explaining the present embodiment.

本実施形態の制御装置10は、図4に示す第2の実施形態において、ゲイン32と加算器18の間に、加算器35を設け、減算器13の出力端子に高周波成分抽出手段例えばハイパスフィルタ33の一端を接続し、ハイパスフィルタ33の他端にゲイン34を介して、加算器35の他方の入力端子に接続した点以外は、図4と同じである。   In the second embodiment shown in FIG. 4, the control device 10 of this embodiment is provided with an adder 35 between the gain 32 and the adder 18, and a high-frequency component extracting means such as a high-pass filter is provided at the output terminal of the subtractor 13. 4 except that one end of 33 is connected and the other end of the high-pass filter 33 is connected to the other input terminal of the adder 35 via a gain 34.

この場合、第3の補正手段の構成は、例えばハイパスフィルタ33と、ゲイン34と、加算器35を備えている。   In this case, the configuration of the third correction unit includes, for example, a high-pass filter 33, a gain 34, and an adder 35.

減算器13は、演算回路36とハイパスフィルタ33に励磁電流として出力する。   The subtractor 13 outputs an excitation current to the arithmetic circuit 36 and the high pass filter 33.

ハイパスフィルタ33は、入力された励磁電流から過渡成分を検出し、ゲイン34により適当な値に変換し、過渡的な偏磁抑制指令の演算要素として加算器35に出力する。   The high-pass filter 33 detects a transient component from the input excitation current, converts it to an appropriate value by the gain 34, and outputs it to the adder 35 as a calculation element of a transient demagnetization suppression command.

演算回路36は、入力された励磁電流に基づいて演算を行い、ゲイン32を介して、過渡的な偏磁抑制指令の演算要素として加算器35に出力する。   The arithmetic circuit 36 performs an operation based on the input excitation current, and outputs it to the adder 35 through the gain 32 as an arithmetic element of a transient demagnetization suppression command.

加算器35は、演算回路36とハイパスフィルタ33から入力された出力を加算し、過渡的な偏磁抑制指令として加算器18に出力する。   The adder 35 adds the outputs input from the arithmetic circuit 36 and the high-pass filter 33 and outputs the result to the adder 18 as a transient demagnetization suppression command.

ここで、図7を参照して、制御装置10の機能を説明する。図7は、本実施形態の主要な回路が出力する波形を、(a)に示す二次電流の波形と(b)に示す一次電流の波形が検出された場合を想定し、図示している。   Here, the function of the control device 10 will be described with reference to FIG. FIG. 7 illustrates the waveforms output by the main circuits of this embodiment, assuming that the waveform of the secondary current shown in (a) and the waveform of the primary current shown in (b) are detected. .

ハイパスフィルタ33は、減算器13により検出した励磁電流(c)が入力され、ゲイン34を介して、(d)に示す過渡的な偏磁抑制指令の演算要素を加算器35に出力する。   The high-pass filter 33 receives the excitation current (c) detected by the subtractor 13 and outputs the calculation element of the transient demagnetization suppression command shown in (d) to the adder 35 via the gain 34.

(第3の実施形態の作用・効果)
本実施形態は、ハイパスフィルタ33を設けることにより、励磁電流が急激な変化を起こした場合に、入力された励磁電流値が演算回路36の設定値を超えるより以前に過渡的な偏磁抑制指令を出力することができる。
(Operations and effects of the third embodiment)
In the present embodiment, when the excitation current changes suddenly by providing the high-pass filter 33, a transient bias suppression command is input before the input excitation current value exceeds the set value of the arithmetic circuit 36. Can be output.

従って、本実施形態の制御装置10であれば、変圧器2が飽和に至る非常に早い段階から補正量を確保して、過渡的な偏磁状態を抑制する制御をすることができる。   Therefore, if it is the control apparatus 10 of this embodiment, the correction amount can be ensured from the very early stage until the transformer 2 reaches saturation, and the control for suppressing the transient biased state can be performed.

(第4の実施形態の構成)
図8は、本実施形態を説明するためのブロック構成図である。
(Configuration of Fourth Embodiment)
FIG. 8 is a block diagram for explaining the present embodiment.

本実施形態の制御装置10は、図6に示す第3の実施形態において、ハイパスフィルタ33の入力側を、減算器13の出力端子に接続せずに、演算回路36の出力側に接続した点以外は、図6と同じである。   In the third embodiment shown in FIG. 6, the control device 10 according to the present embodiment connects the input side of the high-pass filter 33 to the output side of the arithmetic circuit 36 without connecting to the output terminal of the subtractor 13. Except for this, it is the same as FIG.

この場合、第1の補正手段の構成は、演算回路36と、ゲイン32と、加算器35と、ハイパスフィルタ33と、ゲイン34を備えている。   In this case, the configuration of the first correction means includes an arithmetic circuit 36, a gain 32, an adder 35, a high-pass filter 33, and a gain 34.

ハイパスフィルタ33は、演算回路36を介して入力された励磁電流から過渡成分を検出し、ゲイン34を介して、過渡的な偏磁抑制指令の演算要素として加算器35に出力する。   The high-pass filter 33 detects a transient component from the excitation current input via the arithmetic circuit 36 and outputs the transient component to the adder 35 via the gain 34 as an arithmetic element for a transient demagnetization suppression command.

ここで、図9を参照して、制御装置10の機能を説明する。図9は、本実施形態の主要な回路が出力する波形を、(a)に示す二次電流の波形と(b)に示す一次電流の波形が検出された場合を想定し、図示している。   Here, the function of the control device 10 will be described with reference to FIG. FIG. 9 illustrates the waveforms output by the main circuits of the present embodiment, assuming that the waveform of the secondary current shown in (a) and the waveform of the primary current shown in (b) are detected. .

ハイパスフィルタ33は、減算器13から演算回路36を介して励磁電流(c)が入力され、ゲイン34を介して、(d)に示す過渡的な偏磁抑制指令の演算要素として加算器35に出力する。   The high-pass filter 33 receives the excitation current (c) from the subtractor 13 through the arithmetic circuit 36, and passes through the gain 34 to the adder 35 as an arithmetic element of the transient demagnetization suppression command shown in (d). Output.

(第4の実施形態の作用・効果)
本実施形態は、入力された励磁電流を、演算回路36を介してハイパスフィルタ33に入力することで、過渡的な偏磁抑制指令は、励磁電流が設定値を超えた場合にのみ出力する。
(Operation / Effect of Fourth Embodiment)
In the present embodiment, the input excitation current is input to the high-pass filter 33 via the arithmetic circuit 36, so that the transient bias suppression command is output only when the excitation current exceeds the set value.

従って、過渡的な偏磁の度合いが高い場合にのみ、変圧器2が飽和に至る早い段階から補正量を確保して、過渡的な偏磁状態を抑制する効率的な制御を行うことができる。   Therefore, only when the degree of transient magnetization is high, the correction amount can be secured from an early stage when the transformer 2 reaches saturation, and efficient control for suppressing the transient magnetization state can be performed. .

(第5の実施形態の構成)
図10は、本実施形態を説明するためのブロック構成図である。
(Configuration of Fifth Embodiment)
FIG. 10 is a block diagram for explaining the present embodiment.

本実施形態を使用する電力系統は、二次電流検出器11を必要としない。   The power system using this embodiment does not require the secondary current detector 11.

電流取得手段は、例えば一次電流検出器12を備えている。   The current acquisition unit includes, for example, a primary current detector 12.

本実施形態の制御装置10は、図4に示す第2の実施形態において、二次電流検出器11及び減算器13を設けない構成とした点以外は、図4と同じである。   The control device 10 of this embodiment is the same as that of FIG. 4 except that the secondary current detector 11 and the subtractor 13 are not provided in the second embodiment shown in FIG.

一次電流検出器12で検出した一次電流値は、ローパスフィルタ21と演算回路36に入力される。   The primary current value detected by the primary current detector 12 is input to the low-pass filter 21 and the arithmetic circuit 36.

ローパスフィルタ21は、入力された一次電流から直流成分を検出し、ゲイン22により適当な値に変換し、定常的な偏磁抑制指令として加算器18に出力する。   The low-pass filter 21 detects a direct current component from the input primary current, converts it to an appropriate value by the gain 22, and outputs it to the adder 18 as a steady bias suppression command.

演算回路36は、入力された一次電流値から一次電流値と同符号にした設定値との差をとり、その値をゲイン32により適当な値に変換し、過渡的な偏磁抑制指令として加算器18に出力する。   The arithmetic circuit 36 takes the difference between the input primary current value and the set value having the same sign as the primary current value, converts the value into an appropriate value by the gain 32, and adds it as a transient demagnetization suppression command. Output to the device 18.

減算器8は、電圧指令作成器6が作成した電圧指令と、加算器18から入力された偏磁抑制指令とを減算し、PWM制御装置5に出力する。   The subtracter 8 subtracts the voltage command generated by the voltage command generator 6 and the bias suppression command input from the adder 18 and outputs the result to the PWM controller 5.

(第5の実施形態の作用・効果)
制御装置10は、制御動作による電圧指令が急峻に変化しなくともよい場合には、一次電流のみを検出することによる制御でも、一次電流と二次電流から励磁電流を検出することによる制御とほぼ同様の効果を奏する。
(Operation and effect of the fifth embodiment)
When the voltage command by the control operation does not need to change sharply, the control device 10 is almost the same as the control by detecting the excitation current from the primary current and the secondary current, even by the control by detecting only the primary current. The same effect is produced.

また、演算回路36の設定値を通常の運転電流の最大値と通常の励磁電流の最大値をベクトル的に加算した値に設定すると、回路36の出力が0以外になるのは、過電流に至るような大電流の場合だけとなる。この設定により、制御装置10は、変圧器2の飽和時の大電流を抑制する制御を行うことができる。   Further, when the set value of the arithmetic circuit 36 is set to a value obtained by adding the maximum value of the normal operating current and the maximum value of the normal exciting current in a vector manner, the output of the circuit 36 is other than 0 because the overcurrent is This is only the case for large currents. With this setting, the control device 10 can perform control to suppress a large current when the transformer 2 is saturated.

従って、本実施形態の制御装置10であれば、電流検出器11の設置されていない電力系統でも使用できる。また、電流検出器11からの測定値の取り込みを必要としないため、制御装置10は、安価に生産することができ、また、安価に設置することができる。   Therefore, if it is the control apparatus 10 of this embodiment, it can be used also in the electric power grid | system in which the current detector 11 is not installed. Moreover, since it is not necessary to take in measured values from the current detector 11, the control device 10 can be produced at low cost and can be installed at low cost.

なお、本実施形態では、一次電流のみを検出することによる制御としたが、二次電流のみを検出する制御であってもよい。   In the present embodiment, the control is performed by detecting only the primary current, but the control may be performed by detecting only the secondary current.

(第6の実施形態の構成)
図11は、本実施形態を説明するためのブロック構成図である。
(Configuration of the sixth embodiment)
FIG. 11 is a block diagram for explaining the present embodiment.

図4の実施形態に新たに、偏磁情報検出手段、例えば電圧センサ41と、電圧センサ42と、偏磁検出器43を備えたものを追加したものである。   In the embodiment shown in FIG. 4, magnetic bias information detection means, for example, a voltage sensor 41, a voltage sensor 42, and a magnetic bias detector 43 are added.

本実施形態の制御装置10は、図4に示す第2の実施形態において、ローパスフィルタ21の入力が、変圧器2の一次側の電位を検出する電圧センサ41と変圧器2の二次側の電位を検出する電圧センサ42に基づいて、偏磁検出器43で検出した偏磁情報を入力する点以外は、図4と同じである。   In the second embodiment shown in FIG. 4, the control device 10 of the present embodiment is configured such that the input of the low-pass filter 21 is a voltage sensor 41 that detects the potential on the primary side of the transformer 2 and the secondary side of the transformer 2. 4 is the same as FIG. 4 except that the bias information detected by the bias detector 43 is input based on the voltage sensor 42 that detects the potential.

電圧センサ41は、変圧器2の二次側の電位を測定し、偏磁検出器43に出力する。   The voltage sensor 41 measures the potential on the secondary side of the transformer 2 and outputs the measured potential to the bias magnet detector 43.

電圧センサ42は、変圧器2の一次側の電位を測定し、偏磁検出器43に出力する。   The voltage sensor 42 measures the potential on the primary side of the transformer 2 and outputs the measured potential to the magnetic bias detector 43.

偏磁検出器43は、電圧センサ42の測定値と電圧センサ41の測定値から、変圧比を考慮した上で、一次電圧の二次電圧の偏差を取り、変圧器2の偏磁情報を検出し、ローパスフィルタ21に出力する。   The magnetism detector 43 detects the magnetism information of the transformer 2 by taking the deviation of the secondary voltage of the primary voltage from the measured value of the voltage sensor 42 and the measured value of the voltage sensor 41 in consideration of the transformation ratio. And output to the low-pass filter 21.

ローパスフィルタ21は、入力された偏磁情報から直流分を検出し、ゲイン22により適当な値に変換し、定常的な偏磁抑制指令として加算器18に出力する。   The low-pass filter 21 detects a direct current component from the input bias information, converts it to an appropriate value by the gain 22, and outputs it to the adder 18 as a steady bias suppression command.

(第6の実施形態の作用・効果)
本実施形態は、変圧器2の一次電圧と二次電圧から偏磁情報を検出するため、磁束の偏磁を引き起こす電圧の直流成分を直接検出できる。
(Operation and effect of the sixth embodiment)
In the present embodiment, since the demagnetization information is detected from the primary voltage and the secondary voltage of the transformer 2, the direct current component of the voltage that causes the demagnetization of the magnetic flux can be directly detected.

従って、本実施形態の制御装置10であれば、変圧器2が偏磁飽和する前に偏磁による直流成分を検出し、抑制する制御を行うことができる。   Therefore, if it is the control apparatus 10 of this embodiment, before the transformer 2 is demagnetized and saturated, the DC component by demagnetization can be detected and suppressed.

(第7の実施形態の構成)
図12は、本実施形態を説明するためのブロック構成図である。
(Configuration of the seventh embodiment)
FIG. 12 is a block configuration diagram for explaining the present embodiment.

図4の実施形態に、偏磁情報検出手段として、例えば磁束センサ44を、変圧器2に近傍設置し、この検出磁束をローパスフィルタ21に入力させるようにした点以外は、図4と同じである。   4 is the same as FIG. 4 except that, for example, a magnetic flux sensor 44 is installed in the vicinity of the transformer 2 and the detected magnetic flux is input to the low-pass filter 21 as the bias information detecting means. is there.

磁束センサ44は、変圧器2の磁束を測定することにより、変圧器2の偏磁情報を検出し、ローパスフィルタ21に出力する。   The magnetic flux sensor 44 detects the magnetic bias information of the transformer 2 by measuring the magnetic flux of the transformer 2 and outputs it to the low-pass filter 21.

ローパスフィルタ21は、入力された偏磁情報から直流分を検出し、ゲイン22により適当な値に変換し、定常的な偏磁抑制指令として加算器18に出力する。   The low-pass filter 21 detects a direct current component from the input bias information, converts it to an appropriate value by the gain 22, and outputs it to the adder 18 as a steady bias suppression command.

(第7の実施形態の作用・効果)
本実施形態は、磁束センサ44により、偏磁情報を検出するため、変圧器2の磁束状態を直接検出することができる。
(Operation and effect of the seventh embodiment)
In the present embodiment, since the magnetic flux information is detected by the magnetic flux sensor 44, the magnetic flux state of the transformer 2 can be directly detected.

従って、本実施形態の制御装置10であれば、変圧器2が偏磁飽和する前に偏磁による直流成分を検出し、抑制する制御を行うことができる。   Therefore, if it is the control apparatus 10 of this embodiment, before the transformer 2 is demagnetized and saturated, the DC component by demagnetization can be detected and suppressed.

(第8の実施形態の構成)
図13は、本実施形態を説明するためのブロック構成図である。
(Configuration of Eighth Embodiment)
FIG. 13 is a block diagram for explaining the present embodiment.

本実施形態の制御装置10は、図4に示す第2の実施形態と以下の点以外の構成は、同じである。電圧指令作成器6に代えて、電流指令作成器51と、電流制御器54とを設け、電流指令作成器51と、電流制御器54との間に、制限手段例えばリミッタ52と、電流補正手段例えば減算器53と、電流指令作成手段例えば電流指令作成器51とを追加した構成である。   The control device 10 of the present embodiment is the same as the second embodiment shown in FIG. 4 except for the following points. Instead of the voltage command generator 6, a current command generator 51 and a current controller 54 are provided, and between the current command generator 51 and the current controller 54, limiting means such as a limiter 52 and current correction means are provided. For example, it is the structure which added the subtractor 53 and the electric current command preparation means, for example, the electric current command preparation device 51.

二次電流検出器11は、検出した二次電流値を減算器13と減算器53に出力する。   The secondary current detector 11 outputs the detected secondary current value to the subtracter 13 and the subtractor 53.

電流指令作成器51は、通常時にインバータ3が出力する電流の基準となる電流指令を作成し、リミッタ52を介して減算器53に出力する。   The current command generator 51 generates a current command that serves as a reference for the current output by the inverter 3 during normal operation, and outputs the current command to the subtractor 53 via the limiter 52.

演算回路36は、入力された励磁電流値に基づいて演算を行い、演算値が設定値を超えた場合に、演算値をリミッタ52に出力する。   The arithmetic circuit 36 performs a calculation based on the input excitation current value, and outputs the calculated value to the limiter 52 when the calculated value exceeds the set value.

リミッタ52は、入力された演算回路36の演算値に基づいて、電流指令を抑制する。例えば、電流指令が2000Aだった場合、演算値が400Aの場合は電流指令を80%の1600Aに抑制し、演算値が2000A以上の場合は電流指令を0%の0Aに抑制する。   The limiter 52 suppresses the current command based on the calculated calculation value of the calculation circuit 36. For example, when the current command is 2000 A, the current command is suppressed to 1600 A of 80% when the calculated value is 400 A, and the current command is suppressed to 0 A of 0% when the calculated value is 2000 A or more.

減算器53は、入力された電流指令から入力された二次電流値を減算し、これを電流指令として、電流制御器54に出力する。   The subtractor 53 subtracts the input secondary current value from the input current command, and outputs this to the current controller 54 as a current command.

電流制御器54は、入力された電流指令に基づいて電圧指令に変換し、これを加算器7へ出力する。   The current controller 54 converts it into a voltage command based on the input current command, and outputs this to the adder 7.

加算器7は、入力された電圧指令と、加算器18から入力された偏磁抑制指令とを加算し、PWM制御装置5に出力する。   The adder 7 adds the input voltage command and the demagnetization suppression command input from the adder 18 and outputs the result to the PWM controller 5.

(第8の実施形態の作用・効果)
以下、本実施形態の具体例を説明する。
(Operation / Effect of Eighth Embodiment)
Hereinafter, a specific example of this embodiment will be described.

ここで簡単のために、変圧器2の巻き数比は1:1とし、定常的な偏磁抑制指令は考慮しないものとする。   Here, for the sake of simplicity, the turns ratio of the transformer 2 is assumed to be 1: 1, and a steady demagnetization suppression command is not considered.

電流指令作成器51が二次電流を2000Aにするように電流指令を出力しているとする。通常時は、電流制御器54の電流制御が働き、二次電流は、電流指令作成器51の電流指令どおりに2000Aが流れる。一次電流も2000A流れる。よって、2つの電流検出器11,12は、共に2000Aを検出し、減算器13の出力は0となるので、偏磁抑制指令も0となる。   It is assumed that the current command generator 51 outputs a current command so that the secondary current is 2000A. Under normal conditions, current control of the current controller 54 works, and 2000 A flows as the secondary current in accordance with the current command of the current command generator 51. The primary current also flows 2000A. Therefore, the two current detectors 11 and 12 both detect 2000 A, and the output of the subtractor 13 is 0, so that the demagnetization suppression command is also 0.

ここで、変圧器2が偏磁飽和し、一次電流が2500A流れたとする。一次電流検出器12は、2500Aを検出し、減算器13は、−500Aを出力する。よって、偏磁抑制指令は負の値をとるため、電流制御器54は、インバータ3の出力電圧を低く制御することで電流を抑制しようとする。インバータ3の電圧が小さくなると、変圧器2の二次電圧も小さくなり、二次電流が2000Aよりも少なくなる。しかし、電流指令は2000Aのままであるため、減算器53での電流偏差による電流指令は、正の値をとり、電流制御器54は、インバータ3の出力電圧を高く制御することで、電流を増加させようとする。その結果として、偏磁抑制指令による制御と、電流指令による制御は、相反した制御となる。   Here, it is assumed that the transformer 2 is saturated and the primary current flows 2500A. The primary current detector 12 detects 2500A, and the subtractor 13 outputs -500A. Therefore, since the demagnetization suppression command takes a negative value, the current controller 54 attempts to suppress the current by controlling the output voltage of the inverter 3 to be low. When the voltage of the inverter 3 is reduced, the secondary voltage of the transformer 2 is also reduced, and the secondary current is less than 2000A. However, since the current command remains 2000 A, the current command due to the current deviation in the subtractor 53 takes a positive value, and the current controller 54 controls the output voltage of the inverter 3 to be high, thereby reducing the current. Try to increase. As a result, the control based on the demagnetization suppression command and the control based on the current command are contradictory controls.

変圧器2が偏磁飽和したときに重要なことは、電力変換器3が過電流停止しないように偏磁抑制をすることであり、電流指令どおりに電流を制御することは、制御を行う目的としての優先順位は低くなる。   What is important when the transformer 2 is saturated is to demagnetize so that the power converter 3 does not stop overcurrent. Controlling the current according to the current command is the purpose of control. As a priority, it becomes lower.

本実施形態では、リミッタ52を設けることにより、演算回路36で偏磁抑制をする出力を検出した場合は、リミッタ52により電流指令の電流値を少なくすることで、偏磁抑制を優先させることができる。   In the present embodiment, by providing the limiter 52, when the output for suppressing the demagnetization is detected by the arithmetic circuit 36, the demagnetization suppression may be prioritized by reducing the current value of the current command by the limiter 52. it can.

従って、本実施形態の制御装置10であれば、電流の出力制御を行うインバータ3において、過電流停止に至るような偏磁状態のときに、偏磁抑制の効果を優先させ、有効に出力電流を制御することができる。   Therefore, in the control device 10 according to the present embodiment, the inverter 3 that controls the output of current gives priority to the effect of suppressing the demagnetization in the demagnetization state leading to the overcurrent stop and effectively outputs the output current. Can be controlled.

なお、演算回路36の演算値とリミッタ52による電流指令の抑制量の関係は、本実施形態に限らず、他の演算方法や数値を用いてもよい。また、リミッタ52は、演算回路36から演算値が送られてきた場合、常に一定の割合に電流指令を抑制してもよい。例えば、演算値が500A以上であれば、常に電流指令を80%に抑制するなどでもよい。   The relationship between the calculated value of the calculation circuit 36 and the amount of suppression of the current command by the limiter 52 is not limited to this embodiment, and other calculation methods and numerical values may be used. Further, the limiter 52 may always suppress the current command at a constant rate when a calculation value is sent from the calculation circuit 36. For example, if the calculated value is 500 A or more, the current command may always be suppressed to 80%.

(第9の実施形態の構成)
図14は、本実施形態を説明するためのブロック構成図である。
(Configuration of the ninth embodiment)
FIG. 14 is a block diagram for explaining the present embodiment.

本実施形態の制御装置10は、図4に示す第2の実施形態の制御装置10において、第2の補正手段例えば加算器18と、ローパスフィルタ21と、ゲイン22を備えた構成が含まれていない点以外は、図4と同じである。   The control device 10 of the present embodiment includes the second correction means, for example, an adder 18, a low-pass filter 21, and a gain 22 in the control device 10 of the second embodiment shown in FIG. It is the same as FIG.

演算回路36の出力は、そのまま偏磁抑制指令として、加算器7に出力する。   The output of the arithmetic circuit 36 is directly output to the adder 7 as a demagnetization suppression command.

(第9実施形態の作用・効果)
本実施形態は、変圧器2の過渡的な偏磁状態に対しては、第2の実施形態と同等の効果がある。
(Operation and effect of the ninth embodiment)
This embodiment has an effect equivalent to that of the second embodiment with respect to the transient biased state of the transformer 2.

従って、制御装置10は、安価に生産することができ、特に、変圧器2の定常的な偏磁状態を抑制する機器や装置が別にある場合などに組み合わせて使うなど、汎用性や拡張性の高い装置として生産することができる。   Therefore, the control device 10 can be produced at a low cost, and is particularly versatile and expandable, such as when used in combination with another device or device that suppresses the steady biased state of the transformer 2. It can be produced as a high device.

(変形例)
本発明は、以上に述べた実施形態に限らず、種々変形して実施することができる。
(Modification)
The present invention is not limited to the embodiment described above, and can be implemented with various modifications.

(1)制御装置10を構成する回路や機器等はハードウェアに限らない。同等の機能を有するプログラムで実現してもよいし、ハードウェアとソフトウェアを混在した構成であってもよい。機器等の機能に応じて、ソフトウェアとハードウェアを選択できるため、個々の機器等の機能をより発揮できるように選択したり、個々の機器等を安価にするために選択したりすることができる。よって、状況に応じて、様々なバリエーションから最適な構成を選ぶことができる。   (1) Circuits, devices, and the like constituting the control device 10 are not limited to hardware. It may be realized by a program having an equivalent function, or may have a configuration in which hardware and software are mixed. Since software and hardware can be selected according to the function of the device, etc., it can be selected so that the function of the individual device can be exhibited more effectively, or can be selected to reduce the cost of the individual device, etc. . Therefore, an optimal configuration can be selected from various variations depending on the situation.

(2)変圧器2の励磁電流は定格の1%以下である場合が多いが、励磁電流を大きく設計して変圧器2の偏磁量が容易に検出できるようにしてもよい。   (2) The excitation current of the transformer 2 is often 1% or less of the rating. However, the excitation current may be designed to be large so that the amount of magnetization of the transformer 2 can be easily detected.

(3)励磁電流が設定値以下の場合、本発明の動作は、演算回路31、又は演算回路36からの出力が補正量を0として出力することに限らない。制御装置10を構成する任意の回路に対して、偏磁抑止指令の出力をロックする信号を出力してもよい。また、ロックする信号を出力する手段は、他の回路を設けてもよいし、ソフトウェアにより機能を追加してもよい。この場合、個々の機能を単純化できるため、制御装置10の拡張性や保守性を向上することができる。   (3) When the excitation current is less than or equal to the set value, the operation of the present invention is not limited to the output from the arithmetic circuit 31 or the arithmetic circuit 36 with the correction amount set to zero. You may output the signal which locks the output of a demagnetization suppression command with respect to the arbitrary circuits which comprise the control apparatus 10. FIG. Further, the means for outputting the signal to be locked may be provided with another circuit, or a function may be added by software. In this case, since individual functions can be simplified, the expandability and maintainability of the control device 10 can be improved.

(4)加算器の種類として、加算器7、加算器18、加算器35の3種類を使ったが、これら任意の加算器を1つ以上の加算器にまとめたものであってもよい。この場合、装置の大きさや拡張性など様々な目的に応じて、回路設計やソフトウェア設計ができる。   (4) Although three types of adder 7, adder 18, and adder 35 are used as the type of adder, these arbitrary adders may be combined into one or more adders. In this case, circuit design and software design can be performed according to various purposes such as the size and expandability of the apparatus.

(5)本発明の制御対象となる電力変換装置は、直流電力から交流電力を得るインバータに限らず、交流電力から交流電力を直接変換するサイクロコンバータやマトリックスコンバータなどでもよい。   (5) The power conversion device to be controlled in the present invention is not limited to an inverter that obtains AC power from DC power, but may be a cycloconverter or a matrix converter that directly converts AC power from AC power.

(6)制御装置10を構成する機器として、電圧指令作成器6や電流指令作成器51は設けなくともよい。外部の機器から基準となる指令値を取り込んでもよいし、電力変換装置から出力させる電圧の周波数の基となる信号を取り込み、これに基づいて制御をしてもよい。または、電力系統の電気量から基準となる電気量を抽出し、偏磁抑制の補正を行う制御装置としてもよい。   (6) The voltage command generator 6 and the current command generator 51 may not be provided as devices constituting the control device 10. A command value serving as a reference may be taken from an external device, or a signal based on the frequency of the voltage output from the power converter may be taken and control may be performed based on this. Or it is good also as a control apparatus which extracts the electric quantity used as a reference | standard from the electric quantity of an electric power grid | system, and correct | amends a demagnetization suppression.

(7)各実施形態において、一次電流取得手段、二次電流取得手段、電流取得手段は、一次電流検出器12又は二次電流検出器11を備えていることとしたが、制御装置10の構成機器としては、電力系統を流れる電気量を測定する手段は含まれていなくてもよい。外部の機器で測定した測定値を取得することで運用してもよい。   (7) In each embodiment, the primary current acquisition unit, the secondary current acquisition unit, and the current acquisition unit include the primary current detector 12 or the secondary current detector 11. The device may not include means for measuring the amount of electricity flowing through the power system. You may operate by acquiring the measured value measured with the external equipment.

なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。   Note that the present invention is not limited to the above-described embodiment as it is, and can be embodied by modifying the constituent elements without departing from the scope of the invention in the implementation stage. In addition, various inventions can be formed by appropriately combining a plurality of components disclosed in the embodiment. For example, some components may be deleted from all the components shown in the embodiment. Furthermore, constituent elements over different embodiments may be appropriately combined.

本発明の第1の実施形態に関する装置の構成を説明するためのブロック図。The block diagram for demonstrating the structure of the apparatus regarding the 1st Embodiment of this invention. 第1の実施形態に関する装置の主要な回路の機能を説明するための波形図。The wave form diagram for demonstrating the function of the main circuits of the apparatus regarding 1st Embodiment. 全ての実施形態の励磁電流を説明するための相関図。The correlation diagram for demonstrating the exciting current of all the embodiments. 第2の実施形態に関する装置の構成を説明するためのブロック図。The block diagram for demonstrating the structure of the apparatus regarding 2nd Embodiment. 第2の実施形態に関する装置の主要な回路の機能を説明するための波形図。The wave form diagram for demonstrating the function of the main circuits of the apparatus regarding 2nd Embodiment. 第3の実施形態に関する装置の構成を説明するためのブロック図。The block diagram for demonstrating the structure of the apparatus regarding 3rd Embodiment. 第3の実施形態に関する装置の主要な回路の機能を説明するための波形図。The wave form diagram for demonstrating the function of the main circuits of the apparatus regarding 3rd Embodiment. 第4の実施形態に関する装置の構成を説明するためのブロック図。The block diagram for demonstrating the structure of the apparatus regarding 4th Embodiment. 第4の実施形態に関する装置の主要な回路の機能を説明するための波形図。The wave form diagram for demonstrating the function of the main circuits of the apparatus regarding 4th Embodiment. 第5の実施形態に関する装置の構成を説明するためのブロック図。The block diagram for demonstrating the structure of the apparatus regarding 5th Embodiment. 第6の実施形態に関する装置の構成を説明するためのブロック図。The block diagram for demonstrating the structure of the apparatus regarding 6th Embodiment. 第7の実施形態に関する装置の構成を説明するためのブロック図。The block diagram for demonstrating the structure of the apparatus regarding 7th Embodiment. 第8の実施形態に関する装置の構成を説明するためのブロック図。The block diagram for demonstrating the structure of the apparatus regarding 8th Embodiment. 第9の実施形態に関する装置の構成を説明するためのブロック図。The block diagram for demonstrating the structure of the apparatus regarding 9th Embodiment. 従来の実施形態に関する装置の構成を説明するためのブロック図。The block diagram for demonstrating the structure of the apparatus regarding conventional embodiment.

符号の説明Explanation of symbols

1…交流系統母線、2…変圧器、3…インバータ、4…直流コンデンサ、
5…PWM制御装置、6…電圧指令作成器、7…加算器、10…制御装置、
11…二次電流検出器、12…一次電流検出器、13…減算器、18…加算器、
21…ローパスフィルタ、31…演算回路、36…演算回路。
1 ... AC system bus, 2 ... Transformer, 3 ... Inverter, 4 ... DC capacitor,
5 ... PWM controller, 6 ... Voltage command generator, 7 ... Adder, 10 ... Control device,
11 ... secondary current detector, 12 ... primary current detector, 13 ... subtractor, 18 ... adder,
21: low-pass filter, 31: arithmetic circuit, 36: arithmetic circuit.

Claims (10)

電力系統に対して、変圧器を介して接続され、直流を交流に又は交流を交流に変換する電力変換器を備えた電力変換装置において、
前記電力変換器を指令値に基づき制御する制御手段と、
前記変圧器と前記電力変換器の間を流れる一次電流値を取得する一次電流取得手段と、
前記変圧器と前記電力系統の間を流れる二次電流値を取得する二次電流取得手段と、
前記一次電流取得手段及び前記二次電流取得手段の取得値を入力し、これらの取得値の差分を補正対象値として決定する補正対象決定手段と、
前記補正対象値の絶対値が一定値以上の場合に、前記補正対象値に基づいて、前記電力変換器の交流側の電気量の波形を補正する第1の補正量を前記制御手段に供給する第1の補正手段とを有すること
を特徴とする電力変換装置の制御装置。
In a power conversion device including a power converter that is connected to a power system via a transformer and converts direct current to alternating current or alternating current to alternating current,
Control means for controlling the power converter based on a command value;
Primary current acquisition means for acquiring a primary current value flowing between the transformer and the power converter;
Secondary current acquisition means for acquiring a secondary current value flowing between the transformer and the power system;
Correction target determination means for inputting the acquired values of the primary current acquisition means and the secondary current acquisition means and determining a difference between these acquired values as a correction target value;
When the absolute value of the correction target value is greater than or equal to a certain value, a first correction amount for correcting the waveform of the electric quantity on the AC side of the power converter is supplied to the control means based on the correction target value. A control device for a power converter, comprising: a first correction unit.
電力系統に対して、変圧器を介して接続され、直流を交流に又は交流を交流に変換する電力変換器を備えた電力変換装置において、
前記電力変換器を指令値に基づき制御する制御手段と、
前記変圧器と前記電力変換器の間を流れる一次電流値を取得する一次電流取得手段と、
前記変圧器と前記電力系統の間を流れる二次電流値を取得する二次電流取得手段と、
前記一次電流取得手段及び前記二次電流取得手段の取得値を入力し、これらの取得値の差分を補正対象値として決定する補正対象決定手段と、
前記補正対象値の絶対値が一定値以上の場合に、前記補正対象値と前記補正対象値の符号と同符号にした前記一定値との差に基づいて、前記電力変換器の交流側の電気量の波形を補正する第1の補正量を前記制御手段に供給する第1の補正手段とを有すること
を特徴とする電力変換装置の制御装置。
In a power conversion device including a power converter that is connected to a power system via a transformer and converts direct current to alternating current or alternating current to alternating current,
Control means for controlling the power converter based on a command value;
Primary current acquisition means for acquiring a primary current value flowing between the transformer and the power converter;
Secondary current acquisition means for acquiring a secondary current value flowing between the transformer and the power system;
Correction target determination means for inputting the acquired values of the primary current acquisition means and the secondary current acquisition means and determining a difference between these acquired values as a correction target value;
When the absolute value of the correction target value is greater than or equal to a certain value, the electric power on the AC side of the power converter is determined based on the difference between the correction target value and the constant value that has the same sign as the correction target value. And a first correction unit that supplies a first correction amount for correcting the waveform of the amount to the control unit.
前記第1の補正手段は、
高周波成分を抽出する高周波成分抽出手段を有すること
を特徴とする請求項1、請求項2のいずれか1項に記載の電力変換装置の制御装置。
The first correction means includes
The control device for a power converter according to claim 1, further comprising a high-frequency component extracting unit that extracts a high-frequency component.
前記変圧器の偏磁状態に関する偏磁情報を検出する偏磁情報検出手段と、
低周波成分を抽出する低周波成分抽出手段とを有し、
前記偏磁情報を前記低周波成分抽出手段に入力し、その出力に基づいて、前記電力変換器の交流側の波形を補正する第2の補正量を前記制御手段に供給する第2の補正手段とを付加したこと
を特徴とする請求項1から請求項3のいずれか1項に記載の電力変換装置の制御装置。
Bias information detecting means for detecting bias information relating to the bias state of the transformer;
Low frequency component extraction means for extracting low frequency components;
Second correction means for inputting the bias information to the low frequency component extraction means and supplying a second correction amount for correcting the waveform on the AC side of the power converter to the control means based on the output. The control device for the power conversion device according to any one of claims 1 to 3, wherein
前記偏磁情報検出手段は、前記補正対象値に基づいて、前記偏磁情報を検出すること
を特徴とする請求項4に記載の電力変換装置の制御装置。
The control apparatus for a power converter according to claim 4, wherein the magnetic bias information detection unit detects the magnetic bias information based on the correction target value.
前記変圧器と前記電力変換器の間に印加される一次電圧値を取得する一次電圧取得手段と、
前記変圧器と前記電力系統の間に印加される二次電圧値を取得する二次電圧取得手段とを有し、
前記偏磁情報検出手段は、
前記一次電圧取得手段及び前記二次電圧取得手段の取得値を入力し、これらの取得値に基づいて、前記偏磁情報を検出すること
を特徴とする請求項4に記載の電力変換装置の制御装置。
Primary voltage acquisition means for acquiring a primary voltage value applied between the transformer and the power converter;
Secondary voltage acquisition means for acquiring a secondary voltage value applied between the transformer and the power system;
The bias information detecting means includes
The control of the power converter according to claim 4, wherein the acquired values of the primary voltage acquisition unit and the secondary voltage acquisition unit are input, and the bias information is detected based on the acquired values. apparatus.
前記偏磁情報検出手段は、磁束センサを利用して前記偏磁情報を検出すること
を特徴とする請求項4に記載の電力変換装置の制御装置。
The control apparatus for a power converter according to claim 4, wherein the magnetic bias information detection unit detects the magnetic bias information using a magnetic flux sensor.
高周波成分を抽出する高周波成分抽出手段と、
前記補正対象値を前記高周波成分抽出手段に入力し、その出力に基づいて、前記電力変換器の交流側の電気量の波形を補正する第3の補正量を前記制御手段に供給する第3の補正手段とを付加したこと
を特徴とする請求項1又は請求項2若しくは請求項4から請求項7のいずれか1項に記載の電力変換装置の制御装置。
High-frequency component extraction means for extracting high-frequency components;
The correction target value is input to the high-frequency component extraction means, and based on the output, a third correction amount for correcting the waveform of the electric quantity on the AC side of the power converter is supplied to the control means. The control device for a power converter according to any one of claims 1 to 3, or 4 to 7, further comprising a correction unit.
前記二次電流値の基準となる電流指令を作成する電流指令作成手段と、
前記第1の補正量に基づいて、前記電流指令の絶対値の上限を制限する制限手段と、
前記二次電流取得手段の測定値と前記電流指令を入力し、これらに基づいて前記二次電流の波形を補正する電流補正量を前記制御手段に供給する電流補正手段とを付加した
を特徴とする請求項1から請求項8のいずれか1項に記載の電力変換装置の制御装置。
Current command creating means for creating a current command serving as a reference for the secondary current value;
Limiting means for limiting the upper limit of the absolute value of the current command based on the first correction amount;
And a current correction unit that inputs a measurement value of the secondary current acquisition unit and the current command and supplies a current correction amount for correcting the waveform of the secondary current to the control unit based on these values. The control apparatus of the power converter device of any one of Claim 1 to 8.
電力系統に対して、変圧器を介して接続され、直流を交流に又は交流を交流に変換する電力変換器を備えた電力変換装置において、
前記電力変換器を指令値に基づき制御する制御手段と、
前記変圧器と前記電力変換器の間を流れる電流値と前記変圧器と前記電力系統の間を流れる電流値のいずれか一つの電流値を取得する電流取得手段と、
前記電流取得手段の取得値の絶対値が一定値以上の場合に、前記取得値に基づいて、前記電力変換器の交流側の電気量の波形を補正する第1の補正量を前記制御手段に供給する第1の補正手段とを有すること
を特徴とする電力変換装置の制御装置。
In a power conversion device including a power converter that is connected to a power system via a transformer and converts direct current to alternating current or alternating current to alternating current,
Control means for controlling the power converter based on a command value;
Current acquisition means for acquiring any one current value of a current value flowing between the transformer and the power converter and a current value flowing between the transformer and the power system;
When the absolute value of the acquired value of the current acquisition unit is equal to or greater than a predetermined value, the control unit has a first correction amount for correcting the waveform of the electric quantity on the AC side of the power converter based on the acquired value. And a first correction means for supplying the control device.
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