JP2006197349A - Receiver for ultrawide bandwidth radio system - Google Patents
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Abstract
Description
この発明は、伝送誤り率を改善した超広帯域(Ultra Wide Bandwidth :UWB)無線システム用受信機に関している。 The present invention relates to a receiver for an ultra wide bandwidth (UWB) wireless system with improved transmission error rate.
超広帯域(Ultra Wide Bandwidth :UWB)無線通信は、近距離における低消費電力かつ高速データ伝送が可能な無線通信として注目を集めている。このようなUWB信号を用いた無線通信には、無線パーソナルエリアネットワーク(WPAN)の高速データ伝送向けPHY(物理層)がある。例えば、ルートレイズドコサイン(Root-raised cosine)パルス信号を用いた直接系列型UWB(Direct-Sequence UWB:DS−UWB)方式や、マルチバンド型直交周波数分割多重(Multi-Band Orthogonal Frequency Division Multiplex:MB−OFDM)方式などが知られている。 Ultra Wide Bandwidth (UWB) wireless communication is attracting attention as wireless communication capable of low power consumption and high-speed data transmission in a short distance. Wireless communication using such a UWB signal includes a PHY (physical layer) for high-speed data transmission in a wireless personal area network (WPAN). For example, a direct sequence UWB (DS-UWB) system using a root-raised cosine pulse signal or a multi-band orthogonal frequency division multiplex (MB) -OFDM) and the like are known.
DS−UWB方式は、簡素な構成で1Gbps超までの高速データ伝送を行える方式として注目されているが、マルチパスによる影響を受け易いという欠点もある。例えば、通常用いられるDS−UWB方式では、約1nsec間隔で連続したUWBパルス信号を送信する。一般的にUWB伝送路でのマルチパス遅延時間は約60nsecにも達するため、遅延パルス信号が他のパルス信号と干渉するパルス間干渉を生じることになる。よって受信側でのパルス間干渉除去技術の採用が不可欠となり、このためには、判定帰還等化器(Decision Feedback Equalizer:DFE)などが用いられている。 The DS-UWB system is attracting attention as a system capable of performing high-speed data transmission up to over 1 Gbps with a simple configuration, but has a drawback of being easily affected by multipath. For example, in the DS-UWB system that is normally used, UWB pulse signals that are continuous at intervals of about 1 nsec are transmitted. In general, the multipath delay time in the UWB transmission line reaches about 60 nsec, so that interpulse interference occurs in which the delayed pulse signal interferes with other pulse signals. Therefore, it is indispensable to adopt an inter-pulse interference cancellation technique on the receiving side, and for this purpose, a decision feedback equalizer (DFE) or the like is used.
また、DS−UWB方式では、データレートに応じて、高速化のために、マルチコード化または拡散符号の短縮化を行う。このうちマルチコード化を行う方法として、多元陪直交化キーイング(M-ary Bi-orthogonal Keying:MBOK)が用いられている。このMBOKを用いたDS−UWB(MBOK DS-UWB)方式は、高速なデータ伝送を行う際にも拡散利得を保つことができるが、マルチコード化することにより受信側で用いる等化器の複雑度が増加してしまう。 In the DS-UWB system, multi-coding or shortening of the spread code is performed in order to increase the speed according to the data rate. Among them, as a method for performing the multi-coding, multi-dimensional orthogonal keying (M-ary bi-orthogonal keying: MBOK) is used. The DS-UWB (MBOK DS-UWB) method using MBOK can maintain a spreading gain even when performing high-speed data transmission, but it is complicated in the equalizer used on the receiving side by multi-coding. The degree will increase.
図1にMBOK DS‐UWBの情報マッピング方法を示す。MBOKでは、M個の拡散系列の中から1つの拡散系列を選択することで、1og2Mビットの情報を1シンボルで送信することが可能になる。このように、拡散系列数Mを増やすことで多値化を行い、高速データ伝送を実現する。また、MBOKでは、M個の拡散系列の集合をCとすると、次のように、半分のM/2個は他の極性反転した拡散系列となっている。 FIG. 1 shows an MBOK DS-UWB information mapping method. In MBOK, it is possible to transmit 1 og 2 M-bit information in one symbol by selecting one spreading sequence from among M spreading sequences. In this way, multi-level processing is performed by increasing the number of spreading sequences M, thereby realizing high-speed data transmission. In MBOK, if a set of M spreading sequences is C, half of the M / 2 spreading sequences are other polarity-inverted spreading sequences as follows.
ここで、それぞれの拡散系列は長さLcであり、次のように表される。 Here, each spreading sequence has a length L c and is expressed as follows.
とすると、送信信号は、拡散系列の各チップを時間幅Tpを持つUWBパルス信号p(t)で置換したもので、次のようになる。 Then, the transmission signal is obtained by replacing each chip of the spreading sequence with a UWB pulse signal p (t) having a time width T p as follows.
ここで、Nsはシンボル数、Tcはシンボル間隔を表しておりTc=Lc×Tpとなる。 Here, N s is the number of symbols, T c is the T c = L c × T p represents a symbol interval.
一般に、マルチパス通信路は、次のように離散サンプルでモデル化される。 In general, a multipath channel is modeled with discrete samples as follows.
ここでLはパスの総数、hlとτlは、各パスの利得と遅延時間を表している。 Here, L represents the total number of paths, and h l and τ l represent the gain and delay time of each path.
このとき、受信信号は、送信信号x(t)と、通信路の応答h(t)との次の畳み込みで表される。 At this time, the received signal is represented by the next convolution of the transmission signal x (t) and the response h (t) of the communication path.
ここで、n(t)は、平均0、分散σ2のAWGN(加法性白色ガウスノイズ)である。 Here, n (t) is AWGN (additive white Gaussian noise) having an average of 0 and a variance σ 2 .
上記の様に、MBOKを用いたDS−UWB方式は、高速なデータ伝送を行う際にも拡散利得を保つことができるが、マルチコード化することにより受信側で用いる等化器の複雑度が増加してしまう。 As described above, the DS-UWB method using MBOK can maintain the spreading gain even when performing high-speed data transmission, but the complexity of the equalizer used on the receiving side can be increased by multi-coding. It will increase.
本発明では、ビタビ等化における系列推定アルゴリズムとしてとしてDDFSE(Delayed Decision Feedback Sequence Estimation)を採用することでMBOK DS−UWB向け等化器の状態数を削減し、加えてMBOK DS−UWBのデータ写像を考慮した状態数削減を試みることで計算量の少ない等化器を構成する。 In the present invention, the number of states of an equalizer for MBOK DS-UWB is reduced by adopting DDFSE (Delayed Decision Feedback Sequence Estimation) as a sequence estimation algorithm in Viterbi equalization, and in addition, data mapping of MBOK DS-UWB By trying to reduce the number of states in consideration of the above, an equalizer with a small amount of calculation is configured.
超広帯域無線通信におけるMBOK DS‐UWB受信機に、DDFSEを適用し、さらにMBOKの特長を利用した状態数の削減を行うことで、MBOK DS‐UWBにおけるビタビ等化の計算量を削減することができる。この状態数の削減により、0.5dB以下の損失で、ビタビ等化器におけるメトリック計算量を削減することが可能になる。 By applying DDFSE to MBOK DS-UWB receivers in ultra-wideband wireless communications, and further reducing the number of states using the features of MBOK, the amount of Viterbi equalization in MBOK DS-UWB can be reduced. it can. By reducing the number of states, the metric calculation amount in the Viterbi equalizer can be reduced with a loss of 0.5 dB or less.
本発明の超広帯域無線システム用受信機は、データ変調信号による帯域幅よりも大きな拡散変調による帯域幅を持った超広帯域無線信号を用いる多元陪直交化キーイング方式の通信装置の受信機であって、受信した信号と送信パルス波形との相関をとるパルス相関器と、マルチパスで分散したエネルギーを回収するためのレイク合成器と、レイク合成器の出力と通信に用いる拡散系列との相関をとる拡散系列相関器と、前記拡散系列相関器の出力に含まれるエラーを抑制するためのビタビ等化器と、前記ビタビ等化器の出力を復号して出力する多元陪直交化キーイング復号器と、通信路でのマルチパス環境を含めた通信路状態を推定する通信路推定器と、を備えたことを特徴としている。 A receiver for an ultra-wideband radio system according to the present invention is a receiver for a multi-element orthogonal keying communication device that uses an ultra-wideband radio signal having a bandwidth by spread modulation larger than a bandwidth by a data-modulated signal. Correlation between the received signal and the pulse correlator that correlates the transmitted pulse waveform, the Rake synthesizer for recovering energy distributed by multipath, and the correlation between the Rake synthesizer output and the spreading sequence used for communication A spreading sequence correlator, a Viterbi equalizer for suppressing errors included in the output of the spreading sequence correlator, a multi-factorial orthogonalization keying decoder that decodes and outputs the output of the Viterbi equalizer, And a communication path estimator for estimating a communication path state including a multipath environment in the communication path.
また、上記の超広帯域無線システム用受信機では、ビタビ等化器においては、マルチパス特性を有する通信路を、予め与えられた遅延シンボル数に等しい畳み込み符号の拘束長を持った符号器と見なして等化する操作と等価な操作を行って、等化する。 In the receiver for the ultra wideband wireless system, the Viterbi equalizer regards the communication path having multipath characteristics as an encoder having a convolutional code constraint length equal to a predetermined number of delay symbols. The equalization is performed by performing an operation equivalent to the operation of equalization.
また、上記の超広帯域無線システム用受信機では、ビタビ等化におけるブランチメトリックの評価において、DDFSEに基づき、拡散系列相関器の出力から、規定値以上の遅延シンボルからの干渉を判定帰還推定により予め差し引き、その結果の値について最尤系列推定によりブランチメトリックを計算する。 In the receiver for the ultra-wideband wireless system described above, in the branch metric evaluation in Viterbi equalization, based on DDFSE, interference from delay symbols exceeding the specified value is detected in advance by decision feedback estimation from the output of the spread sequence correlator. The branch metric is calculated by the maximum likelihood sequence estimation for the resulting value.
また、ビタビ等化における計算量を削減するため、DDFSEにおける最尤系列推定部における生き残りパス選択を行うにあたり、各拡散系列の正負極性判定をあわせて行うことで、以降の状態遷移において考慮すべき状態数を削減することが可能になり、計算量の削減が可能になる。 In addition, in order to reduce the amount of computation in Viterbi equalization, when performing survival path selection in the maximum likelihood sequence estimation unit in DDFSE, it is necessary to consider in subsequent state transitions by performing positive / negative polarity determination of each spread sequence together The number of states can be reduced, and the amount of calculation can be reduced.
以下に、この発明の実施の形態を、MBOK DS‐UWB方式に沿って詳細に説明する。MBOK DS‐UWBの情報マッピング方法は、上記と同様であり、図1に示す。つまり、M個の拡散系列の中から1つの拡散系列を選択することで、1og2Mビットの情報を1シンボルで送信する。また、M個の拡散系列の集合をCとすると、図1に示す様に、半分のM/2個は他の符号を極性反転した符号とする。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail along the MBOK DS-UWB system. The MBOK DS-UWB information mapping method is the same as described above, and is shown in FIG. That is, by selecting one spreading sequence from M spreading sequences, 1 og 2 M-bit information is transmitted in one symbol. If the set of M spreading sequences is C, as shown in FIG. 1, half of the M / 2 codes are codes obtained by reversing the polarity of the other codes.
また、図2に、本発明の受信器構成例を示す。パルス相関器1でパルス信号レベルで相関をとった後にレイク合成器2でレイク(Rake)合成し、その後、拡散系列相関器3でc1からcM/2までのM/2個の拡散系列との相関を得る。ビタビ等化器4によるビタビ等化はシンボルレベルで行い、MBOK復号器5で復号して出力する。ビタビ等化をシンボルレベルでの等化処理にすることで、処理速度への要求を緩和できる構成となっている。以下に、信号の流れに沿って説明する。
FIG. 2 shows a receiver configuration example of the present invention. After correlating at the pulse signal level with the
受信信号r(t)については、パルス信号p(t)との相関をとった後、パルス信号レベルでのRake合成を行う。パルス信号p(t)との相関については、i番目のシンボルのj番目のチップに対応する信号において、相関出力は、 The received signal r (t) is subjected to Rake synthesis at the pulse signal level after correlation with the pulse signal p (t). Regarding the correlation with the pulse signal p (t), in the signal corresponding to the j-th chip of the i-th symbol, the correlation output is
このRake合成出力については、M/2個の各符号との相関を取る。拡散系列cm(m∈1、・・・、M/2)との相関出力は、次の式で与えられる。 The Rake combined output is correlated with M / 2 codes. The correlation output with the spread sequence c m (mε1,..., M / 2) is given by the following equation.
AWGN項を無視して考えると、式7は所望成分とパルス間干渉成分(Inter pulse interferences:IPI)とに分けられる。
一般に、マルチパスによるパルス間の干渉がある通信路を、マルチパスを用いた畳み込み符号化装置と同様に考えることができるので、通常の畳み込み符号の復号と同様の操作でその影響を除去できることが可能である。このパルス間干渉成分を等化処理によって除去することができれば、エラーレート特性は大幅に改善される。本発明では、トレリス線図を用いたビタビ等化による干渉除去を行う。ビタビ等化によってマルチパスなどにより生じた干渉効果を除去した信号について、各符号に対する相関値を求め、MBOK復調器によってビット列に変換される。等化においては、ビタビ等化に限定する必要はなく、既に知られている他の等化を用いても良いが、判定帰還等化では低SNRにおいて誤り伝搬が生じ、誤り率特性の改善が得られない。 In general, a communication path with inter-pulse interference due to multipath can be considered in the same way as a convolutional coding apparatus using multipath, so that the influence can be removed by the same operation as decoding of a normal convolutional code. Is possible. If this inter-pulse interference component can be removed by equalization processing, the error rate characteristics are greatly improved. In the present invention, interference removal by viterbi equalization using a trellis diagram is performed. A correlation value for each code is obtained for a signal from which interference effects caused by multipath or the like are removed by Viterbi equalization, and converted to a bit string by an MBOK demodulator. In equalization, it is not necessary to limit to Viterbi equalization, and other known equalization may be used. However, in decision feedback equalization, error propagation occurs at a low SNR, and error rate characteristics are improved. I can't get it.
[MBOK DS‐UWB用ビタビ等化における計算量の削減]
次に、MBOK DS-UWB 向け等化について本発明の提案する、計算量削減方法について説明する。等化処理の計算量を削減するために、次の2つの方法を取る。
・ DDFSEの採用
・ MBOK DS‐UWBを考慮したトレリス状態数の削減
以降、それぞれについて説明をする。
[Reduction of calculation amount in Viterbi equalization for MBOK DS-UWB]
Next, a calculation amount reduction method proposed by the present invention for equalization for MBOK DS-UWB will be described. In order to reduce the calculation amount of the equalization processing, the following two methods are taken.
・ Adoption of DDFSE ・ After reducing the number of trellis states considering MBOK DS-UWB, each will be explained.
[DDFSEを用いたMBOK DS-UWB等化]
DDFSEは、最尤系列推定(Maximum LikelihoodSequence Estimation:MLSE) と、判定帰還推定(Desion Feedback Estimation:DFE)とのハイブリツド型である。MLSEにおいて考慮する遅延シンボル数ηを削減することで、計算量を軽減することが可能になる。ハイブリッド型である。DDFSEによるビタビ等化で干渉除去を行うにあたり、考慮する遅延シンボル数をηとし、このうちMLSEによって等化を行う遅延シンボル数を(μ<η)とすると、ηとμの差分の遅延シンボルはDFEによって等化される。ηを低い値に設定すると、等化する遅延シンボル数が少なくなるため計算量は削減されるが、マルチパス環境によっては等化が十分に行えず、等化後も干渉成分が残る。また、DFEはMLSEより計算量が低いことから、μを低い値に設定することで計算量の削減が行える。
[MBOK DS-UWB equalization using DDFSE]
DDFSE is a hybrid type of maximum likelihood sequence estimation (MLSE) and decision feedback estimation (DFE). The amount of calculation can be reduced by reducing the number of delay symbols η considered in MLSE. Hybrid type. When performing interference cancellation by virtue equalization by DDFSE, if the number of delay symbols to be considered is η and the number of delay symbols to be equalized by MLSE is (μ <η), the delay symbol of the difference between η and μ is Equalized by DFE. If η is set to a low value, the number of delay symbols to be equalized is reduced and the amount of calculation is reduced. However, depending on the multipath environment, equalization cannot be performed sufficiently, and interference components remain after equalization. Further, since the calculation amount of DFE is lower than that of MLSE, the calculation amount can be reduced by setting μ to a low value.
図3(a)に、MBOK DS−UWBにおけるMLSEでのトレリス線図例を示す。この図では、考慮する遅延シンボル数η=2である。図において、各状態(丸で表記)に記入されている拡散系列組が、パルス間干渉を生じさせていると仮定する遅延シンボル組であり、ブランチ(丸と丸をつなぐ線)に示されている拡散系列が現シンボルに対応する。 FIG. 3A shows an example of a trellis diagram in MLSE in MBOK DS-UWB. In this figure, the number of delay symbols to be considered η = 2. In the figure, the spread sequence set written in each state (indicated by a circle) is a delay symbol set that assumes that inter-pulse interference has occurred, and is indicated by a branch (a line connecting the circle and the circle). The spreading sequence that corresponds to the current symbol.
ここで、MLSEおよびDDFSEにおけるブランチメトリックは次のように計算される。
・ MLSE
・ MLSE
また、図3(b)に、MBOK DS‐UWB におけるDDFSEのトレリス線図の例を示す。この図は、考慮する遅延シンボル数η=2、判定帰還推定に用いるシンボル数μ=1の場合を示している。判定帰還推定での干渉除去は、判定済みのシンボル(拡散系列)と通信路推定値から行うものである。 FIG. 3B shows an example of a trellis diagram of DDFSE in MBOK DS-UWB. This figure shows a case where the number of delay symbols to be considered η = 2 and the number of symbols μ used for decision feedback estimation = 1. The interference removal in the determination feedback estimation is performed from the determined symbol (spread sequence) and the channel estimation value.
ここで、MLSEおよびDDFSEにおけるブランチメトリックは次のように計算される。
・ DDFSE
また、fnは通信路推定値より計算された重み係数である。
Here, the branch metrics in MLSE and DDFSE are calculated as follows.
・ DDFSE
F n is a weighting coefficient calculated from the channel estimation value.
マルチパス信号の最大遅延時間がTdmである通信路では、MLSEでは、次式に含まれる遅延シンボル数を考慮する必要がある。 In the communication path where the maximum delay time of the multipath signal is T dm , MLSE needs to consider the number of delay symbols included in the following equation.
図3では、上記の様に、簡素化のためにη=2とした。DDFSEでは、等化するシンボル数をη=2として、そのうちMLSEとして扱う遅延シンボル数をμ=1とした。…状態数は、MLSEでMのη乗であり、DDFSEでMのμ乗である。したがって、η=2かつμ=1の場合、DDFSEを適用することで、MLSEと比較してブランチメトリック計算量を1/Mに削減することができる。 In FIG. 3, η = 2 is set for simplification as described above. In DDFSE, the number of symbols to be equalized is η = 2, and the number of delay symbols handled as MLSE is μ = 1. The number of states is M to the power of η in MLSE and M is the power of μ in DDFSE. Therefore, when η = 2 and μ = 1, the branch metric calculation amount can be reduced to 1 / M compared to MLSE by applying DDFSE.
[MBOK DS‐UWBを考慮した状態数削減]
MBOK DS‐UWBでは、送信するM個の符号のうち、半分が極性反転した符号となっている。極性が異なる符号間距離は大きいため、各シンボルごとに先ず極性判定を行って、判定の結果残った極性を持つ拡散系列からのパルス間干渉のみを消去する方法を採用しても性能劣化は少ないと考えられる。この点を考慮したトレリス線図の例を図4に示す。図3と同様に、DDFSEで考慮する遅延シンボルはη=2、μ=1とした。図4では、正極性のシンボルについて示している。正負極性が異なる拡散系列はパラレルブランチとした。図4では、正極性のシンボルが選択された場合を例に示している。正負極性が異なる拡散系列をパラレル(並列)ブランチとして表現し、生き残りパス選択時に一方の極性のみが残るように選択することで、MLSEにおいて考慮する状態数を半減でき、そのブランチメトリック計算量は(M/2)×(Mのμ-1)乗となる。よって、図3に示したようなη=2、μ=1の場合、極性判定を生き残りパス選択に加えることで、計算量は半減できる。よってメトリック計算量もDDFSEと比較して半分に減らすことが可能になる。この状態数を削減したDDFSE(Reduced State DDFSE:RS‐DDFS)アルゴリズムを用いて、MBOK DS‐UWBにおける等化処理について性能評価を行った。これを以下に示す。
[Reduction of number of states considering MBOK DS-UWB]
In MBOK DS-UWB, half of the M codes to be transmitted are codes whose polarity is inverted. Since the distance between codes with different polarities is large, there is little performance degradation even if a method is adopted in which the polarity is first determined for each symbol and only the inter-pulse interference from the spreading sequence having the polarity remaining as a result of the determination is eliminated. it is conceivable that. An example of a trellis diagram in consideration of this point is shown in FIG. As in FIG. 3, the delay symbols considered in DDFSE are η = 2 and μ = 1. FIG. 4 shows a positive polarity symbol. Diffusion series with different positive and negative polarities were parallel branches. FIG. 4 shows an example in which a positive polarity symbol is selected. By expressing spreading sequences with different positive and negative polarities as parallel (parallel) branches and selecting only one polarity to remain when surviving paths are selected, the number of states considered in MLSE can be halved. M / 2) × (M to the power of μ-1). Therefore, in the case of η = 2 and μ = 1 as shown in FIG. 3, the calculation amount can be halved by adding the polarity determination to the survival path selection. Therefore, the metric calculation amount can also be reduced to half compared with DDFSE. Using the DDFSE (Reduced State DDFSE: RS-DDFS) algorithm in which the number of states is reduced, performance evaluation was performed for equalization processing in MBOK DS-UWB. This is shown below.
[性能評価]
以下では、提案した計算量削減型等化について性能評価を行う。まず、UWBチャネルモデルを考慮した系列推定間の比較を行い、その後シミュレーション結果を示す。
[Performance evaluation]
In the following, performance evaluation is performed for the proposed computational complexity reduction equalization. First, comparison between sequence estimations taking into account the UWB channel model is performed, and then the simulation results are shown.
[UWBチャネルモデルにおける距離特性]
提案するRS‐DDFSEアルゴリズムについて、MLSEやDDFSEとの性能比較を定性的に行うために、ここではあるエラーイベントに対する平均二乗距離の比較を行う。図5に、(a)MLSE、(b)DDFSE、(c)RS‐DDFSE、各推定アルゴリズムにおいて、4BOK DS‐UWB におけるエラーイベントを太線で表現したトレリス線図を示す。エラーイベントは{c2,−c1,c1,c1}とした。DDFSEにおいて、遅延シンボル数はそれぞれη=2、μ=1とした。各トレリス線図からわかるように、計算量の削減を行うことで、エラーイベントのパス長が短くなることがわかる。
[Distance characteristics in UWB channel model]
In order to qualitatively compare the performance of the proposed RS-DDFSE algorithm with MLSE or DDFSE, here we compare the mean square distance for a certain error event. FIG. 5 shows trellis diagrams in which error events in 4BOK DS-UWB are represented by bold lines in (a) MLSE, (b) DDFSE, (c) RS-DDFSE, and each estimation algorithm. The error event is {c2, -c1, c1, c1}. In DDFSE, the number of delay symbols is η = 2 and μ = 1, respectively. As can be seen from each trellis diagram, it can be seen that the path length of the error event is shortened by reducing the amount of calculation.
正しいパス(すべてC1)との距離を考えることで、このエラーイベントがどの程度性能に影響を与えるのか評価を行うことができる。表1に各UWBチャネルモデルにおける、エラーイベントと正しいパス間との平均二乗距離を示す。 By considering the distance to the correct path (all C1), it is possible to evaluate how much the error event affects the performance. Table 1 shows the mean square distance between the error event and the correct path in each UWB channel model.
表2に各チャネルモデルのパラメータを示す。
表2に示した平均二乗距離は、各チャネルモデルについて100個の実現値を求め、各実現値における正しいパスとエラーイベント間の二乗距離値を平均した値である。式で表現すると、 The mean square distance shown in Table 2 is a value obtained by obtaining 100 realization values for each channel model and averaging the square distance values between correct paths and error events in each realization value. Expressed as an expression
パルス間干渉がない場合には、二乗距離は6(=(12十12)十22)となることから、送受信間が見通せるLOS(Line Of Sight)環境であるCM1では、パルス間干渉がない場合と同じ距離が得られることがわかる。一方、エネルギー分散が大きくなるにつれて、Rake合成で得られるエネルギーが小さくなるため、特にCM4において平均二乗距離は小さくなる。提案するRS‐DDFSEは、各チャネルモデルにおいて、MLSEおよびDDFSEとほぼ同じ距離を示すことがわかる。このことから、このエラーイベントにおいては、MLSEおよびDDFSEとエラーレート特性上の差はほぼないと言うことができる。
If there is no inter-pulse interference, square distance is 6 (= (1 2
[計算機シミュレーション結果]
次に提案した系列推定アルゴリズムRS‐FDDFSEを用いたビタビ等化処理について、計算機シミュレーションによる性能評価を行う。表3にシミュレーションでのパラメータを示す。Rake合成には、パス利得の上位Nfをコヒーレント合成するS‐rake(非特許文献1)を用いた。
[Computer simulation results]
Next, performance evaluation by computer simulation is performed for the Viterbi equalization processing using the proposed sequence estimation algorithm RS-FDDFSE. Table 3 shows the parameters in the simulation. For Rake combining, S-rake (Non-patent Document 1) that coherently combines the upper N f of the path gain is used.
図6にチャネルモデルCM3およびCM4におけるRS‐DDFSEを用いたビタビ等化のシミュレーション結果を示す。これらの図には比較のために、等化を行わない場合とMLSEおよびDDFSEを用いた場合のエラーレート特性をあわせて示している。CM4では等化の効果がCM4と比較して大きく現れていることがわかる。これは表2に示したように、CM4がもっとも遅延広がりが大きなチャネルモデルであり、よってパルス間干渉の影響もまた大きくなるためである。シミュレーション結果より、RS‐DDFSEはDDFSEと比較して計算量は半減されているにもかかわらず、エラーレート特性における劣化は0.5dB以下と少ないことがわかる。この結果は前節でのエラーイベントに対する平均距離の比較結果と一致する。 FIG. 6 shows a simulation result of Viterbi equalization using RS-DDFSE in the channel models CM3 and CM4. For comparison, these figures also show the error rate characteristics when equalization is not performed and when MLSE and DDFSE are used. It can be seen that the effect of equalization appears more in CM4 than in CM4. This is because, as shown in Table 2, CM4 is the channel model with the largest delay spread, and thus the influence of interpulse interference is also large. From the simulation results, it can be seen that although RS-DDFSE has a calculation amount halved compared with DDFSE, the error rate characteristic is less degraded to 0.5 dB or less. This result is consistent with the average distance comparison results for error events in the previous section.
本発明は、データ変調信号による帯域幅よりも大きな拡散変調による帯域幅を持った超広帯域無線信号を用いる多元陪直交化キーイング方式の通信装置の受信機を想定しているが、拡散変調の式からも明らかなように、拡散系列を乗ずることによる帯域幅の拡大は、本質的なものではなく、拡散変調を用いた任意の多元陪直交化キーイング方式の通信装置の受信機にも適用することができる。 The present invention assumes a receiver of a multi-element orthogonal keying communication device using an ultra-wideband radio signal having a bandwidth by spread modulation larger than the bandwidth by a data modulated signal. As is clear from the above, the bandwidth expansion by multiplying the spread sequence is not essential, and can be applied to the receiver of any multi-way orthogonal keying communication device using spread modulation. Can do.
1 パルス相関器
2 レイク合成器
3 コード相関器
4 ビタビ等化器
5 MBOK復号器
6 通信路推定器
1
Claims (4)
受信した信号と送信パルス波形との相関をとるためのパルス相関器と、
マルチパスで分散したエネルギーを回収するレイク合成器と、
レイク合成器の出力と通信に用いる拡散系列との相関をとる拡散系列相関器と、
該拡散系列相関器の出力に含まれるパルス間干渉を抑圧するためのビタビ等化器と、
該ビタビ等化器の出力を復号して出力する多元陪直交化キーイング復号器と、
通信路でのマルチパス環境を推定する通信路推定器と、
を備えたことを特徴とする超広帯域無線システム用受信機。 A receiver of a communication device of a multi-element orthogonal keying method using an ultra-wideband radio signal having a bandwidth by spread modulation larger than a bandwidth by data modulation signal
A pulse correlator for correlating the received signal with the transmitted pulse waveform;
A rake synthesizer that collects multipath distributed energy;
A spreading sequence correlator that correlates the output of the rake combiner with the spreading sequence used for communication;
A Viterbi equalizer for suppressing inter-pulse interference included in the output of the spread sequence correlator;
A multi-element orthogonal orthogonal keying decoder for decoding and outputting the output of the Viterbi equalizer;
A channel estimator that estimates the multipath environment in the channel;
A receiver for an ultra-wideband wireless system, comprising:
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WO2004054101A1 (en) * | 2002-12-09 | 2004-06-24 | Motorola, Inc. | Decision feed forward equalizer system and method |
-
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WO2004054101A1 (en) * | 2002-12-09 | 2004-06-24 | Motorola, Inc. | Decision feed forward equalizer system and method |
Non-Patent Citations (7)
Title |
---|
JPN6010012758, Kenichi Takizawa et.al, "Combined Iterative Demapping and Decoding for Coded M−ary BOK DS−UWB Systems", Joint UWBST & IWUWBS. 2004 International Workshop on, 200405, pp.207−211, IEEE * |
JPN6010012759, Koji Muto et.al, "A Study on Co−Channel Interference Reduction Manipulating PRF in Asynchronous UWB−MBOK Systems", Joint UWBST & IWUWBS. 2004 International Workshop on, 200405, pp.332−335, IEEE * |
JPN6010012760, 大槻 知明 外1名, "MMSE−周波数領域等化(FDE)を用いたUltra Wideband−Impulse Radio(UWB−IR)方式及びDirect Sequence(DS)−UWB", 電子情報通信学会技術研究報告, 20040227, Vol.103 No.685, pp.179−184 * |
JPN6010012761, Dajana Cassioli et.al, "Performance of Low−Complexity Rake Reception in a Realistic UWB Channel", ICC 2002. IEEE International Conference on, 2002, Vol.2, pp.763−767, IEEE * |
JPN6010012762, 吉田 進 外2名, "ビタビアルゴリズムの反復適用を行う適応等化器の特性", 電子情報通信学会論文誌, 19930325, J76−B−II, pp.166−172 * |
JPN6010012763, Eyubolgu M.V. et.al, "Reduced−state sequence estimation with set partitioning and decision feedback", Communications, IEEE Transactions on, 1988, Vol.36 No.1, pp.13−20, IEEE * |
JPN6010012764, Anantha Chandrakasan et.al, "Architectures For Energy−Aware Impulese UWB Communications", Acoustics, Speech, and Signal Processing,2005. Proceedings., 200503, Vol.5, pp.789−792, IEEE * |
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