JP2006115626A

JP2006115626A - Power conversion equipment

Info

Publication number: JP2006115626A
Application number: JP2004301139A
Authority: JP
Inventors: Shinichiro Sumiyoshi; 眞一郎住吉
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2004-10-15
Filing date: 2004-10-15
Publication date: 2006-04-27

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide efficient power conversion equipment in which loss in an output reactor is zeroed when a first inverter shapes waveform by pulse width control. <P>SOLUTION: A second inverter 15 is constructed of three arms consisting of six switching elements. When the first inverter 12 and the second inverter 15 take charge of part of output current waveform shaping, the second inverter 15 selects two arms that perform switching operation. Thus, loss in the output reactor 27 is minimized. <P>COPYRIGHT: (C)2006,JPO&NCIPI

Description

本発明は、太陽電池または燃料電池などの直流電力を商用周波数の交流電力に変換して系統に電力を注入する電力変換装置に関するものである。 The present invention relates to a power conversion device that converts DC power, such as a solar cell or a fuel cell, into AC power having a commercial frequency and injects power into the system.

従来、この種の電力変換装置としては、例えば高周波トランスの１次側に共振コンデンサとスイッチング素子を配置し、スイッチング素子の電圧波形を共振させてゼロ電圧スイッチング動作を行うと共に、第１インバータが商用２倍周期で正弦波変調を行い、さらに高周波トランスの２次側ではダイオードとコンデンサで高周波成分を整流し、高周波トランスの２次側に配置した第２インバータで極性切換を行うことにより、概ね力率１の正弦波電流を生成している高効率な電力変換装置があった（例えば特許文献１参照）。 Conventionally, as this type of power conversion device, for example, a resonance capacitor and a switching element are disposed on the primary side of a high-frequency transformer, and the zero voltage switching operation is performed by resonating the voltage waveform of the switching element. By performing sinusoidal modulation with a double period, and further rectifying high-frequency components with a diode and a capacitor on the secondary side of the high-frequency transformer, and switching the polarity with a second inverter disposed on the secondary side of the high-frequency transformer, There has been a high-efficiency power converter that generates a sine wave current with a rate of 1 (see, for example, Patent Document 1).

図７は、従来使用している電力変換装置の構成を示す接続図であり、図８は動作を説明する波形図である。第１インバータ２が直流電源１の電力を高周波電力に変換する。これは、第１インバータ２のスイッチング素子８がオンオフを繰り返すことにより実現されるものである。通常、スイッチング素子８がターンオフする際、コレクタ−エミッタ間に流れる電流が遮断されるため、高周波トランス３に蓄積された励磁エネルギーを共振コンデンサ７との間で充放電することで、スイッチング素子８のコレクタ−エミッタ電圧は図８に示すように共振波形となる。つぎに、コレクタ−エミッタ電圧がゼロとなりスイッチング素子８に逆並列で接続されたダイオードに電流が流れている期間にスイッチング素子８をターンオンすることで、ゼロ電圧スイッチングを実現している。第１インバータは力率１で出力電流を系統に注入するために、系統電圧のピーク付近ではスイッチング素子８の導通時間を大きく、ゼロ近傍では導通時間を小さくする連続的なパルス幅の変調を行う。特に系統電圧の絶対値が小さく第１インバータ２を構成するスイッチング素子８の導通時間を絞る時は、高周波トランス３の励磁エネルギーが小さいことからスイッチング素子８のコレクタ−エミッタ電圧の振幅も小さくなり、ゼロ電圧に到達しないため逆並列ダイオードが導通せずスイッチング素子８のゼロ電圧スイッチング動作が維持できなくなる。その場合、残留するコレクタ−エミッタ電圧を短絡する動作が必要となり、スイッチング損失が大幅に増加する。そこで第１スイッチング素子８の導通時間に下限を設けて、高周波トランス３の２次側に配置した第２インバータ５をパルス幅変調動作させることにより、電力変換装置は系統電圧の全領域で正弦波出力電流を生成している。
特開２０００−３２７５１号公報 FIG. 7 is a connection diagram showing a configuration of a power conversion device that is conventionally used, and FIG. 8 is a waveform diagram for explaining the operation. The first inverter 2 converts the power of the DC power source 1 into high frequency power. This is realized by the switching element 8 of the first inverter 2 being repeatedly turned on and off. Usually, when the switching element 8 is turned off, the current flowing between the collector and the emitter is interrupted. Therefore, the excitation energy accumulated in the high-frequency transformer 3 is charged / discharged with the resonance capacitor 7, thereby The collector-emitter voltage has a resonance waveform as shown in FIG. Next, zero voltage switching is realized by turning on the switching element 8 during a period in which the collector-emitter voltage becomes zero and a current flows through a diode connected in reverse parallel to the switching element 8. In order to inject the output current into the system with a power factor of 1, the first inverter performs continuous pulse width modulation that increases the conduction time of the switching element 8 near the peak of the system voltage and decreases the conduction time near zero. . In particular, when the conduction voltage of the switching element 8 constituting the first inverter 2 is reduced when the absolute value of the system voltage is small, the excitation energy of the high-frequency transformer 3 is small, so that the amplitude of the collector-emitter voltage of the switching element 8 is also reduced. Since the zero voltage is not reached, the antiparallel diode does not conduct, and the zero voltage switching operation of the switching element 8 cannot be maintained. In that case, an operation for short-circuiting the remaining collector-emitter voltage is required, and the switching loss is greatly increased. Therefore, by setting a lower limit on the conduction time of the first switching element 8 and performing the pulse width modulation operation of the second inverter 5 disposed on the secondary side of the high-frequency transformer 3, the power conversion device can generate a sine wave in the entire system voltage range. Output current is generated.
JP 2000-32751 A

しかしながら前記従来の構成では、特に第１インバータがパルス幅変調を行う時、第２インバータは極性切換動作しているため、出力リアクトルは波形成形のために活用されていない。しかしながら系統への出力電流は第２インバータのスイッチング動作に関わらず、常時、出力リアクトルを通過していることから、導通損失が発生するため、装置の効率ダウンを引き起こしていた。 However, in the conventional configuration, especially when the first inverter performs pulse width modulation, the second inverter performs the polarity switching operation, so the output reactor is not utilized for waveform shaping. However, since the output current to the system always passes through the output reactor regardless of the switching operation of the second inverter, a conduction loss occurs, causing a reduction in the efficiency of the apparatus.

本発明は、上記従来の課題を解決するもので、第１インバータがパルス幅制御による波形成形時には、出力リアクトルにおける損失をゼロにして、高効率の電力変換装置を提供することを目的とする。 SUMMARY OF THE INVENTION The present invention solves the above-described conventional problems, and an object of the present invention is to provide a high-efficiency power conversion device with zero loss in an output reactor when the first inverter forms a waveform by pulse width control.

前記目的を達成するために、本発明の電力変換装置は、第２インバータを６個のスイッチング素子による３アームで構成し、第１インバータと第２インバータがそれぞれ出力電流の波形成形を分担するに当たり、第２インバータがスイッチング動作する２アームを選択することで、出力リアクトルにおける損失を最小にするものである。 In order to achieve the above object, in the power conversion device of the present invention, the second inverter is composed of three arms of six switching elements, and each of the first inverter and the second inverter shares the waveform shaping of the output current. The loss in the output reactor is minimized by selecting the two arms on which the second inverter performs the switching operation.

本発明の電力変換装置は、第２インバータを構成する３アームの動作を、２アームは極性切換、残りの１アームは高周波スイッチングとして、第１インバータがパルス幅変調する時は極性切換用の２アームを駆動し、第２インバータが波形成形する時は極性切換用の１アームと高周波スイッチング用の１アームを駆動することで、出力にインダクタンスが必要な時だけ、出力リアクトルに電流が通過する高効率の電力変換装置とすることができる。 The power conversion device according to the present invention operates as the three arms constituting the second inverter, the two arms are switched in polarity, the remaining one arm is used as high-frequency switching, and when the first inverter performs pulse width modulation, the polarity switching 2 When the arm is driven and the second inverter forms a waveform, by driving one arm for polarity switching and one arm for high-frequency switching, the current passes through the output reactor only when inductance is required for the output. An efficient power conversion device can be obtained.

第１の発明は、高周波トランスと、高周波トランスで絶縁された１次側に直流電源と並列に接続された平滑コンデンサと第１スイッチング素子と第１スイッチング素子のオフ時にコレクタ電圧を共振させる第１共振コンデンサとを配置した第１インバータと、高周波トランスの２次側に整流手段と、２個のスイッチング素子を直列接続してなる３組のアームと、アームと並列に接続したフィルタコンデンサとからなる第２インバータと、系統とで構成された系統連系インバータにおいて、第１アームと第２アームを系統とそれぞれ直接接続し、第３アームを系統との間に出力リアクトルを介して接続することで、第２インバータが極性切換スイッチングと高周波スイッチングの２つの切換動作を容易に実現することができる。 According to a first aspect of the present invention, a high-frequency transformer, a smoothing capacitor connected in parallel with a DC power source on a primary side insulated by a high-frequency transformer, a first switching element, and a collector voltage that resonates when the first switching element is turned off A first inverter in which a resonant capacitor is arranged, a rectifier on the secondary side of the high frequency transformer, three sets of arms formed by connecting two switching elements in series, and a filter capacitor connected in parallel with the arms. In a grid-connected inverter composed of a second inverter and a grid, the first arm and the second arm are directly connected to the grid, and the third arm is connected to the grid via an output reactor. The second inverter can easily realize two switching operations of polarity switching and high frequency switching.

第２の発明は、特に、第１の発明において、第１インバータが変調動作して正弦波電流を生成する時は、第２アームと第３アームが商用周期で動作し、第１アームは動作を停止することで、出力電流が出力リアクトルを通過することのない低損失化構成を実現することができる。 In the second invention, in particular, in the first invention, when the first inverter modulates and generates a sine wave current, the second arm and the third arm operate in a commercial cycle, and the first arm operates. By stopping the operation, it is possible to realize a low loss configuration in which the output current does not pass through the output reactor.

第３の発明は、特に、第１の発明または第２の発明において、第１インバータの導通時間が一定の期間は、第２アームの動作を停止し、第３アームが商用周期でスイッチングし、第１アームが高周波スイッチングすることで、正弦波状の出力電流波形を生成することができる。 In the third invention, in particular, in the first invention or the second invention, the operation of the second arm is stopped while the conduction time of the first inverter is constant, and the third arm is switched in a commercial cycle. Since the first arm performs high-frequency switching, a sinusoidal output current waveform can be generated.

第４の発明は、特に、第１〜３の発明のいずれかの発明において、第１インバータの導通時間が一定の期間は、高周波スイッチング動作を行う第３アームと第１インバータの動作周波数を一致させることで、２つのインバータによる干渉音を低減する低騒音の装置を実現することができる。 According to a fourth aspect of the invention, in particular, in any one of the first to third aspects of the invention, the operating frequency of the first arm and the third arm performing the high-frequency switching operation coincide with each other while the conduction time of the first inverter is constant. By doing so, it is possible to realize a low-noise device that reduces the interference sound caused by the two inverters.

第５の発明は、特に、第１〜４の発明のいずれかの発明において、第１スイッチング素子のコレクタ電流検知手段を有し、ターンオンのタイミングにおいて、コレクタ電流がゼロなったことを検知して、第１インバータ制御回路が第１スイッチング素子の導通時間を一定にすることで、第１スイッチング素子のスイッチング損失を最小にできるため、高効率の電力変換装置を実現することができる。 According to a fifth aspect of the invention, in particular, in any one of the first to fourth aspects of the invention, the first switching element has a collector current detecting means, and detects that the collector current has become zero at the turn-on timing. Since the first inverter control circuit makes the conduction time of the first switching element constant, the switching loss of the first switching element can be minimized, so that a highly efficient power conversion device can be realized.

第６の発明は、特に、第１〜５の発明のいずれかの発明において、第３アームを構成するスイッチング素子と並列にそれぞれ第２共振コンデンサと第３共振コンデンサを接続することで、第３アームを構成する２個のスイッチング素子のゼロ電圧スイッチングを実現して、高効率の電力変換装置とすることができる。 According to a sixth aspect of the invention, in particular, in any one of the first to fifth aspects of the invention, the second resonant capacitor and the third resonant capacitor are respectively connected in parallel with the switching element constituting the third arm. A high-efficiency power conversion device can be realized by realizing zero voltage switching of the two switching elements constituting the arm.

第７の発明は、特に、第１〜６の発明のいずれかの発明において、第２インバータのフィルタコンデンサを、第１アーム及び第２アームと比較して、第３アームに最も近づけて配置することで、配線のインダクタンスが最小となり、スイッチング時のサージ電圧を抑えられるため、第３アームを構成するスイッチング素子の定格を最小にすることができる。 In a seventh aspect of the invention, in particular, in any one of the first to sixth aspects of the invention, the filter capacitor of the second inverter is disposed closest to the third arm as compared with the first arm and the second arm. As a result, the inductance of the wiring is minimized, and the surge voltage during switching can be suppressed, so that the rating of the switching element constituting the third arm can be minimized.

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、本実施の形態によって本発明が限定されるものではない。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. Note that the present invention is not limited to the embodiment.

（実施の形態１）
本実施の形態は請求項１、２、３、４に係わる。図１は、本発明の第１の実施の形態における電力変換装置の接続図を示すものである。 (Embodiment 1)
This embodiment relates to claims 1, 2, 3, and 4. FIG. 1 shows a connection diagram of the power conversion device according to the first embodiment of the present invention.

図１において、直流電源１１で発電した直流電力は、高周波トランス１３と、スイッチング素子１４と共振コンデンサ１７を含む第１インバータ１２とで、高周波電力に変換されて２次側へ電力伝達される。高周波トランス１３の２次側には限流リアクトル１９とダイオード２０とで構成された整流手段１４が配置され、その正弦波状の全波整流形の出力と系統１６との間には、フィルタコンデンサ２１とＱ１〜Ｑ６からなる６個のスイッチング素子と出力リアクトル２７とコンデンサとで構成された第２インバータ１５が接続されている。第２インバータ駆動手段２２は、Ｑ１、Ｑ４とＱ２、Ｑ３とＱ５、Ｑ６の組み合わせで、それぞれが交互にオンオフして、系統１６に正弦波状の出力電流を生成している。 In FIG. 1, DC power generated by the DC power supply 11 is converted into high-frequency power by the high-frequency transformer 13 and the first inverter 12 including the switching element 14 and the resonance capacitor 17 and is transmitted to the secondary side. On the secondary side of the high-frequency transformer 13, a rectifying means 14 composed of a current-limiting reactor 19 and a diode 20 is arranged, and a filter capacitor 21 is provided between the output of the sine wave full-wave rectification type and the system 16. And a second inverter 15 composed of six switching elements Q1 to Q6, an output reactor 27, and a capacitor. The second inverter driving means 22 is a combination of Q1, Q4 and Q2, Q3 and Q5, and Q6, which are alternately turned on and off to generate a sinusoidal output current in the system 16.

以上のように構成された電力変換装置について、図２を参照して以下にその動作、作用を説明する。 About the power converter device comprised as mentioned above, the operation | movement and an effect | action are demonstrated below with reference to FIG.

系統電圧が大きい時は、第１スイッチング素子１８がパルス幅変調を行い、出力電流を正弦波状に波形成形する。ここで、第２インバータ１５は第１アームを構成するＱ１、Ｑ２と第２アームを構成するＱ５、Ｑ６とが、それぞれ系統の商用周期で低周波スイッチングを行い、第３アームを構成するＱ３、Ｑ４は動作を停止する。これにより出力電流は出力リアクトル２７を通過せずに系統に注入される。一方、系統電圧が小さい場合は、第１スイッチング素子１８がゼロ電圧スイッチング動作を維持できる最小の導通時間で、第１インバータ１２は高周波スイッチング動作する。ここで第２インバータ１５は、第１アームが動作を停止し、第２アームが商用周期で動作するが、第３アームは高周波でパルス幅変調することにより、出力リアクトル２７による限流効果を活用して、系統電圧の谷間における正弦波状の出力電流波形を生成している。それぞれのアームを通過する電流は系統に注入する直前で合流し、商用周期の全領域で正弦波が生成される。この時は第１インバータ１２も高周波で動作しているが、その動作周波数を第２インバータ１５の周波数と一致させることで、２つのインバータ間の周波数差による干渉音を概ねゼロとしている。 When the system voltage is large, the first switching element 18 performs pulse width modulation and shapes the output current into a sine wave. Here, in the second inverter 15, Q1 and Q2 constituting the first arm and Q5 and Q6 constituting the second arm perform low-frequency switching in the commercial cycle of the system, respectively, and Q3 constituting the third arm. Q4 stops operating. As a result, the output current is injected into the system without passing through the output reactor 27. On the other hand, when the system voltage is small, the first inverter 12 performs a high-frequency switching operation in the minimum conduction time in which the first switching element 18 can maintain the zero voltage switching operation. Here, in the second inverter 15, the first arm stops operating and the second arm operates in a commercial cycle, but the third arm uses the current limiting effect by the output reactor 27 by performing pulse width modulation at a high frequency. Thus, a sinusoidal output current waveform in the valley of the system voltage is generated. The currents passing through each arm are merged immediately before being injected into the system, and a sine wave is generated in the entire region of the commercial cycle. At this time, the first inverter 12 is also operating at a high frequency, but by making the operating frequency coincide with the frequency of the second inverter 15, the interference sound due to the frequency difference between the two inverters is made substantially zero.

以上のように、本実施例の形態において第２インバータを３アーム構成として、出力電流を正弦波状に生成する上で系統との間にインダクタンスが必要となる時だけ、１アームを高周波スイッチング動作させることで、２アーム構成の時に第１インバータの変調動作中、常時通過していた出力リアクトル電流の最小化を図り、低損失化による高効率な電力変換装置を実現することができる。 As described above, in the present embodiment, the second inverter has a three-arm configuration, and one arm performs a high-frequency switching operation only when inductance is required between the system and the output current to generate a sine wave. Thus, during the modulation operation of the first inverter in the two-arm configuration, it is possible to minimize the output reactor current that has always passed, and to realize a highly efficient power conversion device with low loss.

（実施の形態２）
本実施の形態は請求項５に係わる。図３は、本発明の第２の実施の形態における電力変換装置の接続図を示すものである。 (Embodiment 2)
This embodiment relates to claim 5. FIG. 3 is a connection diagram of the power conversion device according to the second embodiment of the present invention.

図３において、図１の回路構成と異なるのは、第１スイッチング素子のコレクタにコレクタ電流検知手段２３を配置し、この出力で第１インバータ制御手段が第１スイッチング素子の導通時間を一定に制御するようにした点である。上記以外の構成要素は第１の実施の形態と同等であり、説明を省略する。 3 is different from the circuit configuration of FIG. 1 in that the collector current detecting means 23 is arranged at the collector of the first switching element, and the first inverter control means controls the conduction time of the first switching element to be constant with this output. This is the point that I tried to do. Components other than those described above are the same as those in the first embodiment, and a description thereof will be omitted.

以上のように構成された電力変換装置について図４を参照して以下にその動作、作用を説明する。 The operation and action of the power converter configured as described above will be described below with reference to FIG.

第１インバータ１２は力率１で出力電流を系統１６に注入するために、系統電圧のピーク付近では第１スイッチング素子１８の導通時間を大きく、ゼロ近傍では導通時間を小さくする連続的なパルス幅の変調を行う。系統電圧の絶対値が大きい場合、第１スイッチング素子１８の導通時間が大きいときは、高周波トランス１３の励磁エネルギーも大きいことからスイッチング素子１８のコレクタ−エミッタ電圧の振幅が大きくなり、第１スイッチング素子１８と並列に配置された逆導通ダイオードがオンすることで、ゼロ電圧スイッチングを実現している。一方、系統電圧が小さくなると共に導通時間を小さくすると、コレクタ−エミッタ電圧の振幅が小さくなり、逆導通ダイオードに流れる電流が小さくなっていき、ゼロ電流に近づく。そこで、コレクタ電流検知手段２３はターンオン時のコレクタを通過する電流がゼロに到達したことを検知して、第１インバータ制御手段２４が導通時間を一定に制御する。 Since the first inverter 12 injects the output current into the system 16 with a power factor of 1, a continuous pulse width that increases the conduction time of the first switching element 18 near the peak of the system voltage and decreases the conduction time near zero. Modulation. When the absolute value of the system voltage is large, when the conduction time of the first switching element 18 is large, the excitation energy of the high-frequency transformer 13 is also large, so that the amplitude of the collector-emitter voltage of the switching element 18 increases, and the first switching element Zero voltage switching is realized by turning on a reverse conducting diode arranged in parallel with the circuit 18. On the other hand, when the system voltage is reduced and the conduction time is reduced, the amplitude of the collector-emitter voltage is reduced, the current flowing through the reverse conduction diode is reduced, and approaches zero current. Therefore, the collector current detection means 23 detects that the current passing through the collector at the time of turn-on has reached zero, and the first inverter control means 24 controls the conduction time to be constant.

以上のように、本実施の形態において、第１スイッチング素子に短絡電流が流れないように第１インバータを制御することで、スイッチング損失の増大を防止して、高効率の電力変換装置を実現することができる。 As described above, in the present embodiment, by controlling the first inverter so that a short-circuit current does not flow through the first switching element, an increase in switching loss is prevented and a highly efficient power conversion device is realized. be able to.

（実施の形態３）
本実施の形態は請求項６に係わる。図５は、本発明の第２の実施の形態における電力変換装置の接続図を示すものである。 (Embodiment 3)
This embodiment relates to claim 6. FIG. 5 shows a connection diagram of the power conversion device according to the second embodiment of the present invention.

図５において、図３の回路構成と異なるのは、第３アームを構成する２個のスイッチング素子のコレクタ−エミッタ間に第２共振コンデンサ２４と第３共振コンデンサ２５とをそれぞれ接続し、ゼロ電圧スイッチングするようにした点である。上記以外の構成要素は第２の実施の形態と同等であり、説明を省略する。 5 is different from the circuit configuration of FIG. 3 in that the second resonant capacitor 24 and the third resonant capacitor 25 are connected between the collector and emitter of the two switching elements constituting the third arm, respectively, and zero voltage is applied. This is the point where switching is performed. Components other than those described above are the same as those in the second embodiment, and a description thereof will be omitted.

以上のように構成された電力変換装置について以下にその動作を説明する。 The operation of the power converter configured as described above will be described below.

系統電圧が小さく、第２インバータ１５の第２アームが極性切換、第３アームが高周波でスイッチングして正弦波状の出力電流を生成する場合において、第２アームを構成する２個のスイッチング素子の一方、例えばＱ３がターンオフする際、第２インバータの構成要素である出力リアクトル２７と、系統１６と、Ｑ４に並列に接続された逆導通ダイオードとのループによって、Ｑ４のコレクタ−エミッタ間電圧が放電されるため、Ｑ３コレクタ電圧は漸増し、Ｑ４コレクタ電圧は漸減する。ここでコレクタ電圧がゼロに到達し、Ｑ４に並列に配置した逆導通ダイオードが導通した状態でＱ４をターンオンすることにより、Ｑ３、Ｑ４共にゼロ電圧スイッチング動作となる。 When the system voltage is small, the second arm of the second inverter 15 is switched in polarity, and the third arm is switched at a high frequency to generate a sinusoidal output current, one of the two switching elements constituting the second arm For example, when Q3 is turned off, the collector-emitter voltage of Q4 is discharged by the loop of the output reactor 27 that is a component of the second inverter, the system 16, and the reverse conducting diode connected in parallel to Q4. Therefore, the Q3 collector voltage gradually increases and the Q4 collector voltage gradually decreases. Here, when the collector voltage reaches zero and Q4 is turned on in a state where the reverse conducting diode arranged in parallel with Q4 is turned on, both Q3 and Q4 perform a zero voltage switching operation.

以上のように、本実施の形態においては第３アームを構成するスイッチング素子と並列にそれぞれ第２共振コンデンサ２４と第３共振コンデンサ２５を接続することで、ゼロ電圧スイッチングを実現して、低損失化を実現することができる。 As described above, in the present embodiment, zero voltage switching is realized by connecting the second resonant capacitor 24 and the third resonant capacitor 25 in parallel with the switching element constituting the third arm, and low loss. Can be realized.

（実施の形態４）
本実施の形態は請求項７に係わる。図６は、本発明の第４の実施の形態における電力変換装置の接続図を示すものである。 (Embodiment 4)
This embodiment relates to claim 7. FIG. 6 is a connection diagram of the power conversion device according to the fourth embodiment of the present invention.

図６において、図５の回路構成と異なるのは、第３アームを構成するＱ３、Ｑ４と、第２インバータ１５の入力電圧を平滑するフィルタコンデンサ２１とを、第１および第２アームに比較して、近づけるように実装した点である。上記以外の構成要素は第３の実施の形態と同等であり、説明を省略する。 6 is different from the circuit configuration of FIG. 5 in that Q3 and Q4 constituting the third arm and a filter capacitor 21 for smoothing the input voltage of the second inverter 15 are compared with the first and second arms. It is a point that is mounted so that it is close. Components other than those described above are the same as those in the third embodiment, and a description thereof will be omitted.

配線のインダクタンスは、フィルタコンデンサ２１とスイッチング素子との距離に比例している。第２インバータを構成する６個のスイッチング素子の中で、第３アームを構成する２個のスイッチング素子だけが、高周波スイッチングを行うため、第３アームとフィルタコンデンサ２１との距離を他の２つのアームに比べて最短として、特にターンオフ及びターンオン時に発生するサージ電圧を小さくして、スイッチング素子のコレクタ−エミッタ間に印加される電圧振幅を低減している。 The inductance of the wiring is proportional to the distance between the filter capacitor 21 and the switching element. Of the six switching elements constituting the second inverter, only the two switching elements constituting the third arm perform high-frequency switching, so the distance between the third arm and the filter capacitor 21 is set to the other two As shortest as compared with the arm, particularly, the surge voltage generated at turn-off and turn-on is reduced to reduce the voltage amplitude applied between the collector and the emitter of the switching element.

以上のように、本実施の形態においては第２インバータのフィルタコンデンサ２１を、第１アーム及び第２アームと比較して、第３アームに最も近づけて配置することで、配線のインダクタンスが最小となり、スイッチング時のサージ電圧を抑えられるため、第３アームを構成するスイッチング素子の電圧定格を最小にすることができる。 As described above, in this embodiment, the inductance of the wiring is minimized by arranging the filter capacitor 21 of the second inverter closest to the third arm as compared with the first arm and the second arm. Since the surge voltage during switching can be suppressed, the voltage rating of the switching element constituting the third arm can be minimized.

以上のように、本発明にかかる電力変換装置は波形成形する系統連系インバータの低損失化を実現する構成として、６個のスイッチング素子からなるブリッジインバータを共振形インバータの後段に設けて、共振形インバータの動作状態に応じてブリッジインバータの出力を切り換えることができることから、太陽電池や燃料電池及び風力発電等の用途にも適用できる。 As described above, the power conversion device according to the present invention has a configuration in which a bridge inverter composed of six switching elements is provided in the subsequent stage of the resonance type inverter as a configuration for realizing a low loss of the grid-connected inverter for waveform shaping. Since the output of the bridge inverter can be switched according to the operating state of the type inverter, it can also be applied to applications such as solar cells, fuel cells, and wind power generation.

本発明の実施の形態１による電力変換装置の接続図Connection diagram of power conversion device according to embodiment 1 of the present invention 本発明の実施の形態１による電力変換装置の各部動作を示す波形図The wave form diagram which shows each part operation | movement of the power converter device by Embodiment 1 of this invention 本発明の実施の形態２による電力変換装置の接続図Connection diagram of power conversion device according to embodiment 2 of the present invention 本発明の実施の形態２による電力変換装置の各部動作を示す波形図Waveform diagram showing the operation of each part of the power converter according to Embodiment 2 of the present invention 本発明の実施の形態３による電力変換装置の接続図Connection diagram of power conversion device according to embodiment 3 of the present invention 本発明の実施の形態４による電力変換装置の接続図Connection diagram of power conversion device according to embodiment 4 of the present invention 従来の電力変換装置の接続図Connection diagram of conventional power converter 従来の電力変換装置の各部動作を示す波形図Waveform diagram showing the operation of each part of a conventional power converter

Explanation of symbols

１１直流電源
１２第１インバータ
１３高周波トランス
１４整流手段
１５第２インバータ
１６系統
１７共振コンデンサ
１８第１スイッチング素子
１９限流リアクトル
２０ダイオード
２１フィルタコンデンサ
２２第２インバータ駆動手段
２３コレクタ電流検知手段
２４第１インバータ制御回路
２５第２共振コンデンサ
２６第３共振コンデンサ
２７出力リアクトル
DESCRIPTION OF SYMBOLS 11 DC power supply 12 1st inverter 13 High frequency transformer 14 Rectification means 15 2nd inverter 16 System | strain 17 Resonance capacitor 18 1st switching element 19 Current limiting reactor 20 Diode 21 Filter capacitor 22 2nd inverter drive means 23 Collector current detection means 24 1st Inverter control circuit 25 Second resonant capacitor 26 Third resonant capacitor 27 Output reactor

Claims

A high frequency transformer, a smoothing capacitor connected in parallel with a DC power source, a first switching element, and a resonance capacitor that resonates the collector voltage when the first switching element is turned off are disposed on the primary side insulated by the high frequency transformer. A second inverter comprising a rectifier on the secondary side of the high-frequency transformer, three sets of arms in which two switching elements are connected in series, and a filter capacitor connected in parallel with the arms; In the grid interconnection inverter comprised by these, the 1st arm and the 2nd arm were each directly connected with the system | strain, and the power converter device which connected the 3rd arm between the system | strains via the output reactor.

The power converter according to claim 1, wherein when the first inverter performs a modulation operation to generate a sine wave current, the first arm and the second arm are switched in a commercial cycle, and the third arm stops operating.

When the conduction time of the first inverter is constant, the operation of the first arm is stopped, the second arm is switched in a commercial cycle, and the third arm is high-frequency switched to generate a sinusoidal output current waveform. Item 3. The power conversion device according to Item 1 or 2.

The power converter according to any one of claims 1 to 3, wherein the operating frequencies of the third arm and the first inverter are matched during a period in which the conduction time of the first inverter is constant.

2. A collector current detecting means for a first switching element, wherein the first inverter control circuit makes the conduction time of the first switching element constant by detecting that the collector current has become zero at the turn-on timing. The power converter device of any one of -4.

The power converter according to any one of claims 1 to 5, wherein a second resonant capacitor and a third resonant capacitor are connected in parallel with the switching element constituting the third arm, respectively.

The power converter according to any one of claims 1 to 6, wherein the filter capacitor of the second inverter is disposed closest to the third arm as compared with the first arm and the second arm.